CN104040873B - 电机驱动装置和使用其的冷藏库 - Google Patents

Abstract

本发明的电机驱动装置包括：根据因无刷DC电机(4)的转动而产生的反电动势来检测转动位置的位置检测单元(5)；和基于位置检测信号生成任意的频率的波形，对无刷DC电机(4)进行驱动的逆变器(3)。位置检测单元(5)包括：检测无刷DC电机(4)各相的电压的相电压检测部(5a)；设定基准电压的基准电压设定部(5c)；除去高频成分的滤波部(5b)；和比较基准电压设定部(5c)和滤波部(5b)的输出的比较部(5d)。

Description

电机驱动装置和使用其的冷藏库

技术领域

本发明涉及驱动无刷DC电机的电机装置和使用其的冷藏库。

背景技术

现有，这种电机驱动装置检测无刷DC电机的转子的转动位置，基于该转动位置，对通电的定子绕组进行切换。不使用编码器、霍尔元件等检测器对无刷DC电机的转子的位置进行检测的方法通过为无模拟传感器方式和数字方式。

所谓无模拟传感器方式，是指在无刷DC电机的各相的电压中通过滤波电路取出反电动势，将该电压作为转子的位置信号，对通电的定子的绕组进行切换(例如专利文献1)。

另一方面，在无数字传感器方式中，将逆变器输出电压与逆变器输入电压的1/2作比较，将该大小关系变化的点作为伴随无刷DC电机转动而产生的反电动势的零交叉点进行检测(例如非专利文献1)。

图10表示专利文献1所记载的现有的电机驱动装置中的位置检测电路200。如图10所示，第一滤波电路201、第二滤波电路202、第三滤波电路203由基于RC的一阶滤波器构成，其输入与无刷DC电机的各三相绕组连接。

第一合成电路204利用电阻将第二滤波电路202的输出和第三滤波电路203的输出合成。第一比较电路205比较第一滤波电路201的输出和第一合成电路204的输出，输出位置检测信号Z。

第二合成电路206利用电阻将第三滤波电路203的输出和第一滤波电路201的输出合成。第二比较电路207比较第二滤波电路202的输出和第二合成电路206的输出，输出位置检测信号X。

第三合成电路208利用电阻将第一滤波电路201的输出和第二滤波电路202的输出合成。第三比较电路209比较第三滤波电路203的输出和第三合成电路208的输出，输出位置检测信号Y。

从第一比较电路205输出的位置检测信号Z、从第二比较电路207输出的位置检测信号X和从第三比较电路209输出的位置检测信号Y，被输入到异或逻辑电路210。

接着使用图11说明以上结构的动作。

图11是表示位置检测电路的动作中的各部的波形的图。

图11中，(a)、(b)、(c)分别为U相、V相、W相的电压波形，分别输入到第一滤波电路201、第二滤波电路202、第三滤波电路203。在此，为了说明简化，该电压波形为示意图，实际的波形通过PWM(脉冲宽度调制)等进行电压控制，所以成为复杂的波形。

此外，图11的(d)、(e)、(f)分别为第一滤波电路201、第二滤波电路202、第三滤波电路203的输出。图11的(g)、(h)、(i)分别为第二比较电路207、第三比较电路209、第一比较电路205的输出，利用滤波电路从无刷电机的绕组电压仅取出反电动势成分，通过进行比较能够获得转子的位置检测信号。

在能够获得该位置检测信号的时刻，依次切换无刷DC电机的通电的绕组，稳定地驱动无刷DC电机。

图12是非专利文献1的电机驱动装置的框图。

图12中，将工频电源101作为输入，利用具有整流部102a和平滑部102b的整流平滑电路102将交流电压转换为直流电压，输入到逆变器103。逆变器103利用三相全桥连接6个开关元件103a～103f。各开关元件103a～103f在反向并联连接有二极管103g～103l，将直流输入转换为三相交流电力，对无刷DC电机104供给电力。位置检测电路300根据无刷DC电机104的端子电压检测转子的相对位置。

图13是图12所示的非专利文献1的电机驱动装置的位置检测电路300的电路图。

图13中，位置检测电路300由构成比较部301的比较电路构成，将无刷DC电机104的端子电压输入到非反相输入，将逆变器输入电压的1/2作为基准电压输入到反相输入。位置信号检测定子绕组之中的出现在不通电相的逆变器输出端子的感应电压与基准电压一致的时刻(即，感应电压的零交叉点)。

在此，说明图12的无刷DC电机104的转子相对位置的检测。

图14A是表示图13的位置检测电路300的各部的信号的时序图。

在图14A中，(a)表示作为基准电压的、逆变器3的直流输入电压Vdc的1/2。(b)表示无刷DC电机的端子电压。

(c)表示位置检测电路300的比较部301的输出波形，(d)表示作为感应电压的相位信号的感应电压的零交叉点，捕捉该信号的状态变化的点作为位置检测信号。此外，图14A表示U相波形，V相和W相为相对于U相波形错开±120度相位而形成的波形。

图14A的波形(b)中，区间A是伴随图12所示的开关元件103d(U相下侧开关元件)的断开、二极管103g导通而U相端子电压电位成为Vdc(逆变器输入电压)的区间。同样，区间D是伴随开关元件103a(U相上侧开关元件)的断开、二极管103j导通而U相端子电压成为接地电平的区间。区间C是上侧开关元件103a导通的区间，区间F是下侧开关元件3d导通的区间。区间B和区间E是U相绕组的不通电区间，此时，U相绕组的感应电压出现。

在该区间中，将感应电压出现的端子电压与直流输入电压的1/2比较，检测大小关系变化的点。其中，区间A和区间D是因换相(転流)而产生峰值电压的区间，防止该峰值电压导致的感应电压相位信号(即位置检测信号)的误产生，所以忽略换相后的一定期间的大小关系变化点，可靠地检测感应电压的零交叉点，进行准确的位置检测。

感应电压相位信号在一个相中信号按每电角180度进行反转，所以在三相中产生信号按每电角60度进行反转的时刻。周期测定计数器302对该信号反转周期(电角60度)计数。延迟计数器303从由周期测定计数器302得到的电角60度的周期移动电角30度相位，通过逻辑电路304生成驱动逆变器3的开关元件3a～3f的驱动信号，输出逆变器3的三相交流电力。

但是，在专利文献1的无模拟传感器方式中，利用图10所示的第一滤波电路201、第二滤波电路202、第三滤波电路203将逆变器输出电压转换为电角延迟90度的相位信号之后，经由第一比较电路205、第二比较电路207、第三比较电路209生成位置信号，对在位置信号产生的同时进行通电的绕组进行切换。因此，在该方式中，没有附加提前角的自由度，在转子中嵌入有永磁铁的嵌入磁铁电机等的具有非突极性的电机那样，存在不适合于在最适合的驱动中需要适度的提前角的用途的问题。

另一方面，在非专利文献1记载的无数字传感器方式中，在通电角120度驱动中，在电角从0度至30度的范围内能够附加任意的提前角。

如上所述，在非专利文献1的电机驱动装置中，根据在无刷DC电机的端子电压中出现的感应电压的零交叉点检测转子相对位置。但是，在实际的端子电压波形中重叠有伴随PWM控制的导通/断开与载波频率成分。

图14B是将图14A中的区间B部放大的波形，图14B的(e)表示PWM波形。如图14B的(a)所示可知，在端子电压中重叠有PWM成分。并且在图N5B中，因PWM导通而端子电压上升时，如波形G所示产生高频的振铃噪声(ringing noise)。

当将重叠有该振铃噪声的波形输入到比较部时，尤其在感应电压零交叉点附近(即能够进行位置检测的附近)，端子电压超过基准电压(Vdc/2)的电平，有时输出高电平。由此，产生将振铃噪声作为位置检测信号的误检测(在图14B中，在本来时刻H应进行位置检测，但是在时刻I进行检测)，由于位置检测精度的降低，有时伴随速度控制的稳定性降低、电机效率的降低。

为了消除由该振铃噪声导致的位置检测电路的输出，从PWM上升至经过一定时间，一般采用不识别来自位置检测电路的输入信号等、附加软件滤波器的对应。

但是，该振铃噪声的频率是绕组电感和寄生电容等引起的LC谐振，所以为了提高压缩机效率(COP)而增加定子绕组的匝数的高效率电机中，振铃噪声周期变长，需要将位置检测电路的输出消除期间取得较长。

但是，感应电压仅在PWM导通的期间出现于端子电压、即仅能够在PWM导通的期间取得位置信号，所以将忽略位置检测电路的输出的期间延长的做法，使能够进行位置检测的期间缩短，结果使位置检测的精度降低。由此，具有速度精度的降低、不能够获得足够的效率的问题。

先行技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2003－50072号公报

非专利文献

非专利文献1：长竹和夫编著《家用电机·逆变器技术》(家電用モータ·インバータ技術)、日刊工业新闻社、2000年4月28日、P89－92

发明内容

为了解决现有的技术问题，本发明的电机驱动装置将逆变器输出的电压经由相电压检测单元和低通滤波器与由基准电压检测单元检测出的基准电压比较，能够从逆变器输出电压除去振铃噪声的高频成分，所以能够高精度地检测无刷DC电机的感应电压的零交叉点。

而且，本发明的电机驱动装置能够高效率地驱动采用增加了定子绕组的匝数的电机的压缩机。

附图说明

图1是本发明的第一实施方式的电机驱动装置的框图。

图2A是本发明的第一实施方式的电机驱动装置的位置检测电路的电路图。

图2B是本发明的第一实施方式的电机驱动装置的迟滞(Hysteresis)设定单元的详情图。

图3是表示构成本发明的第一实施方式的电机驱动装置的位置检测电路的滤波部的增益的频率特性的图表。

图4是本发明的第一实施方式的设置于电机驱动装置的低通滤波器的输入PWM波形时的过渡响应特性的图表。

图5A是表示本发明的第一实施方式的电机驱动装置的迟滞电路的动作引起的各部的信号状态的时序图。

图5B是检测本发明的第一实施方式的电机驱动装置的感应电压从正变化为负的零交叉点的时序图。

图6是本发明的第二实施方式的电机驱动装置的框图。

图7A是本发明的第二实施方式的电机驱动装置的位置检测电路的电路图。

图7B是本发明的第二实施方式的电机驱动装置的迟滞设定单元的详情图。

图8是本发明的第三实施方式的冷藏库的框图。

图9是本发明的第四实施方式的冷藏库的框图。

图10是专利文献1记载的现有的电机驱动装置的位置检测电路图。

图11是专利文献1记载的现有的电机驱动装置的位置检测电路的动作中的各部的波形图。

图12是非专利文献1记载的现有的电机驱动装置的框图。

图13是非专利文献1记载的现有的电机驱动装置的位置检测电路的电路图。

图14A是表示非专利文献1记载的现有的位置检测电路的信号的时序图。

图14B是将图14A的时序图的区间B部放大的波形图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。其中，本发明不由该实施方式限定。

(第一实施方式)

图1是本发明的第一实施方式的电机驱动装置的框图。

图1中，交流电源1为一般的工频电源，在日本的情况下为有效值100V的50Hz或60Hz的交流电源。整流平滑电路2由整流部2a和平滑部2b构成，以交流电源1为输入，将交流电压转换为直流电压。

逆变器3由三相全桥结构连接6个开关元件3a～3f，将来自整流平滑电路2的直流输入转换为交流电力，对无刷DC电机4供给任意的电压和频率的交流输出。另外，各开关元件3a～3f在反向并联连接有二极管3g～3l。

位置检测单元5是检测无刷DC电机4的磁极位置的电路，包括：检测各相的端子电压(即逆变器输出电压)的相电压检测部5a；和从由相电压检测部5a检测出的电压除去高频噪声的滤波部5b。而且，位置检测单元5包括：设定作为对端子电压的大小关系进行比较的基准的电压的基准电压设定部5c；和对由滤波部除去高频噪声后的端子电压和基准电压设定部5c的输出电压的大小关系进行比较的比较部5d。基于滤波部5b的输出和基准电压设定部5c的输出电压的大小关系，比较部5d输出信号。此外，基准电压设定部5c的输出电压通常为逆变器3的直流输入电压Vdc的1/2，或使逆变器3的各相的输出端子电压为经由电阻结线的第二中性点的电位。

逆变器控制部6包括位置检测部6a、换相部6b和驱动部6c。位置检测部6a基于来自位置检测单元5的输出检测无刷DC电机的磁极位置，换相部6b基于位置检测部6a的输出决定使哪个开关元件导通，驱动部6c根据换相部6b的指示使相应的开关元件导通/断开。此外，在逆变器控制部中，用来自位置检测部的位置信号检测驱动速度，基于与指令速度的偏差通过PWM占空比控制调节输入到无刷DC电机的电压，并进行反馈控制，使得驱动速度和指令速度成为相同。

对如以上方式构成的电机驱动装置说明其动作。

图2A是本发明的第一实施方式的电机驱动装置的位置检测单元5的电路图。在图1和图2A中，相电压检测部5a、滤波部5b、比较部5d与各相对应地具有3个电路。相电压检测部5a利用多个电阻的分压降低电压，将各相的逆变器输出电压(即电机端子电压)输入到滤波部5b。图2A中，滤波部5b由电阻和电容器构成低通滤波器。基准电压设定部5c经由电阻连接各相的滤波部输出，构成第二中性点，使第二中性点电位为基准电压。

此外，本实施方式中，基准电压设定部5c根据滤波部5b的输出构成第二中性点，但是也可以根据滤波部输入构成第二中性点。

而且，基准电压设定部5c可以为利用电阻使逆变器3的输入电压的1/2低压化后得到的输入。

如图2A所示，比较部5d由比较电路构成，对反相输入端子输入由基准电压设定部5c形成的中性点电位，对非反相输入端子输入滤波部5b的低通滤波器的输出。

图3是表示本实施方式的位置检测单元5的滤波部5b的增益的频率特性的图表。滤波部5b为低通滤波器，所以将振铃噪声的频率设定为较大地进行衰减的截止频率即可。但是，振铃噪声的频率根据电机规格而不同，在本实施方式1中的无刷DC电机中为15kHz至50kHz左右，所以为通常使用的载波频率的10倍以下左右。因此，当应用使振铃噪声大幅衰减的滤波常数时，载波频率成分也大幅地衰减，有时位置检测精度的降低或者不能进行位置检测。

而且，在实现无刷DC电机的效率提高而增加了三相绕组的匝数的电机中，振铃噪声的频率变低，进一步接近PWM载波频率成分，所以从端子电压仅除去振铃噪声成分变得更加困难。

因此，在本实施方式中，不从端子电压除去振铃噪声，选定成为振铃噪声频率成分的1/3以下程度的载波频率，构成使振铃频率成分衰减至6～14dB程度的低通滤波器。由此，使振铃噪声等级从减半衰减至1/5左右，并且对PWM成分的影响较小，所以有效利用作为无数字传感器方式的特征的提前角设定的自由度，抑制位置检测中的振铃噪声导致的位置误检测，能够实现增加了匝数的电机的高效率驱动。

图4是表示本实施方式的低通滤波器的输入PWM波形时的过渡响应特性的图表。如图4所示，在图3所示的特性的低通滤波器中，产生PWM信号的相位延迟，该延迟成为位置检测时刻的延迟。PWM信号的延迟在图4中为十几usec左右，作为压缩机中的最高速度100rps，6极无刷DC电机中的电角延迟不到2deg。无数字传感器方式中，在通电角120度的情况下，通过由换相部进行的换相时刻的调整，能够附加提前角至最大30deg。因此，如果是这种程度的延迟相位，通过提前角调整能够充分应对，本实施方式的位置检测电路可以说为与无数字传感器方式非常兼容的电路。

接着，说明迟滞。如图2A所示，为了抑制在位置检测时刻附近因振铃噪声而发生比较部输出的振颤(chattering)，在比较器输出与非反相输入端子之间构成迟滞设定单元5e，对使比较部5d的输出状态变化的输入电压阈值附加迟滞。

图2B表示迟滞设定单元5e的详情。图2B中，迟滞设定单元5e由迟滞电路5f、5g和迟滞切换部5h构成。当比较部输出从低电平变化为高电平时，迟滞切换部5h切换从高电平变化为低电平时的反馈电路，能够根据输出信号状态设定任意的迟滞。图2B中，迟滞切换部5h用开关(switch)表示，而当开关部使用二极管时，输出从高向低变时和从低向高变化时的迟滞电路能够根据输出改变。此外，也可以采用以反馈电路为一个电路，通过组合1个二极管，利用二极管的连接方向仅在单方向上与反馈电路连接的结构。

图5A、图5B是表示迟滞电路的动作的各部的信号状态的流程图。图5A表示对无刷DC电机的感应电压从负变化为正的零交叉点进行检测的时刻，图5(b)表示对感应电压从正变化为负的零交叉点进行检测的时刻。

图5A和图5B中，(a)表示由基准电压设定部设定的基准电压，(b)表示U相滤波器输出(即U相的比较部非反相输入)，(c)表示U相的比较部输出波形，(d)表示U相的感应电压相位信号即位置检测时刻，(e)表示感应电压电平。此外，Vhh表示输出从低电平向高电平反转时的非反相输入端子的电压电平，Vhl表示输出从低电平向高电平反转时的非反相输入端子的电压电平。

此外，图5中为了简单，将基准电压表示为直线。

图5A中，非反相输入端子的电压，伴随PWM的导通，电压上升，出现无刷DC电机的感应电压，但由滤波部衰减至一定程度的振铃噪声发生重叠。由此，为比在端子电压中出现的感应电压高的电压电平，所以即使无刷DC电机的感应电压不达到基准电压，当该振铃噪声超过Vhh时，比较部的输出从低变化为高，感应电压相位信号比无刷DC电机的零交叉时刻提前地反转，能够进行位置检测。即，图5A中，本来在时刻K应检测在时刻J提前地进行检测。

另一方面，在图5B所示的时刻中，尤其在感应电压零交叉附近，比较部输出因振铃而容易成为高输出，进而暂时成为高的比较部输出因迟滞的影响而难以反转为低。即，位置检测的检测时刻有容易比感应电压零交叉点延迟地进行检测的倾向。即，在图5中，本来在时刻L应检测但是在时刻M延迟地检测。

在对比较电路附加迟滞的情况下，通常作为反馈电路连接电阻，将Vhh与Vhl的基准电压之差设定为大致相等，但在此，位置检测信号的产生间隔以“宽→窄→宽→窄→……”变动。

因此，在本实施方式中，根据比较部5d的输出状态，变更迟滞。

具体而言，在输出信号高的情况下，选定迟滞幅度小的反馈电路，在输出信号低的情况下，切换为迟滞大的反馈电路。由此，能够抑制感应电压从正方向向负方向转移的零交叉点的检测的延迟，位置检测精度提高，能够实现对无刷DC电机的指令速度的速度精度的提高和效率的提高。

如上所述，本实施方式的电机驱动装置包括：由具有永磁铁的转子和具有三相绕组的定子构成的无刷DC电机；与定子绕组电连接，根据因转子的转动在定子产生的反电动势来检测转子的转动位置的位置检测单元；和逆变器，其基于位置检测信号，生成任意频率的波形来驱动无刷DC电机。位置检测单元包括：检测定子绕组的各相的电压的相电压检测部；设定基准电压的基准电压设定部；从相电压检测部或基准电压设定部的输出除去高频成分的滤波部；和比较基准电压设定部和滤波部的输出的比较部。根据比较部输出检测无刷DC电机的转子相对位置，由此即使在定子绕组的电感大的无刷DC电机中也能够根据逆变器输出电压高精度地获得位置检测信号，能够高效率地驱动高效率的电机。

此外，本实施方式的电机驱动装置，通过采用由电阻和电容器构成滤波部的一阶滤波器，能够以非常廉价的电路构成，能够以低价格实现高效率的电机驱动装置。

此外，本实施方式的电机驱动装置包括对使比较部的输出状态变化的输入电压的阈值设置迟滞的迟滞设定单元。迟滞设定单元根据比较部的输入状态附加不同的迟滞幅度，以使得在滤波部输出变为比基准电压设定部的输出电压高第一迟滞幅度时使比较部的输出状态变化，并且在滤波部输出变为比基准电压设定部的电压低第二迟滞幅度时使比较部的输出状态变化。由此，本实施方式的电机驱动装置能够根据输入状态设定适当的迟滞幅度，能够提高无刷DC电机的位置检测精度，提高速度精度和效率。

而且，本实施方式的电机驱动装置，通过使迟滞设定单元所附加的第一迟滞幅度为第二迟滞幅度以下，能够施加与比较部的输入状态相应的适当的迟滞。除此之外，尤其能够抑制从滤波部输出比基准电压高的状态变化为比第二延迟幅度小而比较部的输出状态变化时的位置检测延迟，通过位置检测的精度的进一步提高，能够提高无刷DC电机的速度控制和效率。

(第二实施方式)

图6是本发明的第二实施方式的电机驱动装置的框图。

对与本发明的第一实施方式的电机驱动装置相同的构成标注相同的附图标记，省略说明。

图6中，交流电源1为一般的工频电源，在日本的情况下为有效值100V的50Hz或60Hz的交流电源。整流平滑电路2由整流部2a和平滑部2c构成，以交流电源1为输入，将交流电压转换为直流电压。另外，平滑部2c将2个平滑电容器串联连接，并且其连接点经由输入电压切换部2d与交流电源1的一端连接，通过导通或断开输入电压切换部2d的开关，将整流方式切换为倍压整流和全波整流，能够将对逆变器3的直流输入电压切换为2个等级。

具体而言，在低速、低负载驱动无刷DC电机的情况下，以全波整流输入进行高效率的运转，在进行高速、高负载驱动时，以倍压整流进行高速、高扭矩驱动等根据驱动状况选择适当的直流电压。

图7A是本实施方式的电机驱动装置的位置检测单元5的电路图。图6和图7A中，相电压检测部5a、滤波部5b、比较部5d对应各相具备3个电路。相电压检测部5a利用多个电阻的分压降低电压，将各相的逆变器输出电压(即电机端子电压)输入到滤波部5b。图2A中，滤波部5b由电阻和电容器构成低通滤波器。基准电压设定部5c经由电阻连接各相的滤波部输出，构成第二中性点，使第二中性点电位为基准电压。

此外，本实施方式中，基准电压设定部5c根据滤波部5b的输出构成第二中性点，但是也可以根据滤波部输入构成第二中性点。

而且，基准电压设定部5c可以为利用电阻使逆变器3的输入电压的1/2低压化后得到的输入。

如图2A所示，比较部5d由比较电路构成，对反相输入端子输入由基准电压设定部5c形成的中性点电位，对非反相输入端子输入滤波部5b的低通滤波器的输出。

图7B表示比较部5d的1个相，使用图7B说明迟滞的动作。

比较部输出Vout的输出状态发生变化的动作点是输入到非反相输入端子的电压与基准电压Vref相等的点，Vout的输出因这些电压电平的大小关系而变化。

Vout从低(0V)输出变化为高输出的输入电压Vin的动作点用(公式1)表示，Vin为比Vref大(公式1)的第二项的量的时刻，Vout从高输出变化为低输出的输入电压Vin的动作点用(公式2)表示，Vin为比Vref小(公式2)的第二项的量的时刻。Vout为高时和低时的Vout的输出状态变化的动作电压之差为迟滞，Vin位于Vref附近时的输出电压Vout的振颤受到抑制。

(公式1)

(公式2)

在此，考虑在基准电位Vref成为一半的情况、即切换整流电路、成为全波整流时的动作点。

Vout从低(0V)输出变化为高输出的输入电压Vin的动作点用(公式3)表示，可知动作点也成为倍电压时的一半。

(公式3)

另一方面，Vout从高变化为低输出的输入电压Vin的动作点为(公式4)，动作点从倍电压时的一半进一步降低(公式4)的下线A项所示的量。

(公式4)

即，在全波整流输入中，比较器输出从高变化为低时的动作电压降低、位置检测信号的产生时刻延迟。

另外，如上所述，在全波整流输入中，伴随比较部输出从高反转为低的时刻的延迟，有可能无刷DC电机的磁极位置的检测偏差进一步扩大。因此，在本实施方式中，根据状态变更迟滞。

利用图7B说明迟滞设定单元5e。在图7B中，迟滞设定单元5e由迟滞电路5f和5g和迟滞切换部5h构成。当比较部输出从低电平变化为高电平时，迟滞切换部5h切换从高电平变化为低电平时的反馈电路，能够根据输出信号状态设定任意的迟滞。另外，可以根据逆变器3的输入电压状态即倍压整流或全波整流进一步划分反馈电路，考虑到成本和控制电路的尺寸等，优选采用两个整流方式也能够共用的电路。

此外，在图7B中，迟滞切换部5h用开关表示，但在开关部使用二极管时，输出从高变化为低时和从低变化为高时的迟滞电路能够根据输出自动改变。

而且，也可以采用以反馈电路为一个电路，通过组合1个二极管，利用二极管的连接方向仅在单方向上与反馈电路连接的结构。具体而言，将电阻和二极管串联连接，将二极管的阴极与比较部输出连接时，在比较部输出高的情况下，迟滞电路被切离，仅在比较部输出低的情况下与反馈电路连接。由此，比较部输出从高变化为低的动作点在倍压整流时、全波整流时均成为与基准电位相同的电平，整流方式差导致的动作点的偏差不发生。

如上述方式构成的迟滞设定单元5e，在输出信号高的情况下，选定迟滞幅度小的反馈电路，在输出信号低的情况下，切换至迟滞大的反馈电路。由此，能够抑制感应电压从正方向向负方向转移的零交叉点的检测的延迟，位置检测精度提高，能够实现对无刷DC电机的指令速度的速度精度的提高和效率的提高。

如上所述，本实施方式的电机驱动装置包括：由具有永磁铁的转子和具有三相绕组的定子构成的无刷DC电机；与定子绕组电连接，根据因转子的转动在定子产生的反电动势来检测转子的转动位置的位置检测单元；和逆变器，其基于位置检测信号，生成任意频率的波形来驱动无刷DC电机。此外，本实施方式的电机驱动装置包括将对逆变器供给直流电压的交流电压转换为直流电压的整流平滑部和切换整流平滑部的输出电压的电压切换部。位置检测单元包括：检测定子绕组的各相的电压的相电压检测部；设定基准电压的基准电压设定部；从相电压检测部或基准电压设定部的输出除去高频成分的滤波部；和比较基准电压设定部和滤波部的输出的比较部。根据比较部输出检测无刷DC电机的转子相对位置，由此即使在定子绕组的电感大的无刷DC电机中也能够根据逆变器输出电压高精度地获得位置检测信号，能够高效率地驱动高效率的电机。而且，本实施方式的电机驱动装置，在对逆变器输入的直流输入电压低的情况下，位置检测间隔也以均等的周期产生，所以能够实现稳定的无刷电机的驱动和高效率化。

(第三实施方式)

图8是使用本发明的第三实施方式的电机驱动装置的冷藏库的框图。

本实施方式的冷藏库中，使用图1所示的本发明的第一实施方式的电机驱动装置，所以对于相同的构成标注相同的附图标记，省略说明。

无刷DC电机4与通过往复运动吸入、对制冷剂进行压缩并使其循环的往复式压缩构件11连接，并收纳于密封容器而形成压缩机12。本实施方式中，压缩机使用制冷循环，将从压缩机12排出的高温高压的制冷剂送到冷凝器13进行液化，在毛细管14中低压化，在蒸发器15蒸发，再次返回压缩机。蒸发器15对冷藏库的库内16进行冷却。

冷藏库的负载状态变高仅在频繁进行门开闭的家务事时间带，在一天之中大部分的时间带中，库内温度在冷却状态下为稳定的低负载状态，压缩机以低速驱动。因此，降低冷藏库的消耗电量对于提高低负载状态下的效率是非常有效的。

无刷DC电机的三相绕组的匝数多的电机，使高速区域下的驱动范围变窄，但是如上所述，在一天的大部分中为低速驱动状态，用于不太需要高速驱动的冷藏库用压缩机的驱动是非常有效的用途。

而且，往复式压缩机具有在低速驱动区域下的效率(一般而言COP)高的特性，所以冷藏库的消耗电量的削减效果非常有效。

因此，本实施方式的冷藏库使用的电机驱动装置中，即使是增加了三相绕组的匝数的高效率的电机，也能够高精度地检测磁极位置，所以能够有效地发挥其效率性能。而且，驱动往复式压缩机并将该电机驱动装置用于冷却系统，能够提供削减消耗电量的冷藏库。

(第四实施方式)

图9是使用本发明的第四实施方式的电机驱动装置的冷藏库的框图。

本实施方式的冷藏库中，使用图6所示的本发明的第二实施方式的电机驱动装置，所以对于相同的构成标注相同的附图标记，省略说明。

无刷DC电机4与通过往复运动吸入、压缩制冷剂并使其循环的往复式压缩构件11连接，并收纳于密封容器而形成压缩机12。本实施方式中，压缩机使用制冷循环，将从压缩机12排出的高温高压的制冷剂送到冷凝器13进行液化，在毛细管14中低压化，在蒸发器15蒸发，再次返回压缩机。蒸发器15对冷藏库的库内16进行冷却。

冷藏库的负载状态变高仅在频繁进行门开闭的家务事时间带，在一天之中大部分的时间带中，库内温度在冷却状态下为稳定的低负载状态，压缩机以低速驱动。因此，降低冷藏库的消耗电量对于提高低负载状态下的效率是非常有效的。

本实施方式中，为了提高低负载时的效率，当冷藏库的库内处于稳定的冷却状态时，通过以低转动驱动压缩机来提高冷却循环的效率，而且，使用增加了三相定子绕组的匝数的高效率的无刷DC电机。

此外，在三相绕组的匝数多的定子的无刷DC电机中，由PWM控制进行的逆变器3的开关导致的振铃噪声周期变长，但是通过在比较部5d的输入级中插入滤波部5b，能够抑制振铃噪声、可靠地检测无刷DC电机的磁极位置。

而且，为了提高低负载低速驱动下的效率，断开整流平滑部2的输入电压切换部2d的开关，将由全波整流输出的较低的直流电压输入到逆变器3，由此实现无刷DC电机的铁损降低。

另一方面，在冷藏库的门频繁开闭的情况、除霜后那样，伴随库内温度上升需要急剧地使库内返回至稳定的冷却状态的状态等，需要压缩机的高速驱动，但是在增加了三相绕组的匝数的电机中，高速区域中的驱动范围变窄，有可能冷却性能的不足。但是，在本实施方式中，在需要高负载、高速驱动的情况下，使输入电压切换部的开关导通，将倍压整流的较高的电压输入到逆变器时，能够以高速、高扭矩驱动无刷DC电机，能够确保稳定的冷却性能。

此外，利用倍压整流和全波整流的切换，在逆变器输入电压发生了变化的情况下，根据所选择的整流方式，迟滞设定单元5e选定适当的比较部5d的迟滞，所以与整流方式无关地能够正确检测无刷DC电机的磁极位置，总是实现高效率的驱动。

而且，往复式压缩机具有在低速驱动区域下的效率(一般而言COP)高的特性，所以冷藏库的消耗电量的削减效果非常有效。

因此，本实施方式的冷藏库使用的电机驱动装置中，即使是增加了三相绕组的匝数的高效率的电机，也能够高精度地检测磁极位置，所以能够有效地发挥其效率性能。

而且，本实施方式的冷藏库所使用的电机驱动装置，整流方式无论为倍压整流方式还是全波整流方式，都能够进行准确的磁极位置检测，所以能够以高效率总是高效率驱动无刷DC电机。

而且，驱动往复式压缩机并将该电机驱动装置用于冷却系统，能够提供削减消耗电量的冷藏库。

如上所述，本发明包括：由具有永磁铁的转子和具有三相绕组的定子构成的无刷DC电机；与定子绕组电连接，根据因转子的转动在定子产生的反电动势来检测转子的转动位置的位置检测单元；和逆变器，其基于位置检测信号，生成任意频率的波形来驱动无刷DC电机。位置检测单元包括：检测定子绕组的各相的电压的相电压检测部；设定基准电压的基准电压设定部；从相电压检测部或基准电压设定部的输出除去高频成分的滤波部；和比较基准电压设定部和滤波部的输出的比较部。根据比较部输出进行无刷DC电机的转子相对位置检测，由此即使在定子绕组的电感大的无刷DC电机中，也能够根据逆变器输出电压高精度地获得位置检测信号，能够高效率地驱动高效率的电机。

本发明包括：无刷DC电机，其由具有永磁铁的转子和具有三相绕组的定子构成；和位置检测单元，其与定子绕组电连接，根据因转子的转动而在定子产生的反电动势检测转子的转动位置。而且，包括：基于位置检测信号生成任意的频率的波形、对无刷DC电机进行驱动的逆变器；对逆变器供给直流电压的、将交流电压转换为交流电压的整流平滑部；和切换整流平滑部的输出电压的电压切换部。位置检测单元包括：检测定子绕组的各相的电压的相电压检测部；设定基准电压的基准电压设定部；从相电压检测部或基准电压设定部的输出除去高频成分的滤波部；和比较基准电压设定部和滤波部的输出的比较部。根据比较部输出进行无刷DC电机的转子相对位置检测，由此即使在定子绕组的电感大的无刷DC电机中，也能够根据逆变器输出电压高精度地获得位置检测信号，能够高效率地驱动高效率的电机。

本发明通过采用由电阻和电容器构成滤波部的一阶滤波器，能够非常廉价地构成电路，能够构成低价格的电机驱动装置。

本发明包括对使比较部的输出状态变化的输入电压的阈值设置迟滞的迟滞设定单元。迟滞设定单元根据比较部的输入状态附加不同的迟滞幅度，以使得在滤波部输出变为比基准电压设定部的输出电压高第一迟滞幅度时使比较部的输出状态变化，并且在滤波部输出变为比基准电压设定部的电压低第二迟滞幅度时使比较部的输出状态变化。由此，能够根据输入状态设定适当的迟滞幅度，能够提高无刷DC电机的位置检测精度，能够提高速度精度和效率。

在本发明中，使迟滞设定单元所附加的第一迟滞幅度在第二迟滞幅度以下。由此，能够附加与比较部的输入状态相应的适当的迟滞，并且，尤其是能够抑制从滤波部输出比基准电压高的状态变化为比第二延迟幅度小而比较部的输出状态变化时的位置检测延迟，而且，通过位置检测的精度的提高，能够提高无刷DC电机的速度控制和效率。

在本发明中，电机驱动装置驱动具有往复式压缩构件的往复压缩机，尤其能够实现低速驱动中的冷却系统的系统效率的提高。

本发明将这些电机驱动装置用于冷藏库的冷却循环中，能够削减冷藏库的消耗电力。

产业上的利用可能性

如上所述，本发明的压缩机的驱动装置能够精度良好地检测为了高效率化而增加定子绕组的匝数的电感高的无刷电机的转子位置，所以能够实现高效率的电机驱动装置，所以能够应用在空调、使用压缩机的除湿机、热泵式洗涤干燥机、橱窗、自动售货机等使用压缩机的所有的装置中。

附图符号说明

1 交流电源

2 整流平滑电路

2a 整流部

2b、2c 平滑部

2d 输入电压切换部

3 逆变器

3a～3f 开关元件

3g～3l 二极管

4 无刷DC电机

5 位置检测单元

5a 相电压检测部

5b 滤波部

5c 基准电压设定部

5d 比较部

5e 迟滞设定单元

5f、5g 迟滞电路

5h 迟滞切换部

6 逆变器控制部

6a 位置检测部

6b 换相部

6c 驱动部

11 压缩构件

12 压缩机

13 冷凝器

14 毛细管

15 蒸发器

16 冷藏库

101 工频电源

102 整流平滑电路

102a 整流部

102b 平滑部

103 逆变器

103a～103f 开关元件

103g～103l 二极管

104 无刷DC电机

200 位置检测电路

201 第一滤波电路

202 第二滤波电路

203 第三滤波电路

204 第一合成电路

205 第一比较电路

206 第二合成电路

207 第二比较电路

208 第三合成电路

209 第三比较电路

210 异或逻辑电路

300 位置检测电路

301 比较部

302 周期测定计数器

303 延迟计数器

304 逻辑电路

Claims (6)

1.一种电机驱动装置，其特征在于，包括：

由具有永磁铁的转子和具有三相绕组的定子构成的无刷DC电机；

与所述定子绕组电连接，根据因所述转子的转动在所述定子产生的反电动势来检测所述转子的转动位置的位置检测单元；和

逆变器，其基于来自所述位置检测单元的信号，生成任意频率的波形来驱动所述无刷DC电机，

所述位置检测单元包括：

检测所述定子绕组的各相的电压的相电压检测部；

设定基准电压的基准电压设定部；

从所述相电压检测部的输出除去高频成分的滤波部；和

比较所述基准电压设定部和所述滤波部的输出的比较部，

根据所述比较部的输出检测所述无刷DC电机的转子相对位置，

所述电机驱动装置包括对使所述比较部的输出状态变化的输入电压的阈值设定迟滞的迟滞设定单元，

所述迟滞设定单元根据所述比较部的输入状态附加不同的迟滞幅度，以使得在所述滤波部的输出变为比所述基准电压设定部的输出电压高第一迟滞幅度时使所述比较部的输出状态变化，并且在所述滤波部的输出变为比所述基准电压设定部的电压低第二迟滞幅度时使所述比较部的输出状态变化。

2.如权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于，包括：

将交流电压转换为稳定的直流电压并将其供给至所述逆变器的整流平滑部；和

切换所述整流平滑部的输出电压的输入电压切换部。

3.如权利要求1或2所述的电机驱动装置，其特征在于：

所述滤波部是由电阻和电容器构成的低通滤波器。

4.如权利要求3所述的电机驱动装置，其特征在于：

所述迟滞设定单元所附加的第一迟滞幅度为第二迟滞幅度以下。

5.如权利要求1或2所述的电机驱动装置，其特征在于：

所述无刷DC电机，驱动具有对制冷剂进行压缩并使制冷剂在冷却系统内循环的往复式压缩构件的压缩机。

6.一种冷藏库，其特征在于：

包括权利要求1或2所述的电机驱动装置。