WO2010082473A1 - モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器 - Google Patents

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WO2010082473A1
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phase
brushless
waveform
current
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PCT/JP2010/000123
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田中秀尚
竹岡義典
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パナソニック株式会社
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    • H02P2203/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the means for detecting the position of the rotor
    • H02P2203/05—Determination of the rotor position by using two different methods and/or motor models

Definitions

  • the present invention relates to a motor driving device for driving a brushless DC motor and an electric device using the same.
  • a conventional motor driving device drives a motor by switching to either speed feedback driving or speed open loop driving according to a current value or a driving speed.
  • FIG. 16 shows a conventional motor driving apparatus described in Patent Document 1.
  • the DC power supply 201 inputs DC power to the inverter 202.
  • the inverter 202 is configured by connecting six switching elements in a three-phase bridge.
  • the inverter 202 converts the input DC power into AC power having a predetermined frequency and inputs the AC power to the brushless DC motor 203.
  • the position detection unit 204 acquires information on the induced voltage generated by the rotation of the brushless DC motor 203 based on the voltage of the output terminal of the inverter 202. Based on this information, the position detector 204 detects the relative position of the rotor 203a of the brushless DC motor 203.
  • the control circuit 205 receives the signal output from the position detection unit 204 and generates a control signal for the switching element of the inverter 202.
  • the position calculation unit 206 calculates information on the magnetic pole position of the rotor 203a of the brushless DC motor 203 based on the signal of the position detection unit 204. Both the self-limiting driving unit 207 and the other braking / driving unit 210 output a signal indicating the timing for switching the current flowing through the three-phase winding of the brushless DC motor 203. These timing signals are signals for driving the brushless DC motor 203. These timing signals output from the self-limiting drive unit 207 are for driving the brushless DC motor 203 by feedback control, and are signals obtained based on the magnetic pole position of the rotor 203a obtained from the position calculation unit 206 and the speed command unit 213. It is.
  • these timing signals output by the other braking / driving unit 210 are for driving the brushless DC motor 203 by open loop control, and are signals obtained based on the speed command unit 213.
  • the selection unit 211 selects and outputs either the signal input from the self-limiting driving unit 207 or the timing signal input from the other braking / driving unit 210. That is, the selection unit 211 selects whether the brushless DC motor 203 is driven by the self-braking drive unit 207 or the other braking / driving unit 210.
  • the drive control unit 212 outputs a control signal for the switching element of the inverter 202 based on the signal output from the selection unit 211.
  • the conventional motor driving device switches from self-limiting driving by feedback control to other braking driving by open loop control.
  • the drive range of the brushless DC motor 203 is extended from low speed driving to high speed driving, or from low load driving to high load driving.
  • the conventional configuration drives the brushless DC motor 203 by open loop control when driving at high speed or high load (hereinafter referred to as high speed / high load). For this reason, when the load is small, stable driving performance can be obtained, but when the load is large, there is a problem that the driving state becomes uneasy.
  • the present invention solves the above-described conventional problems, and extends the driving range by obtaining stable driving performance even when the brushless DC motor is driven at high speed / high load. Thus, an unstable state due to an external factor is suppressed, and a highly reliable motor driving device is provided.
  • the motor drive device of the present invention is a motor drive device that drives a brushless DC motor including a rotor and a stator having a three-phase winding. Furthermore, the present invention includes an inverter that supplies power to the three-phase winding, and a first waveform generator that outputs a first waveform signal having a waveform with a conduction angle of 120 degrees to 150 degrees. Furthermore, the present invention includes a current phase detection unit that detects the phase of the current flowing through the brushless DC motor, and a frequency setting unit that is set by changing only the frequency with a constant duty.
  • the present invention is a waveform having a predetermined phase relationship with the phase of the current flowing through the brushless DC motor, having a frequency set by the frequency setting unit, and having a conduction angle of 120 degrees or more and less than 180 degrees.
  • the present invention outputs the first waveform signal when it is determined that the rotor speed is lower than the predetermined speed, and outputs the second waveform signal when it is determined that the rotor speed is higher than the predetermined speed.
  • the operation switching unit is switched as described above.
  • the present invention provides a drive unit that outputs to the inverter a drive signal that indicates the supply timing of the power that the inverter supplies to the three-phase winding based on the first or second waveform signal output from the operation switching unit. Have.
  • the brushless DC motor when the speed is low, the brushless DC motor is driven based on the first waveform signal having a waveform with a conduction angle of 120 degrees to 150 degrees.
  • the brushless DC motor when the speed is high, the brushless DC motor is driven based on the second waveform signal having a waveform with a conduction angle of 120 degrees or more and less than 180 degrees according to the phase of current and a predetermined phase relationship and frequency. Done.
  • the motor driving device of the present invention is stable in driving and extended in driving range even when driving at high speed / high load. Thereby, it is possible to provide a highly reliable motor driving device in which an unstable state due to an external factor is suppressed.
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor drive device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a timing chart of the motor driving device according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining an optimum energization angle of the motor drive device according to the embodiment.
  • FIG. 4 is another timing chart of the motor driving apparatus according to the embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between torque and phase during synchronous driving of the brushless DC motor in the same embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the phase relationship between the phase current and the terminal voltage of the brushless DC motor according to the embodiment.
  • FIG. 7A is a diagram illustrating a phase relationship of the brushless DC motor according to the embodiment.
  • FIG. 7B is a diagram illustrating another phase relationship of the brushless DC motor according to the embodiment.
  • FIG. 7C is a diagram illustrating a waveform of the brushless DC motor according to the embodiment.
  • FIG. 8 is a flowchart showing the operation of the second waveform generator of the motor drive device in the same embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the rotation speed and the duty of the brushless DC motor in the embodiment.
  • FIG. 10 is a cross-sectional view of a main part of the brushless DC motor in the same embodiment.
  • FIG. 11 is a block diagram of a motor drive device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram showing a waveform of the motor drive device in the same embodiment.
  • FIG. 13 is a flowchart showing the operation of the motor drive device according to the embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram showing a U-phase terminal voltage waveform of the motor drive device according to the embodiment.
  • FIG. 15 is a block diagram of an electric device using the motor drive device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a block diagram of a conventional motor driving device.
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor drive device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • an AC power source 1 is a general commercial power source, and in Japan, a power source of 50 or 60 Hz with an effective value of 100V.
  • the motor driving device 23 is connected to the AC power source 1 and drives the brushless DC motor 4.
  • the motor drive device 23 will be described.
  • the rectifying and smoothing circuit 2 rectifies and smoothes AC power into DC power using the AC power supply 1 as an input, and includes four rectifying diodes 2a to 2d connected in a bridge and smoothing capacitors 2e and 2f.
  • the rectifying / smoothing circuit 2 is configured by a voltage doubler rectifying circuit, but the rectifying / smoothing circuit 2 may be configured by a full-wave rectifying circuit.
  • the AC power supply 1 is a single-phase AC power supply. However, when the AC power supply 1 is a three-phase AC power supply, the rectifying and smoothing circuit 2 may be constituted by a three-phase rectifying and smoothing circuit. .
  • the inverter 3 converts the DC power from the rectifying / smoothing circuit 2 into AC power.
  • the inverter 3 is configured by connecting six switching elements 3a to 3f in a three-phase bridge.
  • the freewheeling current diodes 3g to 3l are connected to the switching elements 3a to 3f in the opposite direction.
  • the brushless DC motor 4 includes a rotor 4a having a permanent magnet and a stator 4b having a three-phase winding.
  • the brushless DC motor 4 rotates the rotor 4a when the three-phase alternating current generated by the inverter 3 flows in the three-phase winding of the stator 4b.
  • the position detector 5 detects the relative magnetic pole position of the rotor 4a of the brushless DC motor 4.
  • the position detector 5 detects the relative rotational position of the rotor 4a based on the induced voltage generated in the three-phase winding of the stator 4b. Specifically, among the three-phase windings, when the upper and lower switching elements (for example, the switching elements 3a and 3b) connected to a certain winding are off, the rotation of the rotor 4a causes the stator 4b to rotate. Acquire the zero-cross position of the induced voltage to be generated.
  • the voltage at the output terminal of the inverter 3 corresponding to the winding is compared with the input voltage of the inverter 3, that is, 1/2 of the output voltage of the rectifying and smoothing circuit 2, and the point at which the magnitude relationship is inverted is determined. Acquired as the zero-cross position.
  • the position detection method there is a method of estimating the magnetic pole position by performing vector calculation on the current detection result of the brushless DC motor 4.
  • the first waveform generator 6 generates a first waveform signal for driving the switching elements 3a to 3f of the inverter 3.
  • the first waveform signal is a rectangular wave signal with an energization angle of 120 degrees to 150 degrees.
  • the energization angle needs to be 120 degrees or more.
  • an interval of 30 degrees or more is required as the interval between the ON and OFF of the switching element. For this reason, the upper limit of the conduction angle is 150 degrees obtained by subtracting 30 degrees from 180 degrees.
  • the first waveform signal may be a waveform that conforms to a rectangular wave. For example, it may be a trapezoidal wave with a slope at the rise / fall of the waveform.
  • the first waveform generator 6 may generate the first waveform signal based on the position information of the rotor 4a detected by the position detector 5.
  • the first waveform generator 6 further performs pulse width modulation (PWM) duty control in order to keep the rotation speed constant.
  • PWM pulse width modulation
  • the speed detector 7 detects the speed (that is, the rotational speed) of the brushless DC motor 4 based on the position information detected by the position detector 5. For example, it can be easily detected by measuring a signal from the position detection unit 5 generated at a constant period.
  • the frequency setting unit 8 sets the frequency by changing only the frequency with a constant duty.
  • the second waveform generation unit generates a second waveform signal for driving the switching elements 3a to 3f of the inverter 3 based on the frequency from the frequency setting unit 8.
  • the second waveform signal is a rectangular wave signal having a conduction angle of 120 degrees or more and less than 180 degrees. Similar to the first waveform generator 6, the brushless DC motor 4 has three-phase windings, and therefore the energization angle needs to be 120 degrees or more.
  • the second waveform generator 10 does not require an interval between ON and OFF of the switching element, so the upper limit is set to less than 180 degrees. Considering that the position detection unit 5 detects a zero cross, an off time is appropriately provided.
  • the second waveform signal may be a waveform that conforms to a rectangular wave. Further, it may be a sine wave or a distorted wave. In the present embodiment, the duty is at or near the maximum (a constant duty of 90 to 100%).
  • the operation switching unit 11 determines whether the rotation speed of the rotor 4a is low or high with respect to a predetermined speed, and switches the waveform signal input to the drive unit 12 to the first waveform signal or the second waveform signal. . Specifically, the first waveform signal is selected when the speed is low, and the second waveform signal is selected and output when the speed is high.
  • the determination of whether the rotation speed is low or high can be made based on the actual speed detected by the speed detector 7.
  • the determination of whether the speed is low or high can also be made based on the set rotational speed and the duty. For example, when the duty is maximum (generally 100%), the speed is maximum, so the operation switching unit 11 switches the waveform signal to the second waveform signal.
  • the operation switching unit 11 assumes that the rotation speed is high and outputs the output to the drive unit 12 as follows: Switching from the first waveform signal to the second waveform signal.
  • the frequency setting unit 8 decreases the set frequency while maintaining the duty. Thereafter, when position detection by the position detection unit 5 becomes possible, the operation switching unit 11 switches the output to the drive unit 12 from the second waveform signal to the first waveform signal.
  • the brushless DC motor 4 is switched from driving based on the second waveform signal to driving based on the first waveform signal based on the position information of the position detector 5.
  • the transition between the driving by the first waveform signal and the driving by the second waveform signal is smoothly performed. Therefore, it is possible to shift from driving by the second waveform signal to driving by the first waveform signal, that is, highly efficient driving by position detection feedback control.
  • the drive unit 12 Based on the waveform signal output from the operation switching unit 11, the drive unit 12 outputs a drive signal that instructs the supply timing of the power that the inverter 3 supplies to the three-phase winding of the brushless DC motor 4. Specifically, the drive signal turns on or off switching elements 3a to 3f of inverter 3 (hereinafter referred to as on / off). As a result, optimum AC power is applied to the stator 4b, the rotor 4a rotates, and the brushless DC motor 4 is driven.
  • the current detector 13 detects an instantaneous value of the current flowing through the brushless DC motor 4.
  • the current phase detector 14 detects the phase of the current of the brushless DC motor 4.
  • the current phase detector 14 detects the current phase by inputting the output from the current detector 13 to a comparator (not shown) and detecting the zero cross timing.
  • the current detection unit 13 is configured by a current sensor (not shown).
  • a current sensor a DC current sensor, an AC current sensor, or a current detector such as a fixed resistor having a very small resistance value can be used.
  • the current phase detection unit can detect the current phase based on the maximum value, the minimum value, the current zero point, and the like from the result of the A / D conversion.
  • FIG. 2 is a timing chart of the motor driving device 23 in the present embodiment.
  • FIG. 2 is a timing diagram of signals for driving the inverter 3 at a low speed.
  • the signal for driving the inverter 3 is a drive signal output from the drive unit 12 in order to turn on / off the switching elements 3a to 3f of the inverter 3.
  • the drive signal is obtained based on the first waveform signal.
  • the first waveform signal is output from the first waveform generator 6 based on the output of the position detector 5.
  • signals U, V, W, X, Y, and Z are drive signals for turning on / off the switching elements 3a, 3c, 3e, 3b, 3d, and 3f, respectively. For example, it indicates the level of voltage or the like.
  • Waveforms Iu, Iv, and Iw are respectively U-phase, V-phase, and W-phase current waveforms of the winding of the stator 4b.
  • commutation is sequentially performed in intervals of 120 degrees based on a signal from the position detection unit 5.
  • the signals U, V, and W perform duty control by PWM control.
  • Waveforms Iu, Iv, and Iw which are U-phase, V-phase, and W-phase current waveforms, are sawtooth waveforms as shown in FIG. In this case, commutation is performed at an optimal timing based on the output of the position detector 5. For this reason, the brushless DC motor 4 is driven most efficiently.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining an optimum energization angle of the motor drive device 23 in the present embodiment.
  • FIG. 3 shows the relationship between the energization angle at low speed and the efficiency.
  • line A shows circuit efficiency
  • line B shows motor efficiency
  • line C shows total efficiency (product of circuit efficiency A and motor efficiency B).
  • the motor efficiency B is improved. This is because the effective value of the phase current of the motor decreases (that is, the power factor increases) and the motor efficiency B increases as the copper loss of the motor decreases as the conduction angle increases.
  • the circuit efficiency A decreases. From the relationship between the circuit efficiency A and the motor efficiency B, there is a conduction angle at which the overall efficiency C is the best. In the present embodiment, 130 degrees is the conduction angle at which the overall efficiency C is the best.
  • FIG. 4 is another timing chart of the motor driving device 23 in the present embodiment.
  • FIG. 4 is a timing diagram of drive signals for driving the inverter 3 at high speed.
  • the drive signal is obtained based on the second waveform signal.
  • the second waveform signal is output from the second waveform generation unit 10 based on the output of the frequency setting unit 8.
  • Signals U, V, W, X, Y, Z and waveforms Iu, Iv, Iw in FIG. 4 are the same as those in FIG.
  • Each signal U, V, W, X, Y, and Z is commutated by outputting a predetermined frequency based on the output of the frequency setting unit 8.
  • the conduction angle is 120 degrees or more and less than 180 degrees.
  • FIG. 4 shows a case where the conduction angle is 150 degrees. By increasing the conduction angle, the current waveforms Iu, Iv, and Iw of each phase approximate to a sine wave.
  • the rotational speed is significantly increased compared to the conventional case.
  • the motor is driven as a synchronous motor, and the current increases as the drive frequency increases.
  • the peak current is suppressed by expanding the conduction angle to less than the maximum of 180 degrees. Therefore, even if the brushless DC motor 4 is driven at a higher current, it is operated without overcurrent protection.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between torque and phase when the brushless DC motor 4 is driven synchronously.
  • the horizontal axis represents the motor torque
  • the vertical axis represents the phase difference based on the phase of the induced voltage.
  • the phase is positive, the phase is positive with respect to the phase of the induced voltage.
  • the line D1 indicates the phase of the phase current of the brushless DC motor 4
  • the line E1 indicates the phase of the terminal voltage of the brushless DC motor 4.
  • the phase of the phase current is ahead of the phase of the terminal voltage, it can be seen that the brushless DC motor 4 is driven at high speed by synchronous driving.
  • FIG. 6 shows the relationship between the terminal voltage phase and the phase current phase in this case.
  • FIG. 6 is a vector diagram showing the relationship between the phase of the phase current due to the load and the phase of the terminal voltage on the dq plane.
  • the terminal voltage vector Vt keeps the magnitude almost constant and the phase changes in the advance direction.
  • the terminal voltage vector Vt rotates in the direction of arrow F.
  • the current vector I changes in magnitude as the load increases (for example, the current increases as the load increases) while maintaining a substantially constant phase.
  • the current vector I extends in the direction of arrow G. In this way, the phase relationship between the vectors is determined in an appropriate state in which the voltage vector and the current vector are in accordance with the driving environment (input voltage, load torque, driving speed, etc.).
  • 7A and 7B are diagrams for explaining the phase relationship of the brushless DC motor 4.
  • 7A and 7B show the relationship between the phase of the phase current of the brushless DC motor 4 and the phase of the terminal voltage.
  • the horizontal axis represents time
  • the vertical axis represents the phase based on the phase of the induced voltage (that is, the phase difference from the induced voltage).
  • line D2 indicates the phase of the phase current
  • line E2 indicates the phase of the terminal voltage
  • line H2 indicates the phase difference between the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage.
  • FIG. 7A shows a driving state at a low load
  • FIG. 7B shows a driving state at a high load.
  • the brushless DC motor 4 is driven at a very high speed by synchronous driving.
  • FIG. 7C is a diagram illustrating the waveform of the phase current and the waveform of the terminal voltage of the brushless DC motor 4.
  • line D3 shows the waveform of the phase current
  • line E3 shows the waveform of the terminal voltage.
  • FIG. 7 shows a state where the brushless DC motor 4 is driven at a high speed. That is, it can be seen that the phase of the phase current is ahead of the phase of the terminal voltage.
  • the rotor 4a in synchronous driving when the load is small with respect to the driving speed, the rotor 4a is delayed by an angle corresponding to the load with respect to commutation. That is, when viewed from the rotor 4a, commutation advances and becomes a phase, and a predetermined relationship is maintained. That is, when viewed from the induced voltage, the phase of the terminal voltage and the phase current becomes a leading phase, and a predetermined relationship is maintained. Since this is the same state as the magnetic flux weakening control, high-speed driving is possible.
  • the rotation of the brushless DC motor 4 fluctuates with respect to the commutation performed at a constant period. For this reason, when the phase of the induced voltage is used as a reference, the phase of the terminal voltage varies. In such a driving state, the rotation of the brushless DC motor 4 fluctuates, and a swell sound is generated accordingly. Further, since the current pulsates, it is determined that the current is an overcurrent, and the brushless DC motor 4 may be stopped.
  • the brushless DC motor 4 when the brushless DC motor 4 is synchronously driven in an open loop, the brushless DC motor 4 is stably driven when the load is small, but the above-described disadvantage occurs when the load is large. That is, when the brushless DC motor 4 is synchronously driven in an open loop, it cannot be driven at high speed / high load, and the driving range is not expanded.
  • the motor drive device 23 in the present embodiment drives the brushless DC motor 4 in a state in which the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage are kept in a phase relationship corresponding to the load as shown in FIG. .
  • a method for maintaining the phase relationship between the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage will be described below.
  • the motor driving device 23 detects the reference phase of the terminal voltage (that is, the commutation reference position of the drive signal) and the reference point of the phase of the phase current, and based on this, the commutation timing in the open-loop synchronous drive (with a constant cycle). (Commutation) is corrected to determine the commutation timing while maintaining the phase relationship between the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage.
  • the current phase detection unit 14 detects the current phase based on the current detected by the current detection unit 13.
  • the output timing of the terminal voltage is determined based on this current phase.
  • the current phase has a predetermined phase relationship with the phase of the induced voltage.
  • the second waveform generation unit 10 outputs the generated second waveform signal to the drive unit 12. The operation of the second waveform generator 10 will be described with reference to the flowchart of FIG.
  • step 101 whether or not a certain switching element is turned on, that is, the ON timing of the switching element is waited for.
  • the on-timing of the switching element on the upper side of the U phase that is, the switching element 3a of the inverter 3 is awaited.
  • Step 102 a timer for time measurement is started, and the process proceeds to step 103.
  • step 103 the difference between the time measured in step 102 and the average time so far is calculated, and the process proceeds to step 104.
  • step 104 the commutation timing correction amount is calculated based on the difference calculated in step 103, and the process proceeds to step 105.
  • the correction of the commutation timing is to correct the commutation timing with respect to the basic commutation cycle based on the frequency set by the frequency setting unit 8, that is, the command speed. Therefore, when a large correction amount is added, overcurrent or step-out occurs. Therefore, when calculating the correction amount, the calculation is performed after adding a low-pass filter or the like to suppress rapid fluctuations in the commutation timing. As a result, even when the zero cross of the current is erroneously detected due to the influence of noise or the like, the influence on the correction amount is reduced and the driving stability is further improved.
  • the change in the commutation timing for accelerating / decelerating the brushless DC motor 4 also becomes gentle. For this reason, even when the command speed is greatly changed and the frequency (commutation cycle) by the frequency setting unit 8 is significantly changed, the change in the commutation timing becomes gentle and the acceleration / deceleration becomes smooth.
  • the commutation timing correction is to always bring the phase difference between the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage close to the average time.
  • the rotational speed of the rotor 4a decreases due to an increase in the load
  • the phase of the phase current moves in the delay direction with reference to the phase of the terminal voltage.
  • the time measured in step 102 is longer than the average time from the reference phase of the terminal voltage to the reference phase of the phase current.
  • the second waveform generation unit 10 corrects the commutation timing so that the commutation timing is delayed from the timing of the commutation cycle based on the rotation speed (the number of rotations).
  • the second waveform generation unit 10 delays the commutation timing, delays the phase of the terminal voltage, and sets the phase difference from the phase of the phase current to the average time. Move closer to
  • the second waveform generation unit 10 once corrects the commutation timing so that the commutation timing is earlier than the timing of the commutation cycle based on the rotation speed. That is, since the measurement time is shortened because the phase of the phase current is accelerated, the second waveform generator 10 advances the phase of the terminal voltage by advancing the commutation timing, and calculates the phase difference of the phase of the phase current. Approach the average time.
  • the second waveform generation unit 10 performs correction of the commutation timing as an arbitrary timing (for example, once per rotation of the rotor 4a) at a specific phase (for example, only the switching element on the upper side of the U phase) Phase commutation is performed temporally with a commutation cycle based on the target rotational speed. Thereby, the phase relationship between the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage is optimally maintained according to the load, and the driving speed of the brushless DC motor 4 is maintained.
  • step 105 the average time is updated in consideration of the time measured in step 102, and the process proceeds to step 106.
  • the commutation timing is determined by adding a correction amount to the commutation cycle of the switching element based on the frequency (drive speed) set by the frequency setting unit.
  • the commutation timing is obtained by adding a correction amount to the frequency set by the frequency setting unit 8 so that the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage always have an average phase difference. Determined by reference. Therefore, when the load increases, the phase difference that is the difference between the phase of the phase current and the commutation timing is narrowed.
  • the brushless DC motor 4 is driven on the basis of a state where the phase difference is narrower than before the average time as a reference for correction is reduced and the load is increased. As a result, the brushless DC motor 4 is driven with a larger advance angle, and the output torque is increased and the required output torque is ensured by improving the flux-weakening effect.
  • the brushless DC motor 4 is driven on the basis of a state in which the phase difference is widened as compared with the time before the average time as a reference for correction becomes large and the load becomes small. As a result, the brushless DC motor 4 is driven at a smaller advance angle, and the output torque is reduced due to the reduction of the flux-weakening effect, so that an excessive torque is not output. As described above, a drive that ensures a necessary output and does not generate an extra output is performed.
  • Step 107 the commutation timing correction amount is set to 0, and the process proceeds to Step 106.
  • the timing of the commutation cycle based on the rotation speed is determined as the next commutation timing.
  • the correction timing may be set in consideration of the application of the motor drive device 23, the inertia of the brushless DC motor 4, and the like.
  • the correction may be performed once per rotation of the rotor 4a, corrected twice during one electrical angle cycle, or corrected every time each switching element is turned on.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the rotation speed and the duty of the brushless DC motor 4 in the present embodiment.
  • the rotational speed of the brushless DC motor 4 that is, the rotational speed of the rotor 4 a is 50 r / s or less
  • the brushless DC motor 4 is driven based on the first waveform signal from the first waveform generator 6. Is done.
  • the duty is adjusted to the most efficient value according to the rotational speed by feedback control.
  • the rotation speed is 50 r / s
  • the duty is 100%
  • the drive based on the first waveform generator 6 cannot be rotated any more. That is, the limit is reached.
  • the upper limit frequency setting unit 13 sets 75 r / s, which is 1.5 times the upper limit frequency (upper limit rotation speed), based on the 50 r / s.
  • the frequency limiting unit 9 does not output any further frequency according to the upper limit frequency 75 r / s.
  • the brushless DC motor 4 is driven while the duty is constant and only the frequency (that is, the commutation cycle) is increased between the rotational speeds of 50 r / s and 75 r / s.
  • FIG. 10 is a cross-sectional view showing a vertical cross section of the rotor of the brushless DC motor 4 in the present embodiment with respect to the rotation axis.
  • the rotor 4a is composed of an iron core 4g and four magnets 4c to 4f.
  • the iron core 4g is formed by stacking punched thin steel sheets of about 0.35 to 0.5 mm.
  • the magnets 4c to 4f arc-shaped ferrite permanent magnets are often used, and as shown in the drawing, the magnets 4c to 4f are arranged symmetrically with the arc-shaped concave portion facing outward.
  • rare earth permanent magnets such as neodymium are used as the magnets 4c to 4f, they may be flat.
  • an axis extending from the center of the rotor 4a toward the center of one magnet (for example, 4f) is defined as a d-axis, and one magnet (for example, 4f) is connected to the center of the rotor 4a.
  • the axis that goes to the magnet adjacent to (for example, 4c) is the q axis.
  • the inductance Ld in the d-axis direction and the inductance Lq in the q-axis direction have opposite saliency and are different. That is, this can effectively use torque (reluctance torque) using reverse saliency as well as torque (magnet torque) due to magnetic flux of the magnet. Therefore, torque can be used more effectively as a motor. As a result, a highly efficient motor is obtained as the present embodiment.
  • FIG. 11 is a block diagram of a motor drive device according to Embodiment 2 of the present invention. Note that the same components as those described in Embodiment 1 are described using the same reference numerals.
  • the motor driving device 23 detects the phase of the current of the winding of the stator 4b (for example, zero cross point) by the position detector 5. Specifically, the current phase is detected from the terminal voltage of the inverter 3. Furthermore, the motor drive device 23 includes a waveform correction unit 9 that corrects the second waveform signal generated by the second waveform generation unit. The second waveform signal sent to the operation switching unit 11 is corrected through the waveform correction unit 9. At this time, in order to prevent an abnormality in driving the brushless DC motor 4, protection control is performed. Protection control is performed by the protection unit 16. Moreover, when the protection part 16 needs to perform protection control, the alerting
  • the position detection unit 5 in the present embodiment detects the rotational relative position of the rotor 4a based on the induced voltage generated with the rotation of the brushless DC motor 4.
  • the circuit configuration of the position detection unit 5 is the same as the circuit configuration of the position detection unit 5 in the first embodiment.
  • the position detection unit 5 detects the timing when the winding current becomes zero in the driving based on the second waveform signal via the waveform correction unit 9, that is, the correction waveform signal.
  • the switching element 3a is turned off from a state where a switching element (for example, 3a) of the inverter 3 is turned on and a current is flowing through the winding of the brushless DC motor 4.
  • the current in the winding releases the energy stored in the winding through the diode 3h connected in reverse parallel to the switching element 3b which is the switching element upside down of the phase corresponding to the switching element 3a. Since the diode 3h is turned on and current flows, a spike voltage is generated in the output terminal voltage of the inverter 3. When the current of the diode 3h becomes zero, the spike voltage disappears. Therefore, the timing at which the spike voltage disappears is the timing at which the winding current of the brushless DC motor 4 becomes zero.
  • FIG. 12 is a diagram showing signals for driving the U-phase switching elements 3a and 3b of the inverter 3 and the waveforms of the winding current and the terminal voltage in the present embodiment.
  • a signal S ⁇ b> 1 is a drive signal for the switching element 3 a of the inverter 3
  • a signal S ⁇ b> 2 is a drive signal for the switching element 3 b of the inverter 3. Note that when these drive signals are high, the switching element is turned on.
  • a waveform D4 is a current waveform of the U-phase winding of the stator 4b of the brushless DC motor 4.
  • a waveform E4 is a voltage waveform of the U-phase output terminal of the inverter 3.
  • a waveform L is a waveform obtained by outputting a result detected by the position detection unit 5.
  • Spike waveforms P and Q are spike voltages generated when the switching elements 3a and 3b are turned off. Specifically, the spike waveform P is generated when the diode 3h is turned on when the switching element 3a is turned off. The spike waveform Q is generated when the diode 3g is turned on when the switching element 3b is turned off.
  • the position detection unit 5 compares the voltage at the output terminal of the inverter 3 with a reference voltage (for example, 1/2 of the input voltage of the inverter 3). If the terminal voltage is higher than the reference voltage, the position detection unit 5 outputs a high signal and is low. In this case, a low signal is output. For this reason, as shown in the waveform L of FIG. 12, the output of the output signal of the position detection unit 5 changes according to the spike voltage (spike waveforms P and Q).
  • a reference voltage for example, 1/2 of the input voltage of the inverter 3
  • the position detection unit 5 eliminates the spike voltage.
  • the current phase is detected with the timing as the zero point phase of the winding current.
  • the current voltage state detection unit 15 determines the state of the current flowing through the brushless DC motor 4 and the terminal voltage based on the output signal of the position detection unit 5 and the second waveform signal output from the second waveform generation unit 10. To detect.
  • the state of the current flowing through the brushless DC motor 4 and the terminal voltage is, for example, the phase difference between the phase current and the terminal voltage.
  • the state between the phase current flowing through the brushless DC motor 4 and the terminal voltage is a time difference under a specific condition such as zero crossing.
  • a simple detection method is a method that does not acquire the terminal voltage itself but detects it based on the drive signal output from the drive unit 12 that substantially matches the terminal voltage.
  • the time difference between the current zero crossing and the rising edge of the drive signal is detected as a current voltage state. Therefore, the current voltage state detection unit 15 recognizes the zero cross point of the current by acquiring the timing at which the spike voltage in the output signal of the position detection unit 5 disappears. Specifically, the current-voltage state detection unit 15 acquires the timing at which the output of the position detection signal is inverted when both the upper and lower switching elements of the phase are off.
  • the position detection unit 5 determines whether the voltage at the output terminal of the inverter 3 is higher or lower than a reference value (for example, 1/2 of the input voltage of the inverter 3). For this reason, it is possible to use the same configuration and the same method as the zero cross point detection of the induced voltage of the brushless DC motor 4 described in the first embodiment.
  • a reference value for example, 1/2 of the input voltage of the inverter 3
  • the protection unit 16 sets a time difference between the timing of the current zero cross of the brushless DC motor 4 from the position detection unit 5 detected by the current voltage state detection unit 15 and the timing of the in-phase drive signal rising immediately after the current zero cross for a preset time. Compare with When the time difference is smaller than the set time, the protection unit 16 instructs the frequency setting unit 8 to set a frequency lower than the current frequency in order to reduce the speed command. Furthermore, the protection unit 16 outputs a limit determination signal that notifies that the load of the brushless DC motor 4 is near the limit to the notification unit 17. In addition, when this time difference is larger than the set time, the protection unit 16 does nothing particularly.
  • the notification unit 17 notifies the user when a limit determination signal is input from the protection unit 16. Thus, the user performs system maintenance such as reducing the load.
  • the notification by the notification unit 17 can be performed by display or sound. For example, when the motor drive device 23 is used for driving a compressor of a refrigerator, the user can easily confirm the notification by arranging the notification unit 17 on the door surface of the refrigerator.
  • the reference point of the reference phase of the terminal voltage that is, the commutation reference position of the drive signal
  • the commutation timing (commutation with a fixed period) in the synchronous drive by the open loop is corrected.
  • step 201 the current-voltage state detection unit 15 waits for whether or not a certain switching element is turned on based on the correction waveform signal output from the waveform correction unit 9, that is, the ON timing of the switching element.
  • the on-timing of the switching element on the upper side of the U phase, that is, the switching element 3a of the inverter 3 is waited.
  • the process proceeds to step 202.
  • step 202 the current / voltage state detector 15 starts a timer for measuring time, and proceeds to step 203.
  • the position detector 5 determines whether or not the specific phase spike has been turned off. That is, it is determined whether or not the spike voltage of the specific phase has dropped from the terminal voltage to the voltage drop of the switching element and from there to near 0V.
  • the specific phase is the U phase, and it is determined whether or not the terminal voltage of the U phase has decreased to around 0V. That is, the timing at which the current flowing through the return current diode 3g stops flowing after the switching element 3b of the U-phase lower side, that is, the switching element 3b of the inverter 3, is turned off is the timing at which the specific phase spikes off.
  • This timing determination is based on determining the timing at which the direction of current flow switches from negative to positive, that is, the current zero-cross timing.
  • step 204 the current / voltage state detector 15 stops the timer started in step 202, stores the timer count value, and proceeds to step 205. That is, the time from when the switching element 3a is turned on to when the spike voltage generated while the current flows through the return current diode 3g is measured, and the process proceeds to step 205.
  • step 205 the current-voltage state detection unit 15 calculates the difference between the time measured in step 204 and the average time so far, and proceeds to step 206.
  • step 206 the commutation timing correction amount is calculated based on the difference calculated in step 205, and the process proceeds to step 207.
  • the correction of the commutation timing is to correct the commutation timing with respect to the basic commutation cycle based on the frequency set by the frequency setting unit 8, that is, the command speed. Therefore, when a large correction amount is added, overcurrent or step-out occurs. Therefore, when calculating the correction amount, the calculation is performed after adding a low-pass filter or the like to suppress rapid fluctuations in the commutation timing. As a result, even when the zero cross of the current is erroneously detected due to the influence of noise or the like, the influence on the correction amount is reduced and the driving stability is further improved.
  • the change in the commutation timing for accelerating / decelerating the brushless DC motor 4 also becomes gentle. For this reason, even when the command speed is greatly changed and the frequency (commutation cycle) by the frequency setting unit 8 is significantly changed, the change in the commutation timing becomes gentle and the acceleration / deceleration becomes smooth.
  • the commutation timing correction is to always bring the phase difference between the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage close to the average time. For example, when the rotational speed of the rotor 4a decreases due to an increase in the load, the phase of the phase current moves in the delay direction with reference to the phase of the terminal voltage. For this reason, the time measured in step 204 is longer than the average time from the reference phase of the terminal voltage to the reference phase of the phase current. In this case, the waveform correction unit 9 corrects the commutation timing so that the commutation timing is delayed from the timing of the commutation cycle based on the rotation speed (the number of rotations).
  • the waveform correction unit 9 delays the commutation timing to delay the phase of the terminal voltage, and the phase difference from the phase of the phase current is the target state. Approach the average time.
  • the waveform correction unit 9 once corrects the commutation timing so that the commutation timing is earlier than the timing of the commutation cycle based on the number of rotations.
  • the current voltage state detection unit 15 advances the phase of the terminal voltage by advancing the commutation timing, and calculates the phase difference of the phase of the phase current. It approaches the average time that is the target state.
  • the waveform correction unit 9 performs correction of commutation timing as an arbitrary timing (for example, once per rotation of the rotor 4a) of a specific phase (for example, only the switching element on the upper side of the U phase).
  • the commutation is performed temporally with a commutation cycle based on the target rotational speed. Thereby, the phase relationship between the phase of the phase current and the phase of the terminal voltage is optimally maintained according to the load, and the driving speed of the brushless DC motor 4 is maintained.
  • step 207 the average time is updated in consideration of the time measured in step 204, and the process proceeds to step 208.
  • the commutation timing is determined by adding a correction amount to the commutation cycle of the switching element based on the frequency (drive speed) set by the frequency setting unit.
  • the brushless DC motor 4 is driven on the basis of a state where the phase difference is narrower than before the average time as a reference for correction is reduced and the load is increased. As a result, the brushless DC motor 4 is driven with a larger advance angle, and the output torque is increased and the required output torque is ensured by improving the flux-weakening effect.
  • the brushless DC motor 4 is driven on the basis of a state in which the phase difference is widened as compared with the time before the average time as a reference for correction becomes large and the load becomes small. As a result, the brushless DC motor 4 is driven at a smaller advance angle, and the output torque is reduced due to the reduction of the flux-weakening effect, so that an excessive torque is not output. As described above, a drive that ensures a necessary output and does not generate an extra output is performed.
  • step 209 it is determined whether a certain switching element is turned on, that is, whether commutation has been performed.
  • a certain switching element is one in which the on / off state of the switching element changes at the timing when a section in which a spike can occur is completed.
  • the switching element is the switching element 3a on the upper side of the U phase. If the switching element 3a is not turned on (No at step 209), the process returns to step 203 again. If the switching element 3a is turned on (Yes in step 209), it means that no spike has occurred, and the process proceeds to step 210.
  • step 210 the commutation timing correction amount is set to 0, and the process proceeds to step 208.
  • the timing of the commutation cycle based on the rotational speed is determined as the next commutation timing.
  • the state where no spike occurs is a state where the phase of the phase current is sufficiently advanced with respect to the phase of the terminal voltage. That is, since the load is small and the necessary torque is sufficiently secured, the brushless DC motor 4 is stably driven without correction.
  • step 211 the commutation timing correction amount is set to 0, and the process proceeds to step 208.
  • the timing of the commutation cycle based on the rotation speed is determined as the next commutation timing.
  • the correction timing may be set in consideration of the application of the motor drive device 23, the inertia of the brushless DC motor 4, and the like.
  • the correction may be performed once per rotation of the rotor 4a, corrected twice during one electrical angle cycle, or corrected every time each switching element is turned on.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a waveform of a U-phase terminal voltage during synchronous driving in the present embodiment.
  • the waveform of FIG. 14 will be described.
  • T0 U-phase lower switching element 3b is turned off.
  • the current flowing through the U phase flows in the negative direction, the current flows through the return diode 3g. That is, as indicated by T0 to T1, the terminal voltage is a voltage on the P side of the voltage between PNs that is the input of the inverter 3.
  • the terminal voltage becomes 0V, and the terminal voltage becomes 0V between T1 and T2.
  • the switching element 3a on the upper side of the U phase is turned on, the terminal voltage becomes the voltage on the P side again.
  • T3 to T5 the waveform of the U-phase terminal voltage is changed by the same operation as T0 to T2.
  • the waveform of the U-phase terminal voltage shown in T0 to T2 indicates that the brushless DC motor 4 is driven at high speed and the load is light. That is, this is a case where the torque of the brushless DC motor 4 has a margin.
  • the waveform of the U-phase terminal voltage indicated by T3 to T5 indicates that the brushless DC motor 4 is driven at high speed and the load is heavy. That is, this is a case where there is no margin in the torque of the brushless DC motor 4.
  • the protection unit 16 generates a downward edge in the terminal voltage next after the lower switching element (for example, the switching element 3b) of the specific phase at the timing indicated by T1 or T4 is turned off from the current voltage state detection unit 15. Takes the timing time as input. Thereafter, the time until the upper switching element (for example, the switching element 3a) of the specific phase is turned on in the correction waveform signal output from the waveform correction unit 9 is calculated based on the commutation cycle.
  • the current / voltage state detector 15 measures the times T0 to T1 and T3 to T4, and calculates the times T1 to T2 and T4 to T5 based on the commutation period. As shown in FIG.
  • the time measured by the protection unit 16 is shortened. That is, the length of time measured by the protection unit 16 indicates the magnitude of the load. Specifically, when the time is shorter than the predetermined time, it can be determined that the load is close enough to cause the brushless DC motor 4 to step out, so protection control is performed.
  • this predetermined time is the time according to the limit torque in each speed of the brushless DC motor 4, for example.
  • the predetermined time is a time according to the assumed maximum load.
  • the predetermined time is not based on the rotation speed, and may be calculated theoretically.
  • the protection control performed by the protection unit 16 is, for example, to reduce the speed until a phase difference between the phase current of the brushless DC motor 4 and the terminal voltage is ensured. Thereby, the load of the brushless DC motor 4 is reduced. That is, the brushless DC motor 4 is driven at the maximum driveable capacity without being stepped out.
  • the protection control performed by the protection unit 16 is to temporarily stop driving the brushless DC motor 4 and wait for the load to be reduced before starting again. Thereby, demagnetization of the brushless DC motor 4 due to overcurrent and destruction of the switching element of the inverter 3 are prevented.
  • the notification unit 17 receives from the protection unit 16 a limit determination signal that notifies that the load of the brushless DC motor 4 is near the limit. Upon receiving the limit determination signal, the notification unit 17 notifies the user that protection control has been performed. By this notification, the user removes the cause of the load. For example, in a refrigerator, this notification is performed when food with a high temperature is put in the cabinet. The user once takes this food out of the cabinet, cools it, and puts it in the cabinet.
  • the frequency setting unit 8 keeps the duty as it is, Lower the set frequency. Thereafter, when position detection by the position detection unit 5 becomes possible, the operation switching unit 11 switches the output to the drive unit 12 from the second waveform signal to the first waveform signal. That is, the brushless DC motor 4 is switched from driving based on the second waveform signal to driving based on the first waveform signal based on the position information of the position detector 5. Thereby, the brushless DC motor 4 is driven with high efficiency by position detection feedback control.
  • FIG. 15 is a block diagram of an electric device using the motor drive device according to the third embodiment of the present invention.
  • the same components as those in FIGS. 1 and 14 will be described using the same reference numerals.
  • the brushless DC motor 4 is connected to the compression element 18 to form a compressor 19.
  • the compressor 19 is used in a refrigeration cycle. That is, the high-temperature and high-pressure refrigerant discharged from the compressor 19 is sent to the condenser 20 to be liquefied, reduced in pressure by the capillary 21, evaporated by the evaporator 22, and returned to the compressor 19 again. Further, in the present embodiment, a case where a refrigeration cycle using the motor drive device 23 is used in the refrigerator 24 as an electric device will be described.
  • the evaporator 22 cools the interior 25 of the refrigerator 24.
  • the brushless DC motor 4 drives the compression element 18 of the compressor 19 of the refrigeration cycle.
  • the compressor 19 is of a reciprocating type (reciprocating type)
  • a metal crankshaft and a piston having a large mass are connected to the brushless DC motor 4 due to its configuration, resulting in a load with a very large inertia.
  • speed fluctuations in a short time are very small regardless of the refrigeration cycle process (suction process, compression process, etc.) of the compressor 19. Therefore, even if the commutation timing is determined based on the phase of the current of only one arbitrary phase, the speed fluctuation does not increase and stable driving performance can be obtained.
  • the control of the compressor 19 does not require high-precision rotation speed control, acceleration / deceleration control, etc.
  • the motor drive device 23 of the present invention is one of the very effective applications for driving the compressor 19. .
  • the drive range can be expanded as compared with the case where the compressor is driven by a conventional motor drive device. Therefore, the refrigeration capacity of the refrigeration cycle can be increased by driving at higher speed. As a result, even the same cooling system as before can be applied to a system that requires higher refrigeration capacity. Therefore, a refrigeration cycle requiring high refrigeration capacity can be reduced in size and can be provided at low cost.
  • a refrigeration cycle using a conventional motor driving device it is possible to use a compressor having a refrigeration capacity that is one rank smaller (for example, a smaller compressor cylinder volume), and further, the cooling cycle can be reduced in size and cost. realizable.
  • the compressor 19 is used to cool the interior 25 of the refrigerator 24.
  • the refrigerator 24 is used in such a way that the door is frequently opened and closed during a limited time such as a housework time zone in the morning and evening or in the summer.
  • the frequency of opening and closing the doors is low, and the cooling state of the interior 25 is stable.
  • the brushless DC motor 4 is driven in a low load state. Therefore, in order to reduce the power consumption of the refrigerator, it is effective to improve the driving efficiency of the brushless DC motor 4 at low speed / low load.
  • the number of windings of the stator 4b may be increased.
  • the brushless DC motor 4 cannot cope with driving at high speed / high load.
  • the number of windings of the stator 4b may be reduced, but the power consumption increases. Since the driving range of the brushless DC motor 4 at high speed / high load can be greatly expanded, the brushless DC motor 4 having high driving efficiency at low speed / low load and low power consumption can be used. be able to. Thereby, the drive efficiency of the brushless DC motor 4 in the low load state that occupies most of the day in the refrigerator 24 is improved, and as a result, the power consumption of the refrigerator 24 is reduced.
  • the design of the motor winding of the brushless DC motor 4 used in the refrigerator 24 of the present embodiment will be described.
  • the first waveform generator 6 supplies the current from 120 degrees to 150 degrees. Design so that the duty is 100%. According to this, the iron loss of the brushless DC motor 4 and the switching loss of the inverter 3 can be reduced. By doing so, it is possible to obtain the maximum efficiency in both motor efficiency and circuit efficiency. As a result, power consumption as the refrigerator 24 can be minimized.
  • extending the driving range at high speed / high load improves the refrigeration capacity of the refrigeration cycle, and the time required to store the food and the food in a shorter time than a refrigerator with a refrigeration cycle using a conventional motor drive device. Cooled by. For example, when the door of the refrigerator 24 is frequently opened or closed, after the defrosting operation or immediately after installation, the chamber 25 is in a high load state where the temperature is high, or hot food is put into the chamber to This is effective in quick freezing operation performed when it is desired to rapidly cool or freeze. Furthermore, since the refrigerating capacity of the refrigerating cycle is improved, a small refrigerating cycle can be used for the refrigerator 24 having a large capacity. Furthermore, since the refrigeration cycle is small, the internal volume efficiency (the volume of the food storage unit relative to the volume of the entire refrigerator) is also improved. By these, the cost reduction of the refrigerator 24 is also realizable.
  • a brushless DC motor that secures a necessary torque by reducing the number of windings in order to support high-speed / high-load driving.
  • Such a brushless DC motor has a large motor noise.
  • the motor drive device 23 of the present embodiment even if the brushless DC motor 4 in which the winding amount of the winding is increased and the torque is reduced is used, it can be driven at high speed / high load. As a result, the duty when the rotational speed is low can be made larger than when the conventional motor driving device is used. Therefore, motor noise, particularly carrier sound (corresponding to a frequency in PWM control, for example, 3 kHz) can be reduced.
  • the brushless DC motor 4 drives the compressor 19 of the refrigerator 24 as an electric device.
  • a compressor of an air conditioner (not shown) is driven as another electrical device, high efficiency driving at low speed and driving at high speed / high load can be performed. In this case, it is possible to deal with a wide driving range from the lowest load during cooling to the maximum load during heating, and it is possible to reduce power consumption particularly at a low load below the rating.
  • the configuration of the motor drive device 23 has been described using the configuration described in the second embodiment shown in FIG. 11, but the configuration described in the first embodiment shown in FIG. Can also be used.
  • the present invention is a motor drive device for driving a brushless DC motor including a rotor and a stator having a three-phase winding. Furthermore, the present invention includes an inverter that supplies power to the three-phase winding, and a first waveform generator that outputs a first waveform signal having a waveform with a conduction angle of 120 degrees to 150 degrees. Furthermore, the present invention includes a current phase detection unit that detects the phase of the current flowing through the brushless DC motor, and a frequency setting unit that is set by changing only the frequency with a constant duty.
  • the present invention is a waveform having a predetermined phase relationship with the phase of the current flowing through the brushless DC motor, having a frequency set by the frequency setting unit, and having a conduction angle of 120 degrees or more and less than 180 degrees.
  • the present invention outputs the first waveform signal when it is determined that the rotor speed is lower than the predetermined speed, and outputs the second waveform signal when it is determined that the rotor speed is higher than the predetermined speed.
  • the operation switching unit is switched as described above.
  • the present invention provides a drive unit that outputs to the inverter a drive signal that indicates the supply timing of the power that the inverter supplies to the three-phase winding based on the first or second waveform signal output from the operation switching unit. Have.
  • the present invention maintains the predetermined phase relationship between the phase of the current of the brushless DC motor and the phase of the terminal voltage by temporarily correcting the supply timing of the power supplied to the three-phase winding, that is, the commutation timing. To do. Thereby, the phase relationship between the current phase and the voltage phase of the brushless DC motor is stabilized in an appropriate state according to the load state, and the phase relationship is maintained. For this reason, driving at high speed / high load is stabilized, and the load range that can be driven is expanded.
  • the switching of the winding of the electric power supplied to the three-phase winding, that is, the commutation is performed at a predetermined timing based on the phase of the current of the brushless DC motor.
  • the present invention further includes a position detection unit that detects the rotational position of the rotor, and the first waveform generation unit is generated based on position information from the position detection unit, and the conduction angle is 120 degrees or more and 150 degrees.
  • a first waveform signal having the following waveform is output. Thereby, highly efficient driving can be performed.
  • the present invention is a motor driving device that drives a brushless DC motor including a rotor and a stator having a three-phase winding. Furthermore, the present invention includes an inverter that supplies power to the three-phase winding, and a position detection unit that detects the rotational position of the rotor. Furthermore, the present invention includes a first waveform generation unit that outputs a first waveform signal having a waveform with a conduction angle of 120 degrees or more and 150 degrees or less based on the output of the position detection unit.
  • the present invention provides a frequency setting unit that is set by changing only the frequency with a constant duty, and a second waveform that is a waveform of a frequency that is set to 120 degrees or more and less than 180 degrees and that is set by the frequency setting unit.
  • a second waveform generating section for outputting the waveform signal.
  • the present invention provides a current voltage state detection unit that detects a current phase and a state of the second waveform signal output from the second waveform generation unit, and a state detected by the current voltage state detection unit as a target state. It has a waveform correction unit that outputs a corrected waveform signal obtained by correcting the second waveform signal so as to match.
  • the present invention outputs a first waveform signal when it is determined that the rotor speed is lower than the predetermined speed, and outputs a correction waveform signal when it is determined that the rotor speed is higher than the predetermined speed.
  • An operation switching unit for switching is provided.
  • the present invention provides a drive unit that outputs, to the inverter, a drive signal that indicates the supply timing of power that the inverter supplies to the three-phase winding based on the first waveform signal or the correction waveform signal output from the operation switching unit.
  • the present invention includes a protection unit that performs protection control according to the state detected by the current-voltage detection state.
  • the phase of the phase current and the terminal voltage of the brushless DC motor are maintained in an appropriate phase relationship with respect to the phase of the induced voltage depending on the driving speed, load state, input voltage state, and the like. As a result, even when the brushless DC motor is near the limit load, the brushless DC motor is stably driven.
  • the state detected by the current voltage state detection unit is a time difference between the current phase and the second waveform signal or a time ratio per cycle
  • the protection unit has a threshold
  • the current voltage state detection unit Protection control is performed so that the state detected by is greater than the threshold.
  • the position detection unit detects the position based on the voltage induced by the brushless DC motor, and detects the timing when the terminal voltage of the brushless DC motor generated when the return current flows through the inverter is turned off. By detecting the current phase as 0, both the position and the current phase are detected. Thereby, since it is not necessary to newly provide a current phase detection part, it becomes a low-cost and simple structure.
  • the protection control operation performed by the protection unit is an operation for reducing the drive speed of the brushless DC motor.
  • the load is reduced before an overcurrent or a step-out occurs, and driving can be performed with the maximum driveable capacity.
  • the protection control operation performed by the protection unit is an operation of stopping the brushless DC motor and starting driving again after a predetermined time.
  • the present invention further includes a notifying unit for notifying that the protection control operation of the brushless DC motor has been performed by the protecting unit. Thereby, the user can know the state of overload, and the load state can be changed.
  • the rotor speed is determined to be higher than the predetermined speed, and the position detector detects the rotor If the position is detectable, it is determined that the rotor speed is lower than a predetermined speed.
  • the rotor of the brushless DC motor is configured by embedding a permanent magnet in the iron core, and further has saliency.
  • the reluctance torque due to the saliency is effectively utilized together with the magnet torque.
  • the brushless DC motor drives the compressor.
  • the compressor is driven with high efficiency, and noise is reduced.
  • the present invention is an electric device using the motor driving device having the above configuration. Therefore, when it uses for cooling equipments, such as a refrigerator and an air conditioner, as an electric equipment, it becomes possible to improve cooling performance by the drive efficiency improvement.
  • cooling equipments such as a refrigerator and an air conditioner
  • the motor driving device of the present invention has extended the driving range of the brushless DC motor and improved the stability in driving at high speed / high load. Therefore, it can be used for various applications using brushless DC motors such as washing machines, vacuum cleaners, and pumps in addition to electric devices using compressors such as vending machines, showcases, and heat pump water heaters.

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Abstract

回転子（４ａ）の速度を、所定速度より低いと判定した場合は、第１波形発生部（６）による第１の波形信号を出力し、回転子（４ａ）の速度を、所定速度より高いと判定した場合は、第２波形発生部（１０）による第２の波形信号を出力するように切り換える運転切換部（１１）から出力された第１もしくは第２の波形信号に基づき、ブラシレスＤＣモータ（４）を駆動する。これにより、高速／高負荷であっても駆動が安定し、駆動範囲が拡張されたモータ駆動装置を提供する。

Description

モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器
　本発明は、ブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置、およびこれを用いた電気機器に関する。
　従来のモータ駆動装置は、例えば特許文献１に開示されたように、電流値または駆動速度に応じて、速度フィードバック駆動、もしくは速度オープンループ駆動のいずれかに切り換えてモータを駆動する。図１６は特許文献１に記載された従来のモータ駆動装置を示す。
　図１６において、直流電源２０１はインバータ２０２に直流電力を入力する。インバータ２０２は、６個のスイッチング素子を３相ブリッジ接続することにより構成される。インバータ２０２は、入力された直流電力を所定の周波数の交流電力に変換し、ブラシレスＤＣモータ２０３に入力する。
　位置検出部２０４は、インバータ２０２の出力端子の電圧に基づき、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転により発生する誘起電圧の情報を取得する。この情報を基に位置検出部２０４は、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転子２０３ａの相対位置を検出する。制御回路２０５は、位置検出部２０４から出力された信号を入力として、インバータ２０２のスイッチング素子の制御信号を発生する。
　位置演算部２０６は、位置検出部２０４の信号に基づき、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転子２０３ａの磁極位置の情報を演算する。自制駆動部２０７および他制駆動部２１０はともに、ブラシレスＤＣモータ２０３の３相巻線に流す電流を切り換えるタイミングを示す信号を出力する。これらタイミング信号は、ブラシレスＤＣモータ２０３を駆動するための信号となる。自制駆動部２０７が出力するこれらタイミング信号は、ブラシレスＤＣモータ２０３をフィードバック制御により駆動するものであり、位置演算部２０６から得た回転子２０３ａの磁極位置および速度指令部２１３に基づいて得られる信号である。一方、他制駆動部２１０が出力するこれらタイミング信号は、ブラシレスＤＣモータ２０３をオープンループ制御により駆動するものであり、速度指令部２１３に基づいて得られる信号である。選択部２１１は、自制駆動部２０７から入力された信号、もしくは、他制駆動部２１０から入力されたこれらタイミング信号のいずれかを選択して出力する。つまり選択部２１１は、ブラシレスＤＣモータ２０３を自制駆動部２０７によって駆動するか、他制駆動部２１０によって駆動するかを選択する。駆動制御部２１２は、選択部２１１から出力された信号に基づき、インバータ２０２のスイッチング素子の制御信号を出力する。
　上記従来のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータ２０３を高速で駆動する場合または高負荷で駆動する場合に、フィードバック制御による自制駆動から、オープンループ制御による他制駆動に切換える。これにより、ブラシレスＤＣモータ２０３の駆動範囲が、低速での駆動から高速での駆動まで、または低負荷での駆動から高負荷での駆動まで拡張される。
　しかしながら上記従来の構成は、高速または高負荷（以下、高速／高負荷と記す）での駆動の場合に、ブラシレスＤＣモータ２０３をオープンループ制御により駆動する。このため、負荷が小さい場合は、安定した駆動性能を得ることができるが、負荷が大きい場合は、駆動状態が不安になるという課題を有している。
特開２００３－２１９６８１号公報
　本発明は、上記従来の課題を解決するもので、ブラシレスＤＣモータを高速／高負荷で駆動する場合であっても、安定した駆動性能を得ることにより、駆動範囲を拡張する。これにより、外的要因による不安定な状態を抑制し、信頼性の高いモータ駆動装置を提供する。
　本発明のモータ駆動装置は、回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置である。さらに本発明は、３相巻線に電力を供給するインバータと、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部を有する。さらに本発明は、ブラシレスＤＣモータに流れる電流の位相を検出する電流位相検出部と、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部を有する。さらに本発明は、ブラシレスＤＣモータに流れる電流の位相と所定の位相関係を有し、かつ、周波数設定部で設定した周波数を有し、かつ、通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部を有する。さらに本発明は、回転子の速度を所定速度より低いと判定した場合は第１の波形信号を出力し、回転子の速度を所定速度より高いと判定した場合は第２の波形信号を出力するように切り換える運転切換部を有する。さらに本発明は、運転切換部から出力された第１もしくは第２の波形信号に基づき、インバータが３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、インバータに出力するドライブ部を有する。
　かかる構成によれば、ブラシレスＤＣモータは、速度が低い場合には、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号に基づく駆動が行われる。一方、ブラシレスＤＣモータは、速度が高い場合には、電流の位相と所定の位相関係および周波数に応じた、通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号に基づく駆動が行われる。
　従って本発明のモータ駆動装置は、高速／高負荷での駆動であっても、駆動が安定し、駆動範囲が拡張される。これにより、外的要因による不安定な状態を抑制した、信頼性の高いモータ駆動装置を提供することができる。
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図である。 図２は、同実施の形態におけるモータ駆動装置のタイミング図である。 図３は、同実施の形態におけるモータ駆動装置の最適な通電角を説明する図である。 図４は、同実施の形態におけるモータ駆動装置の他のタイミング図である。 図５は、同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの同期駆動時のトルクと位相との関係を示す図である。 図６は、同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの相電流と端子電圧の位相関係を説明する図である。 図７Ａは、同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの位相関係を説明する図である。 図７Ｂは、同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの他の位相関係を説明する図である。 図７Ｃは、同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの波形を示す図である。 図８は、同実施の形態におけるモータ駆動装置の第２波形発生部の動作を示すフローチャートである。 図９は、同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの回転数とデューティとの関係を示す図である。 図１０は、同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの要部断面図である。 図１１は、本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置のブロック図である。 図１２は、同実施の形態におけるモータ駆動装置の波形を示す図である。 図１３は、同実施の形態におけるモータ駆動装置の動作を示すフローチャートである。 図１４は、同実施の形態におけるモータ駆動装置のＵ相の端子電圧波形を示す図である。 図１５は、本発明の実施の形態３のモータ駆動装置を用いた電気機器のブロック図である。 図１６は、従来のモータ駆動装置のブロック図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
　（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図である。図１において、交流電源１は一般的な商用電源で、日本においては実効値１００Ｖの５０または６０Ｈｚの電源である。モータ駆動装置２３は、交流電源１に接続され、ブラシレスＤＣモータ４を駆動する。以下、モータ駆動装置２３について説明する。
　整流平滑回路２は、交流電源１を入力として交流電力を直流電力に整流平滑するものであり、ブリッジ接続された４個の整流ダイオード２ａ～２ｄと、平滑コンデンサ２ｅ、２ｆから構成される。本実施の形態においては、整流平滑回路２は倍電圧整流回路により構成されているが、整流平滑回路２は全波整流回路により構成されても良い。さらに、本実施の形態においては、交流電源１は単相交流電源であるが、交流電源１が３相交流電源である場合は、整流平滑回路２は３相整流平滑回路によって構成されると良い。
　インバータ３は、整流平滑回路２からの直流電力を交流電力に変換する。インバータ３は、６個のスイッチング素子３ａ～３ｆを３相ブリッジ接続して構成される。また、還流電流用ダイオード３ｇ～３ｌは、各スイッチング素子３ａ～３ｆに、逆方向に接続される。
　ブラシレスＤＣモータ４は、永久磁石を有する回転子４ａと、３相巻線を有する固定子４ｂとから構成される。ブラシレスＤＣモータ４は、インバータ３により作られた３相交流電流が固定子４ｂの３相巻線に流れることにより、回転子４ａを回転させる。
　位置検出部５は、ブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの磁極相対位置を検出する。本実施の形態では、位置検出部５は、固定子４ｂの３相巻線に発生する誘起電圧に基づいて、回転子４ａの相対的な回転位置を検出する。具体的には、３相巻線のうち、ある巻線に接続された上下のスイッチング素子（例えばスイッチング素子３ａ、３ｂ）がオフの場合に、回転子４ａの回転により固定子４ｂの巻線に発生する誘起電圧のゼロクロス位置を取得する。例えば、当該巻線に対応する相のインバータ３の出力端子の電圧と、インバータ３の入力電圧、すなわち整流平滑回路２の出力電圧の１／２とを比較して、大小関係が反転するポイントをゼロクロス位置として取得する。なお、別な位置検出方法としては、ブラシレスＤＣモータ４の電流の検出結果に対してベクトル演算を行い、磁極位置を推定する方法が挙げられる。
　第１波形発生部６は、インバータ３のスイッチング素子３ａ～３ｆを駆動するための第１の波形信号を生成する。第１の波形信号は、通電角が１２０度以上１５０度以下の矩形波の信号である。３相巻線を有するブラシレスＤＣモータ４を滑らかに駆動させるためには、通電角は１２０度以上が必要である。一方、位置検出部５が、誘起電圧に基づいて位置を検出するためには、スイッチング素子のオンとオフとの間隔として３０度以上の間隔が必要である。このため、通電角は、１８０度から３０度を減じた１５０度を上限とする。なお、第１の波形信号は、矩形波に準じる波形であれば良い。例えば、波形の立ち上り／立ち下りに傾斜を持たせた台形波であっても良い。
　第１波形発生部６は、位置検出部５により検出された回転子４ａの位置情報を基に、第１の波形信号を生成すると良い。第１波形発生部６はさらに、回転数を一定に保つために、パルス幅変調（ＰＷＭ）デューティ制御を行っている。これにより、回転位置に基づいた最適なデューティで、効率良く、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。
　速度検出部７は、位置検出部５が検出した位置情報に基づき、ブラシレスＤＣモータ４の速度（すなわち回転速度）を検出する。例えば、一定周期で発生する位置検出部５からの信号を計測することにより、簡単に検出することができる。周波数設定部８は、デューティは一定で、周波数のみを変化させて周波数を設定する。
　第２波形発生部は、周波数設定部８からの周波数を基にインバータ３のスイッチング素子３ａ～３ｆを駆動するための第２の波形信号を生成する。第２の波形信号は、通電角が１２０度以上１８０度未満の矩形波の信号である。第１波形発生部６と同様に、ブラシレスＤＣモータ４は３相巻線を有するため、通電角は１２０度以上が必要である。一方、第２波形発生部１０ではスイッチング素子のオンとオフとの間隔は必要ないため、上限を１８０度未満とする。位置検出部５がゼロクロスを検出することを考慮し、適宜オフ時間が設けられる。例えば、ゼロクロスを検出してから、通電角５度分のオフ時間を設けると良い。なお、第２の波形信号は、矩形波に準じる波形であれば良い。また、正弦波や歪み波であっても良い。なお、本実施の形態では、デューティは最大もしくは最大に近い状態（９０～１００％の一定のデューティ）である。
　運転切換部１１は、回転子４ａの回転速度が所定速度に対して低速か高速かを判定し、ドライブ部１２に入力する波形信号を、第１の波形信号か第２の波形信号かに切り換える。具体的には、速度が低い場合は第１の波形信号を選択し、速度が高い場合は第２の波形信号を選択して出力する。
　ここで、回転速度が低いか高いかの判定は、速度検出部７で検出した実際の速度に基づいて行うことができる。他にも、速度が低いか高いかの判定は、設定回転数やデューティに基づいて行うこともできる。例えば、デューティが最大（一般的には１００％）の場合は速度が最高となるため、運転切換部１１は、波形信号を第２の波形信号に切り換える。
　また、第２の波形信号に基づく駆動において、第１の波形信号のデューティが所定の基準値を超えた場合に、運転切換部１１は、回転速度が高いとして、ドライブ部１２への出力を、第１の波形信号から第２の波形信号に切り換える。一方、第２の波形信号に基づく駆動において、目標回転数が低下した場合は、周波数設定部８は、デューティはそのままで、設定周波数を下げていく。その後、位置検出部５による位置検出が可能となると、運転切換部１１は、ドライブ部１２への出力を、第２の波形信号から、第１波形信号に切り換える。つまり、ブラシレスＤＣモータ４は、第２の波形信号に基づく駆動から、位置検出部５の位置情報を基にした第１の波形信号に基づく駆動へと切り換えられる。これにより、第１の波形信号による駆動と、第２の波形信号による駆動との間の移行が、スムーズに行われる。従って、第２の波形信号による駆動から、第１の波形信号による駆動、すなわち位置検出フィードバック制御による高効率な駆動に移行することができる。
　ドライブ部１２は、運転切換部１１から出力された波形信号に基づき、インバータ３がブラシレスＤＣモータ４の３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を出力する。具体的にはドライブ信号は、インバータ３のスイッチング素子３ａ～３ｆをオンまたはオフ（以下、オン／オフと記す）する。これにより、固定子４ｂに最適な交流電力が印加され、回転子４ａが回転し、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。
　電流検出部１３は、ブラシレスＤＣモータ４に流れる電流の瞬時値を検出する。電流位相検出部１４は、ブラシレスＤＣモータ４の電流の位相を検出する。本実施の形態においては、電流位相検出部１４は、電流検出部１３からの出力をコンパレータ（図示せず）に入力し、ゼロクロスタイミングを検出することにより、電流位相を検出する。なお、電流検出部１３は電流センサ（図示せず）により構成される。電流センサは、直流電流センサ、交流電流センサ、抵抗値が非常に小さい固定抵抗器等の電流検出器を用いることができる。
　また、電流位相を検出する別の方法としては、電流検出部１３で検出した電流を、所定のサンプリング周期（例えばキャリア周期）でアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換を行う方法がある。つまり、電流位相検出部は、Ａ／Ｄ変換の結果から、最大値、最小値、電流ゼロポイント等に基づいて、電流位相を検出するが可能である。
　以上のように構成されたモータ駆動装置２３について、その動作を説明する。まず、ブラシレスＤＣモータ４の速度が低い場合（低速時）の動作について説明する。図２は、本実施の形態におけるモータ駆動装置２３のタイミング図である。図２は、低速時でのインバータ３を駆動させる信号のタイミング図である。インバータ３を駆動させる信号とは、インバータ３のスイッチング素子３ａ～３ｆをオン／オフするために、ドライブ部１２から出力されるドライブ信号である。この場合、このドライブ信号は、第１の波形信号に基づいて得られる。例えば、第１の波形信号は、位置検出部５の出力に基づき、第１波形発生部６から出力される。
　図２において、信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚはそれぞれ、スイッチング素子３ａ、３ｃ、３ｅ、３ｂ、３ｄ、３ｆをオン／オフするためのドライブ信号である。例えば、電圧等のレベルを示す。波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗはそれぞれ、固定子４ｂの巻線のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の波形である。ここで、低速時の駆動では、位置検出部５の信号に基づいて、１２０度ごとの区間で順次転流を行う。信号Ｕ、Ｖ、Ｗは、ＰＷＭ制御によるデューティ制御を行っている。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の波形である波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、図２に示す様に、のこぎり波の波形となる。この場合は、位置検出部５の出力に基づいて、最適なタイミングで転流が行なわれている。このため、ブラシレスＤＣモータ４は最も効率良く駆動される。
　次に、最適な通電角について、図３を用いて説明する。図３は、本実施の形態におけるモータ駆動装置２３の、最適な通電角を説明する図である。特に図３は、低速時の通電角と効率との関係を示す。図３において、線Ａは回路効率、線Ｂはモータ効率、線Ｃは総合効率（回路効率Ａとモータ効率Ｂとの積）を示す。図３に示すように、通電角を１２０度より大きくすると、モータ効率Ｂは向上する。これは、通電角が広がることにより、モータの相電流の実効値が下がり（すなわち力率が上がり）、モータの銅損減少に伴いモータ効率Ｂが上がるためである。しかしながら、通電角を１２０度より大きくすると、スイッチング回数が増加し、スイッチングロスが増加する場合がある。このような場合は、回路効率Ａは低下する。この回路効率Ａとモータ効率Ｂとの関係から、総合効率Ｃが最も良くなる通電角が存在する。本実施の形態では、１３０度が、総合効率Ｃが最も良くなる通電角である。
　次に、ブラシレスＤＣモータ４の速度が高い場合（高速時）の動作について説明する。図４は本実施の形態におけるモータ駆動装置２３の他のタイミング図である。図４は、高速時でのインバータ３を駆動させるドライブ信号のタイミング図である。この場合、このドライブ信号は、第２の波形信号に基づいて得られる。第２の波形信号は、周波数設定部８の出力に基づき、第２波形発生部１０から出力される。
　図４における信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ、および波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは図２と同様である。各信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚは周波数設定部８の出力に基づいて、所定周波数を出力して転流を行う。この場合の導電角は、１２０度以上１８０度未満とする。図４では、導電角が１５０度の場合を示している。導電角を上げることによって、各相の電流の波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは擬似的に正弦波に近づく。
　デューティを一定にして周波数を上げることにより、従来に比べて大幅に回転速度が上がる。この回転速度が上がった状態では、同期モータとして駆動されており、駆動周波数の上昇に伴い電流も増加する。この場合、導電角を最大の１８０度未満まで広げることにより、ピーク電流が抑制される。従って、ブラシレスＤＣモータ４は、さらに高い電流で駆動しても、過電流保護にかからずに動作される。
　ここで、第２波形発生部１０によって生成される、第２の波形信号について説明する。図５は、ブラシレスＤＣモータ４を同期駆動した場合の、トルクと位相との関係を示した図である。図５において、横軸はモータのトルク、縦軸は誘起電圧の位相を基準とした位相差を示し、位相が正の場合、誘起電圧の位相に対して進みであることを示す。また、同期駆動での安定状態を示す図５の、線Ｄ１はブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相を、線Ｅ１はブラシレスＤＣモータ４の端子電圧の位相を示す。ここで、相電流の位相が端子電圧の位相より進んでいることから、同期駆動でブラシレスＤＣモータ４を高速で駆動していることが判る。図５に示す相電流の位相と端子電圧の位相との関係から明確なように、負荷トルクに対して相電流の位相の変化は少ない。一方で、端子電圧の位相が直線的に変化していることから、負荷トルクに応じて相電流と端子電圧との位相差はほぼ線形に変化する。
　このように、同期駆動においては、ブラシレスＤＣモータ４の駆動は、駆動速度および負荷に応じた、適切な相電流の位相および端子電圧の位相との関係で安定する。この場合の、端子電圧の位相および相電流の位相との関係を図６に示す。特に図６は、負荷による相電流の位相と端子電圧の位相との関係をｄ－ｑ平面上に示したベクトル図である。
　同期駆動においては、端子電圧ベクトルＶｔは、負荷が増加した場合、大きさはほぼ一定に保ちながら、位相は進み方向に推移する。図６を用いて説明すると、端子電圧ベクトルＶｔは矢印Ｆの方向に回転する。一方、電流ベクトルＩは、負荷が増加した場合、ほぼ一定の位相を保ちながら、負荷の増加に伴い大きさが変化する（例えば負荷増加に伴い電流が増える）。図６を用いて説明すると、電流ベクトルＩは矢印Ｇの方向に伸びる。このように電圧ベクトルおよび電流ベクトルが駆動環境（入力電圧、負荷トルク、駆動速度等）に従い適切な状態で各ベクトルの位相関係が定まる。
　ここで、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動した場合の、ある負荷や速度における、位相の時間的変化について、図を用いて説明する。図７Ａ、図７Ｂは、ブラシレスＤＣモータ４の位相関係を説明するための図である。図７Ａ、図７Ｂは、ブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相と端子電圧の位相との関係を示す。図７Ａ、図７Ｂにおいて、横軸は時間、縦軸は誘起電圧の位相を基準とした位相（すなわち誘起電圧との位相差）を示す。両図において、線Ｄ２は相電流の位相、線Ｅ２は端子電圧の位相、線Ｈ２は相電流の位相と端子電圧の位相との位相差を示す。図７Ａは低負荷での駆動状態を示し、図７Ｂは高負荷での駆動状態を示す。また、誘起電圧の位相との差から、図７Ａ、図７Ｂ共に、端子電圧の位相より相電流の位相が進んでいることから、ブラシレスＤＣモータ４が、同期駆動により非常に高速での駆動していることが判る。図７Ｃは、ブラシレスＤＣモータ４の相電流の波形と端子電圧の波形を示す図である。図７において、線Ｄ３は相電流の波形、線Ｅ３は端子電圧の波形を示す。図７は、ブラシレスＤＣモータ４が高速で駆動されている状態を示す。つまり、端子電圧の位相より相電流の位相が進んでいることがわかる。
　図７Ａに示すように、駆動速度に対して負荷が小さい場合の同期駆動では、転流に対して負荷に見合った角度分だけ回転子４ａが遅れる。すなわち、回転子４ａから見ると転流が進み位相となり、所定の関係が保たれる。つまり、誘起電圧から見ると、端子電圧および相電流の位相が進み位相となり、所定の関係が保たれる。これは弱め磁束制御と同様の状態であるため、高速での駆動が可能となる。
　一方、図７Ｂに示すように、駆動速度に対して負荷が大きい場合では、転流に対して回転子４ａが遅れることで弱め磁束状態になり、回転子４ａは転流周期に同期するように加速する。その後、回転子４ａの加速により、端子電圧の進み位相の減少によって相電流が減少し、回転子４ａが減速する。この状態が繰り返され、回転子４ａは、この加速と減速を繰り返す。これにより結局、駆動状態（駆動速度）が安定しない。すなわち図７Ｂに示す様に、一定周期で行われる転流に対して、ブラシレスＤＣモータ４の回転が変動する。このため、誘起電圧の位相を基準とした場合、端子電圧の位相が変動する。このような駆動状態では、ブラシレスＤＣモータ４の回転が変動し、それに伴ってうねり音が発生する。また、電流が脈動するため、過電流と判断されて、ブラシレスＤＣモータ４が停止される可能性が生じる。
　従って、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動する場合、負荷が小さい状態では、ブラシレスＤＣモータ４は安定して駆動されるが、負荷が大きい状態では、上記の様な不都合が生じる。つまり、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動する場合は、高速／高負荷での駆動はできず、駆動範囲が拡張されない。
　そこで、本実施の形態におけるモータ駆動装置２３は、相電流の位相と端子電圧の位相とを、図５に示すような負荷に見合った位相関係に保った状態で、ブラシレスＤＣモータ４を駆動する。このような相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係を保つ方法について、以下に述べる。
　モータ駆動装置２３は、端子電圧の基準位相（すなわちドライブ信号の転流基準位置）と相電流の位相の基準点を検出し、これに基づき、オープンループの同期駆動における転流タイミング（一定周期の転流）に対して補正を行い、相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係を保った転流タイミングを決定する。具体的には、電流検出部１３によって検出した電流を基に、電流位相検出部１４は電流位相を検出する。この電流位相を基準として、端子電圧の出力タイミングが決定される。また、電流位相は、誘起電圧の位相に対して所定の位相関係が保持される。従って、誘起電圧の位相、すなわち回転子４ａの位置と、端子電圧の位相とは所定の関係で安定する。第２波形発生部１０は、生成した第２の波形信号をドライブ部１２へ出力する。この第２波形発生部１０の動作について、図８のフローチャートを用いて説明する。
　まずステップ１０１では、あるスイッチング素子がオンになったかどうか、つまり、そのスイッチング素子のオンタイミングを待つ。本実施の形態では、Ｕ相上側のスイッチング素子、すなわちインバータ３のスイッチング素子３ａのオンタイミングを待つ。スイッチング素子３ａがオンになった場合（ステップ１０１のＹｅｓ）は、ステップ１０２に進む。ステップ１０２では、時間計測用のタイマをスタートさせ、ステップ１０３に進む。
　ステップ１０３では、ステップ１０２で計測した時間と、これまでの平均時間との差分を計算し、ステップ１０４にすすむ。ステップ１０４では、ステップ１０３で計算した差分に基づいて、転流タイミングの補正量を演算し、ステップ１０５に進む。
　ここで、転流タイミングの補正とは、周波数設定部８で設定した周波数、つまり指令速度に基づく基本の転流周期に対して、転流タイミングを補正することである。従って、大きな補正量を付加した場合は、過電流や脱調が起こる。したがって、補正量を演算する場合は、ローパスフィルタ等を付加した上で演算を行い、転流タイミングの急激な変動を抑える。これにより、ノイズ等の影響で電流のゼロクロスを誤検出した場合であっても、補正量への影響が小さくなり、駆動の安定性がより向上する。さらに、補正量の演算において急激な変化を抑えているため、ブラシレスＤＣモータ４を加減速させる転流タイミングの変化も緩やかになる。このため、指令速度が大きく変更され、周波数設定部８による周波数（転流周期）が大幅に変わった場合であっても、転流タイミングの変化は緩やかになり、加減速が滑らかになる。
　この転流タイミングの補正は、具体的には、相電流の位相と端子電圧の位相との位相差を常に平均時間に近づけることである。例えば、負荷が大きくなることにより、回転子４ａの回転速度が低下すると、相電流の位相は、端子電圧の位相を基準にすると遅れ方向に移動する。このため、端子電圧の基準位相から相電流の基準位相までの平均時間より、ステップ１０２で計測した時間の方が長くなる。この場合には、第２波形発生部１０は、転流タイミングを、回転速度（回転数）に基づく転流周期のタイミングよりも遅らせるように転流タイミングを補正する。つまり、相電流の位相が遅れたことにより計測時間が長くなったため、第２波形発生部１０は、転流タイミングを遅らせて端子電圧の位相を遅らせ、相電流の位相との位相差を平均時間に近づける。
　逆に、負荷が小さくなることにより、回転子４ａの回転速度が上がると、相電流の位相は、端子電圧の位相を基準にすると進み方向に移動する。このため、端子電圧の基準位相から相電流の基準位相までの平均時間より、計測時間の方が短くなる。この場合には、第２波形発生部１０は、一旦、転流タイミングを、回転数に基づく転流周期のタイミングよりも早くするように転流タイミングを補正する。つまり、相電流の位相が早くなったことにより計測時間が短くなったため、第２波形発生部１０は、転流タイミングを早くして端子電圧の位相を進ませ、相電流の位相の位相差を平均時間に近づける。
　さらに第２波形発生部１０は、転流タイミングの補正を、特定相（例えば、Ｕ相上側のスイッチング素子のみ）の任意のタイミング（例えば、回転子４ａの１回転に１回）として、その他の相の転流は、目標とする回転数に基づく転流周期で時間的に行う。これにより、負荷に応じて相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係が最適に保たれ、ブラシレスＤＣモータ４の駆動速度が保持される。
　次にステップ１０５では、ステップ１０２で計測した時間を加味して平均時間を更新し、ステップ１０６に進む。ステップ１０６では、周波数設定部で設定した周波数（駆動速度）に基づいたスイッチング素子の転流周期に対して、補正量を付加することで転流タイミングを決定する。
　つまり、転流タイミングは、周波数設定部８で設定した周波数に対して補正量を付加することにより、相電流の位相と端子電圧の位相とが、常に平均位相差となるように、電流位相を基準にして決定される。従って、負荷が大きくなった場合は、相電流の位相と転流タイミングの差である位相差が狭まる。これに対して、補正の基準となる平均時間が小さくなり、負荷が大きくなる前と比較して、位相差が狭まった状態を基準としてブラシレスＤＣモータ４が駆動される。これにより、より大きな進角でブラシレスＤＣモータ４が駆動され、弱め磁束効果の向上により、出力トルクが増大し、必要な出力トルクが確保される。
　逆に、負荷が小さくなった場合は、相電流の位相と転流タイミングの差である位相差が広がる。これに対して、補正の基準となる平均時間が大きくなり、負荷が小さくなる前と比較して、位相差が広がった状態を基準としてブラシレスＤＣモータ４が駆動される。これにより、より小さな進角でブラシレスＤＣモータ４が駆動され、弱め磁束効果の低減により、出力トルクが減少し、必要以上のトルクが出力されない。以上より、必要な出力を確保するとともに、余計な出力をしない駆動が行われる。
　一方、ステップ１０１において、あるスイッチング素子（本実施の形態ではスイッチング素子３ａ）がオンしなかった場合（ステップ１０１のＮｏ）は、ステップ１０７に進む。ステップ１０７では、転流タイミングの補正量は０として、ステップ１０６に進む。この場合は補正量が０であるため、ステップ１０６では、回転数に基づく転流周期のタイミングが、次回の転流タイミングとして決定される。
　なお、本実施の形態では、Ｕ相上側のスイッチング素子３ａのオンタイミングのみで転流周期の補正を行っているため、電気角１周期中に１回の補正となる場合について説明している。しかしながら、モータ駆動装置２３の用途や、ブラシレスＤＣモータ４のイナーシャ等を考慮して補正のタイミングを設定すれば良い。例えば、回転子４ａの１回転に１回の補正や、電気角１周期中に２回の補正、各スイッチング素子がオンする毎回のタイミングでの補正を行っても良い。
　次に、運転切換部１１による切り換え動作について説明する。図９は、本実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ４の、回転数とデューティとの関係を示す図である。図９において、ブラシレスＤＣモータ４の回転数、つまり回転子４ａの回転数が５０ｒ／ｓ以下の場合は、第１波形発生部６による第１の波形信号に基づいて、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。デューティは、フィードバック制御により、回転数に応じて、最も効率が良い値に調整される。
　回転数が５０ｒ／ｓでデューティが１００％となり、第１波形発生部６に基づく駆動では、それ以上回転させることができない。すなわち限界に到達する。この状態において、上限周波数設定部１３は、この５０ｒ／ｓ基に、その１．５倍の７５ｒ／ｓを上限周波数（上限回転数）として設定する。周波数設定部８での設定が７５ｒ／ｓを超えると、周波数制限部９は、この上限周波数７５ｒ／ｓにしたがって、これ以上の周波数は出力しない。なお、回転数５０ｒ／ｓから７５ｒ／ｓの間は、デューティは一定で、周波数（すなわち転流周期）のみを上げて、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。
　次に、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ４の構造について説明する。
　図１０は、本実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ４の回転子の、回転軸に対して垂直断面を示した断面図である。
　回転子４ａは、鉄心４ｇと４枚のマグネット４ｃ～４ｆとから構成される。鉄心４ｇは、０．３５～０．５ｍｍ程度の薄い珪素鋼板を打ち抜いたものを積み重ねて構成される。マグネット４ｃ～４ｆは、円弧形状のフェライト系永久磁石がよく用いられ、図示したように、円弧形状の凹部が外方を向くように、中心対称に配置される。一方、マグネット４ｃ～４ｆとして、ネオジウムなどの希土類の永久磁石を用いる場合は、平板形状の場合もある。
　このような構造の回転子４ａにおいて、回転子４ａの中心から、１つのマグネット（例えば４ｆ）の中央に向かう軸をｄ軸とし、回転子４ａの中心から、１つのマグネット（例えば４ｆ）とこれに隣接するマグネット（例えば４ｃ）との間に向かう軸をｑ軸とする。ｄ軸方向のインダクタンスＬｄとｑ軸方向のインダクタンスＬｑは逆突極性を有し、異なるものとなる。つまりこれは、モータとしては、マグネットの磁束によるトルク（マグネットトルク）以外に、逆突極性を利用したトルク（リラクタンストルク）を有効に使える。したがって、モータとして、よりトルクが有効的に利用できる。この結果、本実施の形態としては、高効率なモータが得られる。
　また、本実施の形態の制御において、周波数設定部８と第２波形発生部１０による駆動を行うと、相電流は進み位相でとなる。そのため、このリラクタンストルクが大きく利用されるので、逆突極性がないモータに比べて、より高回転で駆動することができる。
　（実施の形態２）
　図１１は、本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置のブロック図である。なお、実施の形態１において説明した構成要素と同じ構成要素については同じ符号を用いて説明する。
　本実施の形態のモータ駆動装置２３は、固定子４ｂの巻線の電流の位相（例えばゼロクロスポイント）を、位置検出部５によって検出する。具体的には、インバータ３の端子電圧から電流位相を検出する。さらに、モータ駆動装置２３は、第２波形発生部によって生成された第２の波形信号を補正する波形補正部９を有する。運転切換部１１に送られる第２の波形信号は、波形補正部９を介して補正されるが、この際に、ブラシレスＤＣモータ４の駆動における異常を未然に防ぐために、保護制御を行なう。保護制御は、保護部１６によって行われる。また、保護部１６が保護制御を行う必要が生じた場合に、その異常を知らせるための報知部１７が設けられている。
　本実施の形態における位置検出部５は、ブラシレスＤＣモータ４の回転に伴って発生する誘起電圧に基づいて回転子４ａの回転相対位置を検出する。位置検出部５の回路構成は、実施の形態１における位置検出部５の回路構成と同じである。なお、本実施の形態における位置検出部５は、波形補正部９を介した第２の波形信号、つまり補正波形信号に基づく駆動においては、巻線電流がゼロとなるタイミングを検出している。
　ここで、インバータ３のあるスイッチング素子（例えば３ａ）がオンしてブラシレスＤＣモータ４の巻線に電流が流れている状態から、スイッチング素子３ａがオフとなった場合を考える。巻線の電流は、スイッチング素子３ａに対応する相の上下逆側のスイッチング素子であるスイッチング素子３ｂと逆並列に接続されたダイオード３ｈを介して、巻線に蓄えたエネルギーを放出する。ダイオード３ｈがオンになって電流を流すため、インバータ３の出力端子電圧にはスパイク電圧が発生する。また、ダイオード３ｈの電流がゼロとなった場合、スパイク電圧は消滅する。従って、スパイク電圧が消滅するタイミングは、ブラシレスＤＣモータ４の巻線電流がゼロとなるタイミングである。
　図１２は、本実施の形態におけるインバータ３のＵ相のスイッチング素子３ａ、３ｂを駆動する信号と、巻線電流および端子電圧の波形を示す図である。図１２において、信号Ｓ１はインバータ３のスイッチング素子３ａの駆動信号で、信号Ｓ２はインバータ３のスイッチング素子３ｂの駆動信号である。なお、これらの駆動信号がハイの場合に、当該スイッチング素子がオンになる。波形Ｄ４は、ブラシレスＤＣモータ４の固定子４ｂのＵ相の巻線の電流波形である。波形Ｅ４は、インバータ３のＵ相の出力端子の電圧波形である。波形Ｌは、位置検出部５が検出した結果を出力した波形である。スパイク波形ＰおよびＱはスイッチング素子３ａ、３ｂがオフした際に発生するスパイク電圧である。具体的には、スパイク波形Ｐは、スイッチング素子３ａがオフした場合に、ダイオード３ｈがオンすることにより発生する。スパイク波形Ｑは、スイッチング素子３ｂがオフした場合に、ダイオード３ｇがオンすることにより発生する。
　位置検出部５は、インバータ３の出力端子の電圧と、基準電圧（例えばインバータ３の入力電圧の１／２）とを比較し、端子電圧が基準電圧より高い場合は、ハイ信号出力し、低い場合は、ロー信号を出力する。このため、図１２の波形Ｌに示すように、位置検出部５の出力信号は、スパイク電圧（スパイク波形Ｐ、Ｑ）に応じて出力が変化する。
　ブラシレスＤＣモータ４を、位置検出を用いない第１の波形信号に基づく駆動を行う場合は、このスパイク電圧を無視する。一方、ブラシレスＤＣモータ４を、本実施の形態における波形補正部９を介した第２の波形信号、すなわち補正波形信号に基づいて駆動する場合は、位置検出部５は、このスパイク電圧が消滅するタイミングを巻線電流のゼロポイントの位相として、電流位相を検出する。
　電流電圧状態検出部１５は、位置検出部５の出力信号と第２波形発生部１０から出力された第２の波形信号とを基に、ブラシレスＤＣモータ４に流れる電流と端子電圧との状態を検出する。ブラシレスＤＣモータ４に流れる電流と端子電圧との状態とは、例えば、相電流と端子電圧の位相差である。他にも、ブラシレスＤＣモータ４に流れる相電流と端子電圧との状態は、ゼロクロスなど特定の条件の時間差である。また、簡便に検出する方法は、端子電圧そのものを取得するのではなく、端子電圧とほぼ一致する、ドライブ部１２が出力するドライブ信号を基に検出する方法である。
　本実施の形態においては、電流のゼロクロスとドライブ信号の立ち上がりとの時間差を電流電圧状態として検出する。従って、電流電圧状態検出部１５は、位置検出部５の出力信号におけるスパイク電圧が消滅するタイミングを取得することにより、電流のゼロクロスのポイントを認識する。具体的には、電流電圧状態検出部１５は、当該相の上下両方のスイッチング素子がオフの場合に、位置検出信号の出力が反転するタイミングを取得する。
　なお、上記のように、位置検出部５は、インバータ３の出力端子の電圧が基準値（例えばインバータ３の入力電圧の１／２）より高いか低いかの判断をしている。このため、実施の形態１において説明したブラシレスＤＣモータ４の誘起電圧のゼロクロスポイント検出と同一構成、同一方法を用いることができる。
　保護部１６は、電流電圧状態検出部１５が検出した位置検出部５からのブラシレスＤＣモータ４の電流ゼロクロスのタイミングと電流ゼロクロス直後に立ち上がる同相のドライブ信号のタイミングとの時間差を、予め設定した時間と比較する。この時間差が設定した時間より小さい場合、保護部１６は、速度指令を低下させるために、周波数設定部８に対して、現在の周波数より低い周波数を設定するように指示する。さらに保護部１６は、ブラシレスＤＣモータ４の負荷が限界付近であることを知らせる限界判定信号を、報知部１７へ出力する。なお、この時間差が設定した時間より大きい場合は、保護部１６は、特に何も行わない。
　報知部１７は、保護部１６から限界判定信号を入力した場合、使用者に対して報知を行う。これにより使用者は、負荷を軽減するなどのシステム維持を行う。なお、報知部１７の報知は、表示や音によって行うことができる。例えば、モータ駆動装置２３を冷蔵庫の圧縮機の駆動に用いた場合は、報知部１７を冷蔵庫のドア表面などに配置すると、使用者が報知を確認しやすくなる。
　ここで、端子電圧と電流との位相関係を保つ方法として、本実施の形態においては、端子電圧の基準位相（すなわちドライブ信号の転流基準位置）と電流位相との基準点を検出して、オープンループによる同期駆動における転流タイミング（一定周期の転流）を補正する。以下に、波形補正部９と電流電圧状態検出部１５の動作について、図１３のフローチャートを用いて説明する。
　まずステップ２０１では、電流電圧状態検出部１５は、波形補正部９から出力される補正波形信号を基に、あるスイッチング素子がオンになったかどうか、つまり、そのスイッチング素子のオンタイミングを待つ。本実施の形態では、Ｕ相上側のスイッチング素子、すなわちインバータ３のスイッチング素子３ａのオンタイミングを待つ。スイッチング素子３ａがオンになった場合（ステップ２０１のＹｅｓ）は、ステップ２０２に進む。ステップ２０２では、電流電圧状態検出部１５は、時間計測用のタイマをスタートさせ、ステップ２０３に進む。
　ステップ２０３では、位置検出部５によって、特定相のスパイクがオフしたかどうか判定する。つまり、特定相のスパイク電圧が、端子電圧からスイッチング素子の電圧低下分、そこから０Ｖ付近まで低下したかどうかを判定する。本実施の形態では、特定相はＵ相であり、Ｕ相の端子電圧が０Ｖ付近まで低下したかどうかを判定する。つまり、Ｕ相下側のスイッチング素子、つまりインバータ３のスイッチング素子３ｂがオフした後に、還流電流用ダイオード３ｇに流れる電流が流れなくなったタイミングが、特定相がスパイクオフしたタイミングである。このタイミングの判定は、電流の流れる向きが負から正に切り換わるタイミング、すなわち電流のゼロクロスタイミングを判定したことになる。スパイク電圧が０Ｖ付近まで低下、つまり特定相がスパイクオフした場合（ステップ２０３のＹｅｓ）は、ステップ２０４に進む。
　ステップ２０４では、電流電圧状態検出部１５は、ステップ２０２でスタートしたタイマを停止させ、タイマカウント値を格納し、ステップ２０５に進む。つまり、スイッチング素子３ａがオンしてから、還流電流用ダイオード３ｇに電流が流れている間に発生するスパイク電圧がオフするまでの時間を計測して、ステップ２０５に進む。
　ステップ２０５では、電流電圧状態検出部１５は、ステップ２０４で計測した時間と、これまでの平均時間との差分を計算し、ステップ２０６に進む。ステップ２０６では、ステップ２０５で計算した差分に基づいて、転流タイミングの補正量を演算し、ステップ２０７に進む。
　ここで、転流タイミングの補正とは、周波数設定部８で設定した周波数、つまり指令速度に基づく基本の転流周期に対して、転流タイミングを補正することである。従って、大きな補正量を付加した場合は、過電流や脱調が起こる。したがって、補正量を演算する場合は、ローパスフィルタ等を付加した上で演算を行い、転流タイミングの急激な変動を抑える。これにより、ノイズ等の影響で電流のゼロクロスを誤検出した場合であっても、補正量への影響が小さくなり、駆動の安定性がより向上する。さらに、補正量の演算において急激な変化を抑えているため、ブラシレスＤＣモータ４を加減速させる転流タイミングの変化も緩やかになる。このため、指令速度が大きく変更され、周波数設定部８による周波数（転流周期）が大幅に変わった場合であっても、転流タイミングの変化は緩やかになり、加減速が滑らかになる。
　この転流タイミングの補正は、具体的には、相電流の位相と端子電圧の位相との位相差を常に平均時間に近づけることである。例えば、負荷が大きくなることにより、回転子４ａの回転速度が低下すると、相電流の位相は、端子電圧の位相を基準にすると遅れ方向に移動する。このため、端子電圧の基準位相から相電流の基準位相までの平均時間より、ステップ２０４で計測した時間の方が長くなる。この場合には、波形補正部９は、転流タイミングを、回転速度（回転数）に基づく転流周期のタイミングよりも遅らせるように転流タイミングを補正する。つまり、相電流の位相が遅れたことにより計測時間が長くなったため、波形補正部９は、転流タイミングを遅らせて端子電圧の位相を遅らせ、相電流の位相との位相差を目標状態である平均時間に近づける。
　逆に、負荷が小さくなることにより、回転子４ａの回転速度が上がると、相電流の位相は、端子電圧の位相を基準にすると進み方向に移動する。このため、端子電圧の基準位相から相電流の基準位相までの平均時間より、計測時間の方が短くなる。この場合には、波形補正部９は、一旦、転流タイミングを、回転数に基づく転流周期のタイミングよりも早くするように転流タイミングを補正する。つまり、相電流の位相が早くなったことにより計測時間が短くなったため、電流電圧状態検出部１５は、転流タイミングを早くして端子電圧の位相を進ませ、相電流の位相の位相差を目標状態である平均時間に近づける。
　さらに波形補正部９は、転流タイミングの補正を、特定相（例えば、Ｕ相上側のスイッチング素子のみ）の任意のタイミング（例えば、回転子４ａの１回転に１回）として、その他の相の転流は、目標とする回転数に基づく転流周期で時間的に行う。これにより、負荷に応じて相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係が最適に保たれ、ブラシレスＤＣモータ４の駆動速度が保持される。
　次にステップ２０７では、ステップ２０４で計測した時間を加味して平均時間を更新し、ステップ２０８に進む。ステップ２０８では、周波数設定部で設定した周波数（駆動速度）に基づいたスイッチング素子の転流周期に対して、補正量を付加することで転流タイミングを決定する。
　つまり、負荷が大きくなった場合は、相電流の位相と転流タイミングの差である位相差が狭まる。これに対して、補正の基準となる平均時間が小さくなり、負荷が大きくなる前と比較して、位相差が狭まった状態を基準としてブラシレスＤＣモータ４が駆動される。これにより、より大きな進角でブラシレスＤＣモータ４が駆動され、弱め磁束効果の向上により、出力トルクが増大し、必要な出力トルクが確保される。
　逆に、負荷が小さくなった場合は、相電流の位相と転流タイミングの差である位相差が広がる。これに対して、補正の基準となる平均時間が大きくなり、負荷が小さくなる前と比較して、位相差が広がった状態を基準としてブラシレスＤＣモータ４が駆動される。これにより、より小さな進角でブラシレスＤＣモータ４が駆動され、弱め磁束効果の低減により、出力トルクが減少し、必要以上のトルクが出力されない。以上より、必要な出力を確保するとともに、余計な出力をしない駆動が行われる。
　一方、ステップ２０３において、特定相のスパイクがオフしなかった場合（ステップ２０３のＮｏ）は、ステップ２０９に進む。ステップ２０９では、あるスイッチング素子がオンになったかどうか、つまり、転流が行われたかどうかを判定する。ここで、あるスイッチング素子とは、スパイクが発生し得る区間が終了するタイミングでスイッチング素子のオン／オフが変化するものであり、本実施の形態では、Ｕ相上側のスイッチング素子３ａである。ここでスイッチング素子３ａがオンしなかった場合（ステップ２０９のＮｏ）は、再びステップ２０３に戻る。スイッチング素子３ａがオンした場合（ステップ２０９のＹｅｓ）は、スパイクが発生しなかった事となるため、ステップ２１０に進む。ステップ２１０では、転流タイミングの補正量は０として、ステップ２０８に進む。この場合は補正量が０であるため、ステップ２０８では、回転数に基づく転流周期のタイミングそのままが次回の転流タイミングとして決定される。
　なお、スパイクが発生しない状態とは、端子電圧の位相に対して相電流の位相が充分に進んでいる状態である。つまり、負荷が小さく、必要なトルクが充分に確保されているため、補正を行うことなく、ブラシレスＤＣモータ４が安定して駆動されている状態である。
　一方、ステップ２０１において、あるスイッチング素子（本実施の形態ではスイッチング素子３ａ）がオンしなかった場合（ステップ２０１のＮｏ）は、ステップ２１１に進む。ステップ２１１では、転流タイミングの補正量は０として、ステップ２０８に進む。この場合は補正量が０であるため、ステップ２０８では、回転数に基づく転流周期のタイミングが、次回の転流タイミングとして決定される。
　なお、本実施の形態では、Ｕ相上側のスイッチング素子３ａのオンタイミングのみで転流周期の補正を行っているため、電気角１周期中に１回の補正となる場合について説明している。しかしながら、モータ駆動装置２３の用途や、ブラシレスＤＣモータ４のイナーシャ等を考慮して補正のタイミングを設定すれば良い。例えば、回転子４ａの１回転に１回の補正や、電気角１周期中に２回の補正、各スイッチング素子がオンする毎回のタイミングでの補正を行っても良い。
　次に、保護部１６について、図５および図１４を用いて説明する。図１４は、本実施の形態における同期駆動時のＵ相の端子電圧の波形を示す図である。まず、図１４の波形に関して説明する。時刻Ｔ０において、Ｕ相下側のスイッチング素子３ｂがオフする。Ｕ相に流れる電流が負方向に流れている場合、還流用ダイオード３ｇに電流が流れる。つまり、Ｔ０～Ｔ１に示すように、端子電圧は、インバータ３の入力であるＰＮ間の電圧のＰ側の電圧になる。その後、時刻Ｔ１において、電流が０になると、端子電圧は０Ｖとなり、Ｔ１～Ｔ２の間、端子電圧は０Ｖになる。時刻Ｔ２において、Ｕ相上側のスイッチング素子３ａがオンするため、端子電圧は、再びＰ側の電圧になる。Ｔ３～Ｔ５に関しても、Ｔ０～Ｔ２と同様の動作により、Ｕ相の端子電圧の波形が変化する。
　ここで、Ｔ０～Ｔ２に示すＵ相の端子電圧の波形は、ブラシレスＤＣモータ４が、高速で駆動し、かつ負荷の軽い状態を示す。つまり、ブラシレスＤＣモータ４のトルクに余裕がある場合である。一方、Ｔ３～Ｔ５に示すＵ相の端子電圧の波形は、ブラシレスＤＣモータ４が、高速で駆動し、かつ負荷の重い状態である。つまり、ブラシレスＤＣモータ４のトルクに余裕がない場合である。
　保護部１６は、電流電圧状態検出部１５から、Ｔ１またはＴ４に示すタイミングの特定相の下側スイッチング素子（例えばスイッチング素子３ｂ）がオフしてから、次に端子電圧に下向きのエッジが発生するタイミングの時間を入力として受け取る。その後、波形補正部９から出力される補正波形信号の、上記特定相の上側スイッチング素子（例えばスイッチング素子３ａ）がオンするまでの時間を、転流周期に基づいて算出する。図１４においては、電流電圧状態検出部１５は、Ｔ０～Ｔ１およびＴ３～Ｔ４の時間を測定し、転流周期に基づき、Ｔ１～Ｔ２およびＴ４～Ｔ５の時間を算出する。図５に示したように、ブラシレスＤＣモータ４の負荷が大きくなればなるほど、ブラシレスＤＣモータ４の相電流と端子電圧との位相差が小さくなる。このため、保護部１６で測定する時間は短くなる。つまり、保護部１６で測定している時間の長さが負荷の大きさを示す。具体的には、所定時間より小さくなった場合、ブラシレスＤＣモータ４が脱調するほどの負荷に近づいたとが判断できるため、保護制御を行う。なお、この所定時間とは、例えば、ブラシレスＤＣモータ４の、各速度における限界トルクに応じた時間である。または、所定時間は、想定される最大負荷に応じた時間である。他にも、所定時間は、回転数に基づくものではなく、理論的に計算されても良い。
　保護部１６が行う保護制御は、例えば、ブラシレスＤＣモータ４の相電流と端子電圧との位相差が確保されるまで速度を落とすことである。これにより、ブラシレスＤＣモータ４の負荷が軽減される。つまり、ブラシレスＤＣモータ４は、脱調せず、駆動可能な最大能力で駆動される。他にも、保護部１６が行う保護制御は、ブラシレスＤＣモータ４の駆動を一旦停止し、負荷が軽減するまで待った後に再度起動することである。これにより、過電流によるブラシレスＤＣモータ４の減磁や、インバータ３のスイッチング素子の破壊が防止される。
　また、報知部１７は、保護部１６から、ブラシレスＤＣモータ４の負荷が限界付近であることを知らせる限界判定信号を受け取る。報知部１７は、限界判定信号を受け取ると、保護制御が行われたことを、使用者に報知する。この報知により使用者は、負荷の原因を取り除く。例えば、冷蔵庫において、温度の高い食品を庫内に入れた場合にこの報知が行われるが、使用者は、この食品を一旦庫外に出し、冷ましてから庫内に入れる。
　なお、波形補正部９を介した第２の波形信号、すなわち補正波形信号に基づく、ブラシレスＤＣモータ４の駆動において、目標回転数が低下した場合は、周波数設定部８は、デューティはそのままで、設定周波数を下げていく。その後、位置検出部５による位置検出が可能となると、運転切換部１１は、ドライブ部１２への出力を、第２の波形信号から、第１波形信号に切り換える。つまり、ブラシレスＤＣモータ４は、第２の波形信号に基づく駆動から、位置検出部５の位置情報を基にした第１の波形信号に基づく駆動へと切り換えられる。これにより、ブラシレスＤＣモータ４は、位置検出フィードバック制御により、高効率な駆動が行なわれる。
　（実施の形態３）
　図１５は、本発明の実施の形態３のモータ駆動装置を用いた電気機器のブロック図である。図１５において、図１、図１４と同じ構成要素については同じ符号を用いて説明する。
　ブラシレスＤＣモータ４は、圧縮要素１８に接続され、圧縮機１９を形成される。本実施の形態では、圧縮機１９は冷凍サイクルに用いる。つまり、圧縮機１９から吐出される高温高圧の冷媒は、凝縮器２０に送られて液化し、毛細管２１で低圧化し、蒸発器２２で蒸発し、再び圧縮機１９に戻る。さらに本実施の形態では、モータ駆動装置２３を用いた冷凍サイクルを、電気機器として冷蔵庫２４に用いた場合を説明する。蒸発器２２は、冷蔵庫２４の庫内２５を冷却する。
　このように本実施の形態では、ブラシレスＤＣモータ４は、冷凍サイクルの圧縮機１９の圧縮要素１８を駆動する。ここで、圧縮機１９が往復運動式（レシプロタイプ）の場合は、その構成上、ブラシレスＤＣモータ４に質量の大きな金属製のクランクシャフトおよびピストンが接続され、非常にイナーシャの大きい負荷となる。このため、短時間における速度の変動は、圧縮機１９の冷凍サイクル工程（吸入工程、圧縮工程など）によらず非常に少ない。従って、任意の１相のみの電流の位相を元にして転流タイミングを決定しても速度変動が大きくなることもなく、安定した駆動性能を得ることができる。さらに圧縮機１９の制御では、高精度な回転数制御や加減速制御などは要求されないことから、本発明のモータ駆動装置２３は、圧縮機１９の駆動に対し非常に有効な用途のひとつである。
　また、従来のモータ駆動装置で圧縮機を駆動する場合よりも、駆動範囲を拡張することができる。そのため、より高速駆動することで冷凍サイクルの冷凍能力を上げることができる。これにより従来と同一の冷却システムでもより高い冷凍能力が必要なシステムに適用することが可能となる。従って、高い冷凍能力が必要な冷凍サイクルを小型化でき、低コストで提供することが可能となる。また、従来のモータ駆動装置を用いた冷凍サイクルにおいては、冷凍能力が１ランク小さい（たとえば圧縮機気筒容積が小さい）圧縮機を用いることも可能となり、さらに冷却サイクルの小型化や低コスト化が実現できる。
　本実施の形態において、圧縮機１９は、冷蔵庫２４の庫内２５を冷却するために用いる。冷蔵庫２４は、朝夕の家事時間帯といった限られた時間帯や夏場では頻繁に扉が開閉される使用実態がある。逆に、その他の１日の大半の時間帯は扉の開閉頻度は少なく、庫内２５の冷却状態は安定している。この場合、ブラシレスＤＣモータ４は、低負荷の状態で駆動される。従って、冷蔵庫の消費電力を削減するためには、ブラシレスＤＣモータ４の低速／低負荷での駆動効率を向上させることが有効である。
　ここで、ブラシレスＤＣモータ４の低速／低負荷での駆動効率を向上させる、つまり消費電力を小さくするには、固定子４ｂの巻線数を多くすれば良い。しかしこのままでは、ブラシレスＤＣモータ４は高速／高負荷での駆動には対応できない。一方、ブラシレスＤＣモータ４の高速／高負荷での駆動性能を向上させるには、固定子４ｂの巻線数を少なくすれば良いが、消費電力が大きくなる。本発明はブラシレスＤＣモータ４の高速／高負荷での駆動範囲を大きく拡張することができるため、低速／低負荷での駆動効率が高い、消費電力の小さいブラシレスＤＣモータ４であっても使用することができる。これにより、冷蔵庫２４において１日の大半を占める低負荷状態でのブラシレスＤＣモータ４の駆動効率が向上され、結果として冷蔵庫２４の消費電力が削減される。
　ここで、本実施の形態の冷蔵庫２４に用いるブラシレスＤＣモータ４のモータの巻線の設計について説明する。冷蔵庫２４として一番使用頻度の高い回転数および負荷状態（たとえば回転数が４０Ｈｚで圧縮機入力電力が８０Ｗ程度）での駆動を行う場合、第１波形発生部６によって、１２０度から１５０度通電でデューティ１００％となるように設計する。これによれば、ブラシレスＤＣモータ４の鉄損の低減およびインバータ３のスイッチング損失の低減を行うことができる。こうすることにより、モータ効率と回路効率ともに最高効率を引き出すことができる。その結果、冷蔵庫２４としての消費電力を最小限にすることができる。
　また、高速／高負荷での駆動範囲を拡張することは、冷凍サイクルの冷凍能力を向上させることになり、従来のモータ駆動装置を用いた冷凍サイクルの冷蔵庫に較べ、庫内や食品が短時間で冷却される。例えば、冷蔵庫２４の扉の開閉が頻繁に行われた場合や、霜取り運転後または設置直後といった庫内２５の温度が高い高負荷の状態、さらには熱い食品を庫内に投入してその食品を急速に冷却または凍結させたい場合などに行う急速冷凍運転などにおいて有効である。さらに冷凍サイクルの冷凍能力が向上するため、小さな冷凍サイクルを大きな容量の冷蔵庫２４に用いることができる。さらに冷凍サイクルが小さいため、庫内容積効率（冷蔵庫全体の体積に対する食品収納部の容積）も向上する。これらにより、冷蔵庫２４の低コスト化も実現できる。
　さらに、従来のモータ駆動装置であれば、高速／高負荷での駆動に対応するために、巻線の巻き込み数を少なくすることにより必要トルクを確保したブラシレスＤＣモータを利用する必要があった。このようなブラシレスＤＣモータは、モータの騒音等が大きかった。本実施の形態のモータ駆動装置２３を用いれば、巻線の巻込み量を増やしてトルクダウンしたブラシレスＤＣモータ４を利用しても、高速／高負荷で駆動できる。これにより、回転数が低い場合のデューティが、従来のモータ駆動装置を用いた場合より大きくできる。そのため、モータの騒音、特にキャリア音（ＰＷＭ制御での周波数に相当する。例えば３ｋＨｚ）が低減できる。
　なお、本実施の形態において、ブラシレスＤＣモータ４は電気機器として冷蔵庫２４の圧縮機１９を駆動するものとした。一方、他の電気機器として空気調和機（図示せず）の圧縮機を駆動する場合でも同様に、低速時の高効率駆動と高速／高負荷での駆動が行える。この場合、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで、幅広い駆動範囲に対応できるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。
　また、本実施の形態においては、モータ駆動装置２３の構成として、図１１に示す、実施の形態２で説明した構成を用いて説明したが、図１に示す、実施の形態１で説明した構成を用いることもできる。
　以上説明したように本発明は、回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置である。さらに本発明は、３相巻線に電力を供給するインバータと、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部を有する。さらに本発明は、ブラシレスＤＣモータに流れる電流の位相を検出する電流位相検出部と、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部を有する。さらに本発明は、ブラシレスＤＣモータに流れる電流の位相と所定の位相関係を有し、かつ、周波数設定部で設定した周波数を有し、かつ、通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部を有する。さらに本発明は、回転子の速度を所定速度より低いと判定した場合は第１の波形信号を出力し、回転子の速度を所定速度より高いと判定した場合は第２の波形信号を出力するように切り換える運転切換部を有する。さらに本発明は、運転切換部から出力された第１もしくは第２の波形信号に基づき、インバータが３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、インバータに出力するドライブ部を有する。
　これにより、ブラシレスＤＣモータの電流位相と電圧位相との関係が安定し、駆動安定性が向上する。このことで、ブラシレスＤＣモータの駆動可能な負荷範囲および速度範囲を拡張することができる。
　また本発明は、３相巻線に供給する電力の供給タイミング、つまり転流タイミングを一時的に補正することにより、ブラシレスＤＣモータの電流の位相と端子電圧の位相とを所定の位相関係に保持する。これにより、ブラシレスＤＣモータの電流位相と電圧位相との位相関係を負荷状態に応じた適切な状態安定させたうえで、その位相関係が保持される。このため、高速／高負荷での駆動が安定し、駆動可能な負荷範囲が拡張される。
　また本発明は、３相巻線に供給する電力の巻線の切り換え、つまり転流を、ブラシレスＤＣモータの電流の位相を基準とした所定のタイミングで行なう。これにより、ブラシレスＤＣモータの電流位相と電圧位相との位相関係が確実に保持される。
　また本発明は、回転子の回転位置を検出する位置検出部をさらに備え、第１波形発生部は、位置検出部からの位置情報に基づいて生成され、かつ、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する。これにより、高効率な駆動を行うことができる。
　また本発明は、回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置である。さらに本発明は、３相巻線に電力を供給するインバータと、回転子の回転位置を検出する位置検出部を有する。さらに本発明は、位置検出部の出力に基づき、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部を有する。さらに本発明は、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部と、通電角が１２０度以上１８０度未満で、かつ、周波数設定部で設定された周波数の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部を有する。さらに本発明は、電流位相と、第２波形発生部が出力した第２の波形信号の状態とを検出する電流電圧状態検出部と、電流電圧状態検出部により検出された状態を、目標状態に一致させるように第２の波形信号を補正した補正波形信号を出力する波形補正部を有する。さらに本発明は、回転子の速度を所定速度より低いと判定した場合は第１の波形信号を出力し、回転子の速度を所定速度より高いと判定した場合は補正波形信号を出力するように切り換える運転切換部を有する。さらに本発明は、運転切換部から出力された第１の波形信号もしくは補正波形信号に基づき、インバータが３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、インバータに出力するドライブ部を有する。さらに本発明は、電流電圧検出状態により検出された状態に応じて保護制御を行う保護部を有する。これにより、ブラシレスＤＣモータの相電流および端子電圧の位相は誘起電圧の位相に対し、駆動速度や負荷状態、入力電圧状態等により適切な位相関係で保持される。この結果、ブラシレスＤＣモータが限界負荷付近であっても、ブラシレスＤＣモータは安定して駆動される。
　また本発明は、電流電圧状態検出部が検出する状態は、電流位相と第２の波形信号のとの時間差もしくは１周期あたりの時間比率とし、保護部は閾値を有し、電流電圧状態検出部が検出した状態が、閾値より大きくなるように保護制御を行う。これにより、ブラシレスＤＣモータは、脱調や過電流が発生しないように運転される。
　また本発明は、位置検出部は、ブラシレスＤＣモータにより誘起される電圧に基づき位置を検出し、かつ、インバータに還流電流が流れる際に発生するブラシレスＤＣモータの端子電圧がオフとなったタイミングを電流位相０として検出することにより、位置および電流位相をともに検出する。これにより、新たに電流位相検出部を設ける必要が無いため、低コストで単純な構成となる。
　また本発明は、保護部が行う保護制御動作は、ブラシレスＤＣモータの駆動速度を低下させる動作である。これにより、過電流や脱調が発生する前に負荷が軽減され、駆動可能な最大能力で駆動することができる。
　また本発明は、保護部が行う保護制御動作は、ブラシレスＤＣモータを停止し、所定時間の後に再度駆動を開始する動作である。これにより、負荷が急激に変化した場合であっても、脱調や過電流による素子の破壊やブラシレスＤＣモータ４の減磁などが確実に防止される。
　また本発明は、保護部によりブラシレスＤＣモータの保護制御動作が行なわれたことを報知する報知部をさらに有する。これにより、過負荷の状態を使用者が知ることができ、負荷状態を変更することができる。
　また本発明は、第１波形発生部が出力する第１の波形信号のデューティが所定の基準値を超えた場合、回転子の速度を所定速度より高いと判定し、位置検出部により回転子の位置が検出可能な場合、回転子の速度を所定速度より低いと判定する。これにより、デューティのみで回転子の速度を判定するため、構成が簡素化される。
　また本発明は、ブラシレスＤＣモータの回転子は、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成され、さらに、突極性を有する。これにより、マグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクが有効に利用される。
　また本発明は、ブラシレスＤＣモータは圧縮機を駆動する。これにより、圧縮機が高効率に駆動されるとともに、騒音が低減される。
　また本発明は、上記構成のモータ駆動装置を用いた電気機器である。これにより、電気機器として冷蔵庫や空気調和機のような冷却機器に用いた場合、駆動の高効率化により、冷却性能の向上が可能となる。
産業上の利用の可能性
　本発明のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータの駆動範囲を拡張し、高速／高負荷での駆動における安定性を向上した。従って、自動販売機やショーケース、ヒートポンプ給湯器といった圧縮機を用いた電気機器のほか、洗濯機や掃除機、ポンプなどブラシレスＤＣモータを用いる様々な用途に利用できる。
　３　　インバータ
　４　　ブラシレスＤＣモータ
　４ａ　　回転子
　４ｂ　　固定子
　４ｃ，４ｄ，４ｅ，４ｆ　　マグネット（永久磁石）
　４ｇ　　鉄心
　５　　位置検出部
　６　　第１波形発生部
　８　　周波数設定部
　９　　波形補正部
　１０　　第２波形発生部
　１１　　運転切換部
　１２　　ドライブ部
　１３　　電流検出部
　１４　　電流位相検出部
　１５　　電流電圧状態検出部
　１６　　保護部
　１７　　報知部
　１９　　圧縮機
　２３　　モータ駆動装置
　２４　　冷蔵庫（電気機器）

Claims (14)

  1. 回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、
    前記３相巻線に電力を供給するインバータと、
    通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、
    前記ブラシレスＤＣモータに流れる電流の位相を検出する電流位相検出部と、
    デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部と、
    前記ブラシレスＤＣモータに流れる前記電流の位相と所定の位相関係を有し、かつ、前記周波数設定部で設定した周波数を有し、かつ、通電角が１２０度以上１８０度未満の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、
    前記回転子の速度を所定速度より低いと判定した場合は前記第１の波形信号を出力し、前記回転子の速度を前記所定速度より高いと判定した場合は前記第２の波形信号を出力するように切り換える運転切換部と、
    前記運転切換部から出力された第１もしくは第２の波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部と、
    を有するモータ駆動装置。
  2. 前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを一時的に補正することにより、前記ブラシレスＤＣモータの電流の位相と端子電圧の位相とを所定の位相関係に保持する請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 前記３相巻線に供給する電力の巻線の切り換えは、前記ブラシレスＤＣモータの電流の位相を基準とした所定のタイミングで行なう請求項１に記載のモータ駆動装置。
  4. 前記回転子の回転位置を検出する位置検出部をさらに備え、前記第１波形発生部は、前記位置検出部からの位置情報に基づいて生成され、かつ、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する請求項１に記載のモータ駆動装置。
  5. 回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、
    前記３相巻線に電力を供給するインバータと、
    前記回転子の回転位置を検出する位置検出部と、
    前記位置検出部の出力に基づき、通電角が１２０度以上１５０度以下の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、
    デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部と、
    通電角が１２０度以上１８０度未満で、かつ、前記周波数設定部で設定された周波数の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、
    電流位相と、前記第２波形発生部が出力した第２の波形信号の状態とを検出する電流電圧状態検出部と、
    前記電流電圧状態検出部により検出された状態を、目標状態に一致させるように前記第２の波形信号を補正した補正波形信号を出力する波形補正部と、
    前記回転子の速度を所定速度より低いと判定した場合は前記第１の波形信号を出力し、前記回転子の速度を前記所定速度より高いと判定した場合は前記補正波形信号を出力するように切り換える運転切換部と、
    前記運転切換部から出力された第１の波形信号もしくは補正波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部と、
    前記電流電圧検出状態により検出された状態に応じて保護制御を行う保護部と、
    を有するモータ駆動装置。
  6. 前記電流電圧状態検出部が検出する状態は、前記電流位相と前記第２の波形信号のとの時間差もしくは１周期あたりの時間比率とし、前記保護部は閾値を有し、前記電流電圧状態検出部が検出した状態が、前記閾値より大きくなるように保護制御を行う請求項５に記載のモータ駆動装置。
  7. 前記位置検出部は、前記ブラシレスＤＣモータにより誘起される電圧に基づき位置を検出し、かつ、前記インバータに還流電流が流れる際に発生する前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧がオフとなったタイミングを電流位相０として検出することにより、位置および電流位相をともに検出する請求項５に記載のモータ駆動装置。
  8. 前記保護部が行う保護制御動作は、前記ブラシレスＤＣモータの駆動速度を低下させる動作である請求項５に記載のモータ駆動装置。
  9. 前記保護部が行う保護制御動作は、前記ブラシレスＤＣモータを停止し、所定時間の後に再度駆動を開始する動作である請求項５に記載のモータ駆動装置。
  10. 前記保護部により前記ブラシレスＤＣモータの保護制御動作が行なわれたことを報知する報知部をさらに有する請求項５に記載のモータ駆動装置。
  11. 前記第１波形発生部が出力する第１の波形信号のデューティが所定の基準値を超えた場合、前記回転子の速度を所定速度より高いと判定し、前記位置検出部により回転子の位置が検出可能な場合、前記回転子の速度を前記所定速度より低いと判定する請求項５に記載のモータ駆動装置。
  12. 前記ブラシレスＤＣモータの回転子は、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成され、さらに、突極性を有する請求項１または５に記載のモータ駆動装置。
  13. 前記ブラシレスＤＣモータは圧縮機を駆動する請求項１または５に記載のモータ駆動装置。
  14. 請求項１～１３のいずれか１項に記載のモータ駆動装置により駆動されるブラシレスＤＣモータを備えた電気機器。
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