WO2013111575A1 - モータ駆動装置およびこれを用いた冷蔵庫 - Google Patents

モータ駆動装置およびこれを用いた冷蔵庫 Download PDF

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WO2013111575A1
WO2013111575A1 PCT/JP2013/000301 JP2013000301W WO2013111575A1 WO 2013111575 A1 WO2013111575 A1 WO 2013111575A1 JP 2013000301 W JP2013000301 W JP 2013000301W WO 2013111575 A1 WO2013111575 A1 WO 2013111575A1
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unit
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motor
brushless
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田中　秀尚
前田　志朗
義典 竹岡
Original Assignee
パナソニック株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
    • F25B49/00—Arrangement or mounting of control or safety devices
    • F25B49/02—Arrangement or mounting of control or safety devices for compression type machines, plants or systems
    • F25B49/025—Motor control arrangements
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
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    • F25B2600/02—Compressor control
    • F25B2600/021—Inverters therefor
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B30/00—Energy efficient heating, ventilation or air conditioning [HVAC]
    • Y02B30/70—Efficient control or regulation technologies, e.g. for control of refrigerant flow, motor or heating

Definitions

  • the present invention relates to a motor driving device for driving a brushless DC motor and a refrigerator using the same.
  • this type of motor driving apparatus detects the rotational position of the rotor of the brushless DC motor, and switches the stator winding to be energized based on the rotational position.
  • a method for detecting the position of the rotor of the brushless DC motor without using a detector such as an encoder or a hall element an analog sensorless system and a digital system are generally used.
  • Non-Patent Document 1 the inverter output voltage and 1/2 of the inverter input voltage are compared, and the point at which the magnitude relationship changes is detected as the zero cross point of the counter electromotive voltage generated by the brushless DC motor rotation (for example, Non-Patent Document 1).
  • FIG. 10 shows a position detection circuit 200 in the conventional motor driving apparatus described in Patent Document 1.
  • the first filter circuit 201, the second filter circuit 202, and the third filter circuit 203 are composed of RC primary filters, and their inputs are connected to the three-phase windings of the brushless DC motor. Has been.
  • the first synthesis circuit 204 synthesizes the output of the second filter circuit 202 and the output of the third filter circuit 203 with a resistor.
  • the first comparison circuit 205 compares the output of the first filter circuit 201 with the output of the first synthesis circuit 204 and outputs a position detection signal Z.
  • the second synthesis circuit 206 synthesizes the output of the third filter circuit 203 and the output of the first filter circuit 201 with a resistor.
  • the second comparison circuit 207 compares the output of the second filter circuit 202 with the output of the second synthesis circuit 206 and outputs a position detection signal X.
  • the third synthesis circuit 208 synthesizes the output of the first filter circuit 201 and the output of the second filter circuit 202 with a resistor.
  • the third comparison circuit 209 compares the output of the third filter circuit 203 and the output of the third synthesis circuit 208 and outputs a position detection signal Y.
  • the position detection signal Z output from the first comparison circuit 205, the position detection signal X output from the second comparison circuit 207, and the position detection signal Y output from the third comparison circuit 209 are sent to the exclusive logic circuit 210. Entered.
  • FIG. 11 is a diagram showing waveforms at various parts during operation of the position detection circuit.
  • (a), (b), and (c) are U-phase, V-phase, and W-phase voltage waveforms, respectively, and are respectively applied to the first filter circuit 201, the second filter circuit 202, and the third filter circuit 203. Entered.
  • this voltage waveform is shown in a schematic diagram, but the actual waveform is complicated because voltage control is performed by PWM (pulse width modulation) or the like.
  • (d), (e), and (f) in FIG. 11 are outputs of the first filter circuit 201, the second filter circuit 202, and the third filter circuit 203, respectively.
  • (G), (h), and (i) in FIG. 11 are outputs of the second comparison circuit 207, the third comparison circuit 209, and the first comparison circuit 205, respectively, and only the counter electromotive voltage component from the winding voltage of the brushless motor. Are obtained by a filter circuit and compared to obtain a rotor position detection signal.
  • the brushless DC motor is stably driven by sequentially switching the windings energized by the brushless DC motor at the timing when the position detection signal is obtained.
  • FIG. 12 is a block diagram of the motor drive device of Non-Patent Document 1.
  • AC voltage is converted into DC voltage by the rectifying / smoothing circuit 102 having the rectifying unit 102 a and the smoothing unit 102 b with the commercial power supply 101 as an input, and input to the inverter 103.
  • the inverter 103 six switching elements 103a to 103f are connected by a three-phase full bridge. Diodes 103g to 103l are connected in parallel to the switching elements 103a to 103f in the reverse direction to convert DC input into three-phase AC power and supply power to the brushless DC motor 104.
  • the position detection circuit 300 detects the relative position of the rotor from the terminal voltage of the brushless DC motor 104.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the position detection circuit 300 of the motor drive device of Non-Patent Document 1 shown in FIG.
  • the position detection circuit 300 is configured by a comparator circuit that constitutes the comparison unit 301, and the terminal voltage of the brushless DC motor 104 is input to the non-inverting input, and 1 of the inverter input voltage is used as the reference voltage at the inverting input. Enter / 2.
  • the position signal detects the timing (that is, the zero cross point of the induced voltage) at which the induced voltage appearing at the inverter output terminal of the non-energized phase of the stator winding matches the reference voltage.
  • FIG. 14A is a timing chart showing signals of respective parts of the position detection circuit 300 of FIG.
  • FIG. 14A shows a U-phase waveform, and the V-phase and W-phase are waveforms that are 120 degrees out of phase with respect to the U-phase waveform.
  • the U-phase terminal voltage potential is Vdc (inverter input voltage) because the diode 103g is turned on with the switching element 103d (U-phase lower switching element) shown in FIG. It is a section.
  • the section D is a section in which the U-phase terminal voltage becomes the ground level due to the diode 103j being turned on with the switching element 103a (U-phase upper switching element) being turned off.
  • the section C is a section in which the upper switching element 103a is turned on
  • the section F is a section in which the lower switching element 3d is turned on.
  • Sections B and E are non-energized sections of the U-phase winding, and an induced voltage of the U-phase winding appears at this time.
  • section A and section D are sections in which a spike voltage is generated by commutation.
  • an induced voltage phase signal that is, a position detection signal
  • the magnitude relationship of a certain period after the commutation By ignoring the change point, the zero cross point of the induced voltage is reliably detected so that accurate position detection can be performed.
  • the signal In the induced voltage phase signal, the signal is inverted every 180 degrees in one phase in one phase. Therefore, in the three phases, the signal is inverted every 60 degrees in the electrical angle.
  • the period measurement counter 302 counts this signal inversion period (electrical angle 60 degrees).
  • the delay counter 303 generates a drive signal for driving the switching elements 3a to 3f of the inverter 3 through the logic circuit 304 by shifting the phase of the electrical angle of 30 degrees from the period of the electrical angle of 60 degrees obtained by the period measurement counter 302. 3 3-phase AC power is output.
  • the inverter output voltage is converted into a phase signal delayed by 90 degrees in electrical angle by the first filter circuit 201, the second filter circuit 202, and the third filter circuit 203 shown in FIG.
  • the position signal is generated via the first comparison circuit 205, the second comparison circuit 207, and the third comparison circuit 209, and the winding to be energized is switched simultaneously with the generation of the position signal. Therefore, this system does not have a degree of freedom to add an advance angle, and an appropriate advance angle is required for optimal driving, such as a motor having non-saliency, such as an embedded magnet motor in which a permanent magnet is embedded in a rotor. There is a problem that it is not suitable for the intended use.
  • the rotor relative position is detected from the zero cross point of the induced voltage that appears in the terminal voltage of the brushless DC motor.
  • a carrier frequency component is superimposed on the actual terminal voltage waveform as PWM control is turned on / off.
  • FIG. 14B is a waveform obtained by enlarging the section B in FIG. 14A, and a PWM waveform is shown in (e) of FIG. 14B. As shown to (a) of FIG. 14B, it turns out that the PWM component is superimposed on the terminal voltage. Further, in FIG. 14B, when the terminal voltage rises due to PWM ON, high frequency ringing noise is generated as shown by the waveform G.
  • the terminal voltage exceeds the level of the reference voltage (Vdc / 2), particularly in the vicinity of the induced voltage zero cross (that is, in the vicinity of position detection), and outputs high. There is a case.
  • this ringing noise is erroneously detected as a position detection signal (where the position should be detected at timing H in FIG. 14B is detected at timing I). In some cases, the motor efficiency decreases.
  • a countermeasure to add a software filter such as not recognizing an input signal from the position detection circuit until a certain time elapses from the PWM rising edge is taken.
  • the ringing noise frequency is LC resonance due to winding inductance and stray capacitance, etc.
  • COP compressor efficiency
  • the motor driving device of the present invention includes a brushless DC motor including a rotor having a permanent magnet and a stator having a three-phase winding, and a stator that is electrically connected to the stator winding and rotated by the rotor. And a position detecting means for detecting the rotational position of the rotor from the back electromotive voltage generated in the inverter, and an inverter for generating a waveform of an arbitrary frequency based on a signal from the position detecting means to drive the brushless DC motor.
  • the position detection means includes a phase voltage detection unit that detects a voltage of each phase of the stator winding, a reference voltage setting unit that sets a reference voltage, a filter unit that removes a high-frequency component from the output of the phase voltage detection unit, It is comprised by the comparison part which compares the output of a reference voltage setting part and a filter part, and detects the rotor relative position of a brushless DC motor from the output of a comparison part.
  • the high frequency component of the ringing noise can be removed from the inverter output voltage.
  • the zero cross point of the voltage can be detected with high accuracy.
  • the motor driving apparatus of the present invention can drive a compressor employing a motor with an increased number of windings of the stator winding with high efficiency.
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor drive device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2A is a circuit diagram of a position detection circuit of the motor drive device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2B is a detailed diagram of hysteresis setting means of the motor drive device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a graph showing the frequency characteristics of the gain of the filter unit constituting the position detection circuit of the motor drive device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a graph showing a transient response characteristic when a PWM waveform of a low-pass filter provided in the motor drive apparatus according to the first embodiment of the present invention is input.
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor drive device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2A is a circuit diagram of a position detection circuit of the motor drive device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2B is a detailed diagram of
  • FIG. 5A is a timing chart showing signal states of the respective parts according to the operation of the hysteresis circuit of the motor drive device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5B is a timing chart for detecting a zero cross point at which the induced voltage of the motor drive device according to the first embodiment of the present invention changes from positive to negative.
  • FIG. 6 is a block diagram of a motor driving apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7A is a circuit diagram of a position detection circuit of the motor drive device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7B is a detailed view of hysteresis setting means of the motor drive device according to the second exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a block diagram of a refrigerator in the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a block diagram of a refrigerator in the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a position detection circuit diagram of a conventional motor driving device described in Patent Document 1.
  • FIG. 11 is a waveform diagram of each part during operation of the position detection circuit of the conventional motor driving apparatus described in Patent Document 1.
  • FIG. 12 is a block diagram of a conventional motor driving device described in Non-Patent Document 1.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of a position detection circuit of a conventional motor driving device described in Non-Patent Document 1.
  • FIG. 14A is a timing chart showing signals of the conventional position detection circuit described in Non-Patent Document 1.
  • FIG. 14B is an enlarged waveform diagram of the section B of the timing chart of FIG. 14A.
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor drive device according to a first embodiment of the present invention.
  • the AC power source 1 is a general commercial power source, and in the case of Japan, an AC power source of 50 Hz or 60 Hz with an effective value of 100V.
  • the rectifying / smoothing circuit 2 includes a rectifying unit 2a and a smoothing unit 2b, and converts an AC voltage into a DC voltage with the AC power supply 1 as an input.
  • the inverter 3 connects six switching elements 3a to 3f in a three-phase full bridge configuration, converts the DC input from the rectifying / smoothing circuit 2 into AC power, and outputs an AC output of an arbitrary voltage and frequency to the brushless DC motor 4. Supply. Also, diodes 3g to 3l are connected in parallel to the switching elements 3a to 3f in the opposite direction.
  • the position detection means 5 is a circuit that detects the magnetic pole position of the brushless DC motor 4.
  • the position detection means 5 detects the terminal voltage of each phase (that is, the inverter output voltage), and the voltage detected by the phase voltage detection unit 5 a. It has a filter unit 5b that removes high frequency noise.
  • the position detection means 5 sets a reference voltage setting unit 5c that sets a reference voltage for comparing the magnitude relationship with the terminal voltage, a terminal voltage from which high frequency noise has been removed by the filter unit, and an output voltage of the reference voltage setting unit 5c.
  • a comparison unit 5d for comparing the magnitude relations of. Based on the magnitude relationship between the output of the filter unit 5b and the output voltage of the reference voltage setting unit 5c, the comparison unit 5d outputs a signal.
  • the output voltage of the reference voltage setting unit 5c is set to 1/2 of the DC input voltage Vdc of the inverter 3, or the potential at the second neutral point obtained by connecting the output terminal voltage of each phase of the inverter 3 through a resistor. It is common to do it.
  • the inverter control unit 6 includes a position detection unit 6a, a commutation unit 6b, and a drive unit 6c.
  • the position detection unit 6a detects the magnetic pole position of the brushless DC motor based on the output from the position detection means 5, and the commutation unit 6b determines which switching element to turn on based on the output of the position detection unit 6a.
  • the drive unit 6c turns on / off the corresponding switching element according to an instruction from the commutation unit 6b.
  • the inverter control unit detects the drive speed from the position signal from the position detection unit, and adjusts the voltage input to the brushless DC motor by PWM duty control based on the deviation from the command speed. Feedback control is performed so as to be the same.
  • FIG. 2A is a circuit diagram of the position detection means 5 of the motor drive device according to the first embodiment of the present invention. 1 and 2A, the phase voltage detection unit 5a, the filter unit 5b, and the comparison unit 5d are provided for three circuits corresponding to each phase.
  • the phase voltage detection unit 5a reduces the voltage of the inverter output voltage (that is, the motor terminal voltage) of each phase by dividing the voltage by a plurality of resistors and inputs the voltage to the filter unit 5b.
  • the filter unit 5b forms a low-pass filter with a resistor and a capacitor.
  • the reference voltage setting unit 5c connects the output of the filter unit of each phase via a resistor, constitutes a second neutral point, and uses the second neutral point potential as a reference voltage.
  • the reference voltage setting unit 5c configures the second neutral point from the output of the filter unit 5b.
  • the reference voltage setting unit 5c may configure the second neutral point from the filter unit input.
  • the reference voltage setting unit 5c may be an input in which 1/2 of the input voltage of the inverter 3 is reduced by a resistor.
  • the comparator 5d is composed of a comparator circuit as shown in FIG. 2A.
  • the neutral point potential formed by the reference voltage setting unit 5c is input to the inverting input terminal, and the output of the low-pass filter of the filter unit 5b is input to the non-inverting input terminal. To do.
  • FIG. 3 is a graph showing the frequency characteristics of the gain of the filter unit 5b of the position detecting means 5 in the present embodiment.
  • the filter unit 5b is a low-pass filter
  • the ringing noise frequency may be set to a cutoff frequency that greatly attenuates.
  • the ringing noise frequency depends on the motor specifications, in the brushless DC motor according to the first embodiment, it is about 15 to 50 kHz, and is about 10 times or less of a commonly used carrier frequency. For this reason, if a filter constant that greatly attenuates ringing noise is applied, the carrier frequency component will also be significantly attenuated, which may reduce the position detection accuracy or prevent position detection.
  • the ringing noise frequency is lowered and closer to the PWM carrier frequency component, so only the ringing noise component is removed from the terminal voltage. It becomes even more difficult.
  • the ringing noise is not removed from the terminal voltage, but a carrier frequency that is about 1/3 or less of the ringing noise frequency component is selected, and the ringing frequency component is attenuated by about 6 to 14 dB.
  • a simple low-pass filter As a result, the ringing noise level is attenuated from halved to about 1/5 and the influence on the PWM component is small. Therefore, the degree of freedom in setting the advance angle, which is a feature of the digital sensorless system, is utilized, and ringing noise in position detection is used. It is possible to achieve high-efficiency driving of a motor that suppresses erroneous position detection and increases the number of turns.
  • FIG. 4 is a graph showing the transient response characteristics when the PWM waveform of the low-pass filter in the present embodiment is input.
  • a phase delay of the PWM signal occurs, and this delay becomes a delay of the position detection timing.
  • the delay of the PWM signal is about a dozen ⁇ sec in FIG. 4, and the electrical angle delay in the 6-pole brushless DC motor is less than 2 deg at the maximum speed of 100 rps in the compressor.
  • the advance angle can be added up to 30 degrees by adjusting the commutation timing by the commutation unit. Therefore, if the delay phase is about this level, the advance angle adjustment can sufficiently cope with it, and the position detection circuit in this embodiment can be said to be very compatible with the digital sensorless system.
  • hysteresis setting means 5e is formed between the comparator output and the non-inverting input terminal to change the output state of the comparator 5d. Hysteresis is added to the input voltage threshold.
  • FIG. 2B shows details of the hysteresis setting means 5e.
  • the hysteresis setting means 5e includes hysteresis circuits 5f and 5g and a hysteresis switching unit 5h.
  • the hysteresis switching unit 5h switches between feedback circuits when the output of the comparison unit changes from low level to high level and when the output from the high level changes to low level, so that an arbitrary hysteresis can be set according to the output signal state.
  • the hysteresis switching unit 5h is shown as a switch.
  • the hysteresis circuit changes when the output changes from high to low and when the output changes from low to high.
  • the feedback circuit may be configured as one circuit, and a single diode may be combined so that the feedback circuit is connected only in one direction depending on the connection direction of the diodes.
  • FIG. 5A and FIG. 5B are charts showing signal states of respective parts by the operation of the hysteresis circuit.
  • FIG. 5A shows the timing for detecting the zero cross point where the induced voltage of the brushless DC motor changes from negative to positive
  • FIG. 5B shows the timing for detecting the zero cross point where the induced voltage changes from positive to negative. .
  • FIG. 5A and 5B (a) shows the reference voltage set by the reference voltage setting unit, (b) shows the U-phase filter output (that is, the U-phase comparison unit non-inverting input), and (c) shows the U-phase filter output.
  • the phase comparison part output waveform is shown, (d) shows the induced voltage phase signal of the U phase, that is, position detection timing, and (e) shows the induced voltage level.
  • Vhh represents the voltage level of the non-inverting input terminal when the output is inverted from the low level to the high level
  • Vhl represents the voltage level of the non-inverting input terminal when the output is inverted from the low level to the high level.
  • the reference voltage is shown as a straight line for simplicity.
  • the voltage at the non-inverting input terminal rises as PWM is turned on, and the induced voltage of the brushless DC motor appears, but ringing noise attenuated to some extent by the filter unit is superimposed.
  • the voltage level is higher than the induced voltage appearing at the terminal voltage. Therefore, even if the induced voltage of the brushless DC motor does not reach the reference voltage, when this ringing noise exceeds Vhh, the output of the comparator is low to high.
  • the induced voltage phase signal is inverted earlier than the zero-cross timing of the brushless DC motor, and position detection is performed. That is, in FIG. 5A, it should be detected at the timing K originally, but it is detected at the timing J early.
  • the output of the comparison unit is likely to be high due to ringing, and the output of the comparison unit that has once become high is not easily inverted to low due to the influence of hysteresis. That is, the detection timing of position detection tends to be detected later than the induced voltage zero cross point. That is, in FIG. 5, the detection should be performed at the timing L, but the detection is delayed at the timing M.
  • the hysteresis is changed according to the output state of the comparison unit 5d.
  • the motor driving apparatus is electrically connected to the brushless DC motor including the rotor having the permanent magnet and the stator having the three-phase winding, and the stator winding.
  • a position detecting means for detecting the rotational position of the rotor from the back electromotive voltage generated in the stator by the rotation of the stator, and an inverter for driving a brushless DC motor by generating a waveform of an arbitrary frequency based on the position detection signal.
  • the position detection means removes high-frequency components from the output of the phase voltage detector that detects the voltage of each phase of the stator winding, the reference voltage setting unit that sets the reference voltage, and the phase voltage detector or reference voltage setting unit And a comparison unit that compares the output of the reference voltage setting unit and the filter unit.
  • the motor drive device can be configured with a very inexpensive circuit by using a primary filter including a resistor and a capacitor as a filter unit, and a highly efficient motor drive device can be reduced. It can be realized at a price.
  • the motor drive device has a hysteresis setting means for providing hysteresis to the threshold value of the input voltage that changes the output state of the comparison unit.
  • the hysteresis setting means changes the output state of the comparison unit when the output of the filter unit is higher than the output voltage of the reference voltage setting unit by a first hysteresis width, and further the output of the filter unit is second from the voltage of the reference voltage setting unit.
  • a different hysteresis width is added depending on the input state of the comparison unit.
  • the motor drive device can set an appropriate hysteresis width according to the input state, can improve the position detection accuracy of the brushless DC motor, and can improve the speed accuracy and efficiency. .
  • the motor driving apparatus can add appropriate hysteresis according to the input state of the comparison unit by setting the first hysteresis width added by the hysteresis setting means to be equal to or smaller than the second hysteresis width.
  • the position detection delay when the output of the comparison unit changes from the state in which the output of the filter unit is higher than the reference voltage becomes smaller than the second hysteresis width can be suppressed, and the accuracy of the position detection is further improved.
  • the speed control and efficiency of the DC motor can be improved.
  • FIG. 6 is a block diagram of a motor driving apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • the AC power source 1 is a general commercial power source. In Japan, the AC power source 1 is a 50 Hz or 60 Hz AC power source having an effective value of 100V.
  • the rectifying / smoothing circuit 2 includes a rectifying unit 2a and a smoothing unit 2c, and receives an AC power supply 1 as an input and converts an AC voltage into a DC voltage.
  • the smoothing unit 2c connects two smoothing capacitors in series, and the connection point is connected to one end of the AC power source 1 via the input voltage switching unit 2d, and the switch of the input voltage switching unit 2d is turned on or off. By doing so, the rectification method can be switched to voltage doubler rectification and full-wave rectification, and the DC input voltage to the inverter 3 can be switched in two stages.
  • FIG. 7A is a circuit diagram of the position detection means 5 of the motor drive device in the present embodiment. 6 and 7A, the phase voltage detection unit 5a, the filter unit 5b, and the comparison unit 5d are provided for three circuits corresponding to each phase.
  • the phase voltage detection unit 5a reduces the voltage of the inverter output voltage (that is, the motor terminal voltage) of each phase by dividing the voltage by a plurality of resistors and inputs the voltage to the filter unit 5b.
  • the filter unit 5b forms a low-pass filter with a resistor and a capacitor.
  • the reference voltage setting unit 5c connects the output of the filter unit of each phase via a resistor, constitutes a second neutral point, and uses the second neutral point potential as a reference voltage.
  • the reference voltage setting unit 5c configures the second neutral point from the output of the filter unit 5b.
  • the reference voltage setting unit 5c may configure the second neutral point from the filter unit input.
  • the reference voltage setting unit 5c may be an input in which 1/2 of the input voltage of the inverter 3 is reduced by a resistor.
  • the comparator 5d is composed of a comparator circuit as shown in FIG. 2A.
  • the neutral point potential formed by the reference voltage setting unit 5c is input to the inverting input terminal, and the output of the low-pass filter of the filter unit 5b is input to the non-inverting input terminal. To do.
  • FIG. 7B shows one phase of the comparison unit 5d, and the operation of hysteresis will be described with reference to FIG. 7B.
  • the operating point where the output state of the comparison unit output Vout changes is a point where the voltage input to the non-inverting input terminal is equal to the reference voltage Vref, and the output of Vout changes depending on the magnitude relationship of these voltage levels.
  • the operating point of the input voltage Vin at which Vout changes from a low (0V) output to a high output is expressed by (Equation 1), and at a timing when Vin becomes larger than Vref by the second term of (Equation 1).
  • the operating point of the input voltage Vin at which Vout changes from the high output to the low output is expressed by (Expression 2), and is the timing when Vin is smaller than Vref by the second term of (Expression 2).
  • the difference between the operating voltage at which the output state of Vout changes when Vout is high and when it is low is hysteresis, and chattering of the output voltage Vout when Vin is in the vicinity of Vref is suppressed.
  • the operation voltage when the comparator output changes from high to low is lowered, and the generation timing of the position detection signal is delayed.
  • the full-wave rectification input also involves a delay in the timing at which the comparison unit output is inverted from high to low, and there is a concern that the detection deviation of the magnetic pole position of the brushless DC motor may be further expanded. Therefore, in this embodiment, the hysteresis is changed according to the state.
  • the hysteresis setting means 5e will be described with reference to FIG. 7B.
  • the hysteresis setting means 5e includes hysteresis circuits 5f and 5g and a hysteresis switching unit 5h.
  • the hysteresis switching unit 5h switches between feedback circuits when the output of the comparison unit changes from low level to high level and when the output from the high level changes to low level, so that an arbitrary hysteresis can be set according to the output signal state. .
  • the feedback circuit may be further divided according to the input voltage state of the inverter 3, that is, voltage doubler rectification or full wave rectification, but considering the cost and the size of the control circuit, the circuit can be shared by both rectification methods. It is desirable.
  • the hysteresis switching unit 5h is shown as a switch. However, when a diode is used for the switch unit, the hysteresis circuit when the output changes from high to low and when the output changes from low to high depends on the output. Can be changed automatically.
  • the feedback circuit may be a single circuit, and a single diode may be combined so that the feedback circuit is connected only in one direction depending on the diode connection direction. Specifically, if a resistor and a diode are connected in series and the cathode of the diode is connected to the comparator output, the hysteresis circuit is disconnected when the comparator output is high, and the feedback circuit is connected only when it is low. become. As a result, the operating point at which the comparator output changes from high to low is at the same level as the reference potential during double voltage rectification and full wave rectification, and there is no deviation of the operating point due to the difference in rectification method.
  • the thus configured hysteresis setting means 5e selects a feedback circuit with a small hysteresis width when the output signal is high, and switches to a feedback circuit with a large hysteresis when the output signal is low.
  • the delay in detecting the zero cross point at which the induced voltage changes from the positive direction to the negative direction can be suppressed, the position detection accuracy can be improved, and the speed accuracy and efficiency of the command speed of the brushless DC motor can be improved.
  • the motor driving apparatus is electrically connected to the brushless DC motor including the rotor having the permanent magnet and the stator having the three-phase winding, and the stator winding.
  • a position detecting means for detecting the rotational position of the rotor from the back electromotive voltage generated in the stator by the rotation of the stator, and an inverter for driving a brushless DC motor by generating a waveform of an arbitrary frequency based on the position detection signal.
  • the motor driving device in the present embodiment includes a rectifying / smoothing unit that converts an AC voltage that supplies a DC voltage to the inverter into a DC voltage, and a voltage switching unit that switches an output voltage of the rectifying / smoothing unit.
  • the position detection means removes high-frequency components from the output of the phase voltage detector that detects the voltage of each phase of the stator winding, the reference voltage setting unit that sets the reference voltage, and the phase voltage detector or reference voltage setting unit And a comparison unit that compares the output of the reference voltage setting unit and the filter unit.
  • FIG. 8 is a block diagram of a refrigerator using the motor drive device according to the third embodiment of the present invention.
  • the motor driving device according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1 is used. Therefore, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • the brushless DC motor 4 is connected to a reciprocating compression element 11 that sucks, compresses and circulates refrigerant by reciprocating motion, and is housed in a sealed container to form a compressor 12.
  • the compressor is used in the refrigeration cycle, and the high-temperature and high-pressure refrigerant discharged from the compressor 12 is sent to the condenser 13 to be liquefied, reduced in pressure by the capillary 14, evaporated by the evaporator 15, and returned to the compressor again. I am doing so.
  • the evaporator 15 cools the inside 16 of the refrigerator.
  • the load is high only during housework hours when the doors are frequently opened and closed, and the refrigerator temperature is low and the temperature inside the refrigerator is stable in the cool state throughout most of the day. It is driven by. Therefore, it is very effective to reduce the power consumption of the refrigerator to improve the efficiency in a low load state.
  • a motor having a large number of three-phase windings of a brushless DC motor has a narrow driving range in a high-speed region, but as described above, it is in a low-speed driving state for most of the day, and a high-speed driving is relatively It is a very effective use to drive an unnecessary refrigerator compressor.
  • the reciprocating compressor since the reciprocating compressor has a characteristic of high efficiency (generally COP) in a low-speed drive region, it is very effective in reducing the power consumption of the refrigerator.
  • COP high efficiency
  • the magnetic pole position can be detected with high accuracy even with a high-efficiency motor with an increased number of windings of three-phase windings, so that its efficiency performance is effectively extracted. be able to. Furthermore, by using this motor drive device in a cooling system by driving a reciprocating compressor, a refrigerator capable of reducing power consumption can be provided.
  • FIG. 9 is a block diagram of a refrigerator using a motor drive device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the refrigerator in the present embodiment uses the motor drive device in the second embodiment of the present invention shown in FIG. 6, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • the brushless DC motor 4 is connected to a reciprocating compression element 11 that sucks, compresses and circulates refrigerant by reciprocating motion, and is housed in a sealed container to form a compressor 12.
  • the compressor is used in the refrigeration cycle, and the high-temperature and high-pressure refrigerant discharged from the compressor 12 is sent to the condenser 13 to be liquefied, reduced in pressure by the capillary 14, evaporated by the evaporator 15, and returned to the compressor again. I am doing so.
  • the evaporator 15 cools the inside 16 of the refrigerator.
  • the load is high only during housework hours when the doors are frequently opened and closed, and the refrigerator temperature is low and the temperature inside the refrigerator is stable in the cool state throughout most of the day. It is driven by. Therefore, it is very effective to reduce the power consumption of the refrigerator to improve the efficiency in a low load state.
  • the ringing noise period due to switching of the inverter 3 by PWM control becomes longer.
  • the filter unit 5b in the input stage of the comparison unit 5d. The ringing noise is suppressed, and the magnetic pole position of the brushless DC motor can be reliably detected.
  • the switch of the input voltage switching unit 2d of the rectifying and smoothing unit 2 is turned off and a low DC voltage based on the full-wave rectified output is input to the inverter 3, thereby The iron loss is reduced.
  • the compressor needs to be driven at high speed in situations where it is necessary to quickly return the interior to a stable cooling state as the interior temperature rises.
  • a motor with an increased number of three-phase windings has a narrow driving range in the high speed region, and there is a concern that the cooling performance is insufficient.
  • the brushless DC motor can be operated at high speed / high speed by turning on the switch of the input voltage switching unit and inputting a high voltage by double voltage rectification to the inverter. It becomes possible to drive with torque, and stable cooling performance can be secured.
  • the hysteresis setting means 5e selects an appropriate hysteresis of the comparison unit 5d according to the selected rectification method. Regardless of this, the magnetic pole position of the brushless DC motor can be detected accurately, and high-efficiency driving is always realized.
  • the reciprocating compressor since the reciprocating compressor has a characteristic of high efficiency (generally COP) in a low-speed drive region, it is very effective in reducing the power consumption of the refrigerator.
  • COP high efficiency
  • the magnetic pole position can be detected with high accuracy even with a high-efficiency motor with an increased number of windings of three-phase windings, so that its efficiency performance is effectively extracted. be able to.
  • the motor drive device used for the refrigerator in this embodiment can accurately detect the magnetic pole position regardless of whether the rectification method is a voltage doubler rectification method or a full-wave rectification method, the brushless DC motor is always highly efficient. Can drive.
  • this motor drive device in a cooling system by driving a reciprocating compressor, a refrigerator that reduces power consumption can be provided.
  • the present invention is a brushless DC motor including a rotor having a permanent magnet and a stator having a three-phase winding, and is electrically connected to the stator winding and fixed by the rotation of the rotor.
  • Position detecting means for detecting the rotational position of the rotor from the back electromotive voltage generated in the child, and an inverter for generating a waveform of an arbitrary frequency based on the position detection signal and driving the brushless DC motor.
  • the position detection means removes high-frequency components from the output of the phase voltage detector that detects the voltage of each phase of the stator winding, the reference voltage setting unit that sets the reference voltage, and the phase voltage detector or reference voltage setting unit And a comparison unit that compares the output of the reference voltage setting unit and the filter unit.
  • the present invention relates to a brushless DC motor composed of a rotor having a permanent magnet and a stator having a three-phase winding, and a reverse that is electrically connected to the stator winding and is generated in the stator by the rotation of the rotor.
  • Position detecting means for detecting the rotational position of the rotor from the electromotive voltage is provided. Furthermore, based on the position detection signal, an inverter that generates a waveform of an arbitrary frequency and drives a brushless DC motor, a DC voltage supplied to the inverter, a rectifying and smoothing unit that converts AC voltage into AC voltage, and rectifying and smoothing A voltage switching unit that switches the output voltage of the unit.
  • the position detection means removes high-frequency components from the output of the phase voltage detector that detects the voltage of each phase of the stator winding, the reference voltage setting unit that sets the reference voltage, and the phase voltage detector or reference voltage setting unit And a comparison unit that compares the output of the reference voltage setting unit and the filter unit.
  • the filter section is a primary filter composed of a resistor and a capacitor
  • the circuit can be configured at a very low cost, and a low-cost motor drive device can be configured.
  • the present invention has hysteresis setting means for providing hysteresis to the threshold of the input voltage that changes the output state of the comparison unit.
  • the hysteresis setting means changes the output state of the comparison unit when the output of the filter unit is higher than the output voltage of the reference voltage setting unit by a first hysteresis width, and further the output of the filter unit is second from the voltage of the reference voltage setting unit.
  • a different hysteresis width is added according to the input state of the comparison unit. Accordingly, an appropriate hysteresis width can be set according to the input state, the position detection accuracy of the brushless DC motor can be increased, and the speed accuracy and efficiency can be improved.
  • the first hysteresis width added by the hysteresis setting means is equal to or smaller than the second hysteresis width.
  • the motor drive device drives a reciprocating compressor having a reciprocating type compression element, it is possible to improve the system efficiency of the cooling system particularly at low speed driving.
  • the power consumption of the refrigerator can be reduced by using these motor drive devices in the cooling cycle of the refrigerator.
  • the compressor drive device can detect the rotor position of a brushless motor with high inductance by increasing the number of windings of the stator windings for high efficiency, so that a highly efficient motor can be detected. Since the drive device can be realized, it can be applied to any device using a compressor, such as a dehumidifier using an air conditioner or a compressor, a heat pump washing and drying machine, a showcase, or a vending machine.
  • a compressor such as a dehumidifier using an air conditioner or a compressor, a heat pump washing and drying machine, a showcase, or a vending machine.

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Abstract

ブラシレスＤＣモータ（４）の回転により発生する逆起電圧から回転位置を検出する位置検出手段（５）と、位置検出信号に基づいて、任意の周波数の波形を生成してブラシレスＤＣモータ（４）を駆動するインバータ（３）を有する。位置検出手段（５）は、ブラシレスＤＣモータ（４）各相の電圧を検出する相電圧検出部（５ａ）と、基準電圧を設定する基準電圧設定部（５ｃ）と、高周波成分を除去するフィルタ部（５ｂ）と、基準電圧設定部（５ｃ）とフィルタ部（５ｂ）の出力を比較する比較部（５ｄ）を有する。

Description

モータ駆動装置およびこれを用いた冷蔵庫
　本発明は、ブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置および、これを用いた冷蔵庫に関するものである。
　従来、この種のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータの回転子の回転位置を検出し、その回転位置を基にして、通電する固定子巻き線を切り替えるようにしている。ブラシレスＤＣモータの回転子の位置をエンコーダやホール素子などの検出器を用いずに検出する方法は、アナログセンサレス方式とデジタル方式が一般的である。
　アナログセンサレス方式とは、ブラシレスＤＣモータの各相の電圧にフィルタ回路を介して逆起電圧を取り出し、この電圧を回転子の位置信号として、通電する固定子の巻き線を切り替えるようにしている（たとえば特許文献１）。
　一方でデジタルセンサレス方式は、インバータ出力電圧とインバータ入力電圧の１／２を比較して、その大小関係が変化するポイントを、ブラシレスＤＣモータ回転に伴い発生する逆起電圧のゼロクロスポイントとして検出する（たとえば非特許文献１）。
　図１０は特許文献１に記載された従来のモータ駆動装置における位置検出回路２００を示す。図１０に示すように、第１フィルタ回路２０１、第２フィルタ回路２０２、第３フィルタ回路２０３はＲＣによる１次フィルタから構成されており、その入力はブラシレスＤＣモータの各３相巻線に接続されている。
　第１合成回路２０４は、第２フィルタ回路２０２の出力と第３フィルタ回路２０３との出力を抵抗で合成している。第１比較回路２０５は、第１フィルタ回路２０１の出力と第１合成回路２０４の出力とを比較し、位置検出信号Ｚを出力する。
　第２合成回路２０６は、第３フィルタ回路２０３の出力と第１フィルタ回路２０１との出力を抵抗で合成している。第２比較回路２０７は、第２フィルタ回路２０２の出力と第２合成回路２０６の出力とを比較し、位置検出信号Ｘを出力する。
　第３合成回路２０８は、第１フィルタ回路２０１の出力と第２フィルタ回路２０２との出力を抵抗で合成している。第３比較回路２０９は、第３フィルタ回路２０３の出力と第３合成回路２０８の出力とを比較し、位置検出信号Ｙを出力する。
　第１比較回路２０５から出力された位置検出信号Ｚと、第２比較回路２０７から出力された位置検出信号Ｘと、第３比較回路２０９から出力された位置検出信号Ｙは、排他論理回路２１０に入力される。
　以上の構成において、次にその動作について図１１を用いて説明する。
　図１１は位置検出回路の動作中の各部の波形を示す図である。
　図１１において、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は各々Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形であり、各々第１フィルタ回路２０１、第２フィルタ回路２０２、第３フィルタ回路２０３に入力される。ここでは説明簡略化のためこの電圧波形は模式図で示したが、実際の波形はＰＷＭ（パルス幅変調）などで電圧制御を行っているため、複雑な波形となっている。
　また、図１１の（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）は各々第１フィルタ回路２０１、第２フィルタ回路２０２、第３フィルタ回路２０３の出力である。図１１の（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）は各々第２比較回路２０７、第３比較回路２０９、第１比較回路２０５の出力であり、ブラシレスモータの巻線電圧から逆起電圧成分のみをフィルタ回路で取り出し、比較することによって回転子の位置検出信号を得ている。
　この位置検出信号を得たタイミングで、ブラシレスＤＣモータの通電する巻き線を順次切り替えることで、ブラシレスＤＣモータを安定して駆動させている。
　図１２は非特許文献１のモータ駆動装置のブロック図である。
　図１２において、商用電源１０１を入力として整流部１０２ａおよび平滑部１０２ｂを有する整流平滑回路１０２により交流電圧を直流電圧に変換しインバータ１０３に入力する。インバータ１０３は６個のスイッチング素子１０３ａ～１０３ｆを３相フルブリッジで接続している。各スイッチング素子１０３ａ～１０３ｆにはダイオード１０３ｇ～１０３ｌが逆方向に並列接続され、直流入力を３相交流電力に変換し、ブラシレスＤＣモータ１０４に電力を供給する。位置検出回路３００はブラシレスＤＣモータ１０４の端子電圧から回転子の相対位置を検出する。
　図１３は図１２に示す非特許文献１のモータ駆動装置の位置検出回路３００の回路図である。
　図１３において、位置検出回路３００は、比較部３０１を構成するコンパレータ回路で構成し、非反転入力にはブラシレスＤＣモータ１０４の端子電圧が入力され、反転入力には基準電圧としてインバータ入力電圧の１／２を入力する。位置信号は、固定子巻き線のうち非通電相のインバータ出力端子に現れる誘起電圧が基準電圧と一致するタイミング（すなわち誘起電圧のゼロクロスポイント）を検出している。
　ここで図１２のブラシレスＤＣモータ１０４の回転子相対位置の検出について説明する。
　図１４Ａは図１３の位置検出回路３００の各部の信号を示すタイミングチャートである。
　図１４Ａにおいて、（ａ）は基準電圧として、インバータ１０３の直流入力電圧Ｖｄｃの１／２を示している。（ｂ）はブラシレスＤＣモータの端子電圧を示している。
　（ｃ）は位置検出回路３００の比較部３０１の出力波形を示し、（ｄ）は誘起電圧の位相信号として誘起電圧のゼロクロスポイントを示しており、この信号の状態が変化するポイントを位置検出信号として捕らえる。なお図１４ＡはＵ相波形を示すものとし、Ｖ相およびＷ相はＵ相波形に対してプラスマイナス１２０度位相がずれた波形となる。
　図１４Ａの波形（ｂ）において区間Ａは、図１２に示すスイッチング素子１０３ｄ（Ｕ相下側スイッチング素子）のオフに伴いダイオード１０３ｇがオンしたことでＵ相端子電圧電位がＶｄｃ（インバータ入力電圧）となる区間である。同様に区間Ｄはスイッチング素子１０３ａ（Ｕ相上側スイッチング素子）のオフに伴いダイオード１０３ｊがオンしたことでＵ相端子電圧がグランドレベルになる区間である。区間Ｃは、上側スイッチング素子１０３ａがオンした区間であり、区間Ｆは下側スイッチング素子３ｄがオンした区間である。区間Ｂおよび区間ＥはＵ相巻き線の非通電区間であり、このときＵ相巻き線の誘起電圧が現れる。
　この区間において、誘起電圧が現れた端子電圧を直流入力電圧の１／２と比較し、大小関係が変化するポイントを検出する。ただし区間Ａおよび区間Ｄは転流によりスパイク電圧が発生する区間であり、このスパイク電圧による誘起電圧位相信号（すなわち位置検出信号）の誤発生を防止するため、転流後の一定期間の大小関係変化点を無視して、誘起電圧のゼロクロスポイントを確実に検出し、正確な位置検出を行えるようにしている。
　誘起電圧位相信号は、一つの相で電気角１８０度毎に信号が反転するため、３相では電気角６０度毎に信号が反転するタイミングが発生する。周期測定カウンタ３０２は、この信号反転周期（電気角６０度）をカウントする。遅延カウンタ３０３は周期測定カウンタ３０２で得た電気角６０度の周期から電気角３０度位相をシフトさせ論理回路３０４を介してインバータ３のスイッチング素子３ａ～３ｆを駆動するドライブ信号を生成し、インバータ３の３相交流電力を出力する。
　しかしながら、特許文献１のアナログセンサレス方式では、インバータ出力電圧を図１０に示した第１フィルタ回路２０１、第２フィルタ回路２０２、第３フィルタ回路２０３により電気角で９０度遅れ位相信号に変換の上、第１比較回路２０５、第２比較回路２０７、第３比較回路２０９を介して位置信号を生成し、位置信号発生と同時に通電する巻き線を切り替える。したがってこの方式では進角を付加する自由度が無く、回転子に永久磁石が埋め込まれた埋め込み磁石モータなどの非突極性を有するモータの様に、最適な駆動には適度な進角が必要となる用途には適しないという課題があった。
　一方、非特許文献１に記載のデジタルセンサレス方式では、通電角１２０度駆動では、電気角０度から３０度の範囲で任意の進角を付加することができる。
　先述したように、非特許文献１のモータ駆動装置では、回転子相対位置をブラシレスＤＣモータの端子電圧に現れる誘起電圧のゼロクロスポイントから検出する。しかし、実際の端子電圧波形には、ＰＷＭ制御のオン・オフに伴い、キャリア周波数成分が重畳されている。
　図１４Ｂは、図１４Ａにおける区間Ｂ部を拡大した波形であり、図１４Ｂの（ｅ）にＰＷＭ波形を示す。図１４Ｂの（ａ）に示すように、端子電圧にはＰＷＭ成分が重畳していることがわかる。さらに図１４Ｂにおいて、ＰＷＭオンにより端子電圧が立上る時、波形Ｇに示すように高周波のリンギングノイズが発生する。
　このリンギングノイズが重畳された波形を比較部に入力すると、特に誘起電圧ゼロクロス付近（すなわち位置検出が行われる付近）で、端子電圧が基準電圧（Ｖｄｃ／２）のレベルを超え、ハイを出力する場合がある。これにより、このリンギングノイズを位置検出信号として誤検出（図１４Ｂにおいて本来タイミングＨで位置検出すべきところが、タイミングＩで検出）してしまい、位置検出精度の低下で、速度制御の安定性低下や、モータ効率の低下が伴う場合がある。
　このリンギングノイズによる位置検出回路の出力をキャンセルするため、ＰＷＭ立ち上がりから一定時間経過するまで、位置検出回路からの入力信号を認識しないなど、ソフトウェアフィルタを付加する対応が一般的に取られる。
　しかし、このリンギングノイズの周波数は、巻き線インダクタンスと浮遊容量等によるＬＣ共振であるため、圧縮機効率（ＣＯＰ）を高くするために固定子巻き線の巻き数を増やした高インダクタンスの高効率モータでは、リンギングノイズ周期が長くなり、位置検出回路の出力キャンセル期間を長く取る必要がある。
　しかし誘起電圧はＰＷＭオンの期間しか端子電圧に現れない、すなわちＰＷＭオンの期間しか位置信号を取得できないため、位置検出回路の出力を無視する期間を延長することは、位置検出が可能な期間を短くし、結果的に位置検出の精度を低下させる。これにより速度精度の低下や、十分な効率が得られないといった課題を有していた。
特開２００３－５００７２号公報
長竹和夫編著「家電用モータ・インバータ技術」、日刊工業新聞社、２０００年４月２８日、Ｐ８９－９２
　本発明のモータ駆動装置は、永久磁石を有する回転子と３相巻き線を有する固定子により構成されるブラシレスＤＣモータと、固定子巻き線に電気的に接続され、回転子の回転により固定子に発生する逆起電圧から回転子の回転位置を検出する位置検出手段と、位置検出手段からの信号に基づいて、任意の周波数の波形を生成して前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータを有する。位置検出手段は、固定子巻き線の各相の電圧を検出する相電圧検出部と、基準電圧を設定する基準電圧設定部と、相電圧検出部の出力から高周波成分を除去するフィルタ部と、基準電圧設定部とフィルタ部の出力を比較する比較部で構成され、比較部の出力からブラシレスＤＣモータの回転子相対位置を検出する。
　インバータ出力の電圧を相電圧検出手段およびフィルタを介して、基準電圧検出手段により検出した基準電圧と比較することで、インバータ出力電圧から、リンギングノイズの高周波成分を除去できるので、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧のゼロクロスポイントを高精度に検出することができる。
　さらに、本発明のモータ駆動装置は、固定子巻き線の巻き数を増やしたモータを採用した圧縮機を高効率で駆動することができる。
図１は本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図である。 図２Ａは本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置の位置検出回路の回路図である。 図２Ｂは本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のヒステリシス設定手段の詳細図である。 図３は本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置の位置検出回路を構成するフィルタ部の利得の周波数特性を示したグラフである。 図４は本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置に設けたローパスフィルタのＰＷＭ波形を入力したときの過渡応答特性を示したグラフである。 図５Ａは本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のヒステリシス回路の動作による各部の信号状態を示すタイミングチャートである。 図５Ｂは本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置の誘起電圧が正から負に変化するゼロクロスポイントを検出するタイミングチャートである。 図６は本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図である。 図７Ａは本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置の位置検出回路の回路図である。 図７Ｂは本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置のヒステリシス設定手段の詳細図である。 図８は本発明の第３の実施の形態における冷蔵庫のブロック図である。 図９は本発明の第４の実施の形態における冷蔵庫のブロック図である。 図１０は特許文献１に記載した従来のモータ駆動装置の位置検出回路図である。 図１１は特許文献１に記載した従来のモータ駆動装置の位置検出回路の動作中の各部の波形図である。 図１２は非特許文献１に記載した従来のモータ駆動装置のブロック図である。 図１３は非特許文献１に記載した従来のモータ駆動装置の位置検出回路の回路図である。 図１４Ａは非特許文献１に記載した従来の位置検出回路の信号を示すタイミングチャートである。 図１４Ｂは図１４Ａのタイミングチャートの区間Ｂ部を拡大した波形図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。
　（第１の実施の形態）
　図１は本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図である。
　図１において交流電源１は一般的な商用電源であり、日本の場合は実効値１００Ｖの５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流電源である。整流平滑回路２は整流部２ａおよび平滑部２ｂで構成され、交流電源１を入力として、交流電圧を直流電圧に変換する。
　インバータ３は６個のスイッチング素子３ａ～３ｆを３相フルブリッジ構成で接続し、整流平滑回路２からの直流入力を交流電力に変換し、ブラシレスＤＣモータ４に任意の電圧および周波数の交流出力を供給する。また各スイッチング素子３ａ～３ｆには逆方向に並列にダイオード３ｇ～３ｌが接続されている。
　位置検出手段５はブラシレスＤＣモータ４の磁極位置を検出する回路であり、各相の端子電圧（すなわちインバータ出力電圧）を検出する相電圧検出部５ａと、相電圧検出部５ａで検出した電圧から高周波ノイズを除去するフィルタ部５ｂを有する。さらに、位置検出手段５は端子電圧との大小関係を比較する基準となる電圧を設定する基準電圧設定部５ｃと、フィルタ部で高周波ノイズを除去した端子電圧と基準電圧設定部５ｃの出力電圧との大小関係を比較する比較部５ｄを有する。フィルタ部５ｂの出力と基準電圧設定部５ｃの出力電圧との大小関係に基づき、比較部５ｄは信号を出力する。なお基準電圧設定部５ｃの出力電圧は、インバータ３の直流入力電圧Ｖｄｃの１／２としたり、インバータ３の各相の出力端子電圧を、抵抗を介して結線した第２の中性点の電位としたり、するのが一般的である。
　インバータ制御部６は位置検出部６ａ、転流部６ｂとドライブ部６ｃにより構成される。位置検出部６ａは、位置検出手段５からの出力を基にブラシレスＤＣモータの磁極位置を検出し、転流部６ｂは位置検出部６ａの出力を基に、どのスイッチング素子をオンさせるか決定し、ドライブ部６ｃは転流部６ｂの指示により該当するスイッチング素子をオン／オフさせる。なお、インバータ制御部では、位置検出部からの位置信号で駆動速度を検出し、指令速度との偏差に基づきＰＷＭデューティ制御によりブラシレスＤＣモータに入力する電圧を調節しながら、駆動速度と指令速度が同じになるように、フィードバック制御を行っている。
　以上のように構成されたモータ駆動装置についてその動作を説明する。
　図２Ａは本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置の位置検出手段５の回路図である。図１および図２Ａにおいて、相電圧検出部５ａ、フィルタ部５ｂ、比較部５ｄは各相に対応して３回路分備えている。相電圧検出部５ａは、各相のインバータ出力電圧（すなわちモータ端子電圧）を複数の抵抗による分圧により電圧を下げ、フィルタ部５ｂに入力する。図２Ａにおいて、フィルタ部５ｂは抵抗とコンデンサによりローパスフィルタを構成している。基準電圧設定部５ｃは各相のフィルタ部出力を、抵抗を介して接続し、第２の中性点を構成し、第２の中性点電位を基準電圧としている。
　なお、本実施の形態では基準電圧設定部５ｃは、フィルタ部５ｂの出力から第２の中性点を構成したが、フィルタ部入力から第２の中性点を構成しても構わない。
　さらに基準電圧設定部５ｃは、インバータ３の入力電圧の１／２を抵抗で低圧化した入力としても構わない。
　比較部５ｄは図２Ａのようにコンパレータ回路で構成し、反転入力端子には基準電圧設定部５ｃで形成した中性点電位を、非反転入力端子にはフィルタ部５ｂのローパスフィルタの出力を入力する。
　図３は、本実施の形態における位置検出手段５のフィルタ部５ｂの利得の周波数特性を示したグラフである。フィルタ部５ｂはローパスフィルタであるため、リンギングノイズの周波数を大きく減衰するカットオフ周波数に設定すればよい。しかしながらリンギングノイズの周波数はモータ仕様にもよるが、本実施の形態１におけるブラシレスＤＣモータでは、１５ｋＨｚから５０ｋＨｚ程度であるため、一般的に用いられるキャリア周波数の１０倍以下程度である。このためリンギングノイズを大きく減衰させるフィルタ定数を適用すれば、キャリア周波数成分も大幅に減衰することになり、位置検出精度の低下、あるいは位置検出が出来なくなる可能性がある。
　さらにブラシレスＤＣモータの効率向上を図り３相巻き線の巻き数を増加したモータでは、リンギングノイズの周波数が低くなり、よりＰＷＭキャリア周波数成分に近くなるため、端子電圧からリンギングノイズ成分のみを除去することはさらに困難となる。
　このため本実施の形態においては、端子電圧からリンギングノイズを除去するのではなく、リンギングノイズ周波数成分の１／３以下程度となるキャリア周波数を選定し、リンギング周波数成分を６～１４ｄＢ程度減衰するようなローパスフィルタを構成する。これによりリンギングノイズレベルを半減から１／５程度まで減衰させつつ、かつＰＷＭ成分への影響は小さいので、デジタルセンサレス方式の特徴である進角設定の自由度を生かしながら、位置検出におけるリンギングノイズによる位置誤検出を抑制し、巻き数を増加したモータの高効率駆動が実現できる。
　図４は本実施の形態におけるローパスフィルタのＰＷＭ波形を入力したとき過渡応答特性を示したグラフである。図４に示すように図３に示した特性のローパスフィルタにおいて、ＰＷＭ信号の位相遅れが発生し、この遅れは位置検出タイミングの遅れとなる。ＰＷＭ信号の遅れは図４において十数μｓｅｃ程度であり、圧縮機における最高速度１００ｒｐｓとして、６極ブラシレスＤＣモータでの電気角遅れは２ｄｅｇ未満となる。デジタルセンサレス方式では、通電角１２０度では転流部による転流タイミングの調整で、最大３０ｄｅｇまで進角を付加できる。したがってこの程度の遅れ位相なら進角調整で十分対応でき本実施の形態での位置検出回路は、デジタルセンサレス方式と非常に相性がいい回路といえる。
　次にヒステリシスについて説明する。図２Ａに示すように位置検出タイミング付近においてリンギングノイズにより比較部出力のチャタリング発生を抑えるため、コンパレータ出力と非反転入力端子間にヒステリシス設定手段５ｅを構成し、比較部５ｄの出力状態を変化させる入力電圧閾値にヒステリシスを付加している。
　図２Ｂはヒステリシス設定手段５ｅの詳細を示している。図２Ｂにおいてヒステリシス設定手段５ｅはヒステリシス回路５ｆ、５ｇと、ヒステリシス切り替え部５ｈにより構成される。ヒステリシス切り替え部５ｈは、比較部出力がローレベルからハイレベルに変化する際と、ハイレベルからローレベルに変化する際の帰還回路を切り替え、出力信号状態により任意のヒステリシスを設定できるようにしている。図２Ｂでは、ヒステリシス切り替え部５ｈはスイッチで示しているが、スイッチ部にダイオードを用いると、出力がハイからローに変化するときとローからハイに変化するときのヒステリシス回路が出力に応じて変えることができる。また、帰還回路を１回路として、１本のダイオードを組み合わせることで、ダイオードの接続方向により、片方向のみに帰還回路が接続される構成にしてもかまわない。
　図５Ａ、図５Ｂはヒステリシス回路の動作による各部の信号状態を示すチャートである。図５ＡはブラシレスＤＣモータの誘起電圧が負から正に変化するゼロクロスポイントを検出するタイミングを示し、図５（ｂ）は誘起電圧が正から負に変化するゼロクロスポイントを検出するタイミングを示している。
　図５Ａおよび図５Ｂにおいて、（ａ）は基準電圧設定部により設定した基準電圧を示し、（ｂ）はＵ相フィルタ出力（すなわちＵ相の比較部非反転入力）を示し、（ｃ）はＵ相の比較部出力波形を示し、（ｄ）はＵ相の誘起電圧位相信号、即ち位置検出タイミング、（ｅ）は誘起電圧レベルを示している。また、Ｖｈｈは出力がローレベルからハイレベルへ反転するときの非反転入力端子の電圧レベル、Ｖｈｌは出力がローレベルからハイレベルへ反転するときの非反転入力端子の電圧レベルを示している。
　なお、図５では簡単のため基準電圧を直線として示している。
　図５Ａにおいて、非反転入力端子の電圧は、ＰＷＭのオンに伴い電圧が立ち上がり、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧が現れるが、フィルタ部によってある程度減衰されたリンギングノイズが重畳する。これにより端子電圧に現れる誘起電圧より高い電圧レベルであるため、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧が基準電圧に達していなくても、このリンギングノイズがＶｈｈを超えたとき、比較部の出力はローからハイに変化し、ブラシレスＤＣモータのゼロクロスタイミングより早期に誘起電圧位相信号が反転し、位置検出が行われることになる。すなわち、図５Ａにおいて本来タイミングＫで検出すべきがタイミングＪで早期に検出することになる。
　一方図５Ｂに示すタイミングでは、特に誘起電圧ゼロクロス近辺ではリンギングにより比較部出力がハイ出力になりやすく、さらに一旦ハイとなった比較部出力は、ヒステリシスの影響でローに反転しにくい。すなわち位置検出の検出タイミングは誘起電圧ゼロクロスポイントより遅れて検出されやすい傾向となる。すなわち、図５において本来タイミングＬで検出すべきがタイミングＭで遅れて検出することになる。
　コンパレータ回路にヒステリシスを付加する場合、帰還回路として抵抗を接続し、ＶｈｈとＶｈｌの基準電圧との差を、ほぼ同等に設定するのが一般的であるが、これでは位置検出信号の発生間隔が「広→狭→広→狭→・・・」と変動することになる。
　このため本実施の形態では、比較部５ｄの出力状態に応じて、ヒステリシスを変更するようにしている。
　具体的には、出力信号がハイの場合ヒステリシス幅の小さい帰還回路を選定し、出力信号がローの場合ヒステリシスが大きい帰還回路に切り替える。これによって誘起電圧が正方向から負方向へ変移するゼロクロスポイントの検出の遅れを抑制できるようになり、位置検出精度が向上し、ブラシレスＤＣモータの指令速度に対する速度精度の向上と効率の向上が図れる。
　以上のように本実施の形態におけるモータ駆動装置は、永久磁石を有する回転子と３相巻き線を有する固定子により構成されるブラシレスＤＣモータと、固定子巻き線に電気的に接続され、回転子の回転により固定子に発生する逆起電圧から回転子の回転位置を検出する位置検出手段と、位置検出信号に基づいて、任意の周波数の波形を生成してブラシレスＤＣモータを駆動するインバータを有する。位置検出手段は、固定子巻き線の各相の電圧を検出する相電圧検出部と、基準電圧を設定する基準電圧設定部と、相電圧検出部または基準電圧設定部の出力から高周波成分を除去するフィルタ部と、基準電圧設定部とフィルタ部の出力を比較する比較部で構成される。比較部出力からブラシレスＤＣモータの回転子相対位置検出することで、固定子巻き線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータでもインバータ出力電圧から高精度に位置検出信号を得ることが出来、高効率なモータを高効率で駆動することが出来る。
　また、本実施の形態におけるモータ駆動装置は、フィルタ部を抵抗とコンデンサとで構成する１次フィルタとすることで、非常に安価な回路で構成することができ、高効率なモータ駆動装置を低価格で実現することが出来る。
　また、本実施の形態におけるモータ駆動装置は、比較部の出力状態を変化させる入力電圧の閾値にヒステリシスを設けるヒステリシス設定手段を有する。ヒステリシス設定手段は、フィルタ部出力が基準電圧設定部の出力電圧より第１のヒステリシス幅だけ高くなったとき比較部の出力状態を変化させ、さらにフィルタ部出力が基準電圧設定部の電圧より第２のヒステリシス幅だけ低くなったとき比較部の出力状態を変化させるように、比較部の入力状態に応じて異なるヒステリシス幅を付加する。このことで、本実施の形態におけるモータ駆動装置は、入力状態に応じて適切なヒステリシス幅を設定することができ、ブラシレスＤＣモータの位置検出精度を高め、速度精度および効率を向上することができる。
　さらに、本実施の形態におけるモータ駆動装置は、ヒステリシス設定手段が付加する第１のヒステリシス幅を第２のヒステリシス幅以下としたことで、比較部の入力状態に応じた適切なヒステリシスを付加できる。加えて、特にフィルタ部出力が基準電圧より高い状態から、第２のヒステリシス幅より小さくなり比較部の出力状態が変化するときの位置検出遅れを抑制でき、さらなる位置検出の精度の向上で、ブラシレスＤＣモータの速度制御および効率を向上することができる。
　（第２の実施の形態）
　図６は本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図である。
　本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置と同じ構成については、同じ符号を付して説明を省略する。
　図６において交流電源１は一般的な商用電源であり、日本の場合は実効値１００Ｖの５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流電源である。整流平滑回路２は整流部２ａおよび平滑部２ｃで構成され、交流電源１を入力として、交流電圧を直流電圧に変換する。また平滑部２ｃは２個の平滑コンデンサを直列に接続するとともに、その接続点は入力電圧切り替え部２ｄを介して、交流電源１の一端に接続し、入力電圧切り替え部２ｄのスイッチをオンまたはオフすることで、整流方式を倍電圧整流と全波整流に切り替え、インバータ３への直流入力電圧を２段階に切り替えることができる。
　具体的には、ブラシレスＤＣモータを低速・低負荷で駆動する場合は全波整流入力で高効率な運転を行い、高速・高負荷駆動を行う際は倍電圧整流で高速・高トルク駆動を行うなど、駆動状況に応じて適切な直流電圧を選択するようにしている。
　図７Ａは本実施の形態におけるモータ駆動装置の位置検出手段５の回路図である。図６および図７Ａにおいて、相電圧検出部５ａ、フィルタ部５ｂ、比較部５ｄは各相に対応して３回路分備えている。相電圧検出部５ａは、各相のインバータ出力電圧（すなわちモータ端子電圧）を複数の抵抗による分圧により電圧を下げ、フィルタ部５ｂに入力する。図２Ａにおいて、フィルタ部５ｂは抵抗とコンデンサによりローパスフィルタを構成している。基準電圧設定部５ｃは各相のフィルタ部出力を、抵抗を介して接続し、第２の中性点を構成し、第２の中性点電位を基準電圧としている。
　なお、本実施の形態では基準電圧設定部５ｃは、フィルタ部５ｂの出力から第２の中性点を構成したが、フィルタ部入力から第２の中性点を構成しても構わない。
　さらに基準電圧設定部５ｃは、インバータ３の入力電圧の１／２を抵抗で低圧化した入力としても構わない。
　比較部５ｄは図２Ａのようにコンパレータ回路で構成し、反転入力端子には基準電圧設定部５ｃで形成した中性点電位を、非反転入力端子にはフィルタ部５ｂのローパスフィルタの出力を入力する。
　図７Ｂは比較部５ｄの１相分を示したもので、図７Ｂを用いて、ヒステリシスの動作を説明する。
　比較部出力Ｖｏｕｔの出力状態が変化する動作点は非反転入力端子に入力される電圧が基準電圧Ｖｒｅｆと等しいポイントであり、これらの電圧レベルの大小関係によりＶｏｕｔの出力が変化する。
　Ｖｏｕｔがロー（０Ｖ）出力からハイ出力に変化する入力電圧Ｖｉｎの動作点は、（数１）で表され、ＶｉｎがＶｒｅｆに対して（数１）の第２項分だけ大きくなったタイミングであり、Ｖｏｕｔがハイ出力からロー出力に変化する入力電圧Ｖｉｎの動作点は、（数２）で表され、ＶｉｎがＶｒｅｆより（数２）の第２項分だけ小さくなったタイミングである。Ｖｏｕｔがハイの時と、ローの時のＶｏｕｔの出力状態が変化する動作電圧の差がヒステリシスであり、ＶｉｎがＶｒｅｆ付近にあるときの出力電圧Ｖｏｕｔのチャタリングを抑制している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで基準電位Ｖｒｅｆが半分になった場合、即ち整流回路が切り替わり、全波整流となった時の動作点を考える。
　Ｖｏｕｔがロー（０Ｖ）出力からハイ出力に変化する入力電圧Ｖｉｎの動作点は、（数３）で表され、動作ポイントも倍電圧時の半分となることが分かる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　一方Ｖｏｕｔがハイからロー出力に変化する入力電圧Ｖｉｎの動作点は、（数４）となり、動作ポイントは倍電圧時の半分からさらに（数４）の下線Ａ項に示した分低下する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　即ち、全波整流入力では比較器出力がハイからローに変化するときの動作電圧が低下し、位置検出信号の発生タイミングが遅れることになる。
　また前述したように、全波整流入力では比較部出力がハイからローに反転するタイミングの遅れも伴うことになり、ブラシレスＤＣモータの磁極位置の検出ズレはさらに拡大してしまう懸念がある。このため本実施の形態では、状態に応じて、ヒステリシスを変更するようにしている。
　図７Ｂによりヒステリシス設定手段５ｅについて説明する。図７Ｂにおいてヒステリシス設定手段５ｅはヒステリシス回路５ｆおよび５ｇと、ヒステリシス切り替え部５ｈにより構成される。ヒステリシス切り替え部５ｈは、比較部出力がローレベルからハイレベルに変化する際と、ハイレベルからローレベルに変化する際の帰還回路を切り替え、出力信号状態により任意のヒステリシスを設定できるようにしている。またインバータ３の入力電圧状態すなわち倍電圧整流か全波整流かに応じて帰還回路をさらに分けても構わないが、コストおよび制御回路のサイズ等を考慮すると、両整流方式でも共用できる回路とすることが望ましい。
　また、図７Ｂでは、ヒステリシス切り替え部５ｈはスイッチで示しているが、スイッチ部にダイオードを用いると、出力がハイからローに変化するときとローからハイに変化するときのヒステリシス回路が出力に応じて自動的に変えることができる。
　さらに、帰還回路を１回路として、１本のダイオードを組み合わせることで、ダイオードの接続方向により、片方向のみに帰還回路が接続される構成にしてもかまわない。具体的には、抵抗とダイオードを直列接続し、ダイオードのカソードを比較部出力と接続すれば、比較部出力がハイの場合、ヒステリシス回路が切り離され、ローの場合のみ帰還回路が接続されることになる。これにより比較部出力がハイからローに変化する動作ポイントは倍電圧整流時、全波整流時とも基準電位と同じレベルとなり、整流方式差による動作ポイントのずれは発生しない。
　このように構成されたヒステリシス設定手段５ｅは、出力信号がハイの場合は、ヒステリシス幅の小さい帰還回路を選定し、出力信号がローの場合ヒステリシスが大きい帰還回路に切り替える。これによって誘起電圧が正方向から負方向へ変移するゼロクロスポイントの検出の遅れを抑制できるようになり、位置検出精度が向上し、ブラシレスＤＣモータの指令速度に対する速度精度の向上と効率の向上が図れる。
　以上のように本実施の形態におけるモータ駆動装置は、永久磁石を有する回転子と３相巻き線を有する固定子により構成されるブラシレスＤＣモータと、固定子巻き線に電気的に接続され、回転子の回転により固定子に発生する逆起電圧から回転子の回転位置を検出する位置検出手段と、位置検出信号に基づいて、任意の周波数の波形を生成してブラシレスＤＣモータを駆動するインバータを有する。また、本実施の形態におけるモータ駆動装置は、インバータに直流電圧を供給する交流電圧を直流電圧に変換する整流平滑部と整流平滑部の出力電圧を切り替える電圧切り替え部を有する。位置検出手段は、固定子巻き線の各相の電圧を検出する相電圧検出部と、基準電圧を設定する基準電圧設定部と、相電圧検出部または基準電圧設定部の出力から高周波成分を除去するフィルタ部と、基準電圧設定部とフィルタ部の出力を比較する比較部で構成される。比較部出力からブラシレスＤＣモータの回転子相対位置検出することで、固定子巻き線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータでもインバータ出力電圧から高精度に位置検出信号を得ることが出来、高効率なモータを高効率で駆動することが出来る。さらに、本実施の形態におけるモータ駆動装置は、インバータへの直流入力電圧が低い場合も位置検出間隔は均等な周期で発生するため、安定したブラシレスモータの駆動と高効率化を実現できる。
　（第３の実施の形態）
　図８は本発明の第３の実施の形態におけるモータ駆動装置を用いた冷蔵庫のブロック図である。
　本実施の形態における冷蔵庫では、図１に示す本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置を用いているため、同じ構成については、同じ符号を付して説明を省略する。
　ブラシレスＤＣモータ４は往復運動により冷媒を吸入、圧縮し循環させるレシプロ式の圧縮要素１１に接続され密封容器に収納し圧縮機１２を形成している。本実施の形態では圧縮機は冷凍サイクルに用い、圧縮機１２から吐出する高温高圧の冷媒を凝縮器１３に送り液化し、毛細管１４で低圧化し、蒸発器１５で蒸発させ、再度圧縮機に戻すようにしている。蒸発器１５は冷蔵庫の庫内１６を冷却するようにしている。
　冷蔵庫は、負荷状態が高くなるのは扉開閉が頻繁に行われる家事時間帯のみであり、一日を通してほとんどの時間帯では庫内温度が冷却状態で安定した低負荷状態で、圧縮機は低速で駆動している。したがって冷蔵庫の消費電力量の低減は、低負荷状態での効率を向上することが非常に有効である。
　ブラシレスＤＣモータの３相巻き線の巻き数の多いモータは、高速領域での駆動範囲を狭くすることになるが、先述したように一日の大半で低速駆動状態にあり、高速駆動が比較的不要である冷蔵庫用圧縮機の駆動に用いることは非常に有効な用途である。
　さらに、レシプロ式圧縮機は低速駆動領域での効率（一般的にＣＯＰ）が高い特性があるため、冷蔵庫の消費電力量の削減効果には非常に有効である。
　したがって本実施の形態における冷蔵庫に用いるモータ駆動装置では、３相巻き線の巻き数を増やした高効率のモータでも、磁極位置を高精度に検出することが出来るので、その効率性能を有効に引き出すことができる。さらに、このモータ駆動装置を、レシプロ式圧縮機を駆動し、冷却システムに採用することで、消費電力量を削減する冷蔵庫を提供することが出来る。
　（第４の実施の形態）
　図９は本発明の第４の実施の形態におけるモータ駆動装置を用いた冷蔵庫のブロック図である。
　本実施の形態における冷蔵庫では、図６に示す本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置を用いているため、同じ構成については、同じ符号を付して説明を省略する。
　ブラシレスＤＣモータ４は往復運動により冷媒を吸入、圧縮し循環させるレシプロ式の圧縮要素１１に接続され密封容器に収納し圧縮機１２を形成している。本実施の形態では圧縮機は冷凍サイクルに用い、圧縮機１２から吐出する高温高圧の冷媒を凝縮器１３に送り液化し、毛細管１４で低圧化し、蒸発器１５で蒸発させ、再度圧縮機に戻すようにしている。蒸発器１５は冷蔵庫の庫内１６を冷却するようにしている。
　冷蔵庫は、負荷状態が高くなるのは扉開閉が頻繁に行われる家事時間帯のみであり、一日を通してほとんどの時間帯では庫内温度が冷却状態で安定した低負荷状態で、圧縮機は低速で駆動している。したがって冷蔵庫の消費電力量の低減は、低負荷状態での効率を向上することが非常に有効である。
　本実施の形態においては、低負荷時の効率を向上するために、冷蔵庫の庫内が安定した冷却状態にあるときは、圧縮機を低回転で駆動することで冷却サイクルの効率を向上させ、さらに３相固定子巻線の巻き数を増やした高効率なブラシレスＤＣモータを使用している。
　なお、３相巻線の巻き数が多い固定子のブラシレスＤＣモータでは、ＰＷＭ制御によるインバータ３のスイッチングによるリンギングノイズ周期が長くなるが、比較部５ｄの入力段にフィルタ部５ｂを挿入することで、リンギングノイズを抑制して、ブラシレスＤＣモータの磁極位置を確実に検出できるようにしている。
　さらに低負荷低速駆動での効率を上げるために、整流平滑部２の入力電圧切り替え部２ｄのスイッチをオフして全波整流出力による低い直流電圧をインバータ３に入力することで、ブラシレスＤＣモータの鉄損低減を図っている。
　一方、冷蔵庫の扉が頻繁に開閉された場合や霜取後のように、庫内温度上昇に伴い、急速に庫内を安定した冷却状態に戻す必要がある状態などでは、圧縮機の高速駆動が必要となるが、３相巻線の巻き数を増やしたモータは、高速領域での駆動範囲が狭くなり、冷却性能の不足が懸念される。しかし、本実施の形態では、高負荷・高速駆動が必要な場合は、入力電圧切り替え部のスイッチをオンにして、倍電圧整流による高い電圧をインバータに入力すれば、ブラシレスＤＣモータを高速・高トルクで駆動することができるようになり、安定した冷却性能を確保できる。
　また、倍電圧整流と全波整流との切り替えにより、インバータ入力電圧が変化した場合、選択した整流方式に応じて、ヒステリシス設定手段５ｅは、適切な比較部５ｄのヒステリシスを選定するので、整流方式によらずブラシレスＤＣモータの磁極位置を正確に検出でき、常に高効率な駆動を実現している。
　さらに、レシプロ式圧縮機は低速駆動領域での効率（一般的にＣＯＰ）が高い特性があるため、冷蔵庫の消費電力量の削減効果には非常に有効である。
　したがって本実施の形態における冷蔵庫に用いるモータ駆動装置では、３相巻き線の巻き数を増やした高効率のモータでも、磁極位置を高精度に検出することが出来るので、その効率性能を有効に引き出すことができる。
　さらに本実施の形態における冷蔵庫に用いるモータ駆動装置は、整流方式が倍電圧整流方式でも全波整流方式でも、正確な磁極位置検出が可能であるため、常に高効率にブラシレスＤＣモータを高効率で駆動できる。
　さらに、このモータ駆動装置を、レシプロ式圧縮機を駆動し、冷却システムに採用することで、消費電力量を削減する冷蔵庫を提供することが出来る。
　以上のように、本発明は、永久磁石を有する回転子と３相巻き線を有する固定子により構成されるブラシレスＤＣモータと、固定子巻き線に電気的に接続され、回転子の回転により固定子に発生する逆起電圧から回転子の回転位置を検出する位置検出手段と、位置検出信号に基づいて、任意の周波数の波形を生成してブラシレスＤＣモータを駆動するインバータを有する。位置検出手段は、固定子巻き線の各相の電圧を検出する相電圧検出部と、基準電圧を設定する基準電圧設定部と、相電圧検出部または基準電圧設定部の出力から高周波成分を除去するフィルタ部と、基準電圧設定部とフィルタ部の出力を比較する比較部で構成される。比較部出力からブラシレスＤＣモータの回転子相対位置検出することで、固定子巻き線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータでもインバータ出力電圧から高精度に位置検出信号を得ることが出来るようになり、高効率なモータを高効率で駆動することが出来る。
　本発明は、永久磁石を有する回転子と３相巻き線を有する固定子により構成されるブラシレスＤＣモータと、固定子巻き線に電気的に接続され、回転子の回転により固定子に発生する逆起電圧から回転子の回転位置を検出する位置検出手段を有する。さらに、位置検出信号に基づいて、任意の周波数の波形を生成してブラシレスＤＣモータを駆動するインバータと、インバータに直流電圧を供給する、交流電圧を交流電圧に変換する整流平滑部と、整流平滑部の出力電圧を切り替える電圧切り替え部を有する。位置検出手段は、固定子巻き線の各相の電圧を検出する相電圧検出部と、基準電圧を設定する基準電圧設定部と、相電圧検出部または基準電圧設定部の出力から高周波成分を除去するフィルタ部と、基準電圧設定部とフィルタ部の出力を比較する比較部で構成される。比較部出力からブラシレスＤＣモータの回転子相対位置検出することで、固定子巻き線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータでもインバータ出力電圧から高精度に位置検出信号を得ることが出来るようになり、高効率なモータを高効率で駆動することが出来る。
　本発明は、フィルタ部を抵抗とコンデンサとで構成する１次フィルタとすることで、回路を非常に安価に構成することができ、低価格なモータ駆動装置を構成することが出来る。
　本発明は、比較部の出力状態を変化させる入力電圧の閾値にヒステリシスを設けるヒステリシス設定手段を有する。ヒステリシス設定手段は、フィルタ部出力が基準電圧設定部の出力電圧より第１のヒステリシス幅だけ高くなったとき比較部の出力状態を変化させ、さらにフィルタ部出力が基準電圧設定部の電圧より第２のヒステリシス幅だけ低くなったとき比較部の出力状態を変化させるように、比較部の入力状態に応じて異なるヒステリシス幅を付加するようにしたものである。これにより入力状態に応じて適切なヒステリシス幅を設定することができ、ブラシレスＤＣモータの位置検出精度を高め、速度精度および効率を向上することができる。
　本発明は、ヒステリシス設定手段が付加する第１のヒステリシス幅を、第２のヒステリシス幅以下としたものである。これにより比較部の入力状態に応じた適切なヒステリシスを付加できるとともに、特にフィルタ部出力が基準電圧より高い状態から、第２のヒステリシス幅より小さくなり、比較部の出力状態が変化するときの位置検出遅れを抑制でき、さらに位置検出の精度の向上で、ブラシレスＤＣモータの速度制御および効率を向上することができる。
　本発明は、モータ駆動装置はレシプロ型圧縮要素を有するレシプロ圧縮機を駆動するものとしたことで、特に低速駆動における冷却システムのシステム効率の向上が図れる。
　本発明は、これらのモータ駆動装置を冷蔵庫の冷却サイクルに用いることで、冷蔵庫の消費電力を削減することが出来る。
　以上の様に、本発明による圧縮機の駆動装置は、高効率化のために固定子巻線の巻き数を増やしインダクタンスの高いブラシレスモータの回転子位置を精度よく検出できることから、高効率なモータ駆動装置を実現できるため、エアコンや圧縮機を用いた除湿機、ヒートポンプ式洗濯乾燥機、ショーケース、自動販売機など、圧縮機を用いたあらゆる機器においても適用できる。
　１　交流電源
　２　整流平滑回路
　２ａ　整流部
　２ｂ，２ｃ　平滑部
　２ｄ　入力電圧切り替え部
　３　インバータ
　３ａ～３ｆ　スイッチング素子
　３ｇ～３ｌ　ダイオード
　４　ブラシレスＤＣモータ
　５　位置検出手段
　５ａ　相電圧検出部
　５ｂ　フィルタ部
　５ｃ　基準電圧設定部
　５ｄ　比較部
　５ｅ　ヒステリシス設定手段
　５ｆ，５ｇ　ヒステリシス回路
　５ｈ　ヒステリシス切り替え部
　６　インバータ制御部
　６ａ　位置検出部
　６ｂ　転流部
　６ｃ　ドライブ部
　１１　圧縮要素
　１２　圧縮機
　１３　凝縮器
　１４　毛細管
　１５　蒸発器
　１６　冷蔵庫
　１０１　商用電源
　１０２　整流平滑回路
　１０２ａ　整流部
　１０２ｂ　平滑部
　１０３　インバータ
　１０３ａ～１０３ｆ　スイッチング素子
　１０３ｇ～１０３ｌ　ダイオード
　１０４　ブラシレスＤＣモータ
　２００　位置検出回路
　２０１　第１フィルタ回路
　２０２　第２フィルタ回路
　２０３　第３フィルタ回路
　２０４　第１合成回路
　２０５　第１比較回路
　２０６　第２合成回路
　２０７　第２比較回路
　２０８　第３合成回路
　２０９　第３比較回路
　２１０　排他論理回路
　３００　位置検出回路
　３０１　比較部
　３０２　周期測定カウンタ
　３０３　遅延カウンタ
　３０４　論理回路

Claims (7)

  1. 永久磁石を有する回転子と３相巻き線を有する固定子により構成されるブラシレスＤＣモータと、前記固定子巻き線に電気的に接続され、前記回転子の回転により前記固定子に発生する逆起電圧から前記回転子の回転位置を検出する位置検出手段と、前記位置検出手段からの信号に基づいて、任意の周波数の波形を生成して前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータを有し、前記位置検出手段は、前記固定子巻き線の各相の電圧を検出する相電圧検出部と、基準電圧を設定する基準電圧設定部と、前記相電圧検出部の出力から高周波成分を除去するフィルタ部と、前記基準電圧設定部と前記フィルタ部の出力を比較する比較部で構成され、前記比較部の出力から前記ブラシレスＤＣモータの回転子相対位置を検出するモータ駆動装置。
  2. 交流電圧から安定した直流電圧に変換して前記インバータに供給する整流平滑部と、前記整流平滑部の出力電圧を切り替える入力電圧切り替え部を有する請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 前記フィルタ部は抵抗とコンデンサにより構成されたローパスフィルタである請求項１または２のいずれかに記載のモータ駆動装置。
  4. 前記比較部の出力状態を変化させる入力電圧の閾値にヒステリシスを設けるヒステリシス設定手段を有し、前記ヒステリシス設定手段は、前記フィルタ部出力が前記基準電圧設定部の出力電圧より第１のヒステリシス幅だけ高くなったとき前記比較部の出力状態を変化させ、さらに前記フィルタ部出力が前記基準電圧設定部の電圧より第２のヒステリシス幅だけ低くなったとき前記比較部の出力状態を変化させるように、前記比較部の入力状態に応じて異なるヒステリシス幅を付加する請求項１または請求項２のいずれかに記載のモータ駆動装置。
  5. 前記ヒステリシス設定手段が付加する第１のヒステリシス幅は、第２のヒステリシス幅以下である請求項４に記載のモータ駆動装置。
  6. 前記ブラシレスＤＣモータは、冷媒を圧縮して冷却システム内に冷媒を循環させるレシプロ型圧縮要素を有する圧縮機を駆動する請求項１または２のいずれかに記載のモータ駆動装置。
  7. 前記請求項１または２のいずれかに記載のモータ駆動装置を有した冷蔵庫。
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