JP2005160183A - 同期電動機駆動装置及び同期電動機駆動装置の制御方法及び冷凍冷蔵庫及び空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】一つの回路構成で、１２０度〜１８０度間の任意の通電幅が選択可能な矩形波通電と、正弦波通電とを実現可能で、駆動する同期電動機に要求される駆動条件（高効率駆動条件、低騒音駆動条件）に応じて、極短時間での通電波形切換えを可能とする同期電動機駆動装置を提供することを目的とする。
【解決手段】この発明に係る同期電動機駆動装置は、インバータ装置により同期電動機を駆動する同期電動機駆動装置において、回転速度指令値に応じてインバータ装置が出力する出力電圧ベクトルを求める出力電圧ベクトル演算手段と、出力電圧ベクトルに応じて電圧を矩形波状の１２０度〜１８０度間の任意の通電幅で出力する矩形波通電手段と、出力電圧ベクトルに応じて電圧を正弦波状の通電で出力する正弦波通電手段と、同期電動機の駆動に要求される条件に応じて通電方式及び通電幅を選択する通電波形選択手段と、を備えたことを特徴とする。
【選択図】 図１

Description

この発明は、同期電動機を駆動する同期電動機駆動装置及び同期電動機駆動装置の制御方法及び冷凍冷蔵庫及び空気調和機に関するものである。

近年、地球環境問題の一環として省エネルギーに対する社会的関心が高まっている。このような状況の下、電動機分野では、従来の誘導電動機からより高効率な永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ：Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）が用いられるようになり、ＰＭモータにおいても、効率の点から表面磁石配置型永久磁石同期電動機（ＳＰＭＳＭ：Ｓｕｒｆａｃｅ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）から埋め込み磁石配置型永久磁石同期電動機（ＩＰＭＳＭ：Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）が用いられつつある。また、電動機駆動の分野では、従来の矩形波通電方式からより高効率である正弦波通電方式が用いられつつある。

従来の同期電動機駆動装置では、出力電圧データを求める複数の通電駆動手段を備え、電動機の効率に応じて前記複数の駆動手段のうち１つを選択し、その出力電圧データをもとにＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を発生させている（例えば、特許文献１参照）。

また、別手法の従来の同期電動機駆動装置では、正弦波近似ＰＷＭ方式と、等幅ＰＷＭ方式を備え、両方式を組み合わせて電動機を駆動する（例えば、特許文献２参照）。
特開２００１−４５７８９号公報（第１頁、図１） 特開２００２−１９１１８５号公報（第１頁、図１）

特許文献１における同期電動機駆動装置においては、複数の通電幅を実現するために、通電幅と同数の電圧データの演算手段が必要となる。このため、ソフトウェアの構成が複雑となり、また、演算に用いるマイクロプロセッサのメモリや演算能力等の資源を多く必要するため高性能なマイクロプロセッサが必要となりコストアップを招くという問題がある。前記演算手段をハードウェアにて実現した場合、演算手法を複数持つため、ハードウエア構成が複雑になり、信頼性の低下やコストアップを招くという問題がある。

また、複数の通電幅の例として１２０度通電駆動と１８０度通電駆動について開示されているが、この場合、１２０度通電駆動用の電圧演算手段と１８０度通電駆動用の電圧演算手段が必要となる。このため、ソフトウェアの構成が複雑となり、また、演算に用いるマイクロプロセッサのメモリや演算能力等の資源を多く必要するため高性能なマイクロプロセッサが必要となりコストアップを招くという問題がある。

ハードウェアの面では、１２０通電駆動時の制御手法に、非通電区間に生じる誘起電圧を検出し、電動機の回転子位置を検出し、回転子位置情報に応じて電圧を印加する手法を用いている。また、１８０度通電駆動時は、電流位相を検出し、電流位相が所定値になるように電圧を制御する手法を用いている。このため、１２０度通電駆動時は非通電区間に発生する誘起電圧を検出するための誘起電圧検出回路が必要であり、１８０度通電時は電流位相を検出するための電流検出回路が必要となる。このため、ハードウエア構成が複雑になり、信頼性の低下やコストアップを招くという問題がある。

また、この１２０通電駆動時の制御手法では、通電幅が１８０度に近づくにつれ、非通電区間が減少するため、非通電時に生じる電流の還流等の影響により誘起電圧を利用した回転子位置検出が不可能になり制御を持続することができなくなる。このため、１２０度〜１８０度の範囲で任意の通電幅を用いた同期電動機の駆動は不可能である。

また、通電方式の切換えの際に、単に通電駆動方式を切換えているため、通電駆動方式の切換えの際にインバータ装置の出力電圧の大きさや位相が急激に変動し、制御が不安定になる問題がある。場合によっては切換え時に過電流が流れインバータ装置が停止することがあり、制御の安定性を維持した状態での通電駆動方式の切換えが困難であるという問題がある。

特許文献２に開示された同期電動機駆動装置においては、正弦波近似ＰＷＭ方式と、等幅ＰＷＭ方式とを実現するために、正弦波通電方式においては、電流検出のためのハードウェアが必要となり、等幅ＰＷＭ方式においては、誘起電圧検出のためのハードウェアが必要となる。

また、同期電動機の駆動制御を行う場合に、正弦波近似ＰＷＭ方式においては、電流検出値に基づく電圧制御手法が必要であり、等幅ＰＷＭ方式においては、誘起電圧検出値に基づく電圧制御手法がそれぞれ必要となる。このため、ハードウェア、ソフトウェアともに、それぞれの方式に応じた構成が少なくとも２種類必要となり、構成が複雑になるとともに、信頼性の低下及びコストアップを招くという問題がある。

また、等幅ＰＷＭ方式の制御手法に、非通電区間に生じる誘起電圧を検出し、電動機の回転子位置を検出し、回転子位置情報に応じて電圧を印加する手法を用いている。しかし、この手法では、通電幅が１８０度に近づくにつれ、非通電区間が減少するため、非通電時に生じる電流の還流等の影響により誘起電圧を利用した回転子位置検出が不可能になり制御を持続することができなくなる。このため、１２０度〜１８０度の範囲で任意の通電幅を用いた同期電動機の駆動は不可能である。

また、２つのＰＷＭ方式は、動作時のハードウェアや制御手法が異なるため、それぞれの方式を簡単に切換えることが困難であり、要求されるＰＷＭ方式に瞬時に移行させることができないという問題がある。瞬時に切換えた場合、電圧の変動が生じ、制御が不安定になり、最悪の場合制御が破綻する場合がある。

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、一つの回路構成で、１２０度〜１８０度間の任意の通電幅が選択可能な矩形波通電と、正弦波通電とを実現可能で、駆動する同期電動機に要求される駆動条件（高効率駆動条件、低騒音駆動条件）に応じて、極短時間での通電波形切換えを可能とする同期電動機駆動装置及び同期電動機駆動装置の制御方法及び冷凍冷蔵庫及び空気調和機を提供することを目的とする。

この発明に係る同期電動機駆動装置は、インバータ装置により同期電動機を駆動する同期電動機駆動装置において、回転速度指令値に応じて前記インバータ装置が出力する出力電圧ベクトルを求める出力電圧ベクトル演算手段と、出力電圧ベクトルに応じて電圧を矩形波状の１２０度〜１８０度間の任意の通電幅で出力する矩形波通電手段と、出力電圧ベクトルに応じて電圧を正弦波状の通電で出力する正弦波通電手段と、同期電動機の駆動に要求される条件に応じて通電方式及び通電幅を選択する通電波形選択手段と、を備えたことを特徴とする。

この発明の同期電動機駆動装置は、インバータ装置により同期電動機を駆動する同期電動機駆動装置において、回転速度指令値に応じて前記インバータ装置が出力する出力電圧ベクトルを求める出力電圧ベクトル演算手段と、出力電圧ベクトルに応じて電圧を矩形波状の１２０度〜１８０度間の任意の通電幅で出力する矩形波通電手段と、出力電圧ベクトルに応じて電圧を正弦波状の通電で出力する正弦波通電手段と、同期電動機の駆動に要求される条件に応じて通電方式及び通電幅を選択する通電波形選択手段と、を備えた構成にしたので、一つの回路構成で、１２０度〜１８０度間の任意の通電幅が選択可能な矩形波通と、正弦波通電とを実現可能で、駆動する同期電動機に要求される駆動条件（高効率駆動条件、低騒音駆動条件）に応じて、短時間での通電波形切換えを可能とする同期電動機駆動装置を得るものである。また、これにより、同期電動機駆動時の総合効率を所定値以上とし、或いは同期電動機駆動時の騒音を所定値以下とすることが可能となる。

実施の形態１．
図１は実施の形態１を示す図で、同期電動機駆動装置を示すものである。図において、直流電源部１はインバータ装置２と接続され、インバータ装置２に直流電力を供給する。同期電動機６はインバータ装置２と接続され、インバータ装置２より同期電動機６を駆動するための電力が供給される。ここで、直流電源部１は、交流電源を整流回路を用いて直流に変換し平滑したものや、昇圧回路や降圧回路を用いたもの、或いは電池等である。

インバータ装置２は、Ｕ相上側スイッチング素子３ａ、Ｖ相上側スイッチング素子３ｂ、Ｗ相上側スイッチング素子３ｃ、Ｕ相下側スイッチング素子３ｄ、Ｖ相下側スイッチング素子３ｅ、Ｗ相下側スイッチング素子３ｆの複数のスイッチング素子３及び複数のスイッチング素子３と並列に接続された還流ダイオード４からなるインバータ主回路５と、同期電動機６に流入する１相分の電流を検出する電流検出手段７ａ及び電流検出手段７ａと異なる相の電流を検出する電流検出手段７ｂからなる電流検出手段７と、電流検出手段７により検出された電流に基づき複数のスイッチング素子３をオン／オフ制御するＰＷＭ信号を発生するインバータ制御手段８と、インバータ制御手段８より得られるＰＷＭ信号に基づき複数のスイッチング素子３をオン／オフ駆動するゲートドライブ回路９と、直流電圧検出手段１０とを備える。

インバータ制御手段８は、電流検出手段７より得られた電流信号を同期電動機６に流入する３相電流に変換する相電流演算手段１１と、相電流演算手段１１より得られた電流信号と外部から与えられる回転速度指令値に基づき出力電圧ベクトル指令値を求める出力電圧ベクトル演算手段１２と、直流電圧検出手段１０より得られる直流電圧信号及び出力電圧ベクトル演算手段１２より得られる出力電圧ベクトルに基づき出力電圧ベクトルの変調率・位相角を求める変調率・位相演算手段１３と、相電流演算手段１１より得られた電流信号、出力電圧ベクトル演算手段１２及び外部から与えられる回転速度指令値に基づき通電波形（通電方式及び通電幅）を選択する通電波形選択手段１４と、変調率・位相演算手段１３より得られる出力電圧ベクトル変調率及び通電波形選択手段１４より得られる通電幅指令値に基づき矩形波通電用のＰＷＭ信号を求める矩形波ＰＷＭ発生手段１５と、変調率・位相演算手段１３より得られる出力電圧ベクトル変調率及び通電波形選択手段１４より得られる通電幅指令値に基づき正弦波通電用のＰＷＭ信号を求める正弦波ＰＷＭ発生手段１６と、通電波形選択手段１４より得られる通電方式信号に基づき、矩形波ＰＷＭ発生手段１５と正弦波ＰＷＭ発生手段１６のＰＷＭを選択出力するＰＷＭ出力手段１７とを備える。
通電波形選択手段は通電波形選択手段１４に相当する。
矩形波通電手段は矩形波ＰＷＭ発生手段１５に相当する。
正弦波通電手段は正弦波ＰＷＭ発生手段１６に相当する。

上記のように構成された同期電動機駆動装置の動作を図１を用いて説明する。図において、インバータ装置２は同期電動機６に流入する相電流のうち２相分の電流を電流検出手段７ａ、７ｂより検出する。インバータ制御手段８は、電流検出手段７ａ、７ｂにより検出した２相分の電流、例えばＵ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖと、直流電圧検出手段１０より得られた直流電圧信号Ｖｄｃを用いて、同期電動機６の回転速度を外部から与えられた回転速度指令値ω^＊を満たすためのＰＷＭ信号を出力する。インバータ制御手段８により得られたＰＷＭ信号に基づいてゲートドライブ回路９はインバータ主回路５内に設けられた複数のスイッチング素子３をオン／オフ駆動する。複数のスイッチング素子３のオン／オフ動作により、直流電源部１より供給された直流電力は３相交流電力に変換され、インバータ装置２から同期電動機６に供給され同期電動機６が駆動される。ここで、回転速度指令値ω^＊はインバータ装置２の上位装置例えばインバータ装置の搭載されたシステムのシステム全体を制御するメインマイクロプロセッサ（図示せず）や他のインターフェース（マンマシンインターフェース等、図示せず）より与えられる。

インバータ制御手段８の動作について、説明する。
インバータ制御手段８内において、電流検出手段７ａ、７ｂにより検出された２相分の電流信号Ｉｕ、Ｉｖを用いて、相電流演算手段１１において、同期電動機６に流入する３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが求められる。３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは出力電圧ベクトル演算手段１２に与えられ、出力電圧ベクトル演算手段１２は３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ及び回転速度指令値ω^＊より同期電動機６の回転速度が回転速度指令値ω^＊を満たすように駆動するための出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊を演算により求める。

変調率・位相演算手段１３は、直流電圧検出手段１０より得られる直流電圧Ｖｄｃと出力電圧ベクトル演算手段１２より得られる出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊より出力電圧ベクトルを直流電圧に対する比（変調率）Ｖｋ^＊及び出力電圧ベクトルの位相角θｖを求める。３相座標上の出力電圧ベクトルの位相関係は図２のようになる。変調率Ｖｋ^＊は出力電圧ベクトル指令値をＶｏ^＊、直流電圧をＶｄｃとすると次式により求められる。
Ｖｋ^＊＝√２×｜Ｖｏ^＊｜／Ｖｄｃ （１）

通電波形選択手段１４は、相電流演算手段１１より得られる３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、変調率・位相演算手段１３より得られる出力電圧ベクトル変調率Ｖｋ^＊、回転速度指令値ω^＊、外部から与えられる同期電動機駆動条件Ｊｋ^＊により、同期電動機駆動条件Ｊｋ^＊を実現するために最も適した通電方式Ｍｄ及び通電幅θｏｎを求め出力する。ここで、同期電動機駆動条件Ｊｋ^＊は回転速度指令値ω^＊と同様に、インバータ装置２の上位装置より与えられる。同期電動機の駆動に要求される条件として、例えば、高効率駆動要求或いは低騒音駆動要求等である。

矩形波ＰＷＭ発生手段１５は、変調率・位相演算手段１３より得られる出力電圧ベクトル変調率Ｖｋ^＊、出力電圧ベクトル位相角θｖ及び通電波形選択手段１４から得られる通電幅θｏｎより、通電幅をθｏｎとする矩形波通電用ＰＷＭ信号を発生させる。

正弦波ＰＷＭ発生手段１６は、変調率・位相演算手段１３より得られる出力電圧ベクトル変調率Ｖｋ^＊、出力電圧ベクトル位相角θｖより正弦波通電用のＰＷＭ信号を発生させる。

ＰＷＭ出力手段１７は、通電波形選択手段１４により出力された通電方式信号Ｍｄに応じて矩形波ＰＷＭ発生手段１５または正弦波ＰＷＭ発生手段１６のいずれか一方のＰＷＭ信号を選択し出力する。

以上に示した、インバータ制御手段８はマイクロプロセッサで構成され、インバータ制御手段８内の構成要素はマイクロプロセッサ内でソフトウェアによる処理で実行される。ここで、インバータ制御手段８において、全体的或いは部分的にハードウェアにより構成することも可能である。

正弦波ＰＷＭ発生手段１６のＰＷＭ信号発生方法を以下に説明する。図２に出力電圧ベクトルの３相座標上におけるＵＶＷ相の関係を示すベクトル図を示す。出力電圧ベクトル演算手段１２より得られる出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊は図のようになる。このとき、Ｕ相を基準とした位相をθｖとし、θｖを６０度毎に分割し図のようにステージを設ける。正弦波ＰＷＭ発生法の一例として、空間ベクトル変調を用いた場合を説明する。空間ベクトル変調では、出力電圧ベクトルが回転速度周波数ω^＊で円（図の破線）状の軌跡を描くように、キャリア周期毎に出力電圧ベクトルを適宜切換えるように複数のスイッチング素子３を駆動するためのＰＷＭ信号を発生する。

ＵＶＷ各相の上側スイッチング素子を所定時間内（キャリア周期）にオンする割合（以下オンデューティ）は変調率Ｖｋ^＊より求められ、出力電圧ベクトルが円軌跡を描くように各相のオンデューティを求めると、電圧位相角θｖを横軸にして示すと、図３のようになる。図３において、（ａ）で示される信号は、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相のオンデューティ信号Ｄｕｔｙ＿Ｕ、Ｄｕｔｙ＿Ｖ、Ｄｕｔｙ＿Ｗを示し、また、周波数ｆｃ（以下キャリア周波数）で振幅１の三角波信号であるキャリア信号Ｓｃを示す。図３の（ｂ）は図２で示した、ベクトル図のステージを示す。図３の（ｃ）に示すように、ＰＷＭ信号は各相毎のオンデューティ信号Ｄｕｔｙ＿Ｕ、Ｄｕｔｙ＿Ｖ、Ｄｕｔｙ＿Ｗをキャリア信号Ｓｃと比較し、オンデューティ信号がキャリア信号より大きくなった場合、Ｈｉｇｈが出力され、オンデューティ信号がキャリア信号より小さくなった場合、Ｌｏｗが出力される。この信号をＨｉｇｈ、Ｌｏｗ反転したものが各相の下側スイッチング素子のＰＷＭ信号となる。最終的に、ここで得られた各相のＰＷＭ信号に上側スイッチング素子と下側スイッチング素子の短絡を防止する短絡防止時間Ｔｄが設けられ、正弦波ＰＷＭ信号として出力される。

このときの各相のＰＷＭ信号を図３に示す。図３（ｃ）において、Ｕ相上側スイッチング素子３ａに対するＰＷＭ信号をＵｐ、Ｖ相上側スイッチング素子３ｂに対するＰＷＭ信号をＶｐ、Ｗ相上側スイッチング素子３ｃに対するＰＷＭ信号をＷｐ、Ｕ相下側スイッチング素子３ｄに対するＰＷＭ信号をＵｎ、Ｖ相下側スイッチング素子３ｅに対するＰＷＭ信号をＶｎ、Ｗ相下側スイッチング素子３ｆに対するＰＷＭ信号をＷｎとする。このように正弦波ＰＷＭでは、各相の上下のスイッチング素子はキャリア周波数でオン／オフを繰り返すので、複数のスイッチング素子３は６素子全てが動作することになる。

次に矩形波ＰＷＭ発生手段１５のＰＷＭ信号発生方法について以下に説明する。矩形波ＰＷＭ発生手段１５においては、正弦波ＰＷＭ発生手段１６のＰＷＭ発生方法を基準に、矩形波ＰＷＭを発生させる。矩形波ＰＷＭでは、正弦波ＰＷＭよりスイッチング素子の動作数を減少させ、スイッチングによって生じるインバータ装置２の回路損失を低減させることを目的とする。このため、スイッチング動作素子数を減少させつつ、出力電圧ベクトルの軌跡が円（図の破線）状の軌跡を描くように、以下のようにしてＰＷＭ信号を発生させる。

正弦波通電時のＰＷＭ発生を基準に、出力電圧ベクトルの軌跡が略円状になるように、矩形波通電時は出力される電圧ベクトルの数を低減させる。通電幅θｏｎを１２０度とした場合、図４に示すように、出力される電圧ベクトルは、Ｖ_０１、Ｖ_１１、Ｖ_２１、Ｖ_３１、Ｖ_４１、Ｖ_５１の６個となる。また、通電幅θｏｎが１２０度より大きくかつ１８０度未満である場合、図５に示すように、出力される電圧ベクトルは、Ｖ_００、Ｖ_０１、Ｖ_１０、Ｖ_１１、Ｖ_２０、Ｖ_２１、Ｖ_３０、Ｖ_３１、Ｖ_４０、Ｖ_４１、Ｖ_５０、Ｖ_５１の１２個となる。さらに、通電幅θｏｎを１８０度とした場合、図６のように出力される電圧ベクトルは、Ｖ_００、Ｖ_１０、Ｖ_２０、Ｖ_３０、Ｖ_４０、Ｖ_５０の６個となる。正弦波通電では、キャリア周波数ｆｃにより一回転中の発生電圧ベクトルの数が異なる。電圧ベクトルが一回転する電気角上の回転速度をωｅとした場合、電圧ベクトルが一回転する間に発生する電圧ベクトルの数Ｎｖは次式で求められる。
Ｎｖ＝２π×ｆｃ／ωｅ （２）

図４〜図６より、矩形波通電時は、正弦波通電時に発生する電圧ベクトルのうち、特定の位相の電圧ベクトルのみを用いて円状の軌跡を描かせるようにしたものである。

ここで、図７を用いて、図４〜図６に示す電圧ベクトルの発生方法を説明する。図７の（ａ）で示される波形は、図３で示したものと同様で、正弦波通電時の電圧位相角θｖとＵＶＷ各相のオンデューティ信号Ｄｕｔｙ＿Ｕ、Ｄｕｔｙ＿Ｖ、Ｄｕｔｙ＿Ｗを示すものである。矩形波通電はこの信号を基準とし、各相毎にオンデューティ信号が０．５と交差するステージを非通電区間とし、他の連続する２つのステージを矩形波通電時の基本となる１２０度通電区間とする。通電幅θｏｎが１２０度を超える場合、基本となる１２０度区間のステージから前後の非通電区間へ対称的に通電幅を広げ、１２０度〜１８０度の矩形波通電となる。１８０度通電時は完全に非通電区間がなくなる。

基本となる１２０度を超えた通電区間をオーバラップ区間とし、その通電幅をθｏｖとする。オーバラップ区間θｏｖを持った場合の矩形波通電時の各相の電圧波形は図７の（ｃ）に示す波形となる。ここで、各ステージにおいて、オーバラップ区間と非通電区間部をステージのモードとして図７の（ｂ）のように定義する。各ステージにおいて、モード０、２はオーバラップ区間であり、モード１は非通電区間となる。ここで、１２０度通電時はオーバラップ区間（モード０及びモード２）は存在せず、１８０度通電時は非通電区間（モード１）が存在しなくなる。

各ステージにおいて、モード０及びモード２はＵＶＷ相のうちいずれか１相から他の２相へ電圧を印加するか或いはいずれか２相から他の１相へ電圧を印加する状態であり、モード１は所定の１相から他の１相へ電圧印加し、他の１相は非通電区間となる状態である。図７において、各ステージ−モード条件時に発生する電圧ベクトルは図７の（ｄ）に示したとおりである。図７の（ｄ）に記載されたベクトル名は図４〜図６のベクトル名と同じである。ただし、電圧ベクトルの向きは正側の電圧方向とする。

例えばステージ０−モード０に発生する電圧ベクトルＶ_００はＵ相からＶ，Ｗ相に電圧を印加する状態であり、このとき、Ｕ相に直流電圧の正側が印加され、Ｖ，Ｗ相に直流電圧の負側が印加されるようにする。また、ステージ０−モード１に発生する電圧ベクトルＶ_０１はＵ相からＷ相に電圧を印加する状態であり、Ｕ相に直流電圧の正側が印加され、Ｗ相側に直流電圧の負側が印加されるようにする。同様に、Ｖ_１０はＵ，Ｖ相からＷ相に印加し、Ｖ_１１はＶ相からＷ相へ印加し、Ｖ_２０はＶ相からＷ，Ｕ相に印加し、Ｖ_２１はＶ相からＵ相に印加し、Ｖ_３０はＶ，Ｗ相からＵ相に印加し、Ｖ_３１はＷ相からＵ相に印加し、Ｖ_４０はＷ相からＵ，Ｖ相に印加し、Ｖ_４１はＷ相からＶ相に印加し、Ｖ_５０はＷ，Ｕ相からＶ相に印加し、Ｖ_５１はＵ相からＶ相に印加する状態をそれぞれ示す。

上記した各電圧ベクトルを出力するためのＰＷＭ信号の発生法は次のようになる。矩形波通電は正弦波通電のスイッチング素子３のオン／オフ動作を低減することが目的であるから極力スイッチング素子３の動作を抑えるようにする。このとき得られる６つのスイッチング素子の動作のためのＰＷＭ信号を図７の（ｅ）に示す。

例えば、ステージ０−モード０における動作では、出力される電圧ベクトルはＶ_００であり、Ｕ相からＶ，Ｗ相へ電圧印加する状態である。このとき、直流電圧の正側が印加されるＵ相はインバータ主回路５のＵ相に接続されたＵ相上側スイッチング素子３ａとＵ相下側スイッチング素子３ｄのうち、Ｕ相上側スイッチング素子３ａのみを動作させ、Ｕ相下側スイッチング素子３ｄは常時オフとする。また、Ｖ，Ｗ相においては、直流電圧の負側が印加されるため、Ｖ，Ｗ相ではＶ相下側スイッチング素子３ｅとＷ相下側スイッチング素子３ｆのみを動作させ、Ｖ相上側スイッチング素子３ｂとＷ相上側スイッチング素子３ｃはこのステージ−モード条件では常時オフとする。さらには、図７（ｅ）のようにＵ相上側スイッチング素子３ａを同ステージ−モード間常時オンとするようにし、さらにスイッチング素子の動作を減少させる。このとき、６つのスイッチング素子のうち３つが常時オフであり、１つが常時オンであり、他の２つキャリア周期でのオン／オフ動作となる。これによりステージ０−モード０におけるスイッチング素子の動作数は正弦波ＰＷＭと比較し、約１／３となる。

また、ステージ０−モード１における動作では、出力される電圧ベクトルはＶ_０１であり、Ｕ相からＷ相に電圧印加する状態である。このとき、直流電圧の正側が印加されるＵ相はＵ相上側スイッチング素子３ａのみを動作させ、Ｕ相下側スイッチング素子３ｄのは常時オフとする。Ｗ相においては、直流電圧の負側が印加されるため、Ｗ相下側スイッチング素子３ｆのみを動作させ、Ｗ相上側スイッチング素子３ｃは常時オフとする。また、通電の行われないＶ相においては、Ｖ相上側スイッチング素子３ｂ、及びＶ相下側スイッチング素子３ｅはともに常時オフとなる。さらには、図７（ｅ）のようにＵ相上側スイッチング素子３ａを同ステージ−モード間常時オンとするようにし、さらにスイッチング素子の動作を減少させる。このとき、６つのスイッチング素子のうち４つが常時オフであり、１つが常時オンであり、他の１つがキャリア周期でのオン／オフ動作となる。これによりステージ０−モード１におけるスイッチング素子の動作数は正弦波ＰＷＭと比較し、約１／６となる。

他のステージにおいても同様であり、各ステージ−モード毎に、図７（ｅ）のようなＰＷＭ信号を発生させスイッチング素子を動作させる。図７（ｅ）の各スイッチング素子のＰＷＭ信号において、Ａと記載された区間がそのステージ−モード間常時オンの状態を示し、網掛け部はオンデューティに応じてオン／オフを繰り返す区間を示している。図７（ｅ）にあるように、各ステージのモード０及びモード２では通電時に正側となる相の上側スイッチング素子と、負側になる相の下側スイッチング素子の計３つを動作させ、さらには、いずれか一つのスイッチング素子をオンに固定するようにし、正弦波通電時の約１／３の動作数とする。また、各ステージのモード１においては、通電時に正側となる相の上側スイッチング素子と、負側になる相の下側スイッチング素子の計２つを動作させ、さらには、いずれか一つのスイッチング素子をオンに固定するようにし、正弦波通電時の約１／６の動作数とする。ここで、図７（ｅ）において、常時オンとなる区間を、基準となる１２０度区間の後半６０度としているが、任意の区間に変更しても良い。

ここで、各ステージのモード０とその前ステージのモード２とは同一電圧ベクトルを出力する条件であるが、図７ではＰＷＭの発生方法を変えている。これは、このようにしたほうが、モード２でオン／オフ動作を始める相の電圧変動が小さく済むためである。もちろん同一ＰＷＭを出力しても良い。

次に、矩形波ＰＷＭ発生手段１５において、以上のようにＰＷＭ信号を発生するに当たり、６つのスイッチング素子３のうちオン／オフ動作を行うスイッチング素子に関して、そのオン／オフのオンデューティの設定方法を以下に説明する。正弦波ＰＷＭ発生手段１６では、変調率・位相演算手段１３より得られる出力電圧ベクトルの変調率Ｖｋ^＊に基づき図３（ａ）のようなオンデューティが求められる。矩形波ＰＷＭにおいても正弦波ＰＷＭ同様に変調率Ｖｋ^＊より求める。

例えば、ステージ０−モード１の条件について示すと、ここでは、Ｕ相からＷ相へ電圧を印加する場合であり、Ｕ相上側スイッチング素子３ａはオンに固定であり、Ｗ相下側スイッチング素子３ｆをオン／オフ駆動すればよい。このとき発生する電圧ベクトルＶ_０１は、図８（ａ）に示すように、ＵＷ間に電圧を印加した場合に発生する電圧ベクトルＶｕｗである。この電圧ベクトルＶ_０１がＵＷ相間に電圧ベクトル指令値の大きさ｜Ｖｏ^＊｜と同じ大きさの電圧を発生させるためには、このときの変調率Ｖｋ^＊を用いて、Ｗ相下側スイッチング素子３ｆのオンデューティをＶｋ^＊とすればよい。同様に、各ステージのモード１においては、オン／オフ動作を行うスイッチング素子のＰＷＭ信号のオンデューティを変調率Ｖｋ^＊とすれば、キャリア周期における平均的な出力電圧の大きさは電圧ベクトル指令値の大きさ｜Ｖｏ^＊｜と等しくなる。

また、ステージ０−モード０の条件について示すと、ここでは、Ｕ相からＶ，Ｗ相へ電圧を印加する場合であり、Ｕ相上側スイッチング素子３ａはオンに固定であり、Ｖ相下側スイッチング素子３ｅ及びＷ相下側スイッチング素子３ｆをオン／オフ駆動すればよい。このとき発生する電圧ベクトルＶ_００は、図８（ｂ）に示すように、ＵＶ間に電圧を印加した場合に発生する電圧ベクトルＶｕｖと、ＵＷ間に印加した場合に発生する電圧ベクトルＶｕｗとの合成ベクトルである。この合成ベクトルが電圧ベクトル指令値の大きさ｜Ｖｏ^＊｜と同じ大きさの電圧を発生させるためには、このときの変調率Ｖｋ^＊を用いて、Ｖ相下側スイッチング素子３ｅ及びＷ相下側スイッチング素子３ｆのオンデューティをＶｋ^＊の１／√３とすればよい。同様に、各ステージのモード０，２においては、オン／オフ動作を行うスイッチング素子のＰＷＭ信号のオンデューティを変調率Ｖｋ^＊の１／√３とすれば、キャリア周期における平均的な出力電圧の大きさは電圧ベクトル指令値の大きさ｜Ｖｏ^＊｜と等しくなる。

以上のように矩形波ＰＷＭでは、各ステージのモード０，２とモード１とで上記のようにＰＷＭ信号を求めれば、ＰＷＭを発生させるキャリア周期における平均的な出力電圧は出力電圧ベクトル指令値の大きさ｜Ｖｏ^＊｜と等しくなる。しかし、電気角１周期、つまり電圧ベクトルが一回転した場合を考えると、通電幅θｏｎにより電気角１周期における電圧の実効値に差が生じる。このため、正弦波通電から矩形波通電への切換えや矩形波通電から正弦波通電への切換え、さらには矩形波通電時の通電幅の切換えを行った場合、出力される電圧が急峻に変化する。これは制御上好ましくなく同期電動機６の出力トルクが急峻に変化し、過電流による停止、或いは制御が不安定になる等の不具合を生じる。

制御上の安定を保った状態で、通電方式や通電幅の切換えを行うには、同期電動機６の出力トルクが切換え前と後とで一定になるようにすれば良い。同期電動機６の出力トルクは同期電動機６に流入する電流の一次周波数成分と比例関係にあるため、切換えの前と後とで出力電圧に含まれる一次周波数成分の大きさと位相を一定とするようにオンデューティを調整すればよい。

前述した正弦波ＰＷＭ発生手段１６によるＰＷＭ信号によりインバータ装置２が発生する相間の出力電圧の一次周波数成分を基準に、前述した矩形波ＰＷＭ発生手段１５によるＰＷＭ信号によりインバータ装置２が発生する相間の出力電圧に含まれる一次周波数成分を比較すると図９のようになる。このとき、各相毎に電圧を考えると、矩形波通電では非通電区間（モード１）において、非通電となる相においてはインバータ装置２側から電圧は印加されない状態である。しかし、同期電動機６が回転している場合、同期電動機６の回転子にある磁石が回転することにより誘起電圧が発生する。このため、非通電区間においては、インバータ装置２が印加した電圧ベクトルと実際同期電動機６の端子に発生する電圧とに差が生じる。そこで、矩形波通電時の非通電区間においては、出力電圧の一次周波数成分に同期電動機６の回転子から発生する誘起電圧が発生しているものとして求めるものとする。例えば、非通電区間における誘起電圧Ｖｅｍｆに関して、回転子が出力電圧の一次回転速度ωｅと同じ回転速度で回転していると仮定し、次式を用いる。ただし、φｆは同期電動機６の誘起電圧定数である。
Ｖｅｍｆ＝ωｅ×φｆ （３）

図９に基づき、通電方式や通電幅によらず同期電動機６の出力トルクを一定とするべく、相間出力電圧の一次周波数成分の大きさを一定とさせるために図９の逆数から得られる補正係数Ｋ_０を用いて、以下の数式により変調率Ｖｋ^＊に補正を行い、補正後の変調率Ｖｋ^＊’を用いて矩形波通電用ＰＷＭ信号を発生させる。
Ｋ_０＝０．００７８×θｏｎ＋０．０２８４ （４）
Ｖｋ^＊’＝Ｋ_０×Ｖｋ^＊ （５）

以上の補正係数Ｋ_０を用いることで、通電波形選択手段１４による通電方式Ｍｄの切換えや通電幅θｏｎの切換えがあっても、出力トルクがほぼ一定に保たれるため、切換え時の制御が安定性の確保と過電流の防止ができ、瞬時に通電波形選択手段１４の出力する通電波形へと切換えができる。

ここでは、相間出力電圧の一次成分を波形切換え時に一定にする演算式の一例として、前記（５）式を用いた。しかし、実際は、インバータ装置２における変調率と実際インバータ装置２より出力される電圧との誤差や、同期電動機６が発生する誘起電圧に含まれる歪成分や電機子反作用による影響等により、前記（５）式では誤差発生し、切換えがスムースに行かない場合もある。このような場合は、それらの誤差要因を考慮し、補正係数を求めることで対応すればよい。

一方、通電波形選択手段１４により選択された通電方式Ｍｄや通電幅θｏｎのような通電波形に瞬時に切換える必要がない場合、或いは瞬時に切換えた場合に音や振動の点で好ましくない場合等は、緩やかに通電波形の切換えを行えばよい。例えば、正弦波通電で駆動中に同期電動機６の運転条件が変化し、通電波形選択手段１４が矩形波通電波形を選択した場合、まず、矩形波１８０度通電とし、その後所定の変化率で変化させ、最終的に通電波形選択手段が選択した通電幅θｏｎに移行させればよい。逆に、矩形波通電で駆動中に同期電動機６の運転条件が変化し、通電波形選択手段１４が正弦波通電波形を選択した場合、まず、矩形波通電の状態で１８０度通電となるように所定の変化率で変化させ、１８０度通電となったところで正弦波通電へと通電方式を切換えればよい。

通電波形選択手段１４について詳しく説明する。通電波形選択手段１４は、同期電動機駆動条件Ｊｋ^＊を実現するために最も適した通電方式Ｍｄ及び通電幅θｏｎを求め出力する。ここで、通電波形選択手段１４が通電方式に正弦波通電を選択した場合、正弦波通電時は常に１８０度通電であるから通電幅θｏｎは基本的に１８０度となる。正弦波通電時は、通電幅θｏｎは無関係となる。ここでは、正弦波通電と、１８０度矩形波通電は異なるＰＷＭ信号を出力する。

理想的には、一つの通電波形により高効率運転と低騒音化に関してどちらも最大の効果が得られることが望ましい。しかし、同期電動機駆動装置や同期電動機の仕様によってはそれらの両立が困難な場合がある。このような場合は、要求仕様は主にどの条件が求められるかにより変化する。例えば、ある程度の騒音は許容して、高効率駆動重視とする場合、または、ある程度の効率低下は許容して、低騒音駆動を重視する場合等である。このような場合に対応し、本発明による同期電動機駆動装置では高効率駆動要求や低騒音駆動要求を同期電動機駆動条件Ｊｋ^＊として設定するものとし、次のように構成する。

例えば、同期電動機駆動条件Ｊｋ^＊として高効率駆動が要求された場合、通電波形選択手段１４においては、相電流演算手段１１より得られる３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、出力電圧ベクトル演算手段１２より得られる出力電圧ベクトル指令値Ｖ_ｏ ^＊、前記回転速度指令値ω^＊から得られる同期電動機６の運転状態に応じて、効率が最大となる通電方式Ｍｄ及び通電幅θｏｎを求める。このとき、通電波形選択手段１４には、回転速度指令値ω^＊と３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗより同期電動機６の運転状態が得られる。

このとき、通電波形選択手段１４内では、回転速度指令値ω^＊と３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力とし、最大効率を実現する通電方式Ｍｄと通電幅θｏｎを出力するような、テーブル或いは関数を用いて通電波形の選択を行う。単に３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力とするとテーブルや関数の変数量が多くなり、演算が複雑になるため、３相電流を電流実効値Ｉｒｍｓに変換する等の手段を用いて変数の数を減らしても良い。また、回転速度指令値ω^＊、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ及び、同期電動機６の電動機定数から同期電動機６の出力を求めるか、或いは外部から電動機出力情報を受け取る等し、出力に応じたテーブルや関数を用いても良い。

また、通電波形選択手段１４内では、出力電圧ベクトルの変調率Ｖｋ^＊を監視し、変調率Ｖｋ^＊に応じて通電波形を切換える。例えば、変調率Ｖｋ^＊がＶｋ^＊＞１となった場合、つまり、出力電圧ベクトル指令値の大きさ｜Ｖｏ^＊｜がインバータ装置が出力可能な直流電圧を超えた電圧飽和状態等である。このとき、インバータ装置２はインバータ制御手段８により求められた必要とする電圧を出力できなくなり、同期電動機６の回転速度を回転速度指令値ω^＊を満たすように駆動することが困難になる。電圧飽和状態において、同期電動機６の運転範囲を拡大する手法として、弱め励磁制御や過変調運転のような手法があるが、これらの手法の実現は正弦波通電方式の方が有利である。このため、通電波形選択手段１４では、電圧飽和状態となった場合、つまりＶｋ^＊＞１となった場合は正弦波通電方式に切換えてもよい。

通電波形選択手段１４内で用いられる、テーブル或いは関数、さらには電圧飽和時の通電波形は、インバータ装置２の構成や同期電動機６の仕様により最適となる条件が異なる。このため、実験やシミュレーションによりインバータ装置２と同期電動機６の最適条件を求め、テーブルや関数に反映させればよい。インバータ装置２の構成や同期電動機６の仕様上、電圧飽和時の駆動性として矩形波通電の方が効率或いは安定性の面で優れている場合は、矩形波通電を選択すればよい。インバータ装置２の仕様として、スイッチング素子の特性や短絡防止時間、キャリア周波数である。また、同期電動機６の仕様として、電動機の極数、ＩＰＭＳＭやＳＰＭＳＭ等の回転子形状、集中巻きや分布巻き等の固定子形状、回転子磁石の着磁形状、誘起電圧波形がある。

ここで、通電波形に対する回路効率と、電動機効率と、総合効率について、実験的に求めた結果について説明する。回路効率は（回路出力電力）／（回路入力電力）で求められ、電動機効率は（電動機出力）／（電動機入力＝回路出力電力）で求められ、総合効率は（電動機出力）／（回路入力電力）＝（回路効率）×（電動機効率）で求められる。あるインバータ装置と図１０に示す構造を持つ同期電動機とを組み合わせ、この同期電動機の代表的な動作点である回転速度や負荷トルク条件において、通電波形に対するインバータ装置の回路効率と、電動機効率と、総合効率との関係を実験的に求めた結果をそれぞれ図１１、図１２、図１３に示す。

図１０の同期電動機において、同期電動機は、固定子Ｍ１、固定子巻線Ｍ２、回転子Ｍ３、回転子内の永久磁石Ｍ４とからなる。また、図１１と図１２と図１３において、各結果は、正弦波通電時のそれぞれの効率を１とし、各通電幅における効率の比として示したものである。また、波形Ａは回転速度をω１とし、負荷トルクをτ１とした場合の各効率を示し、波形Ｂは回転速度をω２とし、負荷トルクをτ１とした場合の各効率を示し、波形Ｃは回転速度をω３とし、負荷トルクをτ２とした場合の各効率を示し、波形Ｄは回転速度をω４とし、負荷トルクをτ２とした場合の各効率をそれぞれ示す。ここでω１＜ω２＜ω３＜ω４であり、τ１＜τ２である。

インバータ装置２の回路損失は、主にスイッチング素子３のオン／オフ動作により生じるスイッチング損失と、インバータ主回路５に電流が流れることにより生じる導通損とに分けられる。スイッチング損失は、オン／オフ動作するスイッチング素子３の単位時間当たりの動作数が少ないほど低下するため、キャリア周波数が低いほど、また、通電幅が狭くなるほどスイッチング損失は少なくなる。一方、導通損は回路の抵抗成分による発熱であり、回路に流れる電流の２乗に比例して増加するため、電流が大きい高負荷条件になるほど増加する。ここで実験で用いたインバータ装置２の通電波形（通電方式と通電幅）とインバータ効率との関係は図１１のようになる。

スイッチング損失を低減するには、単位時間当たりのスイッチング素子のオン／オフの回数を減らせばよい。このため、キャリア周波数を一定とした場合、図１１にあるように、負荷の軽い条件であれば、最もスイッチング回数の多い正弦波通電は回路効率が最も悪く、スイッチング回数の少ない矩形波通電の通電幅が狭い条件ほど回路効率は良くなる。

スイッチング損失の低減には、通電幅を狭めることが有効であるが、通電幅を狭めた場合、同期電動機６に流入する電流が歪み、含まれる高調波電流が増加するため、電流値は増加する。このため、インバータ回路の導通損は増加する傾向にある。このため、負荷の重い条件（電流の大きい条件）では、スイッチング損失よりも導通損の方が支配的になり、回路効率の最も良い通電幅は通電幅の広い方向へとずれてくる。

また、同期電動機６における電気的な損失は、主に、銅損と鉄損に分離できる。銅損は同期電動機６の巻き線に流れる電流と巻き線抵抗により発生するジュール熱であり、電流の２乗に比例する。鉄損は、電動機の鉄心部分で、磁気ヒステリシスと渦電流により生じる損失であり、電流の周波数と大きさに依存して発生する。鉄損に関与する主な電流の周波数成分は一次周波数成分（出力電圧ベクトルの回転速度と同期）と、ＰＷＭ信号によって複数のスイッチング素子３のオン／オフ動作により生じるキャリア周波数成分と、矩形波通電時の出力電圧の矩形波化により生じる高周波成分である。

ここで、実験で用いた図１０に示す同期電動機６の通電波形（通電方式と通電幅）と電動機効率との関係は図１２のようになる。キャリア周波数一定で、同一回転速度で同一負荷トルクの条件であれば、トルクを得るために必要とされる電流の一次成分に通電波形の違いによる差はほとんど生じない。しかし、高調波成分においては、矩形波通電では、正弦波通電と比べるとスイッチング動作回数の減少によるキャリア周波数成分の減少と、矩形波通電による電流歪みの増加による高調波成分の増加が考えられる。このため、正弦波通電と矩形波通電とでは、電流に含まれる高調波成分の違いにより鉄損と銅損の発生量が変わり、電動機効率に差が生じる。ただし、この結果ではキャリア周波数成分の電流高調波は全電流に占める割合が少ないため、通電幅を狭めスイッチング回数を減少させたとしてもそれほどキャリア周波数成分の減少につながらない。このため、ここで示した電動機では、図１２にあるように、高調波成分の多く含まれる矩形波通電で通電幅の狭いものほど鉄損と銅損の増加により電動機効率は低下する。逆に高調波成分の少ない正弦波通電或いは矩形波通電で通電幅が広い条件が電動機効率は良くなる。

図１３に示す総合効率は、回路効率と電動機効率の積で与えられるため図１１と図１２の結果を乗じたものである。図１３のように、回転速度や負荷の条件により、総合効率が最大となる通電波形が異なる。このように、電動機効率のみを基準とし通電波形を切換えるのでは、総合効率が必ずしも最大であるとは限らない。このように実験結果による情報やシミュレーションによる解析結果をテーブルや関数として、通電波形選択手段１４に備えることで、同期電動機６の運転状態に応じて、総合効率を最大とする通電波形を選択するようにする。

図１３に得られた結果を踏まえて、同期電動機駆動条件Ｊｋ^＊が高効率駆動要求時の通電波形選択手段１４内に設けられた通電波形選択テーブルの一例を図１４に示す。図１４はここで用いた同期電動機を用いた場合のテーブル設定例である。図１４では、通電波形を選択するために参照する値を速度指令値ω^＊と電流実効値Ｉｒｍｓとし、総合効率を最大に近づけるための通電波形を出力するテーブルとしている。

図１４において説明する。ωＡで示されるラインは同期電動機の最大回転速度であり、同期電動機６や同期電動機が駆動する負荷の仕様により決まるものである。Ｉ１で示すラインはインバータ装置２或いは同期電動機６の最大電流値であり、インバータ装置２に用いられる半導体素子の許容電流値或いは同期電動機の許容電流値（減磁限界電流等）により決まるものである。また、Ｐ１で示すラインは同期電動機６の最大出力を示すラインであり、同期電動機６の仕様により決まるものである。Ｐ２で示すラインはインバータ装置２の出力電圧が電圧飽和となる領域を示し、このラインより右側では過変調状態となる。Ｐ２は同期電動機６の仕様とインバータ装置２の直流母線電圧Ｖｄｃにより決まるものである。以上のωＡ、Ｉ１、Ｐ１、Ｐ２は用いられるインバータ装置２と同期電動機６と、同期電動機６が駆動する負荷により決まる条件であり、他のＩ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５の条件を図１３に示す効率データに基づき決めることになる。

Ｉ２は矩形波通電の制限電流値を示し、矩形波通電時にこの電流実効値を超えた場合、強制的に正弦波通電に切換える。矩形波通電時において、負荷トルクが上昇し、電流実効値が電流限界値Ｉ１に近づくと、総合効率の点で、正弦波通電と矩形波通電との差が少なくなる。また、矩形波通電は非通電区間では、インバータ装置２より電圧印加がなされないため、この領域は電流制御を行うことができない。しかし、非通電区間において、非通電区間の直前の通電区間に流れていた電流が０となるまで流れ続ける環流電流が発生する。環流電流は非通電区間に流れるため制御をすることができない。このため電流値が大きくなると環流電流も増加し、この環流電流の影響により制御が不安定になる場合があるため、環流電流の影響を受けない電流値で矩形波通電の電流制限値Ｉ２を設定し、電流実効値が所定値Ｉ２を超えた場合、正弦波通電に切換えるようにすると制御の安定性を維持することができる。

また、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５は、同期電動機６の出力が一定となるラインを示す。図１１、図１２、図１３に示した同期電動機６が主に用いられる運転条件Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄごとに、総合効率が最大となる通電波形を実現するように、同期電動機６の出力が一定となるラインを用いて、通電波形を切換える境界線を決めた場合のテーブルである。ここで、矩形波通電の領域は１５０度通電、１６５度通電、１８０度通電というように領域を分割したが、このような場合、同期電動機６の運転条件が通電波形の切換えの領域近傍にある場合、運転条件の微小な変動により、通電波形が頻繁に切換わる場合がある。この現象は制御上特に問題はないが、騒音の原因となるような場合がある、これを避けるためには、通電波形の切換えの境界にヒステリシス特性を設け、頻繁に通電波形の切換えが生じないようにすれば良い。また、図１４のような通電波形の境界をなくし、連続的に通電波形を切換えるようにしても良い。

ここで、これらのテーブルは、実際に同期電動機駆動装置として構成するインバータ装置２や同期電動機６の仕様に合わせて設定する必要がある。インバータ装置２の仕様として、スイッチング素子の特性や短絡防止時間、キャリア周波数である。また、同期電動機６の仕様として、電動機の極数、ＩＰＭＳＭやＳＰＭＳＭ等の回転子形状、集中巻きや分布巻き等の固定子形状、回転子磁石の着磁形状、誘起電圧波形がある。ここで示した、回転速度と負荷条件による通電方式の切換えによる効率改善効果は、特に低出力（数ｋＷ程度出力以下）で固定子巻線のインピーダンスの大きい電動機ほど効果が大きい。

図１４で示した、通電波形切換えのための条件は、回転速度指令値ω^＊と電流実効値Ｉｒｍｓの２次元のテーブルを参照することにより通電波形を求めるようにしたが、波形切換えをより単純化するためには、参照するパラメータを減らせばよい。例えば、同期電動機６の出力電力をインバータ装置の出力する電圧値と電流値、或いは回転速度と電流値より求め、出力電力値に応じて通電波形を切換えてもよい。また、より単純化し、回転速度や電流実効値、変調率のような一つのパラメータを参照して、通電波形を切換えるようにしてもよい。

図１５に通電波形選択手段１４に用いられる通電波形選択のためのテーブルにおいて、参照パラメータとして回転速度指令値を一つ用いるように単純化して構成したテーブル例を示す。図１５では、通電波形の切換えは境界を設けず、滑らかに通電幅を変化させるように構成した場合の例である。同様に、図１６に、回転速度指令値をある速度範囲ごとに分割し、それぞれに通電波形を割り当てて構成した場合の例である。ここで、図１５或いは図１６は速度指令値が増加するに従い、通電幅を広くするようなテーブルとなっているが、同期電動機６とインバータ装置２の組み合わせによっては、途中通電幅を狭くするようなテーブルを構成したほうが、総合効率がよい場合もある。これは、インバータ装置２と同期電動機６の組み合わせにより変化する。また、図１５及び図１６においては、テーブル参照のパラメータを回転速度指令値としたが、図１５、図１６の横軸として電流実効値や変調率を用いても同様である。

さらに、通電波形条件による総合効率の最大化の精度をあまり要求しないような運転条件であれば、より単純化させることも可能である。図１３より図１０に示す同期電動機では低速側で矩形波通電を用いた方が総合効率がよいので、所定の回転速度未満の領域では矩形波通電を用い、それ以上の回転速度では正弦波通電を用いるようにしてもよい。例えば、同期電動機の最大回転数の約４０％までを１５０度矩形波通電とし、それ以上の領域を正弦波通電とする。正弦波通電であれば、変調率が１以上となった場合にスムースに過変調運転へと移行できる。

一方、同期電動機駆動装置の駆動対象となる同期電動機６において、図１４に示すような、総合効率を最大とするためのパラメータ（回転速度、負荷電流、変調率）と通電波形との関係を実験的或いはシミュレーションにより予め求めることができない場合もある。このような場合に用いることができる別手法として、通電波形選択手段１４では以下のようにして自動的に最大効率を実現する通電波形を選択するように構成する。このときの自動探索の流れを図１７に示す。

図１７における自動探索の流れを説明する。図１７において、通電波形変更ステップＳＴ１１において通電波形を１２０度矩形波通電から所定の通電幅増加割合にて通電波形を切換える。このとき、前回の通電波形が１８０度矩形波通電であった場合は正弦波通電とする。所定時間待ちステップＳＴ１２では、通電波形を切換えた後同期電動機の駆動状態が安定するまで同一通電波形を維持する。所定時間待ちステップＳＴ１２では、駆動状態の安定を検出した後或いは所定時間経過後、次のステップに進む。電流検出ステップＳＴ１３では、インバータ装置２に流入する電流を検出する。通電波形・電流記録ステップＳＴ１４では通電波形変更ステップＳＴ１１で変更した通電波形情報と電流検出ステップＳＴ１３で検出した電流信号をマイクロプロセッサのメモリ上記録する。通電波形一巡検出ステップＳＴ１５では、通電波形が一巡したか否か（例えば１２０度矩形波通電から１８０度矩形波通電まで変化した後正弦波通電へ切換えたかどうか）を判断し、通電波形が一巡した場合は電流最小通電波形選択ステップＳＴ１６へ進み、一巡していない場合は通電波形変更ステップＳＴ１１に戻る。電流最小通電ステップＳＴ１６においては、マイクロプロセッサのメモリ上に記録された通電波形と電流値との関係より電流値が最小となる通電波形を選択し、この通電波形を実行するように出力する。このように、通電波形を適宜変化させ、これが最も小となる通電波形を選択するようにし、自動的に電流最小となる通電波形つまり、より高効率な通電波形を探索するようにする。

この自動通電波形探索は、回転速度指令値ω^＊が変化した場合、或いは同期電動機６に流入する電流が変化した場合、或いは所定時間経過後に、再度、最適通電波形を探索するようにする。ここで、通電波形を変化させた後検出する電流はインバータ装置２に流入する電流であれば良いので、図１に示す例では、直流電流となる。別の電流検出要素として、図１の直流電源部１を作り出すために設けられた整流手段（図示せず）の入力となる交流電流を用いても良い。

例えば、同期電動機駆動条件Ｊｋ^＊として低騒音駆動が要求された場合、通電波形選択手段１４においては、相電流演算手段１１より得られる３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、出力電圧ベクトル演算手段より得られる出力電圧ベクトル指令値Ｖｋ^＊、前記回転速度指令値ω^＊から得られる同期電動機６の運転状態に応じて、騒音がが最小となる通電方式及び通電幅を求める。

このとき、通電波形選択手段１４内では、回転速度指令値ω^＊と３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力とし、騒音低減を実現する通電方式Ｍｄと通電幅θｏｎを出力するような、テーブル或いは関数を用いて通電波形の選択を行う。単に３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力とするとテーブルや関数の変数量が多くなり、演算が複雑になるため、３相電流を電流実効値Ｉｒｍｓに変換する等の手段を用いて変数の数を減らしても良い。また、回転速度指令値ω^＊、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ及び、同期電動機６の電動機定数から同期電動機６の出力を求めるか、或いは外部から電動機出力情報を受け取る等し、出力に応じたテーブルや関数を用いても良い。

また、通電波形選択手段１４内では、出力電圧ベクトルの変調率Ｖｋ^＊を監視し、変調率Ｖｋ^＊に応じて通電波形を切換える。例えば、変調率Ｖｋ^＊がＶｋ^＊＞１となった場合、つまり、出力電圧ベクトル指令値の大きさ｜Ｖｏ^＊｜がインバータ装置が出力可能な直流電圧を超えた電圧飽和状態等である。このとき、インバータ装置２はインバータ制御手段８により求められた必要とする電圧を出力できなくなり、同期電動機６の回転速度を回転速度指令値ω^＊を満たすように駆動することが困難になる。電圧飽和状態において、同期電動機６の運転範囲を拡大する手法として、弱め励磁制御や過変調運転のような手法があるが、これらの手法の実現は正弦波通電方式の方が有利である。このため、通電波形選択手段１４では、電圧飽和状態となった場合、つまりＶｋ^＊＞１となった場合は正弦波通電方式に切換えてもよい。

通電波形と騒音との関係は、正弦波通電と矩形波通電を比較した場合、正弦波通電のほうが低騒音であり、矩形波通電においては、通電幅が広いほど低騒音である。これは、同期電動機６に流入する電流に含まれる高調波成分が同期電動機の出力トルクに変動分を生じさせるために同期電動機の出力トルクにリップルが生じ、振動や音を発生させるためである。しかし、正弦波通電においては、同期電動機６の出力トルクのリップル成分は少ないものの、インバータ装置２の複数のスイッチング素子３のオン／オフ回数が多いため、キャリア周波数成分の高周波音が発生しやすくなる。このため、キャリア周波数を人間の可聴周波数として用いる場合、キャリア周波数成分の電磁音が生じ、場合によっては矩形波通電よりも騒音が高くなる場合がある。

特に、騒音に関しては、同期電動機６の仕様や同期電動機駆動装置を用いる環境や同期電動機駆動装置を一構成要素として持つシステムにより、騒音の発生する状況が異なる。インバータ装置２と同期電動機６の組み合わせでは騒音とならない通電波形条件においても、同期電動機駆動装置を一構成要素として持つシステムの機械的な共振点と一致し騒音となる場合もある。これらを考慮して、同期電動機駆動装置が用いられる状態に応じて、低騒音を実現する通電波形と同期電動機の運転条件との関係を実験的或いはシミュレーションにより求め、このデータを通電波形選択手段１４にテーブルや関数として設けるとよい。

図１８に同期電動機駆動条件Ｊｋ^＊として、低騒音条件が要求された場合に用いられる通電波形選択手段１４における通電波形選択テーブルの一例を示す。図１８に示すテーブルでは、通電波形切換えのための入力パラメータとして、回転速度指令値を用いるものである。速度指令値がω１’’〜ω２’’の範囲とω３’’〜ω４’’の範囲では矩形波通電では電圧や電流波形の歪成分と機械的な共振点とが一致し、騒音が発生する。これらの領域は正弦波通電とし、それ以外の回転速度領域では低騒音となる通電方式を選択するように構成した例である。

同期電動機駆動条件Ｊｋ^＊として高効率駆動または低騒音駆動が要求された場合であっても、制御上通電方式を切換えると、制御そのものが不安定になるり最終的に停止或いは、過電流による停止となる可能性のある場合においては、同期電動機駆動条件Ｊｋ^＊によらず、制御性を確保するため、最も制御の安定した通電波形に強制的に切換えればよい。例えば、前述したように、正弦波通電に比べ、矩形波通電では出力する電圧ベクトルの数が少ないため、正弦波通電よりも制御性が劣化する。これにより、矩形波通電では、加速・減速時や、極低速、極低負荷（電流実効値が所定位置以下）では、制御が継続できない場合がある。このような時は、図１４に示したテーブルや関数によらず強制的に正弦波通電とするようにする。

また、電源電圧の変動等により直流電源部１の直流電圧が低下した場合、電圧飽和によりインバータ装置の出力可能な電圧ベクトルの大きさの最大値が低下する。このような場合も通電波形選択手段１４内では、出力電圧ベクトルの変調率Ｖｋ^＊を監視し、変調率Ｖｋ^＊がＶｋ^＊＞１となった場合、制御上安定な通電方式である正弦波通電に切換えるようにしても良い。このときは電圧飽和状態であるため、正弦波通電の過変調運転或いは弱め励磁運転により同期電動機６を駆動する。ここで、通電波形を切換える閾値を一点で設定した場合、切換え閾値近傍で頻繁に通電方式が切換わる場合がある。この現象は制御性から見て特に問題はないが、騒音が発生する場合がある。このときは、切換え閾値にヒステリシス特性を設け、切換え閾値近傍で動作した際に、頻繁に通電方式が切換わるのを抑制してもよい。

出力電圧ベクトル演算手段１２について詳しく説明する。ここでは、電流検出手段７より得られる電流信号に基づき、外部から与えられる同期電動機６の回転速度が回転速度指令値ω^＊を満たすように駆動するための出力電圧の大きさと位相角からなる出力電圧ベクトル指令値を求める。ここで、この出力電圧ベクトル指令値を求める制御手法は、最終的に出力電圧の大きさと位相角が得られる手法であればどのような制御手法を用いても良い。

制御手法の例として、制御上の座標軸を同期電動機６に対し、磁束方向（ｄ軸）と出力トルク方向（ｑ軸）とに変換し、それぞれの軸の電圧指令値を求めるベクトル制御方式がある。これは出力電圧ベクトル演算手段１２が、同期電動機６に流入する相電流を検出する電流検出手段７と、電流検出手段７により得られた相電流を励磁電流成分とトルク電流成分とに変換する３相２相変換手段と、３相２相変換手段により得られた励磁電流成分及びトルク電流成分に基づき出力電圧指令値を求める電圧指令値演算手段を備え、通電波形選択手段により選択された通電方式或いは通電幅によらず、同一の出力電圧ベクトル指令値演算手段を用いるようにして、矩形波通電及び正弦波通電それぞれに必要なハードウェアを１つとし、さらには出力電圧ベクトル指令値演算を行うソフトウェアも１つとすることが可能となり、インバータ装置の構成の簡略化、小型化、低コスト化が可能となる。さらに、必要となるマイクロプロセッサのＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）やＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）の使用量も低下でき、演算負荷も大幅に増加させることがないため、より低コストなマイクロプロセッサが使用可能であり、インバータ装置の低コスト化が可能となる。

または同期電動機６の回転子位置に応じて、所定の進み位相角で電圧を印加する制御方式、または同期電動機６に印加する電圧ベクトルの位相と同期電動機６に流入する電流ベクトルの位相を所定の位相角となるように制御する制御方式、または制御上の座標軸と実回転子座標軸との誤差をなくすように出力電圧を制御する制御方式、または、制御上の座標軸における磁束の発生量が一定となるように出力電圧を制御する制御方式等がある。

また、それぞれの制御手法は、同期電動機６の回転子位置を位置センサ等を用いて直接検出する方式や、位置センサを用いずに検出した電流或いは出力電圧指令値の少なくともいずれか一方を用いて電動機の誘起電圧や突極性を利用して演算により回転子位置を推測する方式、または電動機の中性点の電位の変動を検出して回転子位置を求める方式等があるがどの手法を用いてもよい。

出力電圧ベクトル演算手段１２を、電動機の回転子位置或いは速度を検出するための位置センサ或いは速度センサを用いない位置・速度センサレス制御手段とする場合は、センサの取り付けやセンサ信号の処理に対する信頼性の向上と、同期電動機に位置或いは速度センサを取り付けることができない用途においても適用可能となる。また、発生する誘起電圧を検出する必要が無いため、誘起電圧検出に必要な非通電区間を確保する必要が無く、矩形波通電で通電幅を１２０度〜１８０度の間で任意に設定することができ、正弦波通電と合わせて、広範囲な通電波形の選択が可能となる。

正弦波通電では、出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊の更新は、制御周期Ｔｓ毎に行われる。同様に、矩形波通電でも、出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊の更新は、制御周期Ｔｓ毎に行っても良い。ただし、矩形波通電時は前述したように、出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊の位相に応じた、６個ないしは１２個の電圧ベクトルしか出力しない。このため、図７に示すステージ−モード条件において、同一ベクトルを出力する位相の範囲においては、出力される電圧ベクトルの位相角は６個ないしは１２個の電圧ベクトルに固定され、制御周期Ｔｓ毎の電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊により電圧ベクトルの大きさのみが変化することとなる。ここで、矩形波通電では、制御上の電気角位相のみを更新し、制御周波数Ｆｓでの電圧ベクトル指令値の演算をやめ、６個ないしは１２個の出力電圧ベクトルに対して一回の演算により出力電圧ベクトル指令値を求めるようにしても良い。このとき、電気角１周期中の出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊の演算回数は制御周期Ｔｓによらず６個ないし１２個となる。

出力電圧ベクトル指令値演算のタイミングは、矩形波通電時の電圧ベクトル切り換わり、つまりステージやモードの切換え時に行えばよい。しかし、矩形波通電時においては、電圧ベクトルの切り換わり時は電流が過渡的に大きく変化する状態であるため、正弦波通電をベースとした制御方式のような電流の検出を行う制御方式では、制御演算にずれが生じ、制御に悪影響を与える可能性がある。このような場合は、出力電圧ベクトルの切り換わりから所定時間経過後或いは所定位相経過後の電流が安定した状態に電流検出を行い、このときの電流信号を用いて出力電圧ベクトル指令値の演算を行うようにすれば良い。所定位相の例として、図７に示すステージやステージ−モード位相範囲の１／２とすればよい。

同期電動機６は、埋込磁石型同期電動機（ＩＰＭＳＭ）、表面磁石型同期電動機（ＳＰＭＳＭ）のほかに、永久磁石型同期電動機（ＰＭＳＭ）、ブラシレスＤＣモータ（ＢＬＤＣＭ）、リラクタンスモータ（ＲＭ）、シンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙＲＭ）、スイッチドリラクタンスモータ（ＳＲＭ）等のどのような形状のものであってもよい。

ここで、本実施の形態による同期電動機駆動装置に備えられたインバータ制御手段８における動作の流れを図１９を用いて説明する。図１９はインバータ制御手段８の内部でマイクロプロセッサのソフトウエアにより実現される処理を示す。もちろん同様の処理をハードウエアにより構成しても良い。図１９に示す処理は制御周期Ｔｓ［ｓ］毎に実施され、インバータ主回路５に備えられた複数のスイッチング素子３のオン／オフ動作を行うためのＰＷＭ信号を発生する。

図１９において、相電流検出ステップＳＴ１により電流検出手段７により検出された同期電動機６に流入する相電流をアナログ／デジタル変換（以下、Ａ／Ｄ変換）し相電流信号を得る。ここで、相電流検出ステップＳＴ１では、必要に応じて２相の電流Ｉｕ、Ｉｖから他の１相の電流Ｉｗを求める。出力電圧ベクトル指令演算ステップＳＴ２では、相電流検出ステップＳＴ１で得られた相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、回転速度指令値ω^＊とから同期電動機６の回転速度が回転速度指令値ω^＊を満たすように駆動するための出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊を演算により求める。直流電圧検出ステップＳＴ３では、直流電圧検出手段１０より検出された直流電圧ＶｄｃをＡ／Ｄ変換し直流電圧信号Ｖｄｃを得る。変調率・位相演算ステップＳＴ４では、出力電圧ベクトル演算ステップＳＴ２で得られた、出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊と直流電圧検出ステップＳＴ３で得られた直流電圧信号Ｖｄｃより、ＰＷＭ信号を求めるための変調率Ｖｋ^＊と出力電圧ベクトル位相θｖを求める。

通電波形選択ステップＳＴ５では、相電流検出ステップＳＴ１で得られる相電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと回転速度指令値ω^＊と変調率・位相演算ステップＳＴ４で得られる変調率Ｖｋ^＊と同期電動機駆動条件Ｊｋ^＊とから、同期電動機駆動条件Ｊｋ^＊に最も適した通電波形の通電方式Ｍｄと通電幅θｏｎを求める。通電波形選択ステップＳＴ５で通電方式Ｍｄとして矩形波通電が選択された場合、は変調率補正ステップＳＴ６に進む。変調率補正ステップＳＴ６では、正弦波通電時と電気角１周期における出力電圧の１次周波数成分が同じになるように通電幅θｏｎに応じて変調率Ｖｋ^＊に補正を行い補正変調率Ｖｋ^＊’を求める。矩形波ＰＷＭ演算ステップＳＴ７は、通電波形選択ステップＳＴ５で得られた通電幅θｏｎと変調率補正ステップＳＴ６で得られた補正変調率Ｖｋ^＊’と変調率・位相演算ステップＳＴ４で得られた出力電圧ベクトル位相θｖとに基づき、矩形波通電用のＰＷＭ信号を求める。

一方、通電波形選択ステップＳＴ５において、通電方式Ｍｄとして正弦波通電が選択された場合、正弦波ＰＷＭ演算ステップＳＴ８に進む。正弦波ＰＷＭ演算ステップＳＴ８では、変調率・位相演算ステップＳＴ４で得られた変調率Ｖｋ^＊と電圧ベクトル位相θｖとに基づき、正弦波通電用のＰＷＭ信号を求める。

ここで、図１９に示した、同期電動機駆動装置の動作の流れにおいて、全工程を制御周期Ｔｓ［ｓ］で行うようにしたが、このとき、矩形波ＰＷＭ演算ステップＳＴ７及び正弦波ＰＷＭ演算ステップＳＴ８で得られるＰＷＭ信号のキャリア周波数は１／Ｔｓ［Ｈｚ］となる。ＰＷＭ信号のキャリア発生の周期と制御演算の周期は必ずしも同期する必要はない。このときは、矩形波ＰＷＭ演算ステップＳＴ７または正弦波ＰＷＭ演算ステップＳＴ８以外のステップを制御周期Ｔｓ［ｓ］で演算を行い、矩形波ＰＷＭ演算ステップＳＴ７または正弦波ＰＷＭ演算ステップＳＴ８の処理を異なる周期Ｔｓ’［ｓ］で行っても良い。このようにすることで、ＰＷＭのキャリア周波数に応じて制御周期を変える必要がなくなる。

以上に示した実施の形態１における同期電動機駆動装置の構成例では、電流検出手段７として、同期電動機６に流入する相電流を２相の電流直接検出し求める方法について示した。別手法として、直流電源部１とインバータ装置２との間の直流電流を検出し、インバータ装置２の出力した電圧ベクトルとの関係から、３相電流に変換する方法を用いても同様に実現可能である。

以上のように構成したので、一つの回路構成で、１２０度〜１８０度間の任意の通電幅が選択可能な矩形波通電と、正弦波通電と、過変調領域を用いた正弦波通電との複数の通電波形を実現することができる。また、駆動する同期電動機に要求される駆動条件（高効率駆動条件、低騒音駆動条件）に応じて最も適した通電波形に短時間で切換えることができる。通電波形の切換えにより同期電動機駆動時の総合効率を所定値以上とし、或いは同期電動機駆動時の騒音を所定値以下とすることが可能となる。さらに、正弦波通電または矩形波通電のどちらか一方のみを備えた同期電動機駆動装置と比べ、総合効率改善或いは騒音低減が可能となる。

矩形波ＰＷＭ発生手段１５は、１２０度通電時及び１８０度通電時に電気角で１周期中に出力する電圧ベクトルを６個とするようにしたので、１２０度及び１８０度での矩形波通電の出力電圧ベクトルを正弦波通電時の電気角１周期の円軌跡に近似させることが可能となる。

矩形波ＰＷＭ発生手段１５は、１２０度より大きく、１８０度より小さい通電幅で通電する場合に電気角で１周期中に出力する電圧ベクトルを１２個とするようにしたので、１２０度及び１８０度での矩形波通電の出力電圧ベクトルを正弦波通電時の電気角１周期の円軌跡に近似させることが可能となる。

矩形波ＰＷＭ発生手段１５は、通電幅に応じた出力電圧補正手段を備え、正弦波ＰＷＭ発生手段１６により出力される電圧に含まれる１次成分と矩形波ＰＷＭ発生手段１５により出力される電圧に含まれる１次成分とが等しくなるように、通電幅に応じ、出力されるＰＷＭのパルス幅を補正するようにしたので、通電波形切換え時の出力トルク変動を抑制することが可能となり、制御上の安定性を保持したまま瞬時に通電波形を切換えることが可能となる。

矩形波ＰＷＭ発生手段１５は、３相間通電時におけるＰＷＭデューティを２相間通電時の１／√３とするようにしたので、３相間通電時と２相間通電時に発生する出力電圧ベクトルの大きさを同じ大きさにすることが可能となり、電気角１周期中の電圧変動を抑制し、正弦波通電時の円軌跡に近似させ、矩形波通電における制御を安定に保つことが可能となる。また、発生する誘起電圧を検出する必要が無いため、誘起電圧検出に必要な非通電区間を確保する必要が無く、矩形波通電で通電幅を１２０度〜１８０度の間で任意に設定することができ、正弦波通電と合わせて、広範囲な通電波形の選択が可能となる。

通電波形選択手段１４は、インバータ装置２と同期電動機６を含めて高効率運転を行う際に、駆動状態の安定後、通電波形を適宜切換え、インバータ装置２の入力電流が最小となる通電波形を探索させるようにしたので、同期電動機６とその負荷特性が把握できていない場合、実験による予備検証が行えない場合においても、通電波形切換えによる高効率駆動を実現できる。また、電動機特性のばらつきや回路部品特性のばらつきにより、テーブルや関数により得られた結果と実際の駆動状況にずれを生じる場合においても効率最大通電波形に追従させることが可能となる。

通電波形選択手段１４は、通電方式を正弦波通電から矩形波通電に切換えるに当たり、１８０度矩形波通電に切換えた後、所定の通電幅となるように通電幅を所定の割合で変化させるようにしたので、瞬時に通電波形を切換えた場合に電流波形の急峻な変動や騒音、振動が発生するのを抑制することが可能となる。

通電波形選択手段１４は、通電方式を矩形波通電から正弦波通電に切換えるに当たり、通電幅を所定の割合で１８０度矩形波通電状態に変化させた後、正弦波通電に切換えるようにしたので、瞬時に通電波形を切換えた場合に電流波形の急峻な変動や騒音、振動が発生するのを抑制することが可能となる。

通電波形選択手段１４は、出力電圧が飽和状態に近づいた際に、正弦波通電を選択し、過変調運転へと移行させるようにしたので、電圧飽和状態で矩形波通電を継続した場合に制御が不安定になる状態や回転速度指令値を満たす回転速度が得られなくなることを抑制することが可能となる。

通電波形選択手段１４は、同期電動機６を加速或いは減速する際に、正弦波通電を選択するようにしたので、矩形波通電時の加速・減速時に制御が不安定になる場合に制御をより安定な状態へ移行させることが可能となる。

通電波形選択手段１４は、同期電動機６に流入する電流の実効値が所定の値より小となる場合は正弦波通電を用いるようにしたので、負荷が極めて小である条件で矩形波通電が不安定になる場合に、より制御の安定な状態へ移行させることが可能となる。

出力電圧ベクトル演算手段１２は、同期電動機６に流入する相電流を検出する電流検出手段７と、電流検出手段７により得られた相電流を励磁電流成分とトルク電流成分とに変換する３相２相変換手段と、前記３相２相変換手段により得られた励磁電流成分及びトルク電流成分に基づき出力電圧指令値を求める電圧指令値演算手段を備え、前記通電波形選択手段により選択された通電方式或いは通電幅によらず、同一の出力電圧ベクトル指令値演算手段を用いるようにしたので、矩形波通電及び正弦波通電それぞれに必要なハードウェアを１つとし、さらには出力電圧ベクトル指令値演算を行うソフトウェアも１つとすることが可能となり、インバータ装置の構成の簡略化、小型化、低コスト化が可能となる。さらに、必要となるマイクロプロセッサのＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）やＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）の使用量も低下でき、演算負荷も大幅に増加させることがないため、より低コストなマイクロプロセッサが使用可能であり、インバータ装置の低コスト化が可能となる。

出力電圧ベクトル演算手段１２は、同期電動機６の回転子位置或いは速度を検出するための位置センサ或いは速度センサを必要としない、位置・速度センサレス制御手段としたので、センサの取り付けやセンサ信号の処理に対する信頼性の向上と、同期電動機に位置或いは速度センサを取り付けることができない用途においても適用可能となる。また、発生する誘起電圧を検出する必要が無いため、誘起電圧検出に必要な非通電区間を確保する必要が無く、矩形波通電で通電幅を１２０度〜１８０度の間で任意に設定することができ、正弦波通電と合わせて、広範囲な通電波形の選択が可能となる。

出力電圧ベクトル演算手段１２は、通電波形選択手段が矩形波通電を選択した際に、矩形波通電時に出力される６個或いは１２個の出力電圧ベクトルの切替りから所定時間経過後に電流の検出と出力電圧ベクトル演算を行うようにしたので、矩形波通電において、制御の安定性を確保することができ、正弦波通電と同様の制御性能を得ることが可能となる。

実施の形態２．
図２０は実施の形態２を示す図で、同期電動機駆動装置を示すものである。本実施の形態では、出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊を求める際に、３相の電流を励磁電流成分（ｄ軸電流）とトルク電流成分（ｑ軸電流）とに変換し、それぞれを同期電動機６の駆動状態に応じて、所定の値へと制御するベクトル制御を用いた場合について説明する。

図において、直流電源部１はインバータ装置２と接続され、インバータ装置２に直流電力を供給する。同期電動機６はインバータ装置２と接続され、インバータ装置２より同期電動機６を駆動するための電力が供給される。

インバータ装置２は、Ｕ相上側スイッチング素子３ａ、Ｖ相上側スイッチング素子３ｂ、Ｗ相上側スイッチング素子３ｃ、Ｕ相下側スイッチング素子３ｄ、Ｖ相下側スイッチング素子３ｅ、Ｗ相下側スイッチング素子３ｆの複数のスイッチング素子３及び複数のスイッチング素子３と並列に接続された還流ダイオード４からなるインバータ主回路５と、同期電動機６に流入する１相分の電流を検出する電流検出手段７ａ及び電流検出手段７ａと異なる相の電流を検出する電流検出手段７ｂからなる電流検出手段７と、電流検出手段７により検出された電流に基づき複数のスイッチング素子３をオン／オフ制御するＰＷＭ信号を発生するインバータ制御手段８と、インバータ制御手段８より得られるＰＷＭ信号に基づき複数のスイッチング素子３をオン／オフ駆動するゲートドライブ回路９と、直流電圧検出手段１０とからなる。

インバータ制御手段８は、電流検出手段７より得られた電流信号と外部から与えられる回転速度指令値と電流位相制御手段２１から得られる励磁電流指令値とに基づき出力電圧ベクトル指令値を求める出力電圧ベクトル演算手段２０と、出力電圧ベクトル演算手段で用いる速度信号や電圧、電流信号に基づき、同期電動機の出力トルクが最大となる電流位相を実現するための励磁電流指令値を求める電流位相制御手段２１と、直流電圧検出手段１０より得られる直流電圧信号及び出力電圧ベクトル演算手段２０より得られる出力電圧ベクトルに基づき出力電圧ベクトルの変調率・位相角を求める変調率・位相演算手段１３と、出力電圧ベクトル演算手段２０で用いる電流信号と、出力電圧ベクトル演算手段１２及び外部から与えられる回転速度指令値とに基づき通電波形（通電方式及び通電幅）を選択する通電波形選択手段１４と、変調率・位相演算手段１３より得られる出力電圧ベクトル変調率及び通電波形選択手段１４より得られる通電幅指令値に基づき矩形波通電用のＰＷＭ信号を求める矩形波ＰＷＭ発生手段１５と、変調率・位相演算手段１３より得られる出力電圧ベクトル変調率及び通電波形選択手段１４より得られる通電幅指令値に基づき正弦波通電用のＰＷＭ信号を求める正弦波ＰＷＭ発生手段１６と、通電波形選択手段１４より得られる通電方式信号に基づき、矩形波ＰＷＭ発生手段１５と正弦波ＰＷＭ発生手段１６のＰＷＭを選択出力するＰＷＭ出力手段１７とからなる。

次に同期電動機駆動装置の動作を図２０を用いて説明する。図において、図１に示した実施の形態１における同期電動機駆動装置と異なる部分はインバータ制御手段８である。インバータ制御手段８以外の動作は、図１で示したものと同じであるため、これらの動作の説明は省略する。

インバータ制御手段８の動作について、説明する。インバータ制御手段８内において、電流検出手段７ａ、７ｂにより検出された２相分の電流信号Ｉｕ、Ｉｖは出力電圧ベクトル演算手段２０に与えられ、出力電圧ベクトル演算手段２０は、２相分の電流信号Ｉｕ、Ｉｖと回転速度指令値ω^＊と励磁電流指令値Ｉγ^＊より同期電動機６の回転速度が回転速度指令値ω^＊を満たすように駆動するための出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊を演算により求める。

また、電流位相制御手段２１は、出力電圧ベクトル演算手段２０において演算過程で用いられる変数である周波数信号ω１、電圧信号Ｖγ，Ｖδ、電流信号Ｉγ，Ｉδを用いて、同期電動機６の出力トルクを最大とする電流位相を実現するための励磁電流指令値ｉγ^＊を演算により求め出力する。

変調率・位相演算手段１３は、直流電圧検出手段１０より得られる直流電圧Ｖｄｃと出力電圧ベクトル演算手段１２より得られる出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊より出力電圧ベクトルを直流電圧に対する比（変調率）Ｖｋ^＊及び出力電圧ベクトルの位相角θｖを求める。

通電波形選択手段１４は、出力電圧ベクトル演算手段１２より得られるγ軸電流Ｉγとδ軸電流Ｉδ、変調率・位相演算手段１３より得られる出力電圧ベクトル変調率Ｖｋ^＊、回転速度指令値ω^＊、外部から与えられる同期電動機駆動要求条件Ｊｋ^＊により、同期電動機駆動要求条件Ｊｋ^＊を実現するために最も適した通電方式Ｍｄ及び通電幅θｏｎを求め出力する。ここで、同期電動機駆動要求条件Ｊｋ^＊は回転速度指令値ω^＊と同様に、インバータ装置２の上位装置より与えられる。同期電動機の駆動に要求される条件として、例えば、高効率駆動要求或いは低騒音駆動要求等である。

矩形波ＰＷＭ発生手段１５は、変調率・位相演算手段１３より得られる出力電圧ベクトル変調率Ｖｋ^＊、出力電圧ベクトル位相角θｖ及び通電波形選択手段１４から得られる通電幅θｏｎより、通電幅をθｏｎとする矩形波通電用ＰＷＭ信号を発生させる。

正弦波ＰＷＭ発生手段１６は、変調率・位相演算手段１３より得られる出力電圧ベクトル変調率Ｖｋ^＊、出力電圧ベクトル位相角θｖより正弦波通電用のＰＷＭ信号を発生させる。

ＰＷＭ出力手段１７は、通電波形選択手段１４により出力された通電方式信号Ｍｄに応じて矩形波ＰＷＭ発生手段１５または正弦波ＰＷＭ発生手段１６のいずれか一方のＰＷＭ信号を選択し出力する。

実施の形態２における、出力電圧ベクトル演算手段２０の構成の一例を図２１に示す。図２１に示す出力電圧ベクトル演算手段の構成は、演算手段の一例として、汎用的なインバータ装置の制御手法として用いられるものであり、制御軸（γ−δ軸）上の磁束を一定に保つように制御する一次磁束制御の例を示したものである。一般的なベクトル制御においては、３相電流を回転子の磁束方向成分の励磁電流成分（ｄ軸電流）と励磁電流成分から９０度位相の進んだトルク電流成分（ｑ軸電流）のｄ−ｑ座標に変換する。ただし、ここで示した、一次磁束制御においては、正確な回転子位置を検出していないため、ｄ−ｑ座標が正確に得られない。このため、推定したｄ−ｑ座標として制御上の座標系としてγ−δ座標を用いるものとする。

図２１において、インバータ装置２の出力する電圧ベクトルの一次角周波数ω１を積分器２２により積分し電気角位相θｅを得る。電気角位相θｅと同期電動機６に流入する３相電流のうち２相の電流例えばＩｕ、Ｉｖを用いて、制御座標上のγ−δ座標上のγ軸電流Ｉγとδ軸電流Ｉδに変換する。

電流フィルタ手段２４では、ＩγとＩδから特定の周波数成分を除去し、それぞれのフィルタ値Ｉγｆ、Ｉδｆを得る。速度補償器２５では、δ軸電流フィルタ値Ｉδｆを入力とし、Ｉδｆの変動に応じて、回転速度指令値ω^＊を補償するための速度補償量Δωを求める。速度誤差演算手段２６では、回転速度指令値ω^＊より速度補償量Δωを差し引き電圧ベクトルの一次角周波数ω１を求める。

電圧指令演算手段２７では、一次角周波数ω１、励磁電流指令値Ｉγ^＊、γ−δ軸電流フィルタ値Ｉγｆ、Ｉδｆを用いて、同期電動機６の回転速度が回転速度指令値ω^＊を満たすように駆動するためのγ−δ軸上の電圧指令値Ｖγ^＊、Ｖδ^＊を制御演算式により求める。電圧ベクトル演算手段２８では、電気角位相θｅとγ−δ軸上の電圧指令値Ｖγ^＊、Ｖδ^＊より、出力電圧ベクトルＶｏ^＊を求める。

実施の形態２における、出力電圧ベクトル演算手段２０の構成の図２１と異なる例を図２２に示す。図２２に示す出力電圧ベクトル演算手段２０の構成は、演算手段の一例として、一般的なベクトル制御を示したものである。一般的なベクトル制御においては、３相電流を回転子の磁束方向成分の励磁電流成分（ｄ軸電流）と励磁電流成分から９０度位相の進んだトルク電流成分（ｑ軸電流）のｄ−ｑ座標に変換する。ここで示した図２２においては、ｄ−ｑ座標をγ−δ座標と表記してあるが、どちらを用いてもよい。

図２２において、３相−２相変換手段２３は、電流検出手段７より得られた２相分の電流Ｉｕ、Ｉｖをγ−δ座標上の電流Ｉγ、Ｉδに変換する。電流フィルタ手段２４は、３相−２相変換手段２３より得られるγ−δ座標上の電流Ｉγ、Ｉδそれぞれより、特定の周波数成分を除去し、γ−δ座標電流フィルタ値Ｉγｆ、Ｉδｆを得る。速度比較手段３０は回転速度指令値ω^＊と速度推定値ω＾より速度誤差ωｅｒｒを求める。

速度制御手段３１は速度比較手段３０より得られる速度誤差ωｅｒｒを基に、比例・積分制御によりδ軸電流指令値Ｉδ^＊を求める。γ軸電流比較手段３２は励磁電流指令値Ｉγ^＊と電流フィルタ手段より得られるγ軸電流フィルタ値Ｉγｆを比較し、γ軸電流誤差Ｉγｅｒｒを求める。δ軸電流比較手段３３は速度制御手段３１より得られるδ軸電流指令値Ｉδ^＊と電流フィルタ手段２４より得られるδ軸電流フィルタ値Ｉδｆを比較し、δ軸電流誤差Ｉδｅｒｒを求める。電流制御手段３４はγ軸電流比較手段３１より得られるγ軸電流誤差Ｉγｅｒｒとδ軸電流比較手段３２より得られるδ軸電流誤差Ｉδｅｒｒより、比例・積分制御によりγ軸電圧指令値Ｖγ^＊とδ軸電圧指令値Ｖδ^＊をもとめる。電圧ベクトル演算手段２８では、電気角位相推定値θ＾とγ−δ軸上の電圧指令値Ｖγ^＊、Ｖδ^＊より、出力電圧ベクトルＶｏ^＊を求める。

速度・位置推定手段３５は電流制御手段３４より得られるγ−δ軸電圧指令値Ｖγ^＊、Ｖδ^＊と電流フィルタ手段２４より得られるγ−δ軸電流フィルタ値Ｉγｆ、Ｉδｆと同期電動機６の電動機定数を用いて、同期電動機６の回転子位置θ＾及び速度ω＾を推定する。速度・位置推定手段３５において、回転子の速度・位置の推定は、γ−δ軸電圧指令値Ｖγ^＊、Ｖδ^＊と電流フィルタ手段２４より得られるγ−δ軸電流フィルタ値Ｉγｆ、Ｉδｆと同期電動機６の電動機定数を用いて同期電動機の数学的モデルにより求める手法や、同期電動機６の誘起電圧を利用する方法、同期電動機６の突極性を利用し印加した電圧または電流の応答から求める方法、同期電動機６の３相巻線の中性点電圧の変動から求める方法等あるが、どの方式を用いても良い。

同期電動機６として、ＩＰＭＳＭを用いた場合について考えると、ＩＰＭＳＭの出力トルクは回転子に用いられる磁石による磁石トルクと、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスの差によって生じるリラクタンストルクとに分類できる。回転子の磁束軸（ｄ軸）から見た電流ベクトルの位相をβとし、電流ベクトルの大きさを一定とした場合、図２３に示すように、位相角βにより、磁石トルクとリラクタンストルクの大きさが変化し、ＩＰＭＳＭの出力合成トルクが変化する。図２３に示した、合成トルクの最大となる電流ベクトルの位相角βｍはＩＰＭＳＭの回転速度や負荷トルクによって変化する。そこで、電流位相制御手段２１により、同期電動機６の運転状態（回転速度及び負荷トルク）に応じ、出力トルクを最大とするように電流位相βの制御を行う。このとき、電流位相βの制御には、励磁電流Ｉγを用いて行うため、電流位相制御手段２１は励磁電流指令値Ｉγ^＊を出力する。

電流位相制御手段２１では、同期電動機６の数学的モデルを用いて、同期電動機６の動作状態を示す出力電圧ベクトルの一次回転速度ω１、電圧指令値Ｖγ^＊、Ｖδ^＊、電流フィルタ値Ｉδｆ、Ｉγｆより、励磁電流指令値Ｉγ^＊を出力する。ここでは、数学的モデルをそのまま用いても良いし、数学的モデルを簡略化し、入力変数を減らす等してテーブルとして用いても良い。

以上には、同期電動機６として、ＩＰＭＳＭを用いた場合について説明したが、ＳＰＭＳＭを用いた場合、ＳＰＭＳＭはリラクタンストルクを持たないため、磁石トルクのみが出力トルクとして得られる。このため、ＳＰＭＳＭにおいては、電流位相角β＝０のとき出力トルクが最大となる。

ＩＰＭＳＭ、ＳＰＭＳＭによらず電圧飽和時は、回転速度範囲を拡大する手法として、ｄ軸方向に磁石磁束を打ち消す方向に磁束を発生させ、磁石磁束を弱める弱め励磁制御がある。この制御を用いる場合は前記した、出力トルクを最大とする数学的モデルやテーブルから得られる励磁電流指令値Ｉγ^＊と異なる励磁電流指令値を用いる必要がある。このような場合は変調率Ｖｋ^＊を監視し、電圧飽和状態（Ｖｋ^＊＞１）になった場合に、弱め励磁制御用の励磁電流指令値演算手段を用いればよい。

出力電圧ベクトル演算手段２０の例として示した図２１と図２２の構成例、及び前述した電流位相制御手段２１は、主に正弦波通電方式で用いられるものである。本発明では、正弦波通電方式と矩形波通電方式において、同一の制御手法（出力電圧ベクトル演算手段）とし、制御手法を正弦波通電用１手法とするため以下のように構成している。

正弦波通電時は、同期電動機６の負荷にトルクリップルがない理想的な状態であれば、電流検出手段７で得られた相電流を３相−２相変換手段２３でγ−δ座標に変換した場合、γ―δ軸電流Ｉγ、Ｉδはほぼ直流となる。しかし、矩形波通電を行った場合、同期電動機６の負荷にトルクリップルがない理想的な状態であっても、電流検出手段７で得られた相電流を３相−２相変換手段２３でγ−δ座標に変換した場合、γ―δ軸電流Ｉγ、Ｉδに交流成分が発生する。これは、矩形波通電により、インバータ装置２の出力する電圧波形が矩形波状となるため、同期電動機６に流入する電流波形も高調波成分を含んだ矩形波状の波形となるためである。

Ｉγ、Ｉδに交流成分が含まれた場合、電圧指令演算手段２７或いは電流制御手段３４はＩγ及びＩδを用いて出力電圧指令値を求めるため、電圧指令演算手段２７或いは電流制御手段３４により得られる電圧指令値も交流成分が含まれるようになり、電圧ベクトル演算手段２８より得られる出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊も交流成分を含むことになる。このとき制御が振動的になり、同期電動機６の駆動を継続できない場合がある。

また、速度・位置推定手段３５においては、Ｉγ、Ｉδに含まれた交流成分により、速度及び位置の推定値の誤差が増大し、速度・位置情報の精度が低下し、制御性の低下の可能性がある。さらには、電流位相制御手段２１にも影響を与え、出力トルクを最大とする励磁電流指令値の精度が低下による効率の低下や、制御が振動的になる場合がある。

これらの、矩形波通電によって生じるＩγ、Ｉδの交流成分による制御上の悪影響を避けるため、電流フィルタ手段２４を用いて、特に制御に悪影響を与える交流成分を除去する。これにより、出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊に含まれる交流成分の除去、速度・位置推定精度の確保及び励磁電流指令値精度の確保と安定化等により制御の安定化を図る。実験的に正弦波通電と１２０度〜１８０度の矩形波通電とを比較した場合、矩形波通電によりＩγ、Ｉδに発生する交流成分は電気角周波数（電圧一次角周波数）の６ｆ或いは１２ｆといった６の倍数の成分である。

そこで、電流フィルタ手段２４では、電気角周波数に応じ、帯域除去フィルタを用いて、電気角周波数の６の倍数成分を除去し、正弦波駆動時に得られる電流に近い電流を得られるようにする。ここで、複数の成分に対し帯域除去フィルタを用いた場合、マイクロプロセッサの演算負荷を増加させることになるため、除去する成分を限定しても良い。特に発生量の大きい６ｆ成分のみとしてもよい。また、より簡易なフィルタの構成として、低域通過フィルタとして電気角の６ｆ以上の高調波成分を除去しても良い。

正弦波通電では、出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊の更新は、制御周期Ｔｓ毎に行われる。同様に、矩形波通電でも、出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊の更新は、制御周期Ｔｓ毎に行っても良い。ただし、矩形波通電時は前述したように、出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊の位相に応じた、６個ないしは１２個の電圧ベクトルしか出力しない。このため、図７に示すステージ−モード条件において、同一ベクトルを出力する位相の範囲においては、出力される電圧ベクトルの位相角は６個ないしは１２個の電圧ベクトルに固定され、制御周期Ｔｓ毎の電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊により電圧ベクトルの大きさのみが変化することとなる。ここで、矩形波通電では、制御上の電気角位相のみを更新し、制御周波数Ｆｓでの電圧ベクトル指令値の演算をやめ、６個ないしは１２個の出力電圧ベクトルに対して一回の演算により出力電圧ベクトル指令値を求めるようにしても良い。このとき、電気角１周期中の出力電圧ベクトル指令値Ｖｏ^＊の演算回数は制御周期Ｔｓによらず６個ないし１２個となる。

出力電圧ベクトル指令値演算のタイミングは、矩形波通電時の電圧ベクトル切り換わり、つまりステージやモードの切換え時に行えばよい。しかし、矩形波通電時においては、電圧ベクトルの切り換わり時は電流が過渡的に大きく変化する状態であるため、正弦波通電をベースとした制御方式のような電流の検出を行う制御方式では、制御演算にずれが生じ、制御に悪影響を与える可能性がある。このような場合は、出力電圧ベクトルの切り換わりから所定時間経過後或いは所定位相経過後の電流が安定した状態に電流検出を行い、このときの電流信号を用いて出力電圧ベクトル指令値の演算を行うようにすれば良い。所定位相の例として、図７に示すステージやステージ−モード位相範囲の１／２とすればよい。

以上に示した実施の形態２における同期電動機駆動装置の構成例では、電流検出手段７として、同期電動機６に流入する相電流を２相の電流直接検出し求める方法について示した。別手法として、直流電源部１とインバータ装置２との間の直流電流を検出し、インバータ装置２の出力した電圧ベクトルとの関係から、３相電流に変換する方法を用いても同様に実現可能である。

以上のように構成したので、一つの回路構成で、１２０度〜１８０度間の任意の通電幅が選択可能な矩形波通と、正弦波通電と、過変調領域を用いた正弦波通電との複数の通電波形を実現することができる。また、電駆動する同期電動機に要求される駆動条件（高効率駆動条件、低騒音駆動条件）に応じて最も適した通電波形に短時間で切換えることができる。通電波形の切換えにより同期電動機駆動時の総合効率を所定値以上とし、或いは同期電動機駆動時の騒音を所定値以下とすることが可能となる。さらに、正弦波通電または矩形波通電のどちらか一方のみを備えた同期電動機駆動装置と比べ、総合効率改善或いは騒音低減が可能となる。

以上に示した、電流フィルタ手段２４は矩形波通電時に発生する電流歪みに対する手法であるので、矩形波通電時のみに用いればよい。また、正弦波通電時に前記電流フィルタ手段２４を用いても特に問題は無い。

出力電圧ベクトル演算手段２０は、３相−２相変換手段２３より得られる励磁電流及びトルク電流から所定の周波数成分を除去する電流フィルタ手段２４を備え、通電波形選択手段１４が矩形波通電を選択した際に、電流フィルタ手段２４より得られる所定の周波数成分が除去された励磁電流及びトルク電流を用いて出力電圧ベクトル演算は出力電圧ベクトル指令値を求めるようにしたので、通電波形の矩形波化により生じる電流の高調波成分の影響を受けにくくなり、正弦波通電で用いられる制御方式を用いて、矩形波通電を実現することが可能となる。また、これにより、同期電動機を駆動するための制御方式を通電方式或いは通電幅によらず、同一の電圧指令値演算手段を用いることができ、回転子位置検出のためのハードウェアの削減と、通電方式切換え時の切換え処理の削減と、マイクロプロセッサ処理の軽減が可能となり、同期電動機駆動装置の簡略化、小型化、低コスト化が可能となる。

ここで、同期電動機６の例としては、埋込磁石型同期電動機（ＩＰＭＳＭ）と表面磁石型同期電動機（ＳＰＭＳＭ）の例について示したが、これ以外にも永久磁石型同期電動機（ＰＭＳＭ）、ブラシレスＤＣモータ（ＢＬＤＣＭ）、リラクタンスモータ（ＲＭ）、シンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙＲＭ）、スイッチドリラクタンスモータ（ＳＲＭ）等のどのような形状のものに対しても同様の効果を得られる。

実施の形態３．
図２４は実施の形態３を示す図で、同期電動機駆動装置を用いた冷凍・冷蔵庫における構成例を示す。図２４において、冷凍冷蔵庫４０は、入出力装置４１と、冷凍冷蔵庫制御手段４２と、ダンパー４３と、ファン及びファンモータ４４と、ヒータ４５と、同期電動機駆動装置４６と、密閉型圧縮機４７と、冷媒回路４８と、温度センサ４９とを備える。電源５０は冷凍冷蔵庫４０に電力を供給する電源である。

図２４において、入出力装置４１はユーザインターフェイスであり、庫内の温度表示等の冷凍冷蔵庫の運転状態の表示及び庫内の温度設定や省エネモード、低騒音モード等の各種動作設定の入力を行う。冷凍冷蔵庫制御手段４２は冷凍冷蔵庫４０全体の制御を行うものであり、入出力装置４１より得られる動作設定条件に合わせて、温度センサ４９から得られる庫内温度情報に基づき、温度や運転条件が所定値となるように、ダンパー４３、ファン及びファンモータ４４、ヒータ４５、密閉型圧縮機４７等の各構成要素の運転動作を制御する。また、入出力装置４１に表示のための各種情報を送る。

同期電動機駆動装置４６は、本発明の同期電動機駆動装置に相当する部分であり、冷凍冷蔵庫制御手段４６より与えられた回転速度指令値や同期電動機駆動条件に応じて、冷媒回路４８に接続された密閉型圧縮機４７を駆動する。また、同期電動機駆動装置４６は冷凍冷蔵庫制御手段４２に密閉型圧縮機４７の動作状態や異常等の各種情報を送る。ここで、密閉型圧縮機４７には同期電動機が用いられている。

冷凍冷蔵庫制御手段４２は、入出力装置４１より得られる運転条件信号に応じて、同期電動機駆動装置４６に回転速度指令値や同期電動機駆動条件を送り、密閉型圧縮機４７を回転速度指令値や同期電動機駆動条件に応じた通電波形で駆動させるようにする。例えば、入出力装置４１に省エネ運転モードが設定された場合、冷凍冷蔵庫制御手段４２は冷凍冷蔵庫４０全体を省エネ運転させるための動作を行うとともに、同期電動機制御手段４６に高効率要求信号を送る。同期電動機駆動装置４６はこの高効率要求信号を受け密閉型圧縮機４７に設けられた同期電動機が高効率となる通電波形（通電方式及び通電幅）を選択し、高効率駆動を行う。

また、入出力装置４１に低騒音運転モードが設定された場合、冷凍冷蔵庫制御手段４２は冷凍冷蔵庫４０全体を低騒音運転させるための動作を行うとともに、同期電動機制御手段４６に低騒音要求信号を送る。同期電動機駆動装置４６はこの低騒音要求信号を受け密閉型圧縮機４７に設けられた同期電動機が低騒音となる通電波形（通電方式及び通電幅）を選択し、低騒音駆動を行う。標準条件では省エネ運転モードとし、要求に応じて低騒音運転モードとしても良い。

さらに、冷凍冷蔵庫制御手段４２に備えられた、タイマー装置或いは、時計により、日中と夜間で自動的に運転条件要求信号を切換えても良い。日中は消費電力を低減するため、省エネ運転モードとし、夜間は日中に比べ冷凍冷蔵庫の運転音が目立つため、低騒音運転モードとする。

以上のように、本発明による同期電動機駆動装置を冷凍冷蔵庫に適用することで、正弦波通電方式或いは矩形波通電方式のどちらか一方の駆動方式を用いた同期電動機駆動装置に比べ、電動機効率と回路効率を含めた総合効率を改善することが可能となり、冷凍冷蔵庫の省エネ化が実現できる。また、正弦波通電方式或いは矩形波通電方式のどちらか一方の駆動方式を用いた同期電動機駆動装置に比べ、低騒音化することが可能となる。

本発明による同期電動機駆動装置を冷凍冷蔵庫に適用することで、使用者の運転要求条件に応じた密閉型圧縮機の駆動が実現可能となる。また、効率と音の面で一日の冷凍冷蔵庫の使用状態に合わせた、密閉型圧縮機の駆動を実現することが可能となる。

実施の形態４．
図２５は実施の形態４を示す図で、同期電動機駆動装置を用いた空気調和機における構成例を示す。図２５において、室外機５１と室内機６０とからなるセパレート式の空気調和機について示したものである。室外機５１は、空気調和機制御手段５２と、温度センサ５３と、室外機用ファン及びファンモータ５４と、同期電動機駆動装置５５と、密閉型圧縮機５６と、四方弁５７と、室外熱交換器５８と、膨張弁５９からなる。また、室内機６０は、室内機制御手段６１と、温度センサ６２と、室内機ファン及びファンモータ６３と、室内機熱交換器６４とを備える。また、電源５０は空気調和機に電力を供給する電源である。

図２５に示す空気調和機において、室内機制御手段６１にリモコン等のユーザインターフェイスを介して設定された運転状態に応じ、室内機制御手段６１は、温度センサ６２や室外機５１内の空気調和機制御手段５２より得られる信号に基づき、設定された運転条件（冷房・暖房・除湿運転または設定温度）を満たすように室内機のファンモータや各種構成要素の制御を行う。また、室内機制御手段６１は室外機５１内の空気調和機制御手段５２に運転条件信号を送るとともに運転状態の表示もあわせて行う。

室外機５１側においては、室内機６０内の室内機制御手段６１より得られる運転条件信号と温度センサ５３より得られる温度信号に基づき、運転条件を満たすように、室外機ファン及びファンモータ５４と、四方弁５７と、膨張弁５９と、密閉型圧縮機５６を制御する。同期電動機駆動装置５５は本発明の同期電動機駆動装置にあたる部分であり、空気調和機制御手段５２より与えられた回転速度指令値や同期電動機駆動条件に応じて、密閉型圧縮機５６を駆動する。密閉型圧縮機５６内には同期電動機が用いられる。

空気調和機制御手段５２は、室内機制御手段６１より得られる駆動条件信号に応じて、同期電動機駆動装置５５に回転速度指令値や同期電動機駆動条件を送り、密閉型圧縮機５６を回転速度指令値や同期電動機駆動条件に応じた通電波形で駆動させるようにする。

例えば、室内機制御手段６１に省エネ運転モードが設定された場合、空気調和機制御手段５２は空気調和機全体を省エネ運転させるための動作を行うとともに、同期電動機制御手段５５に高効率要求信号を送る。同期電動機駆動装置５５はこの高効率要求信号を受け密閉型圧縮機５６に設けられた同期電動機が高効率で駆動できる通電波形（通電方式及び通電幅）を選択し、高効率運転を行う。

また、室内機制御手段６１に低騒音運転モードが設定された場合、空気調和機制御手段５２は空気調和機全体を低騒音運転させるための動作を行うとともに、同期電動機制御手段５５に低騒音要求信号を送る。同期電動機駆動装置５５はこの低騒音要求信号を受け密閉型圧縮機５６に設けられた同期電動機が低騒音となる通電波形（通電方式及び通電幅）を選択し、低騒音駆動を行う。標準条件では省エネ運転モードとし、要求に応じて低騒音運転モードとしても良い。

さらに、空気調和機制御手段５２或いは室内機制御手段６１に備えられた、タイマー装置或いは、時計により、日中と夜間で自動的に運転条件要求信号を切換えても良い。日中は消費電力を低減するため、省エネ運転モードとし、夜間は日中に比べ空気調和機の運転音が目立つため、低騒音運転モードとする。

以上のように、本発明による同期電動機駆動装置を空気調和機に適用することで、正弦波通電方式或いは矩形波通電方式のどちらか一方の駆動方式を用いた同期電動機駆動装置に比べ、電動機効率と回路効率を含めた総合効率を改善することが可能となり、空気調和機の省エネ化が実現できる。また、正弦波通電方式或いは矩形波通電方式のどちらか一方の駆動方式を用いた同期電動機駆動装置に比べ、低騒音化することが可能となる。

本発明による同期電動機駆動装置を空気調和機に適用することで、使用者の運転要求条件に応じた密閉型圧縮機の駆動が実現可能となる。また、効率と音の面で一日の空気調和機の使用状態に合わせた、密閉型圧縮機の駆動を実現することが可能となる。

ここで示した、実施の形態４においては、同期電動機駆動装置の適用例として、空気調和機の圧縮機用電動機としたが、ファンモータ用電動機に適用することも可能である。同期電動機駆動装置が駆動する対象はどちらも同期電動機であるので構成は同様である。しかし、駆動する負荷が圧縮機とファンモータとで異なり、要求される仕様も異なる。どちらにおいても高効率で低騒音を両立できることが望ましいが、両立が困難でどちらかの仕様に特化する場合も考えられる。圧縮機用途であれば主に効率が重視され、ファンモータ用とでは主に低騒音が重視される。この要求される仕様に応じて通電波形を切換えるように構成すればよい。その通電波形切換えの一例として、効率を求められる圧縮機用途では、低速時に矩形波通電、高速時に正弦波通電となるように構成すればよい。また、低騒音が求められるファンモータ用途では、低速側に正弦波通電、高速側に矩形波通電を用いるように構成すればよい。

本発明の同期電動機駆動装置の活用例として、同期電動機を用いた洗濯機や、同期電動機を用いたファンモータの駆動装置や、ディスクドライブの駆動装置や、動力用の同期電動機や、自動車や電機鉄道に用いられる同期電動機の駆動装置がある。

実施の形態１を示す図で、同期電動機駆動装置の構成を示す図である。 ３相座標における出力電圧ベクトルの位相関係とＰＷＭ発生のためのステージとの関係を示す図である。 実施の形態１を示す図で、正弦波ＰＷＭ発生のステージと各種波形の関係を示す図である。 実施の形態１を示す図で、１２０度通電時の出力電圧ベクトルを示す図である。 実施の形態１を示す図で、１２０度より大きく１８０度より小さい通電幅における出力電圧ベクトルを示す図である。 実施の形態１を示す図で、１８０度通電時の出力電圧ベクトルを示す図である。 実施の形態１を示す図で、矩形波ＰＷＭにおけるステージと各種波形の関係を示す図である。 実施の形態１を示す図で、２相間通電時と３相間通電時の出力電圧ベクトルの関係を示す図である。 正弦波通電に対する矩形波通電の出力相間電圧の一次成分の比を示す図である。 ＩＰＭＳＭの構造の一例を示す断面図である。 ＩＰＭＳＭ駆動時の通電波形とインバータ装置の回路効率を示す図である。 ＩＰＭＳＭ駆動時の通電波形と電動機効率の関係を示す図である。 ＩＰＭＳＭ駆動時の通電波形と総合効率の関係を示す図である。 実施の形態１を示す図で、高効率駆動時の通電波形選択手段の通電幅選択テーブルの一例を示す図である。 実施の形態１を示す図で、高効率駆動時の通電波形選択手段の通電幅選択テーブルの別の構成例を示す図である。 実施の形態１を示す図で、高効率駆動時の通電波形選択手段の通電幅選択テーブルのさらに別の構成例を示す図である。 実施の形態１を示す図で、高効率駆動時の通電波形選択手段の通電幅選択方法の流れを示すフローチャート図である。 実施の形態１を示す図で、低騒音駆動時の通電波形選択手段の通電幅選択テーブルの一例を示す図である。 実施の形態１を示す図で、動作の流れを示すフローチャート図である。 実施の形態２を示す図で、同期電動機駆動装置の構成を示す図である。 実施の形態２を示す図で、同期電動機駆動装置の出力電圧ベクトル演算手段の制御ブロックの一例を示す図である。 実施の形態２を示す図で、同期電動機駆動装置の出力電圧ベクトル演算手段の制御ブロックの別の例を示す図である。 ＩＰＭＳＭにおける電流位相と出力トルクとの関係を示す図である。 実施の形態３を示す図で、冷凍冷蔵庫の構成例を示す図である。 実施の形態４を示す図で、空気調和機の構成例を示す図である。

符号の説明

１ 直流電源部、２ インバータ装置、３ａ Ｕ相上側スイッチング素子、３ｂ Ｖ相上側スイッチング素子、３ｃ Ｗ相上側スイッチング素子、３ｄ Ｕ相下側スイッチング素子、３ｅ Ｖ相下側スイッチング素子、３ｆ Ｗ相下側スイッチング素子、４ 還流ダイオード、５ インバータ主回路、６ 同期電動機、７ 電流検出手段、８ インバータ制御手段、９ ゲートドライブ回路、１０ 直流電圧検出手段、１１ 相電流演算手段、１２ 出力電圧ベクトル演算手段、１３ 変調率・位相演算手段、１４ 通電波形選択手段、１５ 矩形波ＰＷＭ発生手段、１６ 正弦波ＰＷＭ発生手段、１７ ＰＷＭ出力手段、２０ 出力電圧ベクトル演算手段、２１ 電流位相制御手段、２２ 積分器、２３ ３相−２相変換手段２３、２４ 電流フィルタ手段、２５ 速度補償器、２６ 速度誤差演算手段、２７ 電圧指令演算手段、２８ 電圧ベクトル演算手段、３０ 速度比較手段、３１ 速度制御手段、３２ γ軸電流比較手段、３３ δ軸電流比較手段、３４ 電流制御手段、３５ 速度・位置推定手段、４０ 冷蔵庫、４１ 入出力装置、４２ 冷凍冷蔵庫制御手段、４３ ダンパー、４４ ファン及びファンモータ、４５ ヒータ、４６ 同期電動機駆動装置、４７ 密閉型圧縮機、４８ 冷媒回路、４９ 温度センサ、５０ 電源、５１ 室外機、５２ 空気調和機制御手段、５３ 温度センサ、５４ 室外機用ファン及びファンモータ、５５ 同期電動機駆動装置、５６ 密閉型圧縮機、５７ 四方弁、５８ 室外機熱交換器、５９ 膨張弁、６０ 室内機、６１ 室内機制御手段、６２ 温度センサ、６３ 室内機用ファン及びファンモータ、６４ 室内機熱交換器。

Claims (23)

1. インバータ装置により同期電動機を駆動する同期電動機駆動装置において、
   回転速度指令値に応じて前記インバータ装置が出力する出力電圧ベクトルを求める出力電圧ベクトル演算手段と、
   前記出力電圧ベクトルに応じて電圧を矩形波状の１２０度〜１８０度間の任意の通電幅で出力する矩形波通電手段と、
   前記出力電圧ベクトルに応じて電圧を正弦波状の通電で出力する正弦波通電手段と、
   前記同期電動機の駆動に要求される条件に応じて通電方式及び通電幅を選択する通電波形選択手段と、
   を備えたことを特徴とする同期電動機駆動装置。
2. 前記正弦波通電手段は、電圧飽和時に過変調状態による通電を行うことを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
3. 前記同期電動機の駆動に要求される条件は、インバータ効率と電動機効率を含めた総合駆動効率を所定値以上とすることであることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
4. 前記同期電動機の駆動に要求される条件は、前記同期電動機の騒音を所定値以下とすることであることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
5. 前記矩形波通電手段は、１２０度通電時及び１８０度通電時に電気角で１周期中に出力する電圧ベクトルを６個とすることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
6. 前記矩形波通電手段は、１２０度より大きく、１８０度より小さい通電幅で通電する場合は電気角で１周期中に出力する電圧ベクトルを１２個とすることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
7. 前記矩形波通電手段は、通電幅に応じた出力電圧補正手段を備え、正弦波通電手段により出力される電圧に含まれる１次成分と矩形波通電手段により出力される電圧に含まれる１次成分とが等しくなるように、通電幅に応じ、出力されるＰＷＭのパルス幅を補正することを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
8. 前記矩形波通電手段は、３相間通電時におけるＰＷＭオンパルス幅を２相間通電時の１／√３とすることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
9. 前記通電波形選択手段は、前記同期電動機の駆動に要求される条件に応じた通電波形を選択する際に、予め設定されたテーブル或いは関数を用いて通電波形を選択することを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
10. 前記通電波形選択手段は、高効率運転を行う際に、通電波形を適宜切換え、インバータ装置の入力電流が最小となる通電波形を探索することを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
11. 前記通電波形選択手段は、通電方式を正弦波通電から矩形波通電に切り換えるに当たり、１８０度矩形波通電に切り換えた後、所定の通電幅となるように通電幅を所定の割合で変化させることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
12. 前記通電波形選択手段は、通電方式を矩形波通電から正弦波通電に切り換えるに当たり、通電幅を所定の割合で１８０度矩形波通電状態に変化させた後、正弦波通電に切り換えることを特長とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
13. 前記通電波形選択手段は、出力電圧が飽和状態に近づいた際に、正弦波通電を選択し、過変調運転へと移行させることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
14. 前記通電波形選択手段は、前記同期電動機を加速或いは減速する際に、正弦波通電を選択することを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
15. 前記通電波形選択手段は、前記同期電動機に流入する電流の実効値が所定の値より小となる場合は正弦波通電を用いることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
16. 前記出力電圧ベクトル演算手段は、前記同期電動機に流入する電流相電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段により得られた相電流を励磁電流成分とトルク電流成分とに変換する３相２相変換手段と、この３相２相変換手段により得られた励磁電流成分及びトルク電流成分に基づき出力電圧指令値を求める電圧指令値演算手段を備え、前記通電波形選択手段により選択された通電方式或いは通電幅によらず、同一の電圧指令値演算手段を用いることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
17. 前記出力電圧ベクトル演算手段は、前記同期電動機の回転子位置或いは回転子速度を検出するための位置センサ或いは速度センサを必要としない、位置・速度センサレス制御手段であることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
18. 前記出力電圧ベクトル演算手段は、前記通電波形選択手段が矩形波通電を選択した際に、矩形波通電時に出力される６個或いは１２個の出力電圧ベクトルの切替りから所定時間経過後に電流検出と出力電圧ベクトル演算を行うことを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
19. 前記出力電圧ベクトル演算手段は、相電流を励磁電流成分とトルク電流成分とに変換する３相２相変換手段より得られる励磁電流及びトルク電流から所定の周波数成分を除去する電流フィルタ手段を備え、前記通電波形選択手段が矩形波通電を選択した際に、前記電流フィルタ手段より得られる所定の周波数成分が除去された励磁電流及びトルク電流を用いて前記出力電圧演算手段は出力電圧ベクトル指令値を求めることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動装置。
20. 冷凍冷蔵庫において、冷媒回路に含まれる密閉型圧縮機に備えられた同期電動機の駆動手段に請求項１に記載の同期電動機駆動装置を用いたことを特徴とする冷凍冷蔵庫。
21. 空気調和機において、冷媒回路に含まれる密閉型圧縮機に備えられた同期電動機の駆動手段に請求項１に記載の同期電動機駆動装置を用いたことを特徴とする空気調和機。
22. インバータ装置により同期電動機を駆動する同期電動機駆動装置の制御方法において、
    外部からの速度指令値に応じて前記インバータ装置が出力する出力電圧ベクトルを求める出力電圧ベクトル演算ステップと、
    前記出力電圧ベクトルに応じ電圧を矩形波状の１２０度〜１８０度間の任意の通電幅で出力する矩形波通電ステップと、
    前記出力電圧ベクトルに応じ電圧を正弦波状の通電で出力する正弦波通電ステップと、
    前記同期電動機の駆動に要求される条件に応じて通電方式及び通電幅を選択する通電波形選択ステップと、
    を備えたことを特徴とする同期電動機駆動装置の制御方法。
23. 前記正弦波通電ステップは、電圧飽和時に過変調状態による通電を行うことを特徴とする請求項２２に記載の同期電動機駆動装置の制御方法。

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