WO2019225486A1 - モータ駆動装置およびにこれを用いた冷蔵庫 - Google Patents

モータ駆動装置およびにこれを用いた冷蔵庫 Download PDF

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WO2019225486A1
WO2019225486A1 PCT/JP2019/019600 JP2019019600W WO2019225486A1 WO 2019225486 A1 WO2019225486 A1 WO 2019225486A1 JP 2019019600 W JP2019019600 W JP 2019019600W WO 2019225486 A1 WO2019225486 A1 WO 2019225486A1
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motor
brushless
pwm
switching
carrier
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PCT/JP2019/019600
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English (en)
French (fr)
Inventor
義典 竹岡
田中　秀尚
Original Assignee
パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings

Definitions

  • the present disclosure relates to a motor driving device that drives a brushless DC motor and a refrigerator using the same.
  • the motor is driven by PWM control.
  • PWM control the PWM ON ratio is increased or decreased by changing the ON width in PWM control, and the voltage applied to the motor is controlled. For this reason, the smaller the current motor rotation speed, the lower the PWM ON ratio, and the higher the current speed, the higher the PWM ON ratio. Further, the lighter the load, the lower the PWM on ratio, and the heavier the load, the higher the PWM on ratio.
  • PWM control includes asynchronous PWM control and synchronous PWM control.
  • Asynchronous PWM control is a method in which operation is performed without synchronization between the motor drive frequency and the PWM carrier frequency.
  • the synchronous PWM control is a method of synchronizing the PWM carrier frequency with an integer multiple of the motor drive frequency.
  • Synchronous PWM control is used at the time of high load, high speed driving, etc., such as suppression of temperature rise of the inverter circuit (for example, refer to Patent Document 1).
  • a position detection method in synchronous PWM control in addition to a sensor such as a resolver or a Hall element, a method using an offset of a current value flowing in a motor (for example, refer to Patent Document 2), and a current value detection
  • there is a method of estimation using dq coordinate transformation or the like for example, see Patent Document 3).
  • FIG. 5 shows a conventional motor driving apparatus described in Patent Document 2.
  • the motor driving device includes a brushless DC motor 101 and an inverter 102 configured by a plurality of switching elements for driving the brushless DC motor 101.
  • the motor driving device includes an angle detection unit 103 that detects an angle of the brushless DC motor 101, a current detection unit 104 that detects a current flowing through the brushless DC motor 101, and an angle of the brushless DC motor detected by the angle detection unit 103.
  • a current offset amount calculation unit 105 that calculates a current offset amount that represents a deviation from the target current from the current value detected by the current detection unit 104, a drive signal generation unit 106 that performs PWM control of the brushless DC motor 101, and A phase signal correction unit 107 that corrects the drive signal generated by the drive signal generation unit 106 with the current offset amount calculated by the current offset calculation unit 105 and performs switching of the inverter 102 is provided.
  • the drive signal generation unit 106 generates an appropriate drive signal according to the phase angle of the brushless DC motor 101 detected by the angle detection unit 103.
  • the phase signal correction unit 107 corrects the phase angle deviation output from the angle detection unit 103 and drives the inverter 102. Thereby, a voltage suitable for the phase angle of the brushless DC motor is applied, and the brushless DC motor 101 can be driven stably.
  • Patent Document 1 does not disclose details regarding the detection of the phase of the motor.
  • the motor drive device uses an angle sensor such as a resolver to acquire phase information of the motor, and there is a problem that the cost is high.
  • This disclosure provides a motor driving device that can stably drive a motor while detecting position information of a brushless DC motor with an inexpensive configuration.
  • the motor drive device includes a switching unit, and includes an inverter that switches input power to the brushless DC motor by the switching unit and a control unit that controls the inverter.
  • the control unit intermittently acquires position information on the rotation of the brushless DC motor, generates a PWM drive signal for driving the switching unit based on the position information, and switches the switching unit based on the PWM drive signal. Composed.
  • the switching unit is controlled to turn on every predetermined number of carriers based on the PWM drive signal, and at least the control unit first acquires position information from the start of the predetermined carrier that is controlled to be switched on. It is controlled to be on for a period up to the time point.
  • FIG. 1 is a block diagram of an overall configuration including a motor driving device according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a waveform diagram showing the PWM drive signal, the current of the brushless DC motor, and the terminal voltage in the same embodiment.
  • FIG. 3 is a waveform diagram of a PWM drive signal when the switching interval in PWM control is changed.
  • FIG. 4 is a flowchart regarding speed control of the brushless DC motor.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a conventional motor driving apparatus.
  • the motor drive device includes a switching unit, and includes an inverter that switches input power to the brushless DC motor by the switching unit, and a control unit that controls the inverter.
  • the control unit intermittently acquires position information on the rotation of the brushless DC motor, generates a PWM drive signal for driving the switching unit based on the position information, and switches the switching unit based on the PWM drive signal. Composed.
  • the switching unit is controlled to turn on every predetermined number of carriers based on the PWM drive signal, and at least the control unit first acquires position information from the start of the predetermined carrier that is controlled to be switched on. It is controlled to be on for a period up to the time point.
  • This configuration eliminates the need for a sensor for detecting the phase of the brushless DC motor. Further, a processor for calculating a complicated timing for detecting the phase of the brushless DC motor is not required. Therefore, it is possible to detect the position information of the brushless DC motor appearing during the ON in the PWM control with an inexpensive configuration. Further, the position information of the brushless DC motor can be acquired with certainty. For this reason, the brushless DC motor can be stably driven.
  • the switching unit switches from on to off between the time when the control unit first acquires the position information and the start of the next carrier of the predetermined carrier. It may be controlled.
  • the start timing of each continuous carrier may be synchronized with the switching timing of the energized phase.
  • the motor can be driven stably while detecting the position information of the brushless DC motor.
  • each carrier section of the continuous carriers includes a section at every electrical angle of 60 degrees with reference to an electrical angle of 0 degrees when the brushless DC motor is driven. It may be synchronized.
  • the motor can be driven stably while detecting the position information of the brushless DC motor.
  • the switching unit is continuously controlled to be on from the start of the predetermined carrier to the end of the next carrier, and the next carrier It may be controlled off at the end.
  • the motor driving device is configured such that the control unit determines a carrier cycle of a predetermined carrier based on position information first acquired from the start of the predetermined carrier. Also good.
  • the motor can be driven stably.
  • the PWM drive signal may be a rectangular wave.
  • Such a configuration simplifies the calculation necessary for detecting the rotational position of the brushless DC motor, and the motor drive device can be made inexpensive.
  • control unit may acquire information on the magnetic pole position of the brushless DC motor from the induced voltage of the brushless DC motor as positional information on the rotation of the brushless DC motor. .
  • the motor drive device includes a switching unit, and includes an inverter that switches input power to the brushless DC motor by the switching unit, and a control unit that controls the inverter.
  • the control unit includes a position detection unit that detects a reference position of the brushless DC motor that drives the load, and a PWM generation unit that generates a waveform for driving the brushless DC motor based on information of the position detection unit, The PWM output from the PWM generator is turned on at least until the position detector detects the reference position of the brushless DC motor.
  • the brushless DC motor driven by the motor driving device may be a motor that drives the compressor.
  • the refrigerator includes a refrigeration cycle circuit configured by connecting a compressor having a brushless DC motor, a condenser, a decompressor, and an evaporator.
  • the brushless DC motor is driven by one of the motor driving devices described above.
  • Such a configuration makes it possible to reduce the power consumption of the refrigerator having a high operating rate at a low speed of the compressor, and to effectively reduce the power consumption of the refrigerator by an inexpensive configuration.
  • FIG. 1 is a block diagram of an overall configuration including a motor driving device according to an embodiment of the present disclosure.
  • the motor drive device 13 includes an inverter 4 and a control unit 8 that controls the inverter 4.
  • the inverter 4 has switching units 4a to 4f.
  • the inverter switches the input power by the switching units 4a to 4f and supplies it to the brushless DC motor 5.
  • the AC power source 1 shown in FIG. 1 is a general commercial power source.
  • the effective value is 100 V
  • the frequency is 50 Hz or 60 Hz.
  • the rectifier circuit 2 rectifies the input AC power into DC power.
  • the rectifier circuit 2 includes four rectifier diodes 2a to 2d that are bridge-connected.
  • the smoothing unit 3 is connected to the output side of the rectifier circuit 2 and smoothes the output of the rectifier circuit 2.
  • the smoothing unit 3 includes a smoothing capacitor and a reactor (inductor). As shown in FIG. 1, the smoothing unit 3 may be composed of only a smoothing capacitor in order to simplify the circuit configuration.
  • a reactor When a reactor is used, it may be inserted between the AC power source 1 and the capacitor.
  • the reactor may be inserted before and after the rectifier diodes 2a to 2d, that is, on either the input side or the output side of the rectifier circuit 2.
  • a common mode filter that constitutes the high frequency removing means when a common mode filter that constitutes the high frequency removing means is provided in the circuit, it is necessary to consider a combined component of the reactor and the reactance component of the high frequency removing means.
  • the inverter 4 converts the DC power from the smoothing unit 3 into AC power.
  • the inverter 4 includes six switching elements 4a to 4f which are switching units, and these switching elements 4a to 4f are configured by a three-phase bridge connection. Further, in the present embodiment, the six return current diodes 4g to 4l are connected in parallel to the switching elements 4a to 4f so as to be opposite to the conduction direction of the switching elements 4a to 4f. Is done.
  • the brushless DC motor 5 includes a rotor 5a having a permanent magnet and a stator 5b having a three-phase winding.
  • the rotor 5a rotates.
  • the number of poles of the brushless DC motor 5 is determined according to required characteristics.
  • the number of poles of the brushless DC motor 5 is four in this embodiment, but is not limited to this, and may be other than four.
  • the control unit 8 includes, for example, a storage unit (not shown) that stores a control program and an arithmetic processing unit (not shown) that executes the control program.
  • the control unit 8 intermittently acquires position information, which is information on the rotation phase angle of the brushless DC motor 5. Further, the control unit 8 generates a PWM drive signal based on the acquired position information. The control unit 8 switches the switching unit based on the generated PWM control signal. Further, the control unit 8 controls the switching unit to be turned on for each predetermined carrier based on the PWM drive signal, and at least the period from the start of the predetermined carrier to the time when the position information is first acquired, The switching unit is turned on.
  • control unit 8 may include, for example, a position detection unit 6, a speed detection unit 7, a PWM generation unit 10, and a drive unit 12.
  • the position detector 6 detects the magnetic pole position of the rotor 5a as position information of the rotation of the brushless DC motor 5.
  • the position detector 6 detects the magnetic pole position of the rotor 5a based on the induced voltage generated in the three-phase winding of the stator 5b. More specifically, the position detection unit 6 detects the value of the terminal voltage of the brushless DC motor 5, and thereby acquires the magnetic pole relative position of the rotor 5 a of the brushless DC motor 5.
  • the position detection unit 6 may be configured to continuously detect the value of the terminal voltage of the brushless DC motor 5, or may include a fixed timing including the timing at which the position information of the rotation of the brushless DC motor 5 is acquired. In the period, the terminal voltage value may be detected.
  • the position detection unit 6 detects the zero cross by comparing the induced voltage generated in the three-phase winding of the stator 5b with the reference voltage (reference voltage), and the rotor.
  • the relative rotational position of 5a is detected.
  • the reference voltage to be compared with the zero cross of the induced voltage may be defined by a virtual midpoint of the terminal voltages for three phases, or may be defined by acquiring the DC bus voltage and acquiring the voltage. Good.
  • the value of the virtual midpoint is used as the reference voltage.
  • the configuration is simple because there is no need to use a Hall element or the like. Therefore, the motor drive device can be configured at a lower cost.
  • the speed detector 7 detects the rotational speed of the brushless DC motor 5.
  • the speed detector 7 determines the current drive speed (rotational speed) and the average speed (rotational speed) of the past one rotation of the brushless DC motor 5 from the position information detected by the position detector 6.
  • the current speed is calculated by measuring the time of the detection interval of the zero cross of the induced voltage.
  • the average speed of one revolution in the past is calculated from the sum of the detection intervals of one rotation by recording the time of the detection interval of the zero cross of the induced voltage for one rotation of the brushless DC motor 5. These calculations are performed each time the position detector 6 detects a zero cross of the induced voltage.
  • the PWM generator 10 sets an ON ratio (Duty) in PWM control and generates a PWM signal.
  • the ON ratio (Duty) in PWM control is the ratio of the ON period in the carrier cycle of one carrier.
  • the PWM signal is a rectangular wave having information on the carrier period and the ON ratio. The carrier cycle will be described later.
  • the PWM generation unit 10 detects the average speed of one rotation detected by the speed detection unit 7 and the target speed input from the outside. Compare When the target speed is faster than the average speed of one rotation, the PWM generator 10 sets the PWM control ON ratio so as to increase the voltage applied to the brushless DC motor 5. On the other hand, when the target speed is slower than the average speed of one rotation, the PWM generator 10 sets the ON ratio of the PWM control so as to lower the voltage applied to the brushless DC motor 5. When the target speed matches the average speed of one rotation, the PWM generator 10 sets the PWM control ON ratio so as to maintain the voltage applied to the brushless DC motor 5. Thereby, the average speed of one rotation of the brushless DC motor 5 is controlled.
  • the PWM generation unit 10 generates a waveform (motor drive waveform) for generating a rotating magnetic field that drives the brushless DC motor 5.
  • the motor drive waveform is a rectangular wave.
  • the PWM generation unit 10 calculates the switching timing of energization from the position detection timing detected by the position detection unit 6 and the current drive speed calculated by the speed detection unit 7. And a motor drive waveform is produced
  • the brushless DC motor 5 is a three-phase motor, the combination of energized phases changes every 60 degrees in electrical angle. In the energization period of one phase, basically, energization of 120 degrees in electrical angle and the subsequent 60 degrees off are repeated.
  • the switching elements 4a, 4c, and 4e are energized in turn so as to be shifted by 120 degrees in electrical angle.
  • the switching elements 4b, 4d, and 4f are sequentially energized so as to be shifted by 120 degrees in electrical angle.
  • the switching element 4a and the switching element 4b are energized with a deviation of 180 degrees in electrical angle.
  • the switching element 4c and the switching element 4d are energized with a deviation of 180 degrees in electrical angle
  • the switching element 4e and the switching element 4f are energized with a deviation of 180 degrees in electrical angle.
  • the PWM generation unit 10 calculates the frequency (carrier frequency) of the PWM signal.
  • the carrier frequency is calculated from the current driving speed of the brushless DC motor 5.
  • the PWM generator 10 generates a PWM drive signal by synthesizing the motor drive waveform and the PWM signal.
  • the PWM drive signal may be a rectangular wave.
  • the start timing of the PWM cycle (carrier cycle) is synchronized with the switching timing of the energized phase of the brushless DC motor 5. That is, in the present embodiment, each carrier section of continuous carriers is synchronized with a section for every 60 degrees of electrical angle with reference to 0 degrees of electrical angle when the brushless DC motor 5 is driven. For this reason, the switching unit 4a is turned on at the same timing as the start timing of the predetermined carrier. Then, at least until the position detection unit 6 first detects the zero cross of the induced voltage, the PWM output is turned on to the switching unit 4a.
  • the switching unit 4a is turned on for each predetermined number of carriers based on the PWM drive signal, and from the start of a predetermined carrier that is controlled to be turned on to at least the first time position information is acquired. It is turned on for the period.
  • each of the switching units 4b to 4f is turned on for each predetermined number of carriers based on the PWM drive signal, and is positioned at least first from the start of the predetermined carrier whose switching unit is controlled to be turned on. Turned on for the period up to the point when information is acquired. Thereby, the brushless DC motor 5 can be driven stably while detecting the position information of the brushless DC motor 5.
  • the predetermined carriers described above are different from each other between the switching units 4a to 4f.
  • the brushless DC motor 5 is a three-phase motor as described above, the combination of energized phases changes every 60 degrees in electrical angle. Therefore, the PWM generation unit 10 generates and outputs a PWM drive signal so that the switching units 4a to 4f are controlled to be turned on by PWM control every six carriers as a predetermined number of carriers.
  • the carrier frequency of PWM control for the predetermined carrier is in an undecided state.
  • the PWM is turned on until the position detector 6 detects a zero cross of the induced voltage. Then, at the time of zero crossing of the induced voltage, the carrier cycle (carrier frequency) of the PWM control in the predetermined carrier and the OFF start timing in the PWM control are determined based on the acquired position information.
  • the driving speed of the brushless DC motor 5 is detected by the speed detector 7 as in the present embodiment, for example.
  • the speed detector 7 detects the driving speed when the position detector 6 detects a zero cross of the induced voltage.
  • the zero cross of the induced voltage is a reference position for driving the brushless DC motor 5.
  • the drive unit 12 turns on or off (hereinafter referred to as on / off) the switching elements 4a to 4f of the inverter 4 based on the PWM drive signal generated by the PWM generation unit 10. More specifically, the drive unit 12 generates a drive signal based on the PWM drive signal generated by the PWM generation unit 10, and inputs the drive signal to the control terminals of the switching elements 4a to 4f.
  • the motor drive device 13 may include the rectifier circuit 2 and the smoothing unit 3 in addition to the inverter 4.
  • the motor driving device 13 may be connected to the AC power source 1. Further, the motor drive device 13 may include the position detection unit 6, the speed detection unit 7, the PWM generation unit 10, and the drive unit 12 as the control unit 8.
  • the motor driving device 13 configured as described above drives the brushless DC motor 5.
  • the compressor 20 an arbitrary compression method (mechanism) such as a rotary type or a scroll type is used.
  • the compressor 20 is a reciprocating type.
  • the rotational motion of the rotor 5a is converted into reciprocating motion by a crankshaft (not shown) connected to the rotor 5a of the brushless DC motor 5.
  • a piston (not shown) which is a compression element connected to the crankshaft, reciprocates in a cylinder (not shown). Thereby, the refrigerant in the cylinder is compressed.
  • the reciprocating compressor has little refrigerant leakage during compression, and is particularly efficient at low speeds. Further, the reciprocating compressor can reliably follow the speed change even when the current driving speed fluctuates due to load pulsation. Therefore, since it can drive at an appropriate timing, it is efficient and power consumption can be suppressed. In particular, in low-speed driving, even when the current driving speed varies greatly, the carrier cycle of the PWM control can be changed according to the change in the current driving speed, so that stable driving is possible. .
  • the refrigerant compressed by the compressor 20 passes through the condenser 21, the decompressor 22, and the evaporator 23 in this order, and returns to the compressor 20 again.
  • the refrigerant that is a medium constituting the refrigeration cycle dissipates heat in the condenser 21 and absorbs heat in the evaporator 23. Therefore, cooling and heating can be performed by heat exchange with the refrigerant.
  • the refrigerator 30 has a refrigeration cycle circuit including a compressor 20, a condenser 21, a decompressor 22, and an evaporator 23, and the air cooled by the evaporator 23 is sent to the refrigerator compartment and the freezer compartment. The inside of the body is cooled.
  • FIG. 2 is a waveform diagram showing the PWM drive signal and the current and terminal voltage of the brushless DC motor in this embodiment.
  • FIG. 2A is a drive signal from the drive unit 12 input to the switching element 4a
  • FIG. 2B is a drive signal from the drive unit 12 input to the switching element 4b
  • FIG. c) shows a drive signal from the drive unit 12 input to the switching element 4c
  • 2D is a drive signal from the drive unit 12 input to the switching element 4d
  • FIG. 2E is a drive signal from the drive unit 12 input to the switching element 4e
  • FIG. (F) shows a drive signal from the drive unit 12 input to the switching element 4f.
  • (g) of FIG. 2 shows a current flowing between the switching element 4 a and the brushless DC motor 5.
  • (h) of FIG. 2 represents the terminal voltage between the switching element 4a and the brushless DC motor 5.
  • FIG. 2 (g) the direction from the switching element 4a to the brushless DC motor 5 is positive.
  • the sections from T1 to T2, T2 to T3, T3 to T4, T4 to T5, T5 to T6, and T6 to T7 each represent a carrier cycle of one carrier in PWM control. In each of these sections, switching is performed for at least one of the three phases.
  • the switching element 4b performs switching.
  • the switching element 4e performs switching in the section from T2 to T3
  • the switching element 4d performs switching in the section from T3 to T4.
  • the switching element 4a performs switching in the section from T4 to T5
  • the switching element 4f performs switching in the section from T5 to T6
  • the switching element 4c performs switching in the section from T6 to T7. ing.
  • Each of the switching elements 4a to 4f is turned on in the first half and turned off in the second half in a predetermined carrier section (carrier cycle) for switching.
  • the predetermined carrier for the switching element 4a is a carrier corresponding to a section from T4 to T5.
  • the predetermined carriers for each of the switching elements 4b to 4f are carriers corresponding to the sections from T1 to T2, T6 to T7, T3 to T4, T2 to T3, and T5 to T6, respectively.
  • each of the switching elements 4a to 4f may be driven by high active.
  • the switching elements 4a to 4f are continuously turned on (100% on) and energized 100% in the next carrier section after the predetermined carrier that has been switched.
  • the 6-carrier period from T1 to T7 corresponds to one electrical angle period of the brushless DC motor 5.
  • each of the switching elements 4a, 4c, and 4e on the upper side of the inverter 4 is switched based on waveforms shifted from each other by 120 degrees in electrical angle.
  • the switching elements 4b, 4d, and 4f on the lower side of the inverter 4 are switched based on waveforms shifted from each other by 120 electrical degrees.
  • a rotating magnetic field can be created and the brushless DC motor 5 can be rotated.
  • the brushless DC motor 5 of the present embodiment has three phases and four poles, two electrical angles correspond to one rotation of the brushless DC motor 5.
  • the brushless DC motor 5 is continuously rotated by repeating the energization pattern in one cycle of the electrical angle.
  • the switching element 4a in the period from T4 to T5, the switching element 4a is turned on during the period from T4 to T8. At this time, as shown in FIG. 2 (g), the current monotonously increases in the period from T4 to T8. In the period from T8 to T5, the switching element 4a is turned off, and the current monotonously decreases.
  • the switching element 4a In the section from T5 to T6, the switching element 4a is turned on 100%, but since the switching element 4f is switching, current increases and decreases.
  • the switching element 4a since the switching element 4a is turned off in the section from T6 to T7, the current converges to 0 in the period from T6 to T9 as shown in FIG. Until the current becomes 0 (period from T6 to T9), the current shown in FIG. 2G flows to the brushless DC motor 5 through the reflux current diode 4h. Therefore, there is only a potential difference of the free-wheeling current diode 4h between the terminal voltage between the switching element 4a and the brushless DC motor 5 shown in FIG. 2H and the ground. Therefore, the terminal voltage sticks around 0V, and no induced voltage appears in the terminal voltage.
  • the switching element 4c in the period from T9 to T10, is turned on by PWM control until at least an induced voltage zero cross is detected. Then, the ON width in the PWM control is increased or decreased according to the difference between the target speed and the average speed of one rotation. This makes it possible to reliably detect the position. In addition, switching is performed once per position detection, and the switching loss becomes very small. Accordingly, it is possible to reduce the loss and increase the detection accuracy of the magnetic pole position of the brushless DC motor 5 and drive at an arbitrary speed according to the load.
  • the PWM generator 10 calculates the carrier frequency for PWM control when the position detector 6 detects an induced voltage zero cross. Therefore, in the example shown in FIG. 2, the carrier frequency is determined at the timing of T10 when the induced voltage zero cross is detected in the section from T6 to T7.
  • the carrier frequency is determined as follows. First, the current drive speed is obtained by the reciprocal of the time from the detection timing of the previous induced voltage zero cross to the detection timing of the current induced voltage zero cross. Next, the timing for switching the energized phase of the brushless DC motor 5 and the start of the carrier cycle of the next carrier (the end of the carrier cycle of the current carrier) is calculated, and the carrier frequency is determined. And the timing of the beginning of OFF in PWM control (end of ON in PWM control) is determined from the calculated carrier frequency. At T10, simultaneously with the timing of the induced voltage zero crossing, the switching element 4c starts to be turned off in the PWM control. In this case, the PWM ON ratio is 50%.
  • FIG. 2 shows a case where the ON ratio of PWM control is 50%, but the ON ratio is not limited to this.
  • the switching units 4a to 4f may be controlled from on to off from the time when the position information is first acquired after the start of the predetermined carrier to the start of the next carrier after the predetermined carrier. . Thereby, the ON ratio of PWM control can be changed.
  • the switching units 4a to 4f may be continuously turned on from the start of a predetermined carrier to the end of the next carrier, and may be controlled to be off at the end of the next carrier. That is, the switching units 4a to 4f may be controlled so that the PWM ON ratio becomes 100% in two consecutive carriers.
  • control unit 8 obtains the position information and then determines the timing of the start of OFF (end of ON) by PWM control for the current carrier (predetermined carrier). ON timing by carrier PWM control is determined. Therefore, control with high speed response can be performed.
  • FIG. 3 is a waveform diagram of a PWM drive signal when the switching interval in PWM control is changed.
  • 3 shows the drive signals (drive signals) of the switching elements 4a to 4f, respectively, as in FIG. 3 (g) shows the current flowing from the switching element 4a to the brushless DC motor 5, and
  • FIG. 3 (h) shows the terminal voltage between the switching element 4a and the brushless DC motor 5. .
  • the switching element 4 a switches in a section (T4 to T5) of 60 degrees in the first electrical angle among the conduction sections of 120 degrees in electrical angle, and 60 in the second half electrical angle. 100% energization is performed in the interval (T5 to T6).
  • the switching element 4a is configured such that, in the energization interval of 120 degrees in electrical angle, the interval of 60 degrees in the first half (T404 to T405) is energized 100%, and 60 degrees in the second half. Switching is performed in the section (T405 to T406).
  • the first half (T405 to T408) is turned on and the second half (T408 to T406) is turned off as in T4 to T8 of FIG.
  • the predetermined carrier for the switching element 4a is a carrier corresponding to the section from T405 to T406. Then, the switching element 4a is controlled to be turned on for a period from T405, which is the start time of the predetermined carrier, to at least the time point when the control unit 8 first acquires the position information.
  • the other switching elements 4b to 4f are controlled similarly to the switching element 4a from the start of each predetermined carrier.
  • the switching loss of the inverter 4 is further reduced because the switching is turned on and off once every 120 degrees in the electrical angle from T404 to T406.
  • the terminal voltage shown in (h) of FIG. 2 is different from the terminal voltage shown in (h) of FIG.
  • the terminal voltage waveforms are similar to each other in the period T9 to T10 in FIG. 2 and the period T409 to T410 in FIG. Therefore, also in the case shown in FIG. 3, the position detection can be accurately performed as in the case shown in FIG.
  • the waveform shown in (g) of FIG. 2 and the waveform shown in (g) of FIG. 3 are substantially the same waveform, and an equivalent torque can be obtained.
  • FIG. 4 is a flowchart regarding speed control of the motor by speed detection and PWM control.
  • Step 101 it is determined whether or not an induced voltage zero cross that is a reference of the magnetic pole position of the brushless DC motor 5 is detected.
  • the process proceeds to STEP 101 again, and the determination is performed again (STEP 101, No).
  • the position detection unit 6 detects an induced voltage zero cross
  • the speed detection unit 7 performs the determination.
  • the current driving speed of the brushless DC motor 5 is calculated from the detection interval of the induced voltage zero cross (STEP 102). Since the brushless DC motor 5 is a three-phase four-pole motor, an induced voltage zero cross is generated 12 times during one rotation of the motor. That is, the control unit 8 intermittently acquires the position information of the brushless DC motor 5. Therefore, by dividing 1 second by 12 times the zero-cross position detection interval, it is possible to calculate the current driving speed that is the number of rotations per second of the brushless DC motor 5. At this time, the average speed of one rotation is also calculated. The average speed of one rotation can be calculated by adding up the position detection intervals for 12 times that are the number of times of position detection during one rotation and taking the reciprocal number.
  • the average speed of one rotation per second can be calculated.
  • the speed detection unit 7 calculates the current driving speed of the brushless DC motor 5. When the calculation is completed, the process proceeds to STEP103.
  • the target speed is input from the outside.
  • the target speed is determined by the temperature in the refrigerator 30.
  • the target temperature is higher than the target temperature previously determined as a temperature suitable for food storage (STPE 103, No)
  • a high target speed is set to improve the cooling capacity.
  • the internal temperature of the refrigerator 30 is lower than the target temperature (STPE 103, Yes)
  • a low target speed is set to lower the cooling capacity.
  • the target speed is set high. If the current average speed of one rotation is higher than the target speed (STEP 103, Yes), the process proceeds to STEP 104.
  • the PWM carrier period of the PWM generator 10 is calculated from the ON ratio of the PWM control of the PWM generator 10 and the current drive speed of the brushless DC motor 5 detected by the speed detector 7. Then, the timing for turning on the next PWM control and the commutation timing for switching the energization pattern to the brushless DC motor 5 are calculated and set.
  • the current driving speed calculated in STEP 102 is 20 Hz.
  • 12.5 / 3 ms which is the reciprocal of the product of the number of position detections 12 per rotation and 20 Hz is the time from the switching timing of the energized phase of the brushless DC motor 5 immediately before to the switching timing of the next energized phase, This is the PWM carrier cycle.
  • the reciprocal of this PWM carrier cycle is the carrier frequency.
  • the PWM control off timing in the current carrier is determined from the carrier cycle calculated in STEP 105 and the PWM ON ratio determined in the PWM generation unit 10. For example, it is assumed that the current drive speed of the brushless DC motor 5 is 20 Hz and the ON ratio of PWM control is 60%. In this case, 2.5 ms, which is a product of the PWM period of 12.5 / 3 ms and 60%, is the on-time from the start of PWM control in the current carrier, and the timing at which the time elapses is the timing to switch off. . Then, the timing to switch off calculated in this way is set, and the process is exited.
  • STEP 107 it is determined whether or not the average speed of one rotation of the brushless DC motor 5 detected by the speed detector 7 is slower than the target speed. If the average speed is slower than the target speed (STEP 107, Yes), the process proceeds to STEP 108.
  • STEP 108 in order to increase the average speed of one rotation of the brushless DC motor 5, the ON ratio (Duty) of the PWM control generated by the PWM generator 10 is increased. And it transfers to STEP105 and STEP106 in order.
  • the PWM generator 10 can accelerate when the speed of one rotation of the brushless DC motor 5 is insufficient with respect to the target speed and acceleration is necessary. Further, when the speed of one rotation of the brushless DC motor 5 is excessive with respect to the target speed, the speed can be reduced. If the speed of one rotation of the brushless DC motor 5 matches the target speed, the average speed of one rotation can be maintained.
  • the PWM generator 10 switches the energized phase every 60 degrees in electrical angle. As a result, a rotating magnetic field for rotating the brushless DC motor 5 is generated.
  • the lower limit of the ON ratio of the PWM control by the PWM generator 10 may be 50%. Thereby, the ON by PWM control is continued until at least the timing of the induced voltage zero cross detection in the position detection unit 6. Therefore, it is possible to detect the zero cross of the induced voltage.
  • the speed cannot be controlled by the PWM generator 10 below the lower limit of the ON ratio of the PWM control by the PWM generator 10.
  • the induced voltage can be adjusted by increasing the number of turns of the stator 5b of the brushless DC motor 5 or increasing the magnetic force of the rotor 5a.
  • the ON ratio of the PWM control of the PWM generator 10 can exceed the lower limit even at the minimum speed necessary for normal operation of the system and at the minimum load.
  • the motor drive device 13 of the present disclosure turns on the energization at the timing of detecting the electrical angles of 0 degrees and 180 degrees, which is a reference for each phase of the brushless DC motor 5, that is, the switching 4a to 4f is performed for each predetermined carrier Since it is turned on, it is not necessary to calculate a complicated timing for detecting the phase of the brushless DC motor 5 sensorlessly. Therefore, it is possible to reliably detect the position information of the brushless DC motor 5 appearing during the ON period in the PWM control and to drive the brushless DC motor 5 stably.
  • the brushless DC motor 5 can be driven even in a high-temperature sealed space or the like, for example, when the sensor cannot be arranged.
  • the number of times of switching for driving the brushless DC motor 5 is small. For this reason, power consumption can be effectively reduced by applying to driving the brushless DC motor 5 at a low speed where switching loss is dominant among the losses of the motor drive device 13.
  • the brushless DC motor 5 is disposed in a high temperature atmosphere, a refrigerant atmosphere, and an oil atmosphere. For this reason, it is extremely difficult to attach a position sensor to the brushless DC motor 5. Therefore, in many cases, a sensorless technique that can detect the magnetic pole position for driving the motor without using a sensor is essential.
  • the motor driving device 13 detects and acquires the magnetic pole position of the rotor 5a of the brushless DC motor 5 housed in the compressor 20 by the induced voltage of the brushless DC motor 5 that can be detected outside the compressor 20. can do.
  • the position detector 6 detects the magnetic pole position of the rotor 5a.
  • the switching unit is turned on by PWM control. Therefore, the induced voltage zero cross can be reliably detected by the position detector 6. Therefore, the brushless DC motor 5 can be driven with high accuracy even without a sensor.
  • the compressor 20 employs a reciprocating compression method. For this reason, it is very efficient in a system such as a refrigerator that is driven at a low speed for a long time.
  • the reciprocating type compression method the compression process and the suction process are performed separately, and thus a large torque pulsation is periodically generated. Therefore, when the control responsiveness is poor, the energization of the stator 5b is shifted from the position of the rotor 5a, and the efficiency is deteriorated. Therefore, in the motor drive device 13 of the present embodiment, the current drive speed of the brushless DC motor 5 is detected in order to improve control responsiveness.
  • the speed detection unit 7 detects the current drive speed for each induced voltage zero cross detected by the position detection unit 6 based on the induced voltage zero cross detection interval shown in FIG. Then, by changing the on-time and the carrier frequency of the PWM control by the PWM generator 10, it is possible to instantly cope with a periodic torque change and a speed change.
  • the required load of the refrigerator 30 varies greatly depending on the load in the cabinet and the outside air temperature.
  • the operating state of the refrigerator 30 occupies the largest proportion in time is the operating state in a state in which the load in the refrigerator such as food is sufficiently cooled. In such an operation state, the compression load of the compressor 20 is reduced, and the brushless DC motor 5 is operated at a low speed and a low load. As the speed becomes lower and the load becomes lower, the conduction loss of the inverter 4 decreases, and the ratio of the switching loss to the entire loss of the inverter 4 increases.
  • the magnetic pole position of the brushless DC motor 5 is detected with high accuracy, and the brushless DC motor 5 is driven with a period in which the energized phase of the brushless DC motor 5 is switched as one carrier. For this reason, the brushless DC motor 5 can be driven in a state in which the number of times of switching is very small. Therefore, the energy saving performance of the refrigerator 30 to which the motor drive device 13 is applied can be greatly improved, particularly in a low speed or low load region where the switching loss ratio of the inverter 4 is large.
  • the motor driving device 13 is provided separately from the refrigerator 30, the motor driving device 13 may be provided integrally with the refrigerator 30.
  • the motor drive device of the present disclosure can reduce the loss of the inverter circuit during low speed operation, it can be applied not only to refrigerators but also to motors that drive compressors in air conditioners, vending machines, showcases, heat pump water heaters, and the like.

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Abstract

スイッチング部（４ａ～４ｆ）を有し、入力電力をスイッチング部（４ａ～４ｆ）によりスイッチングしてブラシレスＤＣモータに供給するインバータ（４）と、インバータ（４）を制御する制御部（８）と、を備える。制御部（８）は、ブラシレスＤＣモータ（５）の回転の位置情報を間欠的に取得し、位置情報に基づいてＰＷＭ制御信号を生成し、ＰＷＭ駆動信号に基づいてスイッチング部（４ａ～４ｆ）をスイッチングスイッチングするように構成される。スイッチング部（４ａ～４ｆ）は、ＰＷＭ駆動信号に基づいて、所定のキャリア数毎にオンに制御され、且つ、スイッチング部（４ａ～４ｆ）がオンに制御される所定のキャリアの開始時から、少なくとも制御部（８）が最初に位置情報を取得する時点までの期間、オンに制御される。

Description

モータ駆動装置およびにこれを用いた冷蔵庫
　本開示は、ブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置及びこれを用いた冷蔵庫に関する。
　従来、この種のモータ駆動装置では、ＰＷＭ制御によってモータを駆動している。ＰＷＭ制御では、ＰＷＭ制御におけるオン幅を変化させることによってＰＷＭオン比率を増減し、モータへの印加電圧を制御する。このため、現在のモータの回転速度が小さいほどＰＷＭオン比率は低くなり、現在の速度が大きいほどＰＷＭオン比率は高くなる。また、負荷が軽いほどＰＷＭオン比率は低くなり、負荷が重いほどＰＷＭオン比率は高くなる。
　ＰＷＭ制御には、非同期ＰＷＭ制御及び同期ＰＷＭ制御がある。非同期ＰＷＭ制御は、モータの駆動周波数とＰＷＭのキャリア周波数との間で同期をとらずに運転を行う方法である。同期ＰＷＭ制御は、ＰＷＭのキャリア周波数をモータの駆動周波数の整数倍に同期させる方法である。
　同期ＰＷＭ制御は、インバータ回路の温度上昇の抑制（例えば、特許文献１参照）等、高負荷時及び高速駆動時等に使われている。また、同期ＰＷＭ制御における位置検出方法としては、レゾルバ又はホール素子等のセンサに加えて、モータに流れている電流値のオフセットを用いる方法（例えば、特許文献２参照）、及び、電流値を検出し、ｄｑ座標変換等を用いて推定する方法（例えば、特許文献３参照）等がある。
　図５は、特許文献２に記載された従来のモータ駆動装置である。図５に示すように、モータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータ１０１及びブラシレスＤＣモータ１０１を駆動するための複数のスイッチング素子で構成されたインバータ１０２を有する。また、モータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータ１０１の角度を検出する角度検出部１０３、ブラシレスＤＣモータ１０１に流れる電流を検出する電流検出部１０４、角度検出部１０３で検出されたブラシレスＤＣモータの角度と、電流検出部１０４で検出された電流値と、から目標電流とのズレを表す電流オフセット量を計算する電流オフセット量算出部１０５、ブラシレスＤＣモータ１０１をＰＷＭ制御する駆動信号生成部１０６、及び、電流オフセット算出部１０５が算出する電流オフセット量によって駆動信号生成部１０６の生成した駆動信号を補正し、インバータ１０２のスイッチングを行う位相信号補正部１０７を有する。
　駆動信号生成部１０６は、角度検出部１０３で検出されるブラシレスＤＣモータ１０１の位相角に応じて、適切な駆動信号を生成する。位相信号補正部１０７は、角度検出部１０３が出力する位相角のずれを補正して、インバータ１０２の駆動を行う。これにより、ブラシレスＤＣモータの位相角に適した電圧が印加され、ブラシレスＤＣモータ１０１を安定して駆動することができる。
　しかしながら、特許文献１には、モータの位相の検出に関する詳細が開示されていない。
　また、特許文献２に係るモータ駆動装置では、モータの位相情報の取得に、レゾルバ等の角度センサが利用されており、コストが高いという課題がある。
　また、特許文献３に係るモータ駆動装置では、センサを用いないセンサレス制御が行われるが、電流検出用の電流検出器、及び、高度な計算を行うプロセッサ等が必要であり、コストが高いという課題がある。
特開２０１６－１３４９５０号公報 特開２００１－２９８９９２号公報 特開２０１２－１１００７９号公報
　本開示は、安価な構成によってブラシレスＤＣモータの位置情報の検出を行いつつ、安定してモータを駆動することができるモータ駆動装置を提供する。
　本開示のモータ駆動装置は、スイッチング部を有し、入力電力をスイッチング部によりスイッチングして、ブラシレスＤＣモータに供給するインバータと、インバータを制御する制御部と、を備える。制御部は、ブラシレスＤＣモータの回転の位置情報を間欠的に取得し、位置情報に基づいて、スイッチング部を駆動するＰＷＭ駆動信号を生成し、ＰＷＭ駆動信号に基づいてスイッチング部をスイッチングするように構成される。スイッチング部は、ＰＷＭ駆動信号に基づいて、所定のキャリア数毎にオンに制御され、且つ、スイッチング部がオンに制御される所定のキャリアの開始時から、少なくとも制御部が最初に位置情報を取得する時点までの期間、オンに制御される。
図１は、本開示の実施の形態における、モータ駆動装置を含む全体構成のブロック図である。 図２は、同実施の形態におけるＰＷＭ駆動信号、並びに、ブラシレスＤＣモータの電流及び端子電圧を示す波形図である。 図３は、ＰＷＭ制御におけるスイッチング区間を変更した場合のＰＷＭ駆動信号の波形図である。 図４は、ブラシレスＤＣモータの速度制御に関するフローチャートである。 図５は、従来のモータ駆動装置を示すブロック図である。
　本開示の一態様に係るモータ駆動装置は、スイッチング部を有し、入力電力をスイッチング部によりスイッチングして、ブラシレスＤＣモータに供給するインバータと、インバータを制御する制御部と、を備える。制御部は、ブラシレスＤＣモータの回転の位置情報を間欠的に取得し、位置情報に基づいて、スイッチング部を駆動するＰＷＭ駆動信号を生成し、ＰＷＭ駆動信号に基づいてスイッチング部をスイッチングするように構成される。スイッチング部は、ＰＷＭ駆動信号に基づいて、所定のキャリア数毎にオンに制御され、且つ、スイッチング部がオンに制御される所定のキャリアの開始時から、少なくとも制御部が最初に位置情報を取得する時点までの期間、オンに制御される。
　このような構成により、ブラシレスＤＣモータの位相を検出するためのセンサは不要となる。また、ブラシレスＤＣモータの位相を検出するための複雑なタイミングの計算をするためのプロセッサも不要となる。従って、ＰＷＭ制御におけるオン中に表れるブラシレスＤＣモータの位置情報を、安価な構成によって検出することができる。また、ブラシレスＤＣモータの位置情報を確実に取得できる。このため、ブラシレスＤＣモータの安定した駆動が可能となる。
　本開示の他の一態様に係るモータ駆動装置は、スイッチング部が、制御部が最初に位置情報を取得した時点から、所定のキャリアの次のキャリアの開始時までの間で、オンからオフに制御されてもよい。
　このような構成により、位置情報を確実に取得しつつ、ＰＷＭ制御のオン比率を変更することができる。
　本開示のさらに他の一態様に係るモータ駆動装置は、連続するキャリアの各々のキャリアの開始タイミングは、通電相の切り替えタイミングと同期されてもよい。
　このような構成により、ブラシレスＤＣモータの位置情報の検出を行いつつ、安定してモータを駆動することができる。
　本開示のさらに他の一態様に係るモータ駆動装置は、連続するキャリアの各々のキャリア区間が、ブラシレスＤＣモータが駆動される際の電気角０度を基準として、電気角６０度毎の区間と同期されてもよい。
　このような構成により、ブラシレスＤＣモータの位置情報の検出を行いつつ、安定してモータを駆動することができる。
　本開示のさらに他の一態様に係るモータ駆動装置は、スイッチング部が、所定のキャリアの開始時から次のキャリアの終了時までの間、継続してオンに制御され、且つ、次のキャリアの終了時にオフに制御されてもよい。
　このような構成により、位置情報を確実に取得しつつ、ＰＷＭ制御のオン比率を大きくすることができる。
　本開示のさらに他の一態様に係るモータ駆動装置は、制御部が、所定のキャリアの開始時から最初に取得した位置情報に基づいて、所定のキャリアのキャリア周期を決定するように構成されてもよい。
　このような構成により、安定してモータを駆動することができる。
　本開示のさらに他の一態様に係るモータ駆動装置は、ＰＷＭ駆動信号が矩形波であってもよい。
　このような構成により、ブラシレスＤＣモータの回転の位置の検出に必要な計算が単純となり、モータ駆動装置を安価な構成とすることができる。
　本開示のさらに他の一態様に係るモータ駆動装置は、制御部が、ブラシレスＤＣモータの回転の位置情報として、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧からブラシレスＤＣモータの磁極位置の情報を取得してもよい。
　このような構成により、ブラシレスＤＣモータの各相の基準となる誘起電圧のゼロクロスが表れるタイミングが、ＰＷＭ制御におけるオン期間中となる。このため、ブラシレスＤＣモータの位置検出を精度良く行うことができる。
　本開示の一態様に係るモータ駆動装置は、スイッチング部を有し、入力電力を前記スイッチング部によりスイッチングしてブラシレスＤＣモータに供給するインバータと、インバータを制御する制御部と、を備える。制御部は、負荷を駆動するブラシレスＤＣモータの基準位置を検出する位置検出部と、位置検出部の情報に基づきブラシレスＤＣモータを駆動するための波形を生成するＰＷＭ生成部と、を有し、少なくとも位置検出部がブラシレスＤＣモータの基準位置を検出するまでＰＷＭ生成部の出力するＰＷＭをオンする。
　このような構成により、ＰＷＭ制御におけるオン中に表れるブラシレスＤＣモータの位置情報を確実に検出し、安定してブラシレスＤＣモータを駆動することが可能となる。
　本開示のさらに他の一態様に係るモータ駆動装置は、モータ駆動装置によって駆動されるブラシレスＤＣモータが、圧縮機を駆動するモータであってもよい。
　このような構成により、高温の密閉空間である圧縮機を駆動するブラシレスＤＣモータにおいても、センサレスで位置検出ができるため、モータ駆動装置を安価な構成とすることができる。
　本開示の一態様に係る冷蔵庫は、ブラシレスＤＣモータを有する圧縮機、凝縮器、減圧器及び蒸発器が接続されて構成された冷凍サイクル回路を備える。ブラシレスＤＣモータは、前述のいずれかのモータ駆動装置により駆動される。
　このような構成により、圧縮機の低速での運転率が高い冷蔵庫の消費電力を低減することができ、安価な構成によって冷蔵庫の消費電力を効果的に低減することができる。
　（実施の形態）
　［１．全体構成］
　図１は、本開示の実施の形態におけるモータ駆動装置を含む全体構成のブロック図である。
　図１に示すように、モータ駆動装置１３は、インバータ４と、インバータ４を制御する制御部８と、を有する。
　インバータ４はスイッチング部４ａ～４ｆを有する。インバータは、入力電力をスイッチング部４ａ～４ｆによりスイッチングしてブラシレスＤＣモータ５に供給する。
　以下、より詳細に説明する。
　図１に示す交流電源１は、一般的な商用電源である。例えば、日本においては、実効値が１００Ｖであり、周波数が５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの電源である。
　整流回路２には、交流電源１からの交流電力が入力される。整流回路２は、入力された交流電力を直流電力に整流する。整流回路２は、ブリッジ接続された４個の整流ダイオード２ａ～２ｄで構成される。
　平滑部３は、整流回路２の出力側に接続され、整流回路２の出力を平滑する。平滑部３は、平滑コンデンサ及びリアクタ（インダクタ）等によって構成される。なお、平滑部３は、図１に示すように、回路構成の単純化のため、平滑コンデンサのみで構成されてもよい。
　なお、リアクタが用いられる場合は、交流電源１とコンデンサとの間に挿入されてもよい。また、リアクタは、整流ダイオード２ａ～２ｄの前後、すなわち整流回路２の入力側及び出力側のいずれ側に挿入されてもよい。また、リアクタが用いられる場合において、高周波除去手段を構成するコモンモードフィルタが回路に設けられる場合には、リアクタと当該高周波除去手段のリアクタンス成分との合成成分を考慮する必要がある。
　本実施の形態では、インバータ４は、平滑部３からの直流電力を交流電力に変換する。インバータ４は、スイッチング部である、６個のスイッチング素子４ａ～４ｆを有し、これらのスイッチング素子４ａ～４ｆが３相ブリッジ接続されて構成される。また、本実施の形態では、６個の還流電流用のダイオード４ｇ～４ｌが、各スイッチング素子４ａ～４ｆの導通方向に対して逆方向となるように、各スイッチング素子４ａ～４ｆと並列に接続される。
　ブラシレスＤＣモータ５は、永久磁石を有する回転子５ａと、３相巻線を有する固定子５ｂと、を有する。インバータ４で生成された３相交流電流が、ブラシレスＤＣモータ５の固定子５ｂの３相巻線に流れることにより、回転子５ａが回転する。また、ブラシレスＤＣモータ５の極数は、要求される特性に応じて決定される。ブラシレスＤＣモータ５の極数は、本実施の形態では４極であるが、これに限られず、４極以外であってもよい。
　制御部８は、例えば、制御プログラムを記憶する記憶部（図示せず）と、当該制御プログラムを実行する演算処理部（図示せず）と、を備えて構成される。
　本実施の形態では、制御部８は、ブラシレスＤＣモータ５の回転の位相角の情報である、位置情報を間欠的に取得する。また、制御部８は、取得した位置情報に基づいてＰＷＭ駆動信号を生成する。制御部８は、生成したＰＷＭ制御信号に基づいてスイッチング部をスイッチングする。また、制御部８は、ＰＷＭ駆動信号に基づいて、所定のキャリア毎にスイッチング部をオンに制御し、且つ、所定のキャリアの開始時から、少なくとも最初に位置情報を取得する時点までの期間、スイッチング部をオンに制御する。
　制御部８は、図１に示すように、例えば、位置検出部６、速度検出部７、ＰＷＭ生成部１０及びドライブ部１２を含んでもよい。
　位置検出部６は、ブラシレスＤＣモータ５の回転の位置情報として、回転子５ａの磁極位置を検出する。本実施の形態では、位置検出部６は、固定子５ｂの３相巻線に発生する誘起電圧に基づいて、回転子５ａの磁極位置を検出する。より具体的には、位置検出部６は、ブラシレスＤＣモータ５の端子電圧の値を検出し、これによりブラシレスＤＣモータ５の回転子５ａの磁極相対位置を取得する。なお、位置検出部６は、ブラシレスＤＣモータ５の端子電圧の値を継続的に検出するように構成されてもよいし、ブラシレスＤＣモータ５の回転の位置情報が取得されるタイミングを含む一定の期間において、端子電圧の値を検出するように構成されていてもよい。
　なお、本実施の形態では、位置検出部６は、固定子５ｂの３相巻線に発生する誘起電圧と、基準となる電圧（基準電圧）と、を比較してゼロクロスを検出し、回転子５ａの相対的な回転位置を検出する。ここで、誘起電圧のゼロクロスと比較される基準電圧は、３相分の端子電圧の仮想中点によって規定されてもよいし、直流母線電圧を取得して、取得した当該電圧によって規定されてもよい。本実施の形態では、基準電圧として、仮想中点の値が用いられる。本実施の形態のように、ブラシレスＤＣモータ５の位置の検出方法として、誘起電圧に基づいて検出する方式が用いられる場合は、ホール素子等を用いる必要がないため、構成が簡単である。従って、より安価にモータ駆動装置を構成することが可能となる。
　速度検出部７は、ブラシレスＤＣモータ５の回転速度を検出する。本実施の形態では、速度検出部７は、位置検出部６が検出する位置情報から、ブラシレスＤＣモータ５の、現在の駆動速度（回転速度）、及び、過去一回転の平均速度（回転速度）を計算する。具体的には、現在の速度は、誘起電圧のゼロクロスの検出間隔の時間を測定し、この時間から計算される。また、過去一回転の平均速度は、誘起電圧のゼロクロスの検出間隔の時間をブラシレスＤＣモータ５の一回転分だけ記録し、一回転分の検出間隔の時間の和から算出される。そして、これらの計算は、位置検出部６により誘起電圧のゼロクロスが検出されるたびに行われる。
　ＰＷＭ生成部１０は、ＰＷＭ制御におけるオン比率（Ｄｕｔｙ）を設定し、ＰＷＭ信号を生成する。ここで、ＰＷＭ制御におけるオン比率（Ｄｕｔｙ）とは、１キャリアのキャリア周期におけるオン期間の割合である。ＰＷＭ信号は、キャリア周期及びオン比率の情報を有する、矩形波である。キャリア周期については、後述する。
　本実施の形態では、ＰＷＭ生成部１０は、位置検出部６で誘起電圧のゼロクロスが検出されるたびに、速度検出部７で検出された一回転の平均速度と外部から入力される目標速度とを比較する。そして、目標速度のほうが一回転の平均速度より速い場合は、ＰＷＭ生成部１０は、ブラシレスＤＣモータ５への印加電圧を上げるように、ＰＷＭ制御のオン比率を設定する。一方、目標速度が一回転の平均速度より遅い場合は、ＰＷＭ生成部１０は、ブラシレスＤＣモータ５に印加する電圧を下げるように、ＰＷＭ制御のオン比率を設定する。また、目標速度と一回転の平均速度とが一致している場合は、ＰＷＭ生成部１０は、ブラシレスＤＣモータ５に印加する電圧を維持するように、ＰＷＭ制御のオン比率を設定する。これにより、ブラシレスＤＣモータ５の１回転の平均速度が制御される。
　また、ＰＷＭ生成部１０は、ブラシレスＤＣモータ５を駆動する回転磁界を生成するための波形（モータ駆動波形）を生成する。本実施の形態では、モータ駆動波形は、矩形波である。これにより、ブラシレスＤＣモータ５の回転の位置の検出に必要な計算が単純となり、モータ駆動装置１３を安価な構成とすることができる。
　ＰＷＭ生成部１０は、位置検出部６で検出された位置検出のタイミング、及び、速度検出部７で計算された現在の駆動速度から、通電の切換えタイミングを計算する。そして、各相の間で通電相を切り換えるように、モータ駆動波形を生成する。
　本実施の形態では、ブラシレスＤＣモータ５は３相モータであるので、通電相の組み合わせは、電気角で６０度ごとに変わる。そして、一つの相の通電期間においては、基本的に、電気角で１２０度の通電及びその後の６０度のオフが繰り返される。
　スイッチング素子４ａ，４ｃ，４ｅは、それぞれ電気角で１２０度ずつずれるように、順番に通電が開始される。スイッチング素子４ｂ、４ｄ、４ｆも同様に、それぞれ電気角で１２０度ずつずれるように、順番に通電が開始される。また、スイッチング素子４ａとスイッチング素子４ｂとは、電気角で１８０度ずれて通電が開始される。同様に、スイッチング素子４ｃとスイッチング素子４ｄとは、電気角で１８０度ずれて通電が開始され、スイッチング素子４ｅとスイッチング素子４ｆとは、電気角で１８０度ずれて通電が開始される。これによって回転磁界が形成され、ブラシレスＤＣモータ５の回転子５ａが回転する。
　また、ＰＷＭ生成部１０は、ＰＷＭ信号の周波数（キャリア周波数）を計算する。キャリア周波数は、ブラシレスＤＣモータ５の現在の駆動速度から計算される。
　そして、ＰＷＭ生成部１０は、モータ駆動波形とＰＷＭ信号とを合成することで、ＰＷＭ駆動信号を生成する。なお、ＰＷＭ駆動信号は、矩形波であってもよい。
　本実施の形態では、ＰＷＭ周期（キャリア周期）の開始タイミングは、ブラシレスＤＣモータ５の通電相の切替わりのタイミングと同期される。すなわち、本実施の形態では、連続するキャリアの各々のキャリア区間が、ブラシレスＤＣモータ５が駆動される際の電気角０度を基準として、電気角６０度毎の区間と同期される。このため、スイッチング部４ａは、所定のキャリアの開始タイミングと同じタイミングでオンされる。そして、少なくとも位置検出部６が誘起電圧のゼロクロスを最初に検出するまでは、スイッチング部４ａに対してＰＷＭの出力がオンされる。すなわち、スイッチング部４ａは、ＰＷＭ駆動信号に基づいて、所定のキャリア数毎にオンされ、スイッチング部４ａがオンに制御される所定のキャリアの開始時から少なくとも最初に位置情報が取得される時点までの期間、オンされる。また、同様に、スイッチング部４ｂ～４ｆについても、それぞれ、ＰＷＭ駆動信号に基づいて、所定のキャリア数毎にオンされ、スイッチング部がオンに制御される所定のキャリアの開始時から少なくとも最初に位置情報が取得される時点までの期間、オンされる。これにより、ブラシレスＤＣモータ５の位置情報の検出を行いつつ、安定してブラシレスＤＣモータ５を駆動することができる。なお、前述の所定のキャリアは、スイッチング部４ａ～４ｆの間で、互いに異なるものである。
　本実施の形態では、前述のようにブラシレスＤＣモータ５は３相モータであるので、通電相の組み合わせは、電気角で６０度ごとに変わる。従って、ＰＷＭ生成部１０は、スイッチング部４ａ～４ｆが、所定のキャリア数として、６キャリア毎にＰＷＭ制御によりオンに制御されるように、ＰＷＭ駆動信号を生成し、出力する。
　ＰＷＭ制御の所定のキャリアのキャリア周期の開始時には、当該所定のキャリアにおけるＰＷＭ制御のキャリア周波数は未決定の状態である。位置検出部６で誘起電圧のゼロクロスが検出されるまでの期間、ＰＷＭがオンされる。そして、誘起電圧のゼロクロスの際に、取得された位置情報に基づいて、当該所定のキャリアにおけるＰＷＭ制御のキャリア周期（キャリア周波数）、及び、ＰＷＭ制御におけるオフの開始タイミングが決定される。
　なお、ブラシレスＤＣモータ５の駆動速度は、例えば、本実施の形態のように、速度検出部７によって検出される。速度検出部７は、位置検出部６によって誘起電圧のゼロクロスが検出された際に、駆動速度を検出する。誘起電圧のゼロクロスは、ブラシレスＤＣモータ５を駆動するための基準の位置である。
　ドライブ部１２は、ＰＷＭ生成部１０が生成したＰＷＭ駆動信号に基づいて、インバータ４のスイッチング素子４ａ～４ｆをオン又はオフ（以下、オン／オフと記す）する。より具体的には、ドライブ部１２は、ＰＷＭ生成部１０が生成したＰＷＭ駆動信号に基づいて駆動信号を生成し、当該駆動信号をスイッチング素子４ａ～４ｆの制御端子に入力する。
　モータ駆動装置１３は、インバータ４の他に、整流回路２と、平滑部３と、を含んでもよい。そして、モータ駆動装置１３は、交流電源１に接続されてもよい。また、モータ駆動装置１３は、制御部８として、位置検出部６、速度検出部７、ＰＷＭ生成部１０、ドライブ部１２を含んで構成されてもよい。このように構成されたモータ駆動装置１３は、ブラシレスＤＣモータ５を駆動する。
　圧縮機２０としては、ロータリ型又はスクロール型等の、任意の圧縮方式（機構）が用いられる。例えば、本実施の形態では、圧縮機２０は、レシプロ型が採用されている。
　レシプロ型の圧縮機２０では、ブラシレスＤＣモータ５の回転子５ａに接続されたクランクシャフト（図示せず）により、回転子５ａの回転運動が往復運動に変換される。そして、クランクシャフトに接続された圧縮要素であるピストン（図示せず）が、シリンダ（図示せず）内を往復する。これにより、シリンダ内の冷媒が圧縮される。
　なお、レシプロ型の圧縮機は、圧縮時の冷媒の漏れが少なく、特に低速での効率が高い。また、レシプロ型の圧縮機は、負荷脈動によって現在の駆動速度が変動する場合であっても、確実に速度変化に追従することができる。従って、適切なタイミングで駆動することができるため、効率が良く、消費電力を抑えることができる。また、特に、低速駆動において、現在の駆動速度の変動が大きい場合であっても、現在の駆動速度の変化に応じてＰＷＭ制御のキャリア周期を変えることができるため、安定した駆動が可能である。
　圧縮機２０で圧縮された冷媒は、凝縮器２１、減圧器２２、及び蒸発器２３を順に通って、再び圧縮機２０に戻る。冷凍サイクルを構成する媒体である冷媒は、凝縮器２１で放熱し、蒸発器２３で吸熱する。従って、冷媒との熱交換による冷却及び加熱を行うことができる。
　冷蔵庫３０は、圧縮機２０、凝縮器２１、減圧器２２、蒸発器２３で構成された冷凍サイクル回路を有し、蒸発器２３で冷却された空気が冷蔵室及び冷凍室に送られることで筐体の内部が冷却される。
　［２．モータ駆動装置］
　次に、モータ駆動装置１３について、図面を交えて詳細に説明する。
　図２は、本実施の形態におけるＰＷＭ駆動信号、並びに、ブラシレスＤＣモータの電流及び端子電圧を表す波形図である。
　まず、図２を用いて、ＰＷＭ駆動信号、及び、ブラシレスＤＣモータ５とインバータ４のスイッチング素子４ａとの間の電流、及び、端子電圧の変化について説明する。
　図２の（ａ）は、スイッチング素子４ａに入力されるドライブ部１２からの駆動信号、図２の（ｂ）は、スイッチング素子４ｂに入力されるドライブ部１２からの駆動信号、図２の（ｃ）はスイッチング素子４ｃに入力されるドライブ部１２からの駆動信号を示している。また、図２の（ｄ）は、スイッチング素子４ｄに入力されるドライブ部１２からの駆動信号、図２の（ｅ）は、スイッチング素子４ｅに入力されるドライブ部１２からの駆動信号、図２の（ｆ）はスイッチング素子４ｆに入力されるドライブ部１２からの駆動信号を示している。さらに、図２の（ｇ）は、スイッチング素子４ａとブラシレスＤＣモータ５との間に流れる電流を示している。また、図２の（ｈ）は、スイッチング素子４ａとブラシレスＤＣモータ５との間の端子電圧を表している。なお、図２の（ｇ）の電流の向きは、スイッチング素子４ａからブラシレスＤＣモータ５への向きを正とする。
　図２の横軸において、Ｔ１からＴ２、Ｔ２からＴ３、Ｔ３からＴ４、Ｔ４からＴ５、Ｔ５からＴ６、及びＴ６からＴ７の区間は、それぞれＰＷＭ制御における１キャリアのキャリア周期を表している。これらの区間の各々において、３相のうちの少なくとも１相について、スイッチングが行われる。
　具体的には、Ｔ１からＴ２の区間では、スイッチング素子４ｂがスイッチングを行っている。同様に、Ｔ２からＴ３の区間では、スイッチング素子４ｅがスイッチングを行っており、Ｔ３からＴ４の区間ではスイッチング素子４ｄがスイッチングを行っている。また、Ｔ４からＴ５の区間では、スイッチング素子４ａがスイッチングを行っており、Ｔ５からＴ６の区間では、スイッチング素子４ｆがスイッチングを行っており、Ｔ６からＴ７の区間では、スイッチング素子４ｃがスイッチングを行っている。
　スイッチング素子４ａ～４ｆの各々は、スイッチングを行う所定のキャリアの区間（キャリア周期）において、前半でオンするとともに、後半でオフする。例えば、スイッチング素子４ａについての所定のキャリアは、Ｔ４からＴ５の区間に該当するキャリアである。同様に、スイッチング素子４ｂ～４ｆの各々についての所定のキャリアは、それぞれ、Ｔ１からＴ２、Ｔ６からＴ７、Ｔ３からＴ４、Ｔ２からＴ３、Ｔ５からＴ６の区間に該当するキャリアである。なお、スイッチング素子４ａ～４ｆの各々は、ハイアクティブによって駆動してもよい。そして、スイッチング素子４ａ～４ｆは、スイッチングを行った当該所定のキャリアの次のキャリアの区間では、継続してオン（１００％オン）しており、１００％通電される。
　これにより、スイッチング素子４ａ～４ｆの各々がオフの時に、モータ電流が還流し、オン中とオフ中の電流のバランスがよくなり、効率良いモータ駆動制御が行われる。
　なお、Ｔ１からＴ７の６キャリア周期が、ブラシレスＤＣモータ５の電気角１周期に対応する。スイッチング素子４ａ～４ｆのうち、インバータ４の上側のスイッチング素子である４ａ，４ｃ，４ｅの各々は、電気角で１２０度ずつ互いにずらした波形に基づいてスイッチングされる。また、インバータ４の下側のスイッチング素子である４ｂ，４ｄ，４ｆの各々もそれぞれ同様に、電気角１２０度ずつ互いにずらした波形に基づいてスイッチングされる。これにより回転磁界をつくり、ブラシレスＤＣモータ５を回転させることができる。また、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ５は３相４極であるので、電気角２周期分が、ブラシレスＤＣモータ５の一回転に対応する。そして、電気角１周期における通電パターンが繰り返されることで、ブラシレスＤＣモータ５が継続して回転される。
　本実施の形態では、Ｔ４からＴ５の区間において、Ｔ４からＴ８の期間は、スイッチング素子４ａがオンする。この際、図２の（ｇ）に示すように、Ｔ４～Ｔ８の区間で電流は単調に増加する。そして、Ｔ８からＴ５の期間は、スイッチング素子４ａがオフし、電流が単調に減少する。
　Ｔ５からＴ６の区間においては、スイッチング素子４ａは１００％オンとなっているが、スイッチング素子４ｆがスイッチングを行っているため、電流の増減が発生する。
　また、Ｔ６からＴ７の区間において、スイッチング素子４ａがオフするため、図２の（ｇ）に示すように、Ｔ６からＴ９の期間で電流が０に収束していく。電流が０になるまでの間（Ｔ６からＴ９の期間）、図２の（ｇ）に示す電流は、還流電流用のダイオード４ｈを通ってブラシレスＤＣモータ５に流れる。このため、図２の（ｈ）に示す、スイッチング素子４ａとブラシレスＤＣモータ５との間の端子電圧と、グランドとの間は、還流電流用のダイオード４ｈの電位差のみとなる。従って、端子電圧は０Ｖ付近に張り付き、端子電圧に誘起電圧があらわれない。
　また、Ｔ６からＴ７の区間において、Ｔ９からＴ１０の期間は、図２の（ｇ）に示すように、スイッチング素子４ａからブラシレスＤＣモータ５に流れる電流は０となる。また、図２の（ｈ）に示すように、スイッチング素子４ｃ及びスイッチング素子４ｆがオンしているが、端子電圧につながらない。このため、インバータ４の直流母線間電圧の中点（図２の（ｈ）に示す一点鎖線）と誘起電圧との交点（Ｔ１０）が、誘起電圧ゼロクロスとして検出される。
　本実施の形態では、Ｔ９からＴ１０の期間において、少なくとも誘起電圧ゼロクロスが検出されるまで、ＰＷＭ制御によって、スイッチング素子４ｃはオンされる。そして、目標速度と１回転の平均速度との差に応じて、ＰＷＭ制御におけるオン幅が増減される。これにより、確実に位置検出を行うことが可能となる。また、位置検出１回につきスイッチングが１回となり、スイッチング損失が非常に小さくなる。従って、ブラシレスＤＣモータ５の磁極位置の検出精度を高くしつつ、損失を低減し、負荷に応じた任意の速度での駆動を行うことができる。
　ＰＷＭ生成部１０は、位置検出部６で誘起電圧ゼロクロスを検出した際に、ＰＷＭ制御のキャリア周波数の計算を行う。従って、図２に示す例では、Ｔ６からＴ７の区間において、誘起電圧ゼロクロスが検出されるＴ１０のタイミングで、キャリア周波数を決定する。
　キャリア周波数は、次のように決定される。まず、前回の誘起電圧ゼロクロスの検出のタイミングから今回の誘起電圧ゼロクロスの検出のタイミングまでの時間の逆数によって、現在の駆動速度を求める。次に、ブラシレスＤＣモータ５の通電相を切り替えるべきタイミングであり、且つ、次のキャリアのキャリア周期の開始（現キャリアのキャリア周期の終わり）であるタイミングを計算し、キャリア周波数を決定する。そして、計算されたキャリア周波数から、ＰＷＭ制御におけるオフのはじまり（ＰＷＭ制御におけるオンの終わり）のタイミングを決定する。Ｔ１０では、誘起電圧ゼロクロスのタイミングと同時に、スイッチング素子４ｃについて、ＰＷＭ制御におけるオフが開始している。この場合、ＰＷＭのオン比率としては５０％となる。
　なお、図２においては、ＰＷＭ制御のオン比率が５０％である場合を示しているが、オン比率はこれに限られない。例えば、スイッチング部４ａ～４ｆは、所定のキャリアの開始時から最初に位置情報を取得した時点から、所定のキャリアの次のキャリアの開始時までの間で、オンからオフに制御されてもよい。これにより、ＰＷＭ制御のオン比率を変化させることができる。
　また、スイッチング部４ａ～４ｆは、所定のキャリアの開始時から次のキャリアの終了時までの間、継続してオンに制御され、且つ、次のキャリアの終了時にオフに制御されてもよい。すなわち、スイッチング部４ａ～４ｆは、連続する２キャリアにおいて、ＰＷＭのオン比率が１００％となるように制御されてもよい。
　このように、本実施の形態では、制御部８は、位置情報を取得してから、現キャリア（所定のキャリア）についてＰＷＭ制御によるオフの開始（オンの終わり）のタイミングを決定するとともに、次のキャリアＰＷＭ制御によるオンのタイミングを決定する。従って、速度応答性の高い制御を行うことができる。
　次に、スイッチングを行う区間の違いに関して、図２及び図３を用いて説明する。
　図３は、ＰＷＭ制御におけるスイッチング区間を変更した場合のＰＷＭ駆動信号の波形図である。図３は図２と同様に、図３の（ａ）～（ｆ）は、それぞれ、スイッチング素子４ａ～４ｆのドライブ信号（駆動信号）を示している。また、図３の（ｇ）はスイッチング素子４ａからブラシレスＤＣモータ５に流れる電流を示しており、図３の（ｈ）はスイッチング素子４ａとブラシレスＤＣモータ５との間の端子電圧を示している。
　前述のように、図２においては、スイッチング素子４ａは、電気角で１２０度の通電区間のうち、前半の電気角で６０度の区間（Ｔ４からＴ５）においてスイッチングし、後半の電気角で６０度の区間（Ｔ５からＴ６）において１００％通電としている。一方、図３では、スイッチング素子４ａは、電気角で１２０度の通電区間のうち、前半の電気角で６０度の区間（Ｔ４０４からＴ４０５）を１００％通電とし、後半の電気角で６０度の区間（Ｔ４０５からＴ４０６）においてスイッチングしている。すなわち、スイッチング区間の電気角で６０度の区間（Ｔ４０５からＴ４０６）のうち、図２のＴ４からＴ８と同様に、前半（Ｔ４０５からＴ４０８）をオンさせ、後半（Ｔ４０８からＴ４０６）をオフさせる。
　図３に示す場合、スイッチング素子４ａについての所定のキャリアは、Ｔ４０５からＴ４０６の区間に該当するキャリアである。そして、スイッチング素子４ａは、所定のキャリアの開始時であるＴ４０５から、少なくとも制御部８が最初に位置情報を取得する時点までの期間、オンに制御される。なお、他のスイッチング素子４ｂ～４ｆについても、各々の所定のキャリアの開始時から、スイッチング素子４ａと同様に制御される。
　また、図３に示す場合、Ｔ４０４からＴ４０６の電気角で１２０度の区間で、スイッチングのオンとオフが１回ずつとなるため、インバータ４のスイッチング損失がより低減される。
　また、図２の（ｈ）に示す端子電圧と、図３の（ｈ）に示す端子電圧とは、異なる。しかし、位置検出を行う区間である、図２のＴ９からＴ１０の区間と、図３のＴ４０９からＴ４１０の区間とでは、端子電圧の波形は互いに相似な波形である。従って、図３に示す場合においても、図２に示す場合と同様に位置検出を正確に行うことができる。また、電流については、図２の（ｇ）に示す波形と、図３の（ｇ）に示す波形とが、ほぼ同じ波形となっており、同等のトルクを得ることができる。
　［３．モータの速度制御］
　次に、図４を用いてＰＷＭ制御によるブラシレスＤＣモータ５の速度制御について詳細に説明する。
　図４は、速度検出及びＰＷＭ制御によるモータの速度制御に関するフローチャートである。
　まず、ブラシレスＤＣモータ５の磁極位置の基準である誘起電圧ゼロクロスが検出されたか否かが判定される。（ＳＴＥＰ１０１）。判定の結果、誘起電圧ゼロクロスが検出されていなければ再びＳＴＥＰ１０１に移行し、再度判定が行われる（ＳＴＥＰ１０１，Ｎｏ）。例えば、位置検出部６が、誘起電圧ゼロクロスを検出し、速度検出部７が当該判定を行う。
　一方、誘起電圧ゼロクロスが検出されていれば、ＳＴＥＰ１０２へと移行する（ＳＴＥＰ１０１，Ｙｅｓ）。
　次に、誘起電圧ゼロクロスの検出間隔から、ブラシレスＤＣモータ５の現在の駆動速度が計算される（ＳＴＥＰ１０２）。ブラシレスＤＣモータ５は３相４極モータであるので、モータが一回転する間に、誘起電圧ゼロクロスが１２回発生する。すなわち、制御部８は、間欠的にブラシレスＤＣモータ５の位置情報を取得することになる。よって、ゼロクロスの位置検出間隔の１２倍で１秒を除算することで、ブラシレスＤＣモータ５の１秒間あたりの回転数である、現在の駆動速度を計算することができる。この際、１回転の平均速度もあわせて計算される。１回転の平均速度は、１回転の間の位置検出回数である１２回分の位置検出間隔を合計し、逆数を取ることで計算することができる。１秒を、合計した位置検出間隔で除算すると、１秒あたりの１回転の平均速度を計算することができる。例えば、本実施の形態では、速度検出部７がブラシレスＤＣモータ５の現在の駆動速度を計算する。計算が終わると、ＳＴＥＰ１０３へ移行する。
　次に、ＳＴＥＰ１０２で計算された１回転の平均速度が、外部より入力される目標速度より速いか否かが判定される（ＳＴＥＰ１０３）。目標速度は外部から入力されるが、例えば、冷蔵庫３０では、冷蔵庫３０の庫内の温度によって決定される。例えば、冷蔵庫３０の庫内温度が、予め食品保存に適した温度として決定された目標温度よりも高ければ（ＳＴＰＥ１０３，Ｎｏ）、高い目標速度が設定されて冷却能力を向上させる。一方、冷蔵庫３０の庫内温度が目標温度より低ければ（ＳＴＰＥ１０３，Ｙｅｓ）、低い目標速度が設定されて冷却能力を低下させる。特に、冷蔵庫３０の電源投入時等の、庫内が冷却されていない状態では、目標速度が高く設定される。現在の１回転の平均速度が、当該目標速度よりも速ければ（ＳＴＥＰ１０３，Ｙｅｓ）、ＳＴＥＰ１０４へ移行する。
　ＳＴＥＰ１０４では、ＰＷＭ生成部１０が生成するＰＷＭ制御のオン比率（Ｄｕｔｙ）が過剰であるので、ＰＷＭ制御のオン比率を減少させ（ＳＴＥＰ１０４）、ＳＴＥＰ１０５へ移行する。
　ＳＴＥＰ１０５では、ＰＷＭ生成部１０のＰＷＭ制御のオン比率、及び、速度検出部７で検出されたブラシレスＤＣモータ５の現在の駆動速度から、ＰＷＭ生成部１０のＰＷＭキャリア周期が計算される。そして、次にＰＷＭ制御でオンするタイミング、及び、ブラシレスＤＣモータ５への通電パターンを切り換える転流タイミングが計算され、設定される。
　例えば、ＳＴＥＰ１０２で計算された現在の駆動速度が２０Ｈｚであるとする。この場合、１回転の位置検出回数１２及び２０Ｈｚの積の逆数である１２．５／３ｍｓが、直前のブラシレスＤＣモータ５の通電相の切り替えタイミングから次の通電相の切り替えタイミングまでの時間となり、これをＰＷＭキャリア周期とする。そしてこのＰＷＭキャリア周期の逆数が、キャリア周波数となる。
　ＳＴＥＰ１０６では、ＳＴＥＰ１０５で計算されたキャリア周期、及び、ＰＷＭ生成部１０で決定されたＰＷＭオン比率から、現キャリア（所定のキャリア）におけるＰＷＭ制御のオフタイミングが決定される。例えば、ブラシレスＤＣモータ５の現在の駆動速度が２０Ｈｚ、ＰＷＭ制御のオン比率が６０％であるとする。この場合、ＰＷＭ周期１２．５／３ｍｓ及び６０％の積である２．５ｍｓが、現キャリアにおけるＰＷＭ制御の開始時からのオン時間となり、当該時間を経過するタイミングが、オフに切り換えるタイミングとなる。そしてこのように計算された、オフに切り替えるタイミングを設定し、処理を抜ける。
　一方、ＳＴＥＰ１０３において、速度検出部７により検出されたブラシレスＤＣモータ５の１回転の平均速度が、目標速度よりも遅い、又は目標速度と一致する場合は（ＳＴＥＰ１０３，Ｎｏ）、ＳＴＥＰ１０７へ移行する。
　ＳＴＥＰ１０７では、速度検出部７により検出されたブラシレスＤＣモータ５の１回転の平均速度が、目標速度よりも遅いか否かが判定される。平均速度が目標速度よりも遅ければ（ＳＴＥＰ１０７，Ｙｅｓ）、ＳＴＥＰ１０８へ移行する。
　ＳＴＥＰ１０８では、ブラシレスＤＣモータ５の１回転の平均速度を上昇させるため、ＰＷＭ生成部１０が生成するＰＷＭ制御のオン比率（Ｄｕｔｙ）を増加させる。そして、ＳＴＥＰ１０５及びＳＴＥＰ１０６へと順に移行する。
　一方、ＳＴＥＰ１０７で、目標速度とブラシレスＤＣモータ５の１回転の平均速度とが一致している場合は（ＳＴＥＰ１０７，Ｎｏ）、ＰＷＭ生成部１０のＰＷＭ制御のオン比率を維持し、ＳＴＥＰ１０５及びＳＴＥＰ１０６へと移行する。
　これらの処理が繰り返されることによって、ＰＷＭ生成部１０は、ブラシレスＤＣモータ５の１回転の速度が目標速度に対して不足して加速が必要な場合に、加速することができる。また、ブラシレスＤＣモータ５の１回転の速度が目標速度に対して過剰で減速が必要な場合に、減速することができる。また、ブラシレスＤＣモータ５の１回転の速度が目標速度と一致していれば、１回転の平均速度を維持することができる。
　また、ＰＷＭ生成部１０は、電気角で６０度ごとに通電相を切り換える。これにより、ブラシレスＤＣモータ５を回転させるための回転磁界が生成される。
　なお、図４のフローの処理が行われる前に、通電相の切り替えのパターンが生成される。そして、各通電相にどれだけの電圧を印加し、どのタイミングで通電相が切り換えられるかについて、図４のフローによって決定される。
　また、ＰＷＭ生成部１０によるＰＷＭ制御のオン比率の下限は、５０％としてもよい。これにより、少なくとも位置検出部６での誘起電圧ゼロクロス検出のタイミングまで、ＰＷＭ制御によるオンが継続する。従って、誘起電圧のゼロクロスを検出することが可能となる。
　なお、ＰＷＭ生成部１０によるＰＷＭ制御のオン比率の下限以下では、ＰＷＭ生成部１０で速度制御することができない。しかしながら、ブラシレスＤＣモータ５の固定子５ｂの巻き線のターン数を多くしたり、又は、回転子５ａの磁力を強くしたりする等によって、誘起電圧を調整することができる。そして、これにより、システムの通常運転に必要な最低速度で、且つ、最小負荷の場合であっても、ＰＷＭ生成部１０のＰＷＭ制御のオン比率が下限を上回るようにすることができる。
　本開示のモータ駆動装置１３は、ブラシレスＤＣモータ５の各相の基準となる、電気角０度及び１８０度を検出するタイミングで通電をオンする、すなわち、所定のキャリア毎にスイッチング４ａ～４ｆがオンされるため、ブラシレスＤＣモータ５の位相をセンサレスで検出するための複雑なタイミングの計算が必要ない。従って、ＰＷＭ制御におけるオン期間中に表れるブラシレスＤＣモータ５の位置情報を確実に検出し、安定したブラシレスＤＣモータ５の駆動が可能となる。
　また、センサレスで位置検出を行うため、センサを配置することができない場合、例えば高温の密閉空間等においても、ブラシレスＤＣモータ５を駆動することができる。
　また、ブラシレスＤＣモータ５を駆動するためのスイッチング回数が少ない。このため、モータ駆動装置１３の損失のうち、スイッチング損失が支配的となる低速でのブラシレスＤＣモータ５の駆動に適用することにより、効果的に消費電力を低減することができる。
　［４．圧縮機］
　次に、圧縮機２０にモータ駆動装置１３を適用する場合について説明する。
　圧縮機２０においては、ブラシレスＤＣモータ５は、高温雰囲気、冷媒雰囲気、且つオイル雰囲気に配置されることになる。このため、ブラシレスＤＣモータ５に位置センサを取り付けることは、著しく困難である。従って、多くの場合、モータ駆動のための磁極位置を、センサを用いずに検出できる、センサレス技術が必須である。
　モータ駆動装置１３は、圧縮機２０の内部に納められた、ブラシレスＤＣモータ５の回転子５ａの磁極位置を、圧縮機２０の外部において検出可能なブラシレスＤＣモータ５の誘起電圧によって検出し、取得することができる。本実施の形態では、具体的には、位置検出部６が回転子５ａの磁極位置の検出を行う。
　また、少なくとも、位置検出部６で誘起電圧ゼロクロスが検出されるまで、ＰＷＭ制御によりスイッチング部をオンする。これにより、位置検出部６によって確実に誘起電圧ゼロクロスを検出することができる。従って、センサレスであっても、精度良くブラシレスＤＣモータ５を駆動することができる。
　また、本実施の形態においては、圧縮機２０はレシプロ型の圧縮方式を採用している。このため、冷蔵庫等の、低速で駆動する時間が長いシステムにおいては、非常に効率が良い。しかしながら、レシプロ型の圧縮方式では、圧縮工程及び吸入工程が別々に行われるため、周期的に大きなトルク脈動が発生する。従って、制御の応答性が悪い場合には、固定子５ｂへの通電と回転子５ａの位置とがずれて、効率が悪化する。そこで、本実施の形態のモータ駆動装置１３では、制御の応答性を高めるために、ブラシレスＤＣモータ５の現在の駆動速度を検出する。具体的には、速度検出部７が、位置検出部６で検出される誘起電圧ゼロクロスごとに、図２又は図３に示す誘起電圧ゼロクロス検出間隔に基づいて、現在の駆動速度を検出する。そして、ＰＷＭ生成部１０によるＰＷＭ制御のオン時間及びキャリア周波数を変更することで、周期的なトルクの変化及び速度の変化にも瞬時に対応することができる。
　［５．冷蔵庫］
　次に、上述した圧縮機２０を用いた冷蔵庫３０について説明する。図１に示すように、冷蔵庫３０の圧縮機２０は、モータ駆動装置１３によって駆動される。
　冷蔵庫３０は、庫内の負荷及び外気温度等によって、必要な負荷が大きく変動する。冷蔵庫３０の運転状態のうち、時間的に最も大きな割合を占めるのは、食品等の庫内の負荷が十分に冷却された状態での運転状態である。このような運転状態では、圧縮機２０の圧縮負荷が減り、ブラシレスＤＣモータ５は低速且つ低負荷で運転される。そして、低速且つ低負荷になるほど、インバータ４の導通損失が減少していき、インバータ４の損失全体におけるスイッチング損失の割合が大きくなっていく。
　本実施の形態では、ブラシレスＤＣモータ５の磁極位置が精度良く検出され、ブラシレスＤＣモータ５の通電相の切替えが行われる周期を１キャリアとして、ブラシレスＤＣモータ５の駆動が行われる。このため、スイッチング回数が非常に少ない状態でブラシレスＤＣモータ５の駆動が可能となる。従って、特に、インバータ４のスイッチング損失の割合が大きな、低速又は低負荷の領域において、モータ駆動装置１３が適用された冷蔵庫３０の省エネルギ性能を大きく向上させることができる。
　なお、図１においては、モータ駆動装置１３が冷蔵庫３０と別体に設けられた例を示しているが、モータ駆動装置１３は、冷蔵庫３０と一体として設けられていてもよい。
　本開示のモータ駆動装置は、低速運転時におけるインバータ回路の損失を低減できるため、冷蔵庫のみならず、エアコン、自動販売機、ショーケース及びヒートポンプ給湯器等における圧縮機を駆動するモータに適用できる。
１　交流電源
２　整流回路
２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ　整流ダイオード
３　平滑部
４　インバータ
４ａ，４ｃ，４ｅ　スイッチング素子（スイッチング部）
４ｂ，４ｄ，４ｆ　スイッチング素子（スイッチング部）
４ｇ，４ｉ，４ｋ　ダイオード
４ｈ，４ｊ，４ｌ　ダイオード
５　ブラシレスＤＣモータ
５ａ　回転子
５ｂ　固定子
６　位置検出部
７　速度検出部
８　制御部
１０　ＰＷＭ生成部
１２　ドライブ部
１３　モータ駆動装置
２０　圧縮機
２１　凝縮器
２２　減圧器
２３　蒸発器
３０　冷蔵庫

Claims (11)

  1. 　スイッチング部を有し、入力電力を前記スイッチング部によりスイッチングして、ブラシレスＤＣモータに供給するインバータと、
    　前記インバータを制御する制御部と、
    を備え、
    前記制御部は、
    　前記ブラシレスＤＣモータの回転の位置情報を間欠的に取得し、
    　前記位置情報に基づいて、前記スイッチング部を駆動するＰＷＭ駆動信号を生成し、
    　前記ＰＷＭ駆動信号に基づいて前記スイッチング部をスイッチングするように構成され、
    前記スイッチング部は、前記ＰＷＭ駆動信号に基づいて、
    　所定のキャリア数毎にオンに制御され、且つ、
    　前記スイッチング部がオンに制御される所定のキャリアの開始時から、少なくとも前記制御部が最初に前記位置情報を取得する時点までの期間、オンに制御される、
    モータ駆動装置。
  2. 前記スイッチング部は、前記制御部が最初に前記位置情報を取得した前記時点から、前記所定のキャリアの次のキャリアの開始時までの間で、オンからオフに制御される、
    請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 前記スイッチング部は、前記所定のキャリアの開始時から次のキャリアの終了時までの間、継続してオンに制御され、且つ、前記次のキャリアの終了時にオフに制御される、
    請求項１に記載のモータ駆動装置。
  4. 連続するキャリアの各々のキャリアの開始タイミングは、通電相の切り替えタイミングと同期される、
    請求項１～３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
  5. 連続するキャリアの各々のキャリア区間は、前記ブラシレスＤＣモータが駆動される際の電気角０度を基準として、電気角６０度毎の区間と同期される、
    請求項１～４のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
  6. 前記制御部は、前記所定のキャリアの前記開始時から最初に取得した前記位置情報に基づいて、前記所定のキャリアのキャリア周期を決定する、
    請求項１～５のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
  7. 前記ＰＷＭ駆動信号は矩形波である、
    請求項１～６のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
  8. 前記制御部は、前記ブラシレスＤＣモータの回転の前記位置情報として、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧から前記ブラシレスＤＣモータの磁極位置の情報を取得する、
    請求項１～７のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
  9. 　スイッチング部を有し、入力電力を前記スイッチング部によりスイッチングして、ブラシレスＤＣモータに供給するインバータと、
    　前記インバータを制御する制御部と、
    を備え、
    前記制御部は、
    　負荷を駆動する前記ブラシレスＤＣモータの基準位置を検出する位置検出部と、
    　前記位置検出部からの前記基準位置の情報に基づき前記ブラシレスＤＣモータを駆動する波形を生成するＰＷＭ生成部と、
    を有し、
    　少なくとも前記位置検出部が前記ブラシレスＤＣモータの基準位置の情報を検出するまで、前記ＰＷＭ生成部の出力する信号をオンとする、
    モータ駆動装置。
  10. 前記ブラシレスＤＣモータは、圧縮機を駆動するモータである、
    請求項１～９のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
  11. ブラシレスＤＣモータを有する圧縮機、凝縮器、減圧器及び蒸発器が接続されて構成された冷凍サイクル回路を備え、
    前記ブラシレスＤＣモータは、請求項１～１０のいずれか一項に記載のモータ駆動装置により駆動される、
    冷蔵庫。
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