WO2010082472A1 - モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器 - Google Patents

モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器 Download PDF

Info

Publication number
WO2010082472A1
WO2010082472A1 PCT/JP2010/000122 JP2010000122W WO2010082472A1 WO 2010082472 A1 WO2010082472 A1 WO 2010082472A1 JP 2010000122 W JP2010000122 W JP 2010000122W WO 2010082472 A1 WO2010082472 A1 WO 2010082472A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
motor
frequency
phase
brushless
driving
Prior art date
Application number
PCT/JP2010/000122
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
竹岡義典
田中秀尚
Original Assignee
パナソニック株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=42339725&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=WO2010082472(A1) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by パナソニック株式会社 filed Critical パナソニック株式会社
Priority to EP10731143.3A priority Critical patent/EP2388905B1/en
Priority to CN201080004642.9A priority patent/CN102282754B/zh
Priority to US13/140,950 priority patent/US20110256005A1/en
Priority to BRPI1006834-1A priority patent/BRPI1006834B1/pt
Publication of WO2010082472A1 publication Critical patent/WO2010082472A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
    • F25B49/00—Arrangement or mounting of control or safety devices
    • F25B49/02—Arrangement or mounting of control or safety devices for compression type machines, plants or systems
    • F25B49/025—Motor control arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/15—Controlling commutation time
    • H02P6/153—Controlling commutation time wherein the commutation is advanced from position signals phase in function of the speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/188—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using the voltage difference between the windings
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
    • F25B2600/00—Control issues
    • F25B2600/02—Compressor control
    • F25B2600/021—Inverters therefor
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B30/00—Energy efficient heating, ventilation or air conditioning [HVAC]
    • Y02B30/70—Efficient control or regulation technologies, e.g. for control of refrigerant flow, motor or heating

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device for driving a brushless DC motor and an electric device using the same.
  • a conventional motor driving device drives a motor by switching to either speed feedback driving or speed open loop driving according to a current value or a driving speed.
  • FIG. 12 shows a conventional motor driving apparatus described in Patent Document 1.
  • the DC power source 201 inputs DC power to the inverter 202.
  • the inverter 202 is configured by connecting six switching elements in a three-phase bridge.
  • the inverter 202 converts the input DC power into AC power having a predetermined frequency and inputs the AC power to the brushless DC motor 203.
  • the position detection unit 204 acquires information on the induced voltage generated by the rotation of the brushless DC motor 203 based on the voltage of the output terminal of the inverter 202. Based on this information, the position detector 204 detects the relative position of the rotor 203a of the brushless DC motor 203.
  • the control circuit 205 receives the signal output from the position detection unit 204 and generates a control signal for the switching element of the inverter 202.
  • the position calculation unit 206 calculates information on the magnetic pole position of the rotor 203a of the brushless DC motor 203 based on the signal of the position detection unit 204. Both the self-limiting driving unit 207 and the other braking / driving unit 210 output a signal indicating the timing for switching the current flowing through the three-phase winding of the brushless DC motor 203. These timing signals are signals for driving the brushless DC motor 203. These timing signals output from the self-limiting drive unit 207 are for driving the brushless DC motor 203 by feedback control, and are signals obtained based on the magnetic pole position of the rotor 203a obtained from the position calculation unit 206 and the speed command unit 213. It is.
  • these timing signals output by the other braking / driving unit 210 are for driving the brushless DC motor 203 by open loop control, and are signals obtained based on the speed command unit 213.
  • the selection unit 211 selects and outputs either the signal input from the self-limiting driving unit 207 or the timing signal input from the other braking / driving unit 210. That is, the selection unit 211 selects whether the brushless DC motor 203 is driven by the self-braking drive unit 207 or the other braking / driving unit 210.
  • the drive control unit 212 outputs a control signal for the switching element of the inverter 202 based on the signal output from the selection unit 211.
  • the conventional motor driving device switches from self-limiting driving by feedback control to other braking driving by open loop control.
  • the drive range of the brushless DC motor 203 is extended from low speed driving to high speed driving, or from low load driving to high load driving.
  • the conventional configuration drives the brushless DC motor 203 by open loop control when driving at high speed or high load (hereinafter referred to as high speed / high load). For this reason, when the load is small, stable driving performance can be obtained, but when the load is large, there is a problem that the driving state becomes unstable.
  • the present invention solves the above-mentioned conventional problems, and extends the driving range by obtaining stable driving performance even when the brushless DC motor is driven at high speed / high load. Thus, an unstable state due to an external factor is suppressed, and a highly reliable motor driving device is provided.
  • the motor drive device of the present invention is a motor drive device that drives a brushless DC motor including a rotor and a stator having a three-phase winding.
  • the present invention further includes an inverter that supplies power to the three-phase winding and a terminal voltage acquisition unit that acquires the terminal voltage of the brushless DC motor.
  • the present invention includes a first waveform generation unit that outputs a first waveform signal having a waveform with a conduction angle of 120 degrees to 150 degrees.
  • the present invention has a frequency setting unit that sets the duty by changing only the frequency with a constant duty.
  • the present invention provides a second waveform having a waveform having a predetermined relationship with the terminal voltage acquired by the terminal voltage acquisition unit and having a conduction angle of 120 degrees or more and less than 180 degrees at the frequency set by the frequency setting unit.
  • a second waveform generator for outputting a signal Further, the present invention outputs a first waveform signal when the rotor speed is determined to be lower than the predetermined speed, and outputs a second waveform signal when the rotor speed is determined to be higher than the predetermined speed.
  • a switching determination unit for switching is provided.
  • the present invention provides a drive unit that outputs to the inverter a drive signal that indicates the supply timing of the power that the inverter supplies to the three-phase winding based on the first or second waveform signal output from the switching determination unit. Have.
  • the brushless DC motor when the speed is low, the brushless DC motor is driven based on the first waveform signal having a waveform with a conduction angle of 120 degrees to 150 degrees.
  • the brushless DC motor when the speed is high, the brushless DC motor is driven based on a second waveform signal having a waveform with a conduction angle of 120 degrees or more and less than 180 degrees according to the position of the rotor and the set frequency.
  • the motor driving device of the present invention is stable in driving and extended in driving range even when driving at high speed / high load. As a result, it is possible to provide a highly reliable motor drive device that suppresses an unstable state due to an external factor.
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor drive device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a timing chart of the motor driving device according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining an optimum energization angle of the motor drive device according to the embodiment.
  • FIG. 4 is another timing chart of the motor driving apparatus according to the embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between torque and phase during synchronous driving of the brushless DC motor in the same embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the phase relationship between the phase current and the terminal voltage of the brushless DC motor according to the embodiment.
  • FIG. 7A is a diagram illustrating a phase relationship of the brushless DC motor according to the embodiment.
  • FIG. 7B is a diagram illustrating another phase relationship of the brushless DC motor according to the embodiment.
  • FIG. 8 is a flowchart showing the operation of the second waveform generator of the motor drive device in the same embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the rotation speed and the duty of the brushless DC motor in the embodiment.
  • FIG. 10 is a timing diagram of the rotation speed and duty of the motor drive device according to the embodiment.
  • FIG. 11 is a cross-sectional view of a main part of the brushless DC motor according to the embodiment.
  • FIG. 12 is a block diagram of a conventional motor driving device.
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor drive device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • an AC power source 1 is a general commercial power source, and in Japan, a power source of 50 or 60 Hz with an effective value of 100V.
  • the motor driving device 22 is connected to the AC power source 1 and drives the brushless DC motor 4.
  • the motor drive device 22 will be described.
  • the rectifying and smoothing circuit 2 rectifies and smoothes AC power into DC power using the AC power supply 1 as an input, and includes four rectifier diodes 2a to 2d connected in a bridge and smoothing capacitors 2e and 2f.
  • the rectifying / smoothing circuit 2 is configured by a voltage doubler rectifying circuit, but the rectifying / smoothing circuit 2 may be configured by a full-wave rectifying circuit.
  • the AC power source 1 is a single-phase AC power source, but when the AC power source 1 is a three-phase AC power source, the rectifying and smoothing circuit 2 is configured by a three-phase rectifying and smoothing circuit.
  • the inverter 3 converts the DC power from the rectifying / smoothing circuit 2 into AC power.
  • the inverter 3 is configured by connecting six switching elements 3a to 3f in a three-phase bridge.
  • the six return current diodes 3g to 3l are connected to the switching elements 3a to 3f in the reverse direction.
  • the brushless DC motor 4 includes a rotor 4a having a permanent magnet and a stator 4b having a three-phase winding.
  • the brushless DC motor 4 rotates the rotor 4a when the three-phase alternating current generated by the inverter 3 flows in the three-phase winding of the stator 4b.
  • the position detection unit 5 acquires the terminal voltage of the brushless DC motor 4 in the present embodiment. That is, the magnetic pole relative position of the rotor 4a of the brushless DC motor 4 is detected. Specifically, the position detector 5 detects the relative rotational position of the rotor 4a based on the induced voltage generated in the three-phase winding of the stator 4b. As another position detection method, there is a method of estimating the magnetic pole position by performing vector calculation on the detection result of the motor current (phase current or bus current).
  • the position detector 5 detects the current zero cross of the phase current of the brushless DC motor 4 by, for example, acquiring the terminal voltage of the inverter 3. Specifically, the position detection unit 5 determines whether or not there is a current flowing in the return current diode (for example, the diode 3h) of the inverter 3, that is, the point at which the current flow switches from positive to negative or from negative to positive, that is, zero crossing. Detect points. The position detector 5 detects this zero cross point as the zero cross point of the phase current of the brushless DC motor 4. As described above, the position detection unit 5 detects the magnetic pole position of the brushless DC motor 4 and the zero cross point of the phase current.
  • the return current diode for example, the diode 3h
  • the first waveform generator 6 generates a first waveform signal for driving the switching elements 3a to 3f of the inverter 3.
  • the first waveform signal is a rectangular wave signal with an energization angle of 120 degrees to 150 degrees.
  • the energization angle needs to be 120 degrees or more.
  • an interval of 30 degrees or more is necessary as the ON / OFF interval of the switching element. For this reason, the upper limit of the conduction angle is 150 degrees obtained by subtracting 30 degrees from 180 degrees.
  • the first waveform signal may be a waveform conforming to a rectangular wave, even if it is other than a rectangular wave. For example, it is a trapezoidal wave having a slope at the rise / fall of the waveform.
  • the first waveform generator 6 generates a first waveform signal based on the position information of the rotor 4a detected by the position detector 5.
  • the first waveform generator 6 further performs pulse width modulation (PWM) duty control in order to keep the rotation speed constant.
  • PWM pulse width modulation
  • the frequency setting unit 8 sets the frequency by changing only the frequency with a constant duty.
  • the frequency limiting unit 9 sets the input frequency to the second waveform generating unit. Output.
  • the second waveform generator 10 generates a second waveform signal for driving the switching elements 3a to 3f of the inverter 3 based on the frequency from the frequency limiter 9 and the position information from the position detector 5. To do.
  • the second waveform signal is a rectangular wave signal having a conduction angle of 120 degrees or more and less than 180 degrees. Similar to the first waveform generator 6, the brushless DC motor 4 has three-phase windings, and therefore the energization angle needs to be 120 degrees or more.
  • the second waveform generator 10 does not require the on / off intervals of the switching elements, so the upper limit is set to less than 180 degrees. Considering that the position detection unit 5 detects a zero cross, an off time is appropriately provided.
  • the second waveform signal may be a waveform that conforms to a rectangular wave.
  • it may be a sine wave or a distorted wave.
  • the duty is at or near the maximum (a constant duty of 90 to 100%).
  • the speed detector 7 detects the speed (that is, the rotational speed) of the brushless DC motor 4 based on the position information detected by the position detector 5. For example, it can be easily detected by measuring a signal from the position detection unit 5 generated at a constant period.
  • the switching determination unit 11 determines whether the rotation speed of the rotor 4a is low or high, and switches the waveform signal input to the drive unit 12 to the first waveform signal or the second waveform signal. Specifically, the first waveform signal is selected when the speed is low, and the second waveform signal is selected and output when the speed is high.
  • the determination of whether the rotational speed is low or high can be made based on the actual speed detected by the speed detector 7.
  • the determination of whether the speed is low or high can also be made based on the set rotational speed and the duty. For example, when the duty is maximum (generally 100%), the speed is maximum, and the switching determination unit 11 switches the waveform signal to the second waveform signal.
  • the drive unit 12 outputs a drive signal instructing the supply timing of power supplied from the inverter 3 to the three-phase winding of the brushless DC motor 4 based on the waveform signal output from the switching determination unit 11. Specifically, the drive signal turns on or off switching elements 3a to 3f of inverter 3 (hereinafter referred to as on / off). As a result, optimum AC power is applied to the stator 4b, the rotor 4a rotates, and the brushless DC motor 4 is driven.
  • the upper limit frequency setting unit 13 sets an upper limit frequency corresponding to the maximum rotation speed when the brushless DC motor 4 is driven based on the first waveform signal (that is, the rotation speed when the duty is 100%). That is, the upper limit rotational speed is set based on the maximum rotational speed, and the upper limit frequency corresponding to the upper limit rotational speed is set.
  • the upper limit frequency (that is, the upper limit rotational speed of the brushless DC motor 4) is set corresponding to 1.5 times the maximum rotational speed. For example, when the maximum rotation speed is 50 r / s, the upper limit rotation speed is set as 75 r / s.
  • the upper limit frequency setting unit 13 sets a frequency corresponding to the upper limit rotation speed 75 r / s as the upper limit frequency.
  • the upper limit frequency is used for frequency limitation of the frequency limiting unit 9.
  • This upper limit frequency is set as follows.
  • the brushless DC motor 4 is driven by the frequency setting unit 8 and the second waveform generation unit 10, the brushless DC motor 4 is driven as a synchronous motor in which the rotor 4 a follows the commutation of the inverter 3. For this reason, since the rotor 4a is delayed with respect to the commutation, the phase of the induced voltage is delayed with respect to the phase of the phase current. In other words, considering the phase of the induced voltage as a reference, the brushless DC motor 4 is driven in a state where the phase of the motor phase current is advanced with respect to the phase of the induced voltage (that is, a weak magnetic flux).
  • the upper limit frequency changing unit 14 first detects that a certain time (for example, 30 minutes) has passed by the driving by the second waveform generating unit 10. Next, the upper limit frequency changing unit 14 instructs the switching determination unit 11 to forcibly switch the driving of the brushless DC motor 4 from the driving by the second waveform generating unit 10 to the driving by the first waveform generating unit 6. To do. Further, the upper limit frequency changing unit 14 resets the upper limit frequency of the upper limit frequency setting unit 13.
  • the position detection unit 5 detects the position of the rotor 4a by acquiring the terminal voltage of the inverter 3, for example. Specifically, the presence / absence of a current flowing in the return current diode (for example, diode 3h) of the inverter 3 is detected, that is, the point at which the current flow switches from positive to negative or from negative to positive (that is, zero cross point), The position of the rotor 4a.
  • the output of the position detector 5 corresponds to outputting a signal indicating whether the terminal voltage of the inverter 3 is higher or lower than the threshold value. For this reason, the output of the position detection unit 5 can be used as a zero cross point of the induced voltage of the brushless DC motor 4 which is based on the first waveform generation unit 6.
  • a refrigerator 21 will be described as an example of the electric device.
  • the compressor 17 is mounted in the refrigerator 21, the rotational motion of the rotor 4a of the brushless DC motor 4 is converted into a reciprocating motion by a crankshaft (not shown).
  • a piston (not shown) connected to the crankshaft reciprocates in a cylinder (not shown) to compress the refrigerant in the cylinder. That is, the compressor 17 is configured by the brushless DC motor 4 and the crankshaft, piston, and cylinder.
  • the compression method (mechanism method) of the compressor 17 an arbitrary method such as a rotary type or a scroll type is used.
  • the case of the reciprocating type will be described.
  • the reciprocating compressor 17 has a large inertia. For this reason, when the brushless DC motor 4 of the compressor 17 is driven synchronously, the drive of the compressor 17 is stabilized.
  • the refrigerant used for the compressor 17 is generally R134a or the like, but in the present embodiment, R600a is used as the refrigerant.
  • R600a has a lower global warming potential than R134a, but has a low refrigeration capacity.
  • the compressor 17 is constituted by a reciprocating compressor, and the cylinder volume is increased in order to ensure the refrigerating capacity. Since the compressor 17 having a large cylinder volume has a large inertia, the brushless DC motor 4 is rotated by the inertia even when the power supply voltage is lowered. As a result, fluctuations in the rotational speed are reduced, and more stable synchronous driving is possible. However, since the compressor 17 with a large cylinder volume has a large load, it is difficult to drive with the conventional motor drive device.
  • the motor drive device 22 according to the present embodiment is optimal for driving the compressor 17 using R600a because the drive range particularly at high loads is expanded.
  • the refrigerant compressed by the compressor 17 constitutes a refrigeration cycle that passes through the condenser 18, the decompressor 19, and the evaporator 20 in this order and returns to the compressor 17 again. At this time, since the condenser 18 radiates heat and the evaporator 20 absorbs heat, cooling and heating can be performed.
  • a refrigerator 21 is configured with this refrigeration cycle.
  • an air conditioner is provided with a blower in the condenser 18 or the evaporator 20.
  • FIG. 2 is a timing chart of the motor driving device 22 in the present embodiment.
  • FIG. 2 is a timing diagram of signals for driving the inverter 3 at a low speed.
  • the signal for driving the inverter 3 is a drive signal output from the drive unit 12 in order to turn on / off the switching elements 3a to 3f of the inverter 3.
  • the drive signal is obtained based on the first waveform signal.
  • the first waveform signal is output from the first waveform generator 6 based on the output of the position detector 5.
  • signals U, V, W, X, Y, and Z are drive signals for turning on / off the switching elements 3a, 3c, 3e, 3b, 3d, and 3f, respectively.
  • Waveforms Iu, Iv, and Iw are respectively U-phase, V-phase, and W-phase current waveforms of the winding of the stator 4b.
  • commutation is sequentially performed in intervals of 120 degrees based on a signal from the position detection unit 5.
  • the signals U, V, and W perform duty control by PWM control.
  • Waveforms Iu, Iv, and Iw, which are U-phase, V-phase, and W-phase current waveforms, are sawtooth waveforms as shown in FIG. In this case, commutation is performed at an optimal timing based on the output of the position detector 5. For this reason, the brushless DC motor 4 is driven most efficiently.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining an optimum energization angle of the motor drive device 22 in the present embodiment.
  • FIG. 3 shows the relationship between the energization angle at low speed and the efficiency.
  • line A shows circuit efficiency
  • line B shows motor efficiency
  • line C shows total efficiency (product of circuit efficiency A and motor efficiency B).
  • the motor efficiency B is improved. This is because the effective value of the phase current of the motor decreases (that is, the power factor increases) and the motor efficiency B increases as the copper loss of the motor decreases as the conduction angle increases.
  • the circuit efficiency A decreases. From the relationship between the circuit efficiency A and the motor efficiency B, there is a conduction angle at which the overall efficiency C is the best. In the present embodiment, 130 degrees is the conduction angle at which the overall efficiency C is the best.
  • FIG. 4 is a timing chart of the motor drive device 22 in the present embodiment.
  • FIG. 4 is a timing diagram of drive signals for driving the inverter 3 at high speed.
  • the drive signal is obtained based on the second waveform signal.
  • the second waveform signal is output from the second waveform generation unit 10 based on the output of the frequency setting unit 8.
  • Signals U, V, W, X, Y, Z and waveforms Iu, Iv, Iw in FIG. 4 are the same as those in FIG.
  • Each signal U, V, W, X, Y, and Z is commutated by outputting a predetermined frequency based on the output of the frequency setting unit 8.
  • the conduction angle is 120 degrees or more and less than 180 degrees.
  • FIG. 4 shows a case where the conduction angle is 150 degrees. By increasing the conduction angle, the current waveforms Iu, Iv, and Iw of each phase approximate to a sine wave.
  • the rotational speed is significantly increased compared to the conventional case.
  • the motor is driven as a synchronous motor, and the current increases as the drive frequency increases.
  • the peak current is suppressed by expanding the conduction angle to less than the maximum of 180 degrees. Therefore, even if the brushless DC motor 4 is driven at a higher current, it is operated without overcurrent protection.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between torque and phase when the brushless DC motor 4 is driven synchronously.
  • the horizontal axis represents the motor torque
  • the vertical axis represents the phase difference based on the phase of the induced voltage.
  • the phase is positive, the phase is positive with respect to the phase of the induced voltage.
  • the line D1 indicates the phase of the phase current of the brushless DC motor 4
  • the line E1 indicates the phase of the terminal voltage of the brushless DC motor 4.
  • the phase of the phase current is ahead of the phase of the terminal voltage, it can be seen that the brushless DC motor 4 is driven at high speed by synchronous driving.
  • FIG. 6 shows the relationship between the terminal voltage phase and the phase current phase in this case.
  • FIG. 6 is a vector diagram showing the relationship between the phase of the phase current due to the load and the phase of the terminal voltage on the dq plane.
  • the terminal voltage vector Vt keeps the magnitude almost constant and the phase changes in the advance direction.
  • the terminal voltage vector Vt rotates in the direction of arrow F.
  • the current vector I changes in magnitude as the load increases (for example, the current increases as the load increases) while maintaining a substantially constant phase.
  • the current vector I extends in the direction of arrow G. In this way, the phase relationship between the vectors is determined in a state where the voltage vector and the current vector are appropriate according to the driving environment (input voltage, load torque, driving speed, etc.).
  • FIGS. 7A and 7B are diagrams for explaining the phase relationship of the brushless DC motor 4.
  • FIGS. 7A and 7B show the relationship between the phase of the phase current of the brushless DC motor 4 and the phase of the terminal voltage.
  • the horizontal axis represents time
  • the vertical axis represents the phase based on the phase of the induced voltage (that is, the phase difference from the induced voltage).
  • line D2 indicates the phase of the phase current
  • line E2 indicates the phase of the terminal voltage
  • line H2 indicates the phase difference between the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage.
  • FIG. 7A shows a driving state at a low load
  • FIG. 7B shows a driving state at a high load. Further, since the phase of the phase current is advanced from the phase of the terminal voltage in both FIGS. 7A and 7B due to the difference from the phase of the induced voltage, the brushless DC motor 4 is driven at a very high speed by synchronous driving. You can see that
  • the rotor 4a in synchronous driving when the load is small with respect to the driving speed, the rotor 4a is delayed by an angle corresponding to the load with respect to commutation. That is, when viewed from the rotor 4a, commutation advances and becomes a phase, and a predetermined relationship is maintained. That is, when viewed from the induced voltage, the phase of the terminal voltage and the phase current becomes a leading phase, and a predetermined relationship is maintained. Since this is the same state as the magnetic flux weakening control, high-speed driving is possible.
  • the rotation of the brushless DC motor 4 fluctuates with respect to the commutation performed at a constant period. For this reason, when the phase of the induced voltage is used as a reference, the phase of the terminal voltage varies. In such a driving state, the rotation of the brushless DC motor 4 fluctuates, and a swell sound is generated accordingly. Further, since the current pulsates, it is determined that the current is an overcurrent, and the brushless DC motor 4 may be stopped.
  • the brushless DC motor 4 when the brushless DC motor 4 is synchronously driven in an open loop, the brushless DC motor 4 is stably driven when the load is small, but the above-described disadvantage occurs when the load is large. That is, when the brushless DC motor 4 is synchronously driven in an open loop, it cannot be driven at high speed / high load, and the driving range is not expanded.
  • the motor drive device 22 in the present embodiment drives the brushless DC motor 4 in a state in which the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage are kept in a phase relationship corresponding to the load as shown in FIG. .
  • a method for maintaining the phase relationship between the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage will be described below.
  • the motor driving device 22 detects the reference phase of the terminal voltage (that is, the commutation reference position of the drive signal) and the reference point of the phase of the phase current, and based on this, the commutation timing in the open-loop synchronous drive (with a constant cycle). (Commutation) is corrected to determine the commutation timing while maintaining the phase relationship between the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage. Specifically, the second waveform generator 10 determines the commutation timing that maintains the above phase relationship.
  • the reference phase of the terminal voltage corresponds to the position of the rotor 4a detected by the position detection unit 5.
  • the waveform generated based on the commutation timing that is, the second waveform signal has a waveform having a predetermined relationship with the rotor position detected by the position detection unit.
  • the second waveform generation unit 10 outputs the generated second waveform signal to the drive unit 12. The operation of the second waveform generator 10 will be described with reference to the flowchart of FIG.
  • step 101 whether or not a certain switching element is turned on, that is, the ON timing of the switching element is waited for.
  • the on-timing of the switching element on the upper side of the U phase that is, the switching element 3a of the inverter 3 is awaited.
  • Step 102 a timer for time measurement is started, and the process proceeds to step 103.
  • the position detector 5 determines whether or not the spike of the specific phase has been turned off. That is, it is determined whether or not the spike voltage of the specific phase has dropped from the terminal voltage to the voltage drop of the switching element and from there to near 0V.
  • the specific phase is the U phase, and it is determined whether or not the terminal voltage of the U phase has decreased to around 0V. That is, the timing at which the current flowing through the return current diode 3g stops flowing after the switching element 3b of the U-phase lower side, that is, the switching element 3b of the inverter 3, is turned off is the timing at which the specific phase spikes off.
  • This timing determination is based on determining the timing at which the direction of current flow switches from negative to positive, that is, the current zero-cross timing.
  • step 104 the timer started in step 102 is stopped, the timer count value is stored, and the process proceeds to step 105. That is, the time from when the switching element 3a is turned on until the spike voltage generated while the current is flowing through the freewheeling current diode 3g is measured, and the routine proceeds to step 105.
  • step 105 the difference between the time measured in step 104 and the average time so far is calculated, and the process proceeds to step 106.
  • step 106 the commutation timing correction amount is calculated based on the difference calculated in step 105, and the process proceeds to step 107.
  • the correction of the commutation timing is to correct the commutation timing with respect to the basic commutation cycle based on the frequency set by the frequency setting unit 8, that is, the command speed. Therefore, when a large correction amount is added, overcurrent or step-out occurs. Therefore, when calculating the correction amount, the calculation is performed after adding a low-pass filter or the like to suppress rapid fluctuations in the commutation timing. As a result, even when the zero cross of the current is erroneously detected due to the influence of noise or the like, the influence on the correction amount is reduced and the driving stability is further improved.
  • the change in the commutation timing for accelerating / decelerating the brushless DC motor 4 also becomes gentle. For this reason, even when the command speed is greatly changed and the frequency (commutation cycle) by the frequency setting unit 8 is significantly changed, the change in the commutation timing becomes gentle and the acceleration / deceleration becomes smooth.
  • the commutation timing correction is to always bring the phase difference between the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage close to the average time. For example, when the rotational speed of the rotor 4a decreases due to an increase in the load, the phase of the phase current moves in the delay direction with reference to the phase of the terminal voltage. For this reason, the time measured in step 104 is longer than the average time from the reference phase of the terminal voltage to the reference phase of the phase current. In this case, the second waveform generation unit 10 corrects the commutation timing so that the commutation timing is delayed from the timing of the commutation cycle based on the rotation speed (the number of rotations).
  • the second waveform generation unit 10 delays the commutation timing, delays the phase of the terminal voltage, and sets the phase difference from the phase of the phase current to the average time. Move closer to
  • the second waveform generation unit 10 once corrects the commutation timing so that the commutation timing is earlier than the timing of the commutation cycle based on the rotation speed. That is, since the measurement time is shortened because the phase of the phase current is accelerated, the second waveform generator 10 advances the phase of the terminal voltage by advancing the commutation timing, and calculates the phase difference of the phase of the phase current. Approach the average time.
  • the second waveform generation unit 10 performs correction of the commutation timing as an arbitrary timing (for example, once per rotation of the rotor 4a) at a specific phase (for example, only the switching element on the upper side of the U phase) Phase commutation is performed temporally with a commutation cycle based on the target rotational speed. Thereby, the phase relationship between the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage is optimally maintained according to the load, and the driving speed of the brushless DC motor 4 is maintained.
  • step 107 the average time is updated taking into account the time measured in step 104, and the process proceeds to step 108.
  • the commutation timing is determined by adding a correction amount to the commutation cycle of the switching element based on the frequency (drive speed) set by the frequency setting unit 8.
  • the commutation timing is obtained by adding a correction amount to the frequency set by the frequency setting unit 8 so that the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage always have an average phase difference. Determined by reference. Therefore, when the load increases, the phase difference that is the difference between the phase of the phase current and the commutation timing is narrowed.
  • the brushless DC motor 4 is driven on the basis of a state where the phase difference is narrower than before the average time as a reference for correction is reduced and the load is increased. As a result, the brushless DC motor 4 is driven with a larger advance angle, and the output torque is increased and the required output torque is ensured by improving the flux-weakening effect.
  • the brushless DC motor 4 is driven on the basis of a state in which the phase difference is widened as compared with the time before the average time as a reference for correction becomes large and the load becomes small. As a result, the brushless DC motor 4 is driven at a smaller advance angle, and the output torque is reduced due to the reduction of the flux-weakening effect, so that an excessive torque is not output. As described above, a drive that ensures a necessary output and does not generate an extra output is performed.
  • Step 109 it is determined whether a certain switching element is turned on, that is, whether commutation has been performed.
  • a certain switching element is one in which the on / off state of the switching element changes at the timing when a section in which a spike can occur is completed.
  • the switching element is the switching element 3a on the upper side of the U phase. If the switching element 3a is not turned on (No at Step 109), the process returns to Step 103 again. If the switching element 3a is turned on (Yes in step 109), no spike has occurred, and the process proceeds to step 110.
  • step 110 the commutation timing correction amount is set to 0, and the process proceeds to step 108.
  • the timing of the commutation cycle based on the rotational speed is determined as the next commutation timing.
  • the state where no spike occurs is a state where the phase of the phase current is sufficiently advanced with respect to the phase of the terminal voltage. That is, since the load is small and the necessary torque is sufficiently secured, the brushless DC motor 4 is stably driven without correction.
  • Step 111 the commutation timing correction amount is set to 0, and the process proceeds to step 108.
  • the timing of the commutation cycle based on the rotation speed is determined as the next commutation timing.
  • the correction timing may be set in consideration of the application of the motor driving device 22 and the inertia of the brushless DC motor 4. For example, the correction may be performed once per rotation of the rotor 4a, corrected twice during one electrical angle cycle, or corrected every time each switching element is turned on.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the rotation speed and the duty of the brushless DC motor 4 in the present embodiment.
  • the brushless DC motor 4 when the rotational speed of the brushless DC motor 4, that is, the rotational speed of the rotor 4 a is 50 r / s or less, the brushless DC motor 4 is driven based on the first waveform signal from the first waveform generator 6. Is done. The duty is adjusted to the most efficient value according to the rotational speed by feedback control.
  • the rotation speed is 50 r / s
  • the duty is 100%
  • the drive based on the first waveform generator 6 cannot be rotated any more. That is, the limit is reached.
  • the upper limit frequency setting unit 13 sets 75 r / s, which is 1.5 times the upper limit frequency (upper limit rotation speed), based on the 50 r / s.
  • the frequency limiting unit 9 does not output any further frequency according to the upper limit frequency 75 r / s.
  • the brushless DC motor 4 is driven while the duty is constant and only the frequency (that is, the commutation cycle) is increased between the rotational speeds of 50 r / s and 75 r / s.
  • the motor drive device 22 of the present embodiment is suitable for driving the brushless DC motor 4 mounted on the compressor 17 such as the refrigerator 21 or the air conditioner. This is because the motor drive device 22 can drive the highly efficient brushless DC motor 4 with a small torque in a wide driving range. For example, when the internal temperature of the refrigerator 21 is stable and the brushless DC motor 4 can rotate at a low speed, highly efficient driving can be performed. On the other hand, even when the internal temperature becomes high and it is necessary to drive at high speed, it is possible to cope. The same applies to an air conditioner.
  • the load of the compressor 17 such as the refrigerator 21 or the air conditioner rarely changes rapidly, the load may change over a long time. In this case, it is necessary to change the upper limit frequency. The operation in this case will be described below.
  • FIG. 10 is a timing diagram of the rotation speed and the duty of the motor drive device 22 in the present embodiment.
  • the brushless DC motor 4 starts at time t0.
  • the target rotational speed of the brushless DC motor 4 is 80 r / s.
  • the brushless DC motor 4 is driven with an increased duty based on feedback control by the position detection unit 5 and the first waveform generation unit 6, and the rotation speed is increased accordingly.
  • the maximum duty is 100%, and the drive based on feedback control by the position detector 5 and the first waveform generator 6 cannot increase the rotational speed any more.
  • the rotational speed of the brushless DC motor 4 is 50 r / s.
  • the upper limit frequency setting unit 13 sets an upper limit frequency corresponding to 75 r / s which is 1.5 times the rotation speed, that is, 50 r / s.
  • the switching determination unit 11 switches the driving of the brushless DC motor 4 from driving by the position detection unit 5 and the first waveform generation unit 6 to driving by the frequency setting unit 8 and the second waveform generation unit 10. Thereafter, the duty is constant (100%), and the rotation speed of the brushless DC motor 4 is increased by increasing the frequency of the frequency setting unit 8.
  • the rotational speed increases from time t1 to time t2.
  • the target rotational speed is 80 r / s as originally, but the upper limit frequency set by the upper limit frequency setting unit 13 is a frequency corresponding to the rotational speed 75 r / s. Therefore, the frequency limiter 9 limits the rotational speed to 75 r / s.
  • the upper limit frequency changing unit 14 detects that a fixed time (in the case of the present embodiment, 30 minutes) has elapsed since time t2.
  • the upper limit frequency changing unit 14 instructs the switching determining unit 11 to switch the driving of the brushless DC motor 4 from the driving by the second waveform generating unit 10 to the driving by the first waveform generating unit 6.
  • the number of rotations decreases.
  • the speed detector 7 detects the number of rotations at this time, which is the maximum number of rotations that can be driven by the first waveform generator 6.
  • the rotation speed (maximum) of the brushless DC motor 4 at the time when the upper limit frequency changing unit 14 switches to driving by the first waveform generating unit 6 is used.
  • the number of revolutions) increases compared to the number of revolutions at time t1.
  • this maximum rotational speed is confirmed to be 55 r / s, which is higher than the rotational speed 50 r / s at time t1.
  • the upper limit frequency setting unit 13 resets the upper limit frequency. That is, an upper limit frequency corresponding to 82.5 r / s, which is 1.5 times 55 r / s, is set.
  • the switching determination unit 11 switches to driving by the frequency setting unit 8 and the second waveform generation unit 10 and increases the frequency of the frequency setting unit 8 again. Increase the rotation speed.
  • the rotational speed corresponding to the upper limit frequency is 82.5 r / s
  • the brushless DC motor 4 is continuously driven at the initial target rotational speed of 80 r / s. In this way, by detecting the load again at regular intervals with respect to the fluctuation of the load, the upper limit frequency is reset, and optimum driving according to the load is performed.
  • FIG. 11 is a cross-sectional view showing a cross section perpendicular to the rotation axis of the rotor of the brushless DC motor 4 in the present embodiment.
  • the rotor 4a is composed of an iron core 4g and four magnets 4c to 4f.
  • the iron core 4g is formed by stacking punched thin steel sheets of about 0.35 to 0.5 mm.
  • the magnets 4c to 4f arc-shaped ferrite permanent magnets are often used, and as shown in the drawing, the magnets 4c to 4f are arranged symmetrically with the arc-shaped concave portion facing outward.
  • rare earth permanent magnets such as neodymium are used as the magnets 4c to 4f, they may be flat.
  • an axis extending from the center of the rotor 4a toward the center of one magnet (for example, 4f) is defined as a d-axis, and one magnet (for example, 4f) is connected to the center of the rotor 4a.
  • the axis that goes to the magnet adjacent to (for example, 4c) is the q axis.
  • the inductance Ld in the d-axis direction and the inductance Lq in the q-axis direction have opposite saliency and are different. That is, this can effectively use torque (reluctance torque) using reverse saliency as well as torque (magnet torque) due to magnetic flux of the magnet. Therefore, torque can be used more effectively as a motor. As a result, a highly efficient motor is obtained as the present embodiment.
  • the brushless DC motor 4 of the present embodiment has a rotor 4a in which permanent magnets 4c to 4f are embedded in an iron core 4g and has saliency.
  • reluctance torque due to saliency is used. This not only improves efficiency at low speeds, but also improves high-speed drive performance.
  • a rare earth magnet such as neodymium is used as the permanent magnet to increase the ratio of magnet torque, or the difference between inductances Ld and Lq is increased to increase the ratio of reluctance torque, the optimum conduction angle can be changed. Can increase efficiency.
  • the compressor 17 is a reciprocating compressor, the inertia is larger and the torque pulsation at high speed is small, so that the compressor 17 can be stably operated at high speed. Further, when the compressor 17 is mounted on the refrigerator 21, the load of the refrigerator 21 is not suddenly changed, so that the change in the phase difference between the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage is small, and more stable driving is possible. .
  • the frequency limiter 9 since the frequency limiter 9 is not driven beyond the drive limit, reliability in high-speed driving is ensured. Thereby, the brushless DC motor 4 does not stop due to step-out or the like.
  • the refrigerator 21 since the refrigerator 21 stores food, it is necessary to always cool the inside of the refrigerator. However, the refrigerator 17 can be prevented from being cooled due to an unexpected stop of the compressor 17.
  • the upper limit frequency can be reset by the upper limit frequency changing unit 14, even when the load changes over time, it can be reset to an appropriate maximum rotation speed.
  • the compressor 17 is driven in the cooling system such as the refrigerator 21 or the air conditioner, the load change is very gradual. For this reason, there is no need to frequently correct the maximum rotational speed, and it is effective to correct the maximum rotational speed over a certain period of time.
  • the present invention is a motor drive device for driving a brushless DC motor including a rotor and a stator having a three-phase winding.
  • the present invention further includes an inverter that supplies power to the three-phase winding and a terminal voltage acquisition unit that acquires the terminal voltage of the brushless DC motor.
  • the present invention includes a first waveform generation unit that outputs a first waveform signal having a waveform with a conduction angle of 120 degrees to 150 degrees.
  • the present invention has a frequency setting unit that sets the duty by changing only the frequency with a constant duty.
  • the present invention provides a second waveform having a waveform having a predetermined relationship with the terminal voltage acquired by the terminal voltage acquisition unit and having a conduction angle of 120 degrees or more and less than 180 degrees at the frequency set by the frequency setting unit.
  • a second waveform generator for outputting a signal Further, the present invention outputs a first waveform signal when the rotor speed is determined to be lower than the predetermined speed, and outputs a second waveform signal when the rotor speed is determined to be higher than the predetermined speed.
  • a switching determination unit for switching is provided.
  • the present invention provides a drive unit that outputs to the inverter a drive signal that indicates the supply timing of the power that the inverter supplies to the three-phase winding based on the first or second waveform signal output from the switching determination unit.
  • the first waveform generator further includes a position detector that detects the position of the rotor, and outputs the first waveform signal based on the position of the rotor output from the position detector.
  • speed feedback control is performed while the relative position of the rotor of the brushless DC motor is detected by the position detector, so that the motor drive device can be driven with high efficiency.
  • the position detection unit detects the rotor position by detecting the zero cross point of the terminal voltage acquired by the terminal voltage acquisition unit.
  • the position detection of a rotor can be made into an inexpensive configuration such as detection of a zero cross point of a terminal voltage.
  • the frequency set by the frequency setting unit is input.
  • the input frequency is output.
  • the frequency exceeds the upper limit frequency the upper limit frequency is output to the second waveform generation unit. It further has a restriction part.
  • the present invention further includes an upper limit frequency setting unit that sets the upper limit frequency based on the maximum frequency of the first waveform signal and outputs the upper limit frequency to the frequency limiter.
  • the present invention also sets the upper limit frequency again by temporarily switching from driving with the second waveform signal to driving with the first waveform signal after a predetermined time has elapsed since driving with the second waveform signal. It further has an upper limit frequency changing unit to be set. Thereby, even if the load changes with the passage of time, it can be reset to an appropriate maximum rotational speed.
  • the rotor of the brushless DC motor is configured by embedding a permanent magnet in the iron core, and further has saliency.
  • reluctance torque due to saliency can be used, and the efficiency at low speed and the high speed driving performance can be further improved.
  • the brushless DC motor drives the compressor. This makes it possible to reduce the noise of the motor, particularly the carrier noise, by using a brushless DC motor with increased winding amount and reduced torque.
  • the compressor is a reciprocating compressor. Therefore, since inertia is larger and torque pulsation at high speed is small, it can be stably operated up to high speed.
  • the refrigerant used in the compressor is R600a.
  • the cylinder volume is increased in order to obtain the refrigerating capacity, the inertia is increased, and stable driving that is less likely to fluctuate depending on the speed and load becomes possible.
  • the present invention is an electric device using the motor driving device having the above configuration. Therefore, when it uses for a refrigerator as an electric equipment, since load fluctuation
  • an air conditioner as an electrical device, it can handle a wide driving range from the lowest load during cooling to the maximum load during heating, and can reduce power consumption particularly at low loads below the rating. .
  • the motor drive device of the present invention is intended to improve the drive stability of a brushless DC motor at high speed / high load and to extend the drive range. Thereby, it can be applied not only to refrigerators and air conditioners but also to higher efficiency of compressors in vending machines, showcases, and heat pump water heaters. In addition, the present invention can be applied to energy saving of electric devices using brushless DC motors such as washing machines, vacuum cleaners, and pumps.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Thermal Sciences (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

回転子（４ａ）の速度を、所定速度より低いと判定した場合は、第１波形発生部（６）による第１の波形信号を、回転子（４ａ）の速度を、所定速度より高いと判定した場合は、第２波形発生部（１０）による第２の波形信号を出力するように切り換える切換判定部（１１）から出力された第１もしくは第２の波形信号に基づき、ブラシレスＤＣモータ（４）を駆動することにより、高速／高負荷であっても駆動が安定し、駆動範囲が拡張される。

Description

モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器
　本発明は、ブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置およびこれを用いた電気機器に関する。
　従来のモータ駆動装置は、例えば特許文献１に開示されたように、電流値または駆動速度に応じて、速度フィードバック駆動、もしくは速度オープンループ駆動のいずれかに切り換えてモータを駆動する。図１２は特許文献１に記載された従来のモータ駆動装置を示す。
　図１２において、直流電源２０１はインバータ２０２に直流電力を入力する。インバータ２０２は、６個のスイッチング素子を３相ブリッジ接続することにより構成される。インバータ２０２は、入力された直流電力を所定の周波数の交流電力に変換し、ブラシレスＤＣモータ２０３に入力する。
　位置検出部２０４は、インバータ２０２の出力端子の電圧に基づき、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転により発生する誘起電圧の情報を取得する。この情報を基に位置検出部２０４は、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転子２０３ａの相対位置を検出する。制御回路２０５は、位置検出部２０４から出力された信号を入力として、インバータ２０２のスイッチング素子の制御信号を発生する。
　位置演算部２０６は、位置検出部２０４の信号に基づき、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転子２０３ａの磁極位置の情報を演算する。自制駆動部２０７および他制駆動部２１０はともに、ブラシレスＤＣモータ２０３の３相巻線に流す電流を切り換えるタイミングを示す信号を出力する。これらタイミング信号は、ブラシレスＤＣモータ２０３を駆動するための信号となる。自制駆動部２０７が出力するこれらタイミング信号は、ブラシレスＤＣモータ２０３をフィードバック制御により駆動するものであり、位置演算部２０６から得た回転子２０３ａの磁極位置および速度指令部２１３に基づいて得られる信号である。一方、他制駆動部２１０が出力するこれらタイミング信号は、ブラシレスＤＣモータ２０３をオープンループ制御により駆動するものであり、速度指令部２１３に基づいて得られる信号である。選択部２１１は、自制駆動部２０７から入力された信号、もしくは、他制駆動部２１０から入力されたこれらタイミング信号のいずれかを選択して出力する。つまり選択部２１１は、ブラシレスＤＣモータ２０３を自制駆動部２０７によって駆動するか、他制駆動部２１０によって駆動するかを選択する。駆動制御部２１２は、選択部２１１から出力された信号に基づき、インバータ２０２のスイッチング素子の制御信号を出力する。
　上記従来のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータ２０３を高速で駆動する場合または高負荷で駆動する場合に、フィードバック制御による自制駆動から、オープンループ制御による他制駆動に切換える。これにより、ブラシレスＤＣモータ２０３の駆動範囲が、低速での駆動から高速での駆動まで、または低負荷での駆動から高負荷での駆動まで拡張される。
　しかしながら上記従来の構成は、高速または高負荷（以下、高速／高負荷と記す）での駆動の場合に、ブラシレスＤＣモータ２０３をオープンループ制御により駆動する。このため、負荷が小さい場合は、安定した駆動性能を得ることができるが、負荷が大きい場合は、駆動状態が不安定になるという課題を有している。
特開２００３－２１９６８１号公報
　本発明は上記従来の課題を解決するもので、ブラシレスＤＣモータを高速／高負荷で駆動する場合であっても、安定した駆動性能を得ることにより、駆動範囲を拡張する。これにより、外的要因による不安定な状態を抑制し、信頼性の高いモータ駆動装置を提供する。
　本発明のモータ駆動装置は、回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置である。さらに本発明は、３相巻線に電力を供給するインバータと、ブラシレスＤＣモータの端子電圧を取得する端子電圧取得部とを有する。さらに本発明は、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部を有する。さらに本発明は、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部を有する。さらに本発明は、端子電圧取得部が取得した端子電圧と所定の関係を有する波形で、かつ、周波数設定部で設定した周波数で通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部を有する。さらに本発明は、回転子の速度を所定速度より低いと判定した場合は第１の波形信号を、回転子の速度を所定速度より高いと判定した場合は第２の波形信号を出力するように切り換える切換判定部を有する。さらに本発明は、切換判定部から出力された第１または第２の波形信号に基づき、インバータが３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、インバータに出力するドライブ部を有する。
　かかる構成によれば、ブラシレスＤＣモータは、速度が低い場合は、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号に基づく駆動が行われる。一方、ブラシレスＤＣモータは、速度が高い場合は、回転子の位置および設定した周波数に応じた、通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号に基づく駆動が行われる。
　従って本発明のモータ駆動装置は、高速／高負荷での駆動であっても、駆動が安定し、駆動範囲が拡張される。これにより、外的要因による不安定状態を抑制した、信頼性の高いモータ駆動装置を提供することができる。
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図である。 図２は、同実施の形態におけるモータ駆動装置のタイミング図である。 図３は、同実施の形態におけるモータ駆動装置の最適な通電角を説明する図である。 図４は、同実施の形態におけるモータ駆動装置の他のタイミング図である。 図５は、同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの同期駆動時のトルクと位相との関係を示す図である。 図６は、同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの相電流と端子電圧の位相関係を説明する図である。 図７Ａは、同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの位相関係を説明する図である。 図７Ｂは、同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの他の位相関係を説明する図である。 図８は、同実施の形態におけるモータ駆動装置の第２波形発生部の動作を示すフローチャートである。 図９は、同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの回転数とデューティとの関係を示す図である。 図１０は、同実施の形態におけるモータ駆動装置の回転数とデューティのタイミング図である。 図１１は、同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの要部断面図である。 図１２は、従来のモータ駆動装置のブロック図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
　（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図である。図１において、交流電源１は一般的な商用電源で、日本においては実効値１００Ｖの５０または６０Ｈｚの電源である。モータ駆動装置２２は、交流電源１に接続され、ブラシレスＤＣモータ４を駆動する。以下、モータ駆動装置２２について説明する。
　整流平滑回路２は、交流電源１を入力として交流電力を直流電力に整流平滑するものであり、ブリッジ接続された４個の整流ダイオード２ａ～２ｄと、平滑コンデンサ２ｅ、２ｆとから構成される。本実施の形態においては、整流平滑回路２は倍電圧整流回路により構成されているが、整流平滑回路２は全波整流回路により構成されても良い。さらに、本実施の形態においては、交流電源１は単相交流電源であるが、交流電源１が３相交流電源である場合は、整流平滑回路２は３相整流平滑回路によって構成される。
　インバータ３は、整流平滑回路２からの直流電力を交流電力に変換する。インバータ３は、６個のスイッチング素子３ａ～３ｆを３相ブリッジ接続して構成される。また、６個の還流電流用ダイオード３ｇ～３ｌは、各スイッチング素子３ａ～３ｆに、逆方向に接続される。
　ブラシレスＤＣモータ４は、永久磁石を有する回転子４ａと、３相巻線を有する固定子４ｂとから構成される。ブラシレスＤＣモータ４は、インバータ３により作られた３相交流電流が固定子４ｂの３相巻線に流れることにより、回転子４ａを回転させる。
　位置検出部５は、本実施の形態においてはブラシレスＤＣモータ４の端子電圧を取得する。つまり、ブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの磁極相対位置を検出する。具体的には、位置検出部５は、固定子４ｂの３相巻線に発生する誘起電圧に基づいて、回転子４ａの相対的な回転位置を検出している。なお、別な位置検出方法としては、モータ電流（相電流または母線電流）の検出結果に対してベクトル演算を行って磁極位置の推定を行う方法が挙げられる。
　また、位置検出部５は、例えば、インバータ３の端子電圧を取得することにより、ブラシレスＤＣモータ４の相電流の電流ゼロクロスを検出する。具体的には、位置検出部５は、インバータ３の還流電流用ダイオード（例えばダイオード３ｈ）に流れる電流の有無、つまり、電流の流れが正から負、または負から正に切り換わる点、すなわちゼロクロスポイントを検出する。位置検出部５は、このゼロクロスポイントをブラシレスＤＣモータ４の相電流のゼロクロスポイントとして検出する。このように、位置検出部５は、ブラシレスＤＣモータ４の磁極位置と相電流のゼロクロスポイントを検出する。
　第１波形発生部６は、インバータ３のスイッチング素子３ａ～３ｆを駆動するための第１の波形信号を生成する。第１の波形信号は、通電角が１２０度以上１５０度以下の矩形波の信号である。３相巻線を有するブラシレスＤＣモータ４を滑らかに駆動させるためには、通電角は１２０度以上が必要である。一方、位置検出部５が、誘起電圧に基づいて位置を検出するためには、スイッチング素子のオン／オフの間隔として３０度以上の間隔が必要である。このため、通電角は、１８０度から３０度を減じた１５０度を上限とする。なお、第１の波形信号は、矩形波以外であっても、矩形波に準じる波形が挙げられる。例えば、波形の立ち上り／立ち下りに傾斜を持たせた台形波である。
　第１波形発生部６は、位置検出部５により検出された回転子４ａの位置情報を基に、第１の波形信号を生成する。第１波形発生部６はさらに、回転数を一定に保つために、パルス幅変調（ＰＷＭ）デューティ制御を行っている。これにより、回転位置に基づいた最適なデューティで、効率良く、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。
　周波数設定部８は、デューティは一定で、周波数のみを変化させて周波数を設定する。周波数制限部９は、周波数設定部８から入力された周波数が、上限周波数を超えない場合は入力された周波数を、逆に上限周波数を超える場合は上限周波数を、第２波形発生部に１０に出力する。
　第２波形発生部１０は、周波数制限部９からの周波数と、位置検出部５のからの位置情報を基に、インバータ３のスイッチング素子３ａ～３ｆを駆動するための第２の波形信号を生成する。第２の波形信号は、通電角が１２０度以上１８０度未満の矩形波の信号である。第１波形発生部６と同様に、ブラシレスＤＣモータ４は３相巻線を有するため、通電角は１２０度以上が必要である。一方、第２波形発生部１０ではスイッチング素子のオン／オフの間隔は必要ないため、上限を１８０度未満とする。位置検出部５がゼロクロスを検出することを考慮し、適宜オフ時間が設けられる。例えば、ゼロクロスを検出してから、通電角５度分のオフ時間を設けると良い。なお、第２の波形信号は、矩形波に準じる波形であれば良い。例えば、正弦波や歪み波であって良い。また本実施の形態では、デューティは最大もしくは最大に近い状態（９０～１００％の一定のデューティ）である。
　速度検出部７は、位置検出部５が検出した位置情報に基づき、ブラシレスＤＣモータ４の速度（すなわち回転速度）を検出する。例えば、一定周期で発生する位置検出部５からの信号を計測することにより、簡単に検出することができる。
　切換判定部１１は、回転子４ａの回転速度が低速か高速かを判定し、ドライブ部１２に入力する波形信号を、第１の波形信号か第２の波形信号かに切り換える。具体的には、速度が低い場合は第１の波形信号を選択し、速度が高い場合は第２の波形信号を選択して出力する。ここで、回転速度が低いか高いかの判定は、速度検出部７で検出した実際の速度に基づいて行うことができる。他にも、速度が低いか高いかの判定は、設定回転数やデューティに基づいて行うこともできる。例えば、デューティが最大（一般的には１００％）の場合は速度が最高となるため、切換判定部１１は、波形信号を第２の波形信号に切り換える。
　ドライブ部１２は、切換判定部１１から出力された波形信号に基づき、インバータ３がブラシレスＤＣモータ４の３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を出力する。具体的にはドライブ信号は、インバータ３のスイッチング素子３ａ～３ｆをオンまたはオフ（以下、オン／オフと記す）する。これにより、固定子４ｂに最適な交流電力が印加され、回転子４ａが回転し、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。
　上限周波数設定部１３は、第１の波形信号に基づいてブラシレスＤＣモータ４が駆動されているときの最大回転数（すなわちデューティが１００％での回転数）に対応した上限周波数を設定する。つまり、最大回転数を基に上限回転数が設定され、この上限回転数に対応した上限周波数が設定される。本実施の形態では、上限周波数（すなわちブラシレスＤＣモータ４の上限回転数）は、上記最大回転数の１．５倍に対応して設定される。例えば、最大回転数が５０ｒ／ｓの場合は、上限回転数は７５ｒ／ｓとして設定される。上限周波数設定部１３は、この上限回転数７５ｒ／ｓに対応した周波数を上限周波数として設定する。なお、この上限周波数は、周波数制限部９の周波数制限に利用する。
　この上限周波数の設定は次のように行う。周波数設定部８と第２波形発生部１０により、ブラシレスＤＣモータ４を駆動している場合、ブラシレスＤＣモータ４は、インバータ３の転流に回転子４ａがついていく同期モータとして駆動されている。このため、転流に対して回転子４ａが遅れることにより、相電流の位相に対して誘起電圧の位相が遅れた状態となっている。すなわち、誘起電圧の位相を基準に考えると、誘起電圧の位相に対してモータの相電流の位相が進んだ状態（すなわち弱め磁束）でブラシレスＤＣモータ４が駆動されている。このため、第１波形発生部６によるデューティ１００％での駆動よりも、さらに高速回転が可能である。しかし、この進角が大きくなると（すなわち転流に対して回転子４ａが大きく遅れると）モータは同期を外れて、回転子４ａは脱調する。従って、この脱調を起こす回転数よりも、上限周波数が低くなるように予め設定することにより、モータ駆動装置２２の信頼性を向上している。
　上限周波数変更部１４は、まず、第２波形発生部１０による駆動が一定時間（例えば３０分間）経過したことを検出する。次に上限周波数変更部１４は、ブラシレスＤＣモータ４の駆動を、第２波形発生部１０による駆動から、第１波形発生部６による駆動に、強制的に切り換えるように、切換判定部１１に指示する。また、上限周波数変更部１４は、上限周波数設定部１３の上限周波数を再設定する。
　なお、位置検出部５は、例えば、インバータ３の端子電圧を取得することにより、回転子４ａの位置を検出する。具体的には、インバータ３の還流電流用ダイオード（例えばダイオード３ｈ）に流れる電流の有無、つまり、電流の流れが正から負、もしくは負から正に切り換わる点（すなわちゼロクロスポイント）を検出し、回転子４ａの位置とする。また、位置検出部５の出力は、インバータ３の端子電圧が閾値に対して高いか低いかの信号を出力することに相当する。このため、位置検出部５の出力は、第１波形発生部６が基準としている、ブラシレスＤＣモータ４の誘起電圧のゼロクロスポイントとして利用することができる。
　次に、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２を用いた電気機器について説明する。電気機器の一例として、冷蔵庫２１について説明する。
　冷蔵庫２１には圧縮機１７が搭載されているが、ブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの回転運動は、クランクシャフト（図示せず）により、往復運動に変換される。クランクシャフトに接続されたピストン（図示せず）は、シリンダ（図示せず）内を往復運動することにより、シリンダ内の冷媒を圧縮する。つまり、ブラシレスＤＣモータ４と、クランクシャフト、ピストン、シリンダにより、圧縮機１７が構成される。
　圧縮機１７の圧縮方式（機構方式）は、ロータリー型やスクロール型など、任意の方式が用いられる。本実施の形態においては、レシプロ型の場合について説明する。レシプロ型の圧縮機１７はイナーシャが大きい。このため、圧縮機１７のブラシレスＤＣモータ４を同期駆動する場合は、圧縮機１７の駆動が安定する。
　圧縮機１７に用いる冷媒は、一般にＲ１３４ａ等であるが、本実施の形態においては、冷媒はＲ６００ａを用いる。Ｒ６００ａは、Ｒ１３４ａと比較して地球温暖化係数は小さいが、冷凍能力が低い。本実施の形態においては、圧縮機１７はレシプロ型圧縮機で構成するとともに、冷凍能力を確保するために、気筒容積を大きくしている。気筒容積の大きい圧縮機１７は、イナーシャが大きいため、電源電圧が低下した場合であっても、イナーシャによってブラシレスＤＣモータ４が回転する。これにより、回転速度の変動が少なくなり、より安定した同期駆動が可能となる。しかしながら、気筒容積の大きい圧縮機１７は負荷が大きいため、従来のモータ駆動装置では駆動が困難である。本実施の形態におけるモータ駆動装置２２は、特に高負荷での駆動範囲が拡張されるため、Ｒ６００ａを用いた圧縮機１７を駆動するのに最適である。
　圧縮機１７で圧縮された冷媒は、凝縮器１８、減圧器１９、蒸発器２０を順に通って、再び圧縮機１７に戻るような冷凍サイクルを構成する。この時、凝縮器１８では放熱を、蒸発器２０では吸熱を行うので、冷却や加熱を行うことができる。この冷凍サイクルを搭載して冷蔵庫２１が構成される。ここで、別な電気機器の例としては、凝縮器１８や蒸発器２０に送風機を備えたものが空気調和機である。
　以上のように構成されたモータ駆動装置２２について、その動作を説明する。まず、ブラシレスＤＣモータ４の速度が低い場合（低速時）の動作について説明する。図２は、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２のタイミング図である。特に図２は、低速時でのインバータ３を駆動させる信号のタイミング図である。インバータ３を駆動させる信号とは、インバータ３のスイッチング素子３ａ～３ｆをオン／オフするために、ドライブ部１２から出力されるドライブ信号である。この場合、このドライブ信号は、第１の波形信号に基づいて得られる。第１の波形信号は、位置検出部５の出力に基づき、第１波形発生部６から出力される。
　図２において、信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚはそれぞれ、スイッチング素子３ａ、３ｃ、３ｅ、３ｂ、３ｄ、３ｆをオン／オフするためのドライブ信号である。波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗはそれぞれ、固定子４ｂの巻線のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の波形である。ここで、低速時の駆動では、位置検出部５の信号に基づいて、１２０度ごとの区間で順次転流を行う。信号Ｕ、Ｖ、Ｗは、ＰＷＭ制御によるデューティ制御を行っている。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の波形である波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、図２に示す様に、のこぎり波の波形となる。この場合は、位置検出部５の出力に基づいて、最適なタイミングで転流が行なわれている。このため、ブラシレスＤＣモータ４は最も効率良く駆動される。
　次に、最適な通電角について、図３を用いて説明する。図３は、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２の、最適な通電角を説明する図である。特に図３は、低速時の通電角と効率との関係を示す。図３において、線Ａは回路効率、線Ｂはモータ効率、線Ｃは総合効率（回路効率Ａとモータ効率Ｂとの積）を示す。図３に示すように、通電角を１２０度より大きくすると、モータ効率Ｂは向上する。これは、通電角が広がることにより、モータの相電流の実効値が下がり（すなわち力率が上がり）、モータの銅損減少に伴いモータ効率Ｂが上がるためである。しかしながら、通電角を１２０度より大きくすると、スイッチング回数が増加し、スイッチングロスが増加する場合がある。このような場合は、回路効率Ａは低下する。この回路効率Ａとモータ効率Ｂとの関係から、総合効率Ｃが最も良くなる通電角が存在する。本実施の形態では、１３０度が、総合効率Ｃが最も良くなる通電角である。
　次に、ブラシレスＤＣモータ４の速度が高い場合（高速時）の動作について説明する。図４は本実施の形態におけるモータ駆動装置２２のタイミング図である。特に図４は、高速時でのインバータ３を駆動させるドライブ信号のタイミング図である。この場合、このドライブ信号は、第２の波形信号に基づいて得られる。第２の波形信号は、周波数設定部８の出力に基づき、第２波形発生部１０から出力される。
　図４における信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ、および波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは図２と同様である。各信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚは周波数設定部８の出力に基づいて、所定周波数を出力して転流を行う。この場合の導電角は、１２０度以上１８０度未満とする。図４では、導電角が１５０度の場合を示している。導電角を上げることによって、各相の電流の波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは擬似的に正弦波に近づく。
　デューティを一定にして周波数を上げることにより、従来に比べて大幅に回転速度が上がる。この回転速度が上がった状態では、同期モータとして駆動されており、駆動周波数の上昇に伴い電流も増加する。この場合、導電角を最大の１８０度未満まで広げることにより、ピーク電流が抑制される。従って、ブラシレスＤＣモータ４は、さらに高い電流で駆動しても、過電流保護にかからずに動作される。
　ここで、第２波形発生部１０によって生成される、第２の波形信号について説明する。図５は、ブラシレスＤＣモータ４を同期駆動した場合の、トルクと位相との関係を示した図である。図５において、横軸はモータのトルク、縦軸は誘起電圧の位相を基準とした位相差を示し、位相が正の場合、誘起電圧の位相に対して進みであることを示す。また、同期駆動での安定状態を示す図５の、線Ｄ１はブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相を、線Ｅ１はブラシレスＤＣモータ４の端子電圧の位相を示す。ここで、相電流の位相が端子電圧の位相より進んでいることから、同期駆動でブラシレスＤＣモータ４を高速で駆動していることが判る。図５に示す相電流の位相と端子電圧の位相との関係から明確なように、負荷トルクに対して相電流の位相の変化は少ない。一方で、端子電圧の位相が直線的に変化していることから、負荷トルクに応じて相電流と端子電圧との位相差はほぼ線形に変化する。
　このように、同期駆動においては、ブラシレスＤＣモータ４の駆動は、駆動速度および負荷に応じた、適切な相電流の位相および端子電圧の位相との関係で安定する。この場合の、端子電圧の位相および相電流の位相との関係を図６に示す。特に図６は、負荷による相電流の位相と端子電圧の位相との関係をｄ－ｑ平面上に示したベクトル図である。
　同期駆動においては、端子電圧ベクトルＶｔは、負荷が増加した場合、大きさはほぼ一定に保ちながら、位相は進み方向に推移する。図６を用いて説明すると、端子電圧ベクトルＶｔは矢印Ｆの方向に回転する。一方、電流ベクトルＩは、負荷が増加した場合、ほぼ一定の位相を保ちながら、負荷の増加に伴い大きさが変化する（例えば負荷増加に伴い電流が増える）。図６を用いて説明すると、電流ベクトルＩは矢印Ｇの方向に伸びる。このように電圧ベクトルおよび電流ベクトルが駆動環境（入力電圧、負荷トルク、駆動速度等）に従い適切な状態で各ベクトルの位相関係が定まる。
　ここで、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動した場合の、ある負荷や速度における、位相の時間的変化について、図を用いて説明する。図７Ａ、図７Ｂは、ブラシレスＤＣモータ４の位相関係を説明するための図である。特に図７Ａ、図７Ｂは、ブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相と端子電圧の位相との関係を示す。図７Ａ、図７Ｂにおいて、横軸は時間、縦軸は誘起電圧の位相を基準とした位相（すなわち誘起電圧との位相差）を示す。両図において、線Ｄ２は相電流の位相、線Ｅ２は端子電圧の位相、線Ｈ２は相電流の位相と端子電圧の位相との位相差を示す。そして、図７Ａは低負荷での駆動状態を示し、図７Ｂは高負荷での駆動状態を示す。また、誘起電圧の位相との差から、図７Ａ、図７Ｂ共に、端子電圧の位相より相電流の位相が進んでいることから、ブラシレスＤＣモータ４が、同期駆動により非常に高速での駆動していることが判る。
　図７Ａに示すように、駆動速度に対して負荷が小さい場合の同期駆動では、転流に対して負荷に見合った角度分だけ回転子４ａが遅れる。すなわち、回転子４ａから見ると転流が進み位相となり、所定の関係が保たれる。つまり、誘起電圧から見ると、端子電圧および相電流の位相が進み位相となり、所定の関係が保たれる。これは弱め磁束制御と同様の状態であるため、高速での駆動が可能となる。
　一方、図７Ｂに示すように、駆動速度に対して負荷が大きい場合では、転流に対して回転子４ａが遅れることで弱め磁束状態になり、回転子４ａは転流周期に同期するように加速する。その後、回転子４ａの加速により、端子電圧の進み位相の減少によって相電流が減少し、回転子４ａが減速する。この状態が繰り返され、回転子４ａは、この加速と減速を繰り返す。これにより結局、駆動状態（駆動速度）が安定しない。すなわち図７Ｂに示す様に、一定周期で行われる転流に対して、ブラシレスＤＣモータ４の回転が変動する。このため、誘起電圧の位相を基準とした場合、端子電圧の位相が変動する。このような駆動状態では、ブラシレスＤＣモータ４の回転が変動し、それに伴ってうねり音が発生する。また、電流が脈動するため、過電流と判断されて、ブラシレスＤＣモータ４が停止される可能性が生じる。
　従って、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動する場合、負荷が小さい状態では、ブラシレスＤＣモータ４は安定して駆動されるが、負荷が大きい状態では、上記の様な不都合が生じる。つまり、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動する場合は、高速／高負荷での駆動はできず、駆動範囲が拡張されない。
　そこで、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２は、相電流の位相と端子電圧の位相とを、図５に示すような負荷に見合った位相関係に保った状態で、ブラシレスＤＣモータ４を駆動する。このような相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係を保つ方法について、以下に述べる。
　モータ駆動装置２２は、端子電圧の基準位相（すなわちドライブ信号の転流基準位置）と相電流の位相の基準点を検出し、これに基づき、オープンループの同期駆動における転流タイミング（一定周期の転流）に対して補正を行い、相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係を保った転流タイミングを決定する。具体的には、第２波形発生部１０が、上記の位相関係を保った転流タイミングを決定する。端子電圧の基準位相は、位置検出部５が検出する回転子４ａの位置に対応する。従って、この転流タイミングに基づいて生成された波形、すなわち第２の波形信号は、位置検出部が検出した回転子の位置と所定の関係を有する波形となる。第２波形発生部１０は、生成した第２の波形信号をドライブ部１２へ出力する。この第２波形発生部１０の動作について、図８のフローチャートを用いて説明する。
　まずステップ１０１では、あるスイッチング素子がオンになったかどうか、つまり、そのスイッチング素子のオンタイミングを待つ。本実施の形態では、Ｕ相上側のスイッチング素子、すなわちインバータ３のスイッチング素子３ａのオンタイミングを待つ。スイッチング素子３ａがオンになった場合（ステップ１０１のＹｅｓ）は、ステップ１０２に進む。ステップ１０２では、時間計測用のタイマをスタートさせ、ステップ１０３に進む。
　ステップ１０３では、位置検出部５によって、特定相のスパイクがオフしたかどうか判定する。つまり、特定相のスパイク電圧が、端子電圧からスイッチング素子の電圧低下分、そこから０Ｖ付近まで低下したかどうかを判定する。本実施の形態では、特定相はＵ相であり、Ｕ相の端子電圧が０Ｖ付近まで低下したかどうかを判定する。つまり、Ｕ相下側のスイッチング素子、つまりインバータ３のスイッチング素子３ｂがオフした後に、還流電流用ダイオード３ｇに流れる電流が流れなくなったタイミングが、特定相がスパイクオフしたタイミングである。このタイミングの判定は、電流の流れる向きが負から正に切り換わるタイミング、すなわち電流のゼロクロスタイミングを判定したことになる。スパイク電圧が０Ｖ付近まで低下、つまり特定相がスパイクオフした場合（ステップ１０３のＹｅｓ）は、ステップ１０４に進む。
　ステップ１０４では、ステップ１０２でスタートしたタイマを停止させ、タイマカウント値を格納し、ステップ１０５に進む。つまり、スイッチング素子３ａがオンしてから、還流電流用ダイオード３ｇに電流が流れている間に発生するスパイク電圧がオフするまでの時間を計測して、ステップ１０５に進む。
　ステップ１０５では、ステップ１０４で計測した時間と、これまでの平均時間との差分を計算し、ステップ１０６に進む。ステップ１０６では、ステップ１０５で計算した差分に基づいて、転流タイミングの補正量を演算し、ステップ１０７に進む。
　ここで、転流タイミングの補正とは、周波数設定部８で設定した周波数、つまり指令速度に基づく基本の転流周期に対して、転流タイミングを補正することである。従って、大きな補正量を付加した場合は、過電流や脱調が起こる。したがって、補正量を演算する場合は、ローパスフィルタ等を付加した上で演算を行い、転流タイミングの急激な変動を抑える。これにより、ノイズ等の影響で電流のゼロクロスを誤検出した場合であっても、補正量への影響が小さくなり、駆動の安定性がより向上する。さらに、補正量の演算において急激な変化を抑えているため、ブラシレスＤＣモータ４を加減速させる転流タイミングの変化も緩やかになる。このため、指令速度が大きく変更され、周波数設定部８による周波数（転流周期）が大幅に変わった場合であっても、転流タイミングの変化は緩やかになり、加減速が滑らかになる。
　この転流タイミングの補正は、具体的には、相電流の位相と端子電圧の位相との位相差を常に平均時間に近づけることである。例えば、負荷が大きくなることにより、回転子４ａの回転速度が低下すると、相電流の位相は、端子電圧の位相を基準にすると遅れ方向に移動する。このため、端子電圧の基準位相から相電流の基準位相までの平均時間より、ステップ１０４で計測した時間の方が長くなる。この場合には、第２波形発生部１０は、転流タイミングを、回転速度（回転数）に基づく転流周期のタイミングよりも遅らせるように転流タイミングを補正する。つまり、相電流の位相が遅れたことにより計測時間が長くなったため、第２波形発生部１０は、転流タイミングを遅らせて端子電圧の位相を遅らせ、相電流の位相との位相差を平均時間に近づける。
　逆に、負荷が小さくなることにより、回転子４ａの回転速度が上がると、相電流の位相は、端子電圧の位相を基準にすると進み方向に移動する。このため、端子電圧の基準位相から相電流の基準位相までの平均時間より、計測時間の方が短くなる。この場合には、第２波形発生部１０は、一旦、転流タイミングを、回転数に基づく転流周期のタイミングよりも早くするように転流タイミングを補正する。つまり、相電流の位相が早くなったことにより計測時間が短くなったため、第２波形発生部１０は、転流タイミングを早くして端子電圧の位相を進ませ、相電流の位相の位相差を平均時間に近づける。
　さらに第２波形発生部１０は、転流タイミングの補正を、特定相（例えば、Ｕ相上側のスイッチング素子のみ）の任意のタイミング（例えば、回転子４ａの１回転に１回）として、その他の相の転流は、目標とする回転数に基づく転流周期で時間的に行う。これにより、負荷に応じて相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係が最適に保たれ、ブラシレスＤＣモータ４の駆動速度が保持される。
　次にステップ１０７では、ステップ１０４で計測した時間を加味して平均時間を更新し、ステップ１０８に進む。ステップ１０８では、周波数設定部８で設定した周波数（駆動速度）に基づいたスイッチング素子の転流周期に対して、補正量を付加することで転流タイミングを決定する。
　つまり、転流タイミングは、周波数設定部８で設定した周波数に対して補正量を付加することにより、相電流の位相と端子電圧の位相とが、常に平均位相差となるように、電流位相を基準にして決定される。従って、負荷が大きくなった場合は、相電流の位相と転流タイミングの差である位相差が狭まる。これに対して、補正の基準となる平均時間が小さくなり、負荷が大きくなる前と比較して、位相差が狭まった状態を基準としてブラシレスＤＣモータ４が駆動される。これにより、より大きな進角でブラシレスＤＣモータ４が駆動され、弱め磁束効果の向上により、出力トルクが増大し、必要な出力トルクが確保される。
　逆に、負荷が小さくなった場合は、相電流の位相と転流タイミングの差である位相差が広がる。これに対して、補正の基準となる平均時間が大きくなり、負荷が小さくなる前と比較して、位相差が広がった状態を基準としてブラシレスＤＣモータ４が駆動される。これにより、より小さな進角でブラシレスＤＣモータ４が駆動され、弱め磁束効果の低減により、出力トルクが減少し、必要以上のトルクが出力されない。以上より、必要な出力を確保するとともに、余計な出力をしない駆動が行われる。
　一方、ステップ１０３において、特定相のスパイクがオフしなかった場合（ステップ１０３のＮｏ）は、ステップ１０９に進む。ステップ１０９では、あるスイッチング素子がオンになったかどうか、つまり、転流が行われたかどうかを判定する。ここで、あるスイッチング素子とは、スパイクが発生し得る区間が終了するタイミングでスイッチング素子のオン／オフが変化するものであり、本実施の形態では、Ｕ相上側のスイッチング素子３ａである。ここでスイッチング素子３ａがオンしなかった場合（ステップ１０９のＮｏ）は、再びステップ１０３に戻る。スイッチング素子３ａがオンした場合（ステップ１０９のＹｅｓ）は、スパイクが発生しなかった事となるため、ステップ１１０に進む。ステップ１１０では、転流タイミングの補正量は０として、ステップ１０８に進む。この場合は補正量が０であるため、ステップ１０８では、回転数に基づく転流周期のタイミングそのままが次回の転流タイミングとして決定される。
　なお、スパイクが発生しない状態とは、端子電圧の位相に対して相電流の位相が充分に進んでいる状態である。つまり、負荷が小さく、必要なトルクが充分に確保されているため、補正を行うことなく、ブラシレスＤＣモータ４が安定して駆動されている状態である。
　一方、ステップ１０１において、あるスイッチング素子（本実施の形態ではスイッチング素子３ａ）がオンしなかった場合（ステップ１０１のＮｏ）は、ステップ１１１に進む。ステップ１１１では、転流タイミングの補正量は０として、ステップ１０８に進む。この場合は補正量が０であるため、ステップ１０８では、回転数に基づく転流周期のタイミングが、次回の転流タイミングとして決定される。
　なお、本実施の形態では、Ｕ相上側のスイッチング素子３ａのオンタイミングのみで転流周期の補正を行っているため、電気角１周期中に１回の補正となる場合について説明している。しかしながら、モータ駆動装置２２の用途や、ブラシレスＤＣモータ４のイナーシャ等を考慮して補正のタイミングを設定すれば良い。例えば、回転子４ａの１回転に１回の補正や、電気角１周期中に２回の補正、各スイッチング素子がオンする毎回のタイミングでの補正を行っても良い。
　次に、切換判定部１１による切り換え動作について説明する。図９は、本実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ４の、回転数とデューティとの関係を示す図である。
　図９において、ブラシレスＤＣモータ４の回転数、つまり回転子４ａの回転数が５０ｒ／ｓ以下の場合は、第１波形発生部６による第１の波形信号に基づいて、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。デューティは、フィードバック制御により、回転数に応じて、最も効率が良い値に調整される。
　回転数が５０ｒ／ｓでデューティが１００％となり、第１波形発生部６に基づく駆動では、それ以上回転させることができない。すなわち限界に到達する。この状態において、上限周波数設定部１３は、この５０ｒ／ｓ基に、その１．５倍の７５ｒ／ｓを上限周波数（上限回転数）として設定する。周波数設定部８での設定が７５ｒ／ｓを超えると、周波数制限部９は、この上限周波数７５ｒ／ｓにしたがって、これ以上の周波数は出力しない。なお、回転数５０ｒ／ｓから７５ｒ／ｓの間は、デューティは一定で、周波数（すなわち転流周期）のみを上げて、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。
　次に、上限周波数変更部１４の動作について説明する。本実施の形態のモータ駆動装置２２は、冷蔵庫２１や空気調和機などの圧縮機１７に搭載されるブラシレスＤＣモータ４を駆動する場合に適している。これは、モータ駆動装置２２は、トルクは小さいながら高効率なブラシレスＤＣモータ４を、広い駆動範囲で駆動することができるためである。例えば、冷蔵庫２１の庫内温度が安定していて、ブラシレスＤＣモータ４の回転が低速でよい場合は、高効率な駆動ができる。一方、庫内温度が高くなり、高速での駆動が必要となった場合であっても対応が可能である。これは空気調和機の場合も同様である。
　ここで、冷蔵庫２１や空気調和機などの圧縮機１７は、負荷が急激に変化することは少ないものの、長い時間を経て負荷が変化する場合がある。この場合に、上限周波数を変更する必要が生じる。この場合の動作について以下に説明する。
　図１０は本実施の形態におけるモータ駆動装置２２の、回転数とデューティとのタイミング図である。図１０において、時刻ｔ０においてブラシレスＤＣモータ４は起動する。ここでは、ブラシレスＤＣモータ４の目標回転数は８０ｒ／ｓとする。ブラシレスＤＣモータ４は、位置検出部５と第１波形発生部６によるフィードバック制御に基づき、デューティが上げられて駆動され、それに伴い回転数も上がっていく。
　時刻ｔ１において、デューティは最大の１００％になり、位置検出部５と第１波形発生部６によるフィードバック制御に基づく駆動では、これ以上回転数を上げることができなくなる。この場合のブラシレスＤＣモータ４の回転数は５０ｒ／ｓである。上限周波数設定部１３は、この回転数、つまり５０ｒ／ｓを基に、その１．５倍である７５ｒ／ｓに対応する上限周波数を設定する。
　時刻ｔ１では、切換判定部１１が、ブラシレスＤＣモータ４の駆動を、位置検出部５と第１波形発生部６による駆動から、周波数設定部８と第２波形発生部１０による駆動に切り換える。その後は、デューティは一定（１００％）で、周波数設定部８の周波数を上げていくことにより、ブラシレスＤＣモータ４の回転数を上げていく。こうして、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間は回転数が上がっていく。時刻ｔ２においても、目標回転数は当初のとおり８０ｒ／ｓであるが、上限周波数設定部１３で設定した上限周波数は、回転数７５ｒ／ｓに対応する周波数である。従って、周波数制限部９により、回転数は７５ｒ／ｓに制限される。
　次に、時刻ｔ２から一定時間（例えば３０分）経過した時刻ｔ３においては、冷蔵庫２１などの場合、負荷が変わっている可能性がある。そのため、以下に述べるようにして最大回転数の確認、および上限周波数の再設定が行われる。
　まず、上限周波数変更部１４は、時刻ｔ２から一定時間（本実施の形態の場合は３０分）経過したことを検出する。次に、上限周波数変更部１４は、ブラシレスＤＣモータ４の駆動を、第２波形発生部１０による駆動から、第１波形発生部６による駆動に切り換えるように、切換判定部１１に対して指示する。この場合、ブラシレスＤＣモータ４は第１波形発生部６により駆動されるため、回転数は下がる。速度検出部７は、この時点の回転数を検出するが、これは、第１波形発生部６によって駆動可能な最大回転数である。
　時刻ｔ２における負荷に比べて、時刻ｔ３における負荷が小さくなっている場合は、上限周波数変更部１４によって第１波形発生部６による駆動に切り換えられた時点でのブラシレスＤＣモータ４の回転数（最大回転数）は、時刻ｔ１での回転数に較べて上昇する。本実施の形態においては、この最大回転数は５５ｒ／ｓと確認され、これは、時刻ｔ１での回転数５０ｒ／ｓより上昇している。この最大回転数に基づき、上限周波数設定部１３は上限周波数を再設定する。つまり、５５ｒ／ｓの１．５倍である８２．５ｒ／ｓに対応する上限周波数が設定される。
　その後、時刻ｔ１から時刻ｔ２での駆動と同様に、切換判定部１１は、周波数設定部８と第２波形発生部１０による駆動に切り換え、再び、周波数設定部８の周波数を上げていくことにより、回転数を上げていく。今度は、上限周波数に対応する回転数は８２．５ｒ／ｓであるため、ブラシレスＤＣモータ４は、当初の目標回転数８０ｒ／ｓで駆動が継続される。このようにして負荷の変動に対して、一定時間ごとに負荷を再度検出することにより、上限周波数が再設定され、負荷に応じた最適な駆動が行われる。
　次に、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ４の構造について説明する。図１１は、本実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ４の回転子の、回転軸に対して垂直断面を示した断面図である。
　回転子４ａは、鉄心４ｇと４枚のマグネット４ｃ～４ｆとから構成される。鉄心４ｇは、０．３５～０．５ｍｍ程度の薄い珪素鋼板を打ち抜いたものを積み重ねて構成される。マグネット４ｃ～４ｆは、円弧形状のフェライト系永久磁石がよく用いられ、図示したように、円弧形状の凹部が外方を向くように、中心対称に配置される。一方、マグネット４ｃ～４ｆとして、ネオジウムなどの希土類の永久磁石を用いる場合は、平板形状の場合もある。
　このような構造の回転子４ａにおいて、回転子４ａの中心から、１つのマグネット（例えば４ｆ）の中央に向かう軸をｄ軸とし、回転子４ａの中心から、１つのマグネット（例えば４ｆ）とこれに隣接するマグネット（例えば４ｃ）との間に向かう軸をｑ軸とする。ｄ軸方向のインダクタンスＬｄとｑ軸方向のインダクタンスＬｑは逆突極性を有し、異なるものとなる。つまりこれは、モータとしては、マグネットの磁束によるトルク（マグネットトルク）以外に、逆突極性を利用したトルク（リラクタンストルク）を有効に使える。したがって、モータとして、よりトルクが有効的に利用できる。この結果、本実施の形態としては、高効率なモータが得られる。
　また、本実施の形態の制御において、周波数設定部８と第２波形発生部１０による駆動を行うと、相電流は進み位相でとなる。そのため、このリラクタンストルクが大きく利用されるので、逆突極性がないモータに比べて、より高回転で駆動することができる。
　また、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ４は、鉄心４ｇに永久磁石４ｃ～４ｆを埋め込んでなる回転子４ａを有し、かつ突極性を有する。また、永久磁石のマグネットトルクの他に、突極性によるリラクタンストルクを用いている。このことにより、低速時の効率向上はもちろん、高速駆動性能をさらに上げることになる。また、永久磁石にネオジウムなどの希土類磁石を採用してマグネットトルクの割合を多くしたり、インダクタンスＬｄ、Ｌｑの差を大きくしてリラクタンストルクの割合を多くしたりすると、最適な通電角を変えることにより効率を上げることができる。
　次に、本実施の形態のモータ駆動装置２２を冷蔵庫２１や空気調和機に用いて、圧縮機１７を駆動した場合について説明する。従来のモータ駆動装置であれば、高速／高負荷での駆動に対応するために、巻線の巻き込み数を少なくすることにより必要トルクを確保したブラシレスＤＣモータを利用する必要があった。このようなブラシレスＤＣモータは、モータの騒音等が大きかった。本実施の形態のモータ駆動装置２２を用いれば、巻線の巻込み量を増やしてトルクダウンしたブラシレスＤＣモータ４を利用しても、高速／高負荷で駆動できる。これにより、回転数が低い場合のデューティが、従来のモータ駆動装置を用いた場合より大きくできる。そのため、モータの騒音、特にキャリア音（ＰＷＭ制御での周波数に相当する。例えば３ｋＨｚ）が低減できる。
　また、圧縮機１７をレシプロ圧縮機とすることで、よりイナーシャが大きく、高速でのトルク脈動が小さいため、安定して高速まで動作させることができる。また、圧縮機１７を冷蔵庫２１に搭載した場合、冷蔵庫２１は負荷の変動が急ではないため、相電流の位相と端子電圧の位相の位相差の変化は小さく、より安定した駆動が可能となる。
　また、周波数制限部９により、駆動限界以上では駆動されないため、高速駆動における信頼性を確保している。これにより、ブラシレスＤＣモータ４は、脱調等によって停止することはない。特に冷蔵庫２１は、食品を保管しているため、常に庫内を冷やしておく必要があるが、圧縮機１７の予期せぬ停止により、庫内が冷えなくなることを防止できる。
　また、上限周波数変更部１４により、上限周波数を再設定できるため、時間の経過により負荷が変化した場合でも、適切な最高回転数に再設定できる。冷蔵庫２１や空気調和機などの冷却システムにおける圧縮機１７の駆動では、負荷の変化は非常に緩やかである。このため、最大回転数を頻繁に補正する必要も無く、最大回転数を一定の時間経過によって補正することは有効である。
　なお、本実施の形態のモータ駆動装置２２を用いて空気調和機の圧縮機１７を駆動する場合では、さらに、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲に対応できるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。
　以上説明したように本発明は、回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置である。さらに本発明は、３相巻線に電力を供給するインバータと、ブラシレスＤＣモータの端子電圧を取得する端子電圧取得部とを有する。さらに本発明は、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部を有する。さらに本発明は、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部を有する。さらに本発明は、端子電圧取得部が取得した端子電圧と所定の関係を有する波形で、かつ、周波数設定部で設定した周波数で通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部を有する。さらに本発明は、回転子の速度を所定速度より低いと判定した場合は第１の波形信号を、回転子の速度を所定速度より高いと判定した場合は第２の波形信号を出力するように切り換える切換判定部を有する。さらに本発明は、切換判定部から出力された第１または第２の波形信号に基づき、インバータが３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、インバータに出力するドライブ部とを有する。
　これにより、ブラシレスＤＣモータを所定の速度で駆動するために必要なトルクを確保でき、同期駆動による高速での駆動の安定性をより高めることができる。
　また本発明は、第１波形発生部は、回転子の位置を検出する位置検出部をさらに備え、位置検出部から出力された回転子の位置に基づき、第１の波形信号を出力する。これにより、ブラシレスＤＣモータの回転子の相対位置を位置検出部で検出しながらの速度フィードバック制御を行うので、モータ駆動装置を高効率で駆動することができる。
　また本発明は、位置検出部は、回転子の位置の検出を、端子電圧取得部が取得した端子電圧のゼロクロスポイントを検出することにより行う。これにより、回転子の位置検出を、端子電圧のゼロクロスポイント検出といった、安価な構成とすることができる。
　また本発明は、周波数設定部が設定した周波数が入力され、周波数が上限周波数以下の場合は入力された周波数を、周波数が上限周波数を超える場合は上限周波数を第２波形発生部へ出力する周波数制限部をさらに有する。これにより、駆動限界以上での駆動を防止するので、高速駆動での信頼性を確保できる。またこれにより、脱調等による停止で、冷蔵庫などの冷却が、予期せず停止して冷えなくなることを防止できる。
　また本発明は、上限周波数を、第１の波形信号の最大周波数に基づいて設定し、周波数制限部に出力する上限周波数設定部をさらに有する。これにより、時間の経過により負荷が変化した場合でも、駆動状況に応じた適切な最大駆動周波数の設定が可能となり、負荷に応じた高速駆動能力を最大限利用できる。
　また本発明は、第２の波形信号による駆動を行ってから所定時間が経過した後、第２の波形信号による駆動から第１の波形信号による駆動に一時的に切り換えることにより、上限周波数を再度設定する上限周波数変更部をさらに有する。これにより、時間の経過により負荷が変化していても、適切な最大回転数に再設定することができる。
　また本発明は、ブラシレスＤＣモータの回転子は、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成され、さらに、突極性を有する。これにより、永久磁石のマグネットトルクの他に、突極性によるリラクタンストルクを使うことができ、低速時の効率向上および、高速駆動性能をさらに上げることができる。
　また本発明は、ブラシレスＤＣモータは圧縮機を駆動する。これにより、巻線の巻込み量を増やしてトルクダウンしたブラシレスＤＣモータを利用し、モータの騒音、特にキャリア音が低減できる。
　また本発明は、圧縮機はレシプロ圧縮機である。これにより、よりイナーシャが大きく、高速でのトルク脈動が小さいため、安定して高速まで動作させることができる。
　また本発明は、圧縮機で使用される冷媒はＲ６００ａである。これにより、冷凍能力を得るために気筒容積を大きくし、イナーシャが大きくなり、さらに速度や負荷によって変動しにくい安定した駆動が可能となる。
　また本発明は、上記構成のモータ駆動装置を用いた電気機器である。これにより、電気機器として冷蔵庫に用いた場合は、負荷変動は急ではないため、より安定した駆動が可能となる。また、電気機器として空気調和機に用いた場合は、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲に対応できるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。
　本発明のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータの高速／高負荷での駆動の安定性を図るとともに、駆動範囲を拡張するものである。これにより、冷蔵庫や空気調和機のみならず、自動販売機やショーケース、ヒートポンプ給湯器における圧縮機の高効率化に適用できる。その他、洗濯機や掃除機、ポンプなどブラシレスＤＣモータを用いる電気機器の省エネルギー化にも適用できる。
　３　　インバータ
　４　　ブラシレスＤＣモータ
　４ａ　　回転子
　４ｂ　　固定子
　４ｃ，４ｄ，４ｅ，４ｆ　　マグネット（永久磁石）
　４ｇ　　鉄心
　５　　位置検出部（端子電圧取得部）
　６　　第１波形発生部
　８　　周波数設定部
　９　　周波数制限部
　１０　　第２波形発生部
　１１　　切換判定部
　１２　　ドライブ部
　１３　　上限周波数設定部
　１４　　上限周波数変更部
　１７　　圧縮機
　２１　　冷蔵庫（電気機器）
　２２　　モータ駆動装置

Claims (11)

  1. 回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、
    前記３相巻線に電力を供給するインバータと、
    前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧を取得する端子電圧取得部と、
    通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、
    デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部と、
    前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧と所定の関係を有する波形で、かつ、前記周波数設定部で設定した周波数で通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、
    前記回転子の速度を所定速度より低いと判定した場合は前記第１の波形信号を、前記回転子の速度を前記所定速度より高いと判定した場合は前記第２の波形信号を出力するように切り換える切換判定部と、
    前記切換判定部から出力された第１または第２の波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部、
    とを有するモータ駆動装置。
  2. 前記回転子の位置を検出する位置検出部をさらに備え、前記第１波形発生部は、前記位置検出部から出力された前記回転子の位置に基づき、前記第１の波形信号を出力する請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 前記位置検出部は、前記回転子の位置の検出を、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧のゼロクロスポイントを検出することにより行う請求項１に記載のモータ駆動装置。
  4. 前記周波数設定部が設定した周波数が入力され、前記周波数が上限周波数以下の場合は前記入力された周波数を、前記周波数が前記上限周波数を超える場合は前記上限周波数を前記第２波形発生部へ出力する周波数制限部をさらに有する請求項１に記載のモータの駆動装置。
  5. 前記上限周波数を、前記第１の波形信号の最大周波数に基づいて設定し、前記周波数制限部に出力する上限周波数設定部をさらに有する請求項４に記載のモータ駆動装置。
  6. 前記第２の波形信号による駆動を行ってから所定時間が経過した後、前記第２の波形信号による駆動から前記第１の波形信号による駆動に一時的に切り換えることにより、前記上限周波数を再度設定する上限周波数変更部をさらに有する請求項５に記載のモータ駆動装置。
  7. 前記ブラシレスＤＣモータの回転子は、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成され、さらに、突極性を有する請求項１に記載のモータ駆動装置。
  8. 前記ブラシレスＤＣモータは圧縮機を駆動する請求項１に記載のモータ駆動装置。
  9. 前記圧縮機はレシプロ圧縮機である請求項８に記載のモータ駆動装置。
  10. 前記圧縮機で使用される冷媒はＲ６００ａである請求項８に記載のモータ駆動装置。
  11. 請求項１～６のいずれか１項に記載のモータ駆動装置により駆動されるブラシレスＤＣモータを備えた電気機器。
PCT/JP2010/000122 2009-01-14 2010-01-13 モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器 WO2010082472A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP10731143.3A EP2388905B1 (en) 2009-01-14 2010-01-13 Motor drive device and electric equipment utilizing same
CN201080004642.9A CN102282754B (zh) 2009-01-14 2010-01-13 电动机驱动装置和使用该电动机驱动装置的电设备
US13/140,950 US20110256005A1 (en) 2009-01-14 2010-01-13 Motor drive device and electric equipment utilizing the same
BRPI1006834-1A BRPI1006834B1 (pt) 2009-01-14 2010-01-13 Dispositivo acionador de motor e equipamento elétrico que utiliza o mesmo

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009-005492 2009-01-14
JP2009005492A JP5195444B2 (ja) 2009-01-14 2009-01-14 ブラシレスｄｃモータの駆動装置並びにこれを用いた冷蔵庫及び空気調和機

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2010082472A1 true WO2010082472A1 (ja) 2010-07-22

Family

ID=42339725

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2010/000122 WO2010082472A1 (ja) 2009-01-14 2010-01-13 モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器

Country Status (7)

Country Link
US (1) US20110256005A1 (ja)
EP (1) EP2388905B1 (ja)
JP (1) JP5195444B2 (ja)
CN (1) CN102282754B (ja)
BR (1) BRPI1006834B1 (ja)
TW (1) TWI495252B (ja)
WO (1) WO2010082472A1 (ja)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102454617A (zh) * 2010-10-20 2012-05-16 日本电产三协株式会社 泵控制装置及泵装置
WO2012147192A1 (ja) * 2011-04-28 2012-11-01 三菱電機株式会社 ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム及びインバータの制御方法
CN102967104A (zh) * 2011-08-31 2013-03-13 三星电子株式会社 冰箱及控制该冰箱的方法
US9543887B2 (en) 2010-10-15 2017-01-10 Mitsubishi Electric Corporation Heat pump device, heat pump system, and method for controlling three-phase inverter
US9618249B2 (en) 2010-12-21 2017-04-11 Mitsubishi Electric Corporation Heat pump device, heat pump system, and method for controlling three-phase inverter

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5186586B2 (ja) * 2011-09-01 2013-04-17 株式会社松井製作所 駆動制御装置、電気機器及び駆動制御方法
JP5927411B2 (ja) * 2011-10-14 2016-06-01 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 モータ駆動装置およびにこれを用いた電気機器
JP6138413B2 (ja) * 2011-11-10 2017-05-31 三菱重工業株式会社 モータ駆動装置
EP2803922B1 (en) * 2012-01-04 2021-09-29 Mitsubishi Electric Corporation Heat pump device, air conditioner, and refrigerator
AU2012377681B2 (en) * 2012-04-16 2015-12-10 Mitsubishi Electric Corporation Heat pump device, air conditioner, and cooling machine
KR101953124B1 (ko) * 2012-07-13 2019-03-04 삼성전자주식회사 모터 구동장치 및 이를 이용한 냉장고
WO2014155655A1 (ja) * 2013-03-29 2014-10-02 株式会社松井製作所 材料輸送装置及び材料輸送方法
JP5800933B2 (ja) * 2014-02-28 2015-10-28 ファナック株式会社 同期モータを制御するモータ制御装置
GB2530293B (en) * 2014-09-17 2017-08-02 Nidec Control Techniques Ltd Method of controlling a power output of an inverter drive
EP3023713A1 (en) * 2014-11-19 2016-05-25 Danfoss A/S A method for controlling a vapour compression system with an ejector
CN107429931B (zh) * 2015-04-07 2020-03-31 日立江森自控空调有限公司 空调机
RU2680447C1 (ru) 2015-08-14 2019-02-21 Данфосс А/С Паровая компрессионная система с по меньшей мере двумя испарительными установками
JP6788007B2 (ja) 2015-10-20 2020-11-18 ダンフォス アクチ−セルスカブ 長時間エジェクタモードで蒸気圧縮システムを制御するための方法
WO2017067858A1 (en) 2015-10-20 2017-04-27 Danfoss A/S A method for controlling a vapour compression system with a variable receiver pressure setpoint
TWI563791B (en) * 2015-11-17 2016-12-21 En Technologies Corp System and way for no sensor three-phase motor
TR201610873A2 (tr) * 2016-08-03 2018-02-21 Arcelik As Di̇nami̇k olarak kontrol edi̇len anahtarlama frekansina sahi̇p bi̇r güç modülü i̇çeren ev ci̇hazi
CN106286249A (zh) * 2016-08-12 2017-01-04 合肥美的电冰箱有限公司 变频控制方法、控制器及冰箱
DE102016222958A1 (de) * 2016-11-22 2018-05-24 BSH Hausgeräte GmbH Verfahren zum Anhalten eines Hubkolben-Verdichters und Hubkolben-Verdichter eines Kältegerätes, Klimagerätes oder einer Wärmepumpe sowie Kältegerät, Klimageräts oder Wärmepumpe damit
DK180146B1 (en) 2018-10-15 2020-06-25 Danfoss As Intellectual Property Heat exchanger plate with strenghened diagonal area
US11626822B2 (en) 2019-10-28 2023-04-11 Hale Products, Inc. Low-speed high torque motor control and foam system
US20230015020A1 (en) * 2021-07-16 2023-01-19 Carrier Corporation Two degrees of control through pulse width modulation interface

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003219681A (ja) 2002-01-23 2003-07-31 Mitsubishi Electric Corp Ｄｃブラシレスモーター制御方法およびｄｃブラシレスモーター装置
JP2004282911A (ja) * 2003-03-17 2004-10-07 Matsushita Electric Ind Co Ltd ブラシレスｄｃモータの駆動方法及びその装置
JP2006101686A (ja) * 2004-09-03 2006-04-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動装置および駆動方法
JP2008208812A (ja) * 2007-02-28 2008-09-11 Hitachi Appliances Inc 密閉形圧縮機及び冷蔵庫

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3700576B2 (ja) * 2000-11-24 2005-09-28 松下電器産業株式会社 モータ制御装置
US6636011B2 (en) * 2001-06-13 2003-10-21 Emerson Electric Co. Induction motor control system
KR100702913B1 (ko) * 2003-03-17 2007-04-03 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 브러시리스 ｄｃ 모터의 구동 방법 및 그 장치
JP4631400B2 (ja) * 2004-11-09 2011-02-16 株式会社デンソー 同期モータの位置センサレス駆動制御装置
US7304452B2 (en) * 2005-03-11 2007-12-04 Kabushiki Kaisha Toshiba Motor control device
JP4791319B2 (ja) * 2006-10-13 2011-10-12 シャープ株式会社 インバータ装置、圧縮機駆動装置および冷凍・空調装置
US8106622B2 (en) * 2007-04-05 2012-01-31 Denso Corporation Control system for multiphase rotary machines
JPWO2008139518A1 (ja) * 2007-04-27 2010-07-29 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP2008289310A (ja) * 2007-05-21 2008-11-27 Panasonic Corp モータ駆動装置およびこれを用いた冷蔵庫
US7847433B2 (en) * 2007-11-27 2010-12-07 Rain Bird Corporation Universal irrigation controller power supply

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003219681A (ja) 2002-01-23 2003-07-31 Mitsubishi Electric Corp Ｄｃブラシレスモーター制御方法およびｄｃブラシレスモーター装置
JP2004282911A (ja) * 2003-03-17 2004-10-07 Matsushita Electric Ind Co Ltd ブラシレスｄｃモータの駆動方法及びその装置
JP2006101686A (ja) * 2004-09-03 2006-04-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動装置および駆動方法
JP2008208812A (ja) * 2007-02-28 2008-09-11 Hitachi Appliances Inc 密閉形圧縮機及び冷蔵庫

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9543887B2 (en) 2010-10-15 2017-01-10 Mitsubishi Electric Corporation Heat pump device, heat pump system, and method for controlling three-phase inverter
CN102454617A (zh) * 2010-10-20 2012-05-16 日本电产三协株式会社 泵控制装置及泵装置
US9618249B2 (en) 2010-12-21 2017-04-11 Mitsubishi Electric Corporation Heat pump device, heat pump system, and method for controlling three-phase inverter
WO2012147192A1 (ja) * 2011-04-28 2012-11-01 三菱電機株式会社 ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム及びインバータの制御方法
JP5693714B2 (ja) * 2011-04-28 2015-04-01 三菱電機株式会社 ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム及びインバータの制御方法
AU2011366351B2 (en) * 2011-04-28 2015-04-23 Mitsubishi Electric Corporation Heat pump apparatus, heat pump system and inverter control method
US9829226B2 (en) 2011-04-28 2017-11-28 Mitsubishi Electric Corporation Heat pump device, heat pump system, and method for controlling inverter
CN102967104A (zh) * 2011-08-31 2013-03-13 三星电子株式会社 冰箱及控制该冰箱的方法
US9759473B2 (en) 2011-08-31 2017-09-12 Samsung Electronics Co., Ltd. Refrigerator and method for controlling the same

Also Published As

Publication number Publication date
TW201036319A (en) 2010-10-01
JP2010166655A (ja) 2010-07-29
US20110256005A1 (en) 2011-10-20
CN102282754B (zh) 2014-07-09
EP2388905B1 (en) 2016-04-06
BRPI1006834A2 (pt) 2016-04-12
JP5195444B2 (ja) 2013-05-08
EP2388905A1 (en) 2011-11-23
CN102282754A (zh) 2011-12-14
EP2388905A4 (en) 2015-03-18
TWI495252B (zh) 2015-08-01
BRPI1006834B1 (pt) 2020-03-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2010082472A1 (ja) モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器
WO2010082473A1 (ja) モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器
US8716964B2 (en) Motor drive device, and compressor and refrigerator using same
JP2008160950A (ja) モータ駆動装置およびこれを具備した冷蔵庫
JP5402311B2 (ja) モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器
JP5375260B2 (ja) モータ駆動装置およびこれを用いた冷蔵庫
JP5402310B2 (ja) モータ駆動装置および圧縮機および冷蔵庫
JP2012222842A (ja) モータ駆動装置およびにこれを用いた電気機器
JP5428746B2 (ja) ブラシレスｄｃモータの駆動装置およびこれを用いた電気機器
JP5521405B2 (ja) モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器
JP5387396B2 (ja) モータ駆動装置および圧縮機および冷蔵庫
JP5747145B2 (ja) モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器
JP2011193585A (ja) モータ駆動装置およびにこれを用いた電気機器
JP5604991B2 (ja) モータ駆動装置およびにこれを用いた電気機器
JP2008005639A (ja) ブラシレスｄｃモータの駆動方法およびその装置
JP2012186876A (ja) 圧縮機の駆動装置およびこれを用いた冷蔵庫
JP5927412B2 (ja) モータ駆動装置およびにこれを用いた電気機器
JP5927411B2 (ja) モータ駆動装置およびにこれを用いた電気機器
JP2012092694A (ja) 圧縮機の駆動装置およびこれを用いた冷蔵庫
JP5396969B2 (ja) モータ駆動装置および圧縮機および冷蔵庫
JP6383940B2 (ja) モータ駆動装置
JP2011109791A (ja) モータ駆動装置およびそれを用いた圧縮機および冷蔵庫

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 201080004642.9

Country of ref document: CN

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 10731143

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13140950

Country of ref document: US

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2010731143

Country of ref document: EP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

REG Reference to national code

Ref country code: BR

Ref legal event code: B01A

Ref document number: PI1006834

Country of ref document: BR

ENP Entry into the national phase

Ref document number: PI1006834

Country of ref document: BR

Kind code of ref document: A2

Effective date: 20110714