JP2012222842A - モータ駆動装置およびにこれを用いた電気機器 - Google Patents

Abstract

【課題】通電相切換時に母線電圧が急激に上昇し、ブラシレスＤＣモータの滑らかな駆動に影響を及ぼしていた。
【解決手段】ドライブ部１２が通電相を切り換えた際に通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子がオンしているとしたことにより、オフした通電相に流れていた電流がブラシレスＤＣモータ４に戻る経路が常に存在し、小容量の平滑コンデンサ２ｅにエネルギーが戻ることがなくなり、母線電圧の急激な上昇を抑制することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置およびこれを用いた電気機器に関する。

第一の従来のモータ駆動装置は、駆動速度に応じて、速度フィードバック駆動を行い、矩形波駆動を行っている。図７は矩形波駆動を行う第一の従来のモータ駆動装置のブロック図を示し、図８は第一の従来のモータ駆動装置の駆動信号波形を示す図である。

図７において、交流電源２０１は整流平滑部２０２によって直流となり、インバータ２０３に直流電力を入力する。インバータ２０３は、６個のスイッチング素子を３相ブリッジ接続することにより構成される。インバータ２０３は、入力された直流電力を所定の周波数の交流電力に変換し、ブラシレスＤＣモータ２０４に入力する。

位置検出部２０５は、インバータ２０３の出力端子の電圧に基づき、ブラシレスＤＣモータ２０４の回転により発生する誘起電圧の情報を取得する。この情報を基に位置検出部２０５は、ブラシレスＤＣモータ２０４の回転子２０４ａの相対位置を検出する。速度推定部２０６は位置検出部２０５の信号を元にブラシレスＤＣモータ２０４の回転速度を計算する。波形生成部２０７では速度推定部２０６の速度に従ってＰＷＭデューティオン幅を計算し、位置検出部２０５の信号を元にインバータ２０３に通電する相を決定する。ドライブ部２０８では波形生成部２０７の信号をもとにインバータ２０３のスイッチング素子２０３ａ〜２０３ｆの駆動を行う。その際、図８に示すようなスイッチング波形となり、上側スイッチング素子のＰＷＭデューティオン幅によってブラシレスＤＣモータ２０４に流れる電流を調整し、速度変更や負荷対応を可能にする。

上記第一の従来の構成によって、ブラシレスＤＣモータの速度を任意に変更しながら駆動するモータ駆動装置を提供できる。

また、第二の従来のモータ駆動装置では、例えば特許文献１に開示されたように、平滑用コンデンサの容量を小さくし、母線電圧に大きなリプル成分を含みながら駆動するものがある。図９は小容量平滑コンデンサを用いた第二の従来のモータ駆動装置のブロック図を示す。

図９において交流電源３０１は整流平滑部３０２の３０２（ａ）〜３０２（ｄ）によって整流される。その後３０２ｅによって平滑されるが、容量が小さいため大きなリプル成分を含んだ状態で、インバータ３０３に入力する。インバータ３０３は、６個のスイッチング素子を３相ブリッジ接続することにより構成される。インバータ３０３は、入力されたリプルを含んだ直流電力を所定の周波数の交流電力に変換し、ブラシレスＤＣモータ３０４に入力する。

位置検出部３０５は、インバータ３０３の出力端子の電圧に基づき、ブラシレスＤＣモータ３０４の回転により発生する誘起電圧の情報を取得する。この情報を基に位置検出部３０５は、ブラシレスＤＣモータ３０４の回転子３０４ａの相対位置を検出する。また、整流平滑部３０２が出力する大きなリプルを含んだ電圧において、電圧が低いときには位置検出部３０５が正確に位置を検出することが困難になるため、位置検出部３０５の位置情報を元に位置推定部３０６が位置を推定し、電圧検出部３０７によって検出された整流平滑部３０２の出力電圧が所定値以下の場合は切換部３０８によって位置推定部３０７の
信号を位置検出信号として採用し、波形生成部３０９が通電相とＰＷＭデューティ幅を決定する。波形生成部３０９によって生成された信号を元にドライブ部３１０がインバータ３０３のスイッチング素子３０３ａ〜３０３ｆを駆動する。

上記第二の従来の構成によって、大きなリプルを含んだ直流母線電圧であってもブラシレスＤＣモータの速度を任意に変更しながら駆動することができ、第一の従来のモータ駆動装置よりも安価で小型のモータ駆動装置を提供できる。

特開２００５−１９８３７６号公報

しかしながら上記第二の従来の構成は、通電相切換時に母線電圧が急激に上昇し、ブラシレスＤＣモータの滑らかな駆動に影響を及ぼしていた。また、高速駆動や高負荷駆動など電流が大きな状態では最悪の場合には回路が過電圧で破壊するなどの課題を有していた。具体例を図９、図１０、図１１を用いて説明する。図１０は第二の従来のモータ駆動装置の駆動信号と電流波形の関係を示し、図１１は第二の従来のモータ駆動装置の電流経路を示す。

図９のインバータ３０３ｃと３０３ｄにつながる相をＶ相として説明する。図１０において、（１）〜（５）は通電相が同一で、３０３ａがスイッチングを行い、３０３ｄが１００％通電となっている。図１０の（１）、（３）は同じスイッチングパターンとなり、電流経路は図１１に示す（ａ）の経路を通っている。図１０の（２）、（４）は同じスイッチングパターンとなり、電流経路は図１１の（ｂ）となる。

図１０の（５）では、下アームにあるスイッチング素子３０３ｄをオンからオフに切換え、スイッチング素子３０３ｆをオフからオンに切り換えた際に、上アームの通電相に電流を供給しているスイッチング素子３０３ａがオフしているため、モータへの還流電流となる経路が存在せず、図１１の（ｃ）に示す経路を通り平滑コンデンサ３０２ｅに電流が流れ込む。このとき、平滑コンデンサ３０２ｅが小容量であるため、母線電圧が急激に上昇する。

本発明は上記従来の課題を解決するもので、小容量平滑コンデンサによる駆動であっても、母線電圧が急激に上昇することなく、より安定した滑らかな駆動を可能にする安価で小型なモータ駆動装置を提供する。

本発明のモータ駆動装置は、交流電源と、前記交流電源から入力された交流を直流に整流する整流回路と、前記交流電源の周波数の４０倍より高い共振周波数となるよう値を決定したコンデンサとリアクタで構成され前記整流回路からの出力を平滑する平滑部と、スイッチング素子と還流電流用ダイオードで構成され前記平滑部より得られる直流を交流に変換するインバータと、前記インバータから得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスＤＣモータと、前記インバータが前記ブラシレスＤＣモータに供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を前記インバータに出力するドライブ部を有し、前記ドライブ部が通電相を切り換えた際に通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子がオンしている状態にする。

かかる構成によれば、ブラシレスＤＣモータの通電相を切り換えても、オフした通電相
に流れる電流がブラシレスＤＣモータに戻る経路が常に存在することにより、小容量平滑コンデンサに戻る電流経路がなくなり、母線電圧の急激な上昇を抑制する。

本発明のモータ駆動装置は、通電相切換時に母線電圧の急激な上昇を抑えより安定した滑らかなモータ駆動を実現できる安価で小型なモータ駆動装置を提供できる。

本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図 同実施の形態における駆動信号波形を示すタイミング図 同実施の形態における駆動信号と電流波形の関係を示す図 同実施の形態における電流経路を示す図 （ａ）従来のモータ駆動装置の母線電圧波形を示す図（ｂ）同実施の形態における母線電圧波形を示す図 同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの要部断面図 第一の従来のモータ駆動装置のブロック図 第一の従来のモータ駆動装置の駆動信号波形を示すタイミング図 第二の従来のモータ駆動装置のブロック図 第二の従来のモータ駆動装置の駆動信号と電流波形の関係を示す図 第二の従来のモータ駆動装置の電流経路を示す図

第１の発明は交流電源と、前記交流電源から入力された交流を直流に整流する整流回路と、前記交流電源の周波数の４０倍より高い共振周波数となるよう値を決定したコンデンサとリアクタで構成され前記整流回路からの出力を平滑する平滑部と、スイッチング素子と還流電流用ダイオードで構成され前記平滑部より得られる直流を交流に変換するインバータと、前記インバータから得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスＤＣモータと、前記インバータが前記ブラシレスＤＣモータに供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を前記インバータに出力するドライブ部を有し、前記ドライブ部が通電相を切り換えた際に通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子がオンしているとしたことにより、ブラシレスＤＣモータの通電相を切り換えても、オフした通電相にたまったエネルギーがブラシレスＤＣモータに戻る経路が常に存在することにより、小容量平滑コンデンサにエネルギーが戻ることがなくなり、母線電圧の急激な上昇を抑制し、前記ブラシレスＤＣモータの安定した滑らかな駆動が可能な小型で安価なモータ駆動装置を提供できる。

第２の発明は、交流電源と、前記交流電源から入力された交流を直流に整流する整流回路と、前記交流電源の周波数の４０倍より高い共振周波数となるよう値を決定したコンデンサとリアクタで構成され前記整流回路からの出力を平滑する平滑部と、スイッチング素子と還流電流用ダイオードで構成され前記平滑部より得られる直流を交流に変換するインバータと、前記インバータから得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスＤＣモータと、前記インバータが前記ブラシレスＤＣモータに供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を前記インバータに出力するドライブ部を有し、前記ドライブ部が通電相を切り換えた際に母線電圧が所定電圧に上昇するまでに、通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子がオンするとすることで、母線電圧が上昇して問題となる過電圧や駆動のがたつきなどの影響が起こらない電圧上昇値に抑えることとなり、安定したモータ駆動装置を提供できる。

第３の発明は、特に第１または第２の発明の前記ドライブ部が通電相を切り換えた直後に通電が終了した相と反対側のアームの通電相の前記スイッチング素子をオンする期間を
少なくとも通電が終了した相に流れる電流が所定値以下になるまでとしたことにより、母線電圧が上昇して問題とならない電流値以下のみコンデンサに流れ込むようにでき、より安定した駆動が可能となる。

第４の発明は、特に第１または第２の発明の前記ドライブ部が通電相を切り換えた直後に通電が終了した相と反対側のアームの通電相の前記スイッチング素子をオンする期間を通電相が次に切り換わるまでとしたことにより、通電パターンの設定が容易となり、駆動するためのソフトウェアやシステムが簡素化されるため、メンテナンス性と品質を向上することが可能となる。

第５の発明は、特に第１〜４のいずれか１つの発明の前記ブラシレスＤＣモータの回転子を、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成し、さらに、突極性を有するとしたことにより、ブラシレスＤＣモータの駆動において、永久磁石によるマグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクも有効に利用できるようになるため、母線電圧が落ち込んだ際に進角を大きくとることで出力トルクの低減を緩和でき、より安定した駆動が可能となる。

第６の発明は、特に第１〜５のいずれか１つの発明のブラシレスＤＣモータを圧縮機を駆動させる動力とするものである。前記圧縮機の駆動制御では工業用サーボモータ制御等の様に、高精度な回転数制御や加速制御などは必要無く、前記圧縮機はイナーシャが比較的大きい負荷であるため、短い時間での速度の変動は非常に少ない負荷である。従って、母線電圧低下時であっても速度変動が少なく、より安定した駆動が可能となる。

第７の発明は、特に第６の発明の前記圧縮機をレシプロ圧縮機としたことより、往復運動を行うレシプロタイプは、構造上回転子には、金属性で重量の大きいクランクシャフトやピストンが接続されているため、イナーシャが非常に大きく、よりイナーシャが大きくなり、電圧低下時により安定して動作させることができる。

第８の発明は、特に、第７の発明の前記圧縮機で使用される冷媒をＲ６００ａとしたことにより、冷凍能力を得るために気筒容積とイナーシャを大きくすることとなり、さらに印加トルクの変動に影響されにくい安定した駆動が可能となる。

第９の発明は、特に、第１〜５のいずれかの発明のモータ駆動装置を用いた電気機器である。これにより、電気機器として冷蔵庫に用いた場合は、前記モータ駆動装置が小型化できるため一定速駆動を行っている冷蔵庫の少ないスペースに収めることができ、速度変更が可能なより効率の良い冷蔵庫を安価に提供することができる。また、電気機器として送風機に用いた場合は、送風機はイナーシャが非常に大きいため、持ち運びが容易な小型送風機を実現することが可能となる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図である。図１において、交流電源１は一般的な商用電源で、日本においては実効値１００Ｖの５０または６０Ｈｚの電源である。モータ駆動装置２２は、交流電源１に接続され、ブラシレスＤＣモータ４を駆動する。以下、モータ駆動装置２２について説明する。

整流平滑回路２は、交流電源１を入力として交流電力を直流電力に整流平滑するものであり、ブリッジ接続された４個の整流ダイオード２ａ〜２ｄと、平滑コンデンサ２ｅと、リアクタ２ｆとから構成される。整流平滑回路２からの出力はインバータ３に入力される。

また、平滑コンデンサ２ｅとリアクタ２ｆは、共振周波数が交流電源周波数の４０倍より高い周波数になるように設定され平滑部２ｇを構成する。これによって、共振周波数による電流は電源高調波規制の範囲外となり、高調波電流を低減することができる。また、平滑コンデンサ２ｅをこのような値とすることで、母線電圧は大きなリプル成分を含み、交流電源１から平滑コンデンサ２ｅに流れる電流も交流電源１の周波数成分に近い電流となるため高調波電流を低減することができる。

なお、リアクタ２ｆは、交流電源１と平滑コンデンサ２ｅの間に挿入するため、整流ダイオード２ａ〜２ｄの戦後どちらでも構わない。更にリアクタ２ｆは、高周波除去手段を構成するコモンモードフィルタを回路に設けた場合、高周波除去手段のリアクタンス成分との合成成分を考慮する。

インバータ３は、整流平滑回路２からの電圧に交流電源１の電源周期の２倍周期で大きなリプル成分を含んだ直流電力を交流電力に変換する。インバータ３は、６個のスイッチング素子３ａ〜３ｆを３相ブリッジ接続して構成される。また、６個の還流電流用ダイオード３ｇ〜３ｌは、各スイッチング素子３ａ〜３ｆに、逆方向に接続される。

ブラシレスＤＣモータ４は、永久磁石を有する回転子４ａと、３相巻線を有する固定子４ｂとから構成される。ブラシレスＤＣモータ４は、インバータ３により作られた３相交流電流が固定子４ｂの３相巻線に流れることにより、回転子４ａを回転させる。

位置検出部５は、本実施の形態においてはブラシレスＤＣモータ４の端子電圧を取得する。つまり、ブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの磁極相対位置を検出する。具体的には、位置検出部５は、固定子４ｂの３相巻線に発生する誘起電圧に基づいて、回転子４ａの相対的な回転位置を検出している。なお、別な位置検出方法としては、モータ電流（相電流または母線電流）の検出結果に対してベクトル演算を行って磁極位置の推定を行う方法が挙げられる。

電圧検出部６は直流母線間の電圧である平滑コンデンサ２ｅの両端電圧を検出する。

速度推定部７は位置検出部５で検出した位置の変化の速度からブラシレスＤＣモータの駆動速度を推定する。ただし、電圧検出部６で検出した電圧が閾値以下のときは速度推定を停止し、母線電圧が再び閾値以上となったのちに位置検出部５が行う最初の位置検出後から速度推定を再開する。速度推定を停止する閾値とは、位置検出部５での位置検出が不安定となる母線電圧の値であり、システムによって予め決定しておく。

切換部８では位置検出部５の位置情報は母線電圧が所定電圧以下になると不安定となるため、電圧検出部６で検出した母線電圧の検出値が閾値以下となった場合、位置検出部５の位置情報ではなく、位置推定部９の位置情報を選択し出力する。電圧検出部６で検出した電圧値が閾値以上となった場合は再び位置検出部５の位置情報を選択し出力する。

位置推定部９では切換部８から出力される位置情報と速度推定部７で推定した速度からブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの位置を推定し出力する。例えば、制御周期１００μ秒であった場合、切換部８からの位置が電気角で６０ｄｅｇで、速度推定部７で推定した速度が５０ｒ／ｓであった場合、ブラシレスＤＣモータ４は本実施の形態では４極としており、電流周波数は速度の２倍の１００Ｈｚとなるので、６０ｄｅｇに１００Ｈｚが１００μ秒の間に進む位相を加算したもの、すなわち６３．６ｄｅｇという位置情報を出力する。

スイッチングアーム決定部１０では切換部８より出力される位置情報を元にスイッチン
グ素子３ａ、３ｃ、３ｅの上アームか、スイッチング素子３ｂ、３ｄ、３ｆの下アームのどちらをスイッチングさせＰＷＭ出力を行うかを決定する。これらは予め位置情報に対するテーブルで持たせておくことで簡単に実現ができる。本実施の形態ではＰＷＭ出力を行う側のアームの変更は通電相の切り換えと同時に行うよう決定を行う。

ＰＷＭ出力とオン出力を上下のアームがそれぞれ継続する期間はブラシレスＤＣモータの位相角にして６０ｄｅｇとしている。位置検出を誘起電圧による０クロスをベースに行っている場合、駆動可能な範囲では６０ｄｅｇの間に出力停止した通電相の電流値は０となる。つまり、少なくとも０という所定電流値以下になるまでオン出力を継続していることとなる。

波形生成部１１は切換部８からの位置情報から通電する相を決定し、スイッチングアーム決定部１０で決定された側のアームをＰＷＭ制御するよう信号を出力する。また、ＰＷＭデューティ幅は速度推定部７と波形生成部１１で管理している目標速度の差分から決定する。本実施の形態においては波形生成部１１で目標速度を管理するとしたが、外部から目標速度を入力しても全く問題ない。

また、波形生成部１１では電圧検出部６が検出した母線電圧を利用し電圧の落ち込み時には進角が大きくなるよう制御を行っている。

ドライブ部１２は、波形生成部１１から出力された波形信号に基づき、インバータ３がブラシレスＤＣモータ４の３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を出力する。具体的にはドライブ信号は、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオンまたはオフ（以下、オン／オフと記す）する。これにより、固定子４ｂに最適な交流電力が印加され、回転子４ａが回転し、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。

次に、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２を用いた電気機器について説明する。電気機器の一例として、冷蔵庫２１について説明する。

冷蔵庫２１には圧縮機１７が搭載されているが、ブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの回転運動は、クランクシャフト（図示せず）により、往復運動に変換される。クランクシャフトに接続されたピストン（図示せず）は、シリンダ（図示せず）内を往復運動することにより、シリンダ内の冷媒を圧縮する。つまり、ブラシレスＤＣモータ４と、クランクシャフト、ピストン、シリンダにより、圧縮機１７が構成される。

圧縮機１７の圧縮方式（機構方式）は、ロータリー型やスクロール型など、任意の方式が用いられる。本実施の形態においては、レシプロ型の場合について説明する。レシプロ型の圧縮機１７はイナーシャが大きい。このため、母線電圧が落ち込みトルクが低下する時であっても、速度変動が小さいため、圧縮機１７の駆動が安定する。

圧縮機１７に用いる冷媒は、一般にＲ１３４ａ等であるが、本実施の形態においては、冷媒はＲ６００ａを用いる。Ｒ６００ａは、Ｒ１３４ａと比較して地球温暖化係数は小さいが、冷凍能力が低い。本実施の形態においては、圧縮機１７はレシプロ型圧縮機で構成するとともに、冷凍能力を確保するために、気筒容積を大きくしている。気筒容積の大きい圧縮機１７は、イナーシャが大きいため、母線電圧が落ち込んだ場合であっても、イナーシャによってブラシレスＤＣモータ４が回転する。これにより、回転速度の変動が少なくなり、より安定した同期駆動が可能となる。

圧縮機１７で圧縮された冷媒は、凝縮器１８、減圧器１９、蒸発器２０を順に通って、再び圧縮機１７に戻るような冷凍サイクルを構成する。この時、凝縮器１８では放熱を、
蒸発器２０では吸熱を行うので、冷却や加熱を行うことができる。この冷凍サイクルを搭載して冷蔵庫２１が構成される。ここで、別な電気機器の例としては、送風機があり、ブラシレスＤＣモータ４が駆動する送風機のファンを備えたものがある。

以上のように構成されたモータ駆動装置２２について、その動作を説明する。まず、駆動信号とＰＷＭ出力する相の決定に関して説明する。図２は電気角１周期の本実施の形態におけるインバータ３の駆動信号波形を示すタイミング図である。

図２において、それぞれの波形はスイッチング素子３ａ、３ｃ、３ｅ、３ｂ、３ｄ、３ｆをオン／オフするためのドライブ信号で、スイッチング素子３ａ〜３ｆは駆動信号がハイのときにスイッチング素子をオンさせるアクティブハイの素子である。スイッチングアーム決定部１０では図２に示すように、３０ｄｅｇを基準に６０ｄｅｇごとにＰＷＭ出力する側のアームを切り換えるように予めテーブルを持っている。上アームがＰＷＭ出力する位相は３０〜９０ｄｅｇ、１５０〜２１０ｄｅｇ、２７０〜３３０ｄｅｇとなり、それ以外の位相では下アームがＰＷＭ出力を行う。ＰＷＭ出力を行っていない側のアームはその間オン出力となるよう設定している。どの相に通電するかは波形生成部１１で行っており、本実施の形態では１２０ｄｅｇ矩形波で行っているため、上側アームのスイッチング素子３ａ、３ｃ、３ｅをそれぞれ１２０ｄｅｇずつずらして通電している。下側アームも同様に１２０ｄｅｇずつずらして、スイッチング素子３ｂ、３ｄ、３ｆを通電している。スイッチング素子３ａと３ｂ、３ｃと３ｄ、３ｅと３ｆはそれぞれお互いの通電期間の間に６０ｄｅｇずつのオフ期間が存在する。通電相がＰＷＭ出力するかオン出力となるかはスイッチングアーム決定部１０の決定に従っており、通伝相の切り換えと上下どちら側のアームをＰＷＭ出力するかの切り換えは同時に行われるよう設定している。

なお、本実施の形態では１２０ｄｅｇ通電で説明しているが、１５０ｄｅｇなど広角での駆動も可能で１２０ｄｅｇでの制御同様オフした通電相と反対側のアームをオン状態にするだけで容易に実現が可能である。広角にすることで電流ピークが下がることと、電流のコギング成分が低減されるため、駆動速度と極数の積によって現れる周波数成分の電源高調波が緩和される。

次に、ブラシレスＤＣモータの通電相が切り換わる際の駆動信号波形と電流の流れについて説明する。図３は通電相が切り換わるタイミングを拡大した本実施の形態における駆動信号と電流波形の関係を示す図である。図４は本実施の形態における電流経路を示す図である。

図３におけるＶ相電流とはスイッチング素子３ｃと３ｄにつながる固定子４ｂの巻き線に流れる電流で、母線電流とは平滑コンデンサ２ｅからインバータ３に流れる電流を示している。

図３の（４）から（５）に通電パターンが切り換わるときの位相は図２の９０ｄｅｇとなっている。図３の（１）と（３）は同じ電流経路を通り、図４の（ａ）に示すように平滑コンデンサ２ｅからインバータ３のスイッチング素子３ａと３ｊを通り再び平滑コンデンサ２ｅに戻る電流経路を通る。

また、図３の（２）と（４）は同じ電流経路を通り、図４の（ｂ）に示すように、平滑コンデンサ２ｅからの電流経路は無く、スイッチング素子３ａを流れていた電流は還流電流用ダイオード３ｈを通り、還流電流となる。

この状態で、図３の（４）から（５）に移り、通電相が切り換わると、図４（ｃ）に示す電流経路となる。位相が９０ｄｅｇであるので、通電相が切り換わると同時に、ＰＷＭ
出力する相は上アームから下アームに切り換わる。これによって、スイッチング素子３ａはオン出力になり、スイッチング素子３ｆはＰＷＭ出力を開始する。つまり通電相の切り換えと同時に、出力を停止した通電相（下アーム）と反対側のアーム（上アーム）の通電相をオン出力したこととなる。出力を停止した通電相側のアーム（下アーム）で次に出力を開始する通電相はＰＷＭ出力となり、ＰＷＭ出力による制御は継続して可能となる。ただし、図３の（５）の区間ではＰＷＭがオフタイミングであるため即座にオンとはならない。

このように、下アームであるスイッチング素子３ｄの出力が停止したと同時に、スイッチング素子３ａをオン出力としているので、Ｖ相電流は還流電流用ダイオード３ｉを通ったあとスイッチング素子３ａを通りブラシレスＤＣモータ４へと電流が流れるループが形成される。スイッチング素子３ａはオンは６０ｄｅｇの間保たれるので、Ｖ相電流が０になるまでスイッチング素子３ａはオンを継続することとなり、平滑コンデンサ２ｅへの電流経路は発生せず、母線電圧が上昇することは無い。

図３の（６）の区間でもＶ相電流は流れているが、スイッチング素子３ａがオンしているため、図３の（５）の区間と同様に、Ｖ相電流が平滑コンデンサ２ｅに戻る経路は発生しない。このときスイッチング素子３ｆが通電相切り換え後初めてオンするため、図４の（ｄ）の電流が流れ始め母線電流が流れ始める。図３の（７）の区間ではＶ相電流が０となったため、図４の（ｄ）の電流経路のみとなる。図３の（８）の区間では、図４の（ｅ）に示すような従来同様のＰＷＭオフときの電流経路となり、平滑コンデンサ２ｅへの経路は同様に発生せず母線電圧の上昇は起こらない。

通電相を切り換えた際の従来の母線電圧波形を図５（ａ）に本実施の形態の通電相を切り換えた際の母線電圧波形を図５（ｂ）に示す。従来の方式では平滑コンデンサ２ｅにエネルギーがチャージされる経路が存在するため、図５（ａ）のアに示すように母線電圧が急激に上昇している。一方、本実施の形態の図５（ｂ）の母線電圧波形では母線電圧の上昇が発生しておらず安定した滑らかな駆動が可能となる。

次に、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ４の構造について説明する。図６は、本実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ４の回転子の、回転軸に対して垂直断面を示した断面図である。

回転子４ａは、鉄心４ｇと４枚のマグネット４ｃ〜４ｆとから構成される。鉄心４ｇは、０．３５〜０．５ｍｍ程度の薄い珪素鋼板を打ち抜いたものを積み重ねて構成される。マグネット４ｃ〜４ｆは、円弧形状のフェライト系永久磁石がよく用いられ、図示したように、円弧形状の凹部が外方を向くように、中心対称に配置される。一方、マグネット４ｃ〜４ｆとして、ネオジウムなどの希土類の永久磁石を用いる場合は、平板形状の場合もある。

このような構造の回転子４ａにおいて、回転子４ａの中心から、１つのマグネット（例えば４ｆ）の中央に向かう軸をｄ軸とし、回転子４ａの中心から、１つのマグネット（例えば４ｆ）とこれに隣接するマグネット（例えば４ｃ）との間に向かう軸をｑ軸とする。ｄ軸方向のインダクタンスＬｄとｑ軸方向のインダクタンスＬｑは逆突極性を有し、異なるものとなる。つまりこれは、モータとしては、マグネットの磁束によるトルク（マグネットトルク）以外に、逆突極性を利用したトルク（リラクタンストルク）を有効に使える。したがって、モータとして、よりトルクが有効的に利用できる。この結果、本実施の形態としては、高効率なモータが得られる。

また、平滑コンデンサ２ｅの容量を低減し、母線電圧に脈動が発生するため、母線電圧
が落ち込んだ区間では出力トルクが減少する。しかしながら、電圧検出部６が検出する母線電圧の落ち込みにあわせて進角量を増加させるよう波形生成部１１で制御を行い、出力トルクの減少を抑制することが可能となり、安定した駆動が可能なる。

また、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ４は、鉄心４ｇに永久磁石４ｃ〜４ｆを埋め込んでなる回転子４ａを有し、かつ突極性を有する。また、永久磁石のマグネットトルクの他に、突極性によるリラクタンストルクを用いている。このことにより、低速時の効率向上はもちろん、高速駆動性能をさらに上げることになる。また、永久磁石にネオジウムなどの希土類磁石を採用してマグネットトルクの割合を多くしたり、インダクタンスＬｄ、Ｌｑの差を大きくしてリラクタンストルクの割合を多くしたりすると、最適な通電角を変えることにより効率を上げることができる。

次に、本実施の形態のモータ駆動装置２２を冷蔵庫２１や空気調和機に用いて、圧縮機１７を駆動した場合について説明する。従来のモータ駆動装置では平滑コンデンサやリアクタが大きくなりシステムに組み込むには大きなスペースが必要であった。しかしながら、本実施の形態では平滑コンデンサを４００μＦ程度必要であったものを数μＦに低減することが可能となり、体積にして１／３以下に低減できる。また、冷蔵庫２１のような低負荷での駆動であれば、リアクタも数ミリＨあったものをフィルタのインダクタンス成分で賄うことが可能となり、大幅なサイズダウンと低コスト化が可能となる。

一定速でのみ駆動するコンプレッサ制御のシステムにおいて、従来の可変速度駆動が可能なモータ駆動装置ではスペースが狭く容易に組み込むことができなかった。しかしながら、本実施の形態では非常に小型化できるため、設置スペースの制約が緩和され、可変速度駆動が可能なモータ駆動装置を、一定速でのみ駆動するコンプレッサシステムに組み込むことが容易となる。速度可変となれば、冷蔵庫のシステム効率を向上させることができ、より省エネルギーな冷蔵庫を提供することができる。

以上ように、本実施の形態においては、交流電源１と、交流電源１から入力された交流を直流に整流する整流回路２ａ〜２ｄと、交流電源１の周波数の４０倍より高い共振周波数となるよう値を決定した平滑コンデンサ２ｅとリアクタ２ｆで構成され整流回路２ａ〜２ｄからの出力を平滑する平滑部２ｇと、スイッチング素子３ａ〜３ｆと還流電流用ダイオード３ｇ〜３ｌから構成され平滑部２ｇより得られる直流を交流に変換するインバータ３と、インバータ３から得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスＤＣモータ４と、インバータ３がブラシレスＤＣモータ４に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号をインバータ３に出力するドライブ部１２を有し、ドライブ部１２が通電相を切り換えた直後に通電が終了した相と反対側のアームの通電相のスイッチング素子がオンしているとしたことにより、ブラシレスＤＣモータ４の通電相を切り換えても、オフした通電相にたまったエネルギーがブラシレスＤＣモータ４に戻る経路が常に存在し、小容量の平滑コンデンサ２ｅにエネルギーが戻ることがなくなり、母線電圧の急激な上昇を抑制することとなるので、ブラシレスＤＣモータ４の安定した滑らかな駆動が可能な小型で安価なモータ駆動装置を提供できる。

また、交流電源１の周波数の４０倍より高い共振周波数となるよう値を決定した平滑コンデンサ２ｅとリアクタ２ｆで構成したことにより、共振により流れる電流が高調波電源規制の範囲外であるため、高調波電流を低減できる。

また、交流電源１の周波数の４０倍より高い共振周波数となるよう値を決定した平滑コンデンサ２ｅとリアクタ２ｆで構成したことにより、小容量の平滑コンデンサとなり突入電流ピークが下がるため、高調波電流が低減できる。

なお、本実施の形態の交流電源１と、交流電源１から入力された交流を直流に整流する整流回路２ａ〜２ｄと、交流電源１の周波数の４０倍より高い共振周波数となるよう値を決定した平滑コンデンサ２ｅとリアクタ２ｆで構成され整流回路２ａ〜２ｄからの出力を平滑する平滑部２ｇと、スイッチング素子３ａ〜３ｆと還流電流用ダイオード３ｇ〜３ｌから構成され平滑部２ｇより得られる直流を交流に変換するインバータ３と、インバータ３から得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスＤＣモータ４と、インバータ３がブラシレスＤＣモータ４に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号をインバータ３に出力するドライブ部１２を有し、ドライブ部１２が通電相を切り換えた際に母線電圧が所定電圧に上昇するまでに、通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子がオンするとすることで、母線電圧が上昇して問題となる過電圧や駆動のがたつきなどの影響が起こらない電圧上昇値に抑えることができ、安定したモータ駆動装置を提供できる。

また、本実施の形態ではドライブ部１２が通電相を切り換えた際に、通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子をオンする期間を少なくとも通電が終了した相に流れる電流が所定値以下になるまでとしたことにより、母線電圧が上昇して問題とならない電流値以下のみ平滑コンデンサ２ｅに流れ込むこととなり、より安定した駆動が可能となる。

また、本実施の形態ではドライブ部１２が通電相を切り換えた際に、通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子をオンする期間を通電相が次に切り換わるまでとしたことにより、通電パターンの設定が容易となり、駆動するためのソフトウェアやシステムが簡素化されるため、メンテナンス性と品質を向上することができる。

また、本実施の形態ではブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａを、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成し、さらに、突極性を有するとしたことにより、ブラシレスＤＣモータ４の駆動において、永久磁石によるマグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクも有効に利用できるようになるため、波形生成部１１が母線電圧が落ち込むほど進角を大きくとり出力トルクの低減を緩和することにより、より安定した駆動が可能となる。

また、本実施の形態ではブラシレスＤＣモータ４を圧縮機１７を駆動させる動力とするものである。圧縮機１７の駆動制御では工業用サーボモータ制御等の様に、高精度な回転数制御や加速制御などは必要無く、圧縮機１７はイナーシャが比較的大きい負荷であるため、短い時間での速度の変動は非常に少ない負荷である。従って、母線電圧低下時であっても速度変動が少なく、より安定した駆動が可能となる。

また、本実施の形態では圧縮機１７をレシプロ圧縮機としたことより、往復運動を行うレシプロタイプは、構造上回転子には、金属性で重量の大きいクランクシャフトやピストンが接続されているため、イナーシャが非常に大きく、よりイナーシャが大きくなり、電圧低下時により安定して動作させることができる。

また、本実施の形態では圧縮機１７で使用される冷媒をＲ６００ａとしたことにより、冷凍能力を得るために気筒容積とイナーシャを大きくすることとなり、さらに印加トルクの変動に影響されにくい安定した駆動が可能となる。

また、本実施の形態のモータ駆動装置を用いた電気機器として冷蔵庫２１に用いた場合は、モータ駆動装置が小型化できるため一定速駆動を行っている冷蔵庫の少ないスペースに収めることができ、より効率の良い冷蔵庫２１を安価に提供することができる。

また電気機器として送風機に用いた場合は、送風機はイナーシャが非常に大きいため、
安定した駆動が可能で、持ち運びが容易な小型送風機を実現することが可能となる。

本発明のモータ駆動装置は、平滑コンデンサを小容量化し小型かつ安定して滑らかな駆動を可能にするものである。これにより、冷蔵庫や送風機のみならず、自動販売機やショーケース、ヒートポンプ給湯器における圧縮機に適用できる。その他、洗濯機や掃除機、ポンプなどブラシレスＤＣモータを用いる電気機器の小型化にも適用できる。

１ 交流電源
２ 整流平滑回路
２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ 整流回路
２ｅ 平滑コンデンサ
２ｆ リアクタ
３ インバータ
３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ スイッチング素子
３ｇ，３ｈ，３ｉ，３ｊ，３ｋ，３ｌ 還流電流用ダイオード
４ ブラシレスＤＣモータ
４ａ 回転子
４ｂ 固定子
４ｃ，４ｄ，４ｅ，４ｆ マグネット（永久磁石）
４ｇ 鉄心
５ 位置検出部
６ 電圧検出部
７ 速度推定部
８ 切換部
９ 位置推定部
１０ スイッチングアーム決定部
１１ 波形生成部
１２ ドライブ部
１７ 圧縮機
２１ 冷蔵庫（電気機器）
２２ モータ駆動装置

Claims (9)

1. 交流電源と、前記交流電源から入力された交流を直流に整流する整流回路と、前記交流電源の周波数の４０倍より高い共振周波数となるよう値を決定したコンデンサとリアクタで構成され前記整流回路からの出力を平滑する平滑部と、スイッチング素子と還流電流用ダイオードで構成され前記平滑部より得られる直流を交流に変換するインバータと、前記インバータから得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスＤＣモータと、前記インバータが前記ブラシレスＤＣモータに供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を前記インバータに出力するドライブ部を有し、前記ドライブ部が通電相を切り換えた際に通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子がオンしているモータ駆動装置。
2. 交流電源と、前記交流電源から入力された交流を直流に整流する整流回路と、前記交流電源の周波数の４０倍より高い共振周波数となるよう値を決定したコンデンサとリアクタで構成され前記整流回路からの出力を平滑する平滑部と、スイッチング素子と還流電流用ダイオードで構成され前記平滑部より得られる直流を交流に変換するインバータと、前記インバータから得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスＤＣモータと、前記インバータが前記ブラシレスＤＣモータに供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を前記インバータに出力するドライブ部を有し、前記ドライブ部が通電相を切り換えた際に母線電圧が所定電圧に上昇するまでに、通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子がオンするとしたモータ駆動装置。
3. 通電が終了した相のアームと反対側のアームでオンしているスイッチング素子のオンが継続する期間は、少なくとも通電が終了した相に流れる電流が所定値以下になるまでとする請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
4. 通電が終了した相のアームと反対側のアームでオンしているスイッチング素子のオンが継続する期間は、通電相が次に切り換わるまでとする請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
5. 前記ブラシレスＤＣモータの回転子は、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成され、さらに、突極性を有する請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
6. 前記ブラシレスＤＣモータは圧縮機を駆動する１〜５のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
7. 前記圧縮機はレシプロ圧縮機である請求項６に記載のモータ駆動装置。
8. 前記圧縮機で使用される冷媒はＲ６００ａである請求項７に記載のモータ駆動装置。
9. 請求項１〜５のいずれか１項に記載のモータ駆動装置により駆動されるブラシレスＤＣモータを備えた電気機器。