CN112688612A - 一种三相无刷直流电机定子电感变化检测装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相无刷直流电机定子电感变化检测装置，包括：滤波单元FLT，用于对三相无刷直流电机母线电流的采样放大信号进行滤波；模拟比较单元ACMP，其反相输入端连接滤波单元FLT输出端，同相端输入DAC；计数器CNT，其S端连接于模拟比较单元ACMP输出端；计数值捕获单元，其连接于所述计数器CNT，用于存储若干个电流脉冲宽度，所述的电流脉冲宽度与控制的电压矢量相对应；数字比较和输出单元DCOMP，其通过开关阵列连接于计数值捕获单元；PWM状态逻辑单元PSLU，根据三相逆变器的PWM状态，输出对计数器CNT、计数值捕获单元和数字比较和输出单元DCOMP的控制信号。

Description

一种三相无刷直流电机定子电感变化检测装置

技术领域

本发明特别涉及一种三相无刷直流电机定子电感变化检测装置。

背景技术

无刷直流电机BLDC定子电感Ld和Lq相等，因此，很难利用凸极效应来实现低速下的转子位置侦测(例如高频注入的方式)。但是，由于转子是永磁体，其相对位置对定子电感有一定的影响，所以，可利用这一特性，来实现0速下的初始位置定位以及低速下的转子位置预测，用于实现0速启动及中低转速下的方波换相，也可以实现低速下的FOC控制的所需的转子角度。具体的原理如下：

1.初始位置定位

如图1所示，转子处于静止状态时，根据磁性材料的磁化曲线，磁路上的磁通密度B越接近于磁性材料的饱和磁密Bsat，则电感越小。

因此，当转子位置离某线圈近时，对线圈具有增磁作用，相同电流下，通过该线圈的磁密B越大，则该线圈的电感越小。当电感越小时，同一电压下，作用相同时间，电流峰值越大，因此通过侦测不同位置下的线圈电流的峰值，可以实时的侦测到电感的变化，从而可预测转子的相对位置。

图2中，F_AB,F_AC,F_BC,F_BA,F_A,F_CB这6个矢量分别是方波控制时，没两相组合导通下，定子旋转磁场方向。U0～U300这6个矢量分别是SVPWM调制时的6个电压矢量方向。当转子位置处于图2左所示时，可以按照图3的方法发出电压矢量U0和U180，并使两个矢量作用相同的时间Ts，侦测母线电流峰值，并比较两个矢量下电流峰值的大小，则可判断出转子位置在左半平面。

(Fa、Fb、Fc分别代表三相绕组的磁场矢量，Fabc为三相绕组磁场的合成矢量)

若依次发出U0～U300这6个电压矢量，并侦测每个矢量下的电流峰值，则可推断，转子位置在最大的两个电流峰值矢量之间，这样就可以确定出转子的初始位置。

2.中低速换相

在低速下，电机的反电势很小，因此，换相控制不能用反电势过零点侦测来实现。但是，当转子开始旋转时，其对定子电感的影响会随着位置的变化而变化，因此可采用注入不同电压矢量方式来进行电感变化的侦测，从而预测转子位置。

若当前导通相为AB，如图4a所示的F_AB的磁场方向，参见图4b，为了说明在中低速旋转时，可采用2个电压矢量交替作用，并侦测电感电流峰值的变化，以此来获得换相点，此时，转子会顺时针方向旋转，下一次换相需要导通CB相，则可在当前导通相序下，穿插F_CB的窄脉冲。

根据转子位置对电感的影响，在Ts下，F_AB和F_CB的电流峰值大小会翻转，刚开始，F_AB的电流峰值大于F_CB，而到换相时刻，两个电流峰值基本相等。所以，通过实时的比较两个电流脉冲的峰值，就可以得到换相点的时刻。

根据这一原理，估算转子位置最根本的就是实现对定子电感变化的侦测，需要检测2个或者2个以上的电流峰值，并将其进行比较，来确定不同转子位置电感的变化，其传统实现的方式有2种：

1)使用软件逻辑，使MCU内部的PWM发波时序和ADC采样相结合，通过一定的判断逻辑来实现；这种方式对ADC的要求较高，不但需要ADC有较快的采样速度，同时需要有较好的抗干扰特性，否则，很容易出现判断错误，而导致定位和启动失败；同时，需要不断切换PWM的发波时序，以至于频繁访问MCU的PWM外设，增加了软件实现的复杂度；

2)使用分立元件实现。将模拟比较器、MCU内部的PWM、计数器、CAP相结合，并通过软件逻辑来实现。通过分立元件实现不仅增加了硬件和软件的复杂度，同时在实际操作中，由于模拟信号的干扰或者抖动，经常出现错误的判断，需要额外增加很多去抖和抗干扰的措施。

因此，使用上述2种方式在软件和硬件实施上，均具有很大的局限性，不利于方案的实施。

发明内容

本发明的目的是提供一种三相无刷直流电机定子电感变化检测装置，自动进行电感变化侦测，其输出结果能够供CPU进行查询或者中断，可方便系统进行转子初始位置定位，以及马达低速控制中进行方波换相或者FOC矢量切换。

为了实现以上目的，本发明是通过以下技术方案实现的：

一种三相无刷直流电机定子电感变化检测装置，其特点是，包括：

滤波单元FLT，用于对三相无刷直流电机母线电流的采样放大信号进行滤波；

模拟比较单元ACMP，其反相输入端连接滤波单元FLT输出端，同相端输入DAC；

计数器CNT，其S端连接于模拟比较单元ACMP输出端；

计数值捕获单元，其连接于所述计数器CNT，用于存储若干个电流脉冲宽度，所述的电流脉冲宽度与控制的电压矢量相对应；

数字比较和输出单元DCOMP，其通过开关阵列连接于计数值捕获单元；

PWM状态逻辑单元PSLU，根据三相逆变器的PWM状态，输出对计数器CNT、计数值捕获单元和数字比较和输出单元DCOMP的控制信号。

所述的滤波单元FLT包括：并联的数字滤波单元和模拟滤波器，所述数字滤波单元和模拟滤波器输出端连接一切换开关。

所述的计数器CNT的S端通过或门连接于模拟比较单元ACMP输出端，所述或门还连接于PWM状态逻辑单元PSLU的CS引脚；

当S端输入高电平时，计数器CNT对输入的时钟信号进行计数，当S端输入低电平时，停止计数。

所述的计数值捕获单元包括若干个计数值存储器，每个计数值存储器的输入端连接PWM状态逻辑单元PSLU输出端。

所述的数字比较和输出单元DCOMP包括一数字比较器和锁存器，所述数字比较器的第一输入端和第二输入端通过开关阵列连接于计数值存储器输出端，根据当前需要比较的两个电压矢量的脉冲宽度，选择开关阵列的状态，并控制只能选择第一输入端或第二输入端的其中一个输入通道；

所述的数字比较器通过锁存器输出，并通过一下降沿信号控制所述的锁存器输出。

在每个电压矢量开始作用时，PSLU的CS引脚输出从0到1，计数器开始计数；每当母线电流峰值超过Vdac时，PSLU的CS引脚输出从1到0，计数器停止计数。

每次PSLU的CS引脚输出从1到0的边沿变化时，延迟Td时间，输出CAP控制信号。

所述的PSLU输入端设有PWM1～PWM6引脚，PWM1～PWM6分别输入高、低、低、高、低、低电平时，生成对应的控制电压矢量F_AB；并在L1脚输入信号的下降沿时，对应的CAP1生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入高、低、低、高、低、高电平时，生成对应的控制电压矢量U0；并在L1脚输入信号的下降沿时，对应的CAP1生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、低、低、高、高、低电平时，生成对应的控制电压矢量F_CB；并在L2脚输入信号的下降沿时，对应的CAP2生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入高、低、低、高、高、低电平时，生成对应的控制电压矢量U300；并在L2脚输入信号的下降沿时，对应的CAP2生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、高、低、低、高、低电平时，生成对应的控制电压矢量F_CA；并在L3脚输入信号的下降沿时，对应的CAP3生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、高、低、高、高、低电平时，生成对应的控制电压矢量U240；并在L3脚输入信号的下降沿时，对应的CAP3生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、高、高、低、低、低电平时，生成对应的控制电压矢量F_BA；并在L4脚输入信号的下降沿时，对应的CAP4生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、高、高、低、高、低电平时，生成对应的控制电压矢量U180；并在L4脚输入信号的下降沿时，对应的CAP4生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、低、高、低、低、高电平时，生成对应的控制电压矢量F_BC；并在L5脚输入信号的下降沿时，对应的CAP5生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、高、高、低、低、高电平时，生成对应的控制电压矢量U120；并在L5脚输入信号的下降沿时，对应的CAP5生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入高、低、低、低、低、高电平时，生成对应的控制电压矢量F_AC；并在L6脚输入信号的下降沿时，对应的CAP6生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入高、低、高、低、低、高电平时，生成对应的控制电压矢量U60；并在L6脚输入信号的下降沿时，对应的CAP6生成输出信号。

本发明与现有技术相比，具有以下优点：

提供了一种新的MCU集成外设方案，能够自动进行电感变化侦测，其输出结果能够供CPU进行查询或者中断，可方便系统进行转子初始位置定位，以及马达低速控制中进行方波换相或者FOC矢量切换。

附图说明

图1为磁性材料的磁化曲线；

图2为定子电感的矢量图；

图3为U0和U180下的磁场方向；

图4a为交替发出F_AB和F_CB窄脉冲的示意图；

图4b为通过侦测电感电流峰值的变化获得换相点的示意图；

图5为一种三相无刷直流电机定子电感变化检测装置的结构图；

图6为滤波单元的结构图；

图7为F_AB和F_CB作用时，系统的逻辑图；

图8为利用本发明的初始位置定位的流程图；

图9为利用本发明的初始位置定位的流程图；

图10为利用本发明的中低速运行换相的流程图。

具体实施方式

以下结合附图，通过详细说明一个较佳的具体实施例，对本发明做进一步阐述。

如图5所示，一种三相无刷直流电机定子电感变化检测装置，包括：滤波单元FLT、模拟比较单元ACMP、计数器CNT、计数值捕获单元、数字比较和输出单元DCOMP和PWM状态逻辑单元PSLU，其中滤波单元FLT用于对三相无刷直流电机母线电流的采样放大信号进行滤波；模拟比较单元ACMP，其反相输入端连接滤波单元FLT输出端，同相端输入DAC；计数器CNT，其S端连接于模拟比较单元ACMP输出端；计数值捕获单元，其连接于所述计数器CNT，用于存储若干个电流脉冲宽度，所述的电流脉冲宽度与控制的电压矢量相对应；数字比较和输出单元DCOMP，其通过开关阵列连接于计数值捕获单元；PWM状态逻辑单元PSLU，根据三相逆变器的PWM状态，输出对计数器CNT、计数值捕获单元和数字比较和输出单元DCOMP的控制信号。

如图6所示，所述的滤波单元FLT包括：并联的数字滤波单元DLPF和模拟滤波器ALPF，所述数字滤波单元和模拟滤波器输出端连接一切换开关。

此单元主要是对母线电流的采样放大信号进行滤波的环节，防止OPA输出的噪声对后续电路的影响，但同时需要保持信号的完整性，波形失真和延迟要小。

本单元可设计为数字滤波或者模拟滤波。上述的数字滤波单元，在每一个固定的时间窗口连续采样16次，首先去除最大值和最小值，然后取平均值；模拟滤波器采用一阶RC滤波器，滤波器的截止频率

在滤波环节的输出部分，需要设置一切换开关S1，以便开发人员选择其滤波方式。数字滤波单元，不仅克服了传统模拟滤波器的延迟，且大大增加了输入模拟信号稳定性，同时易于实现。该单元可改进了传统方式下的输入信号的质量，以提高系统工作的稳定性。

上述的模拟比较单元ACMP设有两个输入，反相端输入是滤波单元的输出的电流取样信号，同相端输入为8位DAC，开发人员可根据所需要的电流峰值大小来配置DAC，实现峰值可调。在使用分立元件实现方案下，需要用可调的外部基准电压信号作为模拟比较器的输入，这不仅增加了成本，也不易于精确的调节，而本发明使用内部DAC可克服这一缺点。

所述的计数器CNT的S端通过或门连接于模拟比较单元ACMP输出端，所述或门还连接于PWM状态逻辑单元PSLU的CS引脚；当S端输入高电平时，计数器CNT对输入的时钟信号进行计数，当S端输入低电平时，停止计数。CLK的频率为1MHz～20MHz，可配置，计数器必须清零功能，当R端为下降沿时，则清零计数器。

所述的计数值捕获单元包括若干个计数值存储器，每个计数值存储器的输入端连接PWM状态逻辑单元PSLU输出端。在本实施例中，用D触发器实现2个或者6个16位计数值存储器，若为2个16位存储器，则此方案可实现2个电流脉冲宽度的存储。若为6个16位存储器^【1】，则可先后存储6个电流脉冲宽度，这6个脉冲宽度正好对应于6个不同的电压矢量，便于实现初始位置定位。表1为16位存储器逻辑表。

信号名称	DIN[D0～D15]	C	DOUT[Q0～Q15]
				状态1	0x0000～0xffff	0，1，上升沿	Dout不变
状态2	0x0000～0xffff	下降沿	Dout＝Din

表1

CPU可通过内部总线访问6个16位CAP单元的值，以便在控制中通过软件进行电感变化判断。

所述的数字比较和输出单元DCOMP包括一数字比较器和锁存器，所述数字比较器的第一输入端和第二输入端通过开关阵列连接于计数值存储器输出端，根据当前需要比较的两个电压矢量的脉冲宽度，选择开关阵列的状态，并控制只能选择第一输入端或第二输入端的其中一个输入通道；所述的数字比较器通过锁存器输出，并通过一下降沿信号控制所述的锁存器输出。

该DCOMP有6个计数值存储器，而其16位数字比较器DCOMP的输入1和输入2需要通过一个开关阵列进行配置。

开关阵列由内部软件设定，CPU根据当前需要比较的2个电压矢量的脉冲宽度，来选择开关阵列的状态，任意情况下，输入1或者输入2只能选择1个通道。

比较器的比较输出方式可设定为如下两种：

1.输入1大于输入2，输出1；反之输出0；

2.输入1小于输入2，输出1；反之输出0；

数字比较器的输出经过一个锁存器输出，锁存器的输出受C端边沿控制，下降沿有效。表2为输出锁存器真值表如下：

信号名称	D	C	Q
				状态1	0,1	0，1，上升沿	Q不变
状态2	0,1	下降沿	Q＝D

表2

此单元的输出变化可触发内部中断，同时会有状态位反映输出高低电平的变化，供CPU进行状态判断。

所述的PSLU根据三相逆变器的PWM的状态，输出对其它各模块的控制信号，使PWM发波时序和其他单元能够自动的协同工作，大大降低了实施的难度。

PWM状态逻辑单元输入输出名称定义如下：

表3

其逻辑对应关系如图7所示，图7为F_AB和F_CB两个矢量作用时的情况。

图7中，PWM1/2、PWM3/4、PWM5/6状态定义如下：

1)1：上管导通，下管关断；

2)0：上管关断、下管导通；

3)阴影：上、下管均关断。

图7中，在每一个电压矢量开始作用时，CS由0到1，启动计数器开始计数，每当母线电流峰值超过Vdac(ACMP环节的内部DAC输出)时，CS由1到0，停止计数器计数。

每次CS从1到0的边沿变化时，延迟Td时间，则会有CAPx(x＝1～6)的控制信号发出，如图7的L1和L2，由PWM1～PWM6的状态决定发出哪个CAP的控制信号，如表4所示。

每当L1～L6的电平恢复到高电平，延迟Td时间，则会发出计数器清零信号CR。

每2个CR下降沿信号，产生一个OC信号，使能数字比较器开始比较操作并输出。

表4

表4为6个CAP控制信号逻辑对应表，具体为：

所述的PSLU输入端设有PWM1～PWM6引脚，PWM1～PWM6分别输入高、低、低、高、低、低电平时，生成对应的控制电压矢量F_AB；并在L1脚输入信号的下降沿时，对应的CAP1生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入高、低、低、高、低、高电平时，生成对应的控制电压矢量U0；并在L1脚输入信号的下降沿时，对应的CAP1生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、低、低、高、高、低电平时，生成对应的控制电压矢量F_CB；并在L2脚输入信号的下降沿时，对应的CAP2生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入高、低、低、高、高、低电平时，生成对应的控制电压矢量U300；并在L2脚输入信号的下降沿时，对应的CAP2生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、高、低、低、高、低电平时，生成对应的控制电压矢量F_CA；并在L3脚输入信号的下降沿时，对应的CAP3生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、高、低、高、高、低电平时，生成对应的控制电压矢量U240；并在L3脚输入信号的下降沿时，对应的CAP3生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、高、高、低、低、低电平时，生成对应的控制电压矢量F_BA；并在L4脚输入信号的下降沿时，对应的CAP4生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、高、高、低、高、低电平时，生成对应的控制电压矢量U180；并在L4脚输入信号的下降沿时，对应的CAP4生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、低、高、低、低、高电平时，生成对应的控制电压矢量F_BC；并在L5脚输入信号的下降沿时，对应的CAP5生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、高、高、低、低、高电平时，生成对应的控制电压矢量U120；并在L5脚输入信号的下降沿时，对应的CAP5生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入高、低、低、低、低、高电平时，生成对应的控制电压矢量F_AC；并在L6脚输入信号的下降沿时，对应的CAP6生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入高、低、高、低、低、高电平时，生成对应的控制电压矢量U60；并在L6脚输入信号的下降沿时，对应的CAP6生成输出信号。

如图8所示，本实施例还公开了利用上述的三相无刷直流电机定子电感变化检测装置实现初始位置定位的方法，包括：

步骤S801，配置滤波方式、DAC基准电压；

步骤S802，依次发出相同宽度的U0～U360这6个电压矢量；

步骤S803，读取CAP1～CAP6的计数值；

步骤S804，判断计数值之间的差异,若是，则执行步骤S805，若否，则执行步骤S801；

步骤S805，根据脉冲宽度确定电感大小，从而判断转子位置区间。

如图9所示，本实施例还公开了利用上述的三相无刷直流电机定子电感变化检测装置实现初始位置定位的另一种方法，包括：

步骤S901，配置滤波方式、DAC基准电压；

步骤S902，选择开关阵列S1_1和S2_4；

步骤S903，依次发出相同宽度的U0和U180电压矢量；

步骤S904，读取DCOMP输出，确定转子位置的左右平面，若转子位置在右平面，则执行S905；若转子位置在左平面，则选择开关阵列S1_3和S2_5，依次发出相同宽度的U120和U240矢量后，执行步骤S907；

步骤S905，选择选择开关阵列S1_2和S2_6；

步骤S906，依次发出相同宽度的U60和U300矢量；

步骤S907，读取DCOMP输出，确定转子位置。

软件只需在发出6个矢量脉冲之后，依次选择不同的开关阵列，并读取DCOMP的输出，便能够获得不同矢量下的电流峰值的比较结果，从而得到电感的比较结果，最终获得初始位置，大大方便了通过电感凸极效应来判断初始位置的技术方案实施。

如图10所示，本实施例还公开了利用上述的三相无刷直流电机定子电感变化检测装置实现中低速运行换相的方法，包括：

步骤S1001，配置滤波方式、DAC基准电压；

步骤S1002，根据当前转子位置状态选择当前矢量和换相矢量，同时选择开关阵列；

步骤S1003，依次发出所选择的2个电压矢量；

步骤S1004，读取DCOMP输出，比较电感大小；

步骤S1005，电感大小是否发生偏转，若是则执行步骤S1006，否则执行步骤S1003；

步骤S1006，换相，切换PWM导通相序；

步骤S1007，判断转子的转速是否已达到切换转速，若是，执行步骤S1008，若否，则执行步骤S1002；

步骤S1008，转入其他换相控制方式。

当马达启动之后，系统要进入低速运行，在该MCU外设方案的支持下，只需在发出2个电压矢量脉冲之后，配置开关阵列，然后读取DCOMP的输出，就可以比较电感的大小，以此来判断换相点是否来临，配合上述初始位置定位的技术，可实现从零速启动。

尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。

Claims (8)

1.一种三相无刷直流电机定子电感变化检测装置，其特征在于，包括：

滤波单元FLT，用于对三相无刷直流电机母线电流的采样放大信号进行滤波；

模拟比较单元ACMP，其反相输入端连接滤波单元FLT输出端，同相端输入DAC；

计数器CNT，其S端连接于模拟比较单元ACMP输出端；

计数值捕获单元，其连接于所述计数器CNT，用于存储若干个电流脉冲宽度，所述的电流脉冲宽度与控制的电压矢量相对应；

数字比较和输出单元DCOMP，其通过开关阵列连接于计数值捕获单元；

PWM状态逻辑单元PSLU，根据三相逆变器的PWM状态，输出对计数器CNT、计数值捕获单元和数字比较和输出单元DCOMP的控制信号。

2.如权利要求1所述的三相无刷直流电机定子电感变化检测装置，其特征在于，所述的滤波单元FLT包括：并联的数字滤波单元和模拟滤波器，所述数字滤波单元和模拟滤波器输出端连接一切换开关。

3.如权利要求1所述的三相无刷直流电机定子电感变化检测装置，其特征在于，所述的计数器CNT的S端通过或门连接于模拟比较单元ACMP输出端，所述或门还连接于PWM状态逻辑单元PSLU的CS引脚；

当S端输入高电平时，计数器CNT对输入的时钟信号进行计数，当S端输入低电平时，停止计数。

4.如权利要求1所述的三相无刷直流电机定子电感变化检测装置，其特征在于，所述的计数值捕获单元包括若干个计数值存储器，每个计数值存储器的输入端连接PWM状态逻辑单元PSLU输出端。

5.如权利要求4所述的三相无刷直流电机定子电感变化检测装置，其特征在于，所述的数字比较和输出单元DCOMP包括一数字比较器和锁存器，所述数字比较器的第一输入端和第二输入端通过开关阵列连接于计数值存储器输出端，根据当前需要比较的两个电压矢量的脉冲宽度，选择开关阵列的状态，并控制只能选择第一输入端或第二输入端的其中一个输入通道；

所述的数字比较器通过锁存器输出，并通过一下降沿信号控制所述的锁存器输出。

6.如权利要求1所述的三相无刷直流电机定子电感变化检测装置，其特征在于，在每个电压矢量开始作用时，PSLU的CS引脚输出从0到1，计数器开始计数；每当母线电流峰值超过Vdac时，PSLU的CS引脚输出从1到0，计数器停止计数。

7.如权利要求6所述的三相无刷直流电机定子电感变化检测装置，其特征在于，每次PSLU的CS引脚输出从1到0的边沿变化时，延迟Td时间，输出CAP控制信号。

8.如权利要求1所述的三相无刷直流电机定子电感变化检测装置，其特征在于，所述的PSLU输入端设有PWM1～PWM6引脚，PWM1～PWM6分别输入高、低、低、高、低、低电平时，生成对应的控制电压矢量F_AB；并在L1脚输入信号的下降沿时，对应的CAP1生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入高、低、低、高、低、高电平时，生成对应的控制电压矢量U0；并在L1脚输入信号的下降沿时，对应的CAP1生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、低、低、高、高、低电平时，生成对应的控制电压矢量F_CB；并在L2脚输入信号的下降沿时，对应的CAP2生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入高、低、低、高、高、低电平时，生成对应的控制电压矢量U300；并在L2脚输入信号的下降沿时，对应的CAP2生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、高、低、低、高、低电平时，生成对应的控制电压矢量F_CA；并在L3脚输入信号的下降沿时，对应的CAP3生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、高、低、高、高、低电平时，生成对应的控制电压矢量U240；并在L3脚输入信号的下降沿时，对应的CAP3生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、高、高、低、低、低电平时，生成对应的控制电压矢量F_BA；并在L4脚输入信号的下降沿时，对应的CAP4生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、高、高、低、高、低电平时，生成对应的控制电压矢量U180；并在L4脚输入信号的下降沿时，对应的CAP4生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、低、高、低、低、高电平时，生成对应的控制电压矢量F_BC；并在L5脚输入信号的下降沿时，对应的CAP5生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入低、高、高、低、低、高电平时，生成对应的控制电压矢量U120；并在L5脚输入信号的下降沿时，对应的CAP5生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入高、低、低、低、低、高电平时，生成对应的控制电压矢量F_AC；并在L6脚输入信号的下降沿时，对应的CAP6生成输出信号；

PWM1～PWM6分别输入高、低、高、低、低、高电平时，生成对应的控制电压矢量U60；并在L6脚输入信号的下降沿时，对应的CAP6生成输出信号。

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