JP6127275B2

JP6127275B2 - モータ駆動装置およびこれを用いた冷蔵庫

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Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータを駆動するモータ装置および、これを用いた冷蔵庫に関するものである。

従来、この種のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータの回転子の回転位置を検出し、その回転位置を基にして、通電する固定子巻き線を切り替えるようにしている。ブラシレスＤＣモータの回転子の位置をエンコーダやホール素子などの検出器を用いずに検出する方法は、アナログセンサレス方式とデジタル方式が一般的である。

アナログセンサレス方式とは、ブラシレスＤＣモータの各相の電圧にフィルタ回路を介して逆起電圧を取り出し、この電圧を回転子の位置信号として、通電する固定子の巻き線を切り替えるようにしている（たとえば特許文献１）。

一方でデジタルセンサレス方式は、インバータ出力電圧とインバータ入力電圧の１／２を比較して、その大小関係が変化するポイントを、ブラシレスＤＣモータ回転に伴い発生する逆起電圧のゼロクロスポイントとして検出する（たとえば非特許文献１）。

図１０は特許文献１に記載された従来のモータ駆動装置における位置検出回路２００を示す。図１０に示すように、第１フィルタ回路２０１、第２フィルタ回路２０２、第３フィルタ回路２０３はＲＣによる１次フィルタから構成されており、その入力はブラシレスＤＣモータの各３相巻線に接続されている。

第１合成回路２０４は、第２フィルタ回路２０２の出力と第３フィルタ回路２０３との出力を抵抗で合成している。第１比較回路２０５は、第１フィルタ回路２０１の出力と第１合成回路２０４の出力とを比較し、位置検出信号Ｚを出力する。

第２合成回路２０６は、第３フィルタ回路２０３の出力と第１フィルタ回路２０１との出力を抵抗で合成している。第２比較回路２０７は、第２フィルタ回路２０２の出力と第２合成回路２０６の出力とを比較し、位置検出信号Ｘを出力する。

第３合成回路２０８は、第１フィルタ回路２０１の出力と第２フィルタ回路２０２との出力を抵抗で合成している。第３比較回路２０９は、第３フィルタ回路２０３の出力と第３合成回路２０８の出力とを比較し、位置検出信号Ｙを出力する。

第１比較回路２０５から出力された位置検出信号Ｚと、第２比較回路２０７から出力された位置検出信号Ｘと、第３比較回路２０９から出力された位置検出信号Ｙは、排他論理回路２１０に入力される。

以上の構成において、次にその動作について図１１を用いて説明する。

図１１は位置検出回路の動作中の各部の波形を示す図である。

図１１において、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は各々Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形であり、各々第１フィルタ回路２０１、第２フィルタ回路２０２、第３フィルタ回路２０３に入力される。ここでは説明簡略化のためこの電圧波形は模式図で示したが、実際の波形はＰＷＭ（パルス幅変調）などで電圧制御を行っているため、複雑な波形となっている。

また、図１１の（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）は各々第１フィルタ回路２０１、第２フィルタ回路２０２、第３フィルタ回路２０３の出力である。図１１の（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）は各々第２比較回路２０７、第３比較回路２０９、第１比較回路２０５の出力であり、ブラシレスモータの巻線電圧から逆起電圧成分のみをフィルタ回路で取り出し、比較することによって回転子の位置検出信号を得ている。

この位置検出信号を得たタイミングで、ブラシレスＤＣモータの通電する巻き線を順次切り替えることで、ブラシレスＤＣモータを安定して駆動させている。

図１２は非特許文献１のモータ駆動装置のブロック図である。

図１２において、商用電源１０１を入力として整流部１０２ａおよび平滑部１０２ｂを有する整流平滑回路１０２により交流電圧を直流電圧に変換しインバータ１０３に入力する。インバータ１０３は６個のスイッチング素子１０３ａ〜１０３ｆを３相フルブリッジで接続している。各スイッチング素子１０３ａ〜１０３ｆにはダイオード１０３ｇ〜１０３ｌが逆方向に並列接続され、直流入力を３相交流電力に変換し、ブラシレスＤＣモータ１０４に電力を供給する。位置検出回路３００はブラシレスＤＣモータ１０４の端子電圧から回転子の相対位置を検出する。

図１３は図１２に示す非特許文献１のモータ駆動装置の位置検出回路３００の回路図である。

図１３において、位置検出回路３００は、比較部３０１を構成するコンパレータ回路で構成し、非反転入力にはブラシレスＤＣモータ１０４の端子電圧が入力され、反転入力には基準電圧としてインバータ入力電圧の１／２を入力する。位置信号は、固定子巻き線のうち非通電相のインバータ出力端子に現れる誘起電圧が基準電圧と一致するタイミング（すなわち誘起電圧のゼロクロスポイント）を検出している。

ここで図１２のブラシレスＤＣモータ１０４の回転子相対位置の検出について説明する。

図１４Ａは図１３の位置検出回路３００の各部の信号を示すタイミングチャートである。

図１４Ａにおいて、（ａ）は基準電圧として、インバータ３の直流入力電圧Ｖｄｃの１／２を示している。（ｂ）はブラシレスＤＣモータの端子電圧を示している。

（ｃ）は位置検出回路３００の比較部３０１の出力波形を示し、（ｄ）は誘起電圧の位相信号として誘起電圧のゼロクロスポイントを示しており、この信号の状態が変化するポイントを位置検出信号として捕らえる。なお図１４ＡはＵ相波形を示すものとし、Ｖ相およびＷ相はＵ相波形に対してプラスマイナス１２０度位相がずれた波形となる。

図１４Ａの波形（ｂ）において区間Ａは、図１２に示すスイッチング素子１０３ｄ（Ｕ相下側スイッチング素子）のオフに伴いダイオード１０３ｇがオンしたことでＵ相端子電圧電位がＶｄｃ（インバータ入力電圧）となる区間である。同様に区間Ｄはスイッチング素子１０３ａ（Ｕ相上側スイッチング素子）のオフに伴いダイオード１０３ｊがオンしたことでＵ相端子電圧がグランドレベルになる区間である。区間Ｃは、上側スイッチング素子１０３ａがオンした区間であり、区間Ｆは下側スイッチング素子３ｄがオンした区間である。区間Ｂおよび区間ＥはＵ相巻き線の非通電区間であり、このときＵ相巻き線の誘起電圧が現れる。

この区間において、誘起電圧が現れた端子電圧を直流入力電圧の１／２と比較し、大小関係が変化するポイントを検出する。ただし区間Ａおよび区間Ｄは転流によりスパイク電圧が発生する区間であり、このスパイク電圧による誘起電圧位相信号（すなわち位置検出信号）の誤発生を防止するため、転流後の一定期間の大小関係変化点を無視して、誘起電圧のゼロクロスポイントを確実に検出し、正確な位置検出を行えるようにしている。

誘起電圧位相信号は、一つの相で電気角１８０度毎に信号が反転するため、３相では電気角６０度毎に信号が反転するタイミングが発生する。周期測定カウンタ３０２は、この信号反転周期（電気角６０度）をカウントする。遅延カウンタ３０３は周期測定カウンタ３０２で得た電気角６０度の周期から電気角３０度位相をシフトさせ論理回路３０４を介してインバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動するドライブ信号を生成し、インバータ３の３相交流電力を出力する。

しかしながら、特許文献１のアナログセンサレス方式では、インバータ出力電圧を図１０に示した第１フィルタ回路２０１、第２フィルタ回路２０２、第３フィルタ回路２０３により電気角で９０度遅れ位相信号に変換の上、第１比較回路２０５、第２比較回路２０７、第３比較回路２０９を介して位置信号を生成し、位置信号発生と同時に通電する巻き線を切り替える。したがってこの方式では進角を付加する自由度が無く、回転子に永久磁石が埋め込まれた埋め込み磁石モータなどの非突極性を有するモータの様に、最適な駆動には適度な進角が必要となる用途には適しないという課題があった。

一方、非特許文献１に記載のデジタルセンサレス方式では、通電角１２０度駆動では、電気角０度から３０度の範囲で任意の進角を付加することができる。

先述したように、非特許文献１のモータ駆動装置では、回転子相対位置をブラシレスＤＣモータの端子電圧に現れる誘起電圧のゼロクロスポイントから検出する。しかし、実際の端子電圧波形には、ＰＷＭ制御のオン・オフに伴い、キャリア周波数成分が重畳されている。

図１４Ｂは、図１４Ａにおける区間Ｂ部を拡大した波形であり、図１４Ｂの（ｅ）にＰＷＭ波形を示す。図１４Ｂの（ａ）に示すように、端子電圧にはＰＷＭ成分が重畳していることがわかる。さらに図Ｎ５Ｂにおいて、ＰＷＭオンにより端子電圧が立上る時、波形Ｇに示すように高周波のリンギングノイズが発生する。

このリンギングノイズが重畳された波形を比較部に入力すると、特に誘起電圧ゼロクロス付近（すなわち位置検出が行われる付近）で、端子電圧が基準電圧（Ｖｄｃ／２）のレベルを超え、ハイを出力する場合がある。これにより、このリンギングノイズを位置検出信号として誤検出（図１４Ｂにおいて本来タイミングＨで位置検出すべきところが、タイミングＩで検出）してしまい、位置検出精度の低下で、速度制御の安定性低下や、モータ効率の低下が伴う場合がある。

このリンギングノイズによる位置検出回路の出力をキャンセルするため、ＰＷＭ立ち上がりから一定時間経過するまで、位置検出回路からの入力信号を認識しないなど、ソフトウェアフィルタを付加する対応が一般的に取られる。

しかし、このリンギングノイズの周波数は、巻き線インダクタンスと浮遊容量等によるＬＣ共振であるため、圧縮機効率（ＣＯＰ）を高くするために固定子巻き線の巻き数を増やした高インダクタンスの高効率モータでは、リンギングノイズ周期が長くなり、位置検出回路の出力キャンセル期間を長く取る必要がある。

しかし誘起電圧はＰＷＭオンの期間しか端子電圧に現れない、すなわちＰＷＭオンの期間しか位置信号を取得できないため、位置検出回路の出力を無視する期間を延長することは、位置検出が可能な期間を短くし、結果的に位置検出の精度を低下させる。これにより速度精度の低下や、十分な効率が得られないといった課題を有していた。

特開２００３−５００７２号公報

長竹和夫編著「家電用モータ・インバータ技術」、日刊工業新聞社、２０００年４月２８日、Ｐ８９−９２

従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、インバータ出力の電圧を相電圧検出手段およびローパスフィルタを介して、基準電圧検出手段により検出した基準電圧と比較することで、インバータ出力電圧から、リンギングノイズの高周波成分を除去できるので、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧のゼロクロスポイントを高精度に検出することができる。

さらに、本発明のモータ駆動装置は、固定子巻き線の巻き数を増やしたモータを採用した圧縮機を高効率で駆動することができる。

図１は、本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図である。図２Ａは本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置の位置検出回路の回路図である。図２Ｂは本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のヒステリシス設定手段の詳細図である。図３は本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置の位置検出回路を構成するフィルタ部の利得の周波数特性を示したグラフである。図４は本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置に設けたローパスフィルタのＰＷＭ波形を入力したときの過渡応答特性を示したグラフである。図５Ａは本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のヒステリシス回路の動作による各部の信号状態を示すタイミングチャートである。図５Ｂは本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置の誘起電圧が正から負に変化するゼロクロスポイントを検出するタイミングチャートである。図６は本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図である。図７Ａは本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置の位置検出回路の回路図である。図７Ｂは本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置のヒステリシス設定手段の詳細図である。図８は本発明の第３の実施の形態における冷蔵庫のブロック図である。図９は本発明の第４の実施の形態における冷蔵庫のブロック図である。図１０は特許文献１に記載した従来のモータ駆動装置の位置検出回路図である。図１１は特許文献１に記載した従来のモータ駆動装置の位置検出回路の動作中の各部の波形図である。図１２は非特許文献１に記載した従来のモータ駆動装置のブロック図である。図１３は非特許文献１に記載した従来のモータ駆動装置の位置検出回路の回路図である。図１４Ａは非特許文献１に記載した従来の位置検出回路の信号を示すタイミングチャートである。図１４Ｂは図１４Ａのタイミングチャートの区間Ｂ部を拡大した波形図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。

（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図である。

図１において交流電源１は一般的な商用電源であり、日本の場合は実効値１００Ｖの５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流電源である。整流平滑回路２は整流部２ａおよび平滑部２ｂで構成され、交流電源１を入力として、交流電圧を直流電圧に変換する。

インバータ３は６個のスイッチング素子３ａ〜３ｆを３相フルブリッジ構成で接続し、整流平滑回路２からの直流入力を交流電力に変換し、ブラシレスＤＣモータ４に任意の電圧および周波数の交流出力を供給する。また各スイッチング素子３ａ〜３ｆには逆方向に並列にダイオード３ｇ〜３ｌが接続されている。

位置検出手段５はブラシレスＤＣモータ４の磁極位置を検出する回路であり、各相の端子電圧（すなわちインバータ出力電圧）を検出する相電圧検出部５ａと、相電圧検出部５ａで検出した電圧から高周波ノイズを除去するフィルタ部５ｂを有する。さらに、位置検出手段５は端子電圧との大小関係を比較する基準となる電圧を設定する基準電圧設定部５ｃと、フィルタ部で高周波ノイズを除去した端子電圧と基準電圧設定部５ｃの出力電圧との大小関係を比較する比較部５ｄを有する。フィルタ部５ｂの出力と基準電圧設定部５ｃの出力電圧との大小関係に基づき、比較部５ｄは信号を出力する。なお基準電圧設定部５ｃの出力電圧は、インバータ３の直流入力電圧Ｖｄｃの１／２としたり、インバータ３の各相の出力端子電圧を、抵抗を介して結線した第２の中性点の電位としたり、するのが一般的である。

インバータ制御部６は位置検出部６ａ、転流部６ｂとドライブ部６ｃにより構成される。位置検出部６ａは、位置検出手段５からの出力を基にブラシレスＤＣモータの磁極位置を検出し、転流部６ｂは位置検出部６ａの出力を基に、どのスイッチング素子をオンさせるか決定し、ドライブ部６ｃは転流部６ｂの指示により該当するスイッチング素子をオン／オフさせる。なお、インバータ制御部では、位置検出部からの位置信号で駆動速度を検出し、指令速度との偏差に基づきＰＷＭデューティ制御によりブラシレスＤＣモータに入力する電圧を調節しながら、駆動速度と指令速度が同じになるように、フィードバック制御を行っている。

以上のように構成されたモータ駆動装置についてその動作を説明する。

図２Ａは本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置の位置検出手段５の回路図である。図１および図２Ａにおいて、相電圧検出部５ａ、フィルタ部５ｂ、比較部５ｄは各相に対応して３回路分備えている。相電圧検出部５ａは、各相のインバータ出力電圧（すなわちモータ端子電圧）を複数の抵抗による分圧により電圧を下げ、フィルタ部５ｂに入力する。図２Ａにおいて、フィルタ部５ｂは抵抗とコンデンサによりローパスフィルタを構成している。基準電圧設定部５ｃは各相のフィルタ部出力を、抵抗を介して接続し、第２の中性点を構成し、第２の中性点電位を基準電圧としている。

なお、本実施の形態では基準電圧設定部５ｃは、フィルタ部５ｂの出力から第２の中性点を構成したが、フィルタ部入力から第２の中性点を構成しても構わない。

さらに基準電圧設定部５ｃは、インバータ３の入力電圧の１／２を抵抗で低圧化した入力としても構わない。

比較部５ｄは図２Ａのようにコンパレータ回路で構成し、反転入力端子には基準電圧設定部５ｃで形成した中性点電位を、非反転入力端子にはフィルタ部５ｂのローパスフィルタの出力を入力する。

図３は、本実施の形態における位置検出手段５のフィルタ部５ｂの利得の周波数特性を示したグラフである。フィルタ部５ｂはローパスフィルタであるため、リンギングノイズの周波数を大きく減衰するカットオフ周波数に設定すればよい。しかしながらリンギングノイズの周波数はモータ仕様にもよるが、本実施の形態１におけるブラシレスＤＣモータでは、１５ｋＨｚから５０ｋＨｚ程度であるため、一般的に用いられるキャリア周波数の１０倍以下程度である。このためリンギングノイズを大きく減衰させるフィルタ定数を適用すれば、キャリア周波数成分も大幅に減衰することになり、位置検出精度の低下、あるいは位置検出が出来なくなる可能性がある。

さらにブラシレスＤＣモータの効率向上を図り３相巻き線の巻き数を増加したモータでは、リンギングノイズの周波数が低くなり、よりＰＷＭキャリア周波数成分に近くなるため、端子電圧からリンギングノイズ成分のみを除去することはさらに困難となる。

このため本実施の形態においては、端子電圧からリンギングノイズを除去するのではなく、リンギングノイズ周波数成分の１／３以下程度となるキャリア周波数を選定し、リンギング周波数成分を６〜１４ｄＢ程度減衰するようなローパスフィルタを構成する。これによりリンギングノイズレベルを半減から１／５程度まで減衰させつつ、かつＰＷＭ成分への影響は小さいので、デジタルセンサレス方式の特徴である進角設定の自由度を生かしながら、位置検出におけるリンギングノイズによる位置誤検出を抑制し、巻き数を増加したモータの高効率駆動が実現できる。

図４は本実施の形態におけるローパスフィルタのＰＷＭ波形を入力したとき過渡応答特性を示したグラフである。図４に示すように図３に示した特性のローパスフィルタにおいて、ＰＷＭ信号の位相遅が発生し、この遅れは位置検出タイミングの遅れとなる。ＰＷＭ信号の遅れは図４において十数μｓｅｃ程度であり、圧縮機における最高速度１００ｒｐｓとして、６極ブラシレスＤＣモータでの電気角遅れは２ｄｅｇ未満となる。デジタルセンサレス方式では、通電角１２０度では転流部による転流タイミングの調整で、最大３０ｄｅｇまで進角を付加できる。したがってこの程度の遅れ位相なら進角調整で十分対応でき本実施の形態での位置検出回路は、デジタルセンサレス方式と非常に相性がいい回路といえる。

次にヒステリシスについて説明する。図２Ａに示すように位置検出タイミング付近においてリンギングノイズにより比較部出力のチャタリング発生を抑えるため、コンパレータ出力と非反転入力端子間にヒステリシス設定手段５ｅを構成し、比較部５ｄの出力状態を変化させる入力電圧閾値にヒステリシスを付加している。

図２Ｂはヒステリシス設定手段５ｅの詳細を示している。図２Ｂにおいてヒステリシス設定手段５ｅはヒステリシス回路５ｆ、５ｇと、ヒステリシス切り替え部５ｈにより構成される。ヒステリシス切り替え部５ｈは、比較部出力がローレベルからハイレベルに変化する際と、ハイレベルからローレベルに変化する際の帰還回路を切り替え、出力信号状態により任意のヒステリシスを設定できるようにしている。図２Ｂでは、ヒステリシス切り替え部５ｈはスイッチで示しているが、スイッチ部にダイオードを用いると、出力がハイからローに変化するときとローからハイに変化するときのヒステリシス回路が出力に応じて変えることができる。また、帰還回路を１回路として、１本のダイオードを組み合わせることで、ダイオードの接続方向により、片方向のみに帰還回路が接続される構成にしてもかまわない。

図５Ａ、図５Ｂはヒステリシス回路の動作による各部の信号状態を示すチャートである。図５ＡはブラシレスＤＣモータの誘起電圧が負から正に変化するゼロクロスポイントを検出するタイミングを示し、図５（ｂ）は誘起電圧が正から負に変化するゼロクロスポイントを検出するタイミングを示している。

図５Ａおよび図５Ｂにおいて、（ａ）は基準電圧設定部により設定した基準電圧を示し、（ｂ）はＵ相フィルタ出力（すなわちＵ相の比較部非反転入力）を示し、（ｃ）はＵ相の比較部出力波形を示し、（ｄ）はＵ相の誘起電圧位相信号、即ち位置検出タイミング、（ｅ）は誘起電圧レベルを示している。また、Ｖｈｈは出力がローレベルからハイレベルへ反転するときの非反転入力端子の電圧レベルＶｈｌは出力がローレベルからハイレベルへ反転するときの非反転入力端子の電圧レベルを示している。

なお、図５では簡単のため基準電圧を直線として示している。

図５Ａにおいて、非反転入力端子の電圧は、ＰＷＭのオンに伴い電圧が立ち上がり、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧が現れるが、フィルタ部によってある程度減衰されたリンギングノイズが重畳する。これにより端子電圧に現れる誘起電圧より高い電圧レベルであるため、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧が基準電圧に達していなくても、このリンギングノイズがＶｈｈを超えたとき、比較部の出力はローからハイに変化し、ブラシレスＤＣモータのゼロクロスタイミングより早期に誘起電圧位相信号が反転し、位置検出が行われることになる。すなわち、図５Ａにおいて本来タイミングＫで検出すべきがタイミングＪで早期に検出することになる。

一方図５Ｂに示すタイミングでは、特に誘起電圧ゼロクロス近辺ではリンギングにより比較部出力がハイ出力になりやすく、さらに一旦ハイとなった比較部出力は、ヒステリシスの影響でローに反転しにくい。すなわち位置検出の検出タイミングは誘起電圧ゼロクロスポイントより遅れて検出されやすい傾向となる。すなわち、図５において本来タイミングＬで検出すべきがタイミングＭで遅れて検出することになる。

コンパレータ回路にヒステリシスを付加する場合、帰還回路として抵抗を接続し、ＶｈｈとＶｈｌの基準電圧との差を、ほぼ同等に設定するのが一般的であるが、これでは位置検出信号の発生間隔が「広→狭→広→狭→・・・」と変動することになる。

このため本実施の形態では、比較部５ｄの出力状態に応じて、ヒステリシスを変更するようにしている。

具体的には、出力信号がハイの場合ヒステリシス幅の小さい帰還回路を選定し、出力信号がローの場合ヒステリシスが大きい帰還回路に切り替える。これによって誘起電圧が正方向から負方向へ変移するゼロクロスポイントの検出の遅れを抑制できるようになり、位置検出精度が向上し、ブラシレスＤＣモータの指令速度に対する速度精度の向上と効率の向上が図れる。

以上のように本実施の形態におけるモータ駆動装置は、永久磁石を有する回転子と３相巻き線を有する固定子により構成されるブラシレスＤＣモータと、固定子巻き線に電気的に接続され、回転子の回転により固定子に発生する逆起電圧から回転子の回転位置を検出する位置検出手段と、位置検出信号に基づいて、任意の周波数の波形を生成してブラシレスＤＣモータを駆動するインバータを有する。位置検出手段は、固定子巻き線の各相の電圧を検出する相電圧検出部と、基準電圧を設定する基準電圧設定部と、相電圧検出部または基準電圧設定部の出力から高周波成分を除去するフィルタ部と、基準電圧設定部とフィルタ部の出力を比較する比較部で構成される。比較部出力からブラシレスＤＣモータの回転子相対位置検出することで、固定子巻き線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータでもインバータ出力電圧から高精度に位置検出信号を得ることが出来、高効率なモータを高効率で駆動することが出来る。

また、本実施の形態におけるモータ駆動装置は、フィルタ部を抵抗とコンデンサとで構成する１次フィルタとすることで、非常に安価な回路で構成することができ、高効率なモータ駆動装置を低価格で実現することが出来る。

また、本実施の形態におけるモータ駆動装置は、比較部の出力状態を変化させる入力電圧の閾値にヒステリシスを設けるヒステリシス設定手段を有する。ヒステリシス設定手段は、フィルタ部出力が基準電圧設定部の出力電圧より第１のヒステリシス幅だけ高くなったとき比較部の出力状態を変化させ、さらにフィルタ部出力が基準電圧設定部の電圧より第２のヒステリシス幅だけ低くなったとき比較部の出力状態を変化させるように、比較部の入力状態に応じて異なるヒステリシス幅を付加する。このことで、本実施の形態におけるモータ駆動装置は、入力状態に応じて適切なヒステリシス幅を設定することができ、ブラシレスＤＣモータの位置検出精度を高め、速度精度および効率を向上することができる。

さらに、本実施の形態におけるモータ駆動装置は、ヒステリシス設定手段が付加する第１のヒステリシス幅を第２のヒステリシス幅以下としたことで、比較部の入力状態に応じた適切なヒステリシスを付加できる。加えて、特にフィルタ部出力が基準電圧より高い状態から、第２のヒステリシス幅より小さくなり比較部の出力状態が変化するときの位置検出遅れを抑制でき、さらなる位置検出の精度の向上で、ブラシレスＤＣモータの速度制御および効率を向上することができる。

（第２の実施の形態）
図６は本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図である。

本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置と同じ構成については、同じ符号を付して説明を省略する。

図６において交流電源１は一般的な商用電源であり、日本の場合は実効値１００Ｖの５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流電源である。整流平滑回路２は整流部２ａおよび平滑部２ｃで構成され、交流電源１を入力として、交流電圧を直流電圧に変換する。また平滑部２ｃは２個の平滑コンデンサを直列に接続するとともに、その接続点は入力電圧切り替え部２ｄを介して、交流電源１の一端に接続し、入力電圧切り替え部２ｄのスイッチをオンまたはオフすることで、整流方式を倍電圧整流と全波整流に切り替え、インバータ３への直流入力電圧を２段階に切り替えることができる。

具体的には、ブラシレスＤＣモータを低速・低負荷で駆動する場合は全波整流入力で高効率な運転を行い、高速・高負荷駆動を行う際は倍電圧整流で高速・高トルク駆動を行うなど、駆動状況に応じて適切な直流電圧を選択するようにしている。

図７Ａは本実施の形態におけるモータ駆動装置の位置検出手段５の回路図である。図６および図７Ａにおいて、相電圧検出部５ａ、フィルタ部５ｂ、比較部５ｄは各相に対応して３回路分備えている。相電圧検出部５ａは、各相のインバータ出力電圧（すなわちモータ端子電圧）を複数の抵抗による分圧により電圧を下げ、フィルタ部５ｂに入力する。図２Ａにおいて、フィルタ部５ｂは抵抗とコンデンサによりローパスフィルタを構成している。基準電圧設定部５ｃは各相のフィルタ部出力を、抵抗を介して接続し、第２の中性点を構成し、第２の中性点電位を基準電圧としている。

図７Ｂは比較部５ｄの１相分を示したもので、図７Ｂを用いて、ヒステリシスの動作を説明する。

比較部出力Ｖｏｕｔの出力状態が変化する動作点は非反転入力端子に入力される電圧が基準電圧Ｖｒｅｆと等しいポイントであり、これらの電圧レベルの大小関係によりＶｏｕｔの出力が変化する。

Ｖｏｕｔがロー（０Ｖ）出力からハイ出力に変化する入力電圧Ｖｉｎの動作点は、（数１）で表され、ＶｉｎがＶｒｅｆに対して（数１）の第２項分だけ大きくなったタイミングであり、Ｖｏｕｔがハイ出力からロー出力に変化する入力電圧Ｖｉｎの動作点は、（数２）で表され、ＶｉｎがＶｒｅｆより（数２）の第２項分だけ小さくなったタイミングである。Ｖｏｕｔがハイの時と、ローの時のＶｏｕｔの出力状態が変化する動作電圧の差がヒステリシスであり、ＶｉｎがＶｒｅｆ付近にあるときの出力電圧Ｖｏｕｔのチャタリングを抑制している。

ここで基準電位Ｖｒｅｆが半分になった場合、即ち整流回路が切り替わり、全波整流となった時の動作点を考える。

Ｖｏｕｔがロー（０Ｖ）出力からハイ出力に変化する入力電圧Ｖｉｎの動作点は、（数３）で表され、動作ポイントも倍電圧時の半分となることが分かる。

一方Ｖｏｕｔがハイからロー出力に変化する入力電圧Ｖｉｎの動作点は、（数４）となり、動作ポイントは倍電圧時の半分からさらに（数４）の下線Ａ項に示した分低下する。

即ち、全波整流入力では比較器出力がハイからローに変化するときの動作電圧が低下し、位置検出信号の発生タイミングが遅れることになる。

また前述したように、全波整流入力では比較部出力がハイからローに反転するタイミングの遅れも伴うことになり、ブラシレスＤＣモータの磁極位置の検出ズレはさらに拡大してしまう懸念がある。このため本実施の形態では、状態に応じて、ヒステリシスを変更するようにしている。

図７Ｂによりヒステリシス設定手段５ｅについて説明する。図７Ｂにおいてヒステリシス設定手段５ｅはヒステリシス回路５ｆおよび５ｇと、ヒステリシス切り替え部５ｈにより構成される。ヒステリシス切り替え部５ｈは、比較部出力がローレベルからハイレベルに変化する際と、ハイレベルからローレベルに変化する際の帰還回路を切り替え、出力信号状態により任意のヒステリシスを設定できるようにしている。またインバータ３の入力電圧状態すなわち倍電圧整流か全波整流かに応じて帰還回路をさらに分けても構わないが、コストおよび制御回路のサイズ等を考慮すると、両整流方式でも共用できる回路とすることが望ましい。

また、図７Ｂでは、ヒステリシス切り替え部５ｈはスイッチで示しているが、スイッチ部にダイオードを用いると、出力がハイからローに変化するときとローからハイに変化するときのヒステリシス回路が出力に応じて自動的に変えることができる。

さらに、帰還回路を１回路として、１本のダイオードを組み合わせることで、ダイオードの接続方向により、片方向のみに帰還回路が接続される構成にしてもかまわない。具体的には、抵抗とダイオードを直列接続し、ダイオードのカソードを比較部出力と接続すれば、比較部出力がハイの場合、ヒステリシス回路が切り離され、ローの場合のみ帰還回路が接続されることになる。これにより比較部出力がハイからローに変化する動作ポイントは倍電圧整流時、全波整流時とも基準電位と同じレベルとなり、整流方式差による動作ポイントのずれは発生しない。

このように構成されたヒステリシス設定手段５ｅは、出力信号がハイの場合は、ヒステリシス幅の小さい帰還回路を選定し、出力信号がローの場合ヒステリシスが大きい帰還回路に切り替える。これによって誘起電圧が正方向から負方向へ変移するゼロクロスポイントの検出の遅れを抑制できるようになり、位置検出精度が向上し、ブラシレスＤＣモータの指令速度に対する速度精度の向上と効率の向上が図れる。

以上のように本実施の形態におけるモータ駆動装置は、永久磁石を有する回転子と３相巻き線を有する固定子により構成されるブラシレスＤＣモータと、固定子巻き線に電気的に接続され、回転子の回転により固定子に発生する逆起電圧から回転子の回転位置を検出する位置検出手段と、位置検出信号に基づいて、任意の周波数の波形を生成してブラシレスＤＣモータを駆動するインバータを有する。また、本実施の形態におけるモータ駆動装置は、インバータに直流電圧を供給する交流電圧を直流電圧に変換する整流平滑部と整流平滑部の出力電圧を切り替える電圧切り替え部を有する。位置検出手段は、固定子巻き線の各相の電圧を検出する相電圧検出部と、基準電圧を設定する基準電圧設定部と、相電圧検出部または基準電圧設定部の出力から高周波成分を除去するフィルタ部と、基準電圧設定部とフィルタ部の出力を比較する比較部で構成される。比較部出力からブラシレスＤＣモータの回転子相対位置検出することで、固定子巻き線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータでもインバータ出力電圧から高精度に位置検出信号を得ることが出来、高効率なモータを高効率で駆動することが出来る。さらに、本実施の形態におけるモータ駆動装置は、インバータへの直流入力電圧が低い場合も位置検出間隔は均等な周期で発生するため、安定したブラシレスモータの駆動と高効率化を実現できる。

（第３の実施の形態）
図８は本発明の第３の実施の形態におけるモータ駆動装置を用いた冷蔵庫のブロック図である。

本実施の形態における冷蔵庫では、図１に示す本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置を用いているため、同じ構成については、同じ符号を付して説明を省略する。

ブラシレスＤＣモータ４は往復運動により冷媒を吸入、圧縮し循環させるレシプロ式の圧縮要素１１に接続され密封容器に収納し圧縮機１２を形成している。本実施の形態では圧縮機は冷凍サイクルに用い、圧縮機１２から吐出する高温高圧の冷媒を凝縮器１３に送り液化し、毛細管１４で低圧化し、蒸発器１５で蒸発させ、再度圧縮機に戻すようにしている。蒸発器１５は冷蔵庫の庫内１６を冷却するようにしている。

冷蔵庫は、負荷状態が高くなるのは扉開閉が頻繁に行われる家事時間帯のみであり、一日を通してほとんどの時間帯では庫内温度が冷却状態で安定した低負荷状態で、圧縮機は低速で駆動している。したがって冷蔵庫の消費電力量を低減は、低負荷状態での効率を向上することが非常に有効である。

ブラシレスＤＣモータの３相巻き線の巻き数の多いモータは、高速領域での駆動範囲を狭くすることになるが、先述したように一日の大半で低速駆動状態にあり、高速駆動が比較的不要である冷蔵庫用圧縮機の駆動に用いることは非常に有効な用途である。

さらに、レシプロ式圧縮機は低速駆動領域での効率（一般的にＣＯＰ）が高い特性があるため、冷蔵庫の消費電力量の削減効果には非常に有効である。

したがって本実施の形態における冷蔵庫に用いるモータ駆動装置では、３相巻き線の巻き数を増やした高効率のモータでも、磁極位置を高精度に検出することが出来るので、その効率性能を有効に引き出すことができる。さらに、このモータ駆動装置を、レシプロ式圧縮機を駆動し、冷却システムに採用することで、消費電力量を削減する冷蔵庫を提供することが出来る。

（第４の実施の形態）
図９は本発明の第４の実施の形態におけるモータ駆動装置を用いた冷蔵庫のブロック図である。

本実施の形態における冷蔵庫では、図６に示す本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置を用いているため、同じ構成については、同じ符号を付して説明を省略する。

本実施の形態においては、低負荷時の効率を向上するために、冷蔵庫の庫内が安定した冷却状態にあるときは、圧縮機を低回転で駆動することで冷却サイクルの効率を向上させ、さらに３相固定子巻線の巻き数を増やした高効率なブラシレスＤＣモータを使用している。

なお、３相巻線の巻き数が多い固定子のブラシレスＤＣモータでは、ＰＷＭ制御によるインバータ３のスイッチングによるリンギングノイズ周期が長くなるが、比較部５ｄの入力段にフィルタ部５ｂを挿入することで、リンギングノイズを抑制して、ブラシレスＤＣモータの磁極位置を確実に検出できるようにしている。

さらに低負荷低速駆動での効率を上げるために、整流平滑部２の入力電圧切り替え部２ｄのスイッチをオフして全波整流出力による低い直流電圧をインバータ３に入力することで、ブラシレスＤＣモータの鉄損低減を図っている。

一方、冷蔵庫の扉が頻繁に開閉された場合や霜取後のように、庫内温度上昇に伴い、急速に庫内を安定した冷却状態に戻す必要がある状態などでは、圧縮機の高速駆動が必要となるが、３相巻線の巻き数を増やしたモータは、高速領域での駆動範囲が狭くなり、冷却性能の不足が懸念される。しかし、本実施の形態では、高負荷・高速駆動が必要な場合は、入力電圧切り替え部のスイッチをオンにして、倍電圧整流による高い電圧をインバータに入力すれば、ブラシレスＤＣモータを高速・高トルクで駆動することができるようになり、安定した冷却性能を確保できる。

また、倍電圧整流と全波整流との切り替えにより、インバータ入力電圧が変化した場合、選択した整流方式に応じて、ヒステリシス設定手段５ｅは、適切な比較部５ｄのヒステリシスを選定するので、整流方式によらずブラシレスＤＣモータの磁極位置を正確に検出でき、常に高効率な駆動を実現している。

したがって本実施の形態における冷蔵庫に用いるモータ駆動装置では、３相巻き線の巻き数を増やした高効率のモータでも、磁極位置を高精度に検出することが出来るので、その効率性能を有効に引き出すことができる。

さらに本実施の形態における冷蔵庫に用いるモータ駆動装置は、整流方式が倍電圧整流方式でも全波整流方式でも、正確な磁極位置検出が可能であるため、常に高効率にブラシレスＤＣモータを高効率で駆動できる。

さらに、このモータ駆動装置を、レシプロ式圧縮機を駆動し、冷却システムに採用することで、消費電力量を削減する冷蔵庫を提供することが出来る。

以上のように、本発明は、永久磁石を有する回転子と３相巻き線を有する固定子により構成されるブラシレスＤＣモータと、固定子巻き線に電気的に接続され、回転子の回転により固定子に発生する逆起電圧から回転子の回転位置を検出する位置検出手段と、位置検出信号に基づいて、任意の周波数の波形を生成してブラシレスＤＣモータを駆動するインバータを有する。位置検出手段は、固定子巻き線の各相の電圧を検出する相電圧検出部と、基準電圧を設定する基準電圧設定部と、相電圧検出部または基準電圧設定部の出力から高周波成分を除去するフィルタ部と、基準電圧設定部とフィルタ部の出力を比較する比較部で構成される。比較部出力からブラシレスＤＣモータの回転子相対位置検出することで、固定子巻き線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータでもインバータ出力電圧から高精度に位置検出信号を得ることが出来るようになり、高効率なモータを高効率で駆動することが出来る。

本発明は、永久磁石を有する回転子と３相巻き線を有する固定子により構成されるブラシレスＤＣモータと、固定子巻き線に電気的に接続され、回転子の回転により固定子に発生する逆起電圧から回転子の回転位置を検出する位置検出手段を有する。さらに、位置検出信号に基づいて、任意の周波数の波形を生成してブラシレスＤＣモータを駆動するインバータと、インバータに直流電圧を供給する、交流電圧を交流電圧に変換する整流平滑部と、整流平滑部の出力電圧を切り替える電圧切り替え部を有する。位置検出手段は、固定子巻き線の各相の電圧を検出する相電圧検出部と、基準電圧を設定する基準電圧設定部と、相電圧検出部または基準電圧設定部の出力から高周波成分を除去するフィルタ部と、基準電圧設定部とフィルタ部の出力を比較する比較部で構成される。比較部出力からブラシレスＤＣモータの回転子相対位置検出することで、固定子巻き線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータでもインバータ出力電圧から高精度に位置検出信号を得ることが出来るようになり、高効率なモータを高効率で駆動することが出来る。

本発明は、フィルタ部を抵抗とコンデンサとで構成する１次フィルタとすることで、回路を非常に安価に構成することができ、低価格なモータ駆動装置を構成することが出来る。

本発明は、比較部の出力状態を変化させる入力電圧の閾値にヒステリシスを設けるヒステリシス設定手段を有する。ヒステリシス設定手段は、フィルタ部出力が基準電圧設定部の出力電圧より第１のヒステリシス幅だけ高くなったとき比較部の出力状態を変化させ、さらにフィルタ部出力が基準電圧設定部の電圧より第２のヒステリシス幅だけ低くなったとき比較部の出力状態を変化させるように、比較部の入力状態に応じて異なるヒステリシス幅を付加するようにしたものである。これにより入力状態に応じて適切なヒステリシス幅を設定することができ、ブラシレスＤＣモータの位置検出精度を高め、速度精度および効率を向上することができる。

本発明は、ヒステリシス設定手段が付加する第１のヒステリシス幅を、第２のヒステリシス幅以下としたものである。これにより比較部の入力状態に応じた適切なヒステリシスを付加できるとともに、特にフィルタ部出力が基準電圧より高い状態から、第２のヒステリシス幅より小さくなり、比較部の出力状態が変化するときの位置検出遅れを抑制でき、さらに位置検出の精度の向上で、ブラシレスＤＣモータの速度制御および効率を向上することができる。

本発明は、モータ駆動装置はレシプロ型圧縮要素を有するレシプロ圧縮機を駆動するものとしたことで、特に低速駆動における冷却システムのシステム効率の向上が図れる。

本発明は、これらのモータ駆動装置を冷蔵庫の冷却サイクルに用いることで、冷蔵庫の消費電力を削減することが出来る。

以上の様に、本発明による圧縮機の駆動装置は、高効率化のために固定子巻線の巻き数を増やしインダクタンスの高いブラシレスモータの回転子位置を精度よく検出できることから、高効率なモータ駆動装置を実現できるため、エアコンや圧縮機を用いた除湿機、ヒートポンプ式洗濯乾燥機、ショーケース、自動販売機など、圧縮機を用いたあらゆる機器においても適用できる。

１交流電源
２整流平滑回路
２ａ整流部
２ｂ，２ｃ平滑部
２ｄ入力電圧切り替え部
３インバータ
３ａ〜３ｆスイッチング素子
３ｇ〜３ｌダイオード
４ブラシレスＤＣモータ
５位置検出手段
５ａ相電圧検出部
５ｂフィルタ部
５ｃ基準電圧設定部
５ｄ比較部
５ｅヒステリシス設定手段
５ｆ，５ｇヒステリシス回路
５ｈヒステリシス切り替え部
６インバータ制御部
６ａ位置検出部
６ｂ転流部
６ｃドライブ部
１１圧縮要素
１２圧縮機
１３凝縮器
１４毛細管
１５蒸発器
１６冷蔵庫
１０１商用電源
１０２整流平滑回路
１０２ａ整流部
１０２ｂ平滑部
１０３インバータ
１０３ａ〜１０３ｆスイッチング素子
１０３ｇ〜１０３ｌダイオード
１０４ブラシレスＤＣモータ
２００位置検出回路
２０１第１フィルタ回路
２０２第２フィルタ回路
２０３第３フィルタ回路
２０４第１合成回路
２０５第１比較回路
２０６第２合成回路
２０７第２比較回路
２０８第３合成回路
２０９第３比較回路
２１０排他論理回路
３００位置検出回路
３０１比較部
３０２周期測定カウンタ
３０３遅延カウンタ
３０４論理回路

Claims

永久磁石を有する回転子と３相巻き線を有する固定子により構成されるブラシレスＤＣモータと、前記固定子巻き線に電気的に接続され、前記回転子の回転により前記固定子に発生する逆起電圧から前記回転子の回転位置を検出する位置検出手段と、前記位置検出手段からの信号に基づいて、任意の周波数の波形を生成して前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータを有し、前記位置検出手段は、前記固定子巻き線の各相の電圧を検出する相電圧検出部と、基準電圧を設定する基準電圧設定部と、前記相電圧検出部の出力から高周波成分を除去するフィルタ部と、前記基準電圧設定部と前記フィルタ部の出力を比較する比較部で構成され、前記比較部の出力から前記ブラシレスＤＣモータの回転子相対位置を検出するもので、前記比較部の出力状態を変化させる入力電圧の閾値にヒステリシスを設けるヒステリシス設定手段を有し、前記ヒステリシス設定手段は、前記フィルタ部出力が前記基準電圧設定部の出力電圧より第１のヒステリシス幅だけ高くなったとき前記比較部の出力状態を変化させ、さらに前記フィルタ部出力が前記基準電圧設定部の電圧より第２のヒステリシス幅だけ低くなったとき前記比較部の出力状態を変化させるように、前記比較部の入力状態に応じて異なるヒステリシス幅を付加するモータ駆動装置。
交流電圧から安定した直流電圧に変換して前記インバータに供給する整流平滑部と、前記整流平滑部の出力電圧を切り替える入力電圧切り替え部を有する請求項１に記載のモータ駆動装置。
前記フィルタ部は抵抗とコンデンサにより構成されたローパスフィルタである請求項１または２のいずれかに記載のモータ駆動装置。
前記ヒステリシス設定手段が付加する第１のヒステリシス幅は、第２のヒステリシス幅以下である請求項１から３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
前記ブラシレスＤＣモータは、冷媒を圧縮して冷却システム内に冷媒を循環させるレシプロ型圧縮要素を有する圧縮機を駆動する請求項１から４のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
前記請求項１から５のいずれか一項に記載のモータ駆動装置を有した冷蔵庫。