JP2000060178A - ブラシレスモ―タ駆動回路及びブラシレスモ―タ駆動回路の制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】ブラシレスモータのセンサレス駆動において、
始動制御と通常制御との切り換えが必要であったという
課題。 【解決手段】始動時には、印加電圧は低く、誘起電圧も
低いので、サンプル・ホールド回路６、７の出力は殆ど
同じであるため、比較回路１０からの出力は、Ｖ／ｆ変
換回路１１の出力にほぼ等しく、その結果として従来と
同じ始動方法になるが、更に、ブラシレスモータ１の回
転数が上昇して誘起電圧が観測され始めると、駆動電圧
はその都度のモータ回転数および負荷に対して適正な値
に自動制御される状態に自動的に突入していく構成であ
り、始動制御と通常制御の切り換え動作は発生しない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば、永久磁石
を回転子とし、界磁に回転交流磁界を発生させて駆動す
る、いわゆるブラシレスモータの駆動回路及びその制御
方法に関するものであり、特に回転子の回転位置センサ
を必要とせずにブラシレスモータを駆動する駆動回路に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、冷凍空調機器の圧縮機などを可
変速で駆動して冷却能力を調整する方法として、圧縮機
の駆動源である電動機を可変速駆動することが行われて
いる。特に固定子側に電機子巻線を巻き、回転子側に永
久磁石を取り付けたブラシレスモータは効率がよいこと
が知られている。その反面ブラシレスモータは、回転子
の回転位置に応じて界磁の磁極を切り換える必要がある
ため電動機には回転位置検出用のセンサが取り付けられ
る。しかしながら、密閉型圧縮機などにブラシレスモー
タを用いる場合は、電動機そのものが密閉されており、
しかも電動機内部が高温になるなどのため、回転位置セ
ンサの取付が困難となり、その結果としてブラシレスモ
ータの駆動回路が少し複雑になる。

【０００３】現在、ブラシレスモータの回転位置センサ
を用いない駆動回路としては、山村監修、大野編著によ
る「パワーエレクトロニクス入門（改訂２版）１９９１
年」の２４１〜２４３頁に記載されているものが用いら
れている。

【０００４】図１４は、上記文献に記載された従来のブ
ラシレスモータ駆動回路を示す図である。次に、同図を
参照しながら、従来のブラシレスモータ駆動回路の構成
を述べる。

【０００５】図１４において、１８は１２０度通電方式
で駆動されるブラシレスモータ、１９は該ブラシレスモ
ータ１８の三相の端子に接続された三相ブリッジ回路、
２０はブラシレスモータ１８の誘起電圧を検出する電圧
位相検出回路、２１は設定回転数に対してブラシレスモ
ータ１８を１２０通電方式で駆動するタイミングパルス
の発生等を行なう制御回路、２２は交流電源２３と三相
ブリッジ回路１９の間に接続された倍電圧整流回路を示
す。

【０００６】また、同図において、可変レート制限回路
１２１１は、始動時には超低速状態から回転速度をゆっ
くりと加速させていくためのものであり、判定回路１２
１２は、速度をある程度上昇することが出来た時に、磁
極位置検出回路による制御方法と切り替えるかどうかを
判別するものである。また、Ｖ／Ｆ変換回路１２１３
は、回転速度に略比例した三相交流電圧となるパルス幅
変調信号を発生するものであり、切り替えスイッチ１２
１４ａ〜１２１４ｃは、制御回路２１とＶ／ｆ変換回路
１２１３の出力を判定回路１２１２の出力結果により切
り替えるものである。

【０００７】次に、図１５を参照しながら、上記ブラシ
レスモータ駆動回路による磁極位置検出の原理を説明す
る図１５（ａ）〜図１５（ｆ）は、上記ブラシレスモー
タ駆動回路による磁極位置検出の原理を説明するための
図である。即ち、図１５（ａ）は、ブラシレスモータの
誘起電圧の内、ｕ相、ｖ相、ｗ相の端子電圧の各波形を
示し、図１５（ｂ）は、ブラシレスモータ１８の駆動電
圧により流れるｕ，ｖ，ｗ相の各相における相電流の波
形を示し、図１５（ｃ）は、一次遅れフィルタ２０ａか
ら出力されたｕ相の端子電圧１２０１の波形を示してい
る（図１４参照）。又、図１５（ｄ）は、ｕ相の端子電
圧１２０１を入力とする比較器２０ｂの出力電圧１２０
２の波形を示し（図１４参照）、図１５（ｅ）は、比較
器出力電圧１２０２を積分した積分電圧波形を示し、図
１５（ｆ）は、上記積分電圧を入力とする比較器（制御
回路２１に含まれる）の出力電圧波形を示している。
尚、ｕ相の端子電圧を単にｕ相電圧とも呼ぶ。他の相電
圧も同様である。

【０００８】上記ブラシレスモータ駆動回路は、三相ブ
リッジ回路１９により１２０度の位相角だけブラシレス
モータ１８の電機子巻線に相電流を流し６０度の位相角
は電流を流さないようにして、この電流を流さない非通
電期間は電機子巻線に誘起する電圧を電圧位相検出回路
２０で検出するものである。即ち、図１５（ｃ）では、
ｕ相電流が流れていない非通電期間をθｕとして表して
いる。同図に示す様に、非通電期間θｕでは、ｕ相の誘
起電圧だけが現れている。尚、図１５（ｃ）に示す様
に、ＰＷＭによる高周波電圧は、一次遅れフィルタ２０
ａで平滑されている。

【０００９】上記相電流は、図１５（ｂ）に示すよう
に、ほぼ１２０度位相角の方形波の交流であり、その基
本波は各相誘起電圧と同相になるように流す。ブラシレ
スモータは、もともと同期電動機であるので、電圧の周
波数は回転数に比例する。電圧位相検出回路２０は各相
の誘起電圧が零になる時点を検出するように作られてお
り、その時点は三相分で１サイクルに６回あるが、その
時間間隔を計測することで回転数が検出できる。これを
使ってフィードバックループを構成し、回転数制御器の
出力を電圧指令とすることで回転数制御を行なう。上記
制御は一般にはマイクロコンピュータを用いて行われて
いる。尚、図８（ｃ）では、上記ゼロクロスの時点をθ
₀として示した。

【００１０】すなわち、上記ブラシレスモータ駆動回路
では、ブラシレスモータ１８の三相の端子に対して１２
０度毎に各相に順番に通電し、一方、非通電期間である
６０度期間を用いて、ブラシレスモータ１８の誘起電圧
を検出し、この誘起電圧波形を９０度遅らせた波形のゼ
ロクロスタイミング（図１５（ｆ）では、θ’₀として
示した）をもって、界磁磁極を切り換えるものである。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この様
な従来のブラシレスモータ駆動回路の構成では、誘起電
圧は回転速度に比例した電圧であるので、モータの始動
時には誘起電圧が非常に小さい値になってしまう。さら
に、端子電圧はパルス幅変調されているので、パルス幅
変調信号を除去するための低域通過フィルタ（一次遅れ
フィルタ２０ａ）が用いられ、図１５（ｃ）に示す様
に、実際に使用する誘起電圧はさらに振幅が小さくなっ
ているので検出が非常に困難である。そのため、回転位
相が実質上検出できない。したがって、起動時では上述
のような誘起電圧波形を用いてブラシレスモータを駆動
することができない。

【００１２】そこで、まず、始動時には、誘導電動機な
どと同様にＶ／ｆ変換回路１２１３を用いて、電圧／周
波数の関係を一定に保つ制御であるＶ／ｆ制御を行い、
その後、誘起電圧が検出できるようになった時点で、判
定回路１２１２や切り替えスイッチ１２１４ａ〜１２１
４ｃを用いて、誘起電圧波形を用いた上述の制御に切り
換える手法がとられていた。

【００１３】ところが、このような始動制御と通常制御
の切り換えに際しては、制御の遅れや、パラメータのず
れなどにより、切り換え時に過大な電流が流れることが
あるため、モータ駆動用のパワートランジスタに大型の
ものを必要としたり、あるいは過大電流のために永久磁
石が減磁する可能性があるなどの問題を有していた。

【００１４】又、上記の様な、始動時の制御方法では、
誘起電圧が検出できないような低速回転を維持させる場
合には、回転数を制御することは困難であるという課題
を有していた。

【００１５】また、検出回路の精度を上げることによ
り、低速回転時における誘起電圧を検出しようとして
も、パルス幅変調信号に重畳された誘起電圧は、始動時
や低速回転時には印加電圧が低く、パルス幅変調のＯＮ
デューティが小さく、検出できる時間幅も極めて狭くな
っている。このような制御はマイクロコンピュータによ
り実現されるが、マイクロコンピュータから出されるＯ
Ｎタイミング指令と実際のスイッチ素子がＯＮするタイ
ミングにはずれがあり、ＯＮ時間幅が狭くなるとずれに
より検出タイミングを誤ることが発生する。このため、
低速回転を精度良く制御することは困難であるという課
題を有していた。

【００１６】本発明は、上記の課題を解決するためにな
されたものであり、始動制御と通常制御との切り換えを
必要とせずに、同じ制御方法でブラシレスモータの駆動
を行なうことのできるブラシレスモータ駆動回路を提供
することを目的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】第１の本発明（請求項１
に記載の本発明に対応）は、パルス幅変調された信号を
出力する三相ブリッジ回路と、前記三相ブリッジ回路に
接続されて駆動されるブラシレスモータと、前記ブラシ
レスモータへの通電が休止されている相の端子電圧を検
出する端子電圧検出手段と、前記端子電圧検出手段の検
出結果に基づいて、前記三相ブリッジ回路の通電を制御
する制御手段とを備え、前記端子電圧検出手段は、前記
検出したパルス状の電圧の立ち上がり時の時定数より
も、立ち下がり時の時定数の方が大きくなるように調整
されているブラシレスモータ駆動回路である。

【００１８】又、第２の本発明（請求項２に記載の本発
明に対応）は、（１）三相ブリッジ回路と、（２）前記
三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモ
ータと、（３）そのブラシレスモータの設定回転数に対
応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準
電圧出力手段と、（４）同一周波数で三相のパルスをサ
ンプリングするためのパルスを発生するパルス発生手段
と、（５）前記ブラシレスモータの非通電期間におい
て、少なくとも一相の端子電圧を検出する端子電圧検出
手段と、（６）その検出された端子電圧の立ち上がり時
の端子電圧値と立ち下がり時の端子電圧値とを比較する
比較器とを備え、前記比較器の出力に応じて前記駆動電
圧基準値を可変できるブラシレスモータ駆動回路であっ
て、前記非通電期間における中間タイミング以降のタイ
ミングにおいて、前記検出した誘起電圧値が、（ａ）立
ち上がり時に、所定値以上の電位であるとき、又は、
（ｂ）立ち下がり時に、所定値以下の電位であるときに
は、前記パルス発生手段の周波数位相を進める様に調整
するブラシレスモータ駆動回路である。

【００１９】又、第３の本発明（請求項３に記載の本発
明に対応）は、（１）三相ブリッジ回路と、（２）前記
三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモ
ータと、（３）そのブラシレスモータの設定回転数に対
応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準
電圧出力手段と、（４）同一周波数で三相のパルスを発
生するパルス発生手段と、（５）前記ブラシレスモータ
の非通電期間において少なくとも一相の端子電圧を検出
する端子電圧検出手段と、（６）その検出された端子電
圧の立ち上がり時の端子電圧値と立ち下がり時の端子電
圧値とを比較する比較器とを備え、前記比較器の出力に
応じて前記駆動電圧基準値を可変できるブラシレスモー
タ駆動回路であって、前記非通電期間における中間タイ
ミング以降のタイミングにおいて、（ａ）前記検出され
た誘起電圧が増加する相の電圧である場合で、その誘起
電圧値が、プラス側の電源電位とマイナス側電源電位と
の間の所定の電圧より低い電位であるとき、又は、
（ｂ）前記検出された誘起電圧が減少する相の電圧であ
る場合で、その誘起電圧値が、プラス側の電源電位とマ
イナス側の電源電位との間の所定の電圧より高い電位で
あるときには、前記パルス発生手段の周波数位相を遅ら
せるブラシレスモータ駆動回路である。

【００２０】第４の本発明（請求項４に記載の本発明に
対応）は、三相ブリッジ回路と、前記三相ブリッジ回路
に接続されて駆動されるブラシレスモータと、そのブラ
シレスモータへの通電を休止している相の端子電圧を検
出する第１の検出手段と、電源電圧のプラス側からパル
ス幅変調による通電もしくは連続にて通電されている相
の通電時の端子電圧を検出する第２の検出手段と、前記
電源電圧のマイナス側からパルス幅変調による通電もし
くは連続にて通電されている相の通電時の端子電圧を検
出する第３の検出手段と、前記電源電圧のプラス側また
はマイナス側をパルス幅変調することにより前記三相ブ
リッジ回路の通電を制御する制御手段とを備え、前記第
２の検出手段の検出結果と、前記第３の検出手段の検出
結果とを電源電圧情報として、前記パルス幅変調の変調
量計算に用いるブラシレスモータ駆動回路である。

【００２１】第５の本発明（請求項５に記載の本発明に
対応）は、三相ブリッジ回路と、前記三相ブリッジ回路
に接続されて駆動されるブラシレスモータと、そのブラ
シレスモータへの通電を休止している相の端子電圧を検
出する第１の検出手段と、電源電圧のプラス側からパル
ス幅変調による通電もしくは連続にて通電されている相
の通電時の端子電圧を検出する第２の検出手段と、前記
電源電圧のマイナス側からパルス幅変調による通電もし
くは連続にて通電されている相の通電時の端子電圧を検
出する第３の検出手段と、前記電源電圧のプラス側また
はマイナス側をパルス幅変調することにより前記三相ブ
リッジ回路の通電を制御する制御手段とを備え、前記制
御手段は、前記第２の検出手段の検出結果と、前記第３
の検出手段の検出結果との差の半分の値を、前記第１の
検出手段の検出値と比較し、その比較結果が反転したと
きから所定角度遅延したタイミングで通電相の切り換え
を行うブラシレスモータ駆動回路である。

【００２２】第６の本発明（請求項６に記載の本発明に
対応）は、前記制御手段は、通電相切り換え直後の比較
結果を使用しない上記第５の発明のブラシレスモータ駆
動回路である。

【００２３】第７の本発明（請求項７に記載の本発明に
対応）は、三相ブリッジ回路と、前記三相ブリッジ回路
に接続されて駆動されるブラシレスモータと、そのブラ
シレスモータへの通電を休止している相の端子電圧を検
出する検出手段と、前記検出手段の前記検出結果に基づ
いて、前記三相ブリッジ回路の通電を制御する制御手段
とを備え、前記制御手段は、前記検出手段の検出結果と
電源電圧の中性点電位とを比較し、（ａ）前記検出手段
による検出結果が増加方向にある場合は、相切り換えか
ら前記検出手段の検出結果が前記中性点電位を最初に下
回った時の第１のタイミング期間と、前記中性点電位を
次に上回った時の第２のタイミングとを検出し、（ｂ）
前記検出手段による検出結果が減少方向にある場合は、
相切り換えから前記検出手段の検出結果が前記中性点電
位を最初に上回った時の第３のタイミング期間と、前記
中性点電位を次に下回った時の第４のタイミングとを検
出し、（ｃ）前記検出手段による検出結果が増加方向に
ある場合には、前記第２のタイミングを検出してから、
所定通電角度から前記第３のタイミング期間の半分を差
し引いた値を遅延させたタイミングで相切り換えを行
い、（ｄ）前記検出手段による検出結果が減少方向にあ
る場合には、前記第４のタイミングを検出してから、所
定通電角度から前記第１のタイミング期間の半分を差し
引いた値を遅延させたタイミングで相切り換えを行うブ
ラシレスモータ駆動回路である。

【００２４】第８の本発明（請求項８に記載の本発明に
対応）は、（１）三相ブリッジ回路と、（２）前記三相
ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモータ
と、（３）そのブラシレスモータの設定回転数に対応し
た電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準電圧
出力手段と、（４）同一周波数で三相のパルスをサンプ
リングするためのパルスを発生するパルス発生手段と、
（５）前記ブラシレスモータの非通電期間において、少
なくとも一相の端子電圧を検出する端子電圧検出手段
と、（６）その検出された端子電圧の立ち上がり時の端
子電圧値と立ち下がり時の端子電圧値とを比較する比較
器とを備えた、前記比較器の出力に応じて前記駆動電圧
基準値を可変できるブラシレスモータ駆動回路の制御方
法であって、前記非通電期間における中間タイミング以
降のタイミングにおいて、（１）前記検出した誘起電圧
値が、（１−ａ）立ち上がり時に、所定値以上の電位で
あるとき、もしくは、（１−ｂ）立ち下がり時に、所定
値以下の電位であるときには、前記パルス発生手段の周
波数位相を進める様に制御し、又は、（２）前記検出し
た誘起電圧値が、（２−ａ）立ち上がり時に、所定値以
下の電位であるとき、もしくは、（２−ｂ）立ち下がり
時に、所定値以上の電位であるときには、前記パルス発
生手段の周波数位相を遅らせる様に制御するブラシレス
モータ駆動回路の制御方法である。

【００２５】第９の本発明（請求項９に記載の本発明に
対応）は、三相ブリッジ回路と、前記三相ブリッジ回路
に接続されて駆動されるブラシレスモータと、そのブラ
シレスモータへの通電を休止している相の端子電圧を検
出する第１の検出手段と、電源電圧のプラス側からパル
ス幅変調による通電もしくは連続にて通電されている相
の通電時の端子電圧を検出する第２の検出手段と、前記
電源電圧のマイナス側からパルス幅変調による通電もし
くは連続にて通電されている相の通電時の端子電圧を検
出する第３の検出手段と、前記電源電圧のプラス側また
はマイナス側をパルス幅変調することにより前記三相ブ
リッジ回路の通電を制御する制御手段とを備えたブラシ
レスモータ駆動回路の制御方法であって、前記制御手段
により、前記第２の検出手段の検出結果と、前記第３の
検出手段の検出結果との差の半分の値を、前記第１の検
出手段の検出値と比較し、その比較結果が反転したとき
から所定角度遅延したタイミングで通電相の切り換えを
行うブラシレスモータ駆動回路の制御方法である。

【００２６】第１０の本発明（請求項１０に記載の本発
明に対応）は、前記ブラシレスモータの始動時には、上
記第８の本発明のブラシレスモ−タ駆動回路の制御方法
を用い、立ち上がり時の誘起電圧値と立ち下がり時の誘
起電圧値との差が一定期間連続して一定範囲内にあるこ
とを検出したとき、上記第９の本発明のブラシレスモ−
タ駆動回路の制御方法に切り替えるブラシレスモータ駆
動回路の制御方法である。

【００２７】

【発明の実施の形態】以下に、本発明をその実施の形態
を示す図面に基づいて説明する。 （実施の形態１）図１は、本発明の実施の形態１（請求
項１、２、３に対応）によるブラシレスモータ駆動回路
の構成を示す回路ブロック図である。同図を参照しなが
ら、本実施の形態の構成と各回路の動作の概要を述べ
る。

【００２８】即ち、図１に示すように、回転数（周波
数）指令ｆはＶ／ｆ変換回路１１に入力され、同時に１
２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４にも入力
される。

【００２９】１２０度通電パルス・各種タイミング発生
回路４では、同一周波数による１２０度通電パルス（Ｕ
上、Ｖ上、Ｗ上、Ｕ下、Ｖ下、Ｗ下信号）と、関連する
タイミングパルス信号（ＳＥＬ、ＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ
３信号）とを発生する。このうち、Ｕ上（１０１）、Ｖ
上（１０２）、Ｗ上（１０３）の信号はＰＷＭ変調回路
３を経由して、Ｕ下（１０４）、Ｖ下（１０５）、Ｗ下
（１０６）の信号と同じく、三相ブリッジ回路２に入力
される。三相ブリッジ回路２は直流電源（＋Ｖおよび
０）から擬似三相交流を出力するものである。ＰＷＭ変
調回路３はＵ上、Ｖ上、Ｗ上の信号に対して、第１比較
回路１０の出力（Ｖｍ）で変調（乗算）される。三相ブ
リッジ回路２は３相のブリッジ（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を有し、
各相に対して上側（＋Ｖ側）のトランジスタをＯＮする
方をＵ上、Ｖ上、Ｗ上とし、下側（０Ｖ側）のトランジ
スタをＯＮする方をＵ下、Ｖ下、Ｗ下とする。なお、図
示していないが、実際の回路では各トランジスタを駆動
するプリドライブ回路が必要である。三相ブリッジ回路
２の出力は、ブラシレスモータ１に接続されると共に、
端子電圧波形処理回路１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを経由し
て選択回路５に接続されている。

【００３０】選択回路５の選択指令ＳＥＬは、上述の１
２０度通電・各種タイミング発生回路４より入力されて
いる。選択回路５の出力は、３つのサンプル・ホールド
回路６、７、１３に送られ、それぞれに対応するサンプ
ルパルスＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３にて、サンプル・ホー
ルドされる。サンプル・ホールド回路６、７の出力は第
２比較回路８に送られ、出力の差を得て、制御補償回路
９に送られる。また、サンプル・ホールド回路１３の出
力は、判定回路１４に送られ、１２０度通電パルス・各
種タイミング発生回路４のタイミング位相を変調する。
制御補償回路９は第２比較回路８の出力がゼロになり、
かつ制御系が安定であるようにするためのものであり、
あらかじめそのパラメータを決定しておく。制御補償回
路９の出力は比較回路１０に送られる。比較回路１０で
は、Ｖ／ｆ変換回路１１の出力と、制御補償回路９の出
力との差を求め、得られた値をモータ駆動電圧Ｖｍとす
る。モータ駆動電圧ＶｍはＰＷＭ変調回路３により三相
ブリッジ回路２の上側のトランジスタをＯＮするデュー
ティとなり、ブラシレスモータ１の駆動電圧に相当す
る。

【００３１】ここで、１２０度通電パルス・各種タイミ
ング発生回路４、サンプル・ホールド回路６，７，１３
及び制御補償回路９等が制御手段を構成し、比較回路１
０及びＶ／ｆ変換回路１１が基準電圧出力手段を構成し
ている。

【００３２】次に、上記１２０度通電パルス・各種タイ
ミング発生回路４による出力信号について説明する。

【００３３】図２は、１２０度通電パルス・各種タイミ
ング発生回路４による出力信号のタイミング図である。
図２において、θは電気角であり、図２では約７２０度
分すなわち２周期分を示している。

【００３４】上記１２０度通電パルス・各種タイミング
発生回路４は、三相ブリッジ回路２に対してＵ上、Ｕ
下、Ｖ上、Ｖ下、Ｗ上、Ｗ下の各信号を出力する。Ｕ上
の信号は、電気角θが０度から１２０度、および３６０
度から４８０度の期間だけＯＮする指令を出力する。Ｕ
下の信号は、電気角θが１８０度から３００度、および
５４０度から６８０度の期間だけＯＮする指令を出力す
る。Ｖ上の信号は、電気角θが１２０度から２４０度、
および４８０度から６００度の期間だけＯＮする指令を
出力する。Ｖ下の信号は、電気角θが３００度から４２
０度、および−６０度から＋６０度の期間だけＯＮする
指令を出力する。Ｗ上の信号は、電気角θが２４０度か
ら３６０度、および−１２０度から０度の期間だけＯＮ
する指令を出力する。Ｗ下の信号は、電気角θが６０度
から１８０度、および４２０度から５４０度の期間だけ
ＯＮする指令を出力する。

【００３５】また、１２０度通電パルス・各種タイミン
グパルス発生回路４は、選択回路５に対してＳＥＬ信号
を出力する。選択回路５への信号である選択指令ＳＥＬ
は、選択回路５が、電気角θが０度から６０度の間はＷ
相の端子電圧を、６０度から１２０度の間はＶ相の端子
電圧を、１２０度から１８０度の間はＵ相の端子電圧
を、それぞれ選択する様に出力されて、その後は６０度
ごとに、Ｗ→Ｖ→Ｕ相の順となる様に繰り返し出力され
る。

【００３６】さらに、１２０度通電パルス・各種タイミ
ングパルス発生回路４は、サンプル・ホールド回路６、
７、１３に対してＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３の各信号を出
力する。サンプル・ホールド回路６、７へのサンプリン
グパルスＳＰ１、ＳＰ２は、電気角θが１２０度ごとに
出力される。すなわち、サンプル・ホールド回路６に
は、電気角θが９０度、２１０度、３３０度のように１
２０度ごとにパルスＳＰ１が出力され、サンプル・ホー
ルド回路７には、３０度、１５０度、２７０度のように
１２０度ごとにパルスＳＰ２が出力されている。

【００３７】一方、電気角θが４５度、１０５度、１６
５度、２２５度、２８５度、３４５度のように６０度毎
にパルスＳＰ３が出力され、サンプル・ホールド回路１
３に入力される。サンプル・ホールド回路１３の出力は
判定回路１４に出力され、判断結果により、タイミング
パルス発生回路４のタイミング位相を変調する。

【００３８】次に、図３（ａ）、図３（ｂ）を用いて図
１における端子電圧波形処理回路１２ｕ、１２ｖ、１２
ｗについて説明する。尚、図３（ａ）は、図１に示すブ
ラシレスモータ１の一つの端子電圧１１０の波形を示す
図である。ここでは、図１に示す電気角θが約３００度
〜４００度の範囲に対応する時間における波形を模式的
に示している。又、この端子電圧１１０は、端子電圧波
形処理回路１２ｕに入力される。図３（ｂ）は、端子電
圧波形処理回路１２ｕの出力電圧１１３の波形の模式図
である。この出力電圧１１３は、選択回路５への入力電
圧となる。

【００３９】始動時などでは、モータの回転数が低いた
め、ＰＷＭによるＯＮパルスデューティが小さくなって
しまう。このＯＮ期間３０１に誘起電圧情報が含まれて
いるため、細い幅のパルスとして現れる一瞬の電圧を観
測する必要がある。ここで、図１の１２ｕ、１２ｖ、１
２ｗはピークホールド回路であり、立ち上がりには殆ど
時定数を有していないが、立ち下がりには抵抗とコンデ
ンサによる時定数を有している。そのため、図３（ｂ）
に示すように、実質上パルス幅が広くなったかのような
波形、即ち、端子電圧（誘起電圧）を観測しやすい波形
に処理して出力することができる。

【００４０】次に、図１に示した実施の形態１によるブ
ラシレスモータ駆動回路の動作について説明する。

【００４１】本実施の形態のブラシレスモータ駆動回路
においては、まず、回転数指令ｆをＶ／ｆ変換回路１１
により変換して駆動電圧基準値Ｖm とする。この駆動電
圧基準値Ｖm はＰＷＭ変調回路３を経て三相ブリッジ回
路２に入力され、そして、三相ブリッジ回路２からブラ
シレスモータ１の三相の端子に対して１２０度ごとに各
相に順次通電することによりブラシレスモータ１を駆動
する。

【００４２】一方、ブラシレスモータ１のそれぞれの相
について、電流を流さない非通電期間においては、選択
回路５によりそれぞれの相の誘起電圧を検出する。この
とき、サンプル・ホールド回路６，７、比較器８、制御
補償回路９、および比較器１０がフィードバックループ
を構成しているので、サンプル・ホールド回路６，７と
比較器８により立ち上がり時の誘起電圧と立ち下がり時
の誘起電圧の差をとる。そして、この差により上記Ｖ／
ｆ変換回路１１から出力される駆動電圧基準値Ｖm を可
変し、これにより、電気角θに対してブラシレスモータ
１の機械角が追従するようブラシレスモータ１の回転数
制御を行なう。尚、サンプル・ホールド回路６、７と比
較器８の上記動作については、更に詳細に後述する。

【００４３】次に、上記動作の内容を、始動制御動作
と、通常制御動作に分けて更に具体的に説明する。

【００４４】上記ブラシレスモータ駆動回路では、始動
時は従来と同じく回転数指令ｆを超低速から徐々に増加
する方法をとる。すなわち、始動時では、印加電圧は低
く、誘起電圧も低いので、電気角θと機械角とのずれに
関わらず、サンプル・ホールド回路６、７の出力値は殆
ど同じであるため、比較回路１０からの出力は、Ｖ／ｆ
変換回路１１の出力にほぼ等しくなる。従って始動制御
動作では、結果的には図１４に示した従来の駆動回路と
同じ始動方法になる。

【００４５】その後、ブラシレスモータ１の回転数が上
昇して誘起電圧が観測され始めると、駆動電圧はその都
度のモータ回転数および負荷に対して適正な値に自動制
御される状態に自動的に突入していく。

【００４６】従って、上記駆動回路は、図１４に示した
従来の駆動回路とは異なり、始動制御と通常制御の切り
換え動作は発生しない。

【００４７】次に、上述した通り、サンプル・ホールド
回路６，７と比較器８の動作について、図４（ａ）〜図
４（ｃ）を参照しながら更に詳細に説明する。

【００４８】図４（ａ）は、図１に示したブラシレスモ
ータ駆動回路のｕ相〜ｗ相の各端子電圧１１０、１１
１、１１２の波形を示したものであり、図４（ａ）〜図
４（ｃ）では電気角θが−６０度から＋３６０度までを
示している。又、図４（ａ）中で、点線で表したところ
は、電気角に対して機械角が遅れている場合の端子電圧
波形を示している。尚、これらの端子電圧は、図３
（ａ）に示した様に、ＰＷＭ波形であるが、ここでは、
見やすくするために、連続的に描いてある。

【００４９】図４（ａ）に示す様に、モータ１のＵ相端
子電圧１１０の値は、電気角θが０度から１２０度まで
は、Ｕ上の信号１０１（図２参照）により三相ブリッジ
回路２のトランジシタがＯＮしているのでＶｍとなる。
また、電気角θが１８０度から３００度まではＵ下の信
号１０４により上記トランジシタがＯＮしているので端
子電圧１１０は０である。電気角θが−６０度から０度
までと１２０度から１８０度までは、Ｕ相の上下の信号
１０１、１０４により、トランジスタはともにＯＦＦし
ている期間であり、この期間はモータ１の誘起電圧を観
測することができる。 すなわち、ブラシレスモータ１
が効率よく駆動されているときは、印加電圧の位相と誘
起電圧位相が同相である。従ってこの場合、図４（ａ）
において実線で表した様に、電気角θが−６０度から０
度までは誘起電圧は０からＶｍまで立ち上がる波形とな
り、一方、電気角θが１２０度から１８０度までは誘起
電圧はＶｍから０まで立ち下がる波形となる。

【００５０】その結果、Ｕ相の端子電圧１１０の観測波
形は台形波形となる。Ｖ相の端子電圧１１１は、Ｕ相と
同じ波形となるが、その位相が１２０度遅れた波形とな
り、また、Ｗ相の端子電圧１１２も同様にＵ相に対して
２４０度遅れた波形となる。

【００５１】次に、負荷が重くなり、駆動電圧が不足し
ている場合について説明する。

【００５２】駆動電圧が不足すると、モータ１はトルク
不足となり、駆動信号に対して位相遅れを生ずる。この
ため、誘起電圧波形も位相遅れを生じ、図４（ａ）の点
線に示すような波形となる。すなわち、誘起電圧の立ち
上がり部分では、位相遅れの生じていない場合と比べて
電圧が下がり、一方、立ち下がり部分では電圧が高くな
っている。

【００５３】図４（ｂ）は、図２で説明した選択指令Ｓ
ＥＬ及び、サンプリングパルスＳＰ１、ＳＰ２を示す図
である。これらの信号により、誘起電圧のみが現れてい
る端子電圧がサンプリングされる。又、図４（ｃ）は、
サンプル・ホールド回路６、７の出力結果であるＳ＆Ｈ
１、Ａ＆Ｈ２を示す図である。

【００５４】これらの図に示す様に、例えば、ＳＰ２に
より２７０度におけるＶ相の端子電圧がサンプリングさ
れ、ＳＰ１により３３０度におけるＵ相の端子電圧がサ
ンプリングされた場合について述べる。

【００５５】すなわち、駆動電圧が正常であれば、図４
（ｃ）で実線で示した様に、サンプル・ホールド回路
６，７の出力電圧Ｓ＆Ｈ１，Ｓ＆Ｈ２はそれぞれＶｍ／
２となるが、電圧が不足していれば、点線で示している
ように出力電圧Ｓ＆Ｈ１は減少し、出力電圧Ｓ＆Ｈ２は
逆に増加する。サンプル・ホールド回路６，７の出力Ｓ
＆Ｈ１、Ｓ＆Ｈ２は比較回路８に入力されており、Ｓ＆
Ｈ１からＳ＆Ｈ２の差を得て、制御補償回路９を経由し
てモータ印加電圧Ｖｍを減算する。

【００５６】この様に、駆動電圧が不足するとサンプル
・ホールド回路６の出力電圧Ｓ＆Ｈ１が減少し、比較回
路８の出力も減少する。その結果、制御補償回路９の出
力は減少し、比較回路１０の出力Ｖｍは増加するので、
駆動電圧を上げるように制御される。したがって、負荷
に応じて駆動電圧が適正になるように調節される制御が
行われることになる。

【００５７】これにより、従来の様に始動制御と通常制
御とを切り替えるための手段を備えることなく、ブラシ
レスモータの回転制御を精度良く行うことが出来る。

【００５８】尚、本実施の形態では、立ち上がり時の誘
起電圧と立ち下がり時の誘起電圧の差をとる場合、双方
のサンプリングのタイミングの間隔は出来るだけ短い方
が、精度の高い制御が出来るので、異なる相でのサンプ
ル値を用いた場合について説明したが、これに限らず、
例えば、同一の相でのサンプル値を用いても勿論良い。
この場合、例えば、立ち下がり時の誘起電圧は、１５０
度におけるサンプリング値を用い、立ち上がり時の誘起
電圧は、３３０度におけるサンプリング値を用いる。

【００５９】又、上記実施の形態では、２つのサンプリ
ング・ホールド回路を設け、双方の差をとる構成とした
が、これに限らず、例えば、立ち下がり時又は立ち上が
り時の何れか一方の誘起電圧をサンプリングして、ずれ
の生じていない時の値Ｖｍ／２と比較する構成としても
良い。

【００６０】次に図５、および図６を用いて、判定回路
１４の動作について説明する。

【００６１】回転位相が正常であれば、即ち、位相のず
れが生じていなければ、図５および図６の点線で示すよ
うな端子電圧（図中において、符号５０１、７０１を付
した）が観測される。尚、これらの図に示す端子電圧
は、図１に示した端子電圧波形処理回路１２ｕの出力電
圧１１３に対応する。

【００６２】次に図５において、実際の回転位相（機械
角）が、制御位相（電気角）より進んでいるときの判断
および処理を説明する。回転位相が進んでいると、端子
電圧は実線（図中において、符号５０２を付した）のよ
うに早く立ち上がる。

【００６３】この様な状況において、図２に示す様に、
選択指令の信号ＳＥＬは、電気角θが３００度から３６
０度の期間では、Ｕ相の選択を示している。更に、サン
プリングパルスＳＰ３は、電気角が３４５度の時点で出
力される。従って、サンプル・ホールド回路１３には、
電気角が３４５度の時点のＵ相の端子電圧が測定され
る。

【００６４】判定回路１４は、この時点での端子電圧
が、予め定められたしきい値を超えているかどうかを調
べる。しきい値を超えていれば、その瞬間の制御位相を
３４５度から３６０度に進めることにより、電気角を現
実の機械角に追従させることが出来る。

【００６５】次に図６を用いて、回転位相が遅れている
ときの、判定回路１４における判断および処理を説明す
る。

【００６６】回転位相が遅れていると端子電圧は実線
（図中において、符号７０２を付した）のようにゆっく
りと立ち上がる。このとき、図５で説明したのと同様に
して、判定回路１４が、回転位相３４５度時点での端子
電圧がしきい値を下回っているかどうかを調べる。しき
い値を下回っている場合には、その瞬間の位相を３４５
度から３３０度に戻すことにより位相遅れへの追従を行
う。

【００６７】尚、上記説明では、いずれも立ち上がり時
の端子電圧（誘起電圧）を観測する場合について述べた
が、図７，図８に示すように、電気角が１６５度の時点
で出力されるサンプリングパルスＳＰ３による、Ｕ相の
立ち下がり時の端子電圧を観測する場合の各回路動作
は、上記と同様である。

【００６８】即ち、図７のように回転位相が進んでいる
ときには、しきい値を下回っているかどうかを調べる。
そして、下回っている場合には、その瞬間の制御位相を
１６５度から１８０度に進めることにより、電気角を現
実の機械角に追従させることができる。同様に、図８の
ように回転位相が遅れているときには、しきい値を上回
っているかどうかを調べる。そして、上回っている場合
には、その瞬間の制御位相を１６５度から１５０度に戻
すことにより、電気角を現実の機械角に追従させること
ができる。

【００６９】尚、本実施の形態では、サンプル・ホール
ド回路６、７〜比較回路１０を用いたフィードバックル
ープによる回転制御構成に加えて、判定回路１４による
位相角のずれをも補正することにより、より高精度の回
転制御が出来る構成について述べたが、判定回路１４を
備えない構成でもかまわない。 （実施の形態２）次に本発明の実施の形態２（請求項
４、５、６、７、９に対応）について図面を用いて説明
する。

【００７０】図９は、実施の形態２の全体構成を示すブ
ロック回路図である。図１０（ａ）は図９における各種
タイミング発生手段４０４およびＰＷＭ手段３の処理ブ
ロック図であり、図１０（ｂ）は、図１０（ａ）の回路
の動作タイミングを示す図である。又、図１１は動作状
況を示す波形図である。

【００７１】ここで、図１０（ａ）の演算回路３４が、
図９のＰＷＭ手段４０３に相当している。尚、図９で
は、回路主体の記載をしており、図１０（ａ）では、情
報処理主体の記載をしている。又、演算回路３４の出力
は、図９では、ＰＷＭ手段４０３の出力信号（Ｗ上が出
力されるタイミングを示す信号）３ｃに対応し、遅延手
段３３の出力は、図９では、ＷＭ手段４０３の出力信号
（Ｕ上が出力されるタイミングを示す信号）３ａに対応
している。更に、演算回路３４への入力であるＶｄｃ
は、図９では、演算手段４５０により算出される。演算
手段４５０は、図１０（ａ）の演算手段３１に対応して
いる。演算手段４５０への入力信号の選択は、図１０
（ｂ）の図表に基づいて、各種タイミング発生手段４０
４からの指令により行われる。

【００７２】図９において、図１と同様に、各種タイミ
ング発生手段４０４からＰＷＭ手段３を一部経由して三
相ブリッジ回路を経由してモータ１を駆動する。モータ
１の端子電圧情報は、図１の場合と同様の回路１２ｕ、
１２ｖ、１２ｗを経由して各種タイミング発生手段４０
４に入力される。各種タイミング発生手段４０４では、
これまで述べたのと同様の１２０度通電ＰＷＭ信号を発
生してモータ１を駆動する。駆動制御の方法は図１０を
用いて説明する。また、駆動制御の結果選られた実回転
数は比較手段４１０に送られて回転数指令と比較され
て、回転数の誤差情報を得て、補償演算手段４０９を経
由してモータ駆動用の電圧情報Ｖｍとなり、ＰＷＭ手段
３に送られる速度制御部分を構成している。

【００７３】図１０（ａ）はモータ端子電圧情報Ｖｕ、
Ｖｖ、Ｖｗに基づく、各種タイミング発生およびＰＷＭ
デューティ演算方法を示すブロック図である。

【００７４】図１０（ａ）では、電気角が３００度から
３６０度までの期間における処理を示している。

【００７５】即ち、同図に示す第１端子部３０ａ、第２
端子部３０ｂ、第３端子部３０ｃには、それぞれ、モー
タ端子電圧情報Ｖｗ、Ｖｖ、Ｖｕが入力されている。図
１０（ｂ）は、これらの各端子部３０ａ〜３０ｃに入力
される電圧情報の切り替えのタイミングやクランプ要因
の変更のタイミングなどを説明するための図である。
尚、これらの各端子部３０ａ〜３０ｃに供給される電圧
情報の切り替え動作は、図９の端子電圧波形処理回路１
２ｕ〜１２ｗからの出力電圧を入力とし、図１０（ｂ）
に示すタイミングに基づいて、供給先の端子部を切り替
えるための切り替え回路（図示省略）により行われる。
ここで、請求項５の第１検出手段、第２検出手段、第３
検出手段は、それぞれ、順番に第３端子部３０ｃ、第１
端子部３０ａ、第２端子部３０ｂに対応している。

【００７６】電気角が３００度から３６０度までの期間
においては、Ｗ相はプラスの電圧が印加され、Ｖ相はゼ
ロボルトになるように接続されている。また、Ｕ相は非
通電であり端子より誘起電圧情報を見ることはできる。
Ｗ相およびＶ相の電圧情報は第３比較回路３１に送られ
てその差を演算する。このときの電圧は、直流電圧Ｖｄ
ｃになる。第３比較回路３１の出力は、演算手段３５に
送られ、その出力である電源電圧Ｖｄｃの半分（すなわ
ち電源電圧の中性点）が第４の比較手段３２に送られ、
非通電基幹の端子電圧Ｖｕと比較される。第４の比較手
段３２は、非通電の端子電圧Ｖｕと、Ｖｄｃの半分とを
比較するものである。この第４の比較結果は、遅延手段
３３に送られて、Ｖｕが１／２Ｖｄｃを上回ったときか
ら「３０度−α」遅延させたタイミングを得る。また
「α」の値の算出は、Ｖｕ端子がＶｄｃにクランプして
いる期間ｔｖをゼロ／Ｖｄｃクランプ期間検出手段３６
で算出し、演算手段３９にてその半分の値を求めて算出
する。この算出結果は、６０度保留手段４０により、次
の６０度期間後に使用する。このようにして得られたタ
イミングで次のＵ相の上アームの通電開始タイミングす
なわち、電気角が３６０度（もしくは０度）となるタイ
ミングとする。結局、「α」だけ通電を進めた制御を実
現している。

【００７７】次に、電気角が０度から６０度になるタイ
ミングを算出する場合には、図１０（ａ）において、第
１端子部３０ａに、ＶｗのかわりにＶｕを入力し、又、
第３端子部３０ｃに、ＶｕのかわりにＶｗを入力する。
尚、第２端子部３０ｂへの入力はＶｖのままである。ま
た、ゼロ／Ｖｄｃクランプ期間検出手段３６では、ゼロ
にクランプしている期間ｔｖを算出し、遅延手段３３の
出力で、Ｖ相下アームの通電開始タイミングにすること
により、上記制御が実現できる。

【００７８】又、６０度から１２０度になるタイミング
を算出する場合には、各端子部３０ａ〜３０ｃには、Ｖ
ｕ、Ｖｗ、Ｖｖの順に入力し、Ｖｄｃクランプ期間ｔｖ
を算出し、Ｖ相上アームの通電開始タイミングにするこ
とにより、上記制御が実現できる。 以下、このよう
に、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相について、かつ、クランプ検出の
条件を図１０（ｂ）に示すタイミング図のようにサイク
リックに変えていくことにより、上記制御が実現でき
る。

【００７９】一方、Ｖｄｃ情報は演算回路３４へ送ら
れ、所望のモータ印加電圧情報Ｖｍと演算を行ってＰＷ
Ｍデュティとすることにより、直流電圧Ｖｄｃが変化し
ても、モータへの印加電圧が変動しないので、安定した
駆動を行うことができる。

【００８０】図９のＰＷＭ変調回路４０３には、補償演
算手段４０９の出力Ｖｍと、Ｖｄｃの双方が入力される
ので、Ｖｍの値からＰＷＭのＯＮデューティを計算する
際、電源電圧Ｖｄｃの変動をも考慮した計算が行える。

【００８１】また、図１１は、図１０での動作を示すタ
イミング波形図である。電気角３００度から３６０度の
期間においては、ＰＷＭがオンしている瞬間では、Ｖｗ
はＶｄｃ、Ｖｖはゼロになっている。また、Ｖｕは最初
の期間はＶｄｃにクランプされており、以降、電圧が上
昇する。したがって、ＶｗとＶｖとを用いることによ
り、Ｖｄｃが算出できる。また、ＶｕがＶｄｃの半分を
超過するタイミングは、ここで説明している期間のほぼ
中ほどである。

【００８２】また、αを算出するのに用いたクランプ期
間は、６０度期間手前の情報であり、Ｖ相の端子電圧が
ゼロにクランプされていた期間を元に算出した値を用い
る。なお、図１１ではモータ端子電圧はＰＷＭによる振
幅を有しているが、図９で示したように、ピークホール
ド回路１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを経由することにより、
ほぼ包路線の波形を得ることができる。

【００８３】ここで「α」は、その前の相でＶ相の端子
電圧Ｖｖが非通電期間で立ち下がる最初に０Ｖに貼りつ
いていた期間ｔｖ（図１１参照）の半分の期間に対応す
る電気角である。また、通電切り換えにおいては選択回
路５などと通電切り換えとのタイミングが完全に一致し
ていない場合があるので、相切り換え直後は第４比較回
路３２の動作を停止させておく。

【００８４】図１２は、「α」に関する説明を行うため
のＵ相に関する波形図である。図１２において、端子電
圧はＰＷＭ波形であるが、見やすくするために連続的に
描いてある。上アームのみをＰＷＭするときには、上ア
ーム側の相を切り替えた時と、下アーム側の相を切り替
えたときでは、モータインダクタンスによる電流遅れ量
が異なる。下アーム側の相を切り替えたときは、図１２
のα１のタイミングのように、モータインダクタンスに
蓄積された電流は急速に減衰する。このため、電流位相
の遅れは少ない。この遅れ時間は、端子電圧がプラスに
クリップされている期間（２α₁）の半分（α₁）であ
る。しかし、上アーム側の相を切り替えた時には、図１
２のα２のタイミングのように、モータインダクタンス
に蓄積された電流の減衰は遅い。このため、電流位相も
遅れてしまう。したがって、特に電流がモータに流れ込
む時の電流位相が誘起電圧に対して大きく遅れている。
この遅れ時間は、端子電圧がゼロにクリップされている
期間の半分になっている。このため、モータの最大効率
ポイントからずれて駆動されてしまう。したがって、上
アーム側の相を切り替えるときには、手前の上アームの
相を切り替えた時の電圧がクリップされている期間（２
α₂）の半分（α₂）だけ相切り換えを進めてやればよ
い。下アーム側の相を切り替える時も同様である。

【００８５】これにより、より一層精度良くモータの回
転制御を行うことが出来る。

【００８６】尚、上記実施の形態では、ＰＷＭ演算回路
３４と、各遅延回路（３３、３７、３８）の双方を備え
た構成としたが、これに限らず例えば、何れか一方の回
路を図１に追加した構成としても勿論よい。 （実施の形態３）次に、本発明の実施の形態３（請求項
８に対応）について、図１３を用いて説明する。

【００８７】始動時および低速回転の時には、モータの
誘起電圧が低く、電源電圧の中性点とのクロスタイミン
グを精度良く得ることは困難であるが、図１で示した制
御方法では、誘起電圧がバランスするように制御してい
るので、低い誘起電圧でも用いることができる。

【００８８】しかしながら、上記実施の形態の構成で
は、フィードバック制御による安定化を前提としている
ので、急激なトルク変動などでは追従できないことがあ
り、中速以上の回転では図９、図１０、図１１で示した
制御方式の方がより安定である。しかしながら、単に２
つの制御を切り替えるだけでは、制御状態によっては過
大な電流が流れることもある。このため、制御の状態を
検出しながら、制御を切り替える必要がある。

【００８９】以上の観点から本実施の形態では、図１３
に示すように、比較回路８の出力を判別手段９０１に入
力する。判別手段では、比較回路８の出力結果が一定期
間以上にわたって、一定の範囲内にあることを検出した
場合、切り替え手段９０２に切り替え指令を出力する。
切り替え手段９０２では、実施形態１のためのタイミン
グ発生手段４の出力を、実施形態２のためのタイミング
発生手段４０４の出力に切り替える。

【００９０】これにより、制御方式の切り換え時に過大
な電流が流れることがなくなる。

【００９１】なお、上記各実施の形態の実現方法として
は殆ど全てハードウェアによる回路ブロックで説明した
が、１２０度通電パルス・各種タイミング発生回路４、
選択回路５、サンプル・ホールド回路６、７、１３、比
較回路８、１０、Ｖ／ｆ変換回路１１、補償演算回路
９、ＰＷＭ変調回路３などはマイクロコンピュータのソ
フトにより実現できることも容易に考えられる。

【００９２】また、上記実施の形態においては、モータ
駆動電圧の調整の実現手段として、三相ブリッジ回路２
の上側のトランジスタをパルス幅変調して、所望の駆動
電圧を得る方法を説明したが、下側のトランジスタをパ
ルス幅変調しても同様のことが実現できることはいうま
でもない。また、三相ブリッジ回路２のトランジスタを
パルス幅変調するかわりに、三相ブリッジ回路２への直
流電源の＋Ｖ側の電源を可変することにより実現するこ
とも可能である。

【００９３】また、上記実施の形態１、２においては、
ブラシレスモータ１への三相すべての誘起電圧を用いる
方法を説明したが、負荷変動などが少ない場合には、よ
り簡便な方法として、一つの相の誘起電圧だけを用いる
方法も可能である。例えばＵ相のみの誘起電圧を用いる
とすると、図３において、電気角θが−３０度と１５０
度において、それぞれ誘起電圧をサンプリングして比較
回路８へ入力すればよい。すなわち、この場合、選択回
路５を不要とし、ＳＰ１の９０度，２１０度、ＳＰ２の
３０度，２７０度を間引くことにより実現できる。

【００９４】また、上記実施の形態１においては、回転
数に比例した電圧を駆動電圧の基準値とする場合を説明
したが、ポンプなどのように回転数に応じて軸トルクが
増加するものに対しては、回転数の２乗に比例した電圧
を駆動電圧の基準値とすることで、容易にこれに対応で
きる。

【００９５】さらにまた、上記実施の形態では、１２０
度通電方式で説明したが、通電幅が１３０度など異なる
場合であっても本発明が適用できることは明白である。

【００９６】尚、上記実施の形態では、三相ブリッジ回
路の出力信号が、パルス状に変調された場合について述
べたが、これに限らず例えば、高速回転制御の際にはＰ
ＷＭ変調信号が連続波形となる場合もある。

【００９７】

【発明の効果】以上述べたところから明らかなように、
請求項１の本発明によるブラシレスモータ駆動回路によ
れば、モータに印加する電圧をパルス幅変調にて作成す
る場合に、電源電圧が高くて印加パルスのパルス幅が極
めて細い場合でも確実に誘起電圧を検出することがで
き、安定で広範囲な始動を実現できる。

【００９８】また、請求項２、又は３の本発明によるブ
ラシレスモータ駆動回路によれば、負荷が急激に軽くな
った場合や重くなった場合にも、瞬時に回転位相を変調
するすることができ、負荷変動に対しても脱調すること
なく駆動ができる。

【００９９】また、請求項４、５、又は６の本発明によ
るブラシレスモータ駆動回路によれば、電源電圧を常に
監視できるので、電源電圧変動などにも対応できる。

【０１００】また、請求項７の本発明によるブラシレス
モータ駆動回路によれば、モータのインダクタンスによ
る電流遅れを自動的に補償でき、常に最大効率でモータ
を駆動することができる。

【０１０１】また、請求項８又は１０の本発明によるブ
ラシレスモータ駆動回路又はその制御方法によれば、超
低速から高速のそれぞれに適切な駆動方法がスムーズに
選択できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１によるブラシレスモータ
駆動回路の回路ブロック図

【図２】同実施の形態１のブラシレスモータ駆動回路に
おける各種タイミングの波形図

【図３】（ａ）：同実施の形態１のブラシレスモータ駆
動回路における端子電圧１１０の波形の説明図 （ｂ）：同実施の形態１の端子電圧波形処理回路１２ｕ
の出力電圧１１３の波形の説明図

【図４】（ａ）：同実施の形態１のブラシレスモータ駆
動回路における端子電圧の波形図 （ｂ）：同実施の形態１のブラシレスモータ駆動回路に
おけるタイミング信号の図 （ｃ）：同実施の形態１のサンプル・ホールド回路の出
力電圧を示す図

【図５】同実施の形態１のブラシレスモータ駆動回路に
おける位相進ませ調整の原理波形図

【図６】同実施の形態１のブラシレスモータ駆動回路に
おける位相遅らせ調整の原理波形図

【図７】同実施の形態１の立ち下がり時における位相進
ませ調整の原理波形図

【図８】同実施の形態１の立ち下がり時における位相遅
らせ調整の原理波形図

【図９】本発明にかかる実施の形態２のブラシレスモー
タ駆動回路の回路ブロック図

【図１０】（ａ）：本実施の形態２のブラシレスモータ
駆動回路に含まれる、各種タイミング発生手段及びＰＷ
Ｍ手段のブロック図 （ｂ）：本実施の形態２の電圧情報の切り替えのタイミ
ングやクランプ要因の変更のタイミングなどを説明する
ための図

【図１１】本実施の形態２のブラシレスモータ駆動回路
の端子電圧の波形図

【図１２】上記実施の形態２における、モータ電流と端
子電圧の位相関係を示す波形図

【図１３】本発明にかかる実施の形態３のブラシレスモ
ータ駆動回路の回路ブロック図

【図１４】従来のブラシレスモータ駆動回路の回路ブロ
ック図

【図１５】（ａ）〜（ｆ）：従来のブラシレスモータ駆
動回路による磁極位置検出の原理を説明する動作波形図

【符号の説明】

１、１８ ブラシレスモータ ２、１９ 三相ブリッジ回路 ３ ＰＷＭ変調回路 ４ １２０度通電パルス・各種タイミング発生回路 ５ 選択回路 ６、７、１３ サンプル・ホールド回路 ８、１０ 比較回路 ９ 制御補償回路 １１ Ｖ／ｆ変換回路 １２ｕ、１２ｖ、１２ｗ 端子電圧波形処理回路 １４ 判定回路 ２０ 電圧位相検出回路 ２１ 制御回路 ２２ 倍電圧整流回路 ２３ 交流電源

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 吉岡 包晴 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 吉田 誠 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 パルス幅変調された信号を出力する三相
   ブリッジ回路と、 前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレ
   スモータと、 前記ブラシレスモータへの通電が休止されている相の端
   子電圧を検出する端子電圧検出手段と、 前記端子電圧検出手段の検出結果に基づいて、前記三相
   ブリッジ回路の通電を制御する制御手段とを備え、 前記端子電圧検出手段は、前記検出したパルス状の電圧
   の立ち上がり時の時定数よりも、立ち下がり時の時定数
   の方が大きくなるように調整されていることを特徴とす
   るブラシレスモータ駆動回路。
2. 【請求項２】 （１）三相ブリッジ回路と、（２）前記
   三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモ
   ータと、（３）そのブラシレスモータの設定回転数に対
   応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準
   電圧出力手段と、（４）同一周波数で三相のパルスをサ
   ンプリングするためのパルスを発生するパルス発生手段
   と、（５）前記ブラシレスモータの非通電期間におい
   て、少なくとも一相の端子電圧を検出する端子電圧検出
   手段と、（６）その検出された端子電圧の立ち上がり時
   の端子電圧値と立ち下がり時の端子電圧値とを比較する
   比較器とを備え、前記比較器の出力に応じて前記駆動電
   圧基準値を可変できるブラシレスモータ駆動回路であっ
   て、 前記非通電期間における中間タイミング以降のタイミン
   グにおいて、前記検出した誘起電圧値が、（ａ）立ち上
   がり時に、所定値以上の電位であるとき、又は、（ｂ）
   立ち下がり時に、所定値以下の電位であるときには、前
   記パルス発生手段の周波数位相を進める様に調整するこ
   とを特徴とするブラシレスモータ駆動回路。
3. 【請求項３】 （１）三相ブリッジ回路と、（２）前記
   三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモ
   ータと、（３）そのブラシレスモータの設定回転数に対
   応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準
   電圧出力手段と、（４）同一周波数で三相のパルスを発
   生するパルス発生手段と、（５）前記ブラシレスモータ
   の非通電期間において少なくとも一相の端子電圧を検出
   する端子電圧検出手段と、（６）その検出された端子電
   圧の立ち上がり時の端子電圧値と立ち下がり時の端子電
   圧値とを比較する比較器とを備え、前記比較器の出力に
   応じて前記駆動電圧基準値を可変できるブラシレスモー
   タ駆動回路であって、 前記非通電期間における中間タイミング以降のタイミン
   グにおいて、（ａ）前記検出された誘起電圧が増加する
   相の電圧である場合で、その誘起電圧値が、プラス側の
   電源電位とマイナス側電源電位との間の所定の電圧より
   低い電位であるとき、又は、（ｂ）前記検出された誘起
   電圧が減少する相の電圧である場合で、その誘起電圧値
   が、プラス側の電源電位とマイナス側の電源電位との間
   の所定の電圧より高い電位であるときには、前記パルス
   発生手段の周波数位相を遅らせることを特徴とするブラ
   シレスモータ駆動回路。
4. 【請求項４】 三相ブリッジ回路と、 前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレ
   スモータと、 そのブラシレスモータへの通電を休止している相の端子
   電圧を検出する第１の検出手段と、 電源電圧のプラス側からパルス幅変調による通電もしく
   は連続にて通電されている相の通電時の端子電圧を検出
   する第２の検出手段と、 前記電源電圧のマイナス側からパルス幅変調による通電
   もしくは連続にて通電されている相の通電時の端子電圧
   を検出する第３の検出手段と、 前記電源電圧のプラス側またはマイナス側をパルス幅変
   調することにより前記三相ブリッジ回路の通電を制御す
   る制御手段とを備え、 前記第２の検出手段の検出結果と、前記第３の検出手段
   の検出結果とを電源電圧情報として、前記パルス幅変調
   の変調量計算に用いることを特徴とするブラシレスモー
   タ駆動回路。
5. 【請求項５】 三相ブリッジ回路と、 前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレ
   スモータと、 そのブラシレスモータへの通電を休止している相の端子
   電圧を検出する第１の検出手段と、 電源電圧のプラス側からパルス幅変調による通電もしく
   は連続にて通電されている相の通電時の端子電圧を検出
   する第２の検出手段と、 前記電源電圧のマイナス側からパルス幅変調による通電
   もしくは連続にて通電されている相の通電時の端子電圧
   を検出する第３の検出手段と、 前記電源電圧のプラス側またはマイナス側をパルス幅変
   調することにより前記三相ブリッジ回路の通電を制御す
   る制御手段とを備え、 前記制御手段は、前記第２の検出手段の検出結果と、前
   記第３の検出手段の検出結果との差の半分の値を、前記
   第１の検出手段の検出値と比較し、その比較結果が反転
   したときから所定角度遅延したタイミングで通電相の切
   り換えを行うことを特徴とするブラシレスモータ駆動回
   路。
6. 【請求項６】 前記制御手段は、通電相切り換え直後の
   比較結果を使用しないことを特徴とする請求項５記載の
   ブラシレスモータ駆動回路。
7. 【請求項７】 三相ブリッジ回路と、 前記三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレ
   スモータと、 そのブラシレスモータへの通電を休止している相の端子
   電圧を検出する検出手段と、 前記検出手段の前記検出結果に基づいて、前記三相ブリ
   ッジ回路の通電を制御する制御手段とを備え、 前記制御手段は、前記検出手段の検出結果と電源電圧の
   中性点電位とを比較し、（ａ）前記検出手段による検出
   結果が増加方向にある場合は、相切り換えから前記検出
   手段の検出結果が前記中性点電位を最初に下回った時の
   第１のタイミング期間と、前記中性点電位を次に上回っ
   た時の第２のタイミングとを検出し、（ｂ）前記検出手
   段による検出結果が減少方向にある場合は、相切り換え
   から前記検出手段の検出結果が前記中性点電位を最初に
   上回った時の第３のタイミング期間と、前記中性点電位
   を次に下回った時の第４のタイミングとを検出し、
   （ｃ）前記検出手段による検出結果が増加方向にある場
   合には、前記第２のタイミングを検出してから、所定通
   電角度から前記第３のタイミング期間の半分を差し引い
   た値を遅延させたタイミングで相切り換えを行い、
   （ｄ）前記検出手段による検出結果が減少方向にある場
   合には、前記第４のタイミングを検出してから、所定通
   電角度から前記第１のタイミング期間の半分を差し引い
   た値を遅延させたタイミングで相切り換えを行うことを
   特徴とするブラシレスモータ駆動回路。
8. 【請求項８】 （１）三相ブリッジ回路と、（２）前記
   三相ブリッジ回路に接続されて駆動されるブラシレスモ
   ータと、（３）そのブラシレスモータの設定回転数に対
   応した電圧をモータ駆動電圧基準値として出力する基準
   電圧出力手段と、（４）同一周波数で三相のパルスをサ
   ンプリングするためのパルスを発生するパルス発生手段
   と、（５）前記ブラシレスモータの非通電期間におい
   て、少なくとも一相の端子電圧を検出する端子電圧検出
   手段と、（６）その検出された端子電圧の立ち上がり時
   の端子電圧値と立ち下がり時の端子電圧値とを比較する
   比較器とを備えた、前記比較器の出力に応じて前記駆動
   電圧基準値を可変できるブラシレスモータ駆動回路の制
   御方法であって、 前記非通電期間における中間タイミング以降のタイミン
   グにおいて、 （１）前記検出した誘起電圧値が、（１−ａ）立ち上が
   り時に、所定値以上の電位であるとき、もしくは、（１
   −ｂ）立ち下がり時に、所定値以下の電位であるときに
   は、前記パルス発生手段の周波数位相を進める様に制御
   し、又は、 （２）前記検出した誘起電圧値が、（２−ａ）立ち上が
   り時に、所定値以下の電位であるとき、もしくは、（２
   −ｂ）立ち下がり時に、所定値以上の電位であるときに
   は、前記パルス発生手段の周波数位相を遅らせる様に制
   御することを特徴とするブラシレスモータ駆動回路の制
   御方法。
9. 【請求項９】 三相ブリッジ回路と、前記三相ブリッジ
   回路に接続されて駆動されるブラシレスモータと、その
   ブラシレスモータへの通電を休止している相の端子電圧
   を検出する第１の検出手段と、電源電圧のプラス側から
   パルス幅変調による通電もしくは連続にて通電されてい
   る相の通電時の端子電圧を検出する第２の検出手段と、
   前記電源電圧のマイナス側からパルス幅変調による通電
   もしくは連続にて通電されている相の通電時の端子電圧
   を検出する第３の検出手段と、前記電源電圧のプラス側
   またはマイナス側をパルス幅変調することにより前記三
   相ブリッジ回路の通電を制御する制御手段とを備えたブ
   ラシレスモータ駆動回路の制御方法であって、 前記制御手段により、前記第２の検出手段の検出結果
   と、前記第３の検出手段の検出結果との差の半分の値
   を、前記第１の検出手段の検出値と比較し、その比較結
   果が反転したときから所定角度遅延したタイミングで通
   電相の切り換えを行うことを特徴とするブラシレスモー
   タ駆動回路の制御方法。
10. 【請求項１０】 前記ブラシレスモータの始動時には、
    請求項８記載の前記ブラシレスモ−タ駆動回路の制御方
    法を用い、 立ち上がり時の誘起電圧値と立ち下がり時の誘起電圧値
    との差が一定期間連続して一定範囲内にあることを検出
    したとき、請求項９記載の前記ブラシレスモ−タ駆動回
    路の制御方法に切り替えることを特徴とするブラシレス
    モータ駆動回路の制御方法。