JP3662146B2 - ブラシレスモータ駆動回路及びブラシレスモータ駆動回路の制御方法 - Google Patents
ブラシレスモータ駆動回路及びブラシレスモータ駆動回路の制御方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3662146B2 JP3662146B2 JP15648599A JP15648599A JP3662146B2 JP 3662146 B2 JP3662146 B2 JP 3662146B2 JP 15648599 A JP15648599 A JP 15648599A JP 15648599 A JP15648599 A JP 15648599A JP 3662146 B2 JP3662146 B2 JP 3662146B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- phase
- brushless motor
- circuit
- time
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば、永久磁石を回転子とし、界磁に回転交流磁界を発生させて駆動する、いわゆるブラシレスモータの駆動回路及びその制御方法に関するものであり、特に回転子の回転位置センサを必要とせずにブラシレスモータを駆動する駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、冷凍空調機器の圧縮機などを可変速で駆動して冷却能力を調整する方法として、圧縮機の駆動源である電動機を可変速駆動することが行われている。特に固定子側に電機子巻線を巻き、回転子側に永久磁石を取り付けたブラシレスモータは効率がよいことが知られている。その反面ブラシレスモータは、回転子の回転位置に応じて界磁の磁極を切り換える必要があるため電動機には回転位置検出用のセンサが取り付けられる。しかしながら、密閉型圧縮機などにブラシレスモータを用いる場合は、電動機そのものが密閉されており、しかも電動機内部が高温になるなどのため、回転位置センサの取付が困難となり、その結果としてブラシレスモータの駆動回路が少し複雑になる。
【０００３】
現在、ブラシレスモータの回転位置センサを用いない駆動回路としては、山村監修、大野編著による「パワーエレクトロニクス入門（改訂２版）１９９１年」の２４１〜２４３頁に記載されているものが用いられている。
【０００４】
図１４は、上記文献に記載された従来のブラシレスモータ駆動回路を示す図である。次に、同図を参照しながら、従来のブラシレスモータ駆動回路の構成を述べる。
【０００５】
図１４において、１８は１２０度通電方式で駆動されるブラシレスモータ、１９は該ブラシレスモータ１８の三相の端子に接続された三相ブリッジ回路、２０はブラシレスモータ１８の誘起電圧を検出する電圧位相検出回路、２１は設定回転数に対してブラシレスモータ１８を１２０通電方式で駆動するタイミングパルスの発生等を行なう制御回路、２２は交流電源２３と三相ブリッジ回路１９の間に接続された倍電圧整流回路を示す。
【０００６】
また、同図において、可変レート制限回路１２１１は、始動時には超低速状態から回転速度をゆっくりと加速させていくためのものであり、判定回路１２１２は、速度をある程度上昇することが出来た時に、磁極位置検出回路による制御方法と切り替えるかどうかを判別するものである。また、Ｖ／Ｆ変換回路１２１３は、回転速度に略比例した三相交流電圧となるパルス幅変調信号を発生するものであり、切り替えスイッチ１２１４ａ〜１２１４ｃは、制御回路２１とＶ／ｆ変換回路１２１３の出力を判定回路１２１２の出力結果により切り替えるものである。
【０００７】
次に、図１５を参照しながら、上記ブラシレスモータ駆動回路による磁極位置検出の原理を説明する
図１５（ａ）〜図１５（ｆ）は、上記ブラシレスモータ駆動回路による磁極位置検出の原理を説明するための図である。即ち、図１５（ａ）は、ブラシレスモータの誘起電圧の内、ｕ相、ｖ相、ｗ相の端子電圧の各波形を示し、図１５（ｂ）は、ブラシレスモータ１８の駆動電圧により流れるｕ，ｖ，ｗ相の各相における相電流の波形を示し、図１５（ｃ）は、一次遅れフィルタ２０ａから出力されたｕ相の端子電圧１２０１の波形を示している（図１４参照）。又、図１５（ｄ）は、ｕ相の端子電圧１２０１を入力とする比較器２０ｂの出力電圧１２０２の波形を示し（図１４参照）、図１５（ｅ）は、比較器出力電圧１２０２を積分した積分電圧波形を示し、図１５（ｆ）は、上記積分電圧を入力とする比較器（制御回路２１に含まれる）の出力電圧波形を示している。尚、ｕ相の端子電圧を単にｕ相電圧とも呼ぶ。他の相電圧も同様である。
【０００８】
上記ブラシレスモータ駆動回路は、三相ブリッジ回路１９により１２０度の位相角だけブラシレスモータ１８の電機子巻線に相電流を流し６０度の位相角は電流を流さないようにして、この電流を流さない非通電期間は電機子巻線に誘起する電圧を電圧位相検出回路２０で検出するものである。即ち、図１５（ｃ）では、ｕ相電流が流れていない非通電期間をθｕとして表している。同図に示す様に、非通電期間θｕでは、ｕ相の誘起電圧だけが現れている。尚、図１５（ｃ）に示す様に、ＰＷＭによる高周波電圧は、一次遅れフィルタ２０ａで平滑されている。
【０００９】
上記相電流は、図１５（ｂ）に示すように、ほぼ１２０度位相角の方形波の交流であり、その基本波は各相誘起電圧と同相になるように流す。ブラシレスモータは、もともと同期電動機であるので、電圧の周波数は回転数に比例する。電圧位相検出回路２０は各相の誘起電圧が零になる時点を検出するように作られており、その時点は三相分で１サイクルに６回あるが、その時間間隔を計測することで回転数が検出できる。これを使ってフィードバックループを構成し、回転数制御器の出力を電圧指令とすることで回転数制御を行なう。上記制御は一般にはマイクロコンピュータを用いて行われている。尚、図８（ｃ）では、上記ゼロクロスの時点をθ0として示した。
【００１０】
すなわち、上記ブラシレスモータ駆動回路では、ブラシレスモータ１８の三相の端子に対して１２０度毎に各相に順番に通電し、一方、非通電期間である６０度期間を用いて、ブラシレスモータ１８の誘起電圧を検出し、この誘起電圧波形を９０度遅らせた波形のゼロクロスタイミング（図１５（ｆ）では、θ’0として示した）をもって、界磁磁極を切り換えるものである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この様な従来のブラシレスモータ駆動回路の構成では、誘起電圧は回転速度に比例した電圧であるので、モータの始動時には誘起電圧が非常に小さい値になってしまう。さらに、端子電圧はパルス幅変調されているので、パルス幅変調信号を除去するための低域通過フィルタ（一次遅れフィルタ２０ａ）が用いられ、図１５（ｃ）に示す様に、実際に使用する誘起電圧はさらに振幅が小さくなっているので検出が非常に困難である。そのため、回転位相が実質上検出できない。したがって、起動時では上述のような誘起電圧波形を用いてブラシレスモータを駆動することができない。
【００１２】
そこで、まず、始動時には、誘導電動機などと同様にＶ／ｆ変換回路１２１３を用いて、電圧／周波数の関係を一定に保つ制御であるＶ／ｆ制御を行い、その後、誘起電圧が検出できるようになった時点で、判定回路１２１２や切り替えスイッチ１２１４ａ〜１２１４ｃを用いて、誘起電圧波形を用いた上述の制御に切り換える手法がとられていた。
【００１３】
ところが、このような始動制御と通常制御の切り換えに際しては、制御の遅れや、パラメータのずれなどにより、切り換え時に過大な電流が流れることがあるため、モータ駆動用のパワートランジスタに大型のものを必要としたり、あるいは過大電流のために永久磁石が減磁する可能性があるなどの問題を有していた。
【００１４】
又、上記の様な、始動時の制御方法では、誘起電圧が検出できないような低速回転を維持させる場合には、回転数を制御することは困難であるという課題を有していた。
【００１５】
また、検出回路の精度を上げることにより、低速回転時における誘起電圧を検出しようとしても、パルス幅変調信号に重畳された誘起電圧は、始動時や低速回転時には印加電圧が低く、パルス幅変調のＯＮデューティが小さく、検出できる時間幅も極めて狭くなっている。このような制御はマイクロコンピュータにより実現されるが、マイクロコンピュータから出されるＯＮタイミング指令と実際のスイッチ素子がＯＮするタイミングにはずれがあり、ＯＮ時間幅が狭くなるとずれにより検出タイミングを誤ることが発生する。このため、低速回転を精度良く制御することは困難であるという課題を有していた。
【００１６】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、始動制御と通常制御との切り換えを必要とせずに、同じ制御方法でブラシレスモータの駆動を行なうことのできるブラシレスモータ駆動回路を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
第１の本発明は、パルス幅変調された信号を出力する三相ブリッジ回路と、
前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモータと、
前記ブラシレスモータへの通電が休止されている相の端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、
前記端子電圧検出手段の検出結果に基づいて、前記三相ブリッジ回路の通電を制御する制御手段とを備え、
前記端子電圧検出手段は、前記検出したパルス状の電圧の立ち上がり時の時定数よりも、立ち下がり時の時定数の方が大きくなるように調整されていることを特徴とするブラシレスモータ駆動回路である。
【００１８】
又、第２の本発明は、（１）三相ブリッジ回路と、（２）前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモータと、（３）そのブラシレスモータの設定回転数に対応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準電圧出力手段と、（４）同一周波数で三相のパルスをサンプリングするためのパルスを発生するパルス発生手段と、（５）前記ブラシレスモータの非通電期間において、少なくとも一相の端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、（６）その検出された端子電圧の立ち上がり時の端子電圧値と立ち下がり時の端子電圧値とを比較する比較器とを備え、前記比較器の出力に応じて前記駆動電圧基準値を可変できるブラシレスモータ駆動回路であって、
前記非通電期間における中間タイミング以降のタイミングにおいて、前記検出した誘起電圧値が、（ａ）立ち上がり時に、所定値以上の電位であるとき、又は、（ｂ）立ち下がり時に、所定値以下の電位であるときには、前記パルス発生手段の周波数位相を進める様に調整することを特徴とするブラシレスモータ駆動回路である。
【００１９】
又、第３の本発明は、（１）三相ブリッジ回路と、（２）前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモータと、（３）そのブラシレスモータの設定回転数に対応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準電圧出力手段と、（４）同一周波数で三相のパルスをサンプリングするためのパルスを発生するパルス発生手段と、（５）前記ブラシレスモータの非通電期間において少なくとも一相の端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、（６）その検出された端子電圧の立ち上がり時の端子電圧値と立ち下がり時の端子電圧値とを比較する比較器とを備え、前記比較器の出力に応じて前記駆動電圧基準値を可変できるブラシレスモータ駆動回路であって、
前記非通電期間における中間タイミング以降のタイミングにおいて、（ａ）前記検出された誘起電圧が増加する相の電圧である場合で、その誘起電圧値が、プラス側の電源電位とマイナス側電源電位との間の所定の電圧より低い電位であるとき、又は、（ｂ）前記検出された誘起電圧が減少する相の電圧である場合で、その誘起電圧値が、プラス側の電源電位とマイナス側の電源電位との間の所定の電圧より高い電位であるときには、前記パルス発生手段の周波数位相を遅らせることを特徴とするブラシレスモータ駆動回路である。
【００２０】
又、第４の本発明は、（１）三相ブリッジ回路と、（２）前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモータと、（３）そのブラシレスモータの設定回転数に対応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準電圧出力手段と、（４）同一周波数で三相のパルスをサンプリングするためのパルスを発生するパルス発生手段と、（５）前記ブラシレスモータの非通電期間において、少なくとも一相の端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、（６）その検出された端子電圧の立ち上がり時の端子電圧値と立ち下がり時の端子電圧値とを比較する比較器とを備えた、前記比較器の出力に応じて前記駆動電圧基準値を可変できるブラシレスモータ駆動回路の制御方法であって、
前記非通電期間における中間タイミング以降のタイミングにおいて、
（１）前記検出した誘起電圧値が、（１−ａ）立ち上がり時に、所定値以上の電位であるとき、もしくは、（１−ｂ）立ち下がり時に、所定値以下の電位であるときには、前記パルス発生手段の周波数位相を進める様に制御し、又は、
（２）前記検出した誘起電圧値が、（２−ａ）立ち上がり時に、所定値以下の電位であるとき、もしくは、（２−ｂ）立ち下がり時に、所定値以上の電位であるときには、前記パルス発生手段の周波数位相を遅らせる様に制御することを特徴とするブラシレスモータ駆動回路の制御方法である。
【００２１】
又、第５の本発明は、三相ブリッジ回路と、前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモータと、そのブラシレスモータの設定回転数に対応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準電圧出力手段と、同一周波数で三相のパルスをサンプリングするためのパルスを発生するパルス発生手段と、前記ブラシレスモータへの通電を休止している相の端子電圧を検出する第１の検出手段と、電源電圧のプラス側からパルス幅変調による通電もしくは連続にて通電されている相の通電時の端子電圧を検出する第２の検出手段と、前記電源電圧のマイナス側からパルス幅変調による通電もしくは連続にて通電されている相の端子電圧を検出する第３の検出手段とを、備えたブラシレスモータ駆動回路の制御方法であって、
前記ブラシレスモータの始動時には、誘起電圧の立ち上がり期間において前記第１の検出手段で検出された結果と、誘起電圧の立ち下がり期間において前記第１の検出手段で検出された結果との差に基づいて前記駆動電圧基準値を調整し、前記非通電期間における中間タイミング以降のタイミングにおいて、前記第１の検出手段で検出された結果が、（ａ）立ち上がり時に、所定値以上の電位であるとき、又は、（ｂ）立ち下がり時に、所定値以下の電位であるときには、前記通電相の切り替えタイミングを進め、（ｃ）立ち上がり時に、所定値以下の電位であるとき、又は、（ｄ）立ち下がり時に、所定値以上の電位であるときは前記通電相の切り替えタイミングを遅らせ、
立ち上がり時の第１の検出結果と立ち下がり時の第１の検出結果との差が一定期間連続して一定範囲内にあることを検出したときには、前記第２の検出手段の検出結果と、前記第３の検出手段の検出結果との差の半分の値を前記第１の検出手段の検出結果と比較し、該比較結果が反転したときから所定時間遅延したタイミングで通電相を切り替えることを特徴とするブラシレスモータ駆動回路の制御方法である。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明をその実施の形態を示す図面に基づいて説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１によるブラシレスモータ駆動回路の構成を示す回路ブロック図である。同図を参照しながら、本実施の形態の構成と各回路の動作の概要を述べる。
【００２８】
即ち、図１に示すように、回転数（周波数）指令ｆはＶ／ｆ変換回路１１に入力され、同時に１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４にも入力される。
【００２９】
１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４では、同一周波数による１２０度通電パルス（Ｕ上、Ｖ上、Ｗ上、Ｕ下、Ｖ下、Ｗ下信号）と、関連するタイミングパルス信号（ＳＥＬ、ＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３信号）とを発生する。このうち、Ｕ上（１０１）、Ｖ上（１０２）、Ｗ上（１０３）の信号はＰＷＭ変調回路３を経由して、Ｕ下（１０４）、Ｖ下（１０５）、Ｗ下（１０６）の信号と同じく、三相ブリッジ回路２に入力される。三相ブリッジ回路２は直流電源（＋Ｖおよび０）から擬似三相交流を出力するものである。ＰＷＭ変調回路３はＵ上、Ｖ上、Ｗ上の信号に対して、第１比較回路１０の出力（Ｖｍ）で変調（乗算）される。三相ブリッジ回路２は３相のブリッジ（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を有し、各相に対して上側（＋Ｖ側）のトランジスタをＯＮする方をＵ上、Ｖ上、Ｗ上とし、下側（０Ｖ側）のトランジスタをＯＮする方をＵ下、Ｖ下、Ｗ下とする。なお、図示していないが、実際の回路では各トランジスタを駆動するプリドライブ回路が必要である。三相ブリッジ回路２の出力は、ブラシレスモータ１に接続されると共に、端子電圧波形処理回路１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを経由して選択回路５に接続されている。
【００３０】
選択回路５の選択指令ＳＥＬは、上述の１２０度通電・各種タイミング発生回路４より入力されている。選択回路５の出力は、３つのサンプル・ホールド回路６、７、１３に送られ、それぞれに対応するサンプルパルスＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３にて、サンプル・ホールドされる。サンプル・ホールド回路６、７の出力は第２比較回路８に送られ、出力の差を得て、制御補償回路９に送られる。また、サンプル・ホールド回路１３の出力は、判定回路１４に送られ、１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４のタイミング位相を変調する。制御補償回路９は第２比較回路８の出力がゼロになり、かつ制御系が安定であるようにするためのものであり、あらかじめそのパラメータを決定しておく。制御補償回路９の出力は比較回路１０に送られる。比較回路１０では、Ｖ／ｆ変換回路１１の出力と、制御補償回路９の出力との差を求め、得られた値をモータ駆動電圧Ｖｍとする。モータ駆動電圧ＶｍはＰＷＭ変調回路３により三相ブリッジ回路２の上側のトランジスタをＯＮするデューティとなり、ブラシレスモータ１の駆動電圧に相当する。
【００３１】
ここで、１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４、サンプル・ホールド回路６，７，１３及び制御補償回路９等が制御手段を構成し、比較回路１０及びＶ／ｆ変換回路１１が基準電圧出力手段を構成している。
【００３２】
次に、上記１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４による出力信号について説明する。
【００３３】
図２は、１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４による出力信号のタイミング図である。図２において、θは電気角であり、図２では約７２０度分すなわち２周期分を示している。
【００３４】
上記１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４は、三相ブリッジ回路２に対してＵ上、Ｕ下、Ｖ上、Ｖ下、Ｗ上、Ｗ下の各信号を出力する。Ｕ上の信号は、電気角θが０度から１２０度、および３６０度から４８０度の期間だけＯＮする指令を出力する。Ｕ下の信号は、電気角θが１８０度から３００度、および５４０度から６８０度の期間だけＯＮする指令を出力する。Ｖ上の信号は、電気角θが１２０度から２４０度、および４８０度から６００度の期間だけＯＮする指令を出力する。Ｖ下の信号は、電気角θが３００度から４２０度、および−６０度から＋６０度の期間だけＯＮする指令を出力する。Ｗ上の信号は、電気角θが２４０度から３６０度、および−１２０度から０度の期間だけＯＮする指令を出力する。Ｗ下の信号は、電気角θが６０度から１８０度、および４２０度から５４０度の期間だけＯＮする指令を出力する。
【００３５】
また、１２０度通電パルス・各種タイミングパルス発生回路４は、選択回路５に対してＳＥＬ信号を出力する。選択回路５への信号である選択指令ＳＥＬは、選択回路５が、電気角θが０度から６０度の間はＷ相の端子電圧を、６０度から１２０度の間はＶ相の端子電圧を、１２０度から１８０度の間はＵ相の端子電圧を、それぞれ選択する様に出力されて、その後は６０度ごとに、Ｗ→Ｖ→Ｕ相の順となる様に繰り返し出力される。
【００３６】
さらに、１２０度通電パルス・各種タイミングパルス発生回路４は、サンプル・ホールド回路６、７、１３に対してＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３の各信号を出力する。サンプル・ホールド回路６、７へのサンプリングパルスＳＰ１、ＳＰ２は、電気角θが１２０度ごとに出力される。すなわち、サンプル・ホールド回路６には、電気角θが９０度、２１０度、３３０度のように１２０度ごとにパルスＳＰ１が出力され、サンプル・ホールド回路７には、３０度、１５０度、２７０度のように１２０度ごとにパルスＳＰ２が出力されている。
【００３７】
一方、電気角θが４５度、１０５度、１６５度、２２５度、２８５度、３４５度のように６０度毎にパルスＳＰ３が出力され、サンプル・ホールド回路１３に入力される。サンプル・ホールド回路１３の出力は判定回路１４に出力され、判断結果により、タイミングパルス発生回路４のタイミング位相を変調する。
【００３８】
次に、図３（ａ）、図３（ｂ）を用いて図１における端子電圧波形処理回路１２ｕ、１２ｖ、１２ｗについて説明する。尚、図３（ａ）は、図１に示すブラシレスモータ１の一つの端子電圧１１０の波形を示す図である。ここでは、図１に示す電気角θが約３００度〜４００度の範囲に対応する時間における波形を模式的に示している。又、この端子電圧１１０は、端子電圧波形処理回路１２ｕに入力される。図３（ｂ）は、端子電圧波形処理回路１２ｕの出力電圧１１３の波形の模式図である。この出力電圧１１３は、選択回路５への入力電圧となる。
【００３９】
始動時などでは、モータの回転数が低いため、ＰＷＭによるＯＮパルスデューティが小さくなってしまう。このＯＮ期間３０１に誘起電圧情報が含まれているため、細い幅のパルスとして現れる一瞬の電圧を観測する必要がある。ここで、図１の１２ｕ、１２ｖ、１２ｗはピークホールド回路であり、立ち上がりには殆ど時定数を有していないが、立ち下がりには抵抗とコンデンサによる時定数を有している。そのため、図３（ｂ）に示すように、実質上パルス幅が広くなったかのような波形、即ち、端子電圧（誘起電圧）を観測しやすい波形に処理して出力することができる。
【００４０】
次に、図１に示した実施の形態１によるブラシレスモータ駆動回路の動作について説明する。
【００４１】
本実施の形態のブラシレスモータ駆動回路においては、まず、回転数指令ｆをＶ／ｆ変換回路１１により変換して駆動電圧基準値Ｖm とする。この駆動電圧基準値Ｖm はＰＷＭ変調回路３を経て三相ブリッジ回路２に入力され、そして、三相ブリッジ回路２からブラシレスモータ１の三相の端子に対して１２０度ごとに各相に順次通電することによりブラシレスモータ１を駆動する。
【００４２】
一方、ブラシレスモータ１のそれぞれの相について、電流を流さない非通電期間においては、選択回路５によりそれぞれの相の誘起電圧を検出する。このとき、サンプル・ホールド回路６，７、比較器８、制御補償回路９、および比較器１０がフィードバックループを構成しているので、サンプル・ホールド回路６，７と比較器８により立ち上がり時の誘起電圧と立ち下がり時の誘起電圧の差をとる。そして、この差により上記Ｖ／ｆ変換回路１１から出力される駆動電圧基準値Ｖm を可変し、これにより、電気角θに対してブラシレスモータ１の機械角が追従するようブラシレスモータ１の回転数制御を行なう。尚、サンプル・ホールド回路６、７と比較器８の上記動作については、更に詳細に後述する。
【００４３】
次に、上記動作の内容を、始動制御動作と、通常制御動作に分けて更に具体的に説明する。
【００４４】
上記ブラシレスモータ駆動回路では、始動時は従来と同じく回転数指令ｆを超低速から徐々に増加する方法をとる。すなわち、始動時では、印加電圧は低く、誘起電圧も低いので、電気角θと機械角とのずれに関わらず、サンプル・ホールド回路６、７の出力値は殆ど同じであるため、比較回路１０からの出力は、Ｖ／ｆ変換回路１１の出力にほぼ等しくなる。従って始動制御動作では、結果的には図１４に示した従来の駆動回路と同じ始動方法になる。
【００４５】
その後、ブラシレスモータ１の回転数が上昇して誘起電圧が観測され始めると、駆動電圧はその都度のモータ回転数および負荷に対して適正な値に自動制御される状態に自動的に突入していく。
【００４６】
従って、上記駆動回路は、図１４に示した従来の駆動回路とは異なり、始動制御と通常制御の切り換え動作は発生しない。
【００４７】
次に、上述した通り、サンプル・ホールド回路６，７と比較器８の動作について、図４（ａ）〜図４（ｃ）を参照しながら更に詳細に説明する。
【００４８】
図４（ａ）は、図１に示したブラシレスモータ駆動回路のｕ相〜ｗ相の各端子電圧１１０、１１１、１１２の波形を示したものであり、図４（ａ）〜図４（ｃ）では電気角θが−６０度から＋３６０度までを示している。又、図４（ａ）中で、点線で表したところは、電気角に対して機械角が遅れている場合の端子電圧波形を示している。尚、これらの端子電圧は、図３（ａ）に示した様に、ＰＷＭ波形であるが、ここでは、見やすくするために、連続的に描いてある。
【００４９】
図４（ａ）に示す様に、モータ１のＵ相端子電圧１１０の値は、電気角θが０度から１２０度までは、Ｕ上の信号１０１（図２参照）により三相ブリッジ回路２のトランジシタがＯＮしているのでＶｍとなる。また、電気角θが１８０度から３００度まではＵ下の信号１０４により上記トランジシタがＯＮしているので端子電圧１１０は０である。電気角θが−６０度から０度までと１２０度から１８０度までは、Ｕ相の上下の信号１０１、１０４により、トランジスタはともにＯＦＦしている期間であり、この期間はモータ１の誘起電圧を観測することができる。 すなわち、ブラシレスモータ１が効率よく駆動されているときは、印加電圧の位相と誘起電圧位相が同相である。従ってこの場合、図４（ａ）において実線で表した様に、電気角θが−６０度から０度までは誘起電圧は０からＶｍまで立ち上がる波形となり、一方、電気角θが１２０度から１８０度までは誘起電圧はＶｍから０まで立ち下がる波形となる。
【００５０】
その結果、Ｕ相の端子電圧１１０の観測波形は台形波形となる。Ｖ相の端子電圧１１１は、Ｕ相と同じ波形となるが、その位相が１２０度遅れた波形となり、また、Ｗ相の端子電圧１１２も同様にＵ相に対して２４０度遅れた波形となる。
【００５１】
次に、負荷が重くなり、駆動電圧が不足している場合について説明する。
【００５２】
駆動電圧が不足すると、モータ１はトルク不足となり、駆動信号に対して位相遅れを生ずる。このため、誘起電圧波形も位相遅れを生じ、図４（ａ）の点線に示すような波形となる。すなわち、誘起電圧の立ち上がり部分では、位相遅れの生じていない場合と比べて電圧が下がり、一方、立ち下がり部分では電圧が高くなっている。
【００５３】
図４（ｂ）は、図２で説明した選択指令ＳＥＬ及び、サンプリングパルスＳＰ１、ＳＰ２を示す図である。これらの信号により、誘起電圧のみが現れている端子電圧がサンプリングされる。又、図４（ｃ）は、サンプル・ホールド回路６、７の出力結果であるＳ＆Ｈ１、Ａ＆Ｈ２を示す図である。
【００５４】
これらの図に示す様に、例えば、ＳＰ２により２７０度におけるＶ相の端子電圧がサンプリングされ、ＳＰ１により３３０度におけるＵ相の端子電圧がサンプリングされた場合について述べる。
【００５５】
すなわち、駆動電圧が正常であれば、図４（ｃ）で実線で示した様に、サンプル・ホールド回路６，７の出力電圧Ｓ＆Ｈ１，Ｓ＆Ｈ２はそれぞれＶｍ／２となるが、電圧が不足していれば、点線で示しているように出力電圧Ｓ＆Ｈ１は減少し、出力電圧Ｓ＆Ｈ２は逆に増加する。サンプル・ホールド回路６，７の出力Ｓ＆Ｈ１、Ｓ＆Ｈ２は比較回路８に入力されており、Ｓ＆Ｈ１からＳ＆Ｈ２の差を得て、制御補償回路９を経由してモータ印加電圧Ｖｍを減算する。
【００５６】
この様に、駆動電圧が不足するとサンプル・ホールド回路６の出力電圧Ｓ＆Ｈ１が減少し、比較回路８の出力も減少する。その結果、制御補償回路９の出力は減少し、比較回路１０の出力Ｖｍは増加するので、駆動電圧を上げるように制御される。したがって、負荷に応じて駆動電圧が適正になるように調節される制御が行われることになる。
【００５７】
これにより、従来の様に始動制御と通常制御とを切り替えるための手段を備えることなく、ブラシレスモータの回転制御を精度良く行うことが出来る。
【００５８】
尚、本実施の形態では、立ち上がり時の誘起電圧と立ち下がり時の誘起電圧の差をとる場合、双方のサンプリングのタイミングの間隔は出来るだけ短い方が、精度の高い制御が出来るので、異なる相でのサンプル値を用いた場合について説明したが、これに限らず、例えば、同一の相でのサンプル値を用いても勿論良い。この場合、例えば、立ち下がり時の誘起電圧は、１５０度におけるサンプリング値を用い、立ち上がり時の誘起電圧は、３３０度におけるサンプリング値を用いる。
【００５９】
又、上記実施の形態では、２つのサンプリング・ホールド回路を設け、双方の差をとる構成としたが、これに限らず、例えば、立ち下がり時又は立ち上がり時の何れか一方の誘起電圧をサンプリングして、ずれの生じていない時の値Ｖｍ／２と比較する構成としても良い。
【００６０】
次に図５、および図６を用いて、判定回路１４の動作について説明する。
【００６１】
回転位相が正常であれば、即ち、位相のずれが生じていなければ、図５および図６の点線で示すような端子電圧（図中において、符号５０１、７０１を付した）が観測される。尚、これらの図に示す端子電圧は、図１に示した端子電圧波形処理回路１２ｕの出力電圧１１３に対応する。
【００６２】
次に図５において、実際の回転位相（機械角）が、制御位相（電気角）より進んでいるときの判断および処理を説明する。回転位相が進んでいると、端子電圧は実線（図中において、符号５０２を付した）のように早く立ち上がる。
【００６３】
この様な状況において、図２に示す様に、選択指令の信号ＳＥＬは、電気角θが３００度から３６０度の期間では、Ｕ相の選択を示している。更に、サンプリングパルスＳＰ３は、電気角が３４５度の時点で出力される。従って、サンプル・ホールド回路１３には、電気角が３４５度の時点のＵ相の端子電圧が測定される。
【００６４】
判定回路１４は、この時点での端子電圧が、予め定められたしきい値を超えているかどうかを調べる。しきい値を超えていれば、その瞬間の制御位相を３４５度から３６０度に進めることにより、電気角を現実の機械角に追従させることが出来る。
【００６５】
次に図６を用いて、回転位相が遅れているときの、判定回路１４における判断および処理を説明する。
【００６６】
回転位相が遅れていると端子電圧は実線（図中において、符号７０２を付した）のようにゆっくりと立ち上がる。このとき、図５で説明したのと同様にして、判定回路１４が、回転位相３４５度時点での端子電圧がしきい値を下回っているかどうかを調べる。しきい値を下回っている場合には、その瞬間の位相を３４５度から３３０度に戻すことにより位相遅れへの追従を行う。
【００６７】
尚、上記説明では、いずれも立ち上がり時の端子電圧（誘起電圧）を観測する場合について述べたが、図７，図８に示すように、電気角が１６５度の時点で出力されるサンプリングパルスＳＰ３による、Ｕ相の立ち下がり時の端子電圧を観測する場合の各回路動作は、上記と同様である。
【００６８】
即ち、図７のように回転位相が進んでいるときには、しきい値を下回っているかどうかを調べる。そして、下回っている場合には、その瞬間の制御位相を１６５度から１８０度に進めることにより、電気角を現実の機械角に追従させることができる。同様に、図８のように回転位相が遅れているときには、しきい値を上回っているかどうかを調べる。そして、上回っている場合には、その瞬間の制御位相を１６５度から１５０度に戻すことにより、電気角を現実の機械角に追従させることができる。
【００６９】
尚、本実施の形態では、サンプル・ホールド回路６、７〜比較回路１０を用いたフィードバックループによる回転制御構成に加えて、判定回路１４による位相角のずれをも補正することにより、より高精度の回転制御が出来る構成について述べたが、判定回路１４を備えない構成でもかまわない。
（実施の形態２）
次に本発明の実施の形態２について図面を用いて説明する。
【００７０】
図９は、実施の形態２の全体構成を示すブロック回路図である。図１０（ａ）は図９における各種タイミング発生手段４０４およびＰＷＭ手段３の処理ブロック図であり、図１０（ｂ）は、図１０（ａ）の回路の動作タイミングを示す図である。又、図１１は動作状況を示す波形図である。
【００７１】
ここで、図１０（ａ）の演算回路３４が、図９のＰＷＭ手段４０３に相当している。尚、図９では、回路主体の記載をしており、図１０（ａ）では、情報処理主体の記載をしている。又、演算回路３４の出力は、図９では、ＰＷＭ手段４０３の出力信号（Ｗ上が出力されるタイミングを示す信号）３ｃに対応し、遅延手段３３の出力は、図９では、ＷＭ手段４０３の出力信号（Ｕ上が出力されるタイミングを示す信号）３ａに対応している。更に、演算回路３４への入力であるＶｄｃは、図９では、演算手段４５０により算出される。演算手段４５０は、図１０（ａ）の演算手段３１に対応している。演算手段４５０への入力信号の選択は、図１０（ｂ）の図表に基づいて、各種タイミング発生手段４０４からの指令により行われる。
【００７２】
図９において、図１と同様に、各種タイミング発生手段４０４からＰＷＭ手段３を一部経由して三相ブリッジ回路を経由してモータ１を駆動する。モータ１の端子電圧情報は、図１の場合と同様の回路１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを経由して各種タイミング発生手段４０４に入力される。各種タイミング発生手段４０４では、これまで述べたのと同様の１２０度通電ＰＷＭ信号を発生してモータ１を駆動する。駆動制御の方法は図１０を用いて説明する。また、駆動制御の結果選られた実回転数は比較手段４１０に送られて回転数指令と比較されて、回転数の誤差情報を得て、補償演算手段４０９を経由してモータ駆動用の電圧情報Ｖｍとなり、ＰＷＭ手段３に送られる速度制御部分を構成している。
【００７３】
図１０（ａ）はモータ端子電圧情報Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づく、各種タイミング発生およびＰＷＭデューティ演算方法を示すブロック図である。
【００７４】
図１０（ａ）では、電気角が３００度から３６０度までの期間における処理を示している。
【００７５】
即ち、同図に示す第１端子部３０ａ、第２端子部３０ｂ、第３端子部３０ｃには、それぞれ、モータ端子電圧情報Ｖｗ、Ｖｖ、Ｖｕが入力されている。図１０（ｂ）は、これらの各端子部３０ａ〜３０ｃに入力される電圧情報の切り替えのタイミングやクランプ要因の変更のタイミングなどを説明するための図である。尚、これらの各端子部３０ａ〜３０ｃに供給される電圧情報の切り替え動作は、図９の端子電圧波形処理回路１２ｕ〜１２ｗからの出力電圧を入力とし、図１０（ｂ）に示すタイミングに基づいて、供給先の端子部を切り替えるための切り替え回路（図示省略）により行われる。
【００７６】
電気角が３００度から３６０度までの期間においては、Ｗ相はプラスの電圧が印加され、Ｖ相はゼロボルトになるように接続されている。また、Ｕ相は非通電であり端子より誘起電圧情報を見ることはできる。Ｗ相およびＶ相の電圧情報は第３比較回路３１に送られてその差を演算する。このときの電圧は、直流電圧Ｖｄｃになる。第３比較回路３１の出力は、演算手段３５に送られ、その出力である電源電圧Ｖｄｃの半分（すなわち電源電圧の中性点）が第４の比較手段３２に送られ、非通電基幹の端子電圧Ｖｕと比較される。第４の比較手段３２は、非通電の端子電圧Ｖｕと、Ｖｄｃの半分とを比較するものである。この第４の比較結果は、遅延手段３３に送られて、Ｖｕが１／２Ｖｄｃを上回ったときから「３０度−α」遅延させたタイミングを得る。また「α」の値の算出は、Ｖｕ端子がＶｄｃにクランプしている期間ｔｖをゼロ／Ｖｄｃクランプ期間検出手段３６で算出し、演算手段３９にてその半分の値を求めて算出する。この算出結果は、６０度保留手段４０により、次の６０度期間後に使用する。このようにして得られたタイミングで次のＵ相の上アームの通電開始タイミングすなわち、電気角が３６０度（もしくは０度）となるタイミングとする。結局、「α」だけ通電を進めた制御を実現している。
【００７７】
次に、電気角が０度から６０度になるタイミングを算出する場合には、図１０（ａ）において、第１端子部３０ａに、ＶｗのかわりにＶｕを入力し、又、第３端子部３０ｃに、ＶｕのかわりにＶｗを入力する。尚、第２端子部３０ｂへの入力はＶｖのままである。また、ゼロ／Ｖｄｃクランプ期間検出手段３６では、ゼロにクランプしている期間ｔｖを算出し、遅延手段３３の出力で、Ｖ相下アームの通電開始タイミングにすることにより、上記制御が実現できる。
【００７８】
又、６０度から１２０度になるタイミングを算出する場合には、各端子部３０ａ〜３０ｃには、Ｖｕ、Ｖｗ、Ｖｖの順に入力し、Ｖｄｃクランプ期間ｔｖを算出し、Ｖ相上アームの通電開始タイミングにすることにより、上記制御が実現できる。 以下、このように、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相について、かつ、クランプ検出の条件を図１０（ｂ）に示すタイミング図のようにサイクリックに変えていくことにより、上記制御が実現できる。
【００７９】
一方、Ｖｄｃ情報は演算回路３４へ送られ、所望のモータ印加電圧情報Ｖｍと演算を行ってＰＷＭデュティとすることにより、直流電圧Ｖｄｃが変化しても、モータへの印加電圧が変動しないので、安定した駆動を行うことができる。
【００８０】
図９のＰＷＭ変調回路４０３には、補償演算手段４０９の出力Ｖｍと、Ｖｄｃの双方が入力されるので、Ｖｍの値からＰＷＭのＯＮデューティを計算する際、電源電圧Ｖｄｃの変動をも考慮した計算が行える。
【００８１】
また、図１１は、図１０での動作を示すタイミング波形図である。電気角３００度から３６０度の期間においては、ＰＷＭがオンしている瞬間では、ＶｗはＶｄｃ、Ｖｖはゼロになっている。また、Ｖｕは最初の期間はＶｄｃにクランプされており、以降、電圧が上昇する。したがって、ＶｗとＶｖとを用いることにより、Ｖｄｃが算出できる。また、ＶｕがＶｄｃの半分を超過するタイミングは、ここで説明している期間のほぼ中ほどである。
【００８２】
また、αを算出するのに用いたクランプ期間は、６０度期間手前の情報であり、Ｖ相の端子電圧がゼロにクランプされていた期間を元に算出した値を用いる。なお、図１１ではモータ端子電圧はＰＷＭによる振幅を有しているが、図９で示したように、ピークホールド回路１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを経由することにより、ほぼ包路線の波形を得ることができる。
【００８３】
ここで「α」は、その前の相でＶ相の端子電圧Ｖｖが非通電期間で立ち下がる最初に０Ｖに貼りついていた期間ｔｖ（図１１参照）の半分の期間に対応する電気角である。また、通電切り換えにおいては選択回路５などと通電切り換えとのタイミングが完全に一致していない場合があるので、相切り換え直後は第４比較回路３２の動作を停止させておく。
【００８４】
図１２は、「α」に関する説明を行うためのＵ相に関する波形図である。図１２において、端子電圧はＰＷＭ波形であるが、見やすくするために連続的に描いてある。上アームのみをＰＷＭするときには、上アーム側の相を切り替えた時と、下アーム側の相を切り替えたときでは、モータインダクタンスによる電流遅れ量が異なる。下アーム側の相を切り替えたときは、図１２のα１のタイミングのように、モータインダクタンスに蓄積された電流は急速に減衰する。このため、電流位相の遅れは少ない。この遅れ時間は、端子電圧がプラスにクリップされている期間（２α1）の半分（α1）である。しかし、上アーム側の相を切り替えた時には、図１２のα２のタイミングのように、モータインダクタンスに蓄積された電流の減衰は遅い。このため、電流位相も遅れてしまう。したがって、特に電流がモータに流れ込む時の電流位相が誘起電圧に対して大きく遅れている。この遅れ時間は、端子電圧がゼロにクリップされている期間の半分になっている。このため、モータの最大効率ポイントからずれて駆動されてしまう。したがって、上アーム側の相を切り替えるときには、手前の上アームの相を切り替えた時の電圧がクリップされている期間（２α2）の半分（α2）だけ相切り換えを進めてやればよい。下アーム側の相を切り替える時も同様である。
【００８５】
これにより、より一層精度良くモータの回転制御を行うことが出来る。
【００８６】
尚、上記実施の形態では、ＰＷＭ演算回路３４と、各遅延回路（３３、３７、３８）の双方を備えた構成としたが、これに限らず例えば、何れか一方の回路を図１に追加した構成としても勿論よい。
（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３について、図１３を用いて説明する。
【００８７】
始動時および低速回転の時には、モータの誘起電圧が低く、電源電圧の中性点とのクロスタイミングを精度良く得ることは困難であるが、図１で示した制御方法では、誘起電圧がバランスするように制御しているので、低い誘起電圧でも用いることができる。
【００８８】
しかしながら、上記実施の形態の構成では、フィードバック制御による安定化を前提としているので、急激なトルク変動などでは追従できないことがあり、中速以上の回転では図９、図１０、図１１で示した制御方式の方がより安定である。しかしながら、単に２つの制御を切り替えるだけでは、制御状態によっては過大な電流が流れることもある。このため、制御の状態を検出しながら、制御を切り替える必要がある。
【００８９】
以上の観点から本実施の形態では、図１３に示すように、比較回路８の出力を判別手段９０１に入力する。判別手段では、比較回路８の出力結果が一定期間以上にわたって、一定の範囲内にあることを検出した場合、切り替え手段９０２に切り替え指令を出力する。切り替え手段９０２では、実施形態１のためのタイミング発生手段４の出力を、実施形態２のためのタイミング発生手段４０４の出力に切り替える。
【００９０】
これにより、制御方式の切り換え時に過大な電流が流れることがなくなる。
【００９１】
なお、上記各実施の形態の実現方法としては殆ど全てハードウェアによる回路ブロックで説明したが、１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４、選択回路５、サンプル・ホールド回路６、７、１３、比較回路８、１０、Ｖ／ｆ変換回路１１、補償演算回路９、ＰＷＭ変調回路３などはマイクロコンピュータのソフトにより実現できることも容易に考えられる。
【００９２】
また、上記実施の形態においては、モータ駆動電圧の調整の実現手段として、三相ブリッジ回路２の上側のトランジスタをパルス幅変調して、所望の駆動電圧を得る方法を説明したが、下側のトランジスタをパルス幅変調しても同様のことが実現できることはいうまでもない。また、三相ブリッジ回路２のトランジスタをパルス幅変調するかわりに、三相ブリッジ回路２への直流電源の＋Ｖ側の電源を可変することにより実現することも可能である。
【００９３】
また、上記実施の形態１、２においては、ブラシレスモータ１への三相すべての誘起電圧を用いる方法を説明したが、負荷変動などが少ない場合には、より簡便な方法として、一つの相の誘起電圧だけを用いる方法も可能である。例えばＵ相のみの誘起電圧を用いるとすると、図３において、電気角θが−３０度と１５０度において、それぞれ誘起電圧をサンプリングして比較回路８へ入力すればよい。すなわち、この場合、選択回路５を不要とし、ＳＰ１の９０度，２１０度、ＳＰ２の３０度，２７０度を間引くことにより実現できる。
【００９４】
また、上記実施の形態１においては、回転数に比例した電圧を駆動電圧の基準値とする場合を説明したが、ポンプなどのように回転数に応じて軸トルクが増加するものに対しては、回転数の２乗に比例した電圧を駆動電圧の基準値とすることで、容易にこれに対応できる。
【００９５】
さらにまた、上記実施の形態では、１２０度通電方式で説明したが、通電幅が１３０度など異なる場合であっても本発明が適用できることは明白である。
【００９６】
尚、上記実施の形態では、三相ブリッジ回路の出力信号が、パルス状に変調された場合について述べたが、これに限らず例えば、高速回転制御の際にはＰＷＭ変調信号が連続波形となる場合もある。
以上述べたところから明らかなように、上記発明によるブラシレスモータ駆動回路によれば、モータに印加する電圧をパルス幅変調にて作成する場合に、電源電圧が高くて印加パルスのパルス幅が極めて細い場合でも確実に誘起電圧を検出することができ、安定で広範囲な始動を実現できる。
又、上記発明によるブラシレスモータ駆動回路によれば、負荷が急激に軽くなった場合や重くなった場合にも、瞬時に回転位相を変調するすることができ、負荷変動に対しても脱調することなく駆動ができる。
又、上記発明によるブラシレスモータ駆動回路によれば、電源電圧を常に監視できるので、電源電圧変動などにも対応できる。
又、上記発明によるブラシレスモータ駆動回路によれば、モータのインダクタンスによる電流遅れを自動的に補償でき、常に最大効率でモータを駆動することができる。
又、上記発明によるブラシレスモータ駆動回路又はその制御方法によれば、超低速から高速のそれぞれに適切な駆動方法がスムーズに選択できる。
【００９７】
【発明の効果】
以上述べたところから明らかなように、本発明によるブラシレスモータ駆動回路によれば、モータに印加する電圧をパルス幅変調にて作成する場合に、電源電圧が高くて印加パルスのパルス幅が極めて細い場合でも確実に誘起電圧を検出することができ、安定で広範囲な始動を実現できる。
【００９８】
又、本発明によるブラシレスモータ駆動回路によれば、負荷が急激に軽くなった場合や重くなった場合にも、瞬時に回転位相を変調することができ、負荷変動に対しても脱調することなく駆動ができる。
【０１０１】
又、本発明によるブラシレスモータ駆動回路又はその制御方法によれば、超低速から高速のそれぞれに適切な駆動方法がスムーズに選択できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１によるブラシレスモータ駆動回路の回路ブロック図
【図２】同実施の形態１のブラシレスモータ駆動回路における各種タイミングの波形図
【図３】（ａ）：同実施の形態１のブラシレスモータ駆動回路における端子電圧１１０の波形の説明図
（ｂ）：同実施の形態１の端子電圧波形処理回路１２ｕの出力電圧１１３の波形の説明図
【図４】（ａ）：同実施の形態１のブラシレスモータ駆動回路における端子電圧の波形図
（ｂ）：同実施の形態１のブラシレスモータ駆動回路におけるタイミング信号の図
（ｃ）：同実施の形態１のサンプル・ホールド回路の出力電圧を示す図
【図５】同実施の形態１のブラシレスモータ駆動回路における位相進ませ調整の原理波形図
【図６】同実施の形態１のブラシレスモータ駆動回路における位相遅らせ調整の原理波形図
【図７】同実施の形態１の立ち下がり時における位相進ませ調整の原理波形図
【図８】同実施の形態１の立ち下がり時における位相遅らせ調整の原理波形図
【図９】本発明にかかる実施の形態２のブラシレスモータ駆動回路の回路ブロック図
【図１０】（ａ）：本実施の形態２のブラシレスモータ駆動回路に含まれる、各種タイミング発生手段及びＰＷＭ手段のブロック図
（ｂ）：本実施の形態２の電圧情報の切り替えのタイミングやクランプ要因の変更のタイミングなどを説明するための図
【図１１】本実施の形態２のブラシレスモータ駆動回路の端子電圧の波形図
【図１２】上記実施の形態２における、モータ電流と端子電圧の位相関係を示す波形図
【図１３】本発明にかかる実施の形態３のブラシレスモータ駆動回路の回路ブロック図
【図１４】従来のブラシレスモータ駆動回路の回路ブロック図
【図１５】（ａ）〜（ｆ）：従来のブラシレスモータ駆動回路による磁極位置検出の原理を説明する動作波形図
【符号の説明】
１、１８ ブラシレスモータ
２、１９ 三相ブリッジ回路
３ ＰＷＭ変調回路
４ １２０度通電パルス・各種タイミング発生回路
５ 選択回路
６、７、１３ サンプル・ホールド回路
８、１０ 比較回路
９ 制御補償回路
１１ Ｖ／ｆ変換回路
１２ｕ、１２ｖ、１２ｗ 端子電圧波形処理回路
１４ 判定回路
２０ 電圧位相検出回路
２１ 制御回路
２２ 倍電圧整流回路
２３ 交流電源
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば、永久磁石を回転子とし、界磁に回転交流磁界を発生させて駆動する、いわゆるブラシレスモータの駆動回路及びその制御方法に関するものであり、特に回転子の回転位置センサを必要とせずにブラシレスモータを駆動する駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、冷凍空調機器の圧縮機などを可変速で駆動して冷却能力を調整する方法として、圧縮機の駆動源である電動機を可変速駆動することが行われている。特に固定子側に電機子巻線を巻き、回転子側に永久磁石を取り付けたブラシレスモータは効率がよいことが知られている。その反面ブラシレスモータは、回転子の回転位置に応じて界磁の磁極を切り換える必要があるため電動機には回転位置検出用のセンサが取り付けられる。しかしながら、密閉型圧縮機などにブラシレスモータを用いる場合は、電動機そのものが密閉されており、しかも電動機内部が高温になるなどのため、回転位置センサの取付が困難となり、その結果としてブラシレスモータの駆動回路が少し複雑になる。
【０００３】
現在、ブラシレスモータの回転位置センサを用いない駆動回路としては、山村監修、大野編著による「パワーエレクトロニクス入門（改訂２版）１９９１年」の２４１〜２４３頁に記載されているものが用いられている。
【０００４】
図１４は、上記文献に記載された従来のブラシレスモータ駆動回路を示す図である。次に、同図を参照しながら、従来のブラシレスモータ駆動回路の構成を述べる。
【０００５】
図１４において、１８は１２０度通電方式で駆動されるブラシレスモータ、１９は該ブラシレスモータ１８の三相の端子に接続された三相ブリッジ回路、２０はブラシレスモータ１８の誘起電圧を検出する電圧位相検出回路、２１は設定回転数に対してブラシレスモータ１８を１２０通電方式で駆動するタイミングパルスの発生等を行なう制御回路、２２は交流電源２３と三相ブリッジ回路１９の間に接続された倍電圧整流回路を示す。
【０００６】
また、同図において、可変レート制限回路１２１１は、始動時には超低速状態から回転速度をゆっくりと加速させていくためのものであり、判定回路１２１２は、速度をある程度上昇することが出来た時に、磁極位置検出回路による制御方法と切り替えるかどうかを判別するものである。また、Ｖ／Ｆ変換回路１２１３は、回転速度に略比例した三相交流電圧となるパルス幅変調信号を発生するものであり、切り替えスイッチ１２１４ａ〜１２１４ｃは、制御回路２１とＶ／ｆ変換回路１２１３の出力を判定回路１２１２の出力結果により切り替えるものである。
【０００７】
次に、図１５を参照しながら、上記ブラシレスモータ駆動回路による磁極位置検出の原理を説明する
図１５（ａ）〜図１５（ｆ）は、上記ブラシレスモータ駆動回路による磁極位置検出の原理を説明するための図である。即ち、図１５（ａ）は、ブラシレスモータの誘起電圧の内、ｕ相、ｖ相、ｗ相の端子電圧の各波形を示し、図１５（ｂ）は、ブラシレスモータ１８の駆動電圧により流れるｕ，ｖ，ｗ相の各相における相電流の波形を示し、図１５（ｃ）は、一次遅れフィルタ２０ａから出力されたｕ相の端子電圧１２０１の波形を示している（図１４参照）。又、図１５（ｄ）は、ｕ相の端子電圧１２０１を入力とする比較器２０ｂの出力電圧１２０２の波形を示し（図１４参照）、図１５（ｅ）は、比較器出力電圧１２０２を積分した積分電圧波形を示し、図１５（ｆ）は、上記積分電圧を入力とする比較器（制御回路２１に含まれる）の出力電圧波形を示している。尚、ｕ相の端子電圧を単にｕ相電圧とも呼ぶ。他の相電圧も同様である。
【０００８】
上記ブラシレスモータ駆動回路は、三相ブリッジ回路１９により１２０度の位相角だけブラシレスモータ１８の電機子巻線に相電流を流し６０度の位相角は電流を流さないようにして、この電流を流さない非通電期間は電機子巻線に誘起する電圧を電圧位相検出回路２０で検出するものである。即ち、図１５（ｃ）では、ｕ相電流が流れていない非通電期間をθｕとして表している。同図に示す様に、非通電期間θｕでは、ｕ相の誘起電圧だけが現れている。尚、図１５（ｃ）に示す様に、ＰＷＭによる高周波電圧は、一次遅れフィルタ２０ａで平滑されている。
【０００９】
上記相電流は、図１５（ｂ）に示すように、ほぼ１２０度位相角の方形波の交流であり、その基本波は各相誘起電圧と同相になるように流す。ブラシレスモータは、もともと同期電動機であるので、電圧の周波数は回転数に比例する。電圧位相検出回路２０は各相の誘起電圧が零になる時点を検出するように作られており、その時点は三相分で１サイクルに６回あるが、その時間間隔を計測することで回転数が検出できる。これを使ってフィードバックループを構成し、回転数制御器の出力を電圧指令とすることで回転数制御を行なう。上記制御は一般にはマイクロコンピュータを用いて行われている。尚、図８（ｃ）では、上記ゼロクロスの時点をθ0として示した。
【００１０】
すなわち、上記ブラシレスモータ駆動回路では、ブラシレスモータ１８の三相の端子に対して１２０度毎に各相に順番に通電し、一方、非通電期間である６０度期間を用いて、ブラシレスモータ１８の誘起電圧を検出し、この誘起電圧波形を９０度遅らせた波形のゼロクロスタイミング（図１５（ｆ）では、θ’0として示した）をもって、界磁磁極を切り換えるものである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この様な従来のブラシレスモータ駆動回路の構成では、誘起電圧は回転速度に比例した電圧であるので、モータの始動時には誘起電圧が非常に小さい値になってしまう。さらに、端子電圧はパルス幅変調されているので、パルス幅変調信号を除去するための低域通過フィルタ（一次遅れフィルタ２０ａ）が用いられ、図１５（ｃ）に示す様に、実際に使用する誘起電圧はさらに振幅が小さくなっているので検出が非常に困難である。そのため、回転位相が実質上検出できない。したがって、起動時では上述のような誘起電圧波形を用いてブラシレスモータを駆動することができない。
【００１２】
そこで、まず、始動時には、誘導電動機などと同様にＶ／ｆ変換回路１２１３を用いて、電圧／周波数の関係を一定に保つ制御であるＶ／ｆ制御を行い、その後、誘起電圧が検出できるようになった時点で、判定回路１２１２や切り替えスイッチ１２１４ａ〜１２１４ｃを用いて、誘起電圧波形を用いた上述の制御に切り換える手法がとられていた。
【００１３】
ところが、このような始動制御と通常制御の切り換えに際しては、制御の遅れや、パラメータのずれなどにより、切り換え時に過大な電流が流れることがあるため、モータ駆動用のパワートランジスタに大型のものを必要としたり、あるいは過大電流のために永久磁石が減磁する可能性があるなどの問題を有していた。
【００１４】
又、上記の様な、始動時の制御方法では、誘起電圧が検出できないような低速回転を維持させる場合には、回転数を制御することは困難であるという課題を有していた。
【００１５】
また、検出回路の精度を上げることにより、低速回転時における誘起電圧を検出しようとしても、パルス幅変調信号に重畳された誘起電圧は、始動時や低速回転時には印加電圧が低く、パルス幅変調のＯＮデューティが小さく、検出できる時間幅も極めて狭くなっている。このような制御はマイクロコンピュータにより実現されるが、マイクロコンピュータから出されるＯＮタイミング指令と実際のスイッチ素子がＯＮするタイミングにはずれがあり、ＯＮ時間幅が狭くなるとずれにより検出タイミングを誤ることが発生する。このため、低速回転を精度良く制御することは困難であるという課題を有していた。
【００１６】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、始動制御と通常制御との切り換えを必要とせずに、同じ制御方法でブラシレスモータの駆動を行なうことのできるブラシレスモータ駆動回路を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
第１の本発明は、パルス幅変調された信号を出力する三相ブリッジ回路と、
前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモータと、
前記ブラシレスモータへの通電が休止されている相の端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、
前記端子電圧検出手段の検出結果に基づいて、前記三相ブリッジ回路の通電を制御する制御手段とを備え、
前記端子電圧検出手段は、前記検出したパルス状の電圧の立ち上がり時の時定数よりも、立ち下がり時の時定数の方が大きくなるように調整されていることを特徴とするブラシレスモータ駆動回路である。
【００１８】
又、第２の本発明は、（１）三相ブリッジ回路と、（２）前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモータと、（３）そのブラシレスモータの設定回転数に対応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準電圧出力手段と、（４）同一周波数で三相のパルスをサンプリングするためのパルスを発生するパルス発生手段と、（５）前記ブラシレスモータの非通電期間において、少なくとも一相の端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、（６）その検出された端子電圧の立ち上がり時の端子電圧値と立ち下がり時の端子電圧値とを比較する比較器とを備え、前記比較器の出力に応じて前記駆動電圧基準値を可変できるブラシレスモータ駆動回路であって、
前記非通電期間における中間タイミング以降のタイミングにおいて、前記検出した誘起電圧値が、（ａ）立ち上がり時に、所定値以上の電位であるとき、又は、（ｂ）立ち下がり時に、所定値以下の電位であるときには、前記パルス発生手段の周波数位相を進める様に調整することを特徴とするブラシレスモータ駆動回路である。
【００１９】
又、第３の本発明は、（１）三相ブリッジ回路と、（２）前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモータと、（３）そのブラシレスモータの設定回転数に対応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準電圧出力手段と、（４）同一周波数で三相のパルスをサンプリングするためのパルスを発生するパルス発生手段と、（５）前記ブラシレスモータの非通電期間において少なくとも一相の端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、（６）その検出された端子電圧の立ち上がり時の端子電圧値と立ち下がり時の端子電圧値とを比較する比較器とを備え、前記比較器の出力に応じて前記駆動電圧基準値を可変できるブラシレスモータ駆動回路であって、
前記非通電期間における中間タイミング以降のタイミングにおいて、（ａ）前記検出された誘起電圧が増加する相の電圧である場合で、その誘起電圧値が、プラス側の電源電位とマイナス側電源電位との間の所定の電圧より低い電位であるとき、又は、（ｂ）前記検出された誘起電圧が減少する相の電圧である場合で、その誘起電圧値が、プラス側の電源電位とマイナス側の電源電位との間の所定の電圧より高い電位であるときには、前記パルス発生手段の周波数位相を遅らせることを特徴とするブラシレスモータ駆動回路である。
【００２０】
又、第４の本発明は、（１）三相ブリッジ回路と、（２）前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモータと、（３）そのブラシレスモータの設定回転数に対応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準電圧出力手段と、（４）同一周波数で三相のパルスをサンプリングするためのパルスを発生するパルス発生手段と、（５）前記ブラシレスモータの非通電期間において、少なくとも一相の端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、（６）その検出された端子電圧の立ち上がり時の端子電圧値と立ち下がり時の端子電圧値とを比較する比較器とを備えた、前記比較器の出力に応じて前記駆動電圧基準値を可変できるブラシレスモータ駆動回路の制御方法であって、
前記非通電期間における中間タイミング以降のタイミングにおいて、
（１）前記検出した誘起電圧値が、（１−ａ）立ち上がり時に、所定値以上の電位であるとき、もしくは、（１−ｂ）立ち下がり時に、所定値以下の電位であるときには、前記パルス発生手段の周波数位相を進める様に制御し、又は、
（２）前記検出した誘起電圧値が、（２−ａ）立ち上がり時に、所定値以下の電位であるとき、もしくは、（２−ｂ）立ち下がり時に、所定値以上の電位であるときには、前記パルス発生手段の周波数位相を遅らせる様に制御することを特徴とするブラシレスモータ駆動回路の制御方法である。
【００２１】
又、第５の本発明は、三相ブリッジ回路と、前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモータと、そのブラシレスモータの設定回転数に対応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準電圧出力手段と、同一周波数で三相のパルスをサンプリングするためのパルスを発生するパルス発生手段と、前記ブラシレスモータへの通電を休止している相の端子電圧を検出する第１の検出手段と、電源電圧のプラス側からパルス幅変調による通電もしくは連続にて通電されている相の通電時の端子電圧を検出する第２の検出手段と、前記電源電圧のマイナス側からパルス幅変調による通電もしくは連続にて通電されている相の端子電圧を検出する第３の検出手段とを、備えたブラシレスモータ駆動回路の制御方法であって、
前記ブラシレスモータの始動時には、誘起電圧の立ち上がり期間において前記第１の検出手段で検出された結果と、誘起電圧の立ち下がり期間において前記第１の検出手段で検出された結果との差に基づいて前記駆動電圧基準値を調整し、前記非通電期間における中間タイミング以降のタイミングにおいて、前記第１の検出手段で検出された結果が、（ａ）立ち上がり時に、所定値以上の電位であるとき、又は、（ｂ）立ち下がり時に、所定値以下の電位であるときには、前記通電相の切り替えタイミングを進め、（ｃ）立ち上がり時に、所定値以下の電位であるとき、又は、（ｄ）立ち下がり時に、所定値以上の電位であるときは前記通電相の切り替えタイミングを遅らせ、
立ち上がり時の第１の検出結果と立ち下がり時の第１の検出結果との差が一定期間連続して一定範囲内にあることを検出したときには、前記第２の検出手段の検出結果と、前記第３の検出手段の検出結果との差の半分の値を前記第１の検出手段の検出結果と比較し、該比較結果が反転したときから所定時間遅延したタイミングで通電相を切り替えることを特徴とするブラシレスモータ駆動回路の制御方法である。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明をその実施の形態を示す図面に基づいて説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１によるブラシレスモータ駆動回路の構成を示す回路ブロック図である。同図を参照しながら、本実施の形態の構成と各回路の動作の概要を述べる。
【００２８】
即ち、図１に示すように、回転数（周波数）指令ｆはＶ／ｆ変換回路１１に入力され、同時に１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４にも入力される。
【００２９】
１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４では、同一周波数による１２０度通電パルス（Ｕ上、Ｖ上、Ｗ上、Ｕ下、Ｖ下、Ｗ下信号）と、関連するタイミングパルス信号（ＳＥＬ、ＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３信号）とを発生する。このうち、Ｕ上（１０１）、Ｖ上（１０２）、Ｗ上（１０３）の信号はＰＷＭ変調回路３を経由して、Ｕ下（１０４）、Ｖ下（１０５）、Ｗ下（１０６）の信号と同じく、三相ブリッジ回路２に入力される。三相ブリッジ回路２は直流電源（＋Ｖおよび０）から擬似三相交流を出力するものである。ＰＷＭ変調回路３はＵ上、Ｖ上、Ｗ上の信号に対して、第１比較回路１０の出力（Ｖｍ）で変調（乗算）される。三相ブリッジ回路２は３相のブリッジ（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を有し、各相に対して上側（＋Ｖ側）のトランジスタをＯＮする方をＵ上、Ｖ上、Ｗ上とし、下側（０Ｖ側）のトランジスタをＯＮする方をＵ下、Ｖ下、Ｗ下とする。なお、図示していないが、実際の回路では各トランジスタを駆動するプリドライブ回路が必要である。三相ブリッジ回路２の出力は、ブラシレスモータ１に接続されると共に、端子電圧波形処理回路１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを経由して選択回路５に接続されている。
【００３０】
選択回路５の選択指令ＳＥＬは、上述の１２０度通電・各種タイミング発生回路４より入力されている。選択回路５の出力は、３つのサンプル・ホールド回路６、７、１３に送られ、それぞれに対応するサンプルパルスＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３にて、サンプル・ホールドされる。サンプル・ホールド回路６、７の出力は第２比較回路８に送られ、出力の差を得て、制御補償回路９に送られる。また、サンプル・ホールド回路１３の出力は、判定回路１４に送られ、１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４のタイミング位相を変調する。制御補償回路９は第２比較回路８の出力がゼロになり、かつ制御系が安定であるようにするためのものであり、あらかじめそのパラメータを決定しておく。制御補償回路９の出力は比較回路１０に送られる。比較回路１０では、Ｖ／ｆ変換回路１１の出力と、制御補償回路９の出力との差を求め、得られた値をモータ駆動電圧Ｖｍとする。モータ駆動電圧ＶｍはＰＷＭ変調回路３により三相ブリッジ回路２の上側のトランジスタをＯＮするデューティとなり、ブラシレスモータ１の駆動電圧に相当する。
【００３１】
ここで、１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４、サンプル・ホールド回路６，７，１３及び制御補償回路９等が制御手段を構成し、比較回路１０及びＶ／ｆ変換回路１１が基準電圧出力手段を構成している。
【００３２】
次に、上記１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４による出力信号について説明する。
【００３３】
図２は、１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４による出力信号のタイミング図である。図２において、θは電気角であり、図２では約７２０度分すなわち２周期分を示している。
【００３４】
上記１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４は、三相ブリッジ回路２に対してＵ上、Ｕ下、Ｖ上、Ｖ下、Ｗ上、Ｗ下の各信号を出力する。Ｕ上の信号は、電気角θが０度から１２０度、および３６０度から４８０度の期間だけＯＮする指令を出力する。Ｕ下の信号は、電気角θが１８０度から３００度、および５４０度から６８０度の期間だけＯＮする指令を出力する。Ｖ上の信号は、電気角θが１２０度から２４０度、および４８０度から６００度の期間だけＯＮする指令を出力する。Ｖ下の信号は、電気角θが３００度から４２０度、および−６０度から＋６０度の期間だけＯＮする指令を出力する。Ｗ上の信号は、電気角θが２４０度から３６０度、および−１２０度から０度の期間だけＯＮする指令を出力する。Ｗ下の信号は、電気角θが６０度から１８０度、および４２０度から５４０度の期間だけＯＮする指令を出力する。
【００３５】
また、１２０度通電パルス・各種タイミングパルス発生回路４は、選択回路５に対してＳＥＬ信号を出力する。選択回路５への信号である選択指令ＳＥＬは、選択回路５が、電気角θが０度から６０度の間はＷ相の端子電圧を、６０度から１２０度の間はＶ相の端子電圧を、１２０度から１８０度の間はＵ相の端子電圧を、それぞれ選択する様に出力されて、その後は６０度ごとに、Ｗ→Ｖ→Ｕ相の順となる様に繰り返し出力される。
【００３６】
さらに、１２０度通電パルス・各種タイミングパルス発生回路４は、サンプル・ホールド回路６、７、１３に対してＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３の各信号を出力する。サンプル・ホールド回路６、７へのサンプリングパルスＳＰ１、ＳＰ２は、電気角θが１２０度ごとに出力される。すなわち、サンプル・ホールド回路６には、電気角θが９０度、２１０度、３３０度のように１２０度ごとにパルスＳＰ１が出力され、サンプル・ホールド回路７には、３０度、１５０度、２７０度のように１２０度ごとにパルスＳＰ２が出力されている。
【００３７】
一方、電気角θが４５度、１０５度、１６５度、２２５度、２８５度、３４５度のように６０度毎にパルスＳＰ３が出力され、サンプル・ホールド回路１３に入力される。サンプル・ホールド回路１３の出力は判定回路１４に出力され、判断結果により、タイミングパルス発生回路４のタイミング位相を変調する。
【００３８】
次に、図３（ａ）、図３（ｂ）を用いて図１における端子電圧波形処理回路１２ｕ、１２ｖ、１２ｗについて説明する。尚、図３（ａ）は、図１に示すブラシレスモータ１の一つの端子電圧１１０の波形を示す図である。ここでは、図１に示す電気角θが約３００度〜４００度の範囲に対応する時間における波形を模式的に示している。又、この端子電圧１１０は、端子電圧波形処理回路１２ｕに入力される。図３（ｂ）は、端子電圧波形処理回路１２ｕの出力電圧１１３の波形の模式図である。この出力電圧１１３は、選択回路５への入力電圧となる。
【００３９】
始動時などでは、モータの回転数が低いため、ＰＷＭによるＯＮパルスデューティが小さくなってしまう。このＯＮ期間３０１に誘起電圧情報が含まれているため、細い幅のパルスとして現れる一瞬の電圧を観測する必要がある。ここで、図１の１２ｕ、１２ｖ、１２ｗはピークホールド回路であり、立ち上がりには殆ど時定数を有していないが、立ち下がりには抵抗とコンデンサによる時定数を有している。そのため、図３（ｂ）に示すように、実質上パルス幅が広くなったかのような波形、即ち、端子電圧（誘起電圧）を観測しやすい波形に処理して出力することができる。
【００４０】
次に、図１に示した実施の形態１によるブラシレスモータ駆動回路の動作について説明する。
【００４１】
本実施の形態のブラシレスモータ駆動回路においては、まず、回転数指令ｆをＶ／ｆ変換回路１１により変換して駆動電圧基準値Ｖm とする。この駆動電圧基準値Ｖm はＰＷＭ変調回路３を経て三相ブリッジ回路２に入力され、そして、三相ブリッジ回路２からブラシレスモータ１の三相の端子に対して１２０度ごとに各相に順次通電することによりブラシレスモータ１を駆動する。
【００４２】
一方、ブラシレスモータ１のそれぞれの相について、電流を流さない非通電期間においては、選択回路５によりそれぞれの相の誘起電圧を検出する。このとき、サンプル・ホールド回路６，７、比較器８、制御補償回路９、および比較器１０がフィードバックループを構成しているので、サンプル・ホールド回路６，７と比較器８により立ち上がり時の誘起電圧と立ち下がり時の誘起電圧の差をとる。そして、この差により上記Ｖ／ｆ変換回路１１から出力される駆動電圧基準値Ｖm を可変し、これにより、電気角θに対してブラシレスモータ１の機械角が追従するようブラシレスモータ１の回転数制御を行なう。尚、サンプル・ホールド回路６、７と比較器８の上記動作については、更に詳細に後述する。
【００４３】
次に、上記動作の内容を、始動制御動作と、通常制御動作に分けて更に具体的に説明する。
【００４４】
上記ブラシレスモータ駆動回路では、始動時は従来と同じく回転数指令ｆを超低速から徐々に増加する方法をとる。すなわち、始動時では、印加電圧は低く、誘起電圧も低いので、電気角θと機械角とのずれに関わらず、サンプル・ホールド回路６、７の出力値は殆ど同じであるため、比較回路１０からの出力は、Ｖ／ｆ変換回路１１の出力にほぼ等しくなる。従って始動制御動作では、結果的には図１４に示した従来の駆動回路と同じ始動方法になる。
【００４５】
その後、ブラシレスモータ１の回転数が上昇して誘起電圧が観測され始めると、駆動電圧はその都度のモータ回転数および負荷に対して適正な値に自動制御される状態に自動的に突入していく。
【００４６】
従って、上記駆動回路は、図１４に示した従来の駆動回路とは異なり、始動制御と通常制御の切り換え動作は発生しない。
【００４７】
次に、上述した通り、サンプル・ホールド回路６，７と比較器８の動作について、図４（ａ）〜図４（ｃ）を参照しながら更に詳細に説明する。
【００４８】
図４（ａ）は、図１に示したブラシレスモータ駆動回路のｕ相〜ｗ相の各端子電圧１１０、１１１、１１２の波形を示したものであり、図４（ａ）〜図４（ｃ）では電気角θが−６０度から＋３６０度までを示している。又、図４（ａ）中で、点線で表したところは、電気角に対して機械角が遅れている場合の端子電圧波形を示している。尚、これらの端子電圧は、図３（ａ）に示した様に、ＰＷＭ波形であるが、ここでは、見やすくするために、連続的に描いてある。
【００４９】
図４（ａ）に示す様に、モータ１のＵ相端子電圧１１０の値は、電気角θが０度から１２０度までは、Ｕ上の信号１０１（図２参照）により三相ブリッジ回路２のトランジシタがＯＮしているのでＶｍとなる。また、電気角θが１８０度から３００度まではＵ下の信号１０４により上記トランジシタがＯＮしているので端子電圧１１０は０である。電気角θが−６０度から０度までと１２０度から１８０度までは、Ｕ相の上下の信号１０１、１０４により、トランジスタはともにＯＦＦしている期間であり、この期間はモータ１の誘起電圧を観測することができる。 すなわち、ブラシレスモータ１が効率よく駆動されているときは、印加電圧の位相と誘起電圧位相が同相である。従ってこの場合、図４（ａ）において実線で表した様に、電気角θが−６０度から０度までは誘起電圧は０からＶｍまで立ち上がる波形となり、一方、電気角θが１２０度から１８０度までは誘起電圧はＶｍから０まで立ち下がる波形となる。
【００５０】
その結果、Ｕ相の端子電圧１１０の観測波形は台形波形となる。Ｖ相の端子電圧１１１は、Ｕ相と同じ波形となるが、その位相が１２０度遅れた波形となり、また、Ｗ相の端子電圧１１２も同様にＵ相に対して２４０度遅れた波形となる。
【００５１】
次に、負荷が重くなり、駆動電圧が不足している場合について説明する。
【００５２】
駆動電圧が不足すると、モータ１はトルク不足となり、駆動信号に対して位相遅れを生ずる。このため、誘起電圧波形も位相遅れを生じ、図４（ａ）の点線に示すような波形となる。すなわち、誘起電圧の立ち上がり部分では、位相遅れの生じていない場合と比べて電圧が下がり、一方、立ち下がり部分では電圧が高くなっている。
【００５３】
図４（ｂ）は、図２で説明した選択指令ＳＥＬ及び、サンプリングパルスＳＰ１、ＳＰ２を示す図である。これらの信号により、誘起電圧のみが現れている端子電圧がサンプリングされる。又、図４（ｃ）は、サンプル・ホールド回路６、７の出力結果であるＳ＆Ｈ１、Ａ＆Ｈ２を示す図である。
【００５４】
これらの図に示す様に、例えば、ＳＰ２により２７０度におけるＶ相の端子電圧がサンプリングされ、ＳＰ１により３３０度におけるＵ相の端子電圧がサンプリングされた場合について述べる。
【００５５】
すなわち、駆動電圧が正常であれば、図４（ｃ）で実線で示した様に、サンプル・ホールド回路６，７の出力電圧Ｓ＆Ｈ１，Ｓ＆Ｈ２はそれぞれＶｍ／２となるが、電圧が不足していれば、点線で示しているように出力電圧Ｓ＆Ｈ１は減少し、出力電圧Ｓ＆Ｈ２は逆に増加する。サンプル・ホールド回路６，７の出力Ｓ＆Ｈ１、Ｓ＆Ｈ２は比較回路８に入力されており、Ｓ＆Ｈ１からＳ＆Ｈ２の差を得て、制御補償回路９を経由してモータ印加電圧Ｖｍを減算する。
【００５６】
この様に、駆動電圧が不足するとサンプル・ホールド回路６の出力電圧Ｓ＆Ｈ１が減少し、比較回路８の出力も減少する。その結果、制御補償回路９の出力は減少し、比較回路１０の出力Ｖｍは増加するので、駆動電圧を上げるように制御される。したがって、負荷に応じて駆動電圧が適正になるように調節される制御が行われることになる。
【００５７】
これにより、従来の様に始動制御と通常制御とを切り替えるための手段を備えることなく、ブラシレスモータの回転制御を精度良く行うことが出来る。
【００５８】
尚、本実施の形態では、立ち上がり時の誘起電圧と立ち下がり時の誘起電圧の差をとる場合、双方のサンプリングのタイミングの間隔は出来るだけ短い方が、精度の高い制御が出来るので、異なる相でのサンプル値を用いた場合について説明したが、これに限らず、例えば、同一の相でのサンプル値を用いても勿論良い。この場合、例えば、立ち下がり時の誘起電圧は、１５０度におけるサンプリング値を用い、立ち上がり時の誘起電圧は、３３０度におけるサンプリング値を用いる。
【００５９】
又、上記実施の形態では、２つのサンプリング・ホールド回路を設け、双方の差をとる構成としたが、これに限らず、例えば、立ち下がり時又は立ち上がり時の何れか一方の誘起電圧をサンプリングして、ずれの生じていない時の値Ｖｍ／２と比較する構成としても良い。
【００６０】
次に図５、および図６を用いて、判定回路１４の動作について説明する。
【００６１】
回転位相が正常であれば、即ち、位相のずれが生じていなければ、図５および図６の点線で示すような端子電圧（図中において、符号５０１、７０１を付した）が観測される。尚、これらの図に示す端子電圧は、図１に示した端子電圧波形処理回路１２ｕの出力電圧１１３に対応する。
【００６２】
次に図５において、実際の回転位相（機械角）が、制御位相（電気角）より進んでいるときの判断および処理を説明する。回転位相が進んでいると、端子電圧は実線（図中において、符号５０２を付した）のように早く立ち上がる。
【００６３】
この様な状況において、図２に示す様に、選択指令の信号ＳＥＬは、電気角θが３００度から３６０度の期間では、Ｕ相の選択を示している。更に、サンプリングパルスＳＰ３は、電気角が３４５度の時点で出力される。従って、サンプル・ホールド回路１３には、電気角が３４５度の時点のＵ相の端子電圧が測定される。
【００６４】
判定回路１４は、この時点での端子電圧が、予め定められたしきい値を超えているかどうかを調べる。しきい値を超えていれば、その瞬間の制御位相を３４５度から３６０度に進めることにより、電気角を現実の機械角に追従させることが出来る。
【００６５】
次に図６を用いて、回転位相が遅れているときの、判定回路１４における判断および処理を説明する。
【００６６】
回転位相が遅れていると端子電圧は実線（図中において、符号７０２を付した）のようにゆっくりと立ち上がる。このとき、図５で説明したのと同様にして、判定回路１４が、回転位相３４５度時点での端子電圧がしきい値を下回っているかどうかを調べる。しきい値を下回っている場合には、その瞬間の位相を３４５度から３３０度に戻すことにより位相遅れへの追従を行う。
【００６７】
尚、上記説明では、いずれも立ち上がり時の端子電圧（誘起電圧）を観測する場合について述べたが、図７，図８に示すように、電気角が１６５度の時点で出力されるサンプリングパルスＳＰ３による、Ｕ相の立ち下がり時の端子電圧を観測する場合の各回路動作は、上記と同様である。
【００６８】
即ち、図７のように回転位相が進んでいるときには、しきい値を下回っているかどうかを調べる。そして、下回っている場合には、その瞬間の制御位相を１６５度から１８０度に進めることにより、電気角を現実の機械角に追従させることができる。同様に、図８のように回転位相が遅れているときには、しきい値を上回っているかどうかを調べる。そして、上回っている場合には、その瞬間の制御位相を１６５度から１５０度に戻すことにより、電気角を現実の機械角に追従させることができる。
【００６９】
尚、本実施の形態では、サンプル・ホールド回路６、７〜比較回路１０を用いたフィードバックループによる回転制御構成に加えて、判定回路１４による位相角のずれをも補正することにより、より高精度の回転制御が出来る構成について述べたが、判定回路１４を備えない構成でもかまわない。
（実施の形態２）
次に本発明の実施の形態２について図面を用いて説明する。
【００７０】
図９は、実施の形態２の全体構成を示すブロック回路図である。図１０（ａ）は図９における各種タイミング発生手段４０４およびＰＷＭ手段３の処理ブロック図であり、図１０（ｂ）は、図１０（ａ）の回路の動作タイミングを示す図である。又、図１１は動作状況を示す波形図である。
【００７１】
ここで、図１０（ａ）の演算回路３４が、図９のＰＷＭ手段４０３に相当している。尚、図９では、回路主体の記載をしており、図１０（ａ）では、情報処理主体の記載をしている。又、演算回路３４の出力は、図９では、ＰＷＭ手段４０３の出力信号（Ｗ上が出力されるタイミングを示す信号）３ｃに対応し、遅延手段３３の出力は、図９では、ＷＭ手段４０３の出力信号（Ｕ上が出力されるタイミングを示す信号）３ａに対応している。更に、演算回路３４への入力であるＶｄｃは、図９では、演算手段４５０により算出される。演算手段４５０は、図１０（ａ）の演算手段３１に対応している。演算手段４５０への入力信号の選択は、図１０（ｂ）の図表に基づいて、各種タイミング発生手段４０４からの指令により行われる。
【００７２】
図９において、図１と同様に、各種タイミング発生手段４０４からＰＷＭ手段３を一部経由して三相ブリッジ回路を経由してモータ１を駆動する。モータ１の端子電圧情報は、図１の場合と同様の回路１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを経由して各種タイミング発生手段４０４に入力される。各種タイミング発生手段４０４では、これまで述べたのと同様の１２０度通電ＰＷＭ信号を発生してモータ１を駆動する。駆動制御の方法は図１０を用いて説明する。また、駆動制御の結果選られた実回転数は比較手段４１０に送られて回転数指令と比較されて、回転数の誤差情報を得て、補償演算手段４０９を経由してモータ駆動用の電圧情報Ｖｍとなり、ＰＷＭ手段３に送られる速度制御部分を構成している。
【００７３】
図１０（ａ）はモータ端子電圧情報Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づく、各種タイミング発生およびＰＷＭデューティ演算方法を示すブロック図である。
【００７４】
図１０（ａ）では、電気角が３００度から３６０度までの期間における処理を示している。
【００７５】
即ち、同図に示す第１端子部３０ａ、第２端子部３０ｂ、第３端子部３０ｃには、それぞれ、モータ端子電圧情報Ｖｗ、Ｖｖ、Ｖｕが入力されている。図１０（ｂ）は、これらの各端子部３０ａ〜３０ｃに入力される電圧情報の切り替えのタイミングやクランプ要因の変更のタイミングなどを説明するための図である。尚、これらの各端子部３０ａ〜３０ｃに供給される電圧情報の切り替え動作は、図９の端子電圧波形処理回路１２ｕ〜１２ｗからの出力電圧を入力とし、図１０（ｂ）に示すタイミングに基づいて、供給先の端子部を切り替えるための切り替え回路（図示省略）により行われる。
【００７６】
電気角が３００度から３６０度までの期間においては、Ｗ相はプラスの電圧が印加され、Ｖ相はゼロボルトになるように接続されている。また、Ｕ相は非通電であり端子より誘起電圧情報を見ることはできる。Ｗ相およびＶ相の電圧情報は第３比較回路３１に送られてその差を演算する。このときの電圧は、直流電圧Ｖｄｃになる。第３比較回路３１の出力は、演算手段３５に送られ、その出力である電源電圧Ｖｄｃの半分（すなわち電源電圧の中性点）が第４の比較手段３２に送られ、非通電基幹の端子電圧Ｖｕと比較される。第４の比較手段３２は、非通電の端子電圧Ｖｕと、Ｖｄｃの半分とを比較するものである。この第４の比較結果は、遅延手段３３に送られて、Ｖｕが１／２Ｖｄｃを上回ったときから「３０度−α」遅延させたタイミングを得る。また「α」の値の算出は、Ｖｕ端子がＶｄｃにクランプしている期間ｔｖをゼロ／Ｖｄｃクランプ期間検出手段３６で算出し、演算手段３９にてその半分の値を求めて算出する。この算出結果は、６０度保留手段４０により、次の６０度期間後に使用する。このようにして得られたタイミングで次のＵ相の上アームの通電開始タイミングすなわち、電気角が３６０度（もしくは０度）となるタイミングとする。結局、「α」だけ通電を進めた制御を実現している。
【００７７】
次に、電気角が０度から６０度になるタイミングを算出する場合には、図１０（ａ）において、第１端子部３０ａに、ＶｗのかわりにＶｕを入力し、又、第３端子部３０ｃに、ＶｕのかわりにＶｗを入力する。尚、第２端子部３０ｂへの入力はＶｖのままである。また、ゼロ／Ｖｄｃクランプ期間検出手段３６では、ゼロにクランプしている期間ｔｖを算出し、遅延手段３３の出力で、Ｖ相下アームの通電開始タイミングにすることにより、上記制御が実現できる。
【００７８】
又、６０度から１２０度になるタイミングを算出する場合には、各端子部３０ａ〜３０ｃには、Ｖｕ、Ｖｗ、Ｖｖの順に入力し、Ｖｄｃクランプ期間ｔｖを算出し、Ｖ相上アームの通電開始タイミングにすることにより、上記制御が実現できる。 以下、このように、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相について、かつ、クランプ検出の条件を図１０（ｂ）に示すタイミング図のようにサイクリックに変えていくことにより、上記制御が実現できる。
【００７９】
一方、Ｖｄｃ情報は演算回路３４へ送られ、所望のモータ印加電圧情報Ｖｍと演算を行ってＰＷＭデュティとすることにより、直流電圧Ｖｄｃが変化しても、モータへの印加電圧が変動しないので、安定した駆動を行うことができる。
【００８０】
図９のＰＷＭ変調回路４０３には、補償演算手段４０９の出力Ｖｍと、Ｖｄｃの双方が入力されるので、Ｖｍの値からＰＷＭのＯＮデューティを計算する際、電源電圧Ｖｄｃの変動をも考慮した計算が行える。
【００８１】
また、図１１は、図１０での動作を示すタイミング波形図である。電気角３００度から３６０度の期間においては、ＰＷＭがオンしている瞬間では、ＶｗはＶｄｃ、Ｖｖはゼロになっている。また、Ｖｕは最初の期間はＶｄｃにクランプされており、以降、電圧が上昇する。したがって、ＶｗとＶｖとを用いることにより、Ｖｄｃが算出できる。また、ＶｕがＶｄｃの半分を超過するタイミングは、ここで説明している期間のほぼ中ほどである。
【００８２】
また、αを算出するのに用いたクランプ期間は、６０度期間手前の情報であり、Ｖ相の端子電圧がゼロにクランプされていた期間を元に算出した値を用いる。なお、図１１ではモータ端子電圧はＰＷＭによる振幅を有しているが、図９で示したように、ピークホールド回路１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを経由することにより、ほぼ包路線の波形を得ることができる。
【００８３】
ここで「α」は、その前の相でＶ相の端子電圧Ｖｖが非通電期間で立ち下がる最初に０Ｖに貼りついていた期間ｔｖ（図１１参照）の半分の期間に対応する電気角である。また、通電切り換えにおいては選択回路５などと通電切り換えとのタイミングが完全に一致していない場合があるので、相切り換え直後は第４比較回路３２の動作を停止させておく。
【００８４】
図１２は、「α」に関する説明を行うためのＵ相に関する波形図である。図１２において、端子電圧はＰＷＭ波形であるが、見やすくするために連続的に描いてある。上アームのみをＰＷＭするときには、上アーム側の相を切り替えた時と、下アーム側の相を切り替えたときでは、モータインダクタンスによる電流遅れ量が異なる。下アーム側の相を切り替えたときは、図１２のα１のタイミングのように、モータインダクタンスに蓄積された電流は急速に減衰する。このため、電流位相の遅れは少ない。この遅れ時間は、端子電圧がプラスにクリップされている期間（２α1）の半分（α1）である。しかし、上アーム側の相を切り替えた時には、図１２のα２のタイミングのように、モータインダクタンスに蓄積された電流の減衰は遅い。このため、電流位相も遅れてしまう。したがって、特に電流がモータに流れ込む時の電流位相が誘起電圧に対して大きく遅れている。この遅れ時間は、端子電圧がゼロにクリップされている期間の半分になっている。このため、モータの最大効率ポイントからずれて駆動されてしまう。したがって、上アーム側の相を切り替えるときには、手前の上アームの相を切り替えた時の電圧がクリップされている期間（２α2）の半分（α2）だけ相切り換えを進めてやればよい。下アーム側の相を切り替える時も同様である。
【００８５】
これにより、より一層精度良くモータの回転制御を行うことが出来る。
【００８６】
尚、上記実施の形態では、ＰＷＭ演算回路３４と、各遅延回路（３３、３７、３８）の双方を備えた構成としたが、これに限らず例えば、何れか一方の回路を図１に追加した構成としても勿論よい。
（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３について、図１３を用いて説明する。
【００８７】
始動時および低速回転の時には、モータの誘起電圧が低く、電源電圧の中性点とのクロスタイミングを精度良く得ることは困難であるが、図１で示した制御方法では、誘起電圧がバランスするように制御しているので、低い誘起電圧でも用いることができる。
【００８８】
しかしながら、上記実施の形態の構成では、フィードバック制御による安定化を前提としているので、急激なトルク変動などでは追従できないことがあり、中速以上の回転では図９、図１０、図１１で示した制御方式の方がより安定である。しかしながら、単に２つの制御を切り替えるだけでは、制御状態によっては過大な電流が流れることもある。このため、制御の状態を検出しながら、制御を切り替える必要がある。
【００８９】
以上の観点から本実施の形態では、図１３に示すように、比較回路８の出力を判別手段９０１に入力する。判別手段では、比較回路８の出力結果が一定期間以上にわたって、一定の範囲内にあることを検出した場合、切り替え手段９０２に切り替え指令を出力する。切り替え手段９０２では、実施形態１のためのタイミング発生手段４の出力を、実施形態２のためのタイミング発生手段４０４の出力に切り替える。
【００９０】
これにより、制御方式の切り換え時に過大な電流が流れることがなくなる。
【００９１】
なお、上記各実施の形態の実現方法としては殆ど全てハードウェアによる回路ブロックで説明したが、１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４、選択回路５、サンプル・ホールド回路６、７、１３、比較回路８、１０、Ｖ／ｆ変換回路１１、補償演算回路９、ＰＷＭ変調回路３などはマイクロコンピュータのソフトにより実現できることも容易に考えられる。
【００９２】
また、上記実施の形態においては、モータ駆動電圧の調整の実現手段として、三相ブリッジ回路２の上側のトランジスタをパルス幅変調して、所望の駆動電圧を得る方法を説明したが、下側のトランジスタをパルス幅変調しても同様のことが実現できることはいうまでもない。また、三相ブリッジ回路２のトランジスタをパルス幅変調するかわりに、三相ブリッジ回路２への直流電源の＋Ｖ側の電源を可変することにより実現することも可能である。
【００９３】
また、上記実施の形態１、２においては、ブラシレスモータ１への三相すべての誘起電圧を用いる方法を説明したが、負荷変動などが少ない場合には、より簡便な方法として、一つの相の誘起電圧だけを用いる方法も可能である。例えばＵ相のみの誘起電圧を用いるとすると、図３において、電気角θが−３０度と１５０度において、それぞれ誘起電圧をサンプリングして比較回路８へ入力すればよい。すなわち、この場合、選択回路５を不要とし、ＳＰ１の９０度，２１０度、ＳＰ２の３０度，２７０度を間引くことにより実現できる。
【００９４】
また、上記実施の形態１においては、回転数に比例した電圧を駆動電圧の基準値とする場合を説明したが、ポンプなどのように回転数に応じて軸トルクが増加するものに対しては、回転数の２乗に比例した電圧を駆動電圧の基準値とすることで、容易にこれに対応できる。
【００９５】
さらにまた、上記実施の形態では、１２０度通電方式で説明したが、通電幅が１３０度など異なる場合であっても本発明が適用できることは明白である。
【００９６】
尚、上記実施の形態では、三相ブリッジ回路の出力信号が、パルス状に変調された場合について述べたが、これに限らず例えば、高速回転制御の際にはＰＷＭ変調信号が連続波形となる場合もある。
以上述べたところから明らかなように、上記発明によるブラシレスモータ駆動回路によれば、モータに印加する電圧をパルス幅変調にて作成する場合に、電源電圧が高くて印加パルスのパルス幅が極めて細い場合でも確実に誘起電圧を検出することができ、安定で広範囲な始動を実現できる。
又、上記発明によるブラシレスモータ駆動回路によれば、負荷が急激に軽くなった場合や重くなった場合にも、瞬時に回転位相を変調するすることができ、負荷変動に対しても脱調することなく駆動ができる。
又、上記発明によるブラシレスモータ駆動回路によれば、電源電圧を常に監視できるので、電源電圧変動などにも対応できる。
又、上記発明によるブラシレスモータ駆動回路によれば、モータのインダクタンスによる電流遅れを自動的に補償でき、常に最大効率でモータを駆動することができる。
又、上記発明によるブラシレスモータ駆動回路又はその制御方法によれば、超低速から高速のそれぞれに適切な駆動方法がスムーズに選択できる。
【００９７】
【発明の効果】
以上述べたところから明らかなように、本発明によるブラシレスモータ駆動回路によれば、モータに印加する電圧をパルス幅変調にて作成する場合に、電源電圧が高くて印加パルスのパルス幅が極めて細い場合でも確実に誘起電圧を検出することができ、安定で広範囲な始動を実現できる。
【００９８】
又、本発明によるブラシレスモータ駆動回路によれば、負荷が急激に軽くなった場合や重くなった場合にも、瞬時に回転位相を変調することができ、負荷変動に対しても脱調することなく駆動ができる。
【０１０１】
又、本発明によるブラシレスモータ駆動回路又はその制御方法によれば、超低速から高速のそれぞれに適切な駆動方法がスムーズに選択できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１によるブラシレスモータ駆動回路の回路ブロック図
【図２】同実施の形態１のブラシレスモータ駆動回路における各種タイミングの波形図
【図３】（ａ）：同実施の形態１のブラシレスモータ駆動回路における端子電圧１１０の波形の説明図
（ｂ）：同実施の形態１の端子電圧波形処理回路１２ｕの出力電圧１１３の波形の説明図
【図４】（ａ）：同実施の形態１のブラシレスモータ駆動回路における端子電圧の波形図
（ｂ）：同実施の形態１のブラシレスモータ駆動回路におけるタイミング信号の図
（ｃ）：同実施の形態１のサンプル・ホールド回路の出力電圧を示す図
【図５】同実施の形態１のブラシレスモータ駆動回路における位相進ませ調整の原理波形図
【図６】同実施の形態１のブラシレスモータ駆動回路における位相遅らせ調整の原理波形図
【図７】同実施の形態１の立ち下がり時における位相進ませ調整の原理波形図
【図８】同実施の形態１の立ち下がり時における位相遅らせ調整の原理波形図
【図９】本発明にかかる実施の形態２のブラシレスモータ駆動回路の回路ブロック図
【図１０】（ａ）：本実施の形態２のブラシレスモータ駆動回路に含まれる、各種タイミング発生手段及びＰＷＭ手段のブロック図
（ｂ）：本実施の形態２の電圧情報の切り替えのタイミングやクランプ要因の変更のタイミングなどを説明するための図
【図１１】本実施の形態２のブラシレスモータ駆動回路の端子電圧の波形図
【図１２】上記実施の形態２における、モータ電流と端子電圧の位相関係を示す波形図
【図１３】本発明にかかる実施の形態３のブラシレスモータ駆動回路の回路ブロック図
【図１４】従来のブラシレスモータ駆動回路の回路ブロック図
【図１５】（ａ）〜（ｆ）：従来のブラシレスモータ駆動回路による磁極位置検出の原理を説明する動作波形図
【符号の説明】
１、１８ ブラシレスモータ
２、１９ 三相ブリッジ回路
３ ＰＷＭ変調回路
４ １２０度通電パルス・各種タイミング発生回路
５ 選択回路
６、７、１３ サンプル・ホールド回路
８、１０ 比較回路
９ 制御補償回路
１１ Ｖ／ｆ変換回路
１２ｕ、１２ｖ、１２ｗ 端子電圧波形処理回路
１４ 判定回路
２０ 電圧位相検出回路
２１ 制御回路
２２ 倍電圧整流回路
２３ 交流電源
Claims (5)
- パルス幅変調された信号を出力する三相ブリッジ回路と、
前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモータと、
前記ブラシレスモータへの通電が休止されている相の端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、
前記端子電圧検出手段の検出結果に基づいて、前記三相ブリッジ回路の通電を制御する制御手段とを備え、
前記端子電圧検出手段は、前記検出したパルス状の電圧の立ち上がり時の時定数よりも、立ち下がり時の時定数の方が大きくなるように調整されていることを特徴とするブラシレスモータ駆動回路。 - （１）三相ブリッジ回路と、（２）前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモータと、（３）そのブラシレスモータの設定回転数に対応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準電圧出力手段と、（４）同一周波数で三相のパルスをサンプリングするためのパルスを発生するパルス発生手段と、（５）前記ブラシレスモータの非通電期間において、少なくとも一相の端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、（６）その検出された端子電圧の立ち上がり時の端子電圧値と立ち下がり時の端子電圧値とを比較する比較器とを備え、前記比較器の出力に応じて前記駆動電圧基準値を可変できるブラシレスモータ駆動回路であって、
前記非通電期間における中間タイミング以降のタイミングにおいて、前記検出した誘起電圧値が、（ａ）立ち上がり時に、所定値以上の電位であるとき、又は、（ｂ）立ち下がり時に、所定値以下の電位であるときには、前記パルス発生手段の周波数位相を進める様に調整することを特徴とするブラシレスモータ駆動回路。 - （１）三相ブリッジ回路と、（２）前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモータと、（３）そのブラシレスモータの設定回転数に対応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準電圧出力手段と、（４）同一周波数で三相のパルスをサンプリングするためのパルスを発生するパルス発生手段と、（５）前記ブラシレスモータの非通電期間において少なくとも一相の端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、（６）その検出された端子電圧の立ち上がり時の端子電圧値と立ち下がり時の端子電圧値とを比較する比較器とを備え、前記比較器の出力に応じて前記駆動電圧基準値を可変できるブラシレスモータ駆動回路であって、
前記非通電期間における中間タイミング以降のタイミングにおいて、（ａ）前記検出された誘起電圧が増加する相の電圧である場合で、その誘起電圧値が、プラス側の電源電位とマイナス側電源電位との間の所定の電圧より低い電位であるとき、又は、（ｂ）前記検出された誘起電圧が減少する相の電圧である場合で、その誘起電圧値が、プラス側の電源電位とマイナス側の電源電位との間の所定の電圧より高い電位であるときには、前記パルス発生手段の周波数位相を遅らせることを特徴とするブラシレスモータ駆動回路。 - （１）三相ブリッジ回路と、（２）前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモータと、（３）そのブラシレスモータの設定回転数に対応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準電圧出力手段と、（４）同一周波数で三相のパルスをサンプリングするためのパルスを発生するパルス発生手段と、（５）前記ブラシレスモータの非通電期間において、少なくとも一相の端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、（６）その検出された端子電圧の立ち上がり時の端子電圧値と立ち下がり時の端子電圧値とを比較する比較器とを備えた、前記比較器の出力に応じて前記駆動電圧基準値を可変できるブラシレスモータ駆動回路の制御方法であって、
前記非通電期間における中間タイミング以降のタイミングにおいて、
（１）前記検出した誘起電圧値が、（１−ａ）立ち上がり時に、所定値以上の電位であるとき、もしくは、（１−ｂ）立ち下がり時に、所定値以下の電位であるときには、前記パルス発生手段の周波数位相を進める様に制御し、又は、
（２）前記検出した誘起電圧値が、（２−ａ）立ち上がり時に、所定値以下の電位であるとき、もしくは、（２−ｂ）立ち下がり時に、所定値以上の電位であるときには、前記パルス発生手段の周波数位相を遅らせる様に制御することを特徴とするブラシレスモータ駆動回路の制御方法。 - 三相ブリッジ回路と、前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモータと、そのブラシレスモータの設定回転数に対応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準電圧出力手段と、同一周波数で三相のパルスをサンプリングするためのパルスを発生するパルス発生手段と、前記ブラシレスモータへの通電を休止している相の端子電圧を検出する第１の検出手段と、電源電圧のプラス側からパルス幅変調による通電もしくは連続にて通電されている相の通電時の端子電圧を検出する第２の検出手段と、前記電源電圧のマイナス側からパルス幅変調による通電もしくは連続にて通電されている相の端子電圧を検出する第３の検出手段とを、備えたブラシレスモータ駆動回路の制御方法であって、
前記ブラシレスモータの始動時には、誘起電圧の立ち上がり期間において前記第１の検出手段で検出された結果と、誘起電圧の立ち下がり期間において前記第１の検出手段で検出された結果との差に基づいて前記駆動電圧基準値を調整し、前記非通電期間における中間タイミング以降のタイミングにおいて、前記第１の検出手段で検出された結果が、（ａ）立ち上がり時に、所定値以上の電位であるとき、又は、（ｂ）立ち下がり時に、所定値以下の電位であるときには、前記通電相の切り替えタイミングを進め、（ｃ）立ち上がり時に、所定値以下の電位であるとき、又は、（ｄ）立ち下がり時に、所定値以上の電位であるときは前記通電相の切り替えタイミングを遅らせ、
立ち上がり時の第１の検出結果と立ち下がり時の第１の検出結果との差が一定期間連続して一定範囲内にあることを検出したときには、前記第２の検出手段の検出結果と、前記第３の検出手段の検出結果との差の半分の値を前記第１の検出手段の検出結果と比較し、該比較結果が反転したときから所定時間遅延したタイミングで通電相を切り替えることを特徴とするブラシレスモータ駆動回路の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15648599A JP3662146B2 (ja) | 1998-06-05 | 1999-06-03 | ブラシレスモータ駆動回路及びブラシレスモータ駆動回路の制御方法 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15755898 | 1998-06-05 | ||
| JP10-157558 | 1998-06-05 | ||
| JP15648599A JP3662146B2 (ja) | 1998-06-05 | 1999-06-03 | ブラシレスモータ駆動回路及びブラシレスモータ駆動回路の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000060178A JP2000060178A (ja) | 2000-02-25 |
| JP3662146B2 true JP3662146B2 (ja) | 2005-06-22 |
Family
ID=26484213
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15648599A Expired - Fee Related JP3662146B2 (ja) | 1998-06-05 | 1999-06-03 | ブラシレスモータ駆動回路及びブラシレスモータ駆動回路の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3662146B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013111575A1 (ja) * | 2012-01-25 | 2013-08-01 | パナソニック株式会社 | モータ駆動装置およびこれを用いた冷蔵庫 |
-
1999
- 1999-06-03 JP JP15648599A patent/JP3662146B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000060178A (ja) | 2000-02-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5656911A (en) | Circuit for driving permanent-magnet synchronous motor using proportional controller | |
| US6781333B2 (en) | Drive control apparatus and method of alternating current motor | |
| US6879129B2 (en) | Brushless motor control method and controller | |
| US8102141B2 (en) | Inverter device | |
| US6232730B1 (en) | Brushless motor driving circuit and a method of controlling the brushless motor driving circuit | |
| US20070296371A1 (en) | Position sensorless control apparatus for synchronous motor | |
| JP5149695B2 (ja) | モータ駆動制御装置 | |
| US9479096B2 (en) | Phase current regulation in BLDC motors | |
| WO2012144276A1 (ja) | モータ制御装置 | |
| JP4467520B2 (ja) | 弱め磁束領域を拡張するための永久磁石同期モータの駆動装置及び駆動方法 | |
| JP4226224B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH08275599A (ja) | 永久磁石同期電動機の制御方法 | |
| JP2001078495A (ja) | 交流電動機の駆動制御装置 | |
| JP2008172948A (ja) | ブラシレスモータの制御装置 | |
| JP2003111469A (ja) | モータの制御方法および制御装置 | |
| JP2000083397A (ja) | モ―タの制御装置及びその制御装置を有するモ―タユニット | |
| JP2009273302A (ja) | 電動モータの制御装置 | |
| JP3662146B2 (ja) | ブラシレスモータ駆動回路及びブラシレスモータ駆動回路の制御方法 | |
| JP2000350487A (ja) | ブラシレスモータの制御装置 | |
| JP3951830B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JP2000253690A (ja) | 圧縮機用電動機の制御方法とその装置 | |
| JPH06284782A (ja) | モータ制御回路 | |
| JP2002010675A (ja) | Ｄｃブラシレスモータ装置 | |
| JP3296636B2 (ja) | ブラシレス直流モータの駆動方法 | |
| JPH06311778A (ja) | 冷凍サイクル制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041028 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041221 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050218 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050315 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050322 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080401 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090401 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100401 Year of fee payment: 5 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |