JP5747145B2 - モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置、およびこれを用いた電気機器に関する。

従来のモータ駆動装置は、例えば特許文献１に開示されたように、電流値または駆動速度に応じて、速度フィードバック駆動、もしくは速度オープンループ駆動のいずれかに切り換えてモータを駆動する。図１２は特許文献１に記載された従来のモータ駆動装置を示す。

図１２において、直流電源２０１はインバータ２０２に直流電力を入力する。インバータ２０２は、６個のスイッチング素子を３相ブリッジ接続することにより構成される。インバータ２０２は、入力された直流電力を所定の周波数の交流電力に変換し、ブラシレスＤＣモータ２０３に入力する。

位置検出部２０４は、インバータ２０２の出力端子の電圧に基づき、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転により発生する誘起電圧の情報を取得する。この情報を基に位置検出部２０４は、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転子２０３ａの相対位置を検出する。制御回路２０５は、位置検出部２０４から出力された信号を入力として、インバータ２０２のスイッチング素子の制御信号を発生する。

位置演算部２０６は、位置検出部２０４の信号に基づき、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転子２０３ａの磁極位置の情報を演算する。自制駆動部２０７および他制駆動部２１０はともに、ブラシレスＤＣモータ２０３の３相巻線に流す電流を切り換えるタイミングを示す信号を出力する。これらタイミング信号は、ブラシレスＤＣモータ２０３を駆動するための信号となる。自制駆動部２０７が出力するこれらタイミング信号は、ブラシレスＤＣモータ２０３をフィードバック制御により駆動するものであり、位置演算部２０６から得た回転子２０３ａの磁極位置および速度指令部２１３に基づいて得られる信号である。一方、他制駆動部２１０が出力するこれらタイミング信号は、ブラシレスＤＣモータ２０３をオープンループ制御により駆動するものであり、速度指令部２１３に基づいて得られる信号である。選択部２１１は、自制駆動部２０７から入力された信号、もしくは、他制駆動部２１０から入力されたこれらタイミング信号のいずれかを選択して出力する。つまり選択部２１１は、ブラシレスＤＣモータ２０３を自制駆動部２０７によって駆動するか、他制駆動部２１０によって駆動するかを選択する。駆動制御部２１２は、選択部２１１から出力された信号に基づき、インバータ２０２のスイッチング素子の制御信号を出力する。

上記従来のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータ２０３を高速で駆動する場合または高負荷で駆動する場合に、フィードバック制御による自制駆動から、オープンループ制御による他制駆動に切換える。これにより、ブラシレスＤＣモータ２０３の駆動範囲が、低速での駆動から高速での駆動まで、または低負荷での駆動から高負荷での駆動まで拡張される。

特開２００３−２１９６８１号公報

しかしながら上記従来の構成は、高速または高負荷（以下、高速／高負荷と記す）での駆動の場合に、ブラシレスＤＣモータ２０３をオープンループ制御により駆動する。このため、負荷が小さい場合は、安定した駆動性能を得ることができるが、負荷が大きい場合は、駆動状態が不安になるという課題を有している。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、ブラシレスＤＣモータを高速／高負荷で駆動する場合であっても、安定した駆動性能を得ることにより、駆動範囲を拡張する。これにより、外的要因による不安定な状態を抑制し、信頼性の高いモータ駆動装置を提供する。

前記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記３相巻線に電力を供給するインバータと、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、前記インバータの入力電流から前記ブラシレスＤＣモータに流れる任意の相の電流がピークとなるタイミングを検出して前記ブラシレスＤＣモータの巻線に流れる電流の基準位相とする電流位相検出部と、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部と、前記ブラシレスＤＣモータに流れる前記電流の基準位相と所定の位相関係を有する波形であり、前記周波数設定部で設定した周波数を有する波形であり、かつ、通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、前記回転子の速度を所定速度より低いと判定した場合は前記第１の波形信号を、前記回転子の速度を前記所定速度より高いと判定した場合は前記第２の波形信号を出力するように切り換える運転切換部と、前記運転切換部から出力された第１もしくは第２の波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部と、を有し、前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを一時的に補正することにより、前記ブラシレスＤＣモータの電流の基準位相と端子電圧の位相との時間関係を常に平均時間に近づけることで前記ブラシレスＤＣモータの駆動状態により必然的に定まる前記ブラシレスＤＣモータと端子電圧との位相関係を保持する。

かかる構成によれば、ブラシレスＤＣモータは、速度が低い場合には、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号に基づく駆動が行われる。一方、ブラシレスＤＣモータは、速度が高い場合には、電流の位相と所定の位相関係および周波数に応じた、通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号に基づく駆動が行われる。

従って本発明のモータ駆動装置は、高速／高負荷での駆動であっても、駆動が安定し、駆動範囲が拡張される。これにより、外的要因による不安定な状態を抑制した、信頼性の高いモータ駆動装置を提供することができる。

本発明の実施の形態１および実施の形態２におけるモータ駆動装置のブロック図 本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のタイミング図 同実施の形態１におけるモータ駆動装置の最適な通電角を説明する図 同実施の形態１におけるモータ駆動装置の他のタイミング図 実施の形態１におけるブラシレスＤＣモータの同期駆動時のトルクと位相との関係を示す図 同実施の形態１におけるブラシレスＤＣモータの相電流と端子電圧の位相関係を説明する図 （Ａ）実施の形態１におけるブラシレスＤＣモータの位相関係を説明する図（Ｂ）同形態におけるブラシレスＤＣモータの他の位相関係を説明する図（Ｃ）同形態におけるブラシレスＤＣモータの波形を示すグラフ 本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のタイミング図 実施の形態１におけるモータ駆動装置の第２波形発生部の動作を示すフローチャート 実施の形態１におけるブラシレスＤＣモータの回転数とデューティとの関係を示す図 実施の形態１におけるブラシレスＤＣモータの要部断面図 従来のモータ駆動装置のブロック図

第１の発明は、回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記３相巻線に電力を供給するインバータと、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、前記インバータの入力電流から前記ブラシレスＤＣモータに流れる任意の相の電流がピークとなるタイミングを検出して前記ブラシレスＤＣモータの巻線に流れる電流の基準位相とする電流位相検出部と、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部と、前記ブラシレスＤＣモータに流れる前記電流の基準位相と所定の位相関係を有する波形であり、前記周波数設定部で設定した周波数を有する波形であり、かつ、通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、前記回転子の速度を所定速度より低いと判定した場合は前記第１の波形信号を、前記回転子の速度を前記所定速度より高いと判定した場合は前記第２の波形信号を出力するように切り換える運転切換部と、前記運転切換部から出力された第１もしくは第２の波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部と、を有し、前記３相巻線に供給する
電力の供給タイミングを一時的に補正することにより、前記ブラシレスＤＣモータの電流の基準位相と端子電圧の位相との時間関係を常に平均時間に近づけることで前記ブラシレスＤＣモータの駆動状態により必然的に定まる前記ブラシレスＤＣモータと端子電圧との位相関係を保持する。

これにより、ブラシレスＤＣモータの電流位相と電圧位相との関係が安定し、駆動安定性が向上する。このことで、ブラシレスＤＣモータの駆動可能な負荷範囲および速度範囲を拡張することができる。

また、ブラシレスＤＣモータの電流位相と電圧位相との位相関係を負荷状態に応じた適切な状態安定させたうえで、その位相関係が保持される。このため、高速／高負荷での駆動が安定し、駆動可能な負荷範囲が拡張される。

また第２の発明は、第１の発明の３相巻線に供給する電力の巻線の切り換え、つまり転流を、ブラシレスＤＣモータの電流の位相を基準とした所定のタイミングで行なう。これにより、ブラシレスＤＣモータの電流位相と電圧位相との位相関係が確実に保持される。

また第３の発明は、第１または第２の発明において、回転子の回転位置を検出する位置検出部をさらに備え、第１波形発生部は、位置検出部からの位置情報に基づいて生成される波形で、かつ、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する。これにより、高効率な駆動を行うことができる。

また第４の発明は、第１〜３のいずれか１つの発明において、ブラシレスＤＣモータの回転子は、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成され、さらに、突極性を有する。これにより、マグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクが有効に利用される。

また第５の発明は、第１〜４のいずれか１つの発明のブラシレスＤＣモータは圧縮機を駆動する。これにより、圧縮機が高効率に駆動されるとともに、騒音が低減される。

また第６の発明は、上記構成のモータ駆動装置を用いた電気機器である。これにより、電気機器として冷蔵庫や空気調和機のような冷却機器に用いた場合、駆動の高効率化により、冷却性能の向上が可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図である。図１において、交流電源１は一般的な商用電源で、日本においては実効値１００Ｖの５０または６０Ｈｚの電源である。モータ駆動装置２３は、交流電源１に接続され、ブラシレスＤＣモータ４を駆動する。以下、モータ駆動装置２３について説明する。

整流平滑回路２は、交流電源１を入力として交流電力を直流電力に整流平滑するものであり、ブリッジ接続された４個の整流ダイオード２ａ〜２ｄと、平滑コンデンサ２ｅ、２ｆから構成される。本実施の形態においては、整流平滑回路２は倍電圧整流回路により構成されているが、整流平滑回路２は全波整流回路により構成されても良い。さらに、本実施の形態においては、交流電源１は単相交流電源であるが、交流電源１が３相交流電源である場合は、整流平滑回路２は３相整流平滑回路によって構成されると良い。

インバータ３は、整流平滑回路２からの直流電力を交流電力に変換する。インバータ３は、６個のスイッチング素子３ａ〜３ｆを３相ブリッジ接続して構成される。また、還流電流用ダイオード３ｇ〜３ｌは、各スイッチング素子３ａ〜３ｆに、逆方向に接続される。

ブラシレスＤＣモータ４は、永久磁石を有する回転子４ａと、３相巻線を有する固定子４ｂとから構成される。ブラシレスＤＣモータ４は、インバータ３により作られた３相交流電流が固定子４ｂの３相巻線に流れることにより、回転子４ａを回転させる。

位置検出部５は、ブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの磁極相対位置を検出する。本実施の形態では、位置検出部５は、固定子４ｂの３相巻線に発生する誘起電圧に基づいて、回転子４ａの相対的な回転位置を検出する。具体的には、３相巻線のうち、ある巻線に接続された上下のスイッチング素子（例えばスイッチング素子３ａ、３ｂ）がオフの場合に、回転子４ａの回転により固定子４ｂの巻線に発生する誘起電圧のゼロクロス位置を取得する。例えば、当該巻線に対応する相のインバータ３の出力端子の電圧と、インバータ３の入力電圧、すなわち整流平滑回路２の出力電圧の１／２とを比較して、大小関係が反転するポイントをゼロクロス位置として取得する。なお、別な位置検出方法としては、ブラシレスＤＣモータ４の電流の検出結果に対してベクトル演算を行い、磁極位置を推定する方法が挙げられる。

第１波形発生部６は、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動するための第１の波形信号を生成する。第１の波形信号は、通電角が１２０度以上１５０度以下の矩形波の信号である。３相巻線を有するブラシレスＤＣモータ４を滑らかに駆動させるためには、通電角は１２０度以上が必要である。一方、位置検出部５が、誘起電圧に基づいて位置を検出するためには、スイッチング素子のオンとオフとの間隔として３０度以上の間隔が必要である。このため、通電角は、１８０度から３０度を減じた１５０度を上限とする。なお、第１の波形信号は、矩形波に準じる波形であれば良い。例えば、波形の立ち上り／立ち下りに傾斜を持たせた台形波であっても良い。

第１波形発生部６は、位置検出部５により検出された回転子４ａの位置情報を基に、第１の波形信号を生成すると良い。第１波形発生部６はさらに、回転数を一定に保つために、パルス幅変調（ＰＷＭ）デューティ制御を行っている。これにより、回転位置に基づいた最適なデューティで、効率良く、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。

速度検出部７は、位置検出部５が検出した位置情報に基づき、ブラシレスＤＣモータ４の速度（すなわち回転速度）を検出する。例えば、一定周期で発生する位置検出部５からの信号を計測することにより、簡単に検出することができる。周波数設定部８は、デューティは一定で、周波数のみを変化させて周波数を設定する。

第２波形発生部は、周波数設定部８からの周波数を基にインバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動するための第２の波形信号を生成する。第２の波形信号は、通電角が１２０度以上１８０度未満の矩形波の信号である。第１波形発生部６と同様に、ブラシレスＤＣモータ４は３相巻線を有するため、通電角は１２０度以上が必要である。一方、第２波形発生部１０ではスイッチング素子のオンとオフとの間隔は必要ないため、上限を１８０度未満とする。位置検出部５がゼロクロスを検出することを考慮し、適宜オフ時間が設けられる。例えば、ゼロクロスを検出してから、通電角５度分のオフ時間を設けると良い。なお、第２の波形信号は、矩形波に準じる波形であれば良い。また、正弦波や歪み波であっても良い。なお、本実施の形態では、デューティは最大もしくは最大に近い状態（９０〜１００％の一定のデューティ）である。

運転切換部１１は、回転子４ａの回転速度が所定速度に対して低速か高速かを判定し、ドライブ部１２に入力する波形信号を、第１の波形信号か第２の波形信号かに切り換える。具体的には、速度が低い場合は第１の波形信号を選択し、速度が高い場合は第２の波形信号を選択して出力する。

ここで、回転速度が低いか高いかの判定は、速度検出部７で検出した実際の速度に基づいて行うことができる。他にも、速度が低いか高いかの判定は、設定回転数やデューティに基づいて行うこともできる。例えば、デューティが最大（一般的には１００％）の場合は速度が最高となるため、運転切換部１１は、波形信号を第２の波形信号に切り換える。

また、第２の波形信号に基づく駆動において、第１の波形信号のデューティが所定の基準値を超えた場合に、運転切換部１１は、回転速度が高いとして、ドライブ部１２への出力を、第１の波形信号から第２の波形信号に切り換える。一方、第２の波形信号に基づく駆動において、目標回転数が低下した場合は、周波数設定部８は、デューティはそのままで、設定周波数を下げていく。その後、位置検出部５による位置検出が可能となると、運転切換部１１は、ドライブ部１２への出力を、第２の波形信号から、第１波形信号に切り換える。つまり、ブラシレスＤＣモータ４は、第２の波形信号に基づく駆動から、位置検出部５の位置情報を基にした第１の波形信号に基づく駆動へと切り換えられる。これにより、第１の波形信号による駆動と、第２の波形信号による駆動との間の移行が、スムーズに行われる。従って、第２の波形信号による駆動から、第１の波形信号による駆動、すなわち位置検出フィードバック制御による高効率な駆動に移行することができる。

ドライブ部１２は、運転切換部１１から出力された波形信号に基づき、インバータ３がブラシレスＤＣモータ４の３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を出力する。具体的にはドライブ信号は、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオンまたはオフ（以下、オン／オフと記す）する。これにより、固定子４ｂに最適な交流電力が印加され、回転子４ａが回転し、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。

電流検出部１３は、整流平滑回路２とインバータ３との間に設け、インバータ３の入力電流からブラシレスＤＣモータ４に流れる電流の瞬時値を検出する。電流位相検出部１４は、ブラシレスＤＣモータ４の電流の位相を検出する。本実施の形態においては、電流検出部１３は、インバータ３の下側スイッチ素子（３ｂ、３ｄ、３ｆ）のエミッタ接続部と平滑コンデンサ２ｆの負極との間に設けることでインバータ母線電流を検出するようにして、その出力をオペアンプ（図示せず）に入力後ＡＤ変換（図示せず）し、ドライブ部１２の特定出力パターン時（例えば、スイッチング素子３ａ、３ｄ、３ｆがオンしているタイミング）のインバータ３に流れる電流の最大値を検出することで、ブラシレスＤＣモータ４の巻線電流のピーク位相を検出する。なお、電流検出部１３は電流センサ１３ａの出力を入力としている。電流センサは、直流電流センサ、交流電流センサ等何れでもよく、本実施の形態では、抵抗値が非常に小さい固定抵抗器としている。これにより、直流母線電流からインバータ（またはモータ）の過電流を検出するために設けたシャント抵抗と兼用することができ、新たな電流検出器を設ける必要がなく、モータ駆動装置の低コスト化を実現している。

以上のように構成されたモータ駆動装置２３について、その動作を説明する。まず、ブラシレスＤＣモータ４の速度が低い場合（低速時）の動作について説明する。図２は、本実施の形態におけるモータ駆動装置２３のタイミング図である。図２は、低速時でのインバータ３を駆動させる信号のタイミング図である。インバータ３を駆動させる信号とは、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン／オフするために、ドライブ部１２から出力されるドライブ信号である。この場合、このドライブ信号は、第１の波形信号に基づいて得られる。例えば、第１の波形信号は、位置検出部５の出力に基づき、第１波形発生部６から出力される。

図２において、信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚはそれぞれ、スイッチング素子３ａ、３ｃ、３ｅ、３ｂ、３ｄ、３ｆをオン／オフするためのドライブ信号である。波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗはそれぞれ、固定子４ｂの巻線のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の波形である。ここで、低速時の駆動では、位置検出部５の信号に基づいて、１２０度ごとの区間で順次転流を行う。信号Ｕ、Ｖ、Ｗは、ＰＷＭ制御によるデューティ制御を行っている。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の波形である波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、図２に示す様に、のこぎり波の波形となる。この場合は、位置検出部５の出力に基づいて、最適なタイミングで転流が行なわれている。このため、ブラシレスＤＣモータ４は最も効率良く駆動される。

次に、最適な通電角について、図３を用いて説明する。図３は、本実施の形態におけるモータ駆動装置２３の、最適な通電角を説明する図である。特に図３は、低速時の通電角と効率との関係を示す。図３において、線Ａは回路効率、線Ｂはモータ効率、線Ｃは総合効率（回路効率Ａとモータ効率Ｂとの積）を示す。図３に示すように、通電角を１２０度より大きくすると、モータ効率Ｂは向上する。これは、通電角が広がることにより、モータの相電流の実効値が下がり（すなわち力率が上がり）、モータの銅損減少に伴いモータ効率Ｂが上がるためである。しかしながら、通電角を１２０度より大きくすると、スイッチング回数が増加し、スイッチングロスが増加する場合がある。このような場合は、回路効率Ａは低下する。この回路効率Ａとモータ効率Ｂとの関係から、総合効率Ｃが最も良くなる通電角が存在する。本実施の形態では、１３０度が、総合効率Ｃが最も良くなる通電角である。

次に、ブラシレスＤＣモータ４の速度が高い場合（高速時）の動作について説明する。図４は本実施の形態におけるモータ駆動装置２３の他のタイミング図である。図４は、高速時でのインバータ３を駆動させるドライブ信号のタイミング図である。この場合、このドライブ信号は、第２の波形信号に基づいて得られる。第２の波形信号は、周波数設定部８の出力に基づき、第２波形発生部１０から出力される。

図４における信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ、および波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは図２と同様である。各信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚは周波数設定部８の出力に基づいて、所定周波数を出力して転流を行う。この場合の導電角は、１２０度以上１８０度未満とする。図４では、導電角が１５０度の場合を示している。導電角を上げることによって、各相の電流の波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは擬似的に正弦波に近づく。

デューティを一定にして周波数を上げることにより、従来に比べて大幅に回転速度が上がる。この回転速度が上がった状態では、同期モータとして駆動されており、駆動周波数の上昇に伴い電流も増加する。この場合、導電角を最大の１８０度未満まで広げることにより、ピーク電流が抑制される。従って、ブラシレスＤＣモータ４は、さらに高い電流で駆動しても、過電流保護にかからずに動作される。

ここで、第２波形発生部１０によって生成される、第２の波形信号について説明する。図５は、ブラシレスＤＣモータ４を同期駆動した場合の、トルクと位相との関係を示した図である。図５において、横軸はモータのトルク、縦軸は誘起電圧の位相を基準とした位相差を示し、位相が正の場合、誘起電圧の位相に対して進みであることを示す。また、同期駆動での安定状態を示す図５の、線Ｄ１はブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相を、線Ｅ１はブラシレスＤＣモータ４の端子電圧の位相を示す。ここで、相電流の位相が端子電圧の位相より進んでいることから、同期駆動でブラシレスＤＣモータ４を高速で駆動していることが判る。図５に示す相電流の位相と端子電圧の位相との関係から明確なように、負荷トルクに対して相電流の位相の変化は少ない。一方で、端子電圧の位相が直線的に変化していることから、負荷トルクに応じて相電流と端子電圧との位相差はほぼ線形に変化する。

このように、同期駆動においては、ブラシレスＤＣモータ４の駆動は、駆動速度および負荷に応じた、適切な相電流の位相および端子電圧の位相との関係で安定する。この場合の、端子電圧の位相および相電流の位相との関係を図６に示す。特に図６は、負荷による相電流の位相と端子電圧の位相との関係をｄ−ｑ平面上に示したベクトル図である。

同期駆動においては、端子電圧ベクトルＶｔは、負荷が増加した場合、大きさはほぼ一定に保ちながら、位相は進み方向に推移する。図６を用いて説明すると、端子電圧ベクトルＶｔは矢印Ｆの方向に回転する。一方、電流ベクトルＩは、負荷が増加した場合、ほぼ一定の位相を保ちながら、負荷の増加に伴い大きさが変化する（例えば負荷増加に伴い電流が増える）。図６を用いて説明すると、電流ベクトルＩは矢印Ｇの方向に伸びる。このように電圧ベクトルおよび電流ベクトルが駆動環境（入力電圧、負荷トルク、駆動速度等）に従い適切な状態で各ベクトルの位相関係が定まる。

ここで、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動した場合の、ある負荷や速度における、位相の時間的変化について、図を用いて説明する。図７は、ブラシレスＤＣモータ４の位相関係を説明するための図である。図７（Ａ）、（Ｂ）は、ブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相と端子電圧の位相との関係を示す。図７（Ａ）、（Ｂ）において、横軸は時間、縦軸は誘起電圧の位相を基準とした位相（すなわち誘起電圧との位相差）を示す。両図において、線Ｄ２は相電流の位相、線Ｅ２は端子電圧の位相、線Ｈ２は相電流の位相と端子電圧の位相との位相差を示す。図７（Ａ）は低負荷での駆動状態を示し、（Ｂ）は高負荷での駆動状態を示す。また、誘起電圧の位相との差から、図７（Ａ）、（Ｂ）共に、端子電圧の位相より相電流の位相が進んでいることから、ブラシレスＤＣモータ４が、同期駆動により非常に高速での駆動していることが判る。図７（Ｃ）は、ブラシレスＤＣモータ４の相電流の波形と端子電圧の波形を示すグラフである。図７において、線Ｄ３は相電流の波形、線Ｅ３は端子電圧の波形を示す。図７は、ブラシレスＤＣモータ４が高速で駆動されている状態を示す。つまり、端子電圧の位相より相電流の位相が進んでいることがわかる。

図７（Ａ）に示すように、駆動速度に対して負荷が小さい場合の同期駆動では、転流に対して負荷に見合った角度分だけ回転子４ａが遅れる。すなわち、回転子４ａから見ると転流が進み位相となり、所定の関係が保たれる。つまり、誘起電圧から見ると、端子電圧および相電流の位相が進み位相となり、所定の関係が保たれる。これは弱め磁束制御と同様の状態であるため、高速での駆動が可能となる。

一方、図７（Ｂ）に示すように、駆動速度に対して負荷が大きい場合では、転流に対して回転子４ａが遅れることで弱め磁束状態になり、回転子４ａは転流周期に同期するように加速する。その後、回転子４ａの加速により、端子電圧の進み位相が減少することによって相電流が減少し、回転子４ａが減速する。この状態が繰り返され、回転子４ａは、この加速と減速を繰り返す。これにより結局、駆動状態（駆動速度）が安定しない。すなわち図７（Ｂ）に示す様に、一定周期で行われる転流に対して、ブラシレスＤＣモータ４の回転が変動する。このため、誘起電圧の位相を基準とした場合、端子電圧の位相が変動する。このような駆動状態では、ブラシレスＤＣモータ４の回転が変動し、それに伴ってうねり音が発生する。また、電流が脈動するため、過電流と判断されて、ブラシレスＤＣモータ４が停止される可能性が生じる。

従って、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動する場合、負荷が小さい状態では、ブラシレスＤＣモータ４は安定して駆動されるが、負荷が大きい状態では、上記の様な不都合が生じる。つまり、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動する場合は、高速／高負荷での駆動はできず、駆動範囲が拡張されない。

そこで、本実施の形態におけるモータ駆動装置２３は、相電流の位相と端子電圧の位相とを、図５に示すような負荷に見合った位相関係に保った状態で、ブラシレスＤＣモータ４を駆動する。このような相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係を保つ方法について、以下に述べる。

モータ駆動装置２３は、端子電圧の基準位相（すなわちドライブ信号の転流基準位置）と相電流の位相の基準点を検出し、これに基づき、オープンループの同期駆動における転流タイミング（一定周期の転流）に対して補正を行い、相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係を保った転流タイミングを決定する。具体的には、電流検出部１３によって検出した直流母線電流を基に、電流位相検出部１４は任意の巻線に流れる電流の特定位相を検出する。この検出した電流位相を基準として、端子電圧の出力タイミングが決定される。また、電流位相は、誘起電圧の位相に対して所定の位相関係が保持されている。従って、誘起電圧の位相、すなわち回転子４ａの位置と、端子電圧の位相とは所定の関係で安定することになる。そして第２波形発生部１０は、生成した第２の波形信号をドライブ部１２へ出力する。

ここで電流位相の検出方法について説明する。図８は同期駆動時のインバータの入力電流と各スイッチング素子（３ａ〜３ｆ）の駆動信号を示すグラフである。図８における信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚは図２と同様でありＩｄｃはモータ駆動装置２３の直流母線に流れる電流波形、即ちインバータ入力電流である。

図８に示す区間Ｊは上側スイッチング素子（３ａ、３ｃ、３ｅ）の中で、Ｕ相上側（３ａ）のみがオンするタイミングであり、このとき母線電流ＩｄにはＵ相巻線に流れる電流が現れる。図８（Ａ）と図８（Ｂ）は異なる負荷状態での波形であり、図５に示すように電流位相と電圧位相の位相差は異なる。

従って、インバータ３のスイッチング素子の駆動信号の特定パターン（本実施の形態では、上側スイッチング素子３ａオン、３ｃ及び３ｅオフ、下側スイッチング素子３ｂオフ、３ｄおよび３ｆオン）の期間において、直流母線電流Ｉｄｃが最大となるタイミング（すなわち本出力パターン時のＵ相巻線電流が最大となるポイント）は負荷状態によって異なるため、このポイントを相電流（本実施の形態ではＵ相）の基準位相として検出するようにしている。尚、直流母線電流のピーク検出は、連続的にＡＤ変換を行ない、大小関係を比較する等で簡単に実現できる。また、図８（Ａ）および図８（Ｂ）における区間Ｋ１、Ｋ２も上側のスイッチング素子は３ａのみがオンする期間であるが、区間Ｋ１ではスイッチング素子３ｅがオフした直後、区間Ｋ２はスイッチング素子３ｄがオフした直後である。スイッチング素子３ｅまたは３ｄのオフした時、それぞれの巻線（Ｗ相巻線およびＶ相巻線）に蓄えられたエネルギーは、母線電流には現れない還流電流としてモータ内部で消費されるため、電流検出器１３ａによって巻線電流（本実施の形態ではＵ相電流）を正しく検出することは出来ない。従って本発明の実施の形態では図８（Ａ）および図８（Ｂ）で示すように、直流母線電流から正しい巻線電流（本実施の形態ではＵ相巻線電流）の検出可能な区間Ｊのみで直流母線電流から巻線電流の特定位相を検出するようにしている。

次にこの第２波形発生部１０の動作について、図９のフローチャートを用いて説明する。

まずステップ１０１では、電流ピークを検出するための各スイッチング素子の出力パターンとなったかどうかをつまり、各スイッチ素子出力パターンが特定のパターンとなるタイミングを待つ。本実施の形態ではＵ相上側（３ａ）オン、ＶおよびＷ相下側（３ｄ、３ｆ）オンのタイミングを待つ。所定の出力パターンとなった場合（ステップ１０１のＹｅｓ）は、ステップ１０２に進む。ステップ１０２では、時間計測用のタイマをスタートさせ、電流位相の任意のタイミング、つまり本実施の形態では母線電流がピークとなるタイミングまでの時間を計測し、ステップ１０３に進む。

ステップ１０３では、ステップ１０２で計測した時間と、これまでの平均時間との差分を計算し、ステップ１０４にすすむ。ステップ１０４では、ステップ１０３で計算した差分に基づいて、転流タイミングの補正量を演算し、ステップ１０５に進む。

ここで、転流タイミングの補正とは、周波数設定部８で設定した周波数、つまり指令速度に基づく基本の転流周期に対して、転流タイミングを補正することである。従って、大きな補正量を付加した場合は、過電流や脱調が起こる。したがって、補正量を演算する場合は、ローパスフィルタ等を付加した上で演算を行い、転流タイミングの急激な変動を抑える。これにより、ノイズ等の影響で電流のピーク位相を誤検出した場合であっても、補正量への影響が小さくなり、駆動の安定性がより向上する。さらに、補正量の演算において急激な変化を抑えているため、ブラシレスＤＣモータ４を加減速させる転流タイミングの変化も緩やかになる。このため、指令速度が大きく変更され、周波数設定部８による周波数（転流周期）が大幅に変わった場合であっても、転流タイミングの変化は緩やかになり、加減速が滑らかになる。

この転流タイミングの補正は、具体的には、相電流の位相と端子電圧の位相との位相差を常に平均時間に近づけることである。例えば、負荷が大きくなることにより、回転子４ａの回転速度が低下すると、相電流の位相は、端子電圧の位相を基準にすると遅れ方向に移動する。このため、端子電圧の基準位相から相電流の基準位相までの平均時間より、ステップ１０２で計測した時間の方が長くなる。この場合には、第２波形発生部１０は、転流タイミングを、回転速度（回転数）に基づく転流周期のタイミングよりも遅らせるように転流タイミングを補正する。つまり、相電流の位相が遅れたことにより計測時間が長くなったため、第２波形発生部１０は、転流タイミングを遅らせて端子電圧の位相を遅らせ、相電流の位相との位相差を平均時間に近づける。

逆に、負荷が小さくなることにより、回転子４ａの回転速度が上がると、相電流の位相は、端子電圧の位相を基準にすると進み方向に移動する。このため、端子電圧の基準位相から相電流の基準位相までの平均時間より、計測時間の方が短くなる。この場合には、第２波形発生部１０は、一旦、転流タイミングを、回転数に基づく転流周期のタイミングよりも早くするように転流タイミングを補正する。つまり、相電流の位相が早くなったことにより計測時間が短くなったため、第２波形発生部１０は、転流タイミングを早くして端子電圧の位相を進ませ、相電流の位相の位相差を平均時間に近づける。

さらに第２波形発生部１０は、転流タイミングの補正を、特定相（例えば、Ｕ相上側のスイッチング素子のみ）の任意のタイミング（例えば、回転子４ａの１回転に１回）として、その他の相の転流は、目標とする回転数に基づく転流周期で時間的に行う。これにより、負荷に応じて相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係が最適に保たれ、ブラシレスＤＣモータ４の駆動速度が保持される。

次にステップ１０５では、ステップ１０２で計測した時間を加味して平均時間を更新し、ステップ１０６に進む。ステップ１０６では、周波数設定部で設定した周波数（駆動速度）に基づいたスイッチング素子の転流周期に対して、補正量を付加することで転流タイミングを決定する。

つまり、転流タイミングは、周波数設定部８で設定した周波数に対して補正量を付加することにより、相電流の位相と端子電圧の位相とが、常に平均位相差となるように、電流位相を基準にして決定される。従って、負荷が大きくなった場合は、相電流の位相と転流タイミングの差である位相差が狭まる。これに対して、補正の基準となる平均時間が小さくなり、負荷が大きくなる前と比較して、位相差が狭まった状態を基準としてブラシレスＤＣモータ４が駆動される。これにより、より大きな進角でブラシレスＤＣモータ４が駆動され、弱め磁束効果の向上により、出力トルクが増大し、必要な出力トルクが確保される。

逆に、負荷が小さくなった場合は、相電流の位相と転流タイミングの差である位相差が広がる。これに対して、補正の基準となる平均時間が大きくなり、負荷が小さくなる前と比較して、位相差が広がった状態を基準としてブラシレスＤＣモータ４が駆動される。これにより、より小さな進角でブラシレスＤＣモータ４が駆動され、弱め磁束効果の低減により、出力トルクが減少し、必要以上のトルクが出力されない。以上より、必要な出力を確保するとともに、余計な出力をしない駆動が行われる。

一方、ステップ１０１において、電流ピークを検出するための各スイッチング素子の出力パターンで無い場合、（ステップ１０１のＮｏ）は、ステップ１０７に進む。ステップ１０７では、転流タイミングの補正量は０として、ステップ１０６に進む。この場合は補正量が０であるため、ステップ１０６では、回転数に基づく転流周期のタイミングが、次回の転流タイミングとして決定される。

なお、本実施の形態では、Ｕ相上側のスイッチング素子３ａがオン、ＶおよびＷ相下側スイッチング素子３ｄ、３ｆがオンする出力パターンのみで転流周期の補正を行っているため、電気角１周期中に１回の補正となる場合について説明している。しかしながら、モータ駆動装置２３の用途や、ブラシレスＤＣモータ４のイナーシャ等を考慮して補正のタイミングを設定すれば良い。例えば、回転子４ａの１回転に１回の補正や、電気角１周期中に２回の補正、各スイッチング素子がオンする毎回のタイミングでの補正を行っても良い。

次に、運転切換部１１による切り換え動作について説明する。図１０は、本実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ４の、回転数とデューティとの関係を示す図である。図１０において、ブラシレスＤＣモータ４の回転数、つまり回転子４ａの回転数が５０ｒ／ｓ以下の場合は、第１波形発生部６による第１の波形信号に基づいて、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。デューティは、フィードバック制御により、回転数に応じて、最も効率が良い値に調整される。

回転数が５０ｒ／ｓでデューティが１００％となり、第１波形発生部６に基づく駆動では、それ以上回転させることができない。すなわち限界に到達する。この状態において、上限周波数設定部は、この５０ｒ／ｓ基に、その１．５倍の７５ｒ／ｓを上限周波数（上限回転数）として設定する。周波数設定部８での設定が７５ｒ／ｓを超えると、周波数制限部９は、この上限周波数７５ｒ／ｓにしたがって、これ以上の周波数は出力しない。なお、回転数５０ｒ／ｓから７５ｒ／ｓの間は、デューティは一定で、周波数（すなわち転流周期）のみを上げて、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。

次に、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ４の構造について説明する。

図１１は、本実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ４の回転子の、回転軸に対して垂直断面を示した断面図である。

回転子４ａは、鉄心４ｇと４枚のマグネット４ｃ〜４ｆとから構成される。鉄心４ｇは、０．３５〜０．５ｍｍ程度の薄い珪素鋼板を打ち抜いたものを積み重ねて構成される。マグネット４ｃ〜４ｆは、円弧形状のフェライト系永久磁石がよく用いられ、図示したように、円弧形状の凹部が外方を向くように、中心対称に配置される。一方、マグネット４ｃ〜４ｆとして、ネオジウムなどの希土類の永久磁石を用いる場合は、平板形状の場合もある。

このような構造の回転子４ａにおいて、回転子４ａの中心から、１つのマグネット（例えば４ｆ）の中央に向かう軸をｄ軸とし、回転子４ａの中心から、１つのマグネット（例えば４ｆ）とこれに隣接するマグネット（例えば４ｃ）との間に向かう軸をｑ軸とする。ｄ軸方向のインダクタンスＬｄとｑ軸方向のインダクタンスＬｑは逆突極性を有し、異なるものとなる。つまりこれは、モータとしては、マグネットの磁束によるトルク（マグネットトルク）以外に、逆突極性を利用したトルク（リラクタンストルク）を有効に使える。したがって、モータとして、よりトルクが有効的に利用できる。この結果、本実施の形態としては、高効率なモータが得られる。

また、本実施の形態の制御において、周波数設定部８と第２波形発生部１０による駆動を行うと、相電流は進み位相でとなる。そのため、このリラクタンストルクが大きく利用されるので、逆突極性がないモータに比べて、より高回転で駆動することができる。

（実施の形態２）
図１は、本発明の実施の形態２のモータ駆動装置を用いた電気機器のブロック図である。

ブラシレスＤＣモータ４は、圧縮要素１８に接続され、圧縮機１９を形成する。本実施の形態では、圧縮機１９は冷凍サイクルに用いる。つまり、圧縮機１９から吐出される高温高圧の冷媒は、凝縮器２０に送られて液化し、毛細管２１で低圧化し、蒸発器２２で蒸発し、再び圧縮機１９に戻る。さらに本実施の形態では、モータ駆動装置２３を用いた冷凍サイクルを、電気機器として冷蔵庫２４に用いた場合を説明する。蒸発器２２は、冷蔵庫２４の庫内２５を冷却する。

このように本実施の形態では、ブラシレスＤＣモータ４は、冷凍サイクルの圧縮機１９の圧縮要素１８を駆動する。ここで、圧縮機１９が往復運動式（レシプロタイプ）の場合は、その構成上、ブラシレスＤＣモータ４に質量の大きな金属製のクランクシャフトおよびピストンが接続され、非常にイナーシャの大きい負荷となる。このため、短時間における速度の変動は、圧縮機１９の冷凍サイクル工程（吸入工程、圧縮工程など）によらず非常に少ない。従って、任意の１相のみの電流の位相を元にして転流タイミングを決定しても速度変動が大きくなることもなく、安定した駆動性能を得ることができる。さらに圧縮機１９の制御では、高精度な回転数制御や加減速制御などは要求されないことから、本発明のモータ駆動装置２３は、圧縮機１９の駆動に対し非常に有効な用途のひとつである。

また、従来のモータ駆動装置で圧縮機を駆動する場合よりも、駆動範囲を拡張することができる。そのため、より高速駆動することで冷凍サイクルの冷凍能力を上げることができる。これにより従来と同一の冷却システムでもより高い冷凍能力が必要なシステムに適用することが可能となる。従って、高い冷凍能力が必要な冷凍サイクルを小型化でき、低コストで提供することが可能となる。また、従来のモータ駆動装置を用いた冷凍サイクルにおいては、冷凍能力が１ランク小さい（たとえば圧縮機気筒容積が小さい）圧縮機を用いることも可能となり、さらに冷却サイクルの小型化や低コスト化が実現できる。

本実施の形態において、圧縮機１９は、冷蔵庫２４の庫内２５を冷却するために用いる。冷蔵庫２４は、朝夕の家事時間帯といった限られた時間帯や夏場では頻繁に扉が開閉される使用実態がある。逆に、その他の１日の大半の時間帯は扉の開閉頻度は少なく、庫内２５の冷却状態は安定している。この場合、ブラシレスＤＣモータ４は、低負荷の状態で駆動される。従って、冷蔵庫の消費電力を削減するためには、ブラシレスＤＣモータ４の低速／低負荷での駆動効率を向上させることが有効である。

ここで、ブラシレスＤＣモータ４の低速／低負荷での駆動効率を向上させる、つまり消費電力を小さくするには、固定子４ｂの巻線数を多くすれば良い。しかしこのままでは、ブラシレスＤＣモータ４は高速／高負荷での駆動には対応できない。一方、ブラシレスＤＣモータ４の高速／高負荷での駆動性能を向上させるには、固定子４ｂの巻線数を少なくすれば良いが、消費電力が大きくなる。本発明はブラシレスＤＣモータ４の高速／高負荷での駆動範囲を大きく拡張することができるため、低速／低負荷での駆動効率が高い、消費電力の小さいブラシレスＤＣモータ４であっても使用することができる。これにより、冷蔵庫２４において１日の大半を占める低負荷状態でのブラシレスＤＣモータ４の駆動効率が向上され、結果として冷蔵庫２４の消費電力が削減される。

ここで、本実施の形態の冷蔵庫２４に用いるブラシレスＤＣモータ４のモータの巻線の設計について説明する。冷蔵庫２４として一番使用頻度の高い回転数および負荷状態（たとえば回転数が４０Ｈｚで圧縮機入力電力が８０Ｗ程度）での駆動を行う場合、第１波形発生部６によって、１２０度から１５０度通電でデューティ１００％となるように設計する。これによれば、ブラシレスＤＣモータ４の鉄損の低減およびインバータ３のスイッチング損失の低減を行うことができる。こうすることにより、モータ効率と回路効率ともに最高効率を引き出すことができる。その結果、冷蔵庫２４としての消費電力を最小限にすることができる。

また、高速／高負荷での駆動範囲を拡張することは、冷凍サイクルの冷凍能力を向上させることになり、従来のモータ駆動装置を用いた冷凍サイクルの冷蔵庫に比べ、庫内や食品が短時間で冷却される。例えば、冷蔵庫２４の扉の開閉が頻繁に行われた場合や、霜取り運転後または設置直後といった庫内２５の温度が高い高負荷の状態、さらには熱い食品を庫内に投入してその食品を急速に冷却または凍結させたい場合などに行う急速冷凍運転などにおいて有効である。さらに冷凍サイクルの冷凍能力が向上するため、小さな冷凍サイクルを大きな容量の冷蔵庫２４に用いることができる。さらに冷凍サイクルが小さいため、庫内容積効率（冷蔵庫全体の体積に対する食品収納部の容積）も向上する。これらにより、冷蔵庫２４の低コスト化も実現できる。

さらに、従来のモータ駆動装置であれば、高速／高負荷での駆動に対応するために、巻線の巻き込み数を少なくすることにより必要トルクを確保したブラシレスＤＣモータを利用する必要があった。このようなブラシレスＤＣモータは、モータの騒音等が大きかった。本実施の形態のモータ駆動装置２３を用いれば、巻線の巻込み量を増やしてトルクダウンしたブラシレスＤＣモータ４を利用しても、高速／高負荷で駆動できる。これにより、回転数が低い場合のデューティが、従来のモータ駆動装置を用いた場合より大きくできる。そのため、モータの騒音、特にキャリア音（ＰＷＭ制御での周波数に相当する。例えば３ｋＨｚ）が低減できる。

なお、本実施の形態において、ブラシレスＤＣモータ４は電気機器として冷蔵庫２４の圧縮機１９を駆動するものとした。一方、他の電気機器として空気調和機（図示せず）の圧縮機を駆動する場合でも同様に、低速時の高効率駆動と高速／高負荷での駆動が行える。この場合、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで、幅広い駆動範囲に対応できるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。

以上説明したように本発明は、回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置である。さらに本発明は、３相巻線に電力を供給するインバータと、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部を有する。さらに本発明は、インバータの入力電流からブラシレスＤＣモータに流れる電流の位相を検出する電流位相検出部と、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部を有する。さらに本発明は、ブラシレスＤＣモータに流れる電流の位相と所定の位相関係を有する波形であり、周波数設定部で設定した周波数を有する波形であり、かつ、通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部を有する。さらに本発明は、回転子の速度を所定速度より低いと判定した場合は第１の波形信号を、回転子の速度を所定速度より高いと判定した場合は第２の波形信号を出力するように切り換える運転切換部を有する。さらに本発明は、運転切換部から出力された第１もしくは第２の波形信号に基づき、インバータが３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、インバータに出力するドライブ部を有する。

これにより、ブラシレスＤＣモータの電流位相と電圧位相との関係が安定し、駆動安定性が向上する。このことで、ブラシレスＤＣモータの駆動可能な負荷範囲および速度範囲を拡張することができる。

また本発明は、３相巻線に供給する電力の供給タイミング、つまり転流タイミングを一時的に補正することにより、ブラシレスＤＣモータの電流の位相と端子電圧の位相とを所定の位相関係に保持する。これにより、ブラシレスＤＣモータの電流位相と電圧位相との位相関係を負荷状態に応じた適切な状態安定させたうえで、その位相関係が保持される。このため、高速／高負荷での駆動が安定し、駆動可能な負荷範囲が拡張される。

また本発明は、３相巻線に供給する電力の巻線の切り換え、つまり転流を、ブラシレスＤＣモータの電流の位相を基準とした所定のタイミングで行なう。これにより、ブラシレスＤＣモータの電流位相と電圧位相との位相関係が確実に保持される。

また本発明は、回転子の回転位置を検出する位置検出部をさらに備え、第１波形発生部は、位置検出部からの位置情報に基づいて生成される波形で、かつ、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する。これにより、高効率な駆動を行うことができる。

また本発明は、ブラシレスＤＣモータの回転子は、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成され、さらに、突極性を有する。これにより、マグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクが有効に利用される。

また本発明は、ブラシレスＤＣモータは圧縮機を駆動する。これにより、圧縮機が高効率に駆動されるとともに、騒音が低減される。

また本発明は、上記構成のモータ駆動装置を用いた電気機器である。これにより、電気機器として冷蔵庫や空気調和機のような冷却機器に用いた場合、駆動の高効率化により、冷却性能の向上が可能となる。

本発明のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータの駆動範囲を拡張し、高速／高負荷での駆動における安定性を向上した。従って、自動販売機やショーケース、ヒートポンプ給湯器といった圧縮機を用いた電気機器のほか、洗濯機や掃除機、ポンプなどブラシレスＤＣモータを用いる様々な用途に利用できる。

３ インバータ
４ ブラシレスＤＣモータ
４ａ 回転子
４ｂ 固定子
４ｃ，４ｄ，４ｅ，４ｆ マグネット（永久磁石）
４ｇ 鉄心
５ 位置検出部
６ 第１波形発生部
８ 周波数設定部
９ 波形補正部
１０ 第２波形発生部
１１ 運転切換部
１２ ドライブ部
１３ 電流検出部
１３ａ 電流検出器
１４ 電流位相検出部
１９ 圧縮機
２３ モータ駆動装置
２４ 冷蔵庫（電気機器）

Claims (6)

1. 回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記３相巻線に電力を供給するインバータと、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、前記インバータの入力電流から前記ブラシレスＤＣモータに流れる任意の相の電流がピークとなるタイミングを検出して前記ブラシレスＤＣモータの巻線に流れる電流の基準位相とする電流位相検出部と、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部と、前記ブラシレスＤＣモータに流れる前記電流の基準位相と所定の位相関係を有する波形であり、前記周波数設定部で設定した周波数を有する波形であり、かつ、通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、前記回転子の速度を所定速度より低いと判定した場合は前記第１の波形信号を、前記回転子の速度を前記所定速度より高いと判定した場合は前記第２の波形信号を出力するように切り換える運転切換部と、前記運転切換部から出力された第１もしくは第２の波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部と、を有し、前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを一時的に補正することにより、前記ブラシレスＤＣモータの電流の基準位相と端子電圧の位相との時間関係を常に平均時間に近づけることで前記ブラシレスＤＣモータの駆動状態により必然的に定まる前記ブラシレスＤＣモータと端子電圧との位相関係を保持するモータ駆動装置。
2. 前記３相巻線に供給する電力の巻線の切り換えは、前記ブラシレスＤＣモータの電流の位相を基準とした所定のタイミングで行なう請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記回転子の回転位置を検出する位置検出部をさらに備え、前記第１波形発生部は、前記位置検出部からの位置情報に基づいて生成される波形で、かつ、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する請求項１または請求項２記載のモータ駆動装置。
4. 前記ブラシレスＤＣモータの回転子は、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成され、さらに、突極性を有する請求項１から請求項３のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
5. 前記ブラシレスＤＣモータは圧縮機を駆動する請求項１から請求項４のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
6. 請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のモータ駆動装置により駆動されるブラシレスＤＣモータを備えた電気機器。

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