JP5927412B2 - モータ駆動装置およびにこれを用いた電気機器 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置およびこれを用いた電気機器に関する。

従来のこの種モータ駆動装置は、例えば特許文献１に開示されたように、ブラシレスＤＣモータを電流値または駆動速度に応じて、速度フィードバック駆動、もしくは電流と電圧の位相差を所定の位置に保持しながら指令速度で駆動のいずれかに切り換えてモータを駆動する（例えば、特許文献１参照）。

図１２は、前記公報に記載された従来のモータ駆動装置を示すものである。図１２に示すように、位置検出手段２０１と、第１転流手段２０２と、電流位相検出手段２０３と、第２転流手段２０４と、位相差判定部２０５と、負荷判定部２０６と、切換手段２０７と、ドライブ部２０８と、インバータ２０９と、ブラシレスＤＣモータ２１０から構成されている。

特開２０１０−１５８１４７号公報

しかしながら、前記従来の構成では、更なる高効率化のために、ターン数の更なるアップや磁力の更なるアップなど誘起電圧定数が上昇した非常に高速が駆動しにくいモータを使用した場合、通電角によっては電流と印可電圧の位相差の補正により制御が可能な負荷よりも低い負荷で電流がやや不安定になるため、振動、騒音、損失などが発生してしまうという課題を有していた。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、電流と印可電圧との位相差補正による安定制御可能な範囲を拡張し、多様なモータに対応したモータ駆動装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、前記ブラシレスＤＣモータに流れる電流を取得する電流検出部と、通電角が１２０度以上の波形である第１の波形信号を前記ブラシレスＤＣモータの位置に従って出力する第１波形発生部と、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部と、前記ブラシレスＤＣモータが駆動している速度とは異なる周期的な電流値の変化を検出し結果によって通電角を前記ブラシレスＤＣモータの相電流の位相と端子電圧の位相差が負荷に対して変化するように１２０度以上１８０度未満の間で変更する通電角決定部と、前記電流検出部が取得した前記電流の位相と所定の関係を有する波形で、かつ、前記周波数設定部で設定した周波数で通電角決定部によって決定された通電角の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、前記ブラシレスＤＣモータの運転状態に応じて前記第１の波形信号と前記第２の波形信号を切り換えて出力するとしたものである。

これによって、電流状態に応じた通電角の変更を行うこととなる。

本発明のモータ駆動装置は、電流と印可電圧の位相差の補正による制御可能な範囲を拡張し、更に多様なモータやモータ出力に対応することができる。

本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図 同実施の形態におけるモータ駆動装置のタイミング図 同実施の形態におけるモータ駆動装置の最適な通電角を説明する図 同実施の形態におけるモータ駆動装置の他のタイミング図 同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの通電角１５０度での同期駆動時のトルクと位相との関係を示す図 同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの相電流と端子電圧の位相関係を説明する図 （ａ）同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの位相関係を説明する図（ｂ）同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの他の位相関係を説明する図 同実施の形態におけるモータ駆動装置の第２波形発生部の動作を示すフローチャート 同実施の形態におけるモータ駆動装置の電流乱れ発生時での通電角変更部の動作を示すフローチャート 同実施の形態における通電角１７５度でブラシレスＤＣモータ４を同期駆動した場合のトルクと位相との関係を示した図 同実施の形態における通電角１６０度でブラシレスＤＣモータ４を同期駆動した場合のトルクと位相との関係を示した図 同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの回転数とデューティとの関係を示す図 同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの要部断面図 従来のモータ駆動装置のブロック図

第１の発明は、回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記３相巻線に電力を供給するインバータと、前記ブラシレスＤＣモータに流れる電流を取得する電流検出部と、通電角が１２０度以上の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部と、前記電流検出部で検出された電流値が前記ブラシレスＤＣモータの駆動している速度とは異なる周期での変化を検出し結果によって通電角を前記ブラシレスＤＣモータの相電流の位相と端子電圧の位相差が負荷に対して変化するように１２０度以上１８０度未満の間で変更する通電角決定部と、前記電流検出部が取得した前記電流の位相と所定の関係を有する波形で、かつ、前記周波数設定部で設定した周波数で通電角決定部によって決定された通電角の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、前記ブラシレスＤＣモータの運転状態に応じて前記第１の波形信号と前記第２の波形信号を切り換えて出力する切換判定部と、前記切換判定部から出力された第１または第２の波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部とを有することにより、電流状態に応じた通電角の変更を行うこととなり、電流と印可電圧の位相差の補正による制御可能な
範囲を拡張し、更に多様なモータやモータ出力に対応することができる。

第２の発明は、特に第１の発明の通電角決定部が、前記電流検出部で取得した電流値の駆動速度とは異なる周期での変化の最小値と最大値の差に閾値を設けて前記閾値を超えた場合に通電角を狭めることにより、電流が乱れた際に位相差を基準とした補正の安定制御可能範囲を拡張することとなり、容易に安定した電流と印可電圧位相の差による補正制御が可能となる。

第３の発明は、特に第１の発明または第２の発明に、前記第２波形発生部が前記電流位相と前記第２の波形信号の位相差を検出し、前記所定の関係を前記位相差の平均とと前記位相差の差分が所定の差に収まっているとしたことにより、平均という単純な計算により安定した駆動が可能となり、単純なアルゴリズムによる保守性や簡潔性の向上によりソフトウェア品質を向上させつつコストダウンが容易となる。

第４の発明は、特に第１〜第３の発明のブラシレスＤＣモータの運転状態をモータの速度とし、前記切換判定部が、前記回転子の速度が所定速度より低い場合は前記第１の波形信号を出力し、前記回転子の速度が所定の速度より高い場合は前記第２の波形信号を出力するよう切り換えるとしたことにより、必要な負荷に応じて適切な駆動方を選ぶこととなり、運転状態に応じて効率重視の運転と出力重視の運転を切り換えることができる。

第５の発明は、特に第１〜第４の発明のブラシレスＤＣモータの回転子を、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成し、さらに、突極性を有するとしたことにより、ブラシレスＤＣモータの駆動において、永久磁石によるマグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクも有効に利用できるようになるため、低速時の高効率駆動とともに、高効率の高速駆動性能も更に伸張することが可能となる。

第６の発明は、特に第１〜第５の発明のブラシレスＤＣモータが圧縮機を駆動するとしたことにより、圧縮機はイナーシャが比較的大きい負荷であることにより、サーボモータのような高い制御精度が必要とされず、モータの駆動周期よりも位相差の変動周期が遅い駆動となるため、補正の回数を間引いて運転することが可能となり、より演算速度が遅く安価な制御装置でモータ駆動装置を提供できる。また、従来のモータ駆動装置と同じ圧縮機を用いた場合でも、冷凍能力を高めることが出来るので、高能力の冷凍サイクルの小型化と低価格化を実現できる。さらに、従来のモータ駆動装置を用いた冷凍サイクルに、本発明のモータ駆動装置を置き換えれば、より高効率なモータを用いることができる。

第７の発明は、特に第６の発明の圧縮機をレシプロ圧縮機としたことにより、構造上回転子には、金属性で重量の大きいクランクシャフトやピストンが接続されているため、イナーシャが非常に大きく、高速では短い時間での速度の変動は非常に少ない負荷を駆動することとなるため、電流と印可電圧の位相差の変化が少ないこととなり、低速ではトルク脈動に応じた高効率な運転を行い、高速では安定した駆動により高い冷凍能力を出力できる。

第８の発明は、特に第６の発明または第７の発明の圧縮機で使用する冷媒をＲ６００ａとしたことにより、冷凍能力を得るために気筒容積を大きくし、イナーシャが大きくなり、さらに速度や負荷によって変動しにくい安定した駆動が可能となる。

第９の発明は、特に第１〜第８の発明のモータ駆動装置により駆動されるブラシレスＤＣモータを備えた電気機器としたことにより、電気機器として冷蔵庫に用いた場合は、負荷変動は急ではないため、より安定した駆動が可能となる。さらに、安定時には高効率運転を行い、急冷時には高速駆動により冷凍能力を向上させることができる。また、電気機器として空気調和機に用いた場合は、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲に対応できるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図である。図１において、交流電源１は一般的な商用電源で、日本においては実効値１００Ｖの５０または６０Ｈｚの電源である。モータ駆動装置２２は、交流電源１に接続され、ブラシレスＤＣモータ４を駆動する。以下、モータ駆動装置２２について説明する。

整流平滑回路２は、交流電源１を入力として交流電力を直流電力に整流平滑するものであり、ブリッジ接続された４個の整流ダイオード２ａ〜２ｄと、平滑コンデンサ２ｅ、２ｆとから構成される。本実施の形態においては、整流平滑回路２は倍電圧整流回路により構成されているが、整流平滑回路２は全波整流回路により構成されても良い。さらに、本実施の形態においては、交流電源１は単相交流電源であるが、交流電源１が３相交流電源である場合は、整流平滑回路２は３相整流平滑回路によって構成される。

インバータ３は、整流平滑回路２からの直流電力を交流電力に変換する。インバータ３は、６個のスイッチング素子３ａ〜３ｆを３相ブリッジ接続して構成される。また、６個の還流電流用ダイオード３ｇ〜３ｌは、各スイッチング素子３ａ〜３ｆに、逆方向に接続される。

ブラシレスＤＣモータ４は、永久磁石を有する回転子４ａと、３相巻線を有する固定子４ｂとから構成される。ブラシレスＤＣモータ４は、インバータ３により作られた３相交流電流が固定子４ｂの３相巻線に流れることにより、回転子４ａを回転させる。

端子電圧取得部５は、本実施の形態においてはブラシレスＤＣモータ４の端子電圧を取得する。つまり、ブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの磁極相対位置を検出する。具体的には、端子電圧取得部５は、固定子４ｂの３相巻線に発生する誘起電圧に基づいて、回転子４ａの相対的な回転位置を検出している。なお、別な位置検出方法としては、モータ電流（相電流または母線電流）の検出結果に対してベクトル演算を行って磁極位置の推定を行う方法が挙げられる。

また、端子電圧取得部５は、例えば、インバータ３の端子電圧を取得することにより、ブラシレスＤＣモータ４の相電流の電流ゼロクロスを検出する。具体的には、端子電圧取得部５は、インバータ３の還流電流用ダイオード（例えばダイオード３ｈ）に流れる電流の有無、つまり、電流の流れが正から負、または負から正に切り換わる点、すなわちゼロクロスポイントを検出する。端子電圧取得部５は、このゼロクロスポイントをブラシレスＤＣモータ４の相電流のゼロクロスポイントとして検出する。このように、端子電圧取得部５は、ブラシレスＤＣモータ４の磁極位置と相電流のゼロクロスポイントを検出する。

第１波形発生部６は、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動するための第１の波形信号を生成する。第１の波形信号は、通電角が１２０度以上１５０度以下の矩形波の信号である。３相巻線を有するブラシレスＤＣモータ４を滑らかに駆動させるためには、通電角は１２０度以上が必要である。一方、端子電圧取得部５が、誘起電圧に基づいて位置を検出するためには、スイッチング素子のオンからオンの間隔として３０度以上の間隔が必要である。このため、通電角は、１８０度から３０度を減じた１５０度を上限とする。なお、第１の波形信号は、矩形波以外であっても、矩形波に準じる波形が挙げられる。例えば、波形の立ち上り／立ち下りに傾斜を持たせた台形波である。

第１波形発生部６は、端子電圧取得部５により検出された回転子４ａの位置情報を基に、第１の波形信号を生成する。第１波形発生部６はさらに、回転数を一定に保つために、パルス幅変調（ＰＷＭ）デューティ制御を行っている。これにより、回転位置に基づいた最適なデューティで、効率良く、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。

電流検出部７では、ブラシレスＤＣモータ４に流れる電流を検出し、その電流値と電流位相を検出する。電流１周期の中で少なくとも１度は基準となる電流位相を検出する。本実施の形態では、Ｕ相の電流が負から０になったときを電流位相の０度として検出する。これは、電流値が負かどうかを判定し、電流値が０以上になったかどうかで判定が可能となるので、ハードウェアでの検出であっても、ソフトウェアでの検出であっても非常に簡単な構成で実現できる。

通電角変更部８では、電流検出部７で検出した電流値の１周期のピークを検出し、そのピークの変化を検出し、この変化によって周波数設定部９で設定する周波数の通電角を決定し出力する。具体的には、過去１秒間の間に現れた１周期の電流ピーク値の最大と最小の差をピーク値変動として検出する。さらに、過去１秒間におけるブラシレスＤＣモータ４の１回転中に現れる電流１周期のピークの最大と最小の差の平均を検出しトルク変動として記録する。ピーク値変動とトルク変動の差分を求めることで、電流ピーク値の変化から回転数成分を除き、電流安定度として記録する。電流安定度に対してあらかじめ定めておいた閾値電流と比較し、電流安定度が閾値電流を超えていた場合に通電角を狭める。

電流の乱れが未発生の場合では、電流ピーク値を検出しながら通電角は基本的に増加させていく。通電角の増加によって、過剰な電圧印加でなければ電流進角が減少し、電流値は減少していくため、通電角増加後に電流ピーク値が増加した場合は、印可電圧過剰の遅れ位相となるため通電角の増加をやめ、１段階通電角を減少させる。通電角増加後に電流値のピーク値の変化が無ければ、最適な電流位相で駆動していることとなるため、通電角を維持する。ただし、一旦、電流乱れが発生した場合は、ブラシレスＤＣモータ４の駆動速度が変わるまで、通電角を増加させない。また、ドライブ信号のオンより前に誘起電圧０クロスが発生し検出できた場合は、印可電圧過剰として通電角を狭める。

ここで、決定する通電角の幅は、１２０度以上１８０度未満の矩形波の信号である。第１波形発生部６と同様に、ブラシレスＤＣモータ４は３相巻線を有するため、通電角は１２０度以上が必要である。一方、第２波形発生部１０では誘起電圧０クロスを検出する必要が無いため、スイッチング素子のオンからオンの間隔は必要く、上限を１８０度未満とする。端子電圧取得部５が検出する電流ゼロクロスを利用する場合は、適宜オフ時間が設けられる。例えば、ゼロクロスを検出してから、通電角５度分のオフ時間を設けると良い。

周波数設定部９は、デューティは一定で、周波数のみを変化させて周波数を設定する。

第２波形発生部１０は、周波数設定部９からの周波数と、電流検出部７からの電流位相情報を基に、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動するための第２の波形信号を生成する。なお、第２の波形信号は、矩形波に準じる波形であれば良い。例えば、正弦波や歪み波であって良い。また本実施の形態では、デューティは最大もしくは最大に近い状態（９０〜１００％の一定のデューティ）である。

速度検出部１１は、端子電圧取得部５が検出した位置情報に基づき、ブラシレスＤＣモータ４の速度（すなわち回転速度）を検出する。例えば、一定周期で発生する端子電圧取得部５からの信号を計測することにより、簡単に検出することができる。

切換判定部１２は、回転子４ａの回転速度が低速か高速かを判定し、ドライブ部１３に入力する波形信号を、第１の波形信号か第２の波形信号かに切り換える。具体的には、速度が低い場合は第１の波形信号を選択し、速度が高い場合は第２の波形信号を選択して出力する。ここで、回転速度が低いか高いかの判定は、速度検出部１１で検出した実際の速度に基づいて行うことができる。他にも、速度が低いか高いかの判定は、設定回転数やデ
ューティに基づいて行うこともできる。例えば、デューティが最大（一般的には１００％）の場合は速度が最高となるため、切換判定部１２は、波形信号を第２の波形信号に切り換える。

ドライブ部１３は、切換判定部１２から出力された波形信号に基づき、インバータ３がブラシレスＤＣモータ４の３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を出力する。具体的にはドライブ信号は、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオンまたはオフ（以下、オン／オフと記す）する。これにより、固定子４ｂに最適な交流電力が印加され、回転子４ａが回転し、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。

次に、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２を用いた電気機器について説明する。電気機器の一例として、冷蔵庫２１について説明する。

冷蔵庫２１には圧縮機１７が搭載されているが、ブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの回転運動は、クランクシャフト（図示せず）により、往復運動に変換される。クランクシャフトに接続されたピストン（図示せず）は、シリンダ（図示せず）内を往復運動することにより、シリンダ内の冷媒を圧縮する。つまり、ブラシレスＤＣモータ４と、クランクシャフト、ピストン、シリンダにより、圧縮機１７が構成される。

圧縮機１７の圧縮方式（機構方式）は、ロータリー型やスクロール型など、任意の方式が用いられる。本実施の形態においては、レシプロ型の場合について説明する。レシプロ型の圧縮機１７はイナーシャが大きい。このため、圧縮機１７のブラシレスＤＣモータ４を同期駆動する場合は、圧縮機１７の駆動が安定する。

圧縮機１７に用いる冷媒は、一般にＲ１３４ａ等であるが、本実施の形態においては、冷媒はＲ６００ａを用いる。Ｒ６００ａは、Ｒ１３４ａと比較して地球温暖化係数は小さいが、冷凍能力が低い。本実施の形態においては、圧縮機１７はレシプロ型圧縮機で構成するとともに、冷凍能力を確保するために、気筒容積を大きくしている。気筒容積の大きい圧縮機１７は、イナーシャが大きいため、電源電圧が低下した場合であっても、イナーシャによってブラシレスＤＣモータ４が回転する。これにより、回転速度の変動が少なくなり、より安定した同期駆動が可能となる。しかしながら、気筒容積の大きい圧縮機１７は負荷が大きいため、従来のモータ駆動装置では駆動が困難である。本実施の形態におけるモータ駆動装置２２は、特に高負荷での駆動範囲が拡張されるため、Ｒ６００ａを用いた圧縮機１７を駆動するのに最適である。

圧縮機１７で圧縮された冷媒は、凝縮器１８、減圧器１９、蒸発器２０を順に通って、再び圧縮機１７に戻るような冷凍サイクルを構成する。この時、凝縮器１８では放熱を、蒸発器２０では吸熱を行うので、冷却や加熱を行うことができる。この冷凍サイクルを搭載して冷蔵庫２１が構成される。ここで、別な電気機器の例としては、凝縮器１８や蒸発器２０に送風機を備えたものが空気調和機である。

以上のように構成されたモータ駆動装置２２について、その動作を説明する。まず、ブラシレスＤＣモータ４の速度が低い場合（低速時）の動作について説明する。図２は、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２のタイミング図である。特に図２は、低速時でのインバータ３を駆動させる信号のタイミング図である。インバータ３を駆動させる信号とは、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン／オフするために、ドライブ部１３から出力されるドライブ信号である。この場合、このドライブ信号は、第１の波形信号に基づいて得られる。第１の波形信号は、端子電圧取得部５の出力に基づき、第１波形発生部６から出力される。

図２において、信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚはそれぞれ、スイッチング素子３ａ、３ｃ、３ｅ、３ｂ、３ｄ、３ｆをオン／オフするためのドライブ信号である。波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗはそれぞれ、固定子４ｂの巻線のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の波形である。ここで、低速時の駆動では、端子電圧取得部５の信号に基づいて、１２０度ごとの区間で順次転流を行う。信号Ｕ、Ｖ、Ｗは、ＰＷＭ制御によるデューティ制御を行っている。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の波形である波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、図２に示す様に、のこぎり波の波形となる。この場合は、端子電圧取得部５の出力に基づいて、最適なタイミングで転流が行なわれている。このため、ブラシレスＤＣモータ４は最も効率良く駆動される。

次に、最適な通電角について、図３を用いて説明する。図３は、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２の、最適な通電角を説明する図である。特に図３は、低速時の通電角と効率との関係を示す。図３において、線Ａは回路効率、線Ｂはモータ効率、線Ｃは総合効率（回路効率Ａとモータ効率Ｂとの積）を示す。図３に示すように、通電角を１２０度より大きくすると、モータ効率Ｂは向上する。これは、通電角が広がることにより、モータの相電流の実効値が下がり（すなわち力率が上がり）、モータの銅損減少に伴いモータ効率Ｂが上がるためである。しかしながら、通電角を１２０度より大きくすると、スイッチング回数が増加し、スイッチングロスが増加する場合がある。このような場合は、回路効率Ａは低下する。この回路効率Ａとモータ効率Ｂとの関係から、総合効率Ｃが最も良くなる通電角が存在する。本実施の形態では、１３０度が、総合効率Ｃが最も良くなる通電角である。

次に、ブラシレスＤＣモータ４の速度が高い場合（高速時）の動作について説明する。図４は本実施の形態におけるモータ駆動装置２２のタイミング図である。特に図４は、高速時でのインバータ３を駆動させるドライブ信号のタイミング図である。この場合、このドライブ信号は、第２の波形信号に基づいて得られる。第２の波形信号は、周波数設定部９の出力に基づき、第２波形発生部１０から出力される。

図４における信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ、および波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは図２と同様である。各信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚは周波数設定部９の出力、および通電角変更部８の出力に基づいて、所定周波数を出力して転流を行う。この場合の導電角は、１２０度以上１８０度未満とする。図４では、導電角が１５０度の場合を示している。導電角を上げることによって、各相の電流の波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは擬似的に正弦波に近づく。

デューティを一定にして周波数を上げることにより、従来に比べて大幅に回転速度が上がる。この回転速度が上がった状態では、同期モータとして駆動されており、駆動周波数の上昇に伴い電流も増加する。この場合、導電角を最大の１８０度未満まで広げることにより、ピーク電流が抑制される。従って、ブラシレスＤＣモータ４は、さらに高い電流で駆動しても、過電流保護にかからずに動作される。

ここで、第２波形発生部１０によって生成される、第２の波形信号について説明する。図５は、通電角１５０度でブラシレスＤＣモータ４を同期駆動した場合の、トルクと位相との関係を示した図である。図５において、横軸はモータのトルク、縦軸は誘起電圧の位相を基準とした位相差を示し、位相が正の場合、誘起電圧の位相に対して進みであることを示す。また、通電角１５０度での同期駆動での安定状態を示す図５の、線Ｄ１はブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相を、線Ｅ１はブラシレスＤＣモータ４の端子電圧の位相を示す。ここで、相電流の位相が端子電圧の位相より進んでいることから、同期駆動でブラシレスＤＣモータ４を高速で駆動していることが判る。図５に示す相電流の位相と端子電圧の位相との関係から明確なように、負荷トルクに対して相電流の位相の変化は少ない。一方で、端子電圧の位相が直線的に変化していることから、負荷トルクに応じて相電流と端子電圧との位相差はほぼ線形に変化する。

このように、同期駆動においては、ブラシレスＤＣモータ４の駆動は、駆動速度および負荷に応じた、適切な相電流の位相および端子電圧の位相との関係で安定する。この場合の、端子電圧の位相および相電流の位相との関係を図６に示す。特に図６は、負荷による相電流の位相と端子電圧の位相との関係をｄ−ｑ平面上に示したベクトル図である。

同期駆動においては、端子電圧ベクトルＶｔは、負荷が増加した場合、大きさはほぼ一定に保ちながら、位相は進み方向に推移する。図６を用いて説明すると、端子電圧ベクトルＶｔは矢印Ｆの方向に回転する。一方、電流ベクトルＩは、負荷が増加した場合、ほぼ一定の位相を保ちながら、負荷の増加に伴い大きさが変化する（例えば負荷増加に伴い電流が増える）。図６を用いて説明すると、電流ベクトルＩは矢印Ｇの方向に伸びる。このように電圧ベクトルおよび電流ベクトルが駆動環境（入力電圧、負荷トルク、駆動速度等）に従い適切な状態で各ベクトルの位相関係が定まる。

ここで、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループによって通電角１５０度で同期駆動した場合の、ある負荷や速度における、位相の時間的変化について、図を用いて説明する。図７は、ブラシレスＤＣモータ４の位相関係を説明するための図である。特に図７は、ブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相と端子電圧の位相との関係を示す。図７（ａ）、図７（ｂ）において、横軸は時間、縦軸は誘起電圧の位相を基準とした位相（すなわち誘起電圧との位相差）を示す。両図において、線Ｄ２は相電流の位相、線Ｅ２は端子電圧の位相、線Ｈ２は相電流の位相と端子電圧の位相との位相差を示す。そして、図７（ａ）は低負荷での駆動状態を示し、図７（ｂ）は高負荷での駆動状態を示す。また、誘起電圧の位相との差から、図７（ａ）、図７（ｂ）共に、端子電圧の位相より相電流の位相が進んでいることから、ブラシレスＤＣモータ４が、同期駆動により非常に高速での駆動していることが判る。

図７（ａ）に示すように、駆動速度に対して負荷が小さい場合の同期駆動では、転流に対して負荷に見合った角度分だけ回転子４ａが遅れる。すなわち、回転子４ａから見ると転流が進み位相となり、所定の関係が保たれる。つまり、誘起電圧から見ると、端子電圧および相電流の位相が進み位相となり、所定の関係が保たれる。これは弱め磁束制御と同様の状態であるため、高速での駆動が可能となる。

一方、図７（ｂ）に示すように、駆動速度に対して負荷が大きい場合では、転流に対して回転子４ａが遅れることで弱め磁束状態になり、回転子４ａは転流周期に同期するように加速する。その後、回転子４ａの加速により、端子電圧の進み位相の減少によって相電流が減少し、回転子４ａが減速する。この状態が繰り返され、回転子４ａは、この加速と減速を繰り返す。これにより結局、駆動状態（駆動速度）が安定しない。すなわち図７（ｂ）に示す様に、一定周期で行われる転流に対して、ブラシレスＤＣモータ４の回転が変動する。このため、誘起電圧の位相を基準とした場合、端子電圧の位相が変動する。このような駆動状態では、ブラシレスＤＣモータ４の回転が変動し、それに伴ってうねり音が発生する。また、電流が脈動するため、過電流と判断されて、ブラシレスＤＣモータ４が停止される可能性が生じる。

従って、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動する場合、負荷が小さい状態では、ブラシレスＤＣモータ４は安定して駆動されるが、負荷が大きい状態では、上記の様な不都合が生じる。つまり、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動する場合は、高速／高負荷での駆動はできず、駆動範囲が拡張されない。

そこで、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２は、相電流の位相と端子電圧の位相とを、図５に示すような負荷に見合った位相関係に保った状態で、ブラシレスＤＣモータ
４を駆動する。このような相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係を保つ方法について、以下に述べる。

モータ駆動装置２２は、端子電圧の基準位相（すなわちドライブ信号の転流基準位置）と相電流の位相の基準点を検出し、これに基づき、オープンループの同期駆動における転流タイミング（一定周期の転流）に対して補正を行い、相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係を保った転流タイミングを決定する。具体的には、第２波形発生部１０が、上記の位相関係を保った転流タイミングを決定する。電流検出部７によって検出される電流０クロスが回転子４ａの位置に対応する。従って、電流０クロスに基づいて生成された波形、すなわち第２の波形信号は、電流検出部７が検出した回転子の位置と所定の関係を有する波形となる。第２波形発生部１０は、生成した第２の波形信号をドライブ部１３へ出力する。この第２波形発生部１０の動作について、図８のフローチャートを用いて説明する。

まずステップ１０１では、あるスイッチング素子がオンになったかどうか、つまり、そのスイッチング素子のオンタイミングを待つ。本実施の形態では、Ｕ相下側のスイッチング素子、すなわちインバータ３のスイッチング素子３ｂのオンタイミングを待つ。スイッチング素子３ｂがオンになった場合（ステップ１０１のＹｅｓ）は、ステップ１０２に進む。ステップ１０２では、時間計測用のタイマをスタートさせ、ステップ１０３に進む。

ステップ１０３では、電流検出部７で、電流０クロスが発生したかどうか判定する。つまり、電流の向きが負から０以上に切換るかどうかを判定する。本実施の形態では、特定相はＵ相であり、Ｕ相の電流が負から０以上に切換わったかを判定する。つまり、Ｕ相下側のスイッチング素子、つまりインバータ３のスイッチング素子３ｂがオフした後に、還流電流用ダイオード３ｇに流れる電流が流れなくなったタイミングが、特定相がスパイクオフしたタイミングである。Ｕ相電流が負から０以上になった場合（ステップ１０３のＹｅｓ）は、ステップ１０４に進む。

ステップ１０４では、ステップ１０２でスタートしたタイマを停止させ、タイマカウント値を格納し、ステップ１０５に進む。つまり、スイッチング素子３ｂがオンしてから、還流電流用ダイオード３ｇに電流が流れている間に発生するスパイク電圧がオフするまでの時間を計測して、ステップ１０５に進む。

ステップ１０５では、ステップ１０４で計測した時間と、これまでの平均時間との差分を計算し、ステップ１０６に進む。ステップ１０６では、ステップ１０５で計算した差分に基づいて、転流タイミングの補正量を演算し、ステップ１０７に進む。

ここで、転流タイミングの補正とは、周波数設定部９で設定した周波数、つまり指令速度に基づく基本の転流周期に対して、転流タイミングを補正することである。従って、大きな補正量を付加した場合は、過電流や脱調が起こる。したがって、補正量を演算する場合は、ローパスフィルタ等を付加した上で演算を行い、転流タイミングの急激な変動を抑える。これにより、ノイズ等の影響で電流のゼロクロスを誤検出した場合であっても、補正量への影響が小さくなり、駆動の安定性がより向上する。さらに、補正量の演算において急激な変化を抑えているため、ブラシレスＤＣモータ４を加減速させる転流タイミングの変化も緩やかになる。このため、指令速度が大きく変更され、周波数設定部９による周波数（転流周期）が大幅に変わった場合であっても、転流タイミングの変化は緩やかになり、加減速が滑らかになる。

この転流タイミングの補正は、具体的には、相電流の位相と端子電圧の位相との位相差を常に平均時間に近づけることである。例えば、負荷が大きくなることにより、回転子４
ａの回転速度が低下すると、相電流の位相は、端子電圧の位相を基準にすると遅れ方向に移動する。このため、端子電圧の基準位相から相電流の基準位相までの平均時間より、ステップ１０４で計測した時間の方が長くなる。この場合には、第２波形発生部１０は、転流タイミングを、回転速度（回転数）に基づく転流周期のタイミングよりも遅らせるように転流タイミングを補正する。つまり、相電流の位相が遅れたことにより計測時間が長くなったため、第２波形発生部１０は、転流タイミングを遅らせて端子電圧の位相を遅らせ、相電流の位相との位相差を平均時間に近づける。

逆に、負荷が小さくなることにより、回転子４ａの回転速度が上がると、相電流の位相は、端子電圧の位相を基準にすると進み方向に移動する。このため、端子電圧の基準位相から相電流の基準位相までの平均時間より、計測時間の方が短くなる。この場合には、第２波形発生部１０は、一旦、転流タイミングを、回転数に基づく転流周期のタイミングよりも早くするように転流タイミングを補正する。つまり、相電流の位相が早くなったことにより計測時間が短くなったため、第２波形発生部１０は、転流タイミングを早くして端子電圧の位相を進ませ、相電流の位相の位相差を平均時間に近づける。

さらに第２波形発生部１０は、転流タイミングの補正を、特定相（例えば、Ｕ相上側のスイッチング素子のみ）の任意のタイミング（例えば、回転子４ａの１回転に１回）として、その他の相の転流は、目標とする回転数に基づく転流周期で時間的に行う。これにより、負荷に応じて相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係が最適に保たれ、ブラシレスＤＣモータ４の駆動速度が保持される。

次にステップ１０７では、ステップ１０４で計測した時間を加味して平均時間を更新し、ステップ１０８に進む。ステップ１０８では、周波数設定部９で設定した周波数（駆動速度）に基づいたスイッチング素子の転流周期に対して、補正量を付加することで転流タイミングを決定する。

つまり、転流タイミングは、周波数設定部９で設定した周波数に対して補正量を付加することにより、相電流の位相と端子電圧の位相とが、常に平均位相差となるように、電流位相を基準にして決定される。従って、負荷が大きくなった場合は、相電流の位相と転流タイミングの差である位相差が狭まる。これに対して、補正の基準となる平均時間が小さくなり、負荷が大きくなる前と比較して、位相差が狭まった状態を基準としてブラシレスＤＣモータ４が駆動される。これにより、より大きな進角でブラシレスＤＣモータ４が駆動され、弱め磁束効果の向上により、出力トルクが増大し、必要な出力トルクが確保される。

逆に、負荷が小さくなった場合は、相電流の位相と転流タイミングの差である位相差が広がる。これに対して、補正の基準となる平均時間が大きくなり、負荷が小さくなる前と比較して、位相差が広がった状態を基準としてブラシレスＤＣモータ４が駆動される。これにより、より小さな進角でブラシレスＤＣモータ４が駆動され、弱め磁束効果の低減により、出力トルクが減少し、必要以上のトルクが出力されない。以上より、必要な出力を確保するとともに、余計な出力をしない駆動が行われる。

一方、ステップ１０３において、電流０クロスが発生しなかった場合は、再びステップ１０３に戻り、電流０クロスが発生するのをまつ。

一方、ステップ１０１において、あるスイッチング素子（本実施の形態ではスイッチング素子３ａ）がオンしなかった場合（ステップ１０１のＮｏ）は、ステップ１０９に進む。ステップ１０９では、転流タイミングの補正量は０として、ステップ１０８に進む。この場合は補正量が０であるため、ステップ１０８では、回転数に基づく転流周期のタイミ
ングが、次回の転流タイミングとして決定される。

以上の動作を電気角１周期定１回繰り返すことで、補正を行いながら安定した駆動が可能となる。

なお、本実施の形態では、Ｕ相上側のスイッチング素子３ｂのオンタイミングのみで転流周期の補正を行っているため、電気角１周期中に１回の補正となる場合について説明している。しかしながら、モータ駆動装置２２の用途や、ブラシレスＤＣモータ４のイナーシャ等を考慮して補正のタイミングを設定すれば良い。例えば、回転子４ａの１回転に１回の補正や、電気角１周期中に２回の補正、各スイッチング素子がオンする毎回のタイミングでの補正を行っても良い。

また、本実施の形態では、電流０クロスを電流検出部７の検出結果によって判定を行ったが、端子電圧取得部５によって検出されるブラシレスＤＣモータ４に流れる電流が還流用ダイオード３ｇ〜３ｌに流れている間に発生するスパイク電圧がオフするタイミングとしても良い。これによって、第１波形発生部の駆動用位置信号と電流０クロス検出を同一回路で実現できる。

次に、電流が乱れたかどうかを判定し、電流乱れを検知した際に通電角を狭める通電角変更部８の動作について、図９のフローチャートを用いて説明する。

まず、ステップ２０１において、１秒間電流ピークを監視するので、そのためのタイマをクリアし、スタートさせ、ステップ２０２に進む。

ステップ２０２において、これから記録していく過去１秒間に検出した１周期の電流ピークの最大と最小をそれぞれ過去１秒の最大と過去１秒の最小とし、最大を０に、最小を取りえる最大の値に初期化する。これによって、今からの１秒間に発生する電流１周期ごとのピークの最大と最小を検出することができる。ステップ２０３に進む。

ステップ２０３では、経過した周期数をクリアし、１回転の中で現れる１周期ごとの電流ピークの最大と最小をそれぞれ１回転の最大と１回転の最小とし、最大を０に、最小を取りえる最大の値に初期化する。例えばブラシレスＤＣモータの極数が６極であれば、電流１周期のピークは３回検出され、これら３回のうち最大のものが１回転の中で現れる１周期ごと最大となり、３回のうち最小のものが１回転の中で現れる１周期ごと最小として格納される。ステップ２０４に進む。

ステップ２０４では、電流１周期の中で現れる最大の値を格納する変数である１周期の最大をクリアし、ステップ２０５にすすむ。

ステップ２０５では、電流検出部７で検出された電流値を取得し、ステップ２０６に進む。

ステップ２０６では、１周期の最大とステップ２０５で検出した電流値を比較する。初回は１周期の最大が０なので、１周期の最大より電流値が大きい場合（ステップ２０６のＹｅｓ）となり、ステップ２０７に進む。

ステップ２０７では、１周期の最大より取得した電流値のほうが大きいので、取得した電流値を１周期の最大として格納し、ステップ２０８に進む。

ステップ２０８では、電流が１周期経過したかどうかを判定する。電流検出部７では電
流０クロスを検出しているため、電流０クロスが発生したかどうかによって、電流１周期を検出することができる。電流０クロスが発生していない場合（ステップ２０８のＮｏ）はステップ２０５に進む。

ステップ２０５では、再び電流値を取得し、ステップ２０６に進む。

ステップ２０６では、直前の２０５で検出した電流値が１周期の最大よりも大きいか判定を行い、電流値が１周期の最大以下の場合（ステップ２０６のＮｏ）では、ステップ２０８へとすすむ。

ステップ２０８では、１周期経過したか判定を行い、電流０クロスを検出し、１周期を経過したと判定した場合（ステップ２０８のＹｅｓ）は、ステップ２０９へと進む。

ステップ２０９では、１周期が経過したので、１回転の最大を更新する必要があるかを判定するため、１回転の最大より１周期の最大が大きいか比較を行う。１回目なので、クリア結果と比較するため、１回転の最大より１周期の最大が大きい場合（ステップ２０９のＹｅｓ）となり、ステップ２１０に進む。

ステップ２１０では、１回転の最大に今回の１周期の最大を格納し、ステップ２１１に進む。

ステップ２１１では、１周期が経過したので、１回転の最小を更新する必要があるかを判定するため、１回転の最小より１周期の最小が小さいか判定を行う。１回目なので、最大の値と比較するため、１回転の最小より１周期の最小が小さい場合（ステップ２１１のＹｅｓ）となり、ステップ２１２に進む。

ステップ２１２では、１回転の最小に今回の１周期の最大を格納し、ステップ２１３に進む。ステップ２１３では、周期数をカウントアップし、１回転経過したかどうかを判定する。１回転は極数の半分の回数判定を行ったかで判定を行う。１回目なので、１回転が経過していない場合（ステップ２１３のＮｏ）となり、ステップ２０４へと進む。

ステップ２０４では次の１周期のピークを検出するため、１周期の最大をクリアし、ステップ２０５へと進む。ステップ２０５からステップ２１２までを再び繰り返し実施し、再度ステップ２１３へと到達する。１回目と２回目の１周期の最大が一致しない限り、ステップ２１０かステップ２１２のどちらか一方のみが実行され、１回転の最大と最小に差が生まれる。

２回目のステップ２１３では、再び１回転経過したかどうかを判定する。本実施の径庭においては、図１３に示すように、４極モータを採用しているため２回目の判定で１回転経過した場合（ステップ２１３のＹｅｓ）となり、ステップ２１４に進む。

ステップ２１４では、１回転の最大と最小の差分計算し、差分の平均を算出する。平均は過去１秒の平均とする。ステップ２１５へと進む。

ステップ２１５では、過去１秒の最大と１回転の最大とを比較する。初回なので、過去１秒の最大は０となっており、過去１秒の最大より１回転の最大が大きい場合（ステップ２１５のＹｅｓ）となり、ステップ２１６に進む。

ステップ２１６では、過去１秒の最大を今回の１回転の最大で更新し、ステップ２１７に進む。

ステップ２１７では、過去１秒の最小と１回転の最小とを比較する。初回なので、過去１秒の最小はとりうる最大の値が格納されており、過去１秒の最小より１回転の最小が小さい場合（ステップ２１７のＹｅｓ）となり、ステップ２１８に進む。

ステップ２１８では、過去１秒の最小を今回の１回転の最小で更新し、ステップ２１９に進む。

ステップ２１９では、１秒以上経過したかどうかタイマの値を確認する。本実施の形態では、ブラシレスＤＣモータの駆動は１ｒ／ｓより常に高速で動作しているため、初回は必ず１秒間経過していない場合（ステップ２１９のＮｏ）となり、ステップ２０３へと進む。ステップ２０３では、１回転を再度監視するため、周期数のカウントと１回転の最大と最小を初期化し、ステップ２０４へと進む。ステップ２０４からステップ２１８がふたたび、実行され、ステップ２１９へと到達する。例えば、６０ｒ／ｓで駆動していれば、ステップ２１９に６０回目に到達した時に１秒経過した場合（ステップ２１９のＹｅｓ）となり、ステップ２２０へと進む。

ステップ２２０では、過去１秒の最大と最小の差分を計算し、１回転の最大と最小の差分の平均を減じた結果を電流安定度として格納する。そして、ステップ２２１へと進む。

ステップ２２１では電流安定度があらかじめ定めておいた閾値電流より大きいか判定を行う。この閾値電流はあらかじめ負荷変動の範囲を確認し、その際に変化する電流値幅より大きく設定しておく。この閾値電流より小さい場合（ステップ２２１のＮｏ）はそのまま処理を終了する。一方、ステップ２２１で電流安定度が閾値電流より大きい場合は、ステップ２２２に進む。ステップ２２２では電流が乱れていると判断し、通電角を狭め、処理を終了する。

以上の処理を定期的に繰り返すことで、電流の乱れを検出し、通電角を狭め安定動作可能な通電角へと設定していく。

なお、本実施の形態では電流乱れの閾値を負荷変動の最大幅で設定を行ったが、電流乱れによって、振動が許容値を超えてしまうような電流値を設定しても良い。その際、あらかじめ、設定値に余裕をもたせ、閾値電流を超えるような電流安定度となるたびに過去１秒の最大と最小をクリアし、１秒間の間に半分以上発生している場合、電流乱れと判断し、通電角を狭めるなどとしても良い。

次に、通電角を狭めることによって、電流乱れが安定する現象について図１０、図１１を用いて説明を行う。

図１０は通電角１７５度でブラシレスＤＣモータ４を同期駆動した場合の、トルクと位相との関係を示した図である。図１１は通電角１６０度でブラシレスＤＣモータ４を同期駆動した場合の、トルクと位相との関係を示した図である。図１０の線Ｄ３はブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相を、線Ｅ３はブラシレスＤＣモータ４の端子電圧の位相を示す。また、図１１の線Ｄ４はブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相を、線Ｅ４はブラシレスＤＣモータ４の端子電圧の位相を示す。ただし、端子電圧の位相差はＵ相上のドライブ信号がオンするタイミングの０度をとして見たものとする。

図１０において、オープンループで同期駆動した場合、負荷Ｌ１より大きい負荷の範囲では電流の乱れが発生する。しかしながら、負荷に応じて線Ｄ３と線Ｅ３の位相差が生まれる負荷Ｌ２は負荷Ｌ１よりもおおきいため、負荷Ｌ１〜Ｌ２の範囲で電流が乱れてしま
う。

一方、図１１においは、通電角が狭まることで、印可電圧が減少した分、必要進角が大きくなり、通電角１７５度よりも電流位相が進む。電流位相が進んだ結果、負荷に対して電流位相の増え方が鈍くなる範囲が増え、線Ｄ４と線Ｅ４の位相差が生まれる範囲がＬ３へと低トルク側へシフトし、Ｌ３よりも大きな負荷範囲で安定駆動が可能となる。その結果、オープンループで同期駆動した場合に、電流乱れが発生し始める負荷Ｌ４を含むこととなり、全ての範囲で安定駆動が可能となる。通電角の加減として１２０度があるが、それ以外に必要負荷範囲を脱調することなく駆動できる通電角をあらかじめ調べておき、下限を設定しておくことで、脱調による停止を防ぐことができる。通電角が下限状態で、通電角を狭めることが必要な場合は第１波形発生部６を基にした駆動へと切り換えることで、フェールソフトとして機能させることができる。

次に、切換判定部１２による切り換え動作について説明する。図１２は、本実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ４の、回転数とデューティとの関係を示す図である。

図１２において、ブラシレスＤＣモータ４の回転数、つまり回転子４ａの回転数が５０ｒ／ｓ以下の場合は、第１波形発生部６による第１の波形信号に基づいて、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。デューティは、フィードバック制御により、回転数に応じて、最も効率が良い値に調整される。

回転数が５０ｒ／ｓでデューティが１００％となり、第１波形発生部６に基づく駆動では、それ以上回転させることができない。すなわち限界に到達する。つまり、回転数５０ｒ／ｓより高い速度では、デューティは一定で、周波数（すなわち転流周期）のみを上げて、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。

一方、第２波形発生部１０に基づく駆動では、通電角が１２０度の状態で、通電角を狭めるよう判定された場合、第１波形発生部６に基づいた駆動に切り換える。例えば、端子電圧０クロスを検出できるような状況で、通電角を狭めるが、通電角１２０度で誘起電圧０クロスが検出できる負荷状態では、第１波形発生部６の第１の波形信号で十分に駆動できるトルクであることが分かるため、第１波形発生部６に基づいた駆動に切り換える。また、速度の指令が第２波形発生部１０に切換った速度の５０ｒ／ｓより５Ｈｚ少ない速度の４５ｒ／ｓになった場合、第１波形発生部６に基づく駆動としても良い。

このように、第１波形発生部６と第２波形発生部１０を適切に切り換えることで低速低負荷から、高速高負まで駆動を可能にする。

次に、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ４の構造について説明する。図１３は、本実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ４の回転子の、回転軸に対して垂直断面を示した断面図である。

回転子４ａは、鉄心４ｇと４枚のマグネット４ｃ〜４ｆとから構成される。鉄心４ｇは、０．３５〜０．５ｍｍ程度の薄い珪素鋼板を打ち抜いたものを積み重ねて構成される。マグネット４ｃ〜４ｆは、円弧形状のフェライト系永久磁石がよく用いられ、図示したように、円弧形状の凹部が外方を向くように、中心対称に配置される。一方、マグネット４ｃ〜４ｆとして、ネオジウムなどの希土類の永久磁石を用いる場合は、平板形状の場合もある。

このような構造の回転子４ａにおいて、回転子４ａの中心から、１つのマグネット（例えば４ｆ）の中央に向かう軸をｄ軸とし、回転子４ａの中心から、１つのマグネット（例
えば４ｆ）とこれに隣接するマグネット（例えば４ｃ）との間に向かう軸をｑ軸とする。ｄ軸方向のインダクタンスＬｄとｑ軸方向のインダクタンスＬｑは逆突極性を有し、異なるものとなる。つまりこれは、モータとしては、マグネットの磁束によるトルク（マグネットトルク）以外に、逆突極性を利用したトルク（リラクタンストルク）を有効に使える。したがって、モータとして、よりトルクが有効的に利用できる。この結果、本実施の形態としては、高効率なモータが得られる。

また、本実施の形態の制御において、周波数設定部９と第２波形発生部１０による駆動を行うと、相電流は進み位相でとなる。そのため、このリラクタンストルクが大きく利用されるので、逆突極性がないモータに比べて、より高回転で駆動することができる。

また、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ４は、鉄心４ｇに永久磁石４ｃ〜４ｆを埋め込んでなる回転子４ａを有し、かつ突極性を有する。また、永久磁石のマグネットトルクの他に、突極性によるリラクタンストルクを用いている。このことにより、低速時の効率向上はもちろん、高速駆動性能をさらに上げることになる。また、永久磁石にネオジウムなどの希土類磁石を採用してマグネットトルクの割合を多くしたり、インダクタンスＬｄ、Ｌｑの差を大きくしてリラクタンストルクの割合を多くしたりすると、最適な通電角を変えることにより効率を上げることができる。

次に、本実施の形態のモータ駆動装置２２を冷蔵庫２１や空気調和機に用いて、圧縮機１７を駆動した場合について説明する。従来のモータ駆動装置であれば、高速／高負荷での駆動に対応するために、巻線の巻き込み数を少なくすることにより必要トルクを確保したブラシレスＤＣモータを利用する必要があった。このようなブラシレスＤＣモータは、モータの騒音等が大きかった。本実施の形態のモータ駆動装置２２を用いれば、巻線の巻込み量を増やしてトルクダウンしたブラシレスＤＣモータ４を利用しても、高速／高負荷で駆動できる。これにより、回転数が低い場合のデューティが、従来のモータ駆動装置を用いた場合より大きくできる。そのため、モータの騒音、特にキャリア音（ＰＷＭ制御での周波数に相当する。例えば３ｋＨｚ）が低減できる。

また、圧縮機１７をレシプロ圧縮機とすることで、よりイナーシャが大きく、高速でのトルク脈動が小さいため、安定して高速まで動作させることができる。また、圧縮機１７を冷蔵庫２１に搭載した場合、冷蔵庫２１は負荷の変動が急ではないため、相電流の位相と端子電圧の位相の位相差の変化は小さく、より安定した駆動が可能となる。

なお、本実施の形態のモータ駆動装置２２を用いて空気調和機の圧縮機１７を駆動する場合では、さらに、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲に対応できるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。

以上のように、本実施の形態においては回転子４ａと、３相巻線を有する固定子４ｂとからなるブラシレスＤＣモータ４を駆動するモータ駆動装置であって、３相巻線に電力を供給するインバータ３と、ブラシレスＤＣモータ４に流れる電流を取得する電流検出部７と、通電角が１２０度以上の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部６と、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部９と、電流検出部７で検出された電流値がブラシレスＤＣモータ４の駆動している速度とは異なる周期での変化を検出し結果によって通電角を１２０度以上１８０度未満の間で変更する通電角変更部８と、電流検出部７が取得した電流の位相と所定の関係を有する波形で、かつ、周波数設定部９で設定した周波数で通電角変更部８によって決定された通電角の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部１０と、ブラシレスＤＣモータ４の運転状態に応じて第１の波形信号と第２の波形信号を切り換えて出力する切換判定部１２と、切換判定部１２から出力された第１または第２の波形信号に基づき、インバータ３が３相巻線に供給す
る電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、インバータ３に出力するドライブ部１３とを有する。

これにより、電流状態に応じた通電角の変更を行うこととなり、電流と印可電圧の位相差の補正による制御可能な範囲を拡張し、更に多様なモータやモータ出力に対応することができる。

また、本実施の形態では、電流検出部７で取得した電流値の駆動速度とは異なる周期での変化の最小値と最大値の差に閾値電流を設けて閾値電流を超えた場合に通電角を狭めることにより、電流が乱れた際に位相差を基準とした補正の安定制御可能範囲を拡張することとなり、容易に安定した電流と印可電圧位相の差による補正制御が可能となる。

また、本実施の形態では、第２波形発生部１０が電流位相と第２の波形信号の位相差を検出し、所定の関係を位相差の平均とと位相差の差分が所定の差に収まっているとしたことにより、平均という単純な計算により安定した駆動が可能となり、単純なアルゴリズムによる保守性や簡潔性の向上によりソフトウェア品質を向上させつつコストダウンが容易となる。

また、本実施の形態ではブラシレスＤＣモータ４の運転状態をモータの速度とし、前記切換判定部が、回転子４ａの速度が所定速度より低い場合は第１の波形信号を出力し、回転子４ａの速度が所定の速度より高い場合は第２の波形信号を出力するよう切り換えるとしたことにより、必要な負荷に応じて適切な駆動方を選ぶこととなり、運転状態に応じて効率重視の運転と出力重視の運転を切り換えることができる。

また、本実施の形態ではブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａを、鉄心４ｇに永久磁石４ｃ〜４ｆを埋め込んで構成し、さらに、突極性を有するとしたことにより、ブラシレスＤＣモータ４の駆動において、永久磁石４ｃ〜４ｆによるマグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクも有効に利用できるようになるため、低速時の高効率駆動とともに、高効率の高速駆動性能も更に伸張することが可能となる。

また、本実施の形態ではブラシレスＤＣモータ４が圧縮機１７を駆動するとしたことにより、圧縮機１７はイナーシャが比較的大きい負荷であることにより、サーボモータのような高い制御精度が必要とされず、モータの駆動周期よりも位相差の変動周期が遅い駆動となるため、補正の回数を間引いて運転することが可能となり、より演算速度が遅く安価な制御装置でモータ駆動装置を提供できる。また、従来のモータ駆動装置と同じ圧縮機を用いた場合でも、冷凍能力を高めることが出来るので、高能力の冷凍サイクルの小型化と低価格化を実現できる。さらに、従来のモータ駆動装置を用いた冷凍サイクルに、本発明のモータ駆動装置を置き換えれば、より高効率なモータを用いることができる。

また、本実施の形態では圧縮機１７をレシプロ圧縮機としたことにより、構造上回転子には、金属性で重量の大きいクランクシャフトやピストンが接続されているため、イナーシャが非常に大きく、高速では短い時間での速度の変動は非常に少ない負荷を駆動することとなるため、電流と印可電圧の位相差の変化が少ないこととなり、低速ではトルク脈動に応じた高効率な運転を行い、高速では安定した駆動により高い冷凍能力を出力できる。

また、本実施の形態では圧縮機１７で使用する冷媒をＲ６００ａとしたことにより、冷凍能力を得るために気筒容積を大きくし、イナーシャが大きくなり、さらに速度や負荷によって変動しにくい安定した駆動が可能となる。

また、本実施の形態ではモータ駆動装置２２により駆動されるブラシレスＤＣモータを
備えた電気機器としたことにより、電気機器として冷蔵庫２１に用いた場合は、負荷変動は急ではないため、より安定した駆動が可能となる。さらに、安定時には高効率運転を行い、急冷時には高速駆動により冷凍能力を向上させることができる。また、電気機器として空気調和機に用いた場合は、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲に対応できるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。

本発明のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータの高速／高負荷での駆動の安定性を図るとともに、駆動範囲を拡張するものである。これにより、冷蔵庫や空気調和機のみならず、自動販売機やショーケース、ヒートポンプ給湯器における圧縮機の高効率化に適用できる。その他、洗濯機や掃除機、ポンプなどブラシレスＤＣモータを用いる電気機器の省エネルギー化にも適用できる。

３ インバータ
４ ブラシレスＤＣモータ
４ａ 回転子
４ｂ 固定子
４ｃ，４ｄ，４ｅ，４ｆ マグネット（永久磁石）
４ｇ 鉄心
５ 端子電圧取得部
６ 第１波形発生部
７ 電流検出部
８ 通電角変更部
９ 周波数設定部
１０ 第２波形発生部
１２ 切換判定部
１３ ドライブ部
１７ 圧縮機
２１ 冷蔵庫（電気機器）
２２ モータ駆動装置

Claims (9)

1. 回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記３相巻線に電力を供給するインバータと、前記ブラシレスＤＣモータに流れる電流を取得する電流検出部と、通電角が１２０度以上の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部と、前記ブラシレスＤＣモータが駆動している速度とは異なる周期的な電流値の変化を検出し結果によって通電角を前記ブラシレスＤＣモータの相電流の位相と端子電圧の位相差が負荷に対して変化するように１２０度以上１８０度未満の間で変更する通電角決定部と、前記電流検出部が取得した前記電流の位相と所定の関係を有する波形で、かつ、前記周波数設定部で設定した周波数で通電角決定部によって決定された通電角の波形である第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、前記ブラシレスＤＣモータの運転状態に応じて前記第１の波形信号と前記第２の波形信号を切り換えて出力する切換判定部と、前記切換判定部から出力された第１または第２の波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を前記インバータに出力するドライブ部、とを有するモータ駆動装置。
2. 前記通電角決定部が、前記電流検出部で取得した電流値の駆動速度とは異なる周期での変化の最小値と最大値の差に閾値を設けて前記閾値を超えた場合に通電角を狭めるとした請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記第２波形発生部は電流位相と前記第２の波形信号の位相差を検出し、前記所定の関係とは前記位相差の平均と前記位相差の差分が所定の差に収まっているとした請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記ブラシレスＤＣモータの運転状態とはモータの速度とし、前記切換判定部が、前記回転子の速度が所定速度より低い場合は前記第１の波形信号を出力し、前記回転子の速度が所定の速度より高い場合は前記第２の波形信号を出力するよう切り換えるとした請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
5. 前記ブラシレスＤＣモータの回転子は、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成され、さらに、
   突極性を有する請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
6. 前記ブラシレスＤＣモータは圧縮機を駆動する請求項１〜５のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
7. 前記圧縮機はレシプロ圧縮機である請求項６に記載のモータ駆動装置。
8. 前記圧縮機で使用される冷媒はＲ６００ａである請求項６または７に記載のモータ駆動装置。
9. 請求項１〜８のいずれか１項に記載のモータ駆動装置により駆動されるブラシレスＤＣモータを備えた電気機器。