CN105027419B - 电动机驱动装置和使用其的电设备 - Google Patents

Abstract

电动机驱动装置(22)包括：将输入的交流整流为直流的整流平滑电路(2)；和逆变器(3)，将从整流平滑电路(2)输出的直流转换为三相交流，驱动无刷DC电动机(4)。此外，包括检测无刷DC电动机(4)的旋转位置的位置检测部(5)和根据位置检测部(5)的信号估测无刷DC电动机(4)的驱动速度的速度估测部(7)。此外，包括：PWM设定部(10)，根据驱动速度通过脉冲宽度调制对导通占空比和载波频率进行设定，使得在导通占空比为规定值以下的情况下，使PWM最小脉冲宽度成为一定，而减小载波频率使其比导通占空比超过规定值时的载波频率小；波形生成部(11)，在旋转位置和驱动速度上叠加导通占空比和由PWM设定部设定的载波频率，来生成逆变器(3)的驱动波形。

Description

电动机驱动装置和使用其的电设备

技术领域

本发明涉及驱动无刷DC电动机的电动机驱动装置和使用其的电设备。

背景技术

图7是包括第一现有电动机驱动装置的框图。

第一现有电动机驱动装置进行由脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，以下为PWM)控制形成的速度反馈控制的矩形波驱动，以使得驱动速度与目标速度一致。

使用图7说明第一现有电动机驱动装置。

在交流电源201产生的交流电力利用整流平滑部202转换为直流电力。转换的直流电力被输入到逆变器203。逆变器203是通过将6个开关元件203a～203f进行3相桥接而构成的。逆变器203将所输入的直流电力转换为规定的频率的交流电力，并且将其输出到无刷DC电动机204。

位置检测部205取得在非通电绕组相的逆变器203的输出端子出现的零交叉位置作为因无刷DC电动机204的旋转而产生的感应电压的信息。以该信息为基础，位置检测部205检测无刷DC电动机204的转子204a的相对位置。速度估测部206基于位置检测部205检测出的信号计算无刷DC电动机204的旋转速度。波形生成部207根据速度估测部206计算出的旋转速度来计算PWM占空比导通宽度，并且以位置检测部205检测出的信号为基础，确定对逆变器203通电的相。驱动器部208基于来自波形生成部207的信号，进行逆变器203的开关元件203a～203f的驱动。

利用上述第一现有电动机驱动装置能够实现任意变更无刷DC电动机的速度并且对其进行驱动的电动机驱动装置。

此外，第二现有电动机驱动装置，例如如专利文献1公开的那样，减小平滑用电容器的电容，使母线电压包含大的脉动(ripple)成分地进行驱动。图8是包括第二现有电动机驱动装置的框图。

使用图8说明第二现有电动机驱动装置。第二现有电动机驱动装置使用小电容平滑电容器。

在图8中，在交流电源301产生的交流电力利用整流平滑部302的整流二极管302a～302d被整流成直流电力。被整流平滑部302的整流二极管302a～302d整流后的直流电力利用平滑电容器302e被平滑。但是，由于平滑电容器302e的静电电容小，所以被平滑后的直流电力在包括大的脉动成分的状态下被输入到逆变器303。逆变器303是通过将6个开关元件303a～303f进行3相桥接而构成的。逆变器303将所输入的包含脉动的直流电压转换成规定的频率的交流，并将其输出到无刷DC电动机304。

位置检测部305基于逆变器303的输出端子的电压取得因无刷DC电动机304的旋转而产生的感应电压的信息。基于该信息，位置检测部305检测无刷DC电动机304的转子304a的相对位置。此外，在整流平滑部302输出的包含大的脉动的电压中，由于电压低时位置检测部305正确地检测相对位置变得困难，所以位置估测部306基于位置检测部305的位置信息估测相对位置。而且，在由电压检测部307检测出的整流平滑部302的输出电压为规定值以下的情况下，利用切换部308选择由位置估测部306检测出的整流平滑部302的输出电压作为位置检测信号，波形生成部309确定通电相和PWM占空比宽度。以由波形生成部309生成的信号为基础，驱动器部310驱动逆变器303的开关元件303a～303f。

利用上述第二现有电动机驱动装置，即使是包含大的脉动的直流母线电压，也能够任意变更无刷DC电动机的速度并且对其进行驱动，能够实现比第一现有电动机驱动装置便宜且小型的电动机驱动装置。

但是，上述第一和第二现有电动机驱动装置存在下述课题。

首先，说明第一现有电动机驱动装置的课题。

图9是表示现有电动机驱动装置的逆变器的输出端子电压的状态图。在图9中，实线表示输出端子电压的波形，点划线表示作为逆变器输入电压的1/2的基准电压。而且，各开关元件为高电平有效，PWM信号为高电平时，上侧元件导通。此外，图9所示的波形是U相的端子电压波形。V相和W相的端子电压波形从U相的端子电压波形偏移±120度相位。

图7中，逆变器203的输出端子电压波形和基准电压被输出到位置检测部205。图9的区间a是U相下臂开关元件203b导通的区间，端子电压经由开关元件与整流平滑输出的GND连接。图9的区间c是U相上臂开关元件203a导通的区间。上侧开关元件通过PWM控制在一定时刻反复导通/断开，开关元件203a导通时与整流平滑输出的正(plus)侧连接，断开时因回流电流用二极管203h的导通而与整流平滑输出的GND侧连接。因而在区间c的端子电压成为PWM输出叠加的高电平和低电平变化的波形。

图9的区间b和区间d，U相上下两臂的开关元件成为断开状态，此时，出现因无刷DC电动机的旋转而产生的感应电压。此外，利用其他相的PWM开关，PWM输出成为叠加的波形，所以仅在PWM输出导通时感应电压能够确认。

此外，在图9的区间b和区间d产生的峰值电压X和Y在利用各个开关元件203b、203a的断开而绕组电流经由回流电流用二极管203g、203h流动时出现。这些二极管导通的期间，端子电压成为高电平和低电平，不能进行感应电压的检测。

位置检测部205将上下两方的开关元件断开时出现的感应电压与基准电压比较，检测其大小关系变化的时刻作为位置信号。即，在感应电压出现的区间b和区间d中，在峰值电压X和Y收敛后的PWM导通区间，位置检测部205检测逆变器输出端子电压与基准电压的大小关系反转的点A和B。

而且，与端子电压比较的基准电压，位置检测部205一般使用逆变器输入电压的1/2，或者经由电阻与逆变器的各输出端子电压连接的电动机绕组的假想中性点电位等。

在这样的上述位置检测方式中，位置检测的精度依赖于PWM载波频率和PWM导通期间。也就是说，起动时、低负载时等的PWM占空比低的驱动状态、并且PWM载波频率低的情况下，由于不能进行位置检测的采样的PWM断开区间增加，所以位置检测时刻的滞后变大。而且，以位置检测时刻为基础，进行无刷DC电动机的驱动速度的运算、通电的绕组的切换，所以该位置检测的滞后产生以下课题：在滞后相位的驱动所引起的电流畸变的增加或者损失的增加、速度变动所引起的振动和噪声的增加等。特别是高速驱动时，无刷DC电动机的位置误差相对于旋转角的比例变大影响也增大。

因此，无刷DC电动机的稳定驱动中，某程度上使用高的PWM载波频率，来实现抑制PWM断开区间的位置检测滞后。

接着，说明第二现有电动机驱动装置的课题。

在第二现有电动机驱动装置中，将包含大的脉动的直流电压输入到逆变器303。因此，无刷DC电动机即使是稳定驱动状态，因由输入电压引起的影响也产生稍微的速度变动。在逆变器303的直流输入电压比平均电压高的区间，施加转矩相对于负载转矩高，无刷DC电动机成为加速状态。此时无刷DC电动机的施加电压相对于感应电压相位以滞后相位推移。

而且，前述的以低载波频率进行的PWM控制中，施加PWM断开区间的位置检测的滞后时，利用第一现有电动机驱动装置，产生大的滞后相位状态。

此外，在逆变器输入电压中包含大的脉动的结构中，对处于电压高的区间的电动机供给的电力大，峰值电流增大。

因此，在第二现有电动机驱动装置中，因输入有被平滑了的直流电压的情况，大的峰值电流流动，施加滞后相位的电流增加，过电流停止的产生或者过电流引起的减磁产生的可能性提高。而且，滞后相位的驱动也成为损失增加或者驱动转矩降低的原因。

因此，在第二现有电动机驱动装置中，需要以高载波频率进行的PWM控制。

但是，即使在进行高载波频率的PWM控制的情况下，也存在下述所示的课题。

图10是表示现有的逆变器的输出端子电压的位置检测时刻附近的放大波形的状态图。

图10详细表示图9中的位置检测时刻B附近的端子电压状态。

图10中，实线表示U相的端子电压，虚线表示无刷DC电动机的旋转产生的感应电压，点划线表示基准电压。此外，图10中，下面的矩形波形表示PWM输出，各开关元件为高电平有效，因此各开关元件在PWM高电平的区间导通。

而且，本课题是第一和第二现有电动机驱动装置的共同的课题，但是为了使说明简单，以输入不含有脉动的稳定的直流电压的第一现有电动机驱动装置的波形进行说明。

根据图10所示的端子电压波形可知在PWM导通时感应电压呈现为端子电压，但是在PWM刚导通后高频的噪声成分叠加。

位置检测信号，在图9中的区间b和区间d，在PWM导通中，检测逆变器输出端子电压与基准电压的大小关系变化的时刻作为感应电压的零交叉。因此，理想的位置检测点(即感应电压的零交叉点)，在图10中为感应电压与基准电压的交点，即B点。但是，在端子电压波形中叠加高频噪声，因该噪声的影响端子电压与基准电压的大小关系最初变化的时刻为B1点。因此，位置检测部305检测位置检测点作为B1，所以产生与正规位置的误差。

通电的无刷DC电动机绕组的切换，由于基于位置检测时刻，所以该位置检测时刻的误差成为换流时刻的偏差，对无刷DC电动机的稳定运转性能和效率等产生坏影响。

为了抑制该噪声检测引起的位置检测误差，使用从PWM刚导通后经过了噪声成分的振幅收敛的一定期间时，开始位置检测采样的方法(图10的区间D为位置检测采样禁止区间)。

由于该噪声成分因电动机的绕组电感、寄生电容等的谐振而产生，所以特别是使定子绕组的匝数增加而实现了高效率化的电动机中，谐振频率变低，噪声频率变低。因此，在使定子绕组增加了的高效率电动机中，由于高频噪声的周期变长，所以为了抑制噪声的位置误检测，需要使PWM导通后的位置检测的采样禁止区间变长。

但是，由于上述的采样禁止区间是无传感器驱动中的PWM最低导通宽度，所以如果PWM载波频率高，则PWM最低导通占空比变大。因此，最低占空比受制限，最低速度和最低负载受制约。而且，无刷DC电动机起动时，从低电压(即小的占空比宽度)渐渐使电压上升(即渐渐使占空比上升)，而进行顺利的起动。但是，在从起动时给予确保了最低占空比宽度的高的占空比的情况下，存在过度的电压引起的起动不良、过电流、伴随过电流的无刷DC电动机转子永磁铁的减磁等课题。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2005-198376号公报

发明内容

本发明解决现有的课题，通过进行无刷DC电动机的可靠的位置检测，不管逆变器输入电压任何都能确保稳定的驱动性能。由此，本发明的目的是，使将平滑电容器电容设置为极端小的电动机驱动装置实用化，实现电动机驱动装置的小型、轻量、低成本化。

本发明的电动机驱动装置包括将输入的交流整流为直流的整流平滑电路和将从整流平滑电路输出的直流转换为任意的三相交流并且驱动无刷DC电动机的逆变器。此外，本发明的电动机驱动装置包括检测无刷DC电动机的旋转位置的位置检测部和根据位置检测部的信号估测无刷DC电动机的驱动速度的速度估测部。而且，本发明的电动机驱动装置包括：PWM设定部，根据驱动速度通过脉冲宽度调制对导通占空比和载波频率进行设定，以使得在导通占空比为规定值以下的情况下，使PWM最小脉冲宽度成为一定，而减小载波频率使其比导通占空比超过规定值时的载波频率小；和波形生成部，在旋转位置和驱动速度上叠加导通占空比和由PWM设定部设定的载波频率，来生成逆变器的驱动波形。

由此，本发明的电动机驱动装置，即使在刚起动后或者低速、低负载时等PWM占空比小的状态下，也能够确保必要最小限的PWM导通宽度。因此，通常能够进行可靠的无刷DC电动机的位置检测。

此外，通过以使整流平滑电路的电容器和电抗器的谐振频率比交流电源的频率的40倍高的方式进行设定，而使平滑电容器静电电容极端小，在逆变器输入电压中包含大的脉动的情况下，也能够可靠地检测无刷DC电动机的旋转位置，能够实现稳定的驱动。

本发明的电动机驱动装置，不管输入电压的状态任何，都能够进行通过可靠的位置检测而实现的稳定的驱动，能够使平滑电容器的静电电容极端小，而得到实现小型、轻量、低成本的电动机驱动装置。

附图说明

图1是包括本发明的实施方式1的电动机驱动装置的框图。

图2是本发明的实施方式1的电动机驱动装置的驱动序列的流程图。

图3是表示本发明的实施方式1的逆变器的输出端子电压的在位置检测时刻附近的放大波形的状态图。

图4A是表示本发明的实施方式1的逆变器的输入电压波形的状态图。

图4B是表示本发明的实施方式1的逆变器的输入电压波形的状态图。

图5是设定图2的无传感器控制(步骤6)中的PWM载波频率的流程图。

图6是本发明的实施方式2的冷藏库的框图。

图7是包括第一现有电动机驱动装置的框图。

图8是包括第二现有电动机驱动装置的框图。

图9是表示现有电动机驱动装置的逆变器的输出端子电压的状态图。

图10是表示现有中的逆变器的输出端子电压在位置检测时刻附近的放大波形的状态图。

具体实施方式

以下、参照附图对本发明的实施方式进行说明。而且，本发明不被该实施方式限定。

(实施方式1)

图1是包括本发明的实施方式1的电动机驱动装置22的框图。

在图1中，交流电源1是一般的工频电源，在日本是有效值为100V的50或者60Hz的电源。电动机驱动装置22与交流电源1连接，驱动无刷DC电动机4。以下，使用图1说明电动机驱动装置22。

整流平滑电路2是将在交流电源1产生的交流电力整流平滑为直流电力的电路，包括桥接的4个整流二极管2a～2d、平滑电容器2e、和电抗器2f。整流平滑电路2的输出被输入到逆变器3。

此外，平滑电容器2e和电抗器2f构成平滑部2g，以谐振频率成为比交流电源频率的40倍高的频率的方式设定。由此，谐振频率的电流成为电源高次谐波调控的范围外，能够使高次谐波电流降低。此外，通过使平滑电容器2e为这样的值，母线电压包含最大时的电压成为最小时的电压的两倍以上那样的大的脉动(脉动成分)。而且，由于从交流电源1流过平滑电容器2e的电流也成为接近交流电源1的频率成分的电流，所以能够降低高次谐波电流。

而且，由于电抗器2f只要插入交流电源1与平滑电容器2e之间即可，所以插入到整流二极管2a～2d的前后任一方都可以。而且电抗器2f在将构成高频除去部的共模滤波器设置在电路的情况下，考虑与高频除去部的电抗成分的合成成分。

逆变器3将在交流电源1的电源周期的2倍周期包含大的脉动成分的、来自整流平滑电路2的直流电力转换为交流电力。逆变器3是将6个开关元件3a～3f进行3相桥接而构成的。此外，6个回流电流用二极管3g～3l在各开关元件3a～3f逆向连接。

无刷DC电动机4包括具有永磁铁的转子4a和具有3相绕组的定子4b。无刷DC电动机4通过利用逆变器3产生的3相交流电流流过定子4b的3相绕组，来使转子4a旋转。

位置检测部5取得无刷DC电动机4的端子电压。即，检测无刷DC电动机4得到转子4a的磁极相对位置。具体而言，位置检测部5基于在定子4b的3相绕组产生的感应电压来检测转子4a的相对的旋转位置。而且，作为其他的位置检测方法，列举有对电动机电流(相电流或者母线电流)的检测结果进行矢量运算，来估测磁极位置的方法。

电压检测部6检测直流母线间的电压、即检测平滑电容器2e的两端电压。

速度估测部7根据由位置检测部5检测的位置信息估测无刷DC电动机的驱动速度。但是，由电压检测部6检测的电压为阈值以下时停止速度估测，母线电压再次成为阈值以上后，从位置检测部5进行的最初的位置检测后，再开始速度估测。停止速度估测的阈值是在位置检测部5的位置检测为不稳定的母线电压的值，由系统预先确定。

位置检测部5的位置信息当母线电压成为规定电压以下时变得不稳定。因此，在由电压检测部6检测出的母线电压的检测值为阈值以下的情况下，切换部8选择输出位置估测部9的位置信息，而不是位置检测部5的位置信息。在由电压检测部6检测出的电压值超过了阈值的情况下，切换部8再次选择并输出位置检测部5的位置信息。

位置估测部9根据从切换部8输出的位置信息和由速度估测部7估测出的速度，估测并输出无刷DC电动机4的转子4a的位置。例如，在为控制周期100μ秒的情况下，来自切换部8的位置为电角是60deg、由速度估测部7估测出的速度是50r/s的情况下，无刷DC电动机4采用4极，电流频率为速度的2倍的100Hz，因此将在60deg上加上100Hz的电流进入100μ秒期间的相位的信息、即63.6deg这个位置信息输出。

PWM设定部10采用PWM中的载波频率和高电平/低电平输出的占空比的设定。

具体而言，占空比为预先设定的最低占空比以下时，调整PWM载波频率，以使得PWM脉冲宽度保持一定、确保必要的占空比。占空比与最低占空比相比大时，通过以预先设定的频率使PWM导通宽度增减，来进行占空比调整。

波形生成部11根据来自切换部8的位置信息和来自速度估测部7的速度信息，确定无刷DC电动机的通电绕组、通电期间和时刻，使由PWM设定部10设定的PWM载波和占空比叠加，而生成逆变器3的驱动波形。

此外，波形生成部11利用电压检测部6检测出的母线电压，进行波形控制，以使得在电压的下降时提前角变大。

驱动器部12基于从波形生成部11输出的波形信号输出使逆变器3的开关元件3a～3f导通/断开的驱动信号。由此，在无刷DC电动机中，该开关元件被导通并被驱动，以使得使与转子位置对应的适当的绕组通电。

整流平滑电路13包括整流部13a和平滑部13b。整流平滑电路13，当无刷DC电动机的再生发生时、或者因整流平滑电路2的LC谐振等而逆变器3的输入电压、即整流平滑电路2的输出电压上升时，吸收该电压。此外，通常时，由于平滑部13b的电压稳定在交流电源1的峰值电压附近，所以能够将平滑部13b用作用于从平滑部13b的两端生成对电动机驱动装置或周边设备等的控制用电源得到开关电源(未图示)的输入。

针对按照以上方式构成的电动机驱动装置，说明其动作。

图2是本发明的实施方式1的电动机驱动装置22的驱动序列的流程图。在图2中，无刷DC电动机4处于停止状态，作为驱动信号设定了目标速度(即电动机驱动指示)时(步骤1)，PWM设定部10设定初始PWM载波频率和初始PWM导通占空比作为初始值(步骤2)。例如，使初始载波频率为1kHz、初始占空比为5％。作为初始值的PWM载波频率设定为在由设备的起动转矩决定的起动占空比中PWM导通区间(即使开关元件导通的区间)能够确保规定的PWM最低导通宽度的值。例如，在PWM最低导通宽度为50μ秒、起动时的初始占空比为5％的情况下，载波频率设定为1kHz以下。

输入初始值时，波形生成部11，作为定位波形在特定相的绕组定子位置在规定的位置稳定而能够制止，比较长的时间(例如1秒期间)进行逆变器3的通电，生成驱动开关元件的波形(步骤3)。然后，输出到驱动器部12，使该开关元件通电(例如如果从W相绕组对U相绕组通电，则使开关元件3e和3b导通1秒钟)。

通过定位控制，转子位置定位于规定的位置后，波形生成部11作为同步引入控制进行以规定的频率切换通电相的强制同步运转，强制使转子旋转(步骤4)。该强制同步运转持续至作为位置信号对位置检测部5输入在定子绕组产生的感应电压的零交叉点(步骤5)。

此处，使用图3说明PWM导通区间的最低宽度。

图3是表示本发明的实施方式1的逆变器3的输出端子电压的位置检测时刻附近的放大波形的状态图。

图3表示在逆变器3的任意相的输出端子电压下、因无刷DC电动机的驱动而产生的感应电压的零交叉点(图9中的B点)附近。图3所示的波形的该相的上下的开关元件断开(具体而言，在表示U相端子电压的情况下，开关元件3a和3b都断开)。PWM输出为高电平的区间t是利用PWM控制其他相的开关元件导通的区间。

位置检测部5如上所述，检测逆变器的输出端子电压与基准电压(本实施方式中逆变器输入电压的1/2)的大小关系产生变化的点，由此将伴随无刷DC电动机的旋转产生的感应电压的零交叉点(图3中的B点)识别为位置信号。但是，在PWM刚导通后，在感应电压叠加高频的噪声成分，存在位置检测部将位置信号误检测为B1点的可能性。

因此，通过使位置检测的采样开始滞后至叠加的噪声成分收敛至某程度(区间C)，来抑制将噪声误检测为位置信号的情况。这样，PWM的导通区间的PWM最低导通宽度，设定从PWM上升至位置检测采样开始的区间C。

如上所述，通过设定位置检测的采样禁止期间，位置检测部5能够取得正确的位置检测信号。

以下，基于位置信号，速度估测部7检测无刷DC电动机4的速度，PWM设定部10基于驱动速度与目标速度的偏差使PMW占空比增减。然后，波形生成部11基于驱动速度设定各相的通电期间(即换流周期)和通电模式(即使哪个开关元件导通)，在叠加PWM设定部10的PWM波形的基础上，输出到驱动器部12，由逆变器3驱动无刷DC电动机4。这样，进行利用驱动速度与目标速度的偏差的PWM占空比调整，利用速度反馈控制以目标速度驱动无刷DC电动机4。

而且，逆变器3的输入电压中包含大的脉动，电压检测部6检测出逆变器3的输入电压比规定电压低的区间时，切换部8不以位置检测部5的检测结果为基础，而是以速度估测部7估测的无刷DC电动机的驱动速度为基础，选择由位置估测部9估测出的磁极位置作为位置信息。这样，利用位置检测部5取得了位置信号后，基于位置检测部5的位置信息、或者位置估测部9的估测磁极位置的位置信息，进行速度反馈控制的无传感器驱动(步骤6)。

接着，说明载波频率的设定。如上所述，位置检测采样的滞后时间(图3中的区间C)为PWM最低导通宽度。PWM最低导通宽度是利用在逆变器输出端子电压的PWM上升时刻叠加的噪声成分的频率而设定的，不依赖于PWM载波频率。因此，载波频率越高，用于确保PWM最低导通宽度的PWM导通占空比越大。具体而言，PWM最低导通宽度确保50μ秒时，在载波频率1kHz时相当于占空比5％，在8kHz时相当于40％。即，在载波频率8kHz时的最低占空比为40％，以该最低占空比使无刷DC电动机起动时，有可能产生伴随施加必要以上的电压的过电流停止、或者大电流导致的转子永磁铁的减磁等。

因此，起动时，需要给予起动占空比和与PWM最小脉冲宽度对应的PWM载波频率。在本实施方式中，噪声成分除去中需要50μ秒(PWM最低导通宽度)，使起动占空比为5％，将PWM载波频率设定为1kHz。由此，确保起动时的PWM最小脉冲宽度50μ秒，利用在位置检测部的可靠的位置检测和适当的起动占空比，能够在没有失调停止等的情况下使无刷DC电动机稳定地起动。

此处，考虑作为低占空比时的PWM载波频率使用第1载波频率(例如1kHz)、作为通常的PWM载波频率使用第2载波频率(例如8kHz)的情况。

使无刷DC电动机以第1载波频率起动时，伴随加速PWM占空比上升，以第2载波频率能够确保PWM脉冲宽度(具体而言在1kHz载波时PWM占空比超过40％)时刻以后，考虑以第2载波频率进行驱动的情况。

整流平滑电路2具有平滑电容器2e和电抗器2f，具有产生它们的LC谐振的频率，在逆变器3的开关频率(即PWM载波频率)接近LC谐振频率的情况下，通过LC谐振，逆变器输入电压中产生大的电压振幅。

图4A和图4B是表示本发明的实施方式1的逆变器3的输入电压波形的状态图。

图4A和图4B表示对交流电源1输入了50Hz、220V时的逆变器3的输入电压波形。

图4A表示使用接近整流平滑电路2的谐振频率的PWM载波频率得到情况下的情况下的输入电压波形。逆变器3的输入电压波形，本来在使用静电电容非常小的电容器的情况下，观测到接近脉动大的交流电源的全波整流波形的波形。但是，图4A的波形中叠加有大的LC谐振的高频成分。而且，可知交流电源为220V的情况下，逆变器3的输入电压(即整流平滑电路2的输出电压)为最大值310V程度，通过LC谐振，峰值上升高于50V以上。

该LC谐振的电压峰值的上升，在最坏的情况下，因超过部件额定，有引起电路的破损等的危险。因此，PWM载波频率需要设定为从LC谐振频率离开的频率。但是，逆变器3的输入电压的谐振，不仅由平滑电容器2e和电抗器2f确定，还受到交流电源1的电源阻抗带来的影响。特别是在新兴国家，考虑引入配线长、电源阻抗的电感成分非常大的电源环境等，考虑该电感成分时，谐振频率成为比平滑电容器2e和电抗器2f的谐振频率低的频率。因此，PWM载波频率使用比平滑电容器2e和电抗器2f的谐振频率高的频率。

图4B表示相对于LC谐振频率使用2倍程度的PWM载波频率的情况下的逆变器3的输入电压波形。图4B中，能够稍微确认PWM开关的高频成分的叠加。但是，表示没有峰值电压的大幅的上升的、接近交流电源的全波整流波形的波形。

另一方面，如上所述，由于需要设置PWM最低导通宽度，所以在PWM占空比低的起动时，需要使用比较低的载波频率。而且，由于电源阻抗的值根据使用的交流电源而不同，所以避开包含电源阻抗的谐振频率地设定载波频率是不现实的。

因此，在本实施方式中，当无刷DC电动机起动加速时，上升至一定占空比的期间，一边确保PWM最小脉冲宽度，一边使PWM载波频率渐渐变高，由此提高PWM占空比。

图5是设定图2的无传感器控制(步骤6)中的PWM载波频率的流程图。

使用图5详细说明其动作。

首先，在步骤11中，判断现有的无刷DC电动机的驱动速度是否与目标速度一致，即判断利用速度反馈控制是否需要PWM占空比的调整。如果驱动速度与目标速度一致，则结束本流程图。如果与目标速度不一致，则进入步骤12进行PWM占空比的增减。

此时的PWM波形是上述设定的值，例如在刚起动后，图2中是初始设定的PWM载波频率、PWM导通占空比，在本实施方式中采用1kHz、5％。

接着，进入步骤13，判断增减了的PWM占空比是否到达规定的脉冲宽度调制。

此处，说明规定占空比的设定方法。规定占空比在起动时以外的通常驱动的载波频率中设定为能够确保PWM最小脉冲宽度的占空比。在本实施方式中，使通常驱动时的载波频率使用8kHz，将为了抑制噪声的位置误差检测而设定的、从PWM上升至位置检测采样开始为止的滞后时间、即PWM最小脉冲宽度设为50μ秒。此时，规定占空比由(规定占空比)＝(PWM最小脉冲宽度)×(通常时的载波频率)求出。在本实施方式中设定为40％，确认PWM导通占空比是否为40％以上。在步骤13达到规定的占空比(即本实施方式中为40％)的情况下，进入步骤14，将使用的载波频率设定为作为规定值设定的通常驱动的载波频率(即本实施方式中设定8kHz)。

此外，在步骤13中，在PWM导通占空比没有达到规定占空比的情况下，在步骤15运算载波频率。

载波频率的设定是以通过使PWM脉冲宽度为PWM最小脉冲宽度一定地增减载波频率来变更占空比的方式运算的。例如本实施方式中，初始PWM以占空比5％、PWM载波频率1kHz起动，将速度反馈的占空比增加而加速至目标速度。在步骤12中，使占空比增加2％而成为7％时，不变更脉冲宽度，而是适用基于下式计算的载波频率。

(载波频率)＝(新设定的占空比)÷(PWM最小脉冲宽度)

即在占空比7％时以载波频率1.4kHz、脉冲宽度50μsec进行驱动。

此外，在其他的例子中，PWM导通占空比为40％以下的情况下，减少至比PWM导通占空比超过40％时的8kHz超的载波频率低的、8kHz以下的载波频率。

这样，直至PWM导通占空比到达规定的脉冲宽度调制，占空比调整通过调整载波频率来进行。由此，不管谐振频率为怎样的值，都能够避开总是与PWM载波频率一致，能够抑制LC谐振的逆变器输入电压的异常的発振和电压上升。而且，根据情况在载波频率的变化阶段，存在与电源阻抗一致的时刻，但是由于利用可变PWM周期而一致的期间短、并且平滑部13b的峰值电压的吸收，而逆变器输入电压不会上升。

而且在步骤16中，在PWM设定部10生成由步骤14或者步骤15设定的PWM载波频率和占空比宽度的PWM波形，结束图5的流程。而且，对从由速度估测部7检测出的无刷DC电动机的驱动速度生成的各相绕组的通电期间(即换流周期)、通电模式(即，使哪个开关元件导通)叠加PWM设定部10的PWM波形，输出到驱动器部12。通过这样，逆变器3使该开关元件通电，以速度反馈控制的无传感器驱动来驱动无刷DC电动机4。

如以上那样，本实施方式的电动机驱动装置22包括将输入的交流整流为直流的整流平滑电路2和将从整流平滑电路2输出的直流转换为三相交流并且驱动无刷DC电动机4的逆变器3。此外，电动机驱动装置22包括检测无刷DC电动机4的旋转位置的位置检测部5和根据位置检测部5的信号估测无刷DC电动机4的驱动速度的速度估测部7。此外，电动机驱动装置22具有根据驱动速度通过脉冲宽度调制设定导通占空比和载波频率的PWM设定部10。PWM设定部10进行设定，以使得在导通占空比为规定值以下的情况下使PWM最小脉冲宽度一定，并且使载波频率比导通占空比超过规定值的载波频率减少。而且，电动机驱动装置22具有在旋转位置和驱动速度上叠加导通占空比和由PWM设定部设定的载波频率来生成逆变器3的驱动波形的波形生成部11。由此，无刷DC电动机4的起动时或者负载状态非常低时等，即使脉冲宽度调制的PWM导通占空比为非常小的状态，也能够可靠地检测无刷DC电动机4的旋转位置。因此，起动时或者低速低负载时都能够发挥非常稳定的驱动性能。

此外，本实施方式的电动机驱动装置22的PWM设定部10，在导通占空比为40％以下的情况下，使PWM最小脉冲宽度为50μ秒，使由PWM设定部设定的载波频率为8kHz以下。由此，由位置检测部5能够进行可靠的位置检测，无刷DC电动机4稳定地被驱动。

此外，本实施方式的整流平滑电路2包括平滑电容器2e和电抗器2f，设定为比交流电源的频率的40倍高的谐振频率。由此，使平滑电容器的静电电容极端小，而逆变器输入电压中包含大的脉动的情况下，也能够可靠地检测无刷DC电动机的旋转位置，能够进行稳定的驱动。因此，能够得到能实现平滑电容器和电抗器的小型化的、小型、轻量、低成本的电动机驱动装置。

此外，本实施方式的整流平滑电路2包括平滑电容器2e和电抗器2f，由PWM设定部设定的载波频率是比电容器与电抗器的谐振频率高的频率。由此，能够使电源阻抗的电感成分的影响少。

此外，本实施方式的电动机驱动装置22，在从无刷DC电动机4的起动开始的规定期间中的脉冲宽度调制的导通占空比是通过使PWM最小脉冲宽度一定、而改变由PWM设定部设定的载波频率来设定的。由此，特别即使是脉冲宽度调制的导通占空比低的起动时，也能够确保PWM导通宽度宽，并且可靠地检测无刷DC电动机的转子的磁极位置，所以能够确保稳定的起动性能。

而且，由于脉冲宽度调制的载波频率没有固定为一定，所以能够防止电容器与电抗器及电源阻抗成分的谐振频率和脉冲宽度调制的载波频率总是一致。因此，由于能够防止伴随LC谐振的逆变器输入的异常振动、过电压，所以能够提高电动机驱动装置的可靠性。

(实施方式2)

图6是本发明的实施方式2的冷藏库21的框图。

在图6中，对与图1相同的构成要素添加相同的符号，省略它们的详细说明。

本实施方式的冷藏库21使用实施方式1的电动机驱动装置22。

在本实施方式中，使用往复式压缩机17。

在压缩机17中，无刷DC电动机4的转子4a的旋转运动利用曲轴(未图示)转换为往复运动。与曲轴连接的活塞(未图示)在缸(cylinder)(未图示)内往复运动，由此对制冷剂进行吸入、压缩，然后使其循环。

压缩机的压缩方式(机构方式)能够使用旋转式或者涡旋式等任意的方式，在本实施方式中使用往复式。往复式的压缩机17惯性大，即使是母线电压变动的逆变器输入电压，驱动速度变动也小。因此，往复式的压缩机17作为平滑电容器的静电电容极小、母线电压中包含大的脉动的电动机驱动装置，能够说是非常适当的用途之一。

而且，压缩机17构成使制冷剂依次通过冷凝器18、减压器19、蒸发器20后再次返回压缩机17这样的制冷循环。该制冷循环由于在冷凝器18进行放热、在蒸发器20进行吸热，所以能够进行冷却和加热。而且，在本实施方式中，将该制冷循环用于冷藏库21，蒸发器20将冷藏库21的库内冷却。

现有的冷藏库使用的电动机驱动装置中，平滑电容器和电抗器大，组装入系统中需要大的空间。但是，在本实施方式中，能够将平滑电容器的静电电容需要400μF左右的情况降低至数μF，能够将电动机驱动装置的体积降低至1/3以下。此外，如果是像冷藏库21这样以比较的低负载进行驱动的用途，能够以滤波器的电感成分提供数毫米H程度的电抗器，能够大幅度地降低尺寸和低成本化。

此外，到目前为止，使用感应电动机等、以一定速度进行驱动的压缩机控制的冷藏库中，适用可变速驱动的电动机驱动装置时，电动机驱动装置的设置空间没有变窄，不能容易地组装。但是，由于本实施方式的电动机驱动装置22能够非常小型化，所以设置空间的制约得以缓解，容易将现有电动机驱动装置置换为能够可变速驱动的电动机驱动装置。由此，由于能够以与冷藏库21的负载状态对应的最适的驱动速度对库内进行冷却，所以能够提高冷却系统效率，能够实现低耗电的冷藏库。

工业上的可利用性

本发明的电动机驱动装置能够使平滑电容器小电容化、小型化、且稳定地进行顺利的驱动。由此，不仅冷藏库和风机，还能够适用于自动售货机、陈列柜、热泵供热水器、热泵洗涤干燥机中的压缩机的驱动中。进而，还能够提供洗衣机、吸尘器、使用泵等这样的无刷DC电动机的电设备，还能够对设备的小型化做出贡献。

符号说明

1 交流电源

2 整流平滑电路

2a、2b、2c、2d 整流二极管

2e 平滑电容器

2f 电抗器

2g 平滑部

3 逆变器

3a、3b、3c、3d、3e、3f 开关元件

3g、3h、3i、3j、3k、3l 回流电流用二极管

4 无刷DC电动机

4a 转子

4b 定子

5 位置检测部

6 电压检测部

7 速度估测部

8 切换部

9 位置估测部

10 PWM设定部

11 波形生成部

12 驱动器部

13 整流平滑电路

13a 整流部

13b 平滑部

17 压缩机

18 冷凝器

19 减压器

20 蒸发器

21 冷藏库

22 电动机驱动装置

Claims (5)

1.一种电动机驱动装置，其特征在于：

将输入的交流整流为直流的整流平滑电路；

将从所述整流平滑电路输出的直流转换为三相交流，驱动无刷DC电动机的逆变器；

检测所述无刷DC电动机的旋转位置的位置检测部；

根据所述位置检测部的信号估测所述无刷DC电动机的驱动速度的速度估测部；

PWM设定部，根据所述驱动速度通过脉冲宽度调制对导通占空比和载波频率进行设定，以使得在所述导通占空比为规定值以下的情况下，使PWM最小脉冲宽度成为一定，而减小所述载波频率使其比所述导通占空比超过规定值时的载波频率小；

波形生成部，在所述旋转位置和所述驱动速度上叠加所述导通占空比和由所述PWM设定部设定的所述载波频率，来生成所述逆变器的驱动波形，

所述无刷DC电动机的从起动开始规定期间内的导通占空比，是通过使所述PWM最小脉冲宽度一定、改变由所述PWM设定部设定的所述载波频率而设定的。

2.如权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述PWM设定部，在所述导通占空比为40％以下的情况下，使所述PWM最小脉冲宽度为50μ秒，使由所述PWM设定部设定的所述载波频率为8kHz以下。

3.如权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述整流平滑电路包括电容器和电抗器，设定为比供给所述输入的交流的交流电源的频率的40倍高的谐振频率。

4.如权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述整流平滑电路包括电容器和电抗器，由所述PWM设定部设定的所述载波频率是比所述电容器与所述电抗器的谐振频率高的频率。

5.一种电设备，其特征在于：

使用权利要求1至权利要求4中任一项所述的电动机驱动装置。