JP5402311B2 - モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器 - Google Patents

Description

本発明は、永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータを、三相巻線に電力を供給するインバータにより駆動するための装置に関するものであり、特に冷蔵庫や空気調和機などの圧縮機を駆動する電気機器に最適なブラシレスＤＣモータの駆動装置に関するものである。

従来のモータ駆動装置は、電流状態と速度状態により、速度フィードバック運転と速度オープンループ運転を切り替えるステップと設けて、モータを駆動するようにしている（例えば特許文献１）。図１４は特許文献１に記載された従来のモータ駆動装置を示すものである。

図１４において、直流電源２０１は６個のスイッチング素子を３相ブリッジ構成としたインバータ回路に入力し、インバータ２０２は入力された直流電圧から任意の周波数の交流電圧に変換し、ブラシレスＤＣモータ２０３に入力する。

位置検出部２０４はインバータ２０２の出力端子電圧からブラシレスＤＣモータ２０３の回転により発生する誘起電圧情報を基にしてブラシレスＤＣモータ２０３の回転子２０３ａ相対位置を検出する。制御回路２０５は位置検出部２０４から出力される位置信号を入力としてインバータ２０２のスイッチング素子の制御信号を発生する。

位置演算手段２０６は位置検出部２０４の信号から、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転子２０３ａの磁極位置情報を演算するものである。自制運転手段２０７は前記位置演算手段２０６から得た回転子２０３ａの磁極位置と速度指令値とを基に、ブラシレスＤＣモータ２０３の３相巻線に流す電流を切り替えてブラシレスＤＣモータをフィードバック制御で駆動するものであり、他制運転手段２１０は、速度指令に基づきブラシレスＤＣモータの３相巻線に流す電流を切り替えてオープンループ駆動を行うものであり、選択手段２１１はブラシレスＤＣモータを自制運転手段で駆動するか、他制運転手段で駆動するかを選択するものである。

駆動制御手段２１２は前記選択手段２１１によって選択した運転手段をもとにインバータ２０２のスイッチング素子の制御信号を生成するものである。

この様に従来のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータの高速駆動時または高負荷時駆動では、フィードバック制御による自制運転からオープンループ駆動を行う他制運転に切換えることで、ブラシレスＤＣモータの運転範囲を拡張している。

特開２００３−２１９６８１号公報

しかしながら上記従来の構成は、高速あるいは高負荷時の運転時でのブラシレスＤＣモータをオープンループで駆動するため、比較的負荷が小さい状態では安定した駆動性能を得ることが出来るが、ある程度以上負荷が大きくなると、不安定な駆動状態に陥る場合がある。

図９はブラシレスＤＣモータをオープンループ同期駆動した場合の、相電流と端子電圧の位相関係を示したものである。図９において、横軸は時間、縦軸は誘起電圧位相を基準とした位相（即ち誘起電圧との位相差）を示し、（イ）は相電流を、（ロ）は端子電圧、（ハ）は相電流と端子電圧との位相差である。また図５（ａ）は比較的低負荷の状態を示し、（ｂ）は高負荷状態を示し、誘起電圧位相との差から、（ａ）（ｂ）共に端子電圧位相より電流位相が進んでいることから、同期駆動により非常に高速で駆動していることが分かる。

図９（ａ）に示すように、駆動速度に対して負荷が比較的小さい場合の同期駆動では、転流に対して負荷の状態に見合った角度分回転子が遅れ、即ち回転子（誘起電圧）から見ると転流（即ち電圧および電流位相）が進み位相となり所定の関係が保たれるので弱め磁束制御と同様の状態となり高速での駆動が可能となる。一方、（ｂ）に示すように駆動速度に対して負荷が大きい状態では、（ａ）と同様に「転流に対して回転子が遅れることで弱め磁束状態になり、転流周期に同期するようになり回転子加速、回転子の加速により電流位相の進み角が減少し回転子が減速」を繰り返し、結局駆動状態（駆動速度）が安定しない。即ち（ｂ）に示す様に、一定周期で繰り返される転流に対して、ブラシレスＤＣモータの回転が変動するため、誘起電圧位相を基準としたとき、端子電圧位相が変動することになる。このよう駆動状態ではブラシレスＤＣモータの回転数に変動に伴う「うねり音」の発生や電流脈動による過電流停止の可能性等の不具合発生が予想される。

従って、上記の様な不具合の可能性を回避するためには、ブラシレスＤＣモータの回転状態が不安定に陥るまでに、負荷を軽減することや、速度を低下することで対応できるが、結局ブラスレスＤＣモータの高速および高負荷駆動を制限することになり、駆動領域を十分に拡張することが難しいという課題を有している。

さらに上記従来の構成では、モータ電流位相および電圧位相は速度および負荷によって成り行き任せであるため、ブラシレスＤＣモータの負荷や入力電圧が非常に安定した理想的な環境下では、モータ電流および電圧位相状態が安定し駆動領域の拡張は可能となるが、上記に示した回転の変動現象は、駆動速度と負荷の大きさに影響されると共に、負荷変動（圧縮機などのようにモータ１回転中の負荷変動も含む）や入力電圧に変動（交流電圧の整流平滑に伴うリプル電圧も含む）など外的な要因にも大きく左右されるため、実際には駆動領域の拡張範囲は制限されてしまうという課題を有していた。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、ブラシレスＤＣモータの高負荷・高速駆動での安定性を高め駆動領域を拡張すると共に、外的要因による不安定状態を抑制し信頼性の高いブラシレスＤＣモータの駆動装置を提供する。

さらに高速・高負荷駆動の安定性による駆動領域を拡張できることで、固定子巻線の巻数を増やして高速駆動性能を犠牲にした高効率低トルクモータを、高速・高負荷での駆動を可能として、高効率・高トルクなモータ駆動装置を実現することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動方法は、ブラシレスＤＣモータの通電角を低速もしくは低負荷では１２０度以上１５０度以下、高速もしくは高負荷では１２０度以上１８０度未満として、高速では所定の周波数を一定のデューティで、ブラシレスＤＣモータの速度および負荷状態に見合った電流と端子電圧状態との関係を保ち、さらに端子電圧値によって通電タイミングを図る。これによりブラシレスＤＣモータの相電流および端子電圧位相は誘起電圧位相に対し、駆動速度や負荷状態、入力電圧状態等により適切な位相関係で保持されることになり、さらに外乱発生時等も安定して駆動出来るこ
とになる。

本発明のモータ駆動方法は、単純な波形発生方法によりモータの限界トルク付近まで安定して駆動することができ、運転可能領域を拡張と、信頼性の高いモータ駆動装置を提供することが出来る。

さらに運転領域の拡張によって、モータ巻数を増やし高速駆動性能を犠牲にした高効率モータを、高負荷・高速での駆動を可能とすることで、従来と同等の負荷駆動範囲を維持しつつ、高効率化を図ることができる。

また、電圧の変化に応じて転流速度を変更するため、電圧の変化に対しても安定して駆動することができる。

また本発明のモータ駆動装置を冷凍サイクルの圧縮機の駆動に用いたとき、特に低速下での駆動において、機器の高効率化を図ることができ、電気機器の省エネを図ることが出来る。

本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図 本発明の実施の形態１における低速時のインバータ駆動のタイミング図 本発明の実施の形態１における低速時の通電角＝効率特性図 本発明の実施の形態１における高速時のインバータ駆動のタイミング図 ブラシレスＤＣモータの同期駆動時の負荷に対する位相状態を示すグラフ 負荷状態による相電流と端子電圧の位相関係を示したベクトル図 ブラシレスＤＣモータの同期駆動時の直流母線電圧に対する位相状態を示すグラフ 特定負荷において直流母線間電圧の変動による相電流と端子電圧の位相関係を示すベクトル図 ブラシレスＤＣモータをオープンループ同期駆動時の位相関係を示すグラフ 本発明の実施の形態１における電流電圧状態把握手段１６と波形補正部１８の動作を示すフローチャート 本発明の実施の形態１における電圧検出部１７と波形補正部１８の動作を示すフローチャート 本発明の実施の形態１における回転数＝デューティ特性図 本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの回転子の構造図 従来のモータ駆動装置のブロック図

第１の発明は永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に電力を供給するインバータと、前記インバータへの入力電圧を検出する電圧検出部と、前記ブラシレスＤＣモータの電流位相を検出する電流位相検出部と、前記回転子の回転位置を検出する位置検出部と、前期位置検出部の出力により通電角が１２０度以上１５０度未満の矩形波またはそれに準じる波形を所定周波数で出力して前記インバータを駆動する第１波形発生部と、デューティを一定として所定周波数のみを変化させる周波数設定部と、通電角が１２０度以上１８０度未満の矩形波またはそれに準じる波形を前記周波数設定部で決められた所定周波数で出力する第２波形発生部と、前記電流位相検出部の検出する電流位相と前記第２波形発生部の駆動信号の状態を検出する電流電圧状態把握手段と、前記電流電圧状態把握手段により検出される状態と、目標状態とを一致させるよう前記第２波形発生部の出力を補正し、更に前記電圧検出部によって検出
された電圧値によって波形を補正し、インバータに出力する波形補正部と、低速もしくは低負荷時に前記第１波形発生部を前記インバータへの出力とし、高速もしくは高負荷のときに前記波形補正部を前記インバータへの出力とするよう切換える運転切換手段とを有することにより、これによりブラシレスＤＣモータの相電流および端子電圧位相は誘起電圧位相に対し、駆動速度や負荷状態、入力電圧状態等により適切な位相関係で保持されることとなり、外乱発生時等も安定して駆動出来ることになる。

さらに運転領域の拡張によって、モータ巻数を増やし高速駆動性能を犠牲にした高効率モータを、高負荷・高速での駆動を可能とすることで、従来と同等の負荷駆動範囲を維持しつつ、高効率化を図ることができる。

第２の発明は、特に、第１の発明の前記波形補正部が、前記電圧検出部から出力される電圧値が高いほど転流を早め、前記電圧検出部によって検出された電圧値が低いほど、転流を遅らせるよう補正するとしたことにより、電圧位相の進みすぎによる過剰な電流や脱調を防止し、誘起電圧よりも端子電圧位相が遅れる遅れ位相による過剰な電流を防止することができ、簡易な方法で電圧変動による前記インバータの素子の破壊防止や前記モータの減磁を防ぎ信頼性を上げることができる。

第３の発明は、特に、第１または第２の発明の前記電圧検出部が電圧値の検出を前記ブラシレスＤＣモータの駆動周期よりも早い周期で定期的に行い、検出結果を積算したものを出力とし、積算の値は前記波形補正部で補正を行うごとにクリアするとしたことにより、補正周期の全体の電圧を測ることができることとなり、実際の電圧状態に即したより安定した駆動が可能となる。

第４の発明は、特に第１〜３のいずれか１つの発明の前記電圧検出部が、検出した電圧の平均を行い、平均と検出値の差分を出力することにより、直前まで安定して駆動していた状態との差を見ることとなるので、負荷の変動による電圧変化の過剰な補正を回避し、同期駆動の安定状態に収束しようとする特性を活かしたより安定した駆動が可能となる。

第５の発明は、特に第１〜４のいずれか１つの発明の前記波形補正部が前記電流電圧状態把握手段の出力と目標状態を一致させるための補正量と、前記電圧検出部の出力による補正量とに上限を設けた事により、外乱に対して変化量を制限することとなり、ノイズや外乱により強い駆動が可能となる。

第６の発明は、特に第１〜５のいずれか１つの発明の前記位置検出部が前記ブラシレスＤＣモータにより誘起される電圧から位置を検出し、前記電流位相検出部が前記ブラシレスＤＣモータと前記インバータで還流電流が流れる際に発生する前記ブラシレスＤＣモータの端子にあらわれる電圧がＯＦＦしたタイミングを電流位相０として検出し、前記電流位相検出部を前記位置検出部が行うことにより、新たに電流位相検出部を設ける必要が無いため、低コストで単純な構成をとることができる。

第７の発明は、特に第１〜６のいずれか１つの発明の前記運転切換手段が切換えを所定の速度未満では第１波形発生部の出力とし、所定の速度以上では波形補正部の出力とすることにより、単純な構成で適切な駆動方法を選択することとなり、システム負荷範囲が明確で名場合においてシステム構成を簡素化できる。

第８の発明は、特に第１〜６のいずれか１つの発明の前記運転切換手段が第１波形発生部から波形補正部の出力に切換える際は第１波形発生部のデューティ出力が所定の基準値を超えたときとし、波形補正部から第１波形発生部へ出力を切換える際は位置検出部により回転子の位置が検出可能なときとしたことにより、確実に位置信号を取得できる状態で
第１波形発生部による駆動を行うため、より安定した駆動を行うことができる。

第９の発明は、特に第１〜８のいずれか１つの発明の前記ブラシレスＤＣモータが、鉄心に永久磁石を埋め込んでなる回転子であり、かつ前記回転子が突極性を有するとしたものであるとしたことにより、永久磁石のマグネットトルクの他に突極性によるリラクタンストルクを使うことが可能となり、低速時の効率アップは当然のこと、高速駆動性能をさらに上げることになる。

第１０の発明は、特に第１〜９のいずれか１つの発明の前記ブラシレスＤＣモータが駆動する負荷が圧縮機であるとしたことにより、巻線の巻込み量を増やしたモータを使用することが可能となり、トルクダウンしたブラシレスＤＣモータを所定の高速で駆動できるので、低回転数時のデューティが従来の駆動方法より大きくできるので、モータの騒音、特にキャリア音が低減できる。

第１１の発明は、特に、第１０の発明の前記圧縮機が冷蔵庫の冷凍サイクルを構成することにより、冷蔵庫の負荷変動が急峻では無く、電流位相と端子電圧位相の位相差目標の変化を小さく抑えられるため、より安定した駆動が可能となる。

以下本発明を実施するための最良の形態について図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１におけるブラシレスＤＣモータの駆動装置を示すブロック図である。

図１において交流電源１は、日本の場合５０または６０Ｈｚ、実効値１００Ｖの商用電源である。整流平滑回路２は交流電源１を入力として、直流電源に整流平滑するもので、ブリッジ接続した４個の整流ダイオード（２ａ〜２ｄ）と、平滑コンデンサ（２ｅおよび２ｆ）から構成されている。なお本実施の形態では倍電圧整流回路としているが全波整流回路でも特に構わない。さらに本実施の形態では交流電源を単相としているが、３相交流電源を用いた場合、整流平滑回路に３相整流平滑回路を用いると良い。

インバータ３は整流平滑回路２から出力される直流電圧を入力として、直流電力を交流電力に変換するものであり、６個のスイッチング素子（３ａ〜３ｆ）を３相ブリッジ接続して構成している。また各スイッチング素子の逆方向に還流電流用のダイオード（３ｇ〜３ｌ）を接続している。

ブラシレスＤＣモータ４は、永久磁石をもつ回転子４ａと３相巻線を有した固定子４ｂとで構成され、インバータ３により作られた３相交流電流が固定子４ｂの巻線に流れることで固定子４ａを回転させることが出来る。回転子４ａの回転運動はクランクシャフト（図示せず）により往復運動に変換され、ピストン（図示せず）がシリンダ（図示せず）内を往復運動することにより冷媒を圧縮する圧縮機５の駆動を行う。

圧縮機５の圧縮方式（機構形態）はロータリーやスクロールなど何であっても構わないが、今回はレシプロ型とする。レシプロ型はとくにイナーシャが大きくなるため、同期駆動ではより安定した駆動を行うことができる。

また、冷媒ガスはＲ１３４ａ等何であっても構わないが、本実施の形態１においては、Ｒ６００ａを採用している。前記Ｒ６００ａはＲ１３４ａとくらべ冷凍能力が低く、前記圧縮要素６の気筒容積を大きくして冷凍能力の低下を補う。その結果、圧縮機５は、イナ
ーシャが大きくなっている。これにより、電圧低下時であっても、イナーシャによってブラシレスＤＣモータ４が回転するため、速度が変動しにくく、より安定した同期駆動が可能となる。

圧縮機５で圧縮された吐出ガスは、凝縮器７、減圧器８、蒸発器９を通って圧縮機５の吸い込みに戻るような冷蔵庫１０を構成する。この時、凝縮器７では放熱を、蒸発器９では吸熱を行うので、冷却や加熱を行うことができる。必要に応じて前記凝縮器７や前記蒸発器９に送風機等を使い、熱交換をさらに促進することもできる。

位置検出部１１はブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの磁極相対位置を検出するものであり、本実施の形態では固定子４ｂの３相巻線に発生する誘起電圧から、回転子４ａの相対的な回転位置を検出している。なお、固定子位置の検出方法はモータ電流（相電流はたは母線電流）の検出からベクトル演算を経て磁極位置推定を行っても構わない。

第１波形発生部１２は位置検出部１１で得た回転子４ａの位置情報を基にインバータ３のスイッチング素子を駆動する信号を生成する。この駆動する信号は矩形波通電を基本として、通電角を１２０度以上１５０度以下としている。ただし矩形波以外の波形でもそれに準じる波形として立上がり／立下りに若干の傾斜を持たせた台形波であっても何ら問題ない。

第１波形発生部１２ではさらに回転数を一定に保つためにＰＷＭデューティ制御を行っている。これにより回転位置に従って、最適なデューティで運転することが可能となりブラシレスＤＣモータを最も効率の良い運転が実現できる。

速度検出部１３は位置検出部１１の出力信号からブラシレスＤＣモータ４の速度を検出する。具体的方法として一定周期で発生する位置検出部１１からの信号を計測する等で簡単に検出することが出来る。

周波数設定部１４は、出力デューティを一定として周波数のみを変化させて出力するもので、ある。

第２波形発生部１５は、周波数設定部１４の出力信号を基に１２０度以上、１８０゜未満の矩形波の駆動信号を出力する。ただし正弦波でも歪み波などのそれに準じる波形であっても問題ない。またここでは最大デューティで駆動するとしており、９０〜１００％の一定デューティとしている。

電流電圧状態把握手段１６は位置検出部１１の出力信号と第２波形発生部１５で出力された波形をもとにブラシレスＤＣモータ４に流れる電流と端子電圧の関係を把握する。

ブラシレスＤＣモータ４に流れる電流と端子電圧の関係とは電流と端子電圧の位相差であっても良いし、０クロスなど特定の条件の時間差であっても構わない。またより簡便に行うために、端子電圧そのものを取得するのではなく、端子電圧状態とほぼ一致する駆動信号を基に行っても構わない。

本実施の形態では、電流０クロスとドライブ信号の立ち上がりとの時間差を電流電圧状態として把握するものとし、電流位相検出手段として電流電圧状態把握手段１６が機能している。

また、位置検出部１１の出力信号として採用するのは、端子電圧に現れるインバータ３の還流電流用のダイオードに流れる電流の有無の検知結果とする。つまり、電流の流れが
正から負、もしくは負から正に切り替わる点と一致する点であり、電流の０クロスが電流電圧状態把握手段１６への入力となっている。

なお、位置検出部１１は端子電圧の状態が閾値を基準に高いか低いかの信号を出力しているため、第１波形発生部で基準としているブラシレスＤＣモータ４の誘起電圧の０クロス点の検知と構成を変える必要がない。

電圧検出部１７は整流回路２から出力されインバータ３へと入力する直流母線間の電圧を検出し積算を行っている。さらに積算の平均算出と積算のクリアを行っており、平均の算出とクリアは波形の補正を行う波形補正部１８での波形補正ごとに行われる。

波形補正部１８は電流電圧状態把握手段１６と電圧検出部１７の出力を基に、第２波形発生部１５で出力された波形を補正しインバータ３を駆動するための信号を出力する。

運転切換手段２０は低速／高速を判断して、インバータ３を動作させる波形を第１波形発生部１２か波形補正部１８かを切り替えるものである。具体的には回転数が低速の場合、第１波形発生部１２からの信号を選択し、高速の場合は波形補正部１８からの信号を選択してインバータ３を動作させる。

ここで回転数が低速か高速かの判断は、速度検出部１３で検出した実際の速度から判断しても構わないし、設定回転数やデューティから判断しても構わない。速度による判断であれば非常に単純な構成となり、開発が容易となる。デューティでの判断は最大デューティ（一般的には１００％）で位置検出での駆動における最高速度となるため、この条件で波形発生部を第１波形発生部１２から波形補正部１８切替えることとすることで、必要な電圧を最適に印加した駆動が可能となる。また、波形補正部１８の駆動波形から第１波形発生部に切換えは位置検出部１１により位置検出信号が取得できる場合としてもよく、確実なセンサレス駆動への移行が可能となる。

本実施の形態では最大デューティに到達した際に、第１波形発生部１２から波形補正部１８に切り換え、位置検出部１１で確実な位置検出ができている際に、波形補正部１８から第１波形発生部に切り換えるとする。

ドライブ部１９は運転切換手段２０からの出力信号によりインバータ３のスイッチ素子（３ａ〜３ｆ）を駆動する。この駆動によりインバータ３から最適な交流出力がブラシレスＤＣモータ４に印加出来るので回転子４ａを回転させることができる。

次に本発明の実施の形態１における動作について説明する。

まず、低速時の動作について説明する。図２は本発明の実施の形態１における低速時のインバータ駆動のタイミング図である。ブラシレスＤＣモータ４の回転数が低い場合、位置検出部１１の出力により動作する第１波形発生部１２からの信号により駆動され、図２に示すような動作となる。

図２において、Ｕはスイッチ素子３ａの駆動信号、Ｖはスイッチ素子３ｃの駆動信号、Ｗはスイッチ素子３ｅの駆動信号、Ｘはスイッチ素子３ｂの駆動信号、Ｙはスイッチ素子３ｄの駆動信号、Ｚはスイッチ素子３ｆの駆動信号であり、Ｉｕ・Ｉｖ・Ｉｗは固定子４ｂの各巻線のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を示す。低速時の駆動では、位置検出部１１の信号に従って、１２０度毎の区間で順次転流を行っている。また上アームの駆動信号Ｕ、Ｖ、ＷにはＰＷＭ制御によるデューティ制御を行っている。このとき、電流波形は図２に示す様に、のこぎり波の形状の波形となる。この時は、位置検出部１１の出力により最適なタ
イミングで転流を行っているので最も効率よくブラシレスＤＣモータが駆動できることとなる。

次に、最適な通電角について図３を用いて説明する。図３は本発明の実施の形態１における低速時の通電角＝効率特性図である。図３は、実線がモータ効率、破線が回路効率、一点鎖線が総合効率（モータ効率×回路効率）を示す。図３に示すように、通電角を１２０度より大きくすると、モータ効率は向上する。これは通電角が広がることで、モータ電流の実効値が下がり（即ち力率が上がり）、モータの銅損減少に伴いモータ効率が上がるためである。しかしながら、回路ではスイッチング回数が増加し、スイッチングロスが増加することで、回路効率は低下する。したがって、最も総合効率のよい点が現れる。本実施の形態では、１３０度が最も効率の高くなるポイントであるといえる。

次に、高速時の動作について説明する。図４は本発明の実施の形態１における高速時のインバータ駆動のタイミング図である。ブラシレスＤＣモータ４の回転数が高い場合、周波数設定部１４の出力から第２波形発生部１５が信号を出力し、第２波形発生部１５が出力した信号を波形補正部が信号を補正し、信号を出力することにより駆動され、図４に示すような動作となる。

図４における記号は図２と同一であるため、符号の説明は省略する。各駆動信号は周波数設定部１４の出力にしたがって、所定周波数を出力するように転流を行うが、このとき導電角は１２０度以上１８０度未満とする。これは図４では導電角が１５０度で示しているが、導電角を上げることによって各相の電流波形は擬似的に正弦波に近づく。

デューティを一定として周波数を上げていくことで、従来に比べ大幅に回転数を上げることができる。この回転数が上がった状態ではブラシレスＤＣモータ４は同期モータとして運転しており、駆動周波数の上昇に伴い電流も増加する。このとき、導電角を最大１８０度未満まで広げることで、ピーク電流値の抑制ができ、より高い電流まで過電流保護がかからずに動作させることができる。

ここで第２波形発生部１５と電流電圧状態把握手段１６と電圧検出部１７からの信号を受け駆動波形を補正し出力する波形補正部１８によるスイッチング素子をオンするタイミングについて説明する。

図５はブラシレスＤＣモータを同期駆動した時の負荷に対する位相状態を示したグラフである。図５において横軸はモータトルク、縦軸は誘起電圧位相を基準とした位相差を示し、位相が正の場合、誘起電圧位相に対して進みであることを示す。また図５の（イ）はモータ電流、（ロ）はモータ相電圧の位相であり同期運転での安定状態を示している。低負荷状態でも電流位相が端子電圧位相より進んでいることから同期駆動でブラシレスＤＣモータを高速駆動しているといえる。図５に示す相電流位相と相電圧位相との関係から明確なように、負荷トルクに対して電流位相の変化は少なく端子電圧位相が直線的に変化するため、負荷トルクに応じて電流と電圧との位相差はほぼ線形に単調に増加することが分かる。

先述のように同期駆動では、ブラシレスＤＣモータの駆動速度および負荷に応じた適切な電流および電圧位相関係で安定することである。このときの端子電圧および電流位相の関係を図６に示す。図６は負荷状態による電流と端子電圧の位相関係をｄ−ｑ平面状に示したベクトル図である。

図６に示すように同期駆動では、端子電圧ベクトルは負荷が増加したとき大きさをほぼ一定に保ちながら位相は進み方向に推移する。一方電流ベクトルは、ほぼ一定の位相を保
ちながら負荷の増加に伴い大きさを変化（負荷増加に伴い、電流が増える）する。

次に、インバータ３の直流母線間の電圧とブラシレスＤＣモータの位相状態に関して図７を用いて説明する。図７はブラシレスＤＣモータ４を同期駆動した時の直流母線電圧に対する位相状態を示したグラフである。図８において横軸は直流母線間の電圧値、縦軸は誘起電圧位相を基準とした位相差を示し、位相が正の場合、誘起電圧位相に対して進みであることを示す。また、図７の（イ）はモータ電流、（ロ）はモータ相電圧の位相であり、特定負荷における同期運転での安定状態を示している。

高電圧においても、電流位相が端子電圧位相より進んでいることから、同期駆動でブラシレスＤＣモータ４を高速で駆動しているといえる。図７に示す相電流位相と相電圧位相との関係から明確なように、直流母線間電圧に対して電流位相と電圧位相ともに単調に減少し、かつ電流位相より電圧位相の変化が大きいため、直流母線間電圧に応じて電流と電圧との位相差は単調に増加することが分かる。

このときの端子電圧および電流位相の関係を図８に示す。図８は特定負荷において直流母線間電圧の変動による電流と端子電圧の位相関係をｄ−ｑ平面状に示したベクトル図である。

図８に示すように同期駆動では、端子電圧ベクトルは直流母線間電圧が増加したことによりベクトルは大きくなり、位相は進角が小さくなる方向に推移する。一方電流ベクトルは、直流簿線間電圧にともないベクトルの大きさを小さくしながら、端子電圧よりも位相が大きく変化し、進角が小さくなる方向に推移する。

このように電圧および電流ベクトルが駆動環境（入力電圧、負荷トルク、駆動速度等）に従い適切な状態で各ベクトルの位相関係が定まる。

ここで、ある負荷状態・速度状態における位相状態の時間的変化を図９を用いて説明する。従来の技術の課題でも説明したように、同期駆動で安定した駆動状態にあるときは、図９（ａ）の波形（ハ）のように、相電流位相と端子電圧位相との位相差は一定に保たれ安定する。

一方で負荷が極端に大きい場合や、外乱等により駆動状態が不安定（回転速度の変動発生時）となった状態では、回転子の速度変動によって、誘起電圧位相を基準とした電流および端子電圧の位相が変動するが、電流位相の変動に対し端子電圧位相の変動が大きいため電流と端子電圧の位相関係も変動することになる。

即ち同期駆動での不安定現象が発生しているときは誘起電圧・モータ端子電圧・モータ電流の位相関係が不安定（変動）状態にあり、オープンループ駆動による成り行きでの運転では一旦不安定な位相状態に陥ったとき、負荷および速度に見合った位相関係に収束するのが困難な状態にある。従って、電流位相と端子電圧との位相差を図５および図７に示すように負荷や直流母線間電圧に見合った適切な位相関係を保つことで、同期駆動による不安定現象を抑制することが可能となる。

端子電圧と相電流との位相関係を保つ方法として、本実施の形態では、端子電圧の基準位相（即ちドライブ信号の転流基準位置）と電流位相の基準点を検出して、オープンループの同期駆動における転流タイミング（一定周期の転流）を補正するようにしている。さらに、直流母線電圧の変動に応じて、オープンループの同期駆動における転流タイミングを補正する。

それではまず、端子電圧の基準位相と電流位相の基準点を検出して補正を行うインバータ３のスイッチング素子の制御タイミングの決定方法について図１０の本発明の実施の形態１における電流電圧状態把握手段１６と波形補正部１８の動作を示すフローチャートを用いて説明する。

最初に、ｓｔｅｐ１０１にて電流電圧状態把握手段１６が、波形補正部１８にて出力される駆動信号からインバータ３の第１特定スイッチ素子のＯＦＦタイミングを待つ。本実施の形態ではＵ相下側スイッチ素子、即ちインバータ３のスイッチ素子３ｂのオフタイミングを待つものとする。ここでスイッチ素子３ｂのオフタイミングである場合、ｓｔｅｐ１０２に進む。

ｓｔｅｐ１０２では、電流電圧状態把握手段１６が時間計測用のタイマをスタートさせ、ｓｔｅｐ１０３に進む。

ｓｔｅｐ１０３では、位置検出部１１によって、特定相のスパイク電圧が“端子電圧−スイッチ素子３ａの電圧低下分”から０Ｖ付近まで低下したかどうかを判定する。本実施の形態では、Ｕ相の端子電圧が０Ｖ付近まで低下したかどうかを判定するものとする。つまり、Ｕ相下のスイッチ素子であるインバータ３のスイッチ素子３ｂのＯＦＦ後に還流電流用ダイオード３ｇに流れる電流が流れなくなったタイミングであり、これは電流の流れる向きが負から正に切り替わる電流の０クロスを判定したこととなっている。

ここで、スパイク電圧が０Ｖ付近まで低下したとして、ｓｔｅｐ１０４に進む。

ｓｔｅｐ１０４では、電流電圧状態把握手段１６がｓｔｅｐ１０２でスタートしたタイマを停止させ、タイマカウント値を格納する。つまり、スイッチ素子３ｄのオンからインバータの還流電流用ダイオード３ｇに電流が流れている間に発生するスパイク電圧がＯＦＦするまでの時間を計測する。次に、ｓｔｅｐ１０５に進む。

ｓｔｅｐ１０５は電流電圧状態把握手段１６が計測した時間を波形補正部１８に入力し、波形補正部１８がこれまでの平均時間との差分を計算し、ｓｔｅｐ１０６にすすむ。

ｓｔｅｐ１０６で、その差分に基づいて転流タイミングの補正量を演算し、ｓｔｅｐ１０７に進む。

ここで、転流タイミングの補正量とは、周波数設定部１４で設定した指令速度に基づき、第２波形発生部が出力する基本転流周期に対して転流タイミングを補正するものである。従って大きな補正量を付加した場合、過電流や脱調停止の原因ともなる。したがって補正量決定おいては、ローパスフィルタ等を付加、補正量の上限設定、差分に１未満の値を乗じることなどで、上で補正量演算を行うことで急激な転流タイミングの変動を抑えている。これによりノイズ等の影響により電流ゼロクロス検出を失敗（誤検出）した場合でも補正量への影響を小さくすることができ、駆動安定性をより向上できる。さらに補正量演算において急激な変化を抑えることは、ブラシレスＤＣモータの加減速時における転流タイミングの変化に対しても緩やかになるため、指令速度が大きく変更され周波数設定部による転流周期が大幅に変わった場合でも転流タイミングの変化は緩やかになり、電流の乱れ等を抑制したスムーズな加減速性能を得ることが出来る。

具体的には位相差を常に平均時間に近づける（位相差を平均時間に保持できる）ように転流タイミングを補正する。

例えば負荷が大きくなり、回転子速度の低下により電流位相が遅れ、端子電圧基準位相
から相電流基準位相までの平均時間より計測時間が長い場合、転流タイミングを回転数に基づく転流周期のタイミングよりも遅らせる（電流位相が遅れたため計測時間が長くなったので、転流タイミングを遅らせて端子電圧位相を遅らせ、電流位相との位相差を平均時間に近づける）ように転流タイミングを補正する。

逆に負荷が小さくなり、回転子の速度が上がり電流位相が進み、端子電圧基準位相から相電流位相までの平均時間より計測時間が短くなった時は、一旦転流タイミングを回転数に基づく転流周期のタイミングよりも早くする（電流位相が早くなり計測時間が短くなったので、転流タイミングを早くして端子電圧位相を進ませ、電流位相の位相差を平均時間に近づける）ように補正する。

さらに転流タイミングの補正は、特定相（たとえばＵ相上スイッチングのみ）の任意のタイミング（回転子１回転に１回など）としてその他の相の転流は、目標とする回転数に基づく転流周期で時間的に行う。これにより負荷に応じて相電流と端子電圧位相との位相関係を最適に保つことが出来、ブラシレスＤＣモータの駆動速度も保持できる。

次にｓｔｅｐ１０７では、ｓｔｅｐ１０４で得た転流から電流の特定位相までの時間を加味した平均時間として演算を行い更新したのちに、ｓｔｅｐ１０８に進む。

これにより、負荷が重くなった場合は、特定の電流位相と転流タイミングの差である位相差が狭まろうとすることに対して、補正の基準となる平均が小さくなり、負荷が重くなる前と比較して、位相差が狭まった状態を基準としてモータ４を駆動することとなる。つまり、より大きな進角でモータ４を駆動することとなり、弱め磁束効果の向上により、出力トルクを増大させ、必要な出力トルクを確保する。

逆に、負荷が軽くなり特定の電流位相と転流タイミングの差である位相差が広がろうとすると、補正の基準となる平均が大きくなり負荷が軽くなる前と比較して、位相差が広がった状態を基準としてモータ４を駆動することとなる。つまり、より小さな進角でブラシレスＤＣモータ４を駆動し、弱め磁束効果の低減により出力トルクを減少させ、必要以上のトルクを出力しない。

つまり、必要な出力を確保し、余計な出力をしない駆動を行うことができる。

ｓｔｅｐ１０８では周波数設定部で設定した駆動速度を基にしたスイッチ素子の転流周期に対して、補正量を加算することで転流タイミングを決定する。

一方で、ｓｔｅｐ１０３において、特定相のスパイクがＯＦＦしなかった場合、ｓｔｅｐ１０９へと移行し、ｓｔｅｐ１０９において第２特定ＳＷ素子の転流が行われたかどうかを判断する。ここで第２特定ＳＷ素子とはスパイクが発生し得る区間が終了するタイミングでスイッチが変化するものであり、ここではＵ相上のスイッチ素子３ａとなる。ここで第２特定ＳＷ素子が転流しなかった場合は再びｓｔｅｐ１０３へと戻り、スパイクＯＦＦを待つこととなる。また、第２特定ＳＷ素子が転流した場合は、スパイクが発生しなかった事となるため、ｓｔｅｐ１１０へと移行し、転流タイミングの補正量を０としてｓｔｅｐ１０８へと移行する。ｓｔｅｐ１０８では補正量が０であるため、回転数に基づく転流周期のタイミングそのままが次回の転流タイミングとして決定される。

ここでスパイクが発生しない状態とは、端子電圧に対して電流位相が十分に進んでいる状態であり負荷が軽く、必要なトルクが十分に確保されているため、補正を行うことなく安定して駆動することができる状態である。

一方、ｓｔｅｐ１０１において第１特定スイッチ素子（本実施の形態ではスイッチ素子３ｂ）の転流タイミングでない場合は、ｓｔｅｐ１１１に移行する。

そして、ｓｔｅｐ１１１において、転流タイミングの補正量を０として、ｓｔｅｐ１０８に移行する。

ｓｔｅｐ１０８では補正量が０であるので、回転数に基づく転流周期のタイミングを次回の転流タイミングとして決定する。

また本実施の形態ではＵ相上側スイッチ素子３ａのオンタイミングのみで転流周期の補正を行っているため電気角周期中に１回の補正となるが、モータ駆動装置の用途やモータのイナーシャ等を勘案して、１回転に１回の補正としても、電気角１周期に２回としても、または各スイッチ素子がオンする毎回のタイミングで行っても特に構わない。

次に、直流母線電圧の変動に応じて、オープンループの同期駆動における転流タイミングの補正を行うインバータ３のスイッチング素子の制御タイミングの決定方法について図１１の本発明の実施の形態１における電圧検出部１７と波形補正部１８の動作を示すフローチャートを用いて説明する。

最初に、ｓｔｅｐ２０１において、インバータ３の第１特定スイッチ素子のＯＦＦタイミングを待つ。本実施の形態においては図１０のフローにおけるｓｔｅｐ１０１同様に、Ｕ相下側スイッチ素子３ｂがＯＦＦするのを待つ。このスイッチに関しては同一である必要は無く、ｓｔｅｐ１０１とは異なるスイッチのＯＦＦを待っても構わない。スイッチがＯＦＦされなかった場合ｓｔｅｐ２０２へと遷移する。

ｓｔｅｐ２０２では、所定時間が経過したかどうかを判定を行う。この所定時間は１回の補正の中で２回以上必要で、例えば低速で駆動時のキャリア周期とすると、同期駆動と第１波形発生部での駆動とでキャリアを特に変更する必要が無く制御ができる。本実施の形態においても、キャリア周期を所定時間とする。

ここで所定時間が経過していなければｓｔｅｐ２０１に再び戻る。所定時間が経過していれば、ｓｔｅｐ２０３へ遷移する。

ｓｔｅｐ２０３では、電圧検出部１７が直流母線間の電圧を検出し、格納する。処理終了後にｓｔｅｐ２０４に遷移する。

ｓｔｅｐ２０４では、電圧検出部１７がｓｔｅｐ２０３で格納した電圧値を積算値として、積算用変数に加算し格納するする。格納後にｓｔｅｐ２０５に遷移する。電圧値を積算することで、波形を補正する周期の実態に即した電圧を把握できるため、適切な補正を行うことが可能となる。

ｓｔｅｐ２０５では、電圧検出部１７がｓｔｅｐ２０４で格納した電圧値の積算値を電圧の積算の平均から減算し、差分として変数に格納する。格納後にｓｔｅｐ２０１に再び遷移する。低速では第１波形発生部によって駆動するため、起動直後は第１波形発生部によって駆動することとなるため、積算の平均は第１波形発生部で処理を行っている間も算出することで、波形補正部によって駆動する際には０とならないようになっている。

また、平均を算出することで、現在の状態の差を見ることとなるので、同期駆動の安定状態に収束しようとする特性を活かすことが可能となり、より安定した駆動が可能となる。

また、ｓｔｅｐ２０１において第１特定スイッチ素子がＯＦＦした場合、ｓｔｅｐ２０６へと遷移する。

ｓｔｅｐ２０６では、電圧検出部１７がｓｔｅｐ２０４において算出した積算電圧値の平均値を計算し、ｓｔｅｐ２０７へと遷移する。平均の算出方法は複数のバッファを用意しておきバッファに順番に格納し、いっぱいになって以降は最初のバッファから順番に上書きしていき、それらのバッファの合計をバッファの個数で除算することにより簡単に求めることができる。また、バッファを複数確保することが困難な場合は、積算電圧値にローパスフィルタをかけることで求めても構わない。本実施の形態では複数のバッファを用意し求めているとする。

ｓｔｅｐ２０７では、波形補正部１８が積算電圧の平均との差分による補正量の算出を行い、ｓｔｅｐ２０８に遷移する。補正量の算出は差分電圧を時間に変換するための係数を乗じ算出する。

ｓｔｅｐ２０８では、波形補正部１８が補正量を現在の転流タイミングに加算し補正を行い、ｓｔｅｐ２０９に遷移する。ここで、補正量が負で平均に対して電圧が不足している場合、つまり電圧が低下している場合は、転流タイミングを本来の周期よりも遅らせ、誘起電圧位相に対して端子電圧位相の進角を減少させることとなる。

一方、補正量が正で平均に対して電圧が超えている場合、つまり電圧が上昇している場合は、転流タイミングを現在転流しようとしているタイミングよりも早め、誘起電圧位相に対して端子電圧位相の進角を増加させる。

これにより、電圧が不足した場合の、進角が大きくついたことによる電流の増加を抑える。一方、電圧が上昇し、誘起電圧位相よりも、端子電圧位相が遅れ位相になるような状態であっても、進角を増加させ遅れ位相を改善するため過剰な電流が流れないこととなる。

最後にｓｔｅｐ２０９では、電圧検出部１７が１周期あたりの電圧の積算を計算可能となるように、積算した電圧値をクリアする。

これらの動作を繰り返すことによって、電圧の変動に対して、高速高負荷であっても安定した駆動を行うことができる。

また、図１０で説明した電流電圧状態把握手段１６による補正と、図１１で説明した電圧検出部１７による補正とを組み合わせることで、より安定した駆動が可能となる。それぞれの補正手段単独でも効果があるが、瞬停などの電圧の急峻な変化に対して電流電圧状態把握手段１６よりも組み合わせることでより強くなり、急激な負荷変動に対して電圧検出部１７による補正だけでは困難であるが、組み合わせることで駆動が可能となる。

また、電流電圧状態把握手段１６によって補正される量と、電圧検出部１７により補正される量とにそれぞれ制限を設けることで、位相検出のノイズ、電圧検出のノイズが入力されたとしても脱調や過電流に至らない範囲での補正量となるため、安定した駆動が可能となる。

次に、運転切換手段２０により波形発生部の切り替え動作について説明する。

図１２は本発明の実施の形態１における回転数＝デューティ特性図である。

図１２において、回転数５０ｒ／ｓ以下の場合は第１波形発生部１２により駆動される。デューティはフィードバック制御により回転数から自動的に最も効率のよくなるポイントに調整される。

５０ｒ／ｓで、デューティ１００％となり、第１波形発生部１２による駆動はそれ以上回転させることのできない限界に到達する。

本実施の形態ではデューティが１００％となったところで、波形補正部１８による駆動に切り換えるとしているため、ここで第２波形発生部１５の信号を基に補正を行った波形補正部１８の出力が選択されることとなる。

ここで回転数指令が８０ｒ／ｓであれば、デューティを固定で８０ｒ／ｓまで周波数設定部１４が予め決めておいた加速度によって周波数を上昇させ、第２波形発生部で駆動信号を生成し、波形補正部で補正を行った波形を出力しながら加速していき、８０ｒ／ｓになったところで、周波数設定手段が設定する周波数は固定される。

次に、波形補正部１８の出力波形によって駆動している状態で、指令回転数が低下した場合、デューティを固定で周波数設定部が予め決めておいた加速度によって周波数を低下させていき、位置検出部１１によって位置検出の信号が取得可能となった場合、位置検出部１１の信号を基に駆動信号を生成する第１波形発生部による駆動へと切り換える。指令の回転数へとフィードバック制御により収束していき安定する。

次に、ブラシレスＤＣモータ４の構造について説明を行う。

図１３は、本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの回転子の構造図である。
回転子コア２１は、０．３５ｍｍから０．５ｍｍ程度の薄い珪素鋼板を打ち抜いたものを、積み重ねたものである。４枚のマグネット２２ａ〜２２ｄは、逆円弧状に回転子コア２１に埋め込まれている。このマグネットは通常フェライト系がよく用いられるが、ネオジなどの希土類の磁石が使われる場合は平板構造のものが使われることもある。

このような構造の回転子において、回転子中央からマグネットの中央に向かう軸をｄ軸、回転子中央からマグネットの間に向かう軸をｑ軸とすると、それぞれの軸方向のインダクタンスＬｄ、Ｌｑは逆突極性を有し、異なるものとなる。つまりこれは、モータとしては、マグネットの磁束によるトルク（マグネットトルク）以外に、逆突極性を利用したトルク（リラクタンストルク）を有効に使えることとなる。したがってモータとしてよりトルクが有効的に利用できることとなる。この結果、モータとしては高効率なモータとなる。

また、本実施の形態の制御を使用すると波形補正部１８により駆動を行っているとき、電流は進み位相での運転となり、このリラクタンストルクが大きく利用されるようになるため、逆突極性がないモータに比べてより高回転数まで運転することができる。

以上の様に本実施の形態でのブラシレスＤＣモータの駆動方法は、永久磁石を有する回転子４ａと三相巻線を有する固定子４ｂからなるブラシレスＤＣモータ４と、固定子４ｂの三相巻線に電力を供給するインバータ３と、ブラシレスＤＣモータ４の電流位相を検出する電流位相検出部としても働く位置検出部１１と、回転子４ａの回転位置を検出する位置検出部１１と、位置検出部１１の出力により通電角が１２０度以上１５０度未満の矩形波またはそれに準じる波形を所定周波数で出力してインバータ３を駆動する第１波形発生
部１２と、デューティを一定として所定周波数のみを変化させる周波数設定部１４と、通電角が１２０度以上１８０度未満の矩形波またはそれに準じる波形を周波数設定部１４で決められた所定周波数で出力する第２波形発生部１５と、位置検出部１１の検出する電流位相と第２波形発生部１５の駆動信号の状態を検出し電流電圧状態の把握を行う電流電圧状態把握手段１６と、インバータ４の入力電圧である直流母線間の電圧を検出する電圧検出部と、電流電圧状態把握手段１６により把握した状態と、目標状態とを一致させるよう第２波形発生部１５の出力を補正し、さらに電圧検出部１７の検出した電圧値によって波形を補正し、インバータ３に出力する波形補正部１８と、低速もしくは低負荷時に第１波形発生部１２をインバータ３への出力とし、高速もしくは高負荷のときに波形補正部１８をインバータ３への出力とするよう切換える運転切換手段２０とを有することで、モータを所定の速度で駆動するために必要なトルクを確保できることとなり、これによりブラシレスＤＣモータの相電流および端子電圧位相は誘起電圧位相に対し、駆動速度や負荷状態、入力電圧状態等により適切な位相関係で保持されることとなり、外乱発生時等も安定して駆動出来ることになる。

また相電流位相と端子電圧位相との関係を、負荷及び速度に応じて固定するので、負荷変動や電圧変動等の外乱に対しても安定して駆動できるのでモータ駆動装置の信頼性を上げることができる。

また特に高負荷時の高速駆動での広角通電で、電流ピークを低く抑えることが出来るので、インバータの電流定格を下げることが可能となり、モータ駆動装置の低コスト化が図れる。

また低速では回転子の回転位置を検出する位置検出部を有し、ブラシレスＤＣモータ回転子の相対位置を位置検出部で検出しながらの速度フィードバック制御を行うのでモータ駆動装置を高効率で駆動することが出来る。

さらに低速駆動領域では、通電角が１２０度以上１５０度以下の矩形波またはそれに準じる波形（例えば台形波など）を出力することで、実効電流低下による銅損の低減と回路ロス減少と、回路のスイッチングロスの増加とがつりあう最低損失状態での運転が可能となり、最高効率での運転が可能となる。一般的に正弦波駆動はモータ効率がよいと言われるが、通電角が１８０度となるため、回路のスイッチング損失が増加することになり、回路を含めた総合効率では、本実施の形態での駆動方法が優位である。

また、波形補正部１８が、電圧検出部１７から出力される電圧値が高いほど転流を進ませ、電圧検出部１７によって検出された電圧値が低いほど、転流を遅らせるよう補正するとしたことにより、電圧位相の進みすぎによる過剰な電流や脱調を防止し、誘起電圧よりも端子電圧位相が遅れる遅れ位相による過剰な電流を防止することができ、インバータ３の素子の破壊防止やモータ４の減磁を防ぎ信頼性を上げることができる。

また、電圧検出部１７が電圧値の検出をブラシレスＤＣモータ４の駆動周期よりも早い周期で定期的に行い、検出結果を積算したものを出力とし、積算の値は波形補正部１８で補正を行うごとにクリアするとしたことにより、補正周期の全体の電圧を測ることができることとなり、実際の電圧状態に即したより安定した駆動が可能となる。

また、電圧検出部１７が、検出した電圧の平均を行い、現在の状態の差を見ることとなるので、負荷の変動による電圧の変化による過剰な補正を回避し、同期駆動の安定状態に収束しようとする特性を活かしたより安定した駆動が可能となる。

また、波形補正部１８が電流電圧状態把握手段１６の出力と目標状態を一致させるため
の補正量と、電圧検出部１７の出力による補正量とに上限を設けた事により、ノイズに強くなり、外乱により強い駆動が可能となる。

また、位置検出部１１がブラシレスＤＣモータ４により誘起される電圧から位置を検出し、電流位相検出手段をブラシレスＤＣモータ４とインバータ３で還流電流が流れる際に発生するブラシレスＤＣモータ４の端子にあらわれる電圧がＯＦＦしたタイミングを電流位相０として検出し、電流位相検出部を位置検出部１１が行うことにより、新たに電流位相検出部を設ける必要が無いため、低コストで単純な構成をとることができる。

また、運転切換手段２０が第１波形発生部１２から波形補正部１８の出力に切換える際は第１波形発生部１２のデューティ出力が所定の基準値を超えたときとし、波形補正部１８から第１波形発生部１２へ出力を切換える際は位置検出部１１により回転子４ａの位置が検出可能なときとしたことにより、確実に位置信号を取得できる状態で第１波形発生部による駆動を行うため、より安定した駆動を行うことができる。

なお、運転切換手段２０が切換えを所定の速度未満では第１波形発生部１２の出力とし、所定の速度以上では波形補正部１８の出力とすることにより、単純な構成で必要な適切な駆動方法を選択することとなり、システム構成を簡素化できる。

ブラシレスＤＣモータ４が、回転子４ａの鉄心に永久磁石２１ａ〜２１ｄを埋め込んでなる回転子４ａであり、かつ突極性を有する回転子４ａを有したものであり、永久磁石のマグネットトルクの他に突極性によるリラクタンストルクを使うことにより、低速時の効率アップは当然のこと、高速駆動性能をさらに上げることになる。また永久磁石にネオジなどの希土類磁石を採用してマグネットトルクの割合を多くしたり、インダクタンスＬｄ、Ｌｑの差を大きくしてリラクタンストルクの割合を多くしたりすると、最適な通電角を変えることにより効率を上げることができる。

また本実施の形態のモータ駆動装置を圧縮機駆動に用いることは、巻線の巻込み量を増やしトルクダウンした（即ち従来のモータ駆動装置で用いるブラシレスＤＣモータより最高回転数を落とした）ブラシレスＤＣモータを所定の高速で駆動できるので、低回転数時のデューティが従来の駆動方法より大きくできるので、モータの騒音、特にキャリア音（ＰＷＭ制御の周波数に相当、例えば３ｋＨｚ）もが低減でき、極めて重要な用途である。

尚、本実施の形態において、ブラシレスＤＣモータは冷蔵庫の圧縮機を駆動するものとしたが、空気調和機の圧縮機を駆動する場合でも同様に、低速時の高効率駆動と高負荷高速駆動ができ、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲をカバーできるとともに、特に定格以下の比較的低負荷での電力を低減することが可能である。

本発明にかかるモータ駆動装置およびこれを用いた電気機器は、低速から高速まで広範囲に効率が良く、安定して駆動が可能となるので、圧縮機や冷蔵庫や扇風機などのファンの駆動などとして有用である。

３ インバータ
４ ブラシレスＤＣモータ
５ 圧縮機
１０ 冷蔵庫
１１ 位置検出部
１２ 第１波形発生部
１４ 周波数設定部
１５ 第２波形発生部
１６ 電流電圧状態把握手段
１７ 電圧検出部（電流位相検出部）
１８ 波形補正部
２０ 運転切換手段
２１ 回転子コア
２２ａ〜２２ｄ マグネット

Claims (11)

1. 永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に電力を供給するインバータと、前記インバータへの入力電圧を検出する電圧検出部と、前記ブラシレスＤＣモータの電流位相を検出する電流位相検出部と、前記回転子の回転位置を検出する位置検出部と、前記位置検出部の出力により通電角が１２０度以上１５０度未満の矩形波またはそれに準じる波形を所定周波数で出力して前記インバータを駆動する第１波形発生部と、デューティを一定として所定周波数のみを変化させる周波数設定部と、通電角が１２０度以上１８０度未満の矩形波またはそれに準じる波形を前記周波数設定部で決められた所定周波数で出力する第２波形発生部と、前記電流位相検出部の検出する電流位相と前記第２波形発生部の駆動信号の状態を検出する電流電圧状態把握手段と、前記電流電圧状態把握手段により検出される状態と、目標状態とを一致させるよう前記第２波形発生部の出力を補正し、更に前記電圧検出部によって検出された電圧値によって波形を補正し、インバータに出力する波形補正部と、低速もしくは低負荷時に前記第１波形発生部を前記インバータへの出力とし、高速もしくは高負荷のときに前記波形補正部を前記インバータへの出力とするよう切換える運転切換手段とを有するブラシレスＤＣモータの駆動装置。
2. 前記波形補正部が、前記電圧検出部から出力される電圧値が高いほど転流を早め、前記電圧検出部によって検出された電圧値が低いほど、転流を遅らせるよう補正するとした請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
3. 前記電圧検出部が電圧値の検出を前記ブラシレスＤＣモータの駆動周期よりも早い周期で定期的に行い、検出結果を積算したものを出力とし、積算の値は前記波形補正部で補正を行うごとにクリアするとした請求項１または２に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
4. 前記電圧検出部が、検出した電圧の平均を行い、平均と検出値の差分を出力する請求項１から３のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
5. 前記波形補正部が前記電流電圧状態把握手段の出力と目標状態を一致させるための補正量
   と、前記電圧検出部の出力による補正量とに上限を設けた事を特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
6. 前記位置検出部が前記ブラシレスＤＣモータにより誘起される電圧から位置を検出し、前記電流位相検出部が前記ブラシレスＤＣモータと前記インバータで還流電流が流れる際に発生する前記ブラシレスＤＣモータの端子にあらわれる電圧がＯＦＦしたタイミングを電流位相０として検出し、前記電流位相検出部を前記位置検出部が行う請求項１から５のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
7. 前記運転切換手段が切換えを所定の速度未満では第１波形発生部の出力とし、所定の速度以上では波形補正部の出力とする請求項１から６のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
8. 前記運転切換手段が第１波形発生部から波形補正部の出力に切換える際は第１波形発生部のデューティ出力が所定の基準値を超えたときとし、波形補正部から第１波形発生部へ出力を切換える際は位置検出部により回転子の位置が検出可能なときとした請求項１から６のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
9. 前記ブラシレスＤＣモータが、鉄心に永久磁石を埋め込んでなる回転子であり、かつ前記回転子が突極性を有するとしたものであるとした請求項１から８のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
10. 前記ブラシレスＤＣモータが駆動する負荷が圧縮機であるとした請求項１から９のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
11. 前記圧縮機が冷蔵庫の冷凍サイクルを構成する請求項１０に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。

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