JP5693714B2 - ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム及びインバータの制御方法 - Google Patents

Description

この発明は、ヒートポンプ装置に使用される圧縮機の加熱方法に関する。

特許文献１には、暖房時の運転停止中に高周波の低電圧を圧縮機に供給することについての記載がある。特許文献２には、空気調和機の周囲が低温になった場合に、２５ｋＨｚといった、通常運転時より高周波数である単相交流電圧を圧縮機に供給することについての記載がある。
特許文献１および２に記載された技術は、いずれも、外気温度の低下に応じて圧縮機に高周波の交流電圧を印加することで圧縮機を加熱もしくは保温し、圧縮機内部の潤滑作用を円滑にするものである。

実開昭６０−６８３４１号公報 特開昭６１−９１４４５号公報

高周波の交流電圧を圧縮機に供給した場合、圧縮機に流れる電流値を正確に計測することが難しくなり、製造ばらつきや環境ばらつきによる影響によらず、加熱量を適切に制御することが難しい。特許文献１，２には、高周波の交流電圧を圧縮機に供給した場合に、いかにして加熱量を適切に制御するかについては記載されていない。
この発明は、高周波の交流電圧を圧縮機に供給して圧縮機を加熱する場合に、製造ばらつきや環境ばらつきによる影響によらず、圧縮機の加熱量を一定に保つことを目的とする。

この発明に係るヒートポンプ装置は、冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、前記モータに所定の電圧を印加するインバータと、前記インバータから前記モータに印加される電圧が正になる区間と、前記電圧が負になる区間との間に、前記電圧がゼロになる無通電区間を有する高周波交流電圧を前記インバータに発生させるインバータ制御部とを備え、前記インバータ制御部は、前記インバータに流れる電流値を検出する電流値検出部と、前記インバータで検出された電源電圧値と前記電流値検出部が検出した電流値とに応じた高周波交流電圧を前記インバータに発生させる高周波電圧発生部と、を備えることを特徴とする。

この発明に係るヒートポンプ装置では、無通電区間の開始直前から無通電区間の終了直後までの間に電流値を検出する。これにより、高周波交流電圧を印加した場合における電流のピーク値を検出することができる。このピーク値に応じて高周波交流電圧を制御することにより、モータに流す電流を所望の値にすることができる。その結果、製造ばらつきや環境ばらつきによる影響によらず、圧縮機の加熱量を一定に保つことができる。

実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００の構成を示す図。 実施の形態１におけるインバータ９の構成を示す図。 実施の形態１におけるインバータ制御部１０の構成を示す図。 実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成部２６の入出力波形を示す図。 実施の形態１における８通りのスイッチングパターンを示す図。 実施の形態１における加熱判定部１２の構成を示す図。 実施の形態１におけるインバータ制御部１０の動作を示すフローチャート。 実施の形態２におけるインバータ制御部１０の構成を示す図。 選択部２３がキャリア信号の頂及び底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替えた場合のタイミングチャート。 図９に示す電圧ベクトルの変化の説明図。 選択部２３がキャリア信号の底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替えた場合のタイミングチャート。 ＩＰＭモータのロータ位置の説明図。 ロータ位置による電流変化を示す図。 θｆを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を示す図。 θｆが０度（Ｕ相（Ｖ４）方向が０度）、３０度、６０度の時のモータ８のＵＶＷの各相に流れる電流を表した図。 実施の形態３におけるインバータ制御部１０の構成を示す図。 図９に示すタイミングチャートに、モータ８に流れる電圧・電流を示した図。 実施の形態３における加熱判定部１２の構成を示す図。 圧縮機１に滞留した液冷媒を漏出させるために必要な電力と、電力を得るのに必要な電流値との関係を示す図。 モータ電流に直流オフセットが重畳した場合の処理の説明図。 実施の形態４におけるインバータ９の構成を示す図。 図９に示すタイミングチャートに、モータ８に流れる電圧・電流と、直流電流検出部４２が検出する電流とを示した図。 実施の形態５におけるインバータ９の構成を示す図。 図９に示すタイミングチャートに、モータ８に流れる電圧・電流と、インバータ電流検出部４３が検出する電流とを示した図。 実施の形態６に係るヒートポンプ装置１００の回路構成図。 図２５に示すヒートポンプ装置１００の冷媒の状態についてのモリエル線図。

実施の形態１．
実施の形態１では、ヒートポンプ装置１００の基本的な構成及び動作について説明する。

図１は、実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００の構成を示す図である。
実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００は、圧縮機１、四方弁２、熱交換器３、膨張機構４、熱交換器５が、冷媒配管６を介して順次接続された冷凍サイクルを備える。圧縮機１の内部には冷媒を圧縮する圧縮機構７と、この圧縮機構７を動作させるモータ８とが設けられている。モータ８は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の巻き線を有する三相モータである。
モータ８に電圧を与え駆動させるインバータ９は、モータ８と電気的に接続されている。インバータ９は、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線に電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをそれぞれ印加する。
インバータ９には、高周波電圧発生部１１と加熱判定部１２（状態検出部）とを備えるインバータ制御部１０が電気的に接続されている。インバータ制御部１０は、インバータ９から送られるインバータ９の電源電圧である母線電圧Ｖｄｃと、モータ８に流れる電流Ｉの値とに基づいて、モータ８を加熱する必要があるか判断するとともに、モータ８を加熱する必要がある場合に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号（駆動信号）をインバータ９へ出力する。

図２は、実施の形態１におけるインバータ９の構成を示す図である。
インバータ９は、交流電源１３と、交流電源１３から供給される電圧を整流する整流器１４と、整流器１４で整流された電圧を平滑して直流電圧（母線電圧Ｖｄｃ）を生成する平滑コンデンサ１５と、平滑コンデンサ１５で生成された母線電圧Ｖｄｃを検出してインバータ制御部１０へ出力する母線電圧検出部１６とを備える。
また、インバータ９は、母線電圧Ｖｄｃを電源とする電圧印加部１９を備える。電圧印加部１９は、２つのスイッチング素子（１７ａと１７ｄ、１７ｂと１７ｅ、１７ｃと１７ｆ）の直列接続部が３個並列に接続され、各スイッチング素子１７ａ〜１７ｆそれぞれと並列に接続された環流ダイオード１８ａ〜１８ｆを備える回路である。電圧印加部１９は、インバータ制御部１０より送られるＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮに応じて、それぞれに対応したスイッチング素子（ＵＰは１７ａ、ＶＰは１７ｂ、ＷＰは１７ｃ、ＵＮは１７ｄ、ＶＮは１７ｅ、ＷＮは１７ｆ）を駆動する。そして、電圧印加部１９は、駆動したスイッチング素子１７に応じた電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線それぞれに印加する。
さらに、インバータ９は、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線に電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを印加することにより、インバータ９からモータ８へ流れる電流Ｉを検出してインバータ制御部１０へ出力する電流検出部２０を備える。

図３は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の構成を示す図である。
上述したように、インバータ制御部１０は、高周波電圧発生部１１と加熱判定部１２とを備える。加熱判定部１２については後述し、ここでは高周波電圧発生部１１について説明する。
高周波電圧発生部１１は、テーブルデータ２１、外部入力部２２、選択部２３、積分器２４、電圧指令生成部２５、ＰＷＭ信号生成部２６を備える。
選択部２３は、加熱判定部１２から出力された電圧指令値Ｖｃと、テーブルデータ２１に記録された電圧指令値Ｖｔと、外部入力部２２から入力された電圧指令値Ｖａとのうちいずれか１つを電圧指令値Ｖ＊として選択して出力する。また、選択部２３は、テーブルデータ２１に記録された回転数指令値ωｔと、外部入力部２２から入力された回転数指令値ωａとのうちいずれかを回転数指令値ω＊として選択して出力する。
積分器２４は、選択部２３が出力した回転数指令値ω＊から電圧位相θを求める。
電圧指令生成部２５は、選択部２３が出力した電圧指令値Ｖ＊と、積分器２４が求めた電圧位相θとを入力として、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成して出力する。
ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令生成部２５が出力した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、母線電圧Ｖｄｃとに基づいて、ＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ，ＷＮ）を生成し、インバータ９へ出力する。

電圧指令生成部２５の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の生成方法と、ＰＷＭ信号生成部２６のＰＷＭ信号の生成方法とについて説明する。
図４は、実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成部２６の入出力波形を示す図である。
例えば、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を式（１）〜式（３）のように位相が２π／３づつ異なる余弦波（正弦波）と定義する。但し、Ｖ＊は電圧指令値の振幅、θは電圧指令値の位相である。
（１）Ｖｕ＊＝Ｖ＊ｃｏｓθ
（２）Ｖｖ＊＝Ｖ＊ｃｏｓ（θ−（２／３）π）
（３）Ｖｗ＊＝Ｖ＊ｃｏｓ（θ＋（２／３）π）
電圧指令生成部２５は、選択部２３が出力した電圧指令値Ｖ＊と、積分器２４が求めた電圧位相θとに基づき、式（１）〜式（３）により電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算し、計算した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２６へ出力する。ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、所定の周波数で振幅Ｖｄｃ／２のキャリア信号（基準信号）とを比較し、相互の大小関係に基づきＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを生成する。
例えば、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも大きい場合には、ＵＰはスイッチング素子１７ａをオンにする電圧とし、ＵＮはスイッチング素子１７ｄをオフにする電圧とする。また、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも小さい場合には、逆に、ＵＰはスイッチング素子１７ａをオフにする電圧とし、ＵＮはスイッチング素子１７ｄをオンにする電圧とする。他の信号についても同様であり、電圧指令値Ｖｖ＊とキャリア信号との比較によりＶＰ、ＶＮが決定され、電圧指令値Ｖｗ＊とキャリア信号との比較によりＷＰ、ＷＮが決定される。
一般的なインバータの場合、相補ＰＷＭ方式を採用しているため、ＵＰとＵＮ、ＶＰとＶＮ、ＷＰとＷＮは互いに逆の関係となる。そのため、スイッチングパターンは全部で８通りとなる。

図５は、実施の形態１における８通りのスイッチングパターンを示す図である。なお、図５では、各スイッチングパターンで発生する電圧ベクトルにＶ０〜Ｖ７の符号を付している。また、各電圧ベクトルの電圧の方向を±Ｕ，±Ｖ，±Ｗ（電圧が発生しない場合には０）で表している。ここで、＋Ｕとは、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流を発生させる電圧であり、−Ｕとは、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する−Ｕ相方向の電流を発生させる電圧である。±Ｖ，±Ｗについても同様の解釈である。
図５に示すスイッチングパターンを組み合わせて電圧ベクトルを出力することでインバータ９に所望の電圧を出力させることができる。このときに位相θを高速で変化させることにより、高周波の電圧を出力することが可能となる。

なお、式（１）〜式（３）以外にも二相変調や、三次高調波重畳変調、空間ベクトル変調等により電圧指令信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求めても構わない。

図６は、実施の形態１における加熱判定部１２の構成を示す図である。
加熱判定部１２は、インバータ９の母線電圧検出部１６が検出した母線電圧Ｖｄｃや、インバータ９の電流検出部２０が検出した電流Ｉ等に基づき、高周波電圧発生部１１の動作状態（ＯＮ／ＯＦＦ）を制御する。
加熱判定部１２は、電流比較部２７、電圧比較部２８、温度検出部２９、温度比較部３０、第１論理積計算部３１、寝込み判定部３２、経過時間計測部３３、時間比較部３４、リセット部３５、論理和計算部３６、第２論理積計算部３７、加熱量判断部３８を備える。

電流比較部２７は、電流検出部２０により検出され出力された電流Ｉが、Ｉｍｉｎ＜Ｉ＜Ｉｍａｘの状態の時に正常状態と判断して１を、それ以外の場合には０を出力する。
ここで、Ｉｍａｘは電流上限値、Ｉｍｉｎは電流下限値である。Ｉｍａｘ以上の過大な正の電流、又は、Ｉｍｉｎ以下の過大な負の電流が流れる場合、電流比較部２７は異常状態と判断して０を出力することで、加熱を停止するよう動作する。

電圧比較部２８は、母線電圧検出部１６により検出した母線電圧Ｖｄｃが、Ｖｄｃ＿ｍｉｎ＜Ｖｄｃ＜Ｖｄｃ＿ｍａｘの状態の時に正常状態と判断して１を、それ以外の場合には０を出力する。
ここで、Ｖｄｃ＿ｍａｘは母線電圧上限値、Ｖｄｃ＿ｍｉｎは母線電圧下限値である。Ｖｄｃ＿ｍａｘ以上の過大な母線電圧の場合や、Ｖｄｃ＿ｍｉｎ以下の過小な母線電圧の場合には、電圧比較部２８は異常状態と判断して０を出力することで、加熱を停止するよう動作する。

温度検出部２９は、電圧印加部１９の温度であるインバータ温度Ｔｉｎｖ、圧縮機１の温度Ｔｃ、外気温度Ｔｏを検出する。
温度比較部３０は、予め設定したインバータの保護温度Ｔｐ＿ｉｎｖとインバータ温度Ｔｉｎｖとを比較するとともに、予め設定した圧縮機１の保護温度Ｔｐ＿ｃと圧縮機温度Ｔｃとを比較する。そして、温度比較部３０は、Ｔｐ＿ｉｎｖ＞Ｔｉｎｖの状態、かつ、Ｔｐ＿ｃ＞Ｔｃの状態では正常に動作していると判断して１を、それ以外の場合には０を出力する。
ここで、Ｔｐ＿ｉｎｖ＜Ｔｉｎｖとなった場合には、インバータ温度が高温になっており、また、Ｔｐ＿ｃ＜Ｔｃとなった場合には、圧縮機１内のモータ８の巻線温度が高温となっており、絶縁不良等の恐れがある。そのため、温度比較部３０は、危険と判断して０を出力して加熱を停止するよう動作する。ここで、圧縮機１はモータ８の巻線に比べて熱容量が大きく、温度の上昇速度が巻線に比べて遅い点を考慮してＴｐ＿ｃを設定する必要がある。

第１論理積計算部３１は、以上の電流比較部２７、電圧比較部２８、温度比較部３０の出力値の論理積を出力する。電流比較部２７、電圧比較部２８、温度比較部３０の出力値のいずれか１つでも異常状態の０となった場合には、第１論理積計算部３１が０を出力して加熱を停止するよう動作させる。
なお、ここでは、電流Ｉ、母線電圧Ｖｄｃ、温度Ｔｉｎｖ、Ｔｃを用いて加熱を停止する方法について述べたが、全てを用いなくてもよい。また、ここで述べた以外のパラメータを用いて加熱を停止するよう構成してもよい。

続いて、温度検出部２９により検出した圧縮機１の温度Ｔｃと外気温度Ｔｏに基づいて、寝込み判定部３２により圧縮機１内の圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態（冷媒が寝込んだ状態）か否かを判断する。
圧縮機１は冷凍サイクル中で最も熱容量が大きく、外気温Ｔｏの上昇に対して、圧縮機温度Ｔｃは遅れて上昇するため、最も温度が低くなる。冷媒は冷凍サイクル中で最も温度が低い場所で滞留し、液冷媒として溜まるため温度の上昇時に圧縮機１内に冷媒が溜まる。そこで、寝込み判定部３２は、Ｔｏ＞Ｔｃとなった場合には、冷媒が圧縮機１内に滞留していると判断して１を出力して加熱を開始し、Ｔｏ＜Ｔｃとなった場合に加熱を停止する。
なお、Ｔｏが上昇傾向の時や、Ｔｃが上昇傾向の時に加熱を開始するよう制御してもよく、ＴｃもしくはＴｏの検出が困難になった場合にいずれか１つを用いて制御ができるため信頼性の高い制御が実現できる。

ここで、圧縮機温度Ｔｃ及び外気温度Ｔｏの両方が検出不可能になった場合、圧縮機１の加熱ができなくなる恐れがある。そこで、経過時間計測部３３は、圧縮機１を加熱していない時間（Ｅｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅ）を計測し、時間比較部３４にて予め設定した制限時間Ｌｉｍｉｔ＿Ｔｉｍｅを超過した場合に１を出力して圧縮機１の加熱を開始する。ここで、一日の温度変化は太陽が昇る朝から昼にかけて温度が上昇し、日没から夜にかけて温度が低下するため、おおよそ１２時間周期で温度の上昇低下が繰り返される。そのため、例えばＬｉｍｉｔ＿Ｔｉｍｅを１２時間程度に設定しておけばよい。
なお、Ｅｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅは圧縮機１への加熱を行った場合にリセット部３５にてＥｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅを０に設定する。

論理和計算部３６は、以上の寝込み判定部３２と時間比較部３４との出力値の論理和を出力する。寝込み判定部３２と時間比較部３４との出力値のいずれか一方でも加熱開始を表す１となった場合には、論理和計算部３６が１を出力して圧縮機１への加熱を開始させる。

第２論理積計算部３７は、第１論理積計算部３１と論理和計算部３６との出力値の論理積を、加熱判定部１２の出力値として出力する。出力値が１の場合には、高周波電圧発生部１１を動作させ、圧縮機１の加熱動作を行う。一方、出力値が０の場合には、高周波電圧発生部１１を動作させず、圧縮機１の加熱動作をしない、あるいは、高周波電圧発生部１１の動作を停止させ、圧縮機１の加熱動作を止める。
第２論理積計算部３７で論理積を出力するため、第１論理積計算部３１にて圧縮機１への加熱停止の信号０が出力されている場合には、論理和計算部３６が加熱開始の信号１が出力されていても、加熱を停止させることができる。そのため、信頼性を確保しつつ、待機中の消費電力を最小限に抑えることが可能なヒートポンプ装置を得ることができる。

なお、寝込み判定部３２は、圧縮機温度Ｔｃと外気温度Ｔｏとに基づいて、圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態を検出するとした。さらに、加熱量判断部３８は、圧縮機温度Ｔｃと外気温度Ｔｏとから圧縮機１内に滞留した液冷媒の量を特定する。そして加熱量判断部３８は、特定した液冷媒の量に応じて、冷媒を圧縮機１の外部へ追い出すのに必要な電圧指令値Ｖｃを計算して出力する。これにより、必要最小限の電力で圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態を解消することが可能となり、消費電力削減による地球温暖化への影響を低減することが可能となる。

次に、インバータ制御部１０の動作について説明する。
図７は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の動作を示すフローチャートである。
（Ｓ１：加熱判断ステップ）
加熱判定部１２は、圧縮機１の運転停止中に、上述した動作により高周波電圧発生部１１を動作させるかを判断する。
高周波電圧発生部１１を動作させると加熱判定部１２が判断した場合、すなわち加熱判定部１２の出力値が１（ＯＮ）の場合（Ｓ１でＹＥＳ）、処理をＳ２へ進め、予熱用のＰＷＭ信号を発生させる。一方、高周波電圧発生部１１を動作させないと加熱判定部１２が判断した場合、すなわち加熱判定部１２の出力値が０（ＯＦＦ）の場合（Ｓ１でＮＯ）、所定時間経過後に、再び高周波電圧発生部１１を動作させるかを判断する。
（Ｓ２：電圧指令値生成ステップ）
選択部２３は、電圧指令値Ｖ＊と回転数指令値ω＊とを選択し、積分器２４は、選択部２３が選択した回転数指令値ω＊から電圧位相θを求める。そして、電圧指令生成部２５は、選択部２３が選択した電圧指令値Ｖ＊と、積分器２４が求めた電圧位相θとに基づき、式（１）〜式（３）により電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算し、計算した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２６へ出力する。
（Ｓ３：ＰＷＭ信号生成ステップ）
ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令生成部２５が出力した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をキャリア信号と比較して、ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを得て、インバータ９へ出力する。これにより、インバータ９のスイッチング素子１７ａ〜１７ｆを駆動してモータ８に高周波電圧を印加する。
モータ８に高周波電圧を印加することにより、モータ８の鉄損と、巻線に流れる電流にて発生する銅損とで効率よくモータ８が加熱される。モータ８が加熱されることにより、圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１の外部へと漏出する。
所定の時間経過後、再びＳ１へ戻りさらに加熱が必要かを判定する。

以上のように、実施の形態１に係るヒートポンプ装置１００では、圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態である場合に、高周波電圧をモータ８へ印加するため、騒音を抑えつつ、効率的にモータ８を加熱できる。これにより、圧縮機１内に滞留した冷媒を効率的に加熱することができ、滞留した冷媒を圧縮機１の外部へ漏出させることができる。

なお、圧縮動作時の運転周波数以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８内のロータが周波数に追従できなくなり、回転や振動が発生することが無くなる。そこで、Ｓ２において、選択部２３は、圧縮動作時の運転周波数以上となる回転数指令ω＊を出力するのがよい。
一般に、圧縮動作時の運転周波数は、高々１ｋＨｚである。そのため、１ｋＨｚ以上の高周波電圧をモータ８に印加すればよい。また、１４ｋＨｚ以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８の鉄心の振動音がほぼ可聴周波数上限に近づくため、騒音の低減にも効果がある。そこで、例えば、選択部２３は、２０ｋＨｚ程度の高周波電圧となるような回転数指令ω＊を出力する。

但し、高周波電圧の周波数はスイッチング素子１７ａ〜１７ｆの最大定格周波数を超えるとスイッチング素子１７ａ〜１７ｆの破壊による負荷もしくは電源短絡を起こし、発煙や発火に至る可能性がある。そのため、信頼性を確保するため高周波電圧の周波数は最大定格周波数以下にすることが望ましい。

また、近年のヒートポンプ装置用の圧縮機のモータには高効率化のためＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）構造のモータや、コイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻きモータが広く用いられる。集中巻きモータは、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ないため、巻線に多量の電流を流す必要がある。巻線に多量の電流を流すと、インバータ９に流れる電流も多くなり、インバータ損失が大きくなる。
そこで、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなる。そのため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに、巻線に流れる電流が小さくなるため、インバータに流れる電流も小さくなり、インバータ９の損失も低減でき、より効率の高い加熱が可能となる。
また、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、圧縮機がＩＰＭ構造のモータである場合、高周波磁束が鎖交するロータ表面も発熱部となる。そのため、冷媒接触面増加や圧縮機構への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。

また、インバータ９を構成するスイッチング素子１７ａ〜１７ｆと、これに並列に接続された環流ダイオード１８ａ〜１８ｆには、現在一般的には珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いるのが主流である。しかし、これに代えて、炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドギャップ半導体を用いても良い。
このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。
さらに、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。

なお、スイッチング素子及びダイオード素子の両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体よって形成されていてもよく、この実施例に記載の効果を得ることができる。

その他、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることでも同様の効果を得ることが可能である。

また、スクロール機構の圧縮機は、圧縮室の高圧リリーフが困難である。そのため、他の方式の圧縮機に比べ、液圧縮した場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する可能性が高い。しかし、実施の形態１のヒートポンプ装置１００では、圧縮機１の効率の良い加熱が可能であり、圧縮機１内の液冷媒の滞留を抑制することできる。そのため、液圧縮を防止することができるので、圧縮機１としてスクロール圧縮機を用いた場合にも効果的である。

さらに、周波数１０ｋＨｚ、出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、法令による制約を受ける場合もある。そのため、事前に５０Ｗを超えないよう電圧指令値の振幅の調整や、流れる電流や電圧を検出して５０Ｗ以下となるようフィードバック制御を行うようにしてもよい。

なお、インバータ制御部１０は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）、電子回路などで構成される。

実施の形態２．
実施の形態２では、高周波電圧の生成方法について説明する。

一般的なインバータの場合、キャリア信号の周波数であるキャリア周波数はインバータのスイッチング素子のスイッチングスピードにより上限が決まっている。そのため、搬送波であるキャリア周波数以上の高周波電圧を出力することは困難である。なお、一般的なＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の場合、スイッチングスピードの上限は２０ｋＨｚ程度である。
また、高周波電圧の周波数がキャリア周波数の１／１０程度になると、高周波電圧の波形出力精度が悪化し直流成分が重畳するなど悪影響を及ぼす恐れがある。この点を考慮し、キャリア周波数を２０ｋＨｚとした場合に、高周波電圧の周波数をキャリア周波数の１／１０の２ｋＨｚ以下とすると、高周波電圧の周波数は可聴周波数領域となり、騒音悪化が懸念される。

図８は、実施の形態２におけるインバータ制御部１０の構成を示す図である。
実施の形態２におけるインバータ制御部１０は、高周波電圧発生部１１が、積分器２４（図３参照）に代えて、基準位相θｆに、選択部２３にて切り換えられた位相θｐと位相θｎを加算して電圧位相θとする加算部３９を備えることを除き、図３に示す実施の形態１におけるインバータ制御部１０と同じである。そのため、同一の符号を付して説明は省略し、変更点のみ説明する。

実施の形態１では、回転数指令ω＊を積分器２４にて積分して電圧位相θを求めていた。これに対し、実施の形態２では、選択部２３（位相切替部）が、位相θｐと、位相θｐとほぼ１８０度異なる位相θｎとの２種類の電圧位相を交互に切り換える。そして、加算部３９が、基準位相θｆに、選択部２３が選択した位相θｐ又は位相θｎを加算して電圧位相θとする。
なお、以下の説明では、θｐ＝０［度］、θｎ＝１８０［度］として説明する。

次に、インバータ制御部１０の動作について説明する。
なお、図７に示すＳ２の動作以外は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０と同じであるため、説明を省略する。
Ｓ２では、選択部２３が、キャリア信号の頂（山）又は底（谷）のタイミングで、あるいは、頂及び底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替える。そして、加算部３９が、基準位相θｆに、選択部２３が選択した位相θｐ又は位相θｎを加算して電圧位相θとして電圧指令生成部２５へ出力する。電圧指令生成部２５は、電圧位相θと、電圧指令値Ｖ＊とを用いて式（１）〜式（３）にて電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を得て、ＰＷＭ信号生成部２６へ出力する。
選択部２３が位相θｐと位相θｎとを、キャリア信号の頂もしくは底、頂及び底のタイミングで切り替えることで、キャリア信号に同期したＰＷＭ信号を出力することが可能となる。

図９は、選択部２３がキャリア信号の頂及び底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替えた場合のタイミングチャートである。なお、ＵＰとＵＮ、ＶＰとＶＮ、ＷＰとＷＮはそれぞれオン／オフ状態が逆であり、一方がわかれば他方もわかるため、ここではＵＰ、ＶＰ、ＷＰのみを示している。また、ここでは、θｆ＝０［度］としている。
この場合、図９に示すようにＰＷＭ信号が変化する。そして、電圧ベクトルはＶ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、・・・の順で変化する。

図１０は、図９に示す電圧ベクトルの変化の説明図である。なお、図１０では、破線で囲まれたスイッチング素子１７がオン、破線で囲まれていないスイッチング素子１７がオフの状態であることを表している。
図１０に示すように、Ｖ０ベクトル、Ｖ７ベクトル印加時はモータ８の線間が短絡状態となり、電圧が出力されない無通電区間である。この場合、モータ８のインダクタンスに蓄えられたエネルギーが電流となって短絡回路中を流れる。また、Ｖ４ベクトル印加時には、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流（＋Ｉｕの電流）が流れ、Ｖ３ベクトル印加時には、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する−Ｕ相方向の電流（−Ｉｕの電流）がモータ８の巻線に流れる。つまり、Ｖ４ベクトル印加時と、Ｖ３ベクトル印加時とでは逆方向の電流がモータ８の巻線に流れる。そして、電圧ベクトルがＶ０、Ｖ４、Ｖ７、Ｖ３、Ｖ０、・・・の順で変化するため、＋Ｉｕの電流と−Ｉｕの電流とが交互にモータ８の巻線に流れることになる。特に、図９に示すように、Ｖ４ベクトルとＶ３ベクトルとが１キャリア周期（１／ｆｃ）の間に現れるため、キャリア周波数ｆｃに同期した交流電圧をモータ８の巻線に印加することが可能となる。
また、Ｖ４ベクトル（＋Ｉｕの電流）とＶ３ベクトル（−Ｉｕの電流）とが交互に出力されるため、正逆のトルクが瞬時に切り替わる。そのため、トルクが相殺されることによりロータの振動を抑えた電圧の印加が可能となる。

図１１は、選択部２３がキャリア信号の底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替えた場合のタイミングチャートである。
この場合、図１１に示すようにＰＷＭ信号が変化する。そして、電圧ベクトルはＶ０、Ｖ４、Ｖ７、Ｖ７、Ｖ３、Ｖ０、Ｖ０、Ｖ３、Ｖ７、Ｖ７、Ｖ４、Ｖ０、・・・の順で変化する。Ｖ４ベクトルとＶ３ベクトルとが２キャリア周期の間に現れるため、１／２キャリア周波数の交流電圧をモータ８の巻線に印加することが可能となる。

図１２は、ＩＰＭモータのロータ位置（ロータの停止位置）の説明図である。ここでは、ＩＰＭモータのロータ位置φは、ロータのＮ極の向きがＵ相方向からずれた角度の大きさによって表される。
図１３は、ロータ位置による電流変化を示す図である。ＩＰＭモータの場合、巻線インダクタンスはロータ位置に依存する。そのため、電気角周波数ωとインダクタンス値との積で表される巻線インピーダンスは、ロータ位置に応じて変動する。したがって、同一電圧を印加した場合においても、ロータ位置によって、モータ８の巻線に流れる電流が変動してしまい、加熱量が変化してしまう。その結果、ロータ位置によっては、必要な加熱量を得るために、多くの電力が消費される恐れがある。

そこで、時間の経過と共に基準位相θｆを変化させ、ロータに満遍なく電圧を印加する。
図１４は、θｆを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を示す図である。
ここでは、θｆを時間の経過とともに、０度、４５度、９０度、１３５度、・・・と４５度づつ変化させている。θｆが０度であれば、電圧指令値の位相θは０度、１８０度となり、θｆが４５度であれば、電圧指令値の位相θは４５度、２２５度となり、θｆが９０度であれば、電圧指令値の位相θは９０度、２７０度となり、θｆが１３５度であれば、電圧指令値の位相θは１３５度、３１５度となる。
つまり、初めに、θｆが０度に設定され、所定の時間、電圧指令値の位相θがキャリア信号に同期して０度と１８０度とで切り替えられる。その後、θｆが４５度に切り替えられ、所定の時間、電圧指令値の位相θがキャリア信号に同期して４５度と２２５度とで切り替えられる。その後、θｆが９０度に切り替えられ、・・・というように、所定の時間毎に、０度と１８０度、４５度と２２５度、９０度と２７０度、１３５度と３１５度、・・・と電圧指令値の位相θが切り替えられる。
これにより、時間の経過とともに、高周波交流電圧の通電位相が変化するため、ロータ停止位置によるインダクタンス特性の影響を排除することができ、ロータ位置に依存せず均一な圧縮機１の加熱が可能となる。

図１５は、θｆが０度（Ｕ相（Ｖ４）方向が０度）、３０度、６０度の時のモータ８のＵＶＷの各相に流れる電流を表した図である。
θｆが０度の場合には、図９に示すようにＶ０とＶ７との間に他の電圧ベクトル（スイッチング素子１７ａ〜１７ｆの正電圧側１つと負電圧側２つ、又は、正電圧側２つと負電圧側１つがオン状態となる電圧ベクトル）が１つのみ発生する。この場合、電流波形は台形状となり高調波成分の少ない電流となる。
しかし、θｆが３０度の場合には、Ｖ０とＶ７との間に異なる２つの電圧ベクトルが発生する。この場合、電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となる。この電流波形の歪みはモータ騒音やモータ軸振動などの悪影響を与える恐れがある。
また、θｆが６０度の場合も、θｆが０度の場合と同様に、Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。この場合、電流波形は台形状となり、高調波成分が少ない電流となる。
このように、基準位相θｆが６０度のｎ倍（ｎは０以上の整数）の場合には、電圧位相θが６０度の倍数となるため（ここでは、θｐ＝０［度］、θｎ＝１８０［度］である）、Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。一方、基準位相θｆが６０度のｎ倍以外の場合には、電圧位相θが６０度の倍数とならないため、Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが２つ発生してしまう。Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが２つ発生してしまうと、電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となり、モータ騒音やモータ軸振動などの悪影響を与える恐れがある。したがって、基準位相θｆは、０度、６０度、・・・のように６０度刻みで変化させることが望ましい。

以上のように、実施の形態２に係るヒートポンプ装置１００では、位相θ１と、位相θ１とほぼ１８０度異なる位相θ２との二種類の位相をキャリア信号に同期させて交互に切り換えて、電圧指令値の位相とした。これにより、キャリア周波数に同期した高周波電圧をモータ８の巻線へ印加することができる。
また、実施の形態２に係るヒートポンプ装置１００では、基準位相θｆを時間の経過とともに変化させた。これにより、時間の経過とともに、高周波交流電圧の通電位相が変化するため、ロータ位置に依存せず均一な圧縮機１の加熱が可能となる。

実施の形態３．
実施の形態３では、高周波交流電圧を発生させた場合において、製造ばらつきや環境ばらつきによる影響によらず、圧縮機の加熱量を一定に保つ方法について説明する。

図１６は、実施の形態３におけるインバータ制御部１０の構成を示す図である。
実施の形態３におけるインバータ制御部１０は、高周波電流検出部４０を備えることを除き、図８に示す実施の形態２におけるインバータ制御部１０と同じである。そのため、同一の符号を付して説明は省略し、変更点のみ説明する。

実施の形態２では、電流検出部２０が検出した電流値Ｉを入力として、加熱判定部１２が動作していた。これに対し、実施の形態３では、電流検出部２０が検出した電流値Ｉを、高周波電流検出部４０が所定のタイミングにおいて取得し、高周波電流値Ｉｈとして出力する。そして、高周波電流検出部４０が出力した高周波電流値Ｉｈを入力として、加熱判定部１２が動作する。

電流検出部２０が検出した電流値Ｉを、高周波電流検出部４０が取得するタイミングについて説明する。
図１７は、図９に示すタイミングチャートに、モータ８に流れる電圧・電流を示した図である。
モータ電流波形のＶ４ベクトルの区間ではモータ電圧は正となるため、モータ電流は負から正に流れる。続いてＶ７ベクトルの区間では、モータ電圧はゼロとなり、モータ８の線間が短絡されるよう動作するため、モータ８のインダクタンスに蓄えられたエネルギーがモータ８の抵抗成分とインダクタンス成分から求まる時定数にて減衰する。その後、Ｖ３ベクトルの区間ではモータ電圧が負となるため、正から負のモータ電流が流れ、Ｖ０ベクトルの区間では再びモータ８の線間が短絡されるよう動作するため、前述の時定数で減衰する。
前述の時定数は概ね数ｍｓｅｃ程度であり、出力周波数を２０ｋＨｚとした場合の周期５０μｓｅｃに対して十分長い。そのため、Ｖ０ベクトル及びＶ７ベクトルの区間では、Ｖ４ベクトル及びＶ３ベクトルの区間で発生した電流を保持するよう動作する。

ここで、電流検出部２０は、モータ８へ流れる電流を検出しているためモータ８に実際に流れる電流と同等の電流が検出可能である。しかし、インバータ制御部１０は、一般的にＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）などが用いられている。そのため、インバータ制御部１０は、電流の検出に関しては電流センサなどで電圧に変換され、その後アナログ値からデジタル値へ変換するＡ／Ｄ変換を行う。一般に、これらの変換等には時間がかかる。特に、安価なＣＰＵ等でインバータ制御部１０を構成した場合は時間がかかる。したがって、インバータ制御部１０は、電流が高周波数の場合、正確な電流検出が困難である。
また、一般的に、インバータ制御部１０はキャリア信号の一周期に１回、もしくはキャリアの底から頂と頂から底の各一回ずつ電流検出を行うことが多い。そのため、電流検出のタイミングを誤ると所望の電流値（一般的には、ピーク値）を検出することができない。

そこで、高周波電流検出部４０は、電流がピーク付近で比較的安定している部分（図１７における電流検出部２０の出力電流中に破線で示した部分）を電流検出可能区間（検出区間）とし、このタイミングで電流検出部２０が検出した電流値を取得する。これにより、高周波電流検出部４０は、モータ電流の略ピーク値を検出することが可能となる。
この電流検出可能区間は、モータ電圧の出力終了直前から、モータ電圧のゼロ区間を経て、モータ電圧の出力開始直後までの区間である。つまり、図１７では、電流検出可能区間は、Ｖ４ベクトルの出力終了直前から、Ｖ７ベクトルの区間を経て、Ｖ３ベクトルの出力開始直後までと、Ｖ３ベクトルの出力終了直前から、Ｖ０ベクトル区間を経て、Ｖ４ベクトルの出力開始直後までとなる。
ここでは、モータ８の特定の一相分を説明しているが、多相についても同様の手法で高周波電流値を検出することが可能である。三相（ＵＶＷ相）のうち二相が検出できれば、ＵＶＷ相に流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの和が０になるキルヒホッフの法則により、検出していない残りの一相の電流を求めることが可能である。

なお、前述した電流検出可能区間での検出タイミングを計ることが難しい場合には、例えばキャリア信号の頂を基準として、０［μｓ］後、５［μｓ］後、・・・のように、周期に対して非常に短い間隔で検出し、キャリア信号数周期分の電流の平均を取るようにしてもよい。これにより、多少の誤差は発生するが高周波電流の値を確実に検出することができる。正の値と負の値とを別々に平均をとることで、正の電流値と負の電流値とを得ることができる。

図１８は、実施の形態３における加熱判定部１２の構成を示す図である。
実施の形態３における加熱判定部１２は、加熱量調整部４１を備えることを除き、図６に示す実施の形態１における加熱判定部１２と同じである。そのため、同一の符号を付して説明は省略し、変更点のみ説明する。

実施の形態２では、加熱量判断部３８は、特定した液冷媒の量に応じて、冷媒を圧縮機１の外部へ追い出すのに必要な電圧指令値Ｖｃを計算して出力していた。これに対し、実施の形態３では、加熱量判断部３８は、特定した液冷媒の量に応じて、冷媒を圧縮機１の外部へ追い出すのに必要な電力（熱量）を算出する。そして、加熱量調整部４１は、算出された電力を得ることが可能な電圧指令値Ｖｃを、高周波電流値Ｉｈに基づいて計算して出力する。

図１９は、圧縮機１に滞留した液冷媒を漏出させるために必要な電力と、電力を得るのに必要な電流値との関係を示す図である。
加熱量調整部４１は、図１８に示すように必要な電力と、その電力を得るのに必要な電流値との関係を予め求めておき、メモリに記憶しておく。そして、加熱量調整部４１は、加熱量判断部３８が算出した電力を得るのに必要な電流値と、高周波電流Ｉｈとが一致するような電圧指令値Ｖｃを計算する。
これにより、図１３に示すように、製造ばらつきや環境ばらつきによる影響によらず、圧縮機１の加熱量を一定に保つことが可能となる。

なお、図１３に示すように、基準位相θｆを固定とした場合、電流が流れやすいロータ位置φや、電流が流れにくいロータ位置φがある。ロータ位置φを固定とし、基準位相θｆを可変とした場合にも同様に、電流が流れやすい基準位相θｆや、電流が流れにくい基準位相θｆがある。ここで、電流が流れやすいロータ位置φもしくは基準位相θｆは、少ない電圧で大きな電流を流すことができるため効率よく圧縮機１を加熱できる。
そこで、ロータ位置φもしくは基準位相θｆを変化させ、ロータ位置φもしくは基準位相θｆ毎の高周波電流Ｉｈを把握して、最も電流が大きくなるロータ位置φもしくは基準位相θｆで動作させる。これにより、効率良く圧縮機１の加熱が可能となる。

また、実施の形態２では、図８に示すように、電圧指令生成部２５は、電圧指令値Ｖ＊と電圧位相θとを入力として、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成していた。実施の形態３では、図１６に示すように、高周波電流検出部４０は、取得した高周波電流値Ｉｈから電流に重畳している直流オフセット値Ｉｈ＿ｏｆｆｓｅｔを計算して出力する。そして、電圧指令値Ｖ＊と電圧位相θとに加えて、高周波電流検出部４０が出力した直流オフセット値Ｉｈ＿ｏｆｆｓｅｔを入力として、電圧指令生成部２５が電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。

図２０は、モータ電流に直流オフセットが重畳した場合の処理の説明図である。図２０では、初めはモータ電流に直流オフセットが重畳しているが、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を調整することにより、直流オフセットが徐々になくなるように補正される様子を示している。
インバータ制御部１０は、一般的にＣＰＵやＤＳＰ、マイクロコンピュータに代表される離散システムを用いて構成され、演算上の誤差も無視できない場合がある。そのため、図２０に示すようにモータ電流に直流オフセットが重畳する恐れがある。直流オフセットが重畳した状態で、高周波電圧を印加した場合、インバータ９を構成するスイッチング素子の損失が大きく発熱する。そのため、長時間運転を続けた場合、熱破壊に至る恐れがある。また、近年のモータ８の設計では巻線抵抗による損失を低減するため、低い巻線抵抗設計となっており、わずかでも直流オフセットが生じると直流電流による過大な電流が流れる恐れがある。
そこで、高周波電流検出部４０は、高周波電流の正のピーク値Ｉｈｐ［ｎ］及び負のピーク値Ｉｈｎ［ｎ］を検出する。そして、高周波電流検出部４０は、１回目の検出値Ｉｈｐ［１］及びＩｈｎ［１］の平均値を直流オフセット量Ｉｈ＿ｏｆｆｓｅｔとして計算する。
電圧指令生成部２５は、計算されたオフセット量Ｉｈ＿ｏｆｆｓｅｔに基づき、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を調整する。例えば、Ｕ相の電流に正方向の直流オフセットが重畳しているなら、電圧指令生成部２５は、電圧指令値Ｖｕ＊を負の方向に徐々にずらすように調整する。逆に、Ｕ相の電流に負方向の直流オフセットが重畳しているなら、電圧指令生成部２５は、電圧指令値Ｖｕ＊を正の方向に徐々にずらすように調整する。Ｖ相、Ｗ相についても同様である。これにより、直流オフセット量が０になるように制御することが可能となる。

ここで、電流のピーク値に関してはノイズ等の影響によりバラツキが生じる恐れがある。そのため、１回目の検出値Ｉｈｐ［１］及びＩｈｎ［１］の平均値を直流オフセット量Ｉｈ＿ｏｆｆｓｅｔとするのではなく、１回目からｎ回目（ｎは２以上の整数）までの検出値を用いて直流オフセット量Ｉｈ＿ｏｆｆｓｅｔを計算してもよい。例えば、１回目からｎ回目（ｎは２以上の整数）までの検出値について、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）、移動平均等の一般的に広く用いられる方法を用いて、バラツキが小さくなるよう平均化して行ってもよい。

また、上記説明では、モータ電流のピーク値（高周波電流値Ｉｈ）を検出することについて説明した。しかし、モータ電流のピーク値からモータ電流の平均値を計算することもできる。
図１７に示す通り、Ｖ４ベクトルおよびＶ３ベクトルの区間中はモータ電流の電流極性が変化し、Ｖ０ベクトルとＶ７ベクトルの区間はモータ電流のピーク値を維持するよう動作する。そして、電流波形は略台形状となる。そのため、上底をＶ７ベクトルの区間の長さ、下底をキャリアの半周期、高さを高周波電流検出部４０により検出した高周波電流Ｉｈとすれば、台形の面積の公式にて電流波形の面積が求まる。この面積を時間で割ることにより、面積の時間についての平均値を求めることで、モータ電流の平均値が得られる。
モータ電流のピーク値に代えて、モータ電流の平均値を用いることで、より正確な制御が可能となる場合がある。例えば、加熱量調整部４１は、加熱量判断部３８が算出した電力を得るのに必要な電流値と、モータ電流の平均値とが一致するような電圧指令値Ｖｃを計算してもよい。

また、例えば、モータ８を単相で考えた場合、モータ８は巻線抵抗Ｒと巻線インダクタンスＬの回路である。そのため、高周波電流検出部４０により検出した高周波電流Ｉｈを用いることで、Ｖ＝（Ｒ＋ｊωＬ）Ｉよりモータ８の巻線抵抗Ｒを推定することが可能である。ここで、巻線抵抗Ｒは温度変化により線形的に変化し、巻線温度が高いときに巻線抵抗Ｒも高くなる傾向がある。例えば、基準温度２０℃の時の巻線抵抗Ｒの値を記憶しておき、記憶した値と前述の推定した巻線抵抗Ｒとの差から現在の巻線温度を推定することが可能である。
例えば、外気温度と推定した巻線温度との関係から、加熱判定部１２は加熱動作をするか否か（ＯＮ／ＯＦＦ）を判定することや、推定した巻線温度が低い場合には、加熱判定部１２は出力する電圧指令値Ｖｃを大きくしてもよい。このような制御を行うことで、確実に圧縮機１に滞留した液冷媒を漏出することが可能となる。また、推定した巻線温度が非常に高く（例えば１００℃以上）なった場合には、危険状態と判断して加熱判定部１２の出力であるＯＮ／ＯＦＦ状態をＯＦＦにすることも考えられる。これにより、信頼性の高いヒートポンプ装置１００を得ることが可能となる。

以上のように、実施の形態３に係るヒートポンプ装置１００では、電流検出可能区間においてインバータ９に流れる電流値を検出した。これにより、電流のピーク値を正確に検出することが可能となる。そして、電流のピーク値を正確に検出することにより、圧縮機１の加熱量を一定に保つことができる。また、電流のピーク値を正確に検出することにより、その他の様々な制御を正確に行うことができる。そのため、信頼性の高いヒートポンプ装置１００を得ることができる。
特に、インバータ制御部１０を構成するＣＰＵ等に安価なものを採用した場合においても、電流のピーク値を正確に検出することが可能となる。したがって、ヒートポンプ装置１００の低コスト化が可能となる。

実施の形態４．
実施の形態１−３では、インバータ９からモータ８へ流れる電流から高周波電流Ｉｈを検出した。実施の形態４では、インバータ９の直流電流から高周波電流Ｉｈを検出する構成について説明する。

図２１は、実施の形態４におけるインバータ９の構成を示す図である。
実施の形態４におけるインバータ９は、電流検出部２０に代え、直流電流検出部４２を備える点を除き、図２に示す実施の形態１におけるインバータ９と同じである。そのため、同一の符号を付して説明は省略し、変更点のみ説明する。
直流電流検出部４２は、インバータ９におけるインバータ部分（直列接続部）を並列に接続する部分に設けられる。そして、直流電流検出部４２は、インバータ９の直流電流を検出して、インバータ制御部１０へ出力する。

図２２は、図９に示すタイミングチャートに、モータ８に流れる電圧・電流と、直流電流検出部４２が検出する電流とを示した図である。
図５に示すスイッチングパターンのＶ０ベクトルの区間とＶ７ベクトルの区間とでは、実施の形態３で説明したように、モータ電圧はゼロとなり、モータ８の線間が短絡されるよう動作する。そのため、直流電流検出部４２には電流が流れない。したがって、Ｖ１〜Ｖ６ベクトルの区間でのみ、直流電流検出部４２に電流が流れる。

そこで、高周波電流検出部４０は、モータ電流の出力開始直後又はモータ電流のモータ電流の出力終了直前を電流検出可能区間とし、このタイミングで直流電流検出部４２が検出した電流値を取得する。これにより、高周波電流検出部４０は、モータ電流の略ピーク値を検出することが可能となる。
この電流検出可能区間は、言い換えると、モータ電圧のゼロ区間の終了直後、又は、モータ電圧のゼロ区間の開始直前である。つまり、電流検出可能区間は、図２２では、Ｖ４ベクトル及びＶ３ベクトルの出力開始直後（Ｖ０又はＶ７ベクトルの区間の終了直後）、又は、Ｖ４ベクトル及びＶ３ベクトルの出力終了直前（Ｖ０又はＶ７ベクトルの区間の開始直前）である。

以上のように、実施の形態４におけるヒートポンプ装置１００では、電流検出部２０に代えて、直流電流検出部４２を用いる。この場合、単一のセンサで電流を検出することが可能となる。そのため、部品点数削減による信頼性向上及びコスト削減を実現したヒートポンプ装置１００を得ることが可能となる。

実施の形態５．
実施の形態４では、インバータ９の直流電流から高周波電流Ｉｈを検出した。実施の形態５では、インバータ９のインバータ部分に流れる電流から高周波電流Ｉｈを検出する構成について説明する。

図２３は、実施の形態５におけるインバータ９の構成を示す図である。
実施の形態５におけるインバータ９は、直流電流検出部４２に代え、インバータ電流検出部４３を備える点を除き、図２１に示す実施の形態４におけるインバータ９と同じである。そのため、同一の符号を付して説明は省略し、変更点のみ説明する。
インバータ電流検出部４３は、インバータ９におけるインバータ部分の負電圧側のスイッチング素子１７ｄ，１７ｅ，１７ｆの直下に設けられる。そして、インバータ電流検出部４３は、インバータ部分に流れる電流を検出して、インバータ制御部１０へ出力する。

図２４は、図９に示すタイミングチャートに、モータ８に流れる電圧・電流と、インバータ電流検出部４３が検出する電流とを示した図である。
高周波電流検出部４０は、電流がピーク付近で比較的安定している部分（図２４におけるインバータ電流検出部４３の出力電流中に破線で示した部分）を電流検出可能区間とし、このタイミングでインバータ電流検出部４３が検出した電流値を取得する。これにより、高周波電流検出部４０は、モータ電流の略ピーク値を検出することが可能となる。
この電流検出可能区間は、モータ電圧の出力開始直後（モータ電圧のゼロ区間の終了直後）と、モータ電圧の出力終了直前（モータ電圧のゼロ区間の開始直前）からモータ電圧のゼロ区間の終了までの区間とである。つまり、図２４では、Ｖ３ベクトルの出力開始直後と、Ｖ３ベクトルの出力終了直前からＶ０ベクトルの区間の終了までとなる。
ここでは、モータ８の特定の一相分を説明しているが、多相についても同様の手法で高周波電流値を検出することが可能である。三相（ＵＶＷ相）のうち二相が検出できれば、ＵＶＷ相に流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの和が０になるキルヒホッフの法則により、検出していない残りの一相の電流を求めることが可能である。

以上のように、実施の形態５におけるヒートポンプ装置１００では、直流電流検出部４２に代えて、負電圧側スイッチング素子の直下に設けられたインバータ電流検出部４３を用いる。一般的に、インバータ電流検出部４３の片側がグランドになる。そのため、特別なセンサを用いることなく、抵抗などを設置し両端の電位差を検出することで、抵抗値と電位差とから流れる電流が検出可能となる。したがって、コスト削減を実現したヒートポンプ装置１００を得ることが可能となる。

実施の形態６．
実施の形態６では、ヒートポンプ装置１００の回路構成の一例について説明する。
なお、例えば、図１では、圧縮機１と、四方弁２と、熱交換器３と、膨張機構４と、熱交換器５とが配管により順次接続されたヒートポンプ装置１００について示した。実施の形態６では、より具体的な構成のヒートポンプ装置１００について説明する。

図２５は、実施の形態６に係るヒートポンプ装置１００の回路構成図である。
図２６は、図２５に示すヒートポンプ装置１００の冷媒の状態についてのモリエル線図である。図２６において、横軸は比エンタルピ、縦軸は冷媒圧力を示す。
ヒートポンプ装置１００は、圧縮機５１と、熱交換器５２と、膨張機構５３と、レシーバ５４と、内部熱交換器５５と、膨張機構５６と、熱交換器５７とが配管により順次接続され、冷媒が循環する主冷媒回路５８を備える。なお、主冷媒回路５８において、圧縮機５１の吐出側には、四方弁５９が設けられ、冷媒の循環方向が切り替え可能となっている。また、熱交換器５７の近傍には、ファン６０が設けられる。また、圧縮機５１は、上記実施の形態で説明した圧縮機１であり、インバータ９によって駆動されるモータ８と圧縮機構７とを有する圧縮機である。
さらに、ヒートポンプ装置１００は、レシーバ５４と内部熱交換器５５との間から、圧縮機５１のインジェクションパイプまでを配管により繋ぐインジェクション回路６２を備える。インジェクション回路６２には、膨張機構６１、内部熱交換器５５が順次接続される。
熱交換器５２には、水が循環する水回路６３が接続される。なお、水回路６３には、給湯器、ラジエータや床暖房等の放熱器等の水を利用する装置が接続される。

まず、ヒートポンプ装置１００の暖房運転時の動作について説明する。暖房運転時には、四方弁５９は実線方向に設定される。なお、この暖房運転とは、空調で使われる暖房だけでなく、水に熱を与えて温水を作る給湯も含む。

圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２６の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５２で熱交換されて液化する（図２６の点２）。このとき、冷媒から放熱された熱により、水回路６３を循環する水が温められ、暖房や給湯に利用される。
熱交換器５２で液化された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧され、気液二相状態になる（図２６の点３）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１へ吸入される冷媒と熱交換され、冷却されて液化される（図２６の点４）。レシーバ５４で液化された液相冷媒は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。
主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、膨張機構６１で減圧され気液二相状態となったインジェクション回路６２を流れる冷媒と内部熱交換器５５で熱交換されて、さらに冷却される（図２６の点５）。内部熱交換器５５で冷却された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧されて気液二相状態になる（図２６の点６）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５７で外気と熱交換され、加熱される（図２６の点７）。そして、熱交換器５７で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２６の点８）、圧縮機５１に吸入される。
一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２６の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２６の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから圧縮機５１内へ流入する。
圧縮機５１では、主冷媒回路５８から吸入された冷媒（図２６の点８）が、中間圧まで圧縮、加熱される（図２６の点１１）。中間圧まで圧縮、加熱された冷媒（図２６の点１１）に、インジェクション冷媒（図２６の点１０）が合流して、温度が低下する（図２６の点１２）。そして、温度が低下した冷媒（図２６の点１２）が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される（図２６の点１）。

なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構６１の開度を全閉にする。つまり、インジェクション運転を行う場合には、膨張機構６１の開度が所定の開度よりも大きくなっているが、インジェクション運転を行わない際には、膨張機構６１の開度を所定の開度より小さくする。これにより、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しない。
ここで、膨張機構６１の開度は、マイクロコンピュータ等の制御部により電子制御により制御される。

次に、ヒートポンプ装置１００の冷房運転時の動作について説明する。冷房運転時には、四方弁５９は破線方向に設定される。なお、この冷房運転とは、空調で使われる冷房だけでなく、水から熱を奪って冷水を作ることや、冷凍等も含む。

圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２６の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５７で熱交換されて液化する（図２６の点２）。熱交換器５７で液化された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧され、気液二相状態になる（図２６の点３）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、内部熱交換器５５で熱交換され、冷却され液化される（図２６の点４）。内部熱交換器５５では、膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒と、内部熱交換器５５で液化された液相冷媒を膨張機構６１で減圧させて気液二相状態になった冷媒（図２６の点９）とを熱交換させている。内部熱交換器５５で熱交換された液相冷媒（図２６の点４）は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。
主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される（図２６の点５）。レシーバ５４で冷却された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧されて気液二相状態になる（図２６の点６）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５２で熱交換され、加熱される（図２６の点７）。このとき、冷媒が吸熱することにより、水回路６３を循環する水が冷やされ、冷房や冷凍に利用される。
そして、熱交換器５２で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２６の点８）、圧縮機５１に吸入される。
一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２６の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２６の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから流入する。
圧縮機５１内での圧縮動作については、暖房運転時と同様である。

なお、インジェクション運転を行わない際には、暖房運転時と同様に、膨張機構６１の開度を全閉にして、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しないようにする。

また、上記説明では、熱交換器５２は、冷媒と、水回路６３を循環する水とを熱交換させるプレート式熱交換器のような熱交換器であるとして説明した。熱交換器５２は、これに限らず、冷媒と空気を熱交換させるものであってもよい。
また、水回路６３は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。

以上のように、ヒートポンプ装置１００は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等のインバータ圧縮機を用いたヒートポンプ装置に利用することができる。

１ 圧縮機、２ 四方弁、３ 熱交換器、４ 膨張機構、５ 熱交換器、６ 冷媒配管、７ 圧縮機構、８ モータ、９ インバータ、１０ インバータ制御部、１１ 高周波電圧発生部、１２ 加熱判定部、１３ 交流電源、１４ 整流器、１５ 平滑コンデンサ、１６ 母線電圧検出部、１７ スイッチング素子、１８ 環流ダイオード、１９ 電圧印加部、２０ 電流検出部、２１ テーブルデータ、２２ 外部入力部、２３ 選択部、２４ 積分器、２５ 電圧指令生成部、２６ ＰＷＭ信号生成部、２７ 電流比較部、２８ 電圧比較部、２９ 温度検出部、３０ 温度比較部、３１ 第１論理積計算部、３２ 寝込み判定部、３３ 経過時間計測部、３４ 時間比較部、３５ リセット部、３６ 論理和計算部、３７ 第２論理積計算部、３８ 加熱量判断部、３９ 加算部、４０ 高周波電流検出部、４１ 加熱量調整部、４２ 直流電流検出部、４３ インバータ電流検出部、５１ 圧縮機、５２，５７ 熱交換器、５３，５６，６１ 膨張機構、５４ レシーバ、５５ 内部熱交換器、５８ 主冷媒回路、５９ 四方弁、６０ ファン、６２ インジェクション回路、６３ 水回路、１００ ヒートポンプ装置。

Claims (15)

1. 冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、
   前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、
   前記モータに所定の電圧を印加するインバータと、
   前記インバータから前記モータに印加される電圧が正になる正区間と、前記電圧が負になる負区間との間に、前記電圧がゼロになる無通電区間を有する高周波交流電圧を前記インバータに発生させるインバータ制御部と、
   を備え、
   前記インバータ制御部は、
   前記インバータに流れる電流値であって、前記無通電区間ではゼロ以外の値を維持する傾向の電流値を前記インバータ内の電流検出部から検出する電流値検出部と、
   前記インバータで検出された電源電圧値と前記電流値検出部が検出した電流値とに応じた前記高周波交流電圧を前記インバータに発生させる高周波電圧発生部と、を備えることを特徴とするヒートポンプ装置。
2. 前記インバータは、正電圧側および負電圧側の２つのスイッチング素子からなる直列接続回路により構成されることを特徴とする請求項１に記載のヒートポンプ装置。
3. 前記電流値検出部は、前記無通電区間の開始直前から前記無通電区間の終了直後までの間である検出区間に前記インバータに流れる電流値を検出することを特徴とする請求項１に記載のヒートポンプ装置。
4. 前記電流値検出部は、前記検出区間に前記インバータから前記モータへ流れる電流を検出することを特徴とする請求項３に記載のヒートポンプ装置。
5. 前記電流値検出部は、前記検出区間のうち、前記無通電区間の開始直前と前記無通電区間の終了直後との少なくともいずれかのタイミングに、前記インバータに流れる直流電流を検出することを特徴とする請求項３に記載のヒートポンプ装置。
6. 前記インバータは、２つのスイッチング素子が直列に接続された直列接続部を有し、
   前記電流値検出部は、前記検出区間のうち、前記無通電区間の終了直後と、前記無通電区間の開始直前から前記無通電区間の終了までとの少なくともいずれかのタイミングに、前記インバータが有する直列接続部に流れる電流を検出することを特徴とする請求項３に記載のヒートポンプ装置。
7. 前記電流値検出部は、前記直列接続部の２つのスイッチング素子のうちの負電圧側のスイッチング素子の負電圧側の部分に流れる電流を検出することを特徴とする請求項６に記載のヒートポンプ装置。
8. 前記インバータは、２つのスイッチング素子の直列接続部を３個並列に接続して構成された三相インバータであり、
   前記無通電区間は、前記三相インバータの正電圧側のスイッチング素子と、負電圧側のスイッチング素子とのうち、一方が全てオンとなり、他方が全てオフとなる区間であることを特徴とする請求項１から７までのいずれか１項に記載のヒートポンプ装置。
9. 前記高周波電圧発生部は、前記電流値が所定の値になるように振幅を調整した高周波交流電圧を前記インバータに発生させることを特徴とする請求項１から８までのいずれか１項に記載のヒートポンプ装置。
10. 前記高周波電圧発生部は、前記高周波交流電圧の前記モータへの通電位相について、予め定められた複数の通電位相のうち前記電流値が最も大きくなる通電位相となるように調整した高周波交流電圧を前記インバータに発生させることを特徴とする請求項１から９までのいずれか１項に記載のヒートポンプ装置。
11. 前記電流値検出部は、前記タイミングにおいて、前記電流値が正になる場合における正電流値と、前記電流値が負になる場合における負電流値とを検出し、
    前記高周波電圧発生部は、前記正電流値と前記負電流値との平均値がゼロに近づくように調整した高周波交流電圧を前記インバータに発生させることを特徴とする請求項５から１０までのいずれか１項に記載のヒートポンプ装置。
12. 前記インバータ制御部は、さらに、
    前記電流値から前記モータの巻線温度を推定し、推定した巻線温度が所定の温度閾値よりも高い場合には、前記高周波電圧発生部が前記インバータに高周波交流電圧を発生させることを止めさせる判定部を備えることを特徴とする請求項１から１１までのいずれか１項に記載のヒートポンプ装置。
13. 前記インバータは、ワイドギャップ半導体により構成されたスイッチング素子またはスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴの何れかであることを特徴とする請求項１から１２までのいずれか１項に記載のヒートポンプ装置。
14. 冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、第１熱交換器と、膨張機構と、第２熱交換器とが配管により順次接続された冷媒回路を備えるヒートポンプ装置と、前記冷媒回路に接続された前記第１熱交換器で冷媒と熱交換された流体を利用する流体利用装置とを備えるヒートポンプシステムであり、
    前記ヒートポンプ装置は、さらに、
    前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、
    前記モータに所定の電圧を印加するインバータと、
    前記インバータから前記モータに印加される電圧が正になる正区間と、前記電圧が負になる負区間との間に、前記電圧がゼロになる無通電区間を有する高周波交流電圧を前記インバータに発生させるインバータ制御部と、
    を備え、
    前記インバータ制御部は、
    前記インバータに流れる電流値であって、前記無通電区間ではゼロ以外の値を維持する傾向の電流値を前記インバータ内の電流検出部から検出する電流値検出部と、
    前記インバータで検出された電源電圧値と前記電流値検出部が検出した電流値とに応じた前記高周波交流電圧を前記インバータに発生させる高周波電圧発生部と、を備えることを特徴とするヒートポンプシステム。
15. 冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、
    前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、
    前記モータに所定の電圧を印加するインバータと、
    を備えるヒートポンプ装置における前記インバータの制御方法であり、
    前記インバータから前記モータに印加される電圧が正になる正区間と、前記電圧が負になる負区間との間に、前記電圧がゼロになる無通電区間を有する高周波交流電圧を前記インバータに発生させる高周波電圧発生工程と、
    前記インバータに流れる電流値であって、前記無通電区間ではゼロ以外の値を維持する傾向の電流値を前記インバータ内の電流検出部から検出する電流値検出工程と、を含み
    前記高周波電圧発生工程では、前記インバータで検出された電源電圧値と前記電流値検出工程で検出された電流値とに応じた前記高周波交流電圧を前記インバータに発生させることを特徴とするインバータの制御方法。

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