JP7174470B2

JP7174470B2 - 可変速モータ装置

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Application number: JP2019565651A
Authority: JP
Inventors: 田中正一
Original assignee: 田中正一
Priority date: 2018-01-19
Filing date: 2018-01-19
Publication date: 2022-11-17
Anticipated expiration: 2038-01-19
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Description

本発明は可変速モータ装置及びそのコントローラに関し、特に電力損失を低減可能な可変速モータ装置及びそのコントローラに関する。

一般に、従来のトラクションモータ装置は、３相インバータにより駆動される３相モータを採用する。パルス幅変調（PWM）されるインバータは３相正弦波電圧をステータコイルに印加する。このPWMは三角波PWM及び空間ベクトルPWM（SVPWM）を含む。

図１は従来のSVPWMを示すベクトル図である。SVPWMは６つの電圧ベクトル（１００-１０１）及び２つのゼロベクトル（０００、１１１）の少なくとも一つを用いる。モータの動作領域は、６つの電圧ベクトル（１００-１０１）により分割された６つの位相領域（１１-１６）からなる。一つの位相領域内の任意の電圧ベクトルは、この位相領域を挟む２つの電圧ベクトルの合成ベクトル（ベクトル和）により形成される。任意の電圧ベクトルの長さは１つのPWM周期内の電流供給期間の長さに相当する。２つのゼロベクトル（０００、１１１）はそれぞれ、フリーホィール期間に相当する。

図２は１つのPWM周期TC内に配置された２つの電流供給期間（TS１及びTS２）を示す。電流供給期間（TS１及びTS２）は互いに離れて配置されている。２つの電流供給期間（TS１及びTS２）はそれぞれ、フリーホィール期間TFにより挟まれている。図２において、電流供給期間TS１は電圧ベクトル１００に相当し、電流供給期間TS２は電圧ベクトル１１０に相当する。その長さがゼロベクトルの長さに相当するフリーホィール期間TFにおいて、直流電源５はインバータに電流を供給せず、フリーホィーリング電流がモータのステータコイルとインバータとの間を循環する。

図３は従来の三角波PWMにおいて使用される三角波キャリヤ信号Stを示す。キャリヤ信号Stは相電圧信号V１X、V２X、及びV３Xと比較される。図４はこの比較結果により決定される３相インバータの６個のスイッチ３１-３６の状態を示す。結局、１PWM周期TCは、フリーホィール期間TFと電流供給期間（TS１及びTS２）とをもつ。フリーホィール期間TFはSVPWMのゼロベクトルに相当し、電流供給期間（TS１及びTS２）はそれぞれSVPWMの電圧ベクトルに相当する。

本出願人により出願された特許文献１は、シリーズ３相巻線に接続される４レグインバータを開示する。４レグインバータの両端の２つのレグが互いに等しい相電圧を出力する時、ステータコイルとしてのシリーズ３相巻線はデルタ接続される。この動作モードは３相モードと呼ばれる。さらに、この４レグインバータは、単相モードを実行することができる。この単相モードによれば、４レグインバータの両端の２つのレグが互いに等しい相電圧を出力する。残りの２つのレグは休止される。したがって、単相電圧がシリーズ３相巻線の３つの相コイルに印加される。その結果、ステータコイルの巻数及び極数がそれぞれ３倍となる。この単相モードによれば、３相誘導モータは単相誘導モータとして駆動される。

一般に、電気自動車やハイブリッド車は高電圧バッテリから電気機器駆動用の低電圧バッテリへ電力を供給するDCDCコンバータを必要とする。たとえば、高電圧バッテリは約３００Vをもち、低電圧バッテリは一般に１４．４Vをもつ。従来技術において、このDCDCコンバータは単相インバータ、変圧器、及び整流器をもつ。電気自動車やハイブリッド車のモータ装置において、電力損失及び重量の低減は極めて重要である。バッテリ、インバータ、モータ、及びDCDCコンバータの損失低減は冷却装置の重量を低減する。バッテリ損失の低減はバッテリ寿命を延長する。

可変速モータの逆起電力は高速領域において上昇する。このため、低速領域において２つのバッテリを並列接続し、高速領域において２つのバッテリを直列接続する接続切替回路が提案されている。けれども、この接続切替回路は、電源回路の等価抵抗の増加故に可変速モータ装置の損失を増加させる。

WO/２０１７/０８１９００

本発明の一つの目的は電力損失の低減が可能な可変速モータ装置及びそのコントローラを提供することである。

本発明の１つの様相によれば、PWM法により駆動される３相インバータは、１つの休止レグ又は３つの休止レグをもつ。休止レグは高電圧バッテリから供給される電源電流を遮断する。一般に、休止レグの上アームスイッチ及び下アームスイッチは遮断される。しかし、休止レグはフリーホィーリング電流の循環は許可する。

１つの態様において、インバータの少なくとも２つの出力端子は整流器及び充電スイッチを通じて低電圧バッテリに接続される。インバータのフリーホィーリング電流により低電圧バッテリを充電するための充電期間が設定される。

もう１つの態様において、インバータは休止レグ式空間ベクトルPWMと呼ばれるパルス幅変調法により駆動される。この休止レグ式空間ベクトルPWMによれば、要求される電圧ベクトルは、互いに隣接する２つの電圧ベクトルの合成ベクトルにより形成される。これらの２つの電圧ベクトルは、それぞれ１つの休止レグ（D)を含む６個の副ベクトル（１０D、１D０、D１０、０１D、０D１、及びD０１）から選択される。

もう１つの態様において、インバータはもう１つの休止レグ式空間ベクトルPWMにより駆動される。この休止レグ式空間ベクトルPWMによれば、要求される電圧ベクトルは、互いに隣接する１つの主ベクトル及び１つの副ベクトルの合成ベクトルにより形成される。主ベクトルは６個の主ベクトル（１００、１１０、０１０、０１１、００１、及び１０１）から選択され、副ベクトルは６個の副ベクトル（１０D、１D０、D１０、０１D、０D１、及びD０１）から選択される。副ベクトルは１つの休止レグ（D)を含む。これらの休止レグ式空間ベクトルPWMによれば、損失低減及びバッテリ寿命延長を実現することができる。本発明は、この休止レグ式空間ベクトルPWMを実行するためのプログラムをモータコントローラの形式により実現されることができる。

本発明のもう１つの様相によれば、複数のバッテリは接続切替回路を通じてインバータに電源電圧を印加する。この接続切替回路は、少なくとも１つの直列トランジスタ、少なくとも１つの逆並列ダイオード、及び少なくとも２つの並列ダイオードからなる。直列トランジスタは高い電源電圧をインバータに印加する。並列ダイオードは低い電源電圧をインバータに印加する。逆並列ダイオードはインバータの回生電流でバッテリを充電する。この接続切替回路は、電源電圧変更機能、電源抵抗変更機能、及び不良バッテリ分離機能をもつ。

図１は従来の空間ベクトルパルス幅変調法を示すベクトル図である。図２は図１における１つのPWM周期を示すタイミングチャートである。図３は従来の三角波PWMのキャリヤ信号を示すタイミングチャートである。図４は図３に示される三角波PWMにおける３相電圧の状態を示すタイミングチャートである。図５は本発明の可変速モータ装置の一例を示す配線図である。図６は第１実施例におけるフリーホィール期間を示す模式配線図である。図７は第１実施例における充電期間の開始を示す模式配線図である。図８は第１実施例における充電期間を示す模式配線図である。図９は第１実施例における充電期間の終了を示す模式配線図である。図１０は第２実施例におけるフリーホィール期間を示す模式配線図である。図１１は第２実施例における充電期間の開始を示す模式配線図である。図１２は第２実施例における充電期間を示す模式配線図である。図１３は第２実施例における充電期間の終了を示す模式配線図である。図１４は第３実施例におけるフリーホィール期間から充電期間への遷移を示す模式配線図である。図１５は第３実施例における充電期間からフリーホィール期間への遷移を示す模式配線図である。図１６は第４実施例におけるフリーホィール期間から充電期間への遷移を示す模式配線図である。図１７は第４実施例における充電期間からフリーホィール期間への遷移を示す模式配線図である。図１８は第５実施例の休止レグ式空間ベクトルPWMにおける６個の副ベクトルを示すベクトル図である。図１９は図１８における１つのPWM周期を示すタイミングチャートである。図２０は第１位相領域内の第１電流供給期間を示す模式配線図である。図２１は第１位相領域内の第２電流供給期間を示す模式配線図である。図２２は第２位相領域内の第１電流供給期間を示す模式配線図である。図２３は第２位相領域内の第２電流供給期間を示す模式配線図である。図２４は第３位相領域内の第１電流供給期間を示す模式配線図である。図２５は第３位相領域内の第２電流供給期間を示す模式配線図である。図２６は第４位相領域内の第１電流供給期間を示す模式配線図である。図２７は第４位相領域内の第２電流供給期間を示す模式配線図である。図２８は第５位相領域内の第１電流供給期間を示す模式配線図である。図２９は第５位相領域内の第２電流供給期間を示す模式配線図である。図３０は第６位相領域内の第１電流供給期間を示す模式配線図である。図３１は第６位相領域内の第２電流供給期間を示す模式配線図である。図３２は第６実施例により採用される休止レグ式空間ベクトルPWMにおける６個の副ベクトル及び６個の主ベクトルを示すベクトル図である。図３３は図３２における１つのPWM周期を示すタイミングチャートである。図３４は図３２の各位相領域におけるベクトルの状態示す図である。図３５は図３２の各位相領域におけるベクトルの状態示す図である。図３６は第６実施例の休止レグ式空間ベクトルPWMの効果を説明するベクトル図である。図３７は第８実施例の接続切替回路を示す配線図である。図３８はバッテリの接続状態が変更される過渡期間を示すタイミングチャートである。図３９は回生制動モードを示す模式配線図である。図４０は第９実施例の接続切替回路を示す配線図である。図４１は接続切替回路の制御を示すフローチャートである。図４２は変形された電源回路を示す配線図である。図４３は第１０実施例を示す配線図である。

本発明の可変速モータ装置の好適な実施形態が図面を参照して説明される。このモータ装置は電気自動車に採用される。図５は各実施例のモータ装置を示す配線図である。このモータ装置は高電圧バッテリ１及び低電圧バッテリ２をもつ。高電圧バッテリ１は３相インバータ３に電源電流I５を供給し、インバータ３はトラクションモータの３相ステータコイル４に３相交流電流を供給する。ステータコイル４は星形接続をもつU相コイル４U、V相コイル４V、及びW相コイル４Wからなる。インバータ３およびステータコイル４として他の回路構成を採用することもできる。

インバータ３はU相レグ３U、V相レグ３V、及びW相レグ３Wからなる。レグ３Uは直列接続された上アームスイッチ３１及び下アームスイッチ３４からなる。レグ３Vは直列接続された上アームスイッチ３２及び下アームスイッチ３５からなる。レグ３Wは直列接続された上アームスイッチ３３及び下アームスイッチ３６からなる。これらのスイッチ３１-３６は逆並列ダイオードをもつIGBTからなる。U相レグ３Uの出力端子はU相コイル４Uの端子４１に接続されている。V相レグ３Vの出力端子はV相コイル４Vの端子４２に接続されている。W相レグ３Wの出力端子はW相コイル４Wの端子４３に接続されている。

ステータコイル４の３つの端子４１-４３は３相ダイオードブリッジ整流器５の３つの交流端子に個別に接続されている。整流器５の一対の直流端子は充電スイッチ６を通じて低電圧バッテリ２の一対のターミナルに接続されている。充電スイッチ６は、それぞれMOSトランジスタからなるハイサイドトランジスタ６１及びローサイドトランジスタ６２からなる。ハイサイドトランジスタ６１は低電圧バッテリ２の正極と整流器５のハイサイド直流端子を接続する。ローサイドトランジスタ６２は低電圧バッテリ２の負極と整流器５のローサイド直流端子を接続する。整流器５の出力電圧が所定レベルを超える時、充電スイッチ６は低電圧バッテリ２の保護のために遮断される。平滑キャパシタ７が高電圧バッテリ１と並列接続されている。平滑キャパシタ８が低電圧バッテリ２と並列接続されている。充電スイッチ６がオフされる時、低電圧バッテリ２は整流器５から電気的に分離される。

コントローラ９はインバータ３及び充電スイッチ６を制御する。インバータ３はパルス幅変調（PWM）により変調された３相電圧V１、V２、及びV３をステータコイル４に印加する。空間ベクトルPWM又は三角波PWMがパルス幅変調法として採用される。降圧DCDCコンバータ１０は整流器５及び充電スイッチ６からなる。整流器５はインバータ３が出力する３相電圧を整流する。PWM制御されるインバータ３は電流供給期間TSとフリーホィール期間TFとを交互にもつ。充電スイッチ６はインバータ３のフリーホィール期間TFにおいて所定の充電期間TXだけオンされる。充電期間TXにおいて、インバータ３の１つのレグは休止レグとなる。又は、インバータ３の３つのレグは休止レグとなる。この明細書で使用される休止レグとは、高電圧バッテリ１からステータコイル４への給電が遮断されるレグを意味する。いわゆる同期整流期間を除いて、休止レグの上アームスイッチ及び下アームスイッチはオフされる。フリーホィール期間TFに配置される充電期間TXの長さは低電圧バッテリ２の電圧に応じて調整される。DCDCコンバータ１０は平滑キャパシタ８とともにローパスフィルタを構成するための平滑用リアクトルをもつことができる。たとえば、高電圧バッテリ１は約３００Vをもち、低電圧バッテリ２は約１４．４Vをもつ。

第１実施例
第１実施例が図６-図９を参照して説明される。図６はゼロベクトル(０００)に相当するフリーホィール期間TFを示す。このフリーホィール期間TFは下アームフリーホィール期間と呼ばれる。インバータ３の上アームスイッチ３１-３３がオフされ、下アームスイッチ３４-３６がオンされている。フリーホィーリング電流が下アームスイッチ３４-３６及びステータコイル４を通じて循環する。下アームスイッチ３４-３６の電圧降下が無視される時、インバータ３の３相電圧V１-V３は高電圧バッテリ１の負極電位をもつ。

図７は充電期間TXの開始を示す。充電スイッチ６がオンされた後、下アームスイッチ３４-３６がオフされる。これにより、レグ３U、３V、及び３Wは休止レグとなる。フリーホィーリング電流は整流器５及び充電スイッチ６を通じて低電圧バッテリ２を充電する。図８は充電期間TXを示す。レグ３U、３V、及び３Wは休止レグである。図９は充電期間TXの終了を示す。下アームスイッチ３４-３６がオンされた後、充電スイッチ６がオフされる。充電スイッチ６のオン動作及びオフ動作は充電電流がゼロの状態で行われるので、充電スイッチ６のスイッチングロスはゼロとなる。インバータ３はフリーホィール期間TFに戻り、低電圧バッテリ２の充電は終了する。

第２実施例
第２実施例が図１０-図１３を参照して説明される。図１０はゼロベクトル(１１１)に相当するフリーホィール期間TFを示す。このフリーホィール期間TFは上アームフリーホィール期間と呼ばれる。インバータ３の下アームスイッチ３４-３６がオフされ、上アームスイッチ３１-３３がオンされている。フリーホィーリング電流が上アームスイッチ３１-３３及びステータコイル４を通じて循環する。上アームスイッチ３１-３３の電圧降下が無視される時、インバータ３の３相電圧V１-V３は高電圧バッテリ１の正極電位をもつ。

図１１は充電期間TXの開始を示す。充電スイッチ６がオンされた後、上アームスイッチ３１-３３がオフされる。これにより、レグ３U、３V、及び３Wは休止レグとなる。ステータコイル４のフリーホィーリング電流は整流器５及び充電スイッチ６を通じて低電圧バッテリ２を充電する。図１２は充電期間TXを示す。レグ３U、３V、及び３Wは休止レグである。図１３は充電期間TXの終了を示す。上アームスイッチ３１-３３がオンされた後、充電スイッチ６がオフされる。充電スイッチ６のオン及びオフは充電電流がゼロの状態で行われる。充電スイッチ６のスイッチングロスはゼロとなる。インバータ３はフリーホィール期間TFに戻り、低電圧バッテリ２の充電は終了する。

上記説明された第１及び第２実施例によれば、低電圧バッテリ２はステータコイル４のフリーホィーリング電流により充電される。しかし、過大なフリーホィーリング電流が流れている時、過大な充電電流が低電圧バッテリ２及び平滑キャパシタ８に流れる。過大なフリーホィーリング電流が流れる大トルク期間において、低電圧バッテリ２の充電を所定期間だけ休止することも可能である。さらに、平均充電電流は充電期間TXの短縮により低減される。けれども、低電圧バッテリ２へ流れるフリーホィーリング電流の低減はさらに有効である。フリーホィーリング電流の低減が可能な各実施例が以下に説明される。

第３実施例
フリーホィーリング電流を低減可能な第３実施例が図１４及び図１５を参照して説明される。図１４はゼロベクトル(０００)に相当する下アームフリーホィール期間TFから充電期間TXへの遷移を示す。まず、充電スイッチ６がオンされた後、レグ３Vの下アームスイッチ３５だけがオフされる。これにより、休止レグとなるV相コイル４Vを流れるフリーホィーリング電流だけが整流器５及び充電スイッチ６を通じて低電圧バッテリ２を充電する。W相コイル４Wを流れるフリーホィーリング電流はインバータ３の下アームスイッチ３４及び３６を通じて循環する。

この実施例によれば、インバータ３の１つのレグだけが休止レグとなるので、フリーホィーリング電流の一部だけが低電圧バッテリ２の充電に使用される。V相レグ３Vの代わりにW相レグ３Wを休止レグとすることも可能である。V相レグ３V及びW相レグ３Wのどちらか１つを選択することも可能である。選択されたレグは他のレグよりも低いフリーホィーリング電流を流す。図１５は充電期間TXからフリーホィール期間TFへの遷移を示す。下アームスイッチ３４-３６がオンされた後、充電スイッチ６がオフされる。

第４実施例
フリーホィーリング電流を低減可能な第４実施例が図１６及び図１７を参照して説明される。図１６はゼロベクトル(１１１)に相当する上アームフリーホィール期間TFから充電期間TXへの遷移を示す。充電スイッチ６がオンされた後、レグ３Vの上アームスイッチ３２だけがオフされる。これにより、V相コイル４Vを流れるフリーホィーリング電流だけが整流器５及び充電スイッチ６を通じて低電圧バッテリ２を充電する。W相コイル４Wを流れるフリーホィーリング電流はインバータ３の上アームスイッチ３１及び３３を通じて循環する。

この実施例によれば、インバータ３の１つのレグだけが休止レグとなるので、フリーホィーリング電流の一部だけが低電圧バッテリ２の充電に使用される。V相レグ３Vの代わりにW相レグ３Wを休止レグとすることも可能である。V相レグ３V及びW相レグ３Wのどちらか１つを選択することができる。選択されたレグは他のレグと比べて低いフリーホィーリング電流を流す。図１７は充電期間TXからフリーホィール期間TFへの遷移を示す。上アームスイッチ３１-３３がオンされた後、充電スイッチ６がオフされる。

上記各実施例で説明されたDCDCコンバータ１０は従来の電気自動車又はハイブリッド車の降圧DCDCコンバータと比べて簡素な回路構成をもつことができる。特に、従来のDCDCコンバータに使用される変圧器の重量、スペース、製造コスト、鉄損及び銅損を省略できることは重要である。

第３実施例及び第４実施例において、整流器５は２つのダイオードレグからなるいわゆるHブリッジと呼ばれる単相ブリッジ整流器からなることができる。たとえば、このHブリッジは、U相コイル４U及びV相コイル４Vを流れるフリーホィーリング電流を利用して低電圧バッテリ２を充電することができる。W相コイル４Wを流れるフリーホィーリング電流はインバータ３を通じて循環する。これにより、整流器５は簡素となる。

第５実施例
フリーホィーリング電流を低減可能な第５実施例が図１８-図３１を参照して説明される。この実施例によれば、インバータ３は空間ベクトルPWMにより制御される。しかし、インバータ３の３つのレグ３U、３V、及び３Wのうち、常に１つのレグが休止レグとなる。インバータ３が常に１つの休止レグをもつこの実施例の空間ベクトルPWMは休止レグ式空間ベクトルPWMと呼ばれる。休止レグは高電圧バッテリ１から電流が供給されないレグを意味する。しかし、休止レグはステータコイル４から供給されるフリーホィーリング電を循環させることができる。同期整流を採用しないケースにおいて、IGBT３１-３６と個別に接続された逆並列ダイオードがこのフリーホィーリング電流の循環を実現する。

図１８はこの休止レグ式空間ベクトルPWM及び従来の空間ベクトルPWMを示すベクトル図である。従来の空間ベクトルPWMは、破線で示される６個の主ベクトル（１００、１１０、０１０、０１１、００１、及び１０１）及び少なくとも１つのゼロベクトルをもつ。これに対して、この実施例の休止レグ式空間ベクトルPWMは、実線で示される６個の副ベクトル（１０D、１D０、D１０、０１D、０D１、及びD０１）と、２つのゼロベクトル（０００又は１１１）の少なくとも１つをもつ。

６個の副ベクトルはそれぞれ、１つの休止レグ(D)を含む。６個の位相領域（A-F)がこれら６個の副ベクトルにより区画される。位相領域Aの電圧ベクトルは副ベクトル（１０D及び１D０)により形成される合成ベクトルからなる。位相領域Bの電圧ベクトルは副ベクトル（１D０及びD１０)により形成される合成ベクトルからなる。位相領域Cの電圧ベクトルは副ベクトル（D１０及び０１D)により形成される合成ベクトルからなる。位相領域Dの電圧ベクトルは副ベクトル（０１D及び０D１)により形成される合成ベクトルからなる。位相領域Eの電圧ベクトルは副ベクトル（０D１及びD０１)により形成される合成ベクトルからなる。位相領域Fの電圧ベクトルは副ベクトル（D０１及び１０D)により形成される合成ベクトルからなる。

低電圧バッテリ２の充電動作が図１９を参照して説明される。図１９は位相領域Aにおける電圧ベクトルに相当する１PWM周期TCを示す。このPWM周期TCは２つの電流供給期間TS１及びTS２をもつ。電流供給期間TS１は電圧ベクトル(１０D)の長さに相当し、電流供給期間TS２は電圧ベクトル(１D０)の長さに相当する。図１９において、２つの電流供給期間（TS１及びTS２）は互いに離れているが、互いに隣接することも可能である。言い換えれば、インバータ３のスイッチングロスを低減するために、電流供給期間及びフリーホィール期間の配置は種々変更可能である。

電流供給期間TS１はフリーホィール期間TF１及びTF４に挟まれている。電流供給期間TS２はフリーホィール期間TF２及びTF３に挟まれてる。充電期間TX１がフリーホィール期間TF１及びTF２に挟まれている。充電期間TX２がフリーホィール期間TF３及びTF４に挟まれている。充電期間TX１及び充電期間TX２において、インバータ３の３つのレグは休止レグとなる。その結果、図１４-図１７に示される第３実施例及び第４実施例と同様に、ステータコイル４のフリーホィーリング電流は整流器５及び充電スイッチ６を通じて低電圧バッテリ２に供給される。フリーホィール期間から充電期間への遷移において、充電スイッチ６がオンされた後、インバータ３の３つのレグは休止レグとなる。充電期間からフリーホィール期間への遷移において、インバータ３の３つのレグがフリーホィーリングレグとなった後、充電スイッチ６がオフされる。

各位相領域A-Fにおいて、電流供給期間TS１及びTS２は１つの休止レグをもつ。したがって、高電圧バッテリ１からインバータ３に供給される電流は低減される。その結果、フリーホィーリング電流は低減される。このため、低電圧バッテリ２の充電電流が過大となることが抑制される。

この休止レグ式空間ベクトルPWMにおけるインバータ３の状態が図２０-図３１を参照して更に説明される。図２０は位相領域Aの電流供給期間TS１を示す。上アームスイッチ３１及び下アームスイッチ３５がオンされ、W相レグ３Wが休止レグとなる。休止レグ３Wの上アームスイッチ３３はフリーホィーリング電流Ifを供給する。図２１は位相領域Aの電流供給期間TS２を示す。上アームスイッチ３１及び下アームスイッチ３６がオンされ、V相レグ３Vが休止レグとなる。休止レグ３Vの上アームスイッチ３２はフリーホィーリング電流Ifを供給する。

図２２は位相領域Bの電流供給期間TS１を示す。上アームスイッチ３１及び下アームスイッチ３６がオンされ、V相レグ３Vが休止レグとなる。休止レグ３Vの下アームスイッチ３５はフリーホィーリング電流Ifを供給する。図２３は位相領域Bの電流供給期間TS２を示す。上アームスイッチ３２及び下アームスイッチ３６がオンされ、U相レグ３Uが休止レグとなる。休止レグ３Uの下アームスイッチ３４はフリーホィーリング電流Ifを供給する。

図２４は位相領域Cの電流供給期間TS１を示す。上アームスイッチ３２及び下アームスイッチ３６がオンされ、U相レグ３Uが休止レグとなる。休止レグ３Uの上アームスイッチ３１はフリーホィーリング電流Ifを供給する。図２５は位相領域Cの電流供給期間TS２を示す。上アームスイッチ３２及び下アームスイッチ３４がオンされ、W相レグ３Wが休止レグとなる。休止レグ３Wの上アームスイッチ３３はフリーホィーリング電流Ifを供給する。

図２６は位相領域Dの電流供給期間TS１を示す。上アームスイッチ３２及び下アームスイッチ３４がオンされ、W相レグ３Wが休止レグとなる。休止レグ３Wの下アームスイッチ３６はフリーホィーリング電流Ifを供給する。図２７は位相領域Dの電流供給期間TS２を示す。上アームスイッチ３３及び下アームスイッチ３４がオンされ、V相レグ３Vが休止レグとなる。休止レグ３Vの下アームスイッチ３５はフリーホィーリング電流Ifを供給する。

図２８は位相領域Eの電流供給期間TS１を示す。上アームスイッチ３３及び下アームスイッチ３４がオンされ、V相レグ３Vが休止レグとなる。休止レグ３Vの上アームスイッチ３２はフリーホィーリング電流Ifを供給する。図２９は位相領域Eの電流供給期間TS２を示す。上アームスイッチ３３及び下アームスイッチ３５がオンされ、U相レグ３Uが休止レグとなる。休止レグ３Uの上アームスイッチ３１はフリーホィーリング電流Ifを供給する。

図３０は位相領域Fの電流供給期間TS１を示す。上アームスイッチ３３及び下アームスイッチ３５がオンされ、U相レグ３Uが休止レグとなる。休止レグ３Uの下アームスイッチ３４はフリーホィーリング電流Ifを供給する。図３１は位相領域Fの電流供給期間TS２を示す。上アームスイッチ３１及び下アームスイッチ３５がオンされ、W相レグ３Wが休止レグとなる。休止レグ３Wの下アームスイッチ３６はフリーホィーリング電流Ifを供給する。

従来のインバータのレグも、上アームスイッチ及び下アームスイッチの状態が変化する非常に短い過渡期間においていわゆるデッドタイムをもつ。しかし、同一レグの上アームスイッチ及び下アームスイッチを通じて流れる短絡電流を禁止するためのこのデッドタイムは非常に短い期間であり、たとえば１マイクロ秒である。このデッドタイムは、本発明の休止レグと本質的に異なる。休止レグ式空間ベクトルPWMの電流供給期間によれば、高電圧バッテリ１が電源電流I５を２つの相コイルへ供給し、休止レグは、残りの１つの相コイルへの電源電流I５の供給を禁止する。

２つの電流供給期間TS１及びTS２の和が１PWM周期TCより短い時、電流供給期間TS１及びTS２は互いに重ならない。高トルクモードにおいて、図１に示される従来の空間ベクトルPWMが好適である。

位相領域A、C、及びEのフリーホィール期間TFにおいて、下アームスイッチ３４-３６がオフされることが好適である。位相領域B、D、及びFのフリーホィール期間TFにおいて、上アームスイッチ３１-３３がオフされることが好適である

従来の空間ベクトルPWMにおいて、並列接続された第１及び第２の相コイルが第３の相コイルと直列接続される。したがって、高電圧バッテリ１は第１相電流及び第２相電流を並列に供給する。第１相電流は第１相コイルに供給され、第２相電流は第２相コイルに供給される。言い換えれば、従来の空間ベクトルPWMによれば、電源電流I５は２つの相電流の和となる。これに対して、この実施例の休止レグ式空間ベクトルPWMによれば、第１の相コイルへ流される第１の相電流及び第２の相コイルへ流される第２の相電流は、互いに異なる電流供給期間において供給される。

平滑キャパシタ７を含む高電圧バッテリ１からなる直流電源が等価抵抗（r）をもつことが仮定される。第１の相電流及び第２の相電流はそれぞれ振幅（１）をもつことが仮定される。したがって、従来の空間ベクトルPWMにおいて電源電流I５は振幅（２）をもつ。その結果、高電圧バッテリ１の抵抗損失は（４r）となる。

休止レグ式空間ベクトルPWMによれば、高電圧バッテリ１の抵抗損失は（２r）となる。結局、休止レグ式空間ベクトルPWMによれば従来の空間ベクトルPWMと比べて、高電圧バッテリ１の抵抗損失は半分となる。

次に、U相電流IUがV相電流IVの半分であるもう１つの例が説明される。U相電流IUは（１）であり、V相電流IVは（０．５）である。従来の空間ベクトルPWMによれば、高電圧バッテリ１の抵抗損失は（２．２５r）となる。休止レグ式空間ベクトルPWMによれば高電圧バッテリ１の抵抗損失は（１．５r）となる。

次に、U相電流IUがV相電流IVの３０％であるもう１つの例が説明される。U相電流IUは（１）であり、V相電流IVは（０．３）である。従来の空間ベクトルPWMによれば、高電圧バッテリ１の抵抗損失は（１．６９r）となる。休止レグ式空間ベクトルPWMによれば、直流電源５の抵抗損失は（１．３r）となる。

たとえば、主ベクトル(１００)に相当する電流供給期間TSに流れるバッテリ電流Iは、副ベクトル(１０D)に相当する電流供給期間TS１に流れるバッテリ電流I１と、副ベクトル(１D０)に相当する電流供給期間TS２に流れるバッテリ電流I２との和となる。電流供給期間TS、TS１、及びTS２が互いに等しい長さをもつことが仮定される。バッテリ電流Iはバッテリ損失（（I１＋I２）・（I１＋I２）・r）を発生する。バッテリ電流I１はバッテリ損失（（I１）・（I１）・r）を発生する。バッテリ電流I２はバッテリ損失（（I２）・（I２）・r）を発生する。その結果、休止レグ式空間ベクトルPWMは、バッテリ損失（２・（I1）・（I2）・r）を低減する。

結局、休止レグ式空間ベクトルPWMによれば、高電圧バッテリ１及び平滑キャパシタ７の損失を低減することができる。その結果、高電圧バッテリ１の劣化が抑制される。休止レグ式空間ベクトルPWMは、高い内部抵抗をもつ劣化バッテリに対して有効である。休止レグ式空間ベクトルPWMは、従来の空間ベクトルPWMと比べて低い電流供給能力をもつ。しかし、電気自動車のほとんどの走行期間において、ステータ電流は非常に小さい。

第６実施例
フリーホィーリング電流を低減可能な第６実施例が図３２-図３５を参照して説明される。この実施例の休止レグ式空間ベクトルPWMは、６個の主ベクトル（１００、１１０、０１０、０１１、００１、及び１０１）、６個の副ベクトル（１D０、D１０、０１D、０D１、D０１、及び１０D)、及び少なくとも１つのゼロベクトル（０００又は１１１）を用いる。６個の副ベクトルはそれぞれ、１つの休止レグ（D）をもつ。

図１に示されるように、６個の主ベクトルは電気角３６０度を６つの位相領域１１-１６に分割する。各位相領域１１-１６は電気角６０度に相当する。６個の副ベクトルは６個の位相領域１１-１６をさらに分割する。副ベクトル(１D０)は位相領域１１をサブ位相領域１１A及び１１Bに分割する。副ベクトル(D１０)は位相領域１２をサブ位相領域１２A及び１２Bに分割する。副ベクトル(０１D)は位相領域１３をサブ位相領域１３A及び１３Bに分割する。副ベクトル(０D１)は位相領域１４をサブ位相領域１４A及び１４Bに分割する。副ベクトル(D０１)は位相領域１５をサブ位相領域１５A及び１５Bに分割する。副ベクトル(１０D)は位相領域１６をサブ位相領域１６A及び１６Bに分割する。

結局、合計１２個の電圧ベクトルにより１２個のサブ位相領域が区画される。各サブ位相領域はそれぞれ電気角３０度をもつ。主ベクトル（１００、１１０、０１０、０１１、００１、及び１０１）及び副ベクトル（１D０、D１０、０１D、０D１、D０１、及び１０D)は、３相インバータ３のレグ３U、３V、及び３Wの状態を示す。

図３３はサブ位相領域１１Aにおけるレグ３U、３V、及び３Wの状態例を示すタイミングチャートである。２つの電流供給期間TS１及びTS２が１PWM周期TC内に配置される。電流供給期間TS１の長さは主ベクトルの長さに相当し、電流供給期間TS２は副ベクトルの長さに相当する。電流供給期間TS１はフリーホィール期間TF４及びTF１に挟まれている。電流供給期間TS２はフリーホィール期間TF２及びTF３に挟まれている。

フリーホィール期間TF１-TF４はそれぞれ、ゼロベクトルに相当する。充電期間TX１がフリーホィール期間TF１及びTF２に挟まれている。充電期間TX２がフリーホィール期間TF３及びTF４に挟まれている。充電期間TX１及びTX２において、インバータ３の６個のスイッチ３１-３６はオフされ、レグ３U、３V、及び３Wは休止レグとなる。したがって、各サブ位相領域において、任意の電圧ベクトルは１つの主ベクトル及び１つの副ベクトルのベクトル和となる。図３４及び図３５は、１２個のサブ位相領域（１１A-１６B）におけるインバータ３の状態を示す。

この実施例の休止レグ式空間ベクトルPWMの効果が図３６を参照して説明される。図３６は副ベクトル（１D０）の上の１つの電圧ベクトルV１D０を示す。従来の空間ベクトルPWMにおいて、電圧ベクトルV１D０は、主ベクトル（１００）の上の電圧ベクトルV１００と、主ベクトル（１１０）上の電圧ベクトルV１１０とのベクトル和により形成される。したがって、電圧ベクトルV１００の長さと電圧ベクトルV１１０の長さの和は電圧ベクトルV１D０の長さより長くなる。言い換えれば、電圧ベクトルV１D０に相当する電流供給期間（TS1+TS２）は、電圧ベクトルV１００に相当する電流供給期間TS1と電圧ベクトルV１１０に相当する電流供給期間TS２との和よりも短かくなる。

結局、６個の主ベクトル及び６個の副ベクトルを用いるこの実施例によれば、２つの電流供給期間TS１及びTS２の和を従来の空間ベクトルPWMよりも減らすことができる。これは、高電圧バッテリ１、インバータ３およびステータコイル４の電力損失を低減できることを意味する。

第７実施例
フリーホィーリング電流を低減可能な第７実施例が図５を参照して説明される。この実施例によれば、電気自動車に装備された空調コンプレッサ駆動用モータのインバータがトラクションモータ駆動用の上記インバータの代わりに３相インバータ３として採用される。パルス幅変調されるこの空調用インバータはフリーホィール期間TFをもつ。空調コンプレッサ駆動用モータの回転を必要とされない事例において、インバータ３の３つの相間電圧の平均値はそれぞれゼロとされる。たとえば、レグ３U-３Vはそれぞれ５０％のPWMデユーティ比をもつ。空調コンプレッサ駆動用モータのインバータ３のフリーホィーリング電流は低電圧バッテリ２の充電電流に好適な値をもつ。

第８実施例
第８実施例が図３７-図３９を参照して説明される。この実施例において、トラクションモータ装置はバッテリ接続を切り替えるための接続切替回路を採用する。従来技術において、２つのバッテリの直列接続及び並列接続のどちらかを選択するトラクションモータ用の接続切替回路が提案されている。この実施例の接続切替回路は１つの直列スイッチ及び２つの並列スイッチをもつ。一般に、直列スイッチ及び並列スイッチはリレー又はトランジスタからなる。接続切替回路は、低速領域において２つのバッテリを並列接続し、高速領域において直列接続を採用する。これにより、トラクションモータの有効速度範囲が拡大される。

しかしながら、トラクションモータの回生制動において、インバータは接続切替回路を通じてバッテリを充電する必要がある。さらに、接続切替回路の内部抵抗は電力損失を増加させる。

図３７はこの実施例の接続切替回路２０を示す配線図である。接続切替回路２０は直列トランジスタ２１、逆並列ダイオード２２、ローサイド並列ダイオード２３、及びハイサイド並列ダイオード２４からなる。バッテリ１A及び１Bの定格電圧は２００Vである。直列トランジスタ２１及びダイオード２３及び２４はインバータ３のモータ駆動モードにおいて使用され、ダイオード２２は回生制動モードにおいて使用される。

IGBTからなる直列トランジスタ２１のエミッタ電極及びダイオード２２のアノード電極はバッテリ１Aの負極に接続され、トランジスタ２１のコレクタ電極及びダイオード２２のカソード電極はバッテリ１Bの正極に接続されている。ダイオード２３のアノード電極はバッテリ１Bの負極に接続され、そのカソード電極はバッテリ１Aの負極に接続されている。ダイオード２４のアノード電極はバッテリ１Aの正極に接続され、そのカソード電極はバッテリ１Bの正極に接続されている。バッテリ１Aの正極はインバータ３のハイサイド直流端子に接続され、バッテリ１Bの負極はインバータ３のローサイド直流端子に接続されている。平滑キャパシタ７はインバータ３と並列に接続されている。

接続切替回路２０は並列モード及び直列モードをもつ。まず、並列モードが説明される。直列トランジスタ２１は並列モードにおいてオフされる。その結果、２つのバッテリ１A及び１Bは２つの並列ダイオード２３及び２４を通じて並列接続される。これにより、インバータ３に印加される電源電圧Vdは標準電圧２００Vとなる。バッテリ１A及び１Bの電圧は互いに異なるのが普通である。しかし、たとえ２つのバッテリ１A及び１Bの電圧が異なっていても、並列ダイオード２３及び２４は並列モードにおいて２つのバッテリ１A及び１Bの間の短絡電流を阻止する。その結果、より高電圧をもつバッテリが先に放電するため、バッテリ１A及び１Bの電圧は並列モードにおいて等しくなる。

次に、直列モードが説明される。この直列モードによれば、直列トランジスタ２１はオンされる。その結果、２つのバッテリ１A及び１Bは直列トランジスタ２１を通じて直列接続され、電源電圧Vdは倍電圧４００Vとなる。コントローラ９は、直列モード及び並列モードにおいて既述の休止レグ式空間ベクトルPWMを実行する。これにより、接続切替回路２０の抵抗損失が大幅に軽減される。さらに、並列モードによれば、バッテリ１A及び１Bの合成抵抗値が低減されるので、バッテリの損失が低減される。

次に、直列モード（S)及び並列モード（P)の間の切替モードが図３８を参照して説明される。図３８は直列トランジスタ２１のPWMデユーティ比を示すタイミングチャードである。過渡的な切替期間（Tt)が直列モード期間（Ts）と並列モード期間（Tp）との間に配置される。

まず、並列モードから直列モードへの切替が説明される。並列モードから直列モードへの切替が指令される時、コントローラ９は直列トランジスタ２１をPWMスイッチングする。直列トランジスタ２１がオンされる時、バッテリ１A及び１Bは倍電圧を出力する。直列トランジスタ２１がオフされる時、バッテリ１A及び１Bは標準圧を出力する。直列トランジスタ２１のPWMデユーティ比は切替期間（Tt）において０から徐々に１に増加される。これにより、インバータ３に印加される電源電圧Vdは標準電圧値から徐々に上昇し、倍電圧に達する。

直列トランジスタ２１及び平滑キャパシタ７の間の配線インダクタンス値２５は平滑キャパシタ７の充電電流を抑制する。直列トランジスタ２１がオフされる時、この配線インダクタンス２５により生じるフリーホィーリング電流は、並列ダイオード２３及び２４を通じて平滑キャパシタ７を充電する。言い換えれば、並列ダイオード２３及び２４はいわゆる逆並列ダイオードとして働く。

次に、直列モードから並列モードへの切替が説明される。直列モードから並列モードへの切替が指令される時、コントローラ９は直列トランジスタ２１をPWMスイッチングする。直列トランジスタ２１がオンされる時、バッテリ１A及び１Bは倍電圧を出力する。直列トランジスタ２１がオフされる時、バッテリ１A及び１Bは標準電圧を出力する。直列トランジスタ２１のPWMデユーティ比は切替期間（Tt）において１から徐々に０に低減される。これにより、インバータ３に印加される電源電圧Vdは徐々に半分となる。

上記された切替期間（Tt)において、直列トランジスタ２１及び平滑キャパシタ７の損失は増加される。しかし、切替期間（Tt)はたとえば１００msecといった短期間であるため、この損失増加は許容されることができる。言い換えれば、直列トランジスタ２１のスイッチング周波数は、直列トランジスタ２１及び平滑キャパシタ７の許容温度により制限される。

次に、このトラクションモータ装置の回生制動モードが図３７及び図３９を参照して説明される。図３９は、図３７に示されるトラクションモータ装置の回生制動モードを示す。インバータ３からバッテリ１A及び１Bへ流れる発電電流は逆並列ダイオード２２を通じて流れる。したがって、インバータ３はほぼ倍電圧値４００Vを発電する必要がある。

次に、コントローラ９はステータコイル４の起電力を昇圧させる。同期モータにおいて位相制御が実行され、誘導モータにおいて滑り制御が実行される。次に、インバータ３の発電電流が要求値未満かどうかを判定する。発電電流が要求値未満であれば、下アームスイッチ３４-３６が所定のキャリヤ周波数でスイッチングされる。下アームスイッチ３４-３６がオンされる時、ステータコイル４の相コイル４U、４V、及び４Wの起電力は相電流IU、IV、及びIWを増加させる。

図３９は、相電流IUがインバータ３からステータコイル４へ流れ、相電流IV及びIWがステータコイル４からインバータ３へ流れる位相領域を示す。下アームスイッチ３４-３６がオフされる時、回生電流はスイッチ３４、３２、及び３３の各逆並列ダイオード及び逆並列ダイオード２２を通じてバッテリ１A及び１Bを充電する。並列ダイオード２３及び２４はこの回生電流を阻止する。

下アームスイッチ３４-３６又は上アームスイッチ３１-３３のどちらかをPWMスイッチングすることにより、インバータ３を昇圧チョッパとして運転する技術は既に知られている。けれども、インバータ３が昇圧チョッパとして運転される回生制動期間において接続切替回路の直列トランジスタ２１をオフすることにより、逆並列ダイオード２２を通じてバッテリ１A及び１Bを効率よく直列充電することはまだ知られていない。

この実施例の回生制動モードによれば、バッテリ１A及び１Bが自動的に直列接続されるため、回生電流を増加することなく、強力な回生制動を実現することができる。さらに、回生制動においてバッテリ１A及び１Bが並列充電されないため、バッテリ１A及び１Bの充電状態（SOC）のばらつきが低減される。回生制動期間の短時間の故にインバータ３及びトラクションモータに生じる損失増加は許容される。

接続切替回路２０はバッテリ故障に有効である。バッテリ１A及び１Bのどちらかが故障した時、コントローラ９は直列トランジスタ２１をオフする。これにより、バッテリ１A及び１Bのうち正常な方が電源電圧Vd（＝２００V）を出力することができる。

第９実施例
第９実施例が図４０を参照して説明される。この実施例は第８実施例と同様の接続切替回路を採用する。図４０はこの実施例の接続切替回路２５を示す配線図である。接続切替回路２５は、３つの直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C)、３つの逆並列ダイオード（２２A、２２B、２２C)、３つのローサイド並列ダイオード（２３A、２３B、２３C)、及び３つのハイサイド並列ダイオード（２４A、２４B、２４C）からなる。４つのバッテリ（１A、１B、１C、及び１D）の各定格電圧は１５０Vである。直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C)及び並列ダイオード（２３A、２３B、２３C、２４A、２４B、２４C)はインバータ３のモータ駆動モードにおいて使用され、ダイオード（２２A、２２B、２２C)は回生制動モードにおいて使用される。

直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C)はそれぞれ、第８実施例の直列トランジスタ２１と本質的に同じ機能をもつ。逆並列ダイオード（２２A、２２B、２２C)はそれぞれ、第８実施例の逆並列ダイオード２２と本質的に同じ機能をもつ。ローサイド並列ダイオード（２３A、２３B、２３C)はそれぞれ、第８実施例のローサイド並列ダイオード２３と本質的に同じ機能をもつ。ハイサイド並列ダイオード（２４A、２４B、２４C）はそれぞれ、ハイサイド並列ダイオード２４と同じ機能をもつ。

３つの直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C)を制御するコントローラ９は、低電圧モード、中電圧モード、及び高電圧モードを実行する。低電圧モードは、第８実施例の並列モードと本質的に等しい。高電圧モードは第８実施例の直列モードと本質的に等しい。

低速領域で採用される低電圧モードが説明される。この低電圧モードによれば、直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C)はオフされる。これにより、４つのバッテリ（１A、１B、１C、及び１D）は並列接続され、電源電圧Vdは１５０Vとなる。ローサイド並列ダイオード２３Aは直列接続された２つのダイオードからなる。ハイサイド並列ダイオード２４Cは直列接続された２つのダイオードからなる。したがって、４つのバッテリ（１A、１B、１C、及び１D）の放電電流はほぼ等しくなる。

中速領域で採用される中電圧モードが説明される。この中電圧モードによれば、直列トランジスタ２１A及び２１Cはオンされ、直列トランジスタ２１Bはオフされる。これにより、直列接続されたバッテリ（１A、１B）からなる１つのバッテリペアは、直列接続されたバッテリ（１C、１D）からなるもう１つのバッテリペアと並列接続される。したがって、電源電圧Vdは３００Vとなる。

高速領域で採用される高電圧モードが説明される。この高電圧モードによれば、直列トランジスタ２１A、２１B、及び２１Cはオンされる。これにより、４つのバッテリ（１A-１D）は直列接続され、電源電圧Vdは６００Vとなる。

回生制動モードにおいて、回生電流は逆並列ダイオード（２２A、２２B、２２C)を通じてバッテリ（１A、１B、１C、１D）を充電する。したがって、インバータ３の発電電流を増加することなく、回生制動力を増加することができる。

コントローラ９により実行される接続切替回路２５の制御が図４１を参照して説明される。まず、入力信号に基づいて低電圧モード、中電圧モード、高電圧モード、及び回生制動モードの１つが選択される（S１００）。次に、低電圧モード、中電圧モード、高電圧モードのいずれか１つが選択された時、直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C）のスイッチングにより電源電圧Vdが徐々に変更された後、直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C）の制御によりモードが選択される（S１０２）。次に、回生制動モードが選択された時、直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C）の全てがオンされる。その後、もし必要であれば、バッテリを充電するためにインバータ３の下アームスイッチ３４-３６がPWMスイッチングされる（S１０４)。次に、バッテリ（１A、１B、１C、１D）の故障状況が判定された後、低電圧モード及び中電圧モードのいずれかが選択される（S１０６）。

次に、変形態様が図４２を参照して説明される。図４２は、並列接続された２つの電源回路１０１及び１０２を示す。電源回路１０１及び１０２はそれぞれ、図４０に示される電源回路と同じである。接続切替回路２５Aをもつ電源回路１０１は４つのバッテリ（１A、１B、１C、１D)をもつ。接続切替回路２５Bをもつ電源回路１０２は４つのバッテリ（１E、１F、１G、１H)をもつ。コントローラ９は２つの接続切替回路２５A及び２５Bを独立に制御する。これにより、８個のバッテリの任意の１つが不良となる時、６個のバッテリが中電圧モードを実行でき、さらに、７個のバッテリが低電圧モードを実行することができる。電源回路の合成抵抗値は低減される。複数のバッテリが不良となる時、残りのバッテリは低電圧モードを実行することができる。

接続切替回路２５は多くの半導体素子を必要とする。しかし、各半導体素子の電流は比較的小さい。３つの直列トランジスタ２１が直列接続される高電圧モードの電力損失は増加される。このため、休止レグ式空間ベクトルPWMによりインバータ３を駆動することにより、接続切替回路２５の電力損失が低減される。接続切替回路２５は、第８実施例の接続切替回路２０と本質的に同じ効果を奏することができる。たとえば、モードの切替において、直列トランジスタのPWMスイッチングにより、電源電圧を徐々に変更することも可能である。たとえば、バッテリの等価抵抗は、中電圧モードとくらべて低電圧モードにおいて１/２となる。さらに、バッテリの等価抵抗は、高電圧モードとくらべて低電圧モードにおいて１/４となる。さらに、接続切替回路２５はバッテリ故障に有効である。たとえば、４つのバッテリ１A-１Dの任意の１つが故障した時、コントローラ９は低電圧モード及び中電圧モードを実行することができる。

結局、コントローラ９は、接続切替回路に２つの機能を与える。その第１は、インバータ３に印加する電源電圧をモータの運転条件に応じて変更する電源電圧調整機能である。その第２は、複数のバッテリの一部が不良である時、この不良バッテリを他のバッテリから分離するバッテリ保護機能である。さらに、電源回路の合成抵抗値及び電力損失は低電圧モード及び中電圧モードにおいて低減される。

第１０実施例
第１０実施例が図４３を参照して説明される。図４３は、図３７に示されるバッテリ１Bの代わりに燃料電池１Xを採用する。さらに、図４３に示される接続切替回路２０Aは、直列ダイオード２１X及び並列トランジスタ２３Xを採用する。言い換えれば、図４３に示される電源回路は、回生充電機能をもたない燃料電池１Xと、回生充電機能をもつバッテリ１Aとを使用する。接続切替回路２０Aを制御するコントローラ９は、低電圧モード及び高電圧モード、及び回生制動モードをもつ。

低電圧モードが説明される。低電圧モードによれば、直列トランジスタ２１はオフされる。これにより、並列ダイオード２３及び２４を通じて並列に接続されたバッテリ１A及び燃料電池１Xはインバータ３に低電圧を印加する。回生制動モードにおいて、直列トランジスタ２１はオフされた後、並列トランジスタ２３Xがオンされる。バッテリ１Aだけが充電される。直列ダイオード２１Xは燃料電池１Xの充電を阻止する。回生制動モードにおいて、バッテリ１Aは燃料電池１Xの発電電流により充電されることができる。

次に、高電圧モードが説明される。高電圧モードによれば、並列トランジスタ２３Xがオフされた後、直列トランジスタ２１はオンされる。これにより、直列に接続されたバッテリ１A及び燃料電池１Xはインバータ３に倍電圧を印加する。直列トランジスタ２１及び並列トランジスタ２３Xのスイッチングにより、低電圧モードと高電圧モードとの間の切替期間においてインバータ３の電源電圧Vdを徐々に変更することができる。燃料電池１X又はバッテリ１Aのどちらかが不良となる時、直列トランジスタ２１がオフされ、低電圧モードが採用される。

上記実施例において、インバータは１つの３相コイルに接続される１つの３相インバータからなる。しかし、１つのモータのステータコイルは２つの３相インバータに接続されることができる。たとえば、１つのダブルエンデッド３相コイルは２つの３相インバータに接続される。たとえば、２つの３相インバータはモータの６相コイルに接続されることができる。これら２つの３相インバータは休止レグ式空間ベクトルPWMにより駆動されることができる。

上記説明された休止レグ式空間ベクトルPWMをインバータに指令するプログラムをもつモータコントローラは本発明の技術範囲に属する。この休止レグ式空間ベクトルPWMは、鉄道、船舶、航空機、エレベータ、及び工作機械のような種々の可変速モータに採用されることができる。さらに、それはリニアモータに採用されることができる。

要求されたモータ性能又はバッテリ状態に基づいて従来のPWM法及び上記休止レグ式空間ベクトルPWMのどちらかを選択することができる。たとえば、バッテリが冷たい時、従来の空間ベクトルPWMを採用し、バッテリ温度が暖かい時、休止レグ式空間ベクトルPWMを採用することができる。たとえば、従来の空間ベクトルPWMは、休止レグ式空間ベクトルPWMと比べて高速領域及び/又は高トルク領域において採用される。たとえば、主ベクトルを使用しない休止レグ式空間ベクトルPWMは、主ベクトルを使用する休止レグ式空間ベクトルPWMと比べて高速領域において採用される。

Claims

第１直流電源に接続される３つ又は６つのレグをもつ３相のインバータ、前記インバータに接続されるステータコイルをもつ交流モータ、及び前記インバータをパルス幅変調法により駆動するコントローラを備え、前記レグはそれぞれ、直列接続された上アームスイッチ及び下アームスイッチを有する可変速モータ装置において、
前記ステータコイルから流入するフリーホィーリング電流を整流するための整流器と、前記整流器から低電圧バッテリに印加される整流電圧を遮断するための充電スイッチとを有し、
前記コントローラは、前記フリーホィーリング電流が前記インバータを通じて流れる期間を意味する前記インバータのフリーホィーリング期間内において前記充電スイッチをオンし、
前記コントローラは、前記直列接続された上アームスイッチ及び下アームスイッチの両方を前記充電スイッチのオン後にオフすることにより前記インバータの前記フリーホィーリング期間を終了し、かつ、前記フリーホィーリング期間の再開後に前記充電スイッチをオフすることを特徴とする可変速モータ装置。