WO2019142316A1 - 可変速モータ装置及びそのコントローラ - Google Patents

可変速モータ装置及びそのコントローラ Download PDF

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WO2019142316A1
WO2019142316A1 PCT/JP2018/001582 JP2018001582W WO2019142316A1 WO 2019142316 A1 WO2019142316 A1 WO 2019142316A1 JP 2018001582 W JP2018001582 W JP 2018001582W WO 2019142316 A1 WO2019142316 A1 WO 2019142316A1
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leg
inverter
variable speed
battery
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PCT/JP2018/001582
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English (en)
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Inventor
田中　正一
Original Assignee
田中　正一
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a variable speed motor device and its controller, and more particularly to a variable speed motor device and its controller capable of reducing power loss.
  • a conventional traction motor device employs a three-phase motor driven by a three-phase inverter.
  • a pulse width modulated (PWM) inverter applies a three phase sinusoidal voltage to the stator coil.
  • PWM pulse width modulated
  • This PWM includes triangular wave PWM and space vector PWM (SVPWM).
  • FIG. 1 is a vector diagram showing conventional SVPWM.
  • the SVPWM uses at least one of six voltage vectors (100-101) and two zero vectors (000, 111).
  • the operating region of the motor consists of six phase regions (11-16) divided by six voltage vectors (100-101).
  • An arbitrary voltage vector in one phase region is formed by a composite vector (vector sum) of two voltage vectors sandwiching the phase region.
  • the length of an arbitrary voltage vector corresponds to the length of the current supply period in one PWM cycle.
  • the two zero vectors (000, 111) each correspond to a freewheeling period.
  • FIG. 2 shows two current supply periods (TS1 and TS2) arranged in one PWM period TC.
  • the current supply periods (TS1 and TS2) are spaced apart from one another.
  • the two current supply periods (TS1 and TS2) are respectively sandwiched by free wheel periods TF.
  • the current supply period TS1 corresponds to the voltage vector 100
  • the current supply period TS2 corresponds to the voltage vector 110.
  • the freewheel period TF the length of which corresponds to the length of the zero vector
  • the DC power supply 5 supplies no current to the inverter, and freewheeling current circulates between the stator coil of the motor and the inverter.
  • FIG. 3 shows a triangular wave carrier signal St used in conventional triangular wave PWM.
  • Carrier signal St is compared with phase voltage signals V1X, V2X and V3X.
  • FIG. 4 shows the states of six switches 31 to 36 of the three-phase inverter determined by the comparison result.
  • one PWM cycle TC has a freewheel period TF and current supply periods (TS1 and TS2).
  • the freewheel period TF corresponds to the zero vector of SVPWM
  • the current supply periods (TS1 and TS2) correspond to the voltage vector of SVPWM.
  • Patent application 1 from the applicant discloses a four-leg inverter connected to a series three-phase winding.
  • This operation mode is called a three-phase mode.
  • this four-leg inverter can perform single phase mode. According to this single phase mode, two legs across the four-leg inverter output phase voltages equal to one another. The remaining two legs are paused. Thus, a single phase voltage is applied to the three phase coils of the series three phase winding. As a result, the number of turns and the number of poles of the stator coil are tripled respectively.
  • the three phase induction motor is driven as a single phase induction motor.
  • electric vehicles and hybrid vehicles require a DCDC converter that supplies power from a high voltage battery to a low voltage battery for driving an electric device.
  • high voltage batteries have about 300 volts and low voltage batteries typically have 14.4 volts.
  • this DCDC converter has a single phase inverter, a transformer and a rectifier. Power loss and weight reduction are extremely important in motor devices of electric vehicles and hybrid vehicles. The reduced losses of the battery, inverter, motor and DCDC converter reduce the weight of the cooling system. Reducing battery loss prolongs battery life.
  • connection switching circuit has been proposed in which two batteries are connected in parallel in a low speed region, and two batteries are connected in series in a high speed region.
  • this connection switching circuit increases the loss of the variable speed motor device due to the increase of the equivalent resistance of the power supply circuit.
  • One object of the present invention is to provide a variable speed motor device and its controller capable of reducing power loss.
  • a three-phase inverter driven by the PWM method has one resting leg or three resting legs.
  • the sleep leg shuts off the supply current supplied by the high voltage battery.
  • the upper arm switch and the lower arm switch of the resting leg are shut off.
  • the resting leg allows freewheeling current circulation.
  • At least two output terminals of the inverter are connected to the low voltage battery through a rectifier and a charge switch.
  • the freewheeling current of the inverter sets a charging period for charging the low voltage battery.
  • the inverter is driven by a pulse width modulation method referred to as dead leg space vector PWM.
  • the required voltage vector is formed by a composite vector of two voltage vectors adjacent to each other. These two voltage vectors are selected from six subvectors (10D, 1D0, D10, 01D, 0D1, and D01), each including one resting leg (D).
  • the inverter is driven by another dead leg space vector PWM.
  • the required voltage vector is formed by a composite vector of one major vector and one minor vector adjacent to each other.
  • the major vector is selected from six major vectors (100, 110, 010, 011, 001 and 101), and the minor vector is selected from six minor vectors (10D, 1D0, D10, 01D, 0D1 and D01) Be done.
  • the subvector includes one resting leg (D). With these dead-leg space vector PWM, loss reduction and battery life extension can be realized.
  • the present invention can be realized in the form of a motor controller in the form of a program for executing this dead leg space vector PWM.
  • the plurality of batteries apply the power supply voltage to the inverter through the connection switching circuit.
  • the connection switching circuit comprises at least one series transistor, at least one anti-parallel diode, and at least two parallel diodes.
  • the series transistor applies a high power supply voltage to the inverter.
  • the parallel diodes apply a low supply voltage to the inverter.
  • the antiparallel diode charges the battery with the regenerative current of the inverter.
  • the connection switching circuit has a power supply voltage changing function, a power supply resistance changing function, and a defective battery separation function.
  • FIG. 1 is a vector diagram showing a conventional space vector pulse width modulation method.
  • FIG. 2 is a timing chart showing one PWM cycle in FIG.
  • FIG. 3 is a timing chart showing the carrier signal of the conventional triangular wave PWM.
  • FIG. 4 is a timing chart showing the state of three-phase voltage in the triangular wave PWM shown in FIG.
  • FIG. 5 is a wiring diagram showing an example of the variable speed motor device of the present invention.
  • FIG. 6 is a schematic wiring diagram showing a freewheeling period in the first embodiment.
  • FIG. 7 is a schematic wiring diagram showing the start of the charging period in the first embodiment.
  • FIG. 8 is a schematic wiring diagram showing a charging period in the first embodiment.
  • FIG. 9 is a schematic wiring diagram showing the end of the charging period in the first embodiment.
  • FIG. 10 is a schematic wiring diagram showing a freewheeling period in the second embodiment.
  • FIG. 11 is a schematic wiring diagram showing the start of the charging period in the second embodiment.
  • FIG. 12 is a schematic wiring diagram showing a charging period in the second embodiment.
  • FIG. 13 is a schematic wiring diagram showing the end of the charging period in the second embodiment.
  • FIG. 14 is a schematic wiring diagram showing the transition from the free wheel period to the charging period in the third embodiment.
  • FIG. 15 is a schematic wiring diagram showing the transition from the charge period to the freewheel period in the third embodiment.
  • FIG. 16 is a schematic wiring diagram showing the transition from the free wheel period to the charging period in the fourth embodiment.
  • FIG. 17 is a schematic wiring diagram showing transition from the charge period to the freewheel period in the fourth embodiment.
  • FIG. 18 is a vector diagram showing six subvectors in the dead leg space vector PWM of the fifth embodiment.
  • FIG. 19 is a timing chart showing one PWM cycle in FIG.
  • FIG. 20 is a schematic wiring diagram showing a first current supply period in the first phase region.
  • FIG. 21 is a schematic wiring diagram showing a second current supply period in the first phase region.
  • FIG. 22 is a schematic wiring diagram showing a first current supply period in the second phase region.
  • FIG. 23 is a schematic wiring diagram showing a second current supply period in the second phase region.
  • FIG. 24 is a schematic wiring diagram showing a first current supply period in the third phase region.
  • FIG. 25 is a schematic wiring diagram showing a second current supply period in the third phase region.
  • FIG. 20 is a schematic wiring diagram showing a first current supply period in the first phase region.
  • FIG. 21 is a schematic wiring diagram showing a second current supply period in the first phase region.
  • FIG. 22 is a schematic wiring diagram showing a first current supply
  • FIG. 26 is a schematic wiring diagram showing the first current supply period in the fourth phase region.
  • FIG. 27 is a schematic wiring diagram showing a second current supply period in the fourth phase region.
  • FIG. 28 is a schematic wiring diagram showing the first current supply period in the fifth phase region.
  • FIG. 29 is a schematic wiring diagram showing a second current supply period in the fifth phase region.
  • FIG. 30 is a schematic wiring diagram showing the first current supply period in the sixth phase region.
  • FIG. 31 is a schematic wiring diagram showing a second current supply period in the sixth phase region.
  • FIG. 32 is a vector diagram showing six subvectors and six major vectors in the dead leg space vector PWM adopted by the sixth embodiment.
  • FIG. 33 is a timing chart showing one PWM cycle in FIG. FIG.
  • FIG. 34 is a diagram showing the state of vectors in each phase region of FIG.
  • FIG. 35 is a diagram showing the state of vectors in each phase region of FIG.
  • FIG. 36 is a vector diagram for explaining the effect of the dead leg space vector PWM according to the sixth embodiment.
  • FIG. 37 is a wiring diagram showing a connection switching circuit of the eighth embodiment.
  • FIG. 38 is a timing chart showing a transition period in which the connection state of the battery is changed.
  • FIG. 39 is a schematic wiring diagram showing a regenerative braking mode.
  • FIG. 40 is a wiring diagram showing a connection switching circuit of the ninth embodiment.
  • FIG. 41 is a flowchart showing control of the connection switching circuit.
  • FIG. 42 is a wiring diagram showing a modified power supply circuit.
  • FIG. 43 is a wiring diagram showing a tenth embodiment.
  • FIG. 5 is a wiring diagram showing the motor device of each embodiment.
  • the motor arrangement comprises a high voltage battery 1 and a low voltage battery 2.
  • the high voltage battery 1 supplies a power supply current I5 to the three-phase inverter 3, and the inverter 3 supplies a three-phase alternating current to the three-phase stator coil 4 of the traction motor.
  • the stator coil 4 comprises a U-phase coil 4U having a star connection, a V-phase coil 4V, and a W-phase coil 4W.
  • Other circuit configurations can also be adopted as the inverter 3 and the stator coil 4.
  • Inverter 3 includes U-phase leg 3U, V-phase leg 3V, and W-phase leg 3W.
  • the leg 3U comprises an upper arm switch 31 and a lower arm switch 34 connected in series.
  • the leg 3V comprises an upper arm switch 32 and a lower arm switch 35 connected in series.
  • the leg 3W comprises an upper arm switch 33 and a lower arm switch 36 connected in series. These switches 31 to 36 are formed of IGBTs having antiparallel diodes.
  • the output terminal of U-phase leg 3U is connected to terminal 41 of U-phase coil 4U.
  • the output terminal of the V-phase leg 3V is connected to the terminal 42 of the V-phase coil 4V.
  • the output terminal of the W-phase leg 3W is connected to the terminal 43 of the W-phase coil 4W.
  • the three terminals 41-43 of the stator coil 4 are individually connected to the three AC terminals of the three-phase diode bridge rectifier 5.
  • a pair of direct current terminals of the rectifier 5 are connected to a pair of terminals of the low voltage battery 2 through the charge switch 6.
  • the charge switch 6 is composed of a high side transistor 61 and a low side transistor 62 each of which is a MOS transistor.
  • the high side transistor 61 connects the positive electrode of the low voltage battery 2 to the high side DC terminal of the rectifier 5.
  • the low side transistor 62 connects the negative electrode of the low voltage battery 2 to the low side DC terminal of the rectifier 5.
  • a smoothing capacitor 7 is connected in parallel with the high voltage battery 1.
  • a smoothing capacitor 8 is connected in parallel with the low voltage battery 2. When the charge switch 6 is turned off, the low voltage battery 2 is electrically isolated from the rectifier 5.
  • the controller 9 controls the inverter 3 and the charge switch 6.
  • the inverter 3 applies three-phase voltages V 1, V 2 and V 3 modulated by pulse width modulation (PWM) to the stator coil 4.
  • PWM pulse width modulation
  • Space vector PWM or triangular wave PWM is employed as a pulse width modulation method.
  • the step-down DC-DC converter 10 comprises a rectifier 5 and a charge switch 6.
  • the rectifier 5 rectifies the three-phase voltage output from the inverter 3.
  • the inverter 3 to be PWM-controlled alternately has a current supply period TS and a freewheel period TF.
  • the charge switch 6 is turned on for a predetermined charge period TX in the freewheel period TF of the inverter 3. In the charging period TX, one leg of the inverter 3 becomes a resting leg.
  • the inactive leg used in this specification means the leg in which the power supply from the high voltage battery 1 to the stator coil 4 is cut off. Except for the so-called synchronous rectification period, the upper arm switch and the lower arm switch of the inactive leg are turned off.
  • the length of the charge period TX arranged in the freewheel period TF is adjusted according to the voltage of the low voltage battery 2.
  • the DCDC converter 10 can have a smoothing reactor for forming a low pass filter together with the smoothing capacitor 8. For example, high voltage battery 1 has about 300V and low voltage battery 2 has about 14.4V.
  • FIG. 6 shows the freewheeling period TF corresponding to the zero vector (000). This freewheel period TF is called a lower arm freewheel period.
  • the upper arm switch 31-33 of the inverter 3 is turned off and the lower arm switch 34-36 is turned on.
  • a freewheeling current circulates through the lower arm switches 34-36 and the stator coil 4.
  • three-phase voltage V 1 -V 3 of inverter 3 has the negative electrode potential of high voltage battery 1.
  • FIG. 7 shows the beginning of the charging period TX.
  • the lower arm switches 34 to 36 are turned off. This makes legs 3U, 3V, and 3W a resting leg.
  • the freewheeling current charges the low voltage battery 2 through the rectifier 5 and the charge switch 6.
  • FIG. 8 shows the charging period TX. Legs 3U, 3V, and 3W are dormant legs.
  • FIG. 9 shows the end of the charging period TX. After the lower arm switches 34-36 are turned on, the charge switch 6 is turned off. Since the on operation and the off operation of the charge switch 6 are performed with the charge current being zero, the switching loss of the charge switch 6 is zero.
  • the inverter 3 returns to the freewheel period TF, and the charging of the low voltage battery 2 ends.
  • FIG. 10 shows the freewheeling period TF corresponding to the zero vector (111). This freewheel period TF is called an upper arm freewheel period.
  • the lower arm switch 34-36 of the inverter 3 is turned off and the upper arm switch 31-33 is turned on. A freewheeling current circulates through the upper arm switches 31-33 and the stator coil 4. When the voltage drop of upper arm switch 31-33 is ignored, three-phase voltage V1-V3 of inverter 3 has the positive electrode potential of high voltage battery 1.
  • FIG. 11 shows the start of the charging period TX.
  • the upper arm switches 31-33 are turned off. This makes legs 3U, 3V, and 3W a resting leg.
  • the freewheeling current of the stator coil 4 charges the low voltage battery 2 through the rectifier 5 and the charge switch 6.
  • FIG. 12 shows the charging period TX. Legs 3U, 3V, and 3W are dormant legs.
  • FIG. 13 shows the end of the charging period TX. After the upper arm switch 31-33 is turned on, the charge switch 6 is turned off. The charge switch 6 is turned on and off with the charge current being zero. The switching loss of the charge switch 6 is zero.
  • the inverter 3 returns to the freewheel period TF, and the charging of the low voltage battery 2 ends.
  • the low voltage battery 2 is charged by the freewheeling current of the stator coil 4.
  • an excessive charging current flows to the low voltage battery 2 and the smoothing capacitor 8.
  • the average charging current is reduced by shortening the charging period TX.
  • reducing the freewheeling current flowing to the low voltage battery 2 is more effective. Embodiments capable of reducing the freewheeling current are described below.
  • FIG. 14 shows the transition from the lower arm freewheel period TF to the charge period TX corresponding to the zero vector (000).
  • the charge switch 6 is turned on, only the lower arm switch 35 of the leg 3V is turned off.
  • the freewheeling current flowing through the V-phase coil 4V serving as the inactive leg charges the low voltage battery 2 through the rectifier 5 and the charge switch 6.
  • the freewheeling current flowing through the W-phase coil 4 W circulates through the lower arm switches 34 and 36 of the inverter 3.
  • FIG. 15 shows the transition from the charging period TX to the freewheel period TF. After the lower arm switches 34-36 are turned on, the charge switch 6 is turned off.
  • FIG. 16 shows the transition from the upper arm freewheel period TF to the charge period TX corresponding to the zero vector (111). After the charge switch 6 is turned on, only the leg 3V upper arm switch 32 is turned off. As a result, only the freewheeling current flowing through the V-phase coil 4V charges the low voltage battery 2 through the rectifier 5 and the charge switch 6. The freewheeling current flowing through the W-phase coil 4 W circulates through the upper arm switches 31 and 33 of the inverter 3.
  • FIG. 17 shows the transition from the charging period TX to the freewheel period TF. After the upper arm switch 31-33 is turned on, the charge switch 6 is turned off.
  • the DCDC converter 10 described in each of the above embodiments can have a simple circuit configuration as compared with the step-down DCDC converter of the conventional electric vehicle or hybrid vehicle. In particular, it is important to be able to dispense with the weight, space, manufacturing costs, iron loss and copper loss of transformers used in conventional DCDC converters.
  • the rectifier 5 can consist of a so-called H-bridge single-phase bridge rectifier consisting of two diode legs.
  • this H-bridge can charge low voltage battery 2 using freewheeling current flowing through U-phase coil 4U and V-phase coil 4V.
  • the freewheeling current flowing through the W-phase coil 4 W circulates through the inverter 3. Thereby, the rectifier 5 becomes simple.
  • the inverter 3 is controlled by space vector PWM.
  • one of the three legs 3U, 3V, and 3W of the inverter 3 is always the inactive leg.
  • the space vector PWM in this embodiment, in which the inverter 3 always has one idle leg, is called idle leg space vector PWM.
  • the inactive leg means a leg not supplied with current from the high voltage battery 1.
  • the rest legs can circulate the freewheeling electricity supplied from the stator coil 4.
  • anti-parallel diodes individually connected to the IGBTs 31-36 realize this freewheeling current circulation.
  • FIG. 18 is a vector diagram showing the pause leg space vector PWM and the conventional space vector PWM.
  • the conventional space vector PWM has six major vectors (100, 110, 010, 011, 001 and 101) shown by broken lines and at least one zero vector.
  • the dead leg space vector PWM of this embodiment has six subvectors (10D, 1D0, D10, 01D, 0D1, and D01) shown by solid lines and two zero vectors (000 or 111). With at least one of
  • Each of the six subvectors includes one resting leg (D).
  • Six phase regions (AF) are partitioned by these six subvectors.
  • the voltage vector of phase region A consists of a composite vector formed by subvectors (10D and 1D0).
  • the voltage vector in phase region B consists of a composite vector formed by subvectors (1D0 and D10).
  • the voltage vector of phase region C consists of a composite vector formed by subvectors (D10 and 01D).
  • the voltage vector of the phase domain D consists of a composite vector formed by the subvectors (01D and 0D1).
  • the voltage vector in the phase domain E consists of a composite vector formed by the subvectors (0D1 and D01).
  • the voltage vector of phase region F consists of a composite vector formed by subvectors (D01 and 10D).
  • FIG. 19 shows one PWM cycle TC corresponding to a voltage vector in the phase area A.
  • the PWM period TC has two current supply periods TS1 and TS2.
  • the current supply period TS1 corresponds to the length of the voltage vector (10D)
  • the current supply period TS2 corresponds to the length of the voltage vector (1D0).
  • the two current supply periods (TS1 and TS2) are separated from one another, but can also be adjacent to one another. In other words, the arrangement of the current supply period and the free wheel period can be variously changed in order to reduce the switching loss of the inverter 3.
  • the current supply period TS1 is sandwiched between free wheel periods TF1 and TF4.
  • the current supply period TS2 is sandwiched between freewheel periods TF2 and TF3.
  • the charge period TX1 is sandwiched between freewheel periods TF1 and TF2.
  • the charge period TX2 is sandwiched between freewheel periods TF3 and TF4.
  • the three legs of the inverter 3 become inactive legs.
  • the freewheeling current of the stator coil 4 is supplied to the low voltage battery 2 through the rectifier 5 and the charge switch 6.
  • the three legs of the inverter 3 become inactive legs after the charging switch 6 is turned on.
  • the charge switch 6 is turned off after the three legs of the inverter 3 become freewheeling legs.
  • FIG. 20 shows the current supply period TS1 of the phase region A.
  • the upper arm switch 31 and the lower arm switch 35 are turned on, and the W-phase leg 3W becomes a pause leg.
  • the upper arm switch 33 of the idle leg 3W supplies the freewheeling current If.
  • FIG. 21 shows the current supply period TS2 of the phase region A.
  • the upper arm switch 31 and the lower arm switch 36 are turned on, and the V-phase leg 3V becomes a pause leg.
  • the resting leg 3V upper arm switch 32 supplies the freewheeling current If.
  • FIG. 22 shows the current supply period TS1 of the phase region B.
  • the upper arm switch 31 and the lower arm switch 36 are turned on, and the V-phase leg 3V becomes a pause leg.
  • the lower arm switch 35 of the idle leg 3V supplies the freewheeling current If.
  • FIG. 23 shows the current supply period TS2 of the phase region B.
  • the upper arm switch 32 and the lower arm switch 36 are turned on, and the U-phase leg 3U becomes a rest leg.
  • the lower arm switch 34 of the resting leg 3U supplies the freewheeling current If.
  • FIG. 24 shows the current supply period TS1 of the phase region C.
  • the upper arm switch 32 and the lower arm switch 36 are turned on, and the U-phase leg 3U becomes a rest leg.
  • the upper arm switch 31 of the resting leg 3U supplies the freewheeling current If.
  • FIG. 25 shows the current supply period TS2 of the phase region C.
  • the upper arm switch 32 and the lower arm switch 34 are turned on, and the W-phase leg 3W becomes a rest leg.
  • the upper arm switch 33 of the idle leg 3W supplies the freewheeling current If.
  • FIG. 26 shows the current supply period TS1 of the phase region D.
  • the upper arm switch 32 and the lower arm switch 34 are turned on, and the W-phase leg 3W becomes a rest leg.
  • the lower arm switch 36 of the resting leg 3W supplies the freewheeling current If.
  • FIG. 27 shows the current supply period TS2 of the phase region D.
  • the upper arm switch 33 and the lower arm switch 34 are turned on, and the V-phase leg 3V becomes a pause leg.
  • the lower arm switch 35 of the idle leg 3V supplies the freewheeling current If.
  • FIG. 28 shows the current supply period TS1 of the phase area E.
  • the upper arm switch 33 and the lower arm switch 34 are turned on, and the V-phase leg 3V becomes a pause leg.
  • the resting leg 3V upper arm switch 32 supplies the freewheeling current If.
  • FIG. 29 shows the current supply period TS2 of the phase region E.
  • the upper arm switch 33 and the lower arm switch 35 are turned on, and the U-phase leg 3U becomes a rest leg.
  • the upper arm switch 31 of the resting leg 3U supplies the freewheeling current If.
  • FIG. 30 shows the current supply period TS1 of the phase region F.
  • the upper arm switch 33 and the lower arm switch 35 are turned on, and the U-phase leg 3U becomes a rest leg.
  • the lower arm switch 34 of the resting leg 3U supplies the freewheeling current If.
  • FIG. 31 shows the current supply period TS2 of the phase region F.
  • the upper arm switch 31 and the lower arm switch 35 are turned on, and the W-phase leg 3W becomes a pause leg.
  • the lower arm switch 36 of the resting leg 3W supplies the freewheeling current If.
  • the legs of conventional inverters also have so-called dead times during very short transients when the states of the upper and lower arm switches change.
  • this dead time for inhibiting the short circuit current flowing through the upper arm switch and the lower arm switch of the same leg is a very short period, for example, 1 microsecond. This dead time is essentially different from the dead leg of the present invention.
  • the high voltage battery 1 supplies the power supply current I5 to the two phase coils, and the dead leg prohibits the supply of the power supply current I5 to the remaining one phase coil. Do.
  • the current supply periods TS1 and TS2 do not overlap each other.
  • the conventional space vector PWM shown in FIG. 1 is preferred.
  • lower arm switches 34-36 are turned off during freewheeling period TF of phase regions A, C and E. It is preferable that the upper arm switches 31-33 be turned off in the freewheel period TF of the phase regions B, D, and F.
  • the high voltage battery 1 supplies the first phase current and the second phase current in parallel.
  • the first phase current is supplied to the first phase coil
  • the second phase current is supplied to the second phase coil.
  • the power supply current I5 is the sum of two phase currents.
  • the first phase current supplied to the first phase coil and the second phase current supplied to the second phase coil are different from each other. It is supplied in the current supply period.
  • the DC power supply consisting of the high voltage battery 1 including the smoothing capacitor 7 has an equivalent resistance (r). It is assumed that the first phase current and the second phase current each have an amplitude (1). Therefore, power supply current I5 has amplitude (2) in the conventional space vector PWM. As a result, the resistance loss of the high voltage battery 1 is (4r).
  • the resistance loss of the high voltage battery 1 is (2r). After all, the resistive loss of the high voltage battery 1 is halved by the dead-leg space vector PWM as compared with the conventional space vector PWM.
  • U-phase current IU is (1)
  • V-phase current IV is (0.5).
  • the resistance loss of the high voltage battery 1 is (2.25 r).
  • the resistive loss of the high voltage battery 1 is (1.5r) according to the dead-leg space vector PWM.
  • the U-phase current IU is (1), and the V-phase current IV is (0.3).
  • the resistance loss of the high voltage battery 1 is (1.69r).
  • the resistance loss of the DC power supply 5 is (1.3r).
  • battery current I flowing in current supply period TS corresponding to main vector (100) is battery current I1 flowing in current supply period TS1 corresponding to sub vector (10 D) and current supply corresponding to sub vector (1 D0) It becomes the sum of the battery current I2 flowing in the period TS2. It is assumed that the current supply periods TS, TS1 and TS2 have equal lengths to one another.
  • the battery current I generates battery loss ((I1 + I2) ⁇ (I1 + I2) ⁇ r).
  • the battery current I1 generates battery loss ((I1) ⁇ (I1) ⁇ r).
  • the battery current I2 generates battery loss ((I2) ⁇ (I2) ⁇ r).
  • the dead-leg space vector PWM reduces battery loss (2 ⁇ (I1) ⁇ (I2) ⁇ r).
  • the dead-leg space vector PWM is effective for degraded batteries with high internal resistance.
  • Pause-leg space vector PWM has lower current supply capability compared to conventional space vector PWM.
  • the stator current is very small in most running periods of the electric vehicle.
  • the pause-leg space vector PWM of this embodiment has six major vectors (100, 110, 010, 011, 001, and 101), and six minor vectors (1D0, D10, 01D, 0D1, D01, and 10D). And at least one zero vector (000 or 111). Each of the six subvectors has one resting leg (D).
  • each phase region 11-16 corresponds to an electrical angle of 60 degrees.
  • the six subvectors further divide the six phase regions 11-16.
  • the subvector (1D0) divides the phase area 11 into subphase areas 11A and 11B.
  • the subvector (D10) divides the phase region 12 into subphase regions 12A and 12B.
  • the subvector (01D) divides the phase region 13 into subphase regions 13A and 13B.
  • Subvector (0D1) divides phase region 14 into subphase regions 14A and 14B.
  • the subvector (D01) divides the phase area 15 into subphase areas 15A and 15B.
  • the subvector (10D) divides the phase domain 16 into subphase domains 16A and 16B.
  • each subphase region has an electrical angle of 30 degrees.
  • the main vectors (100, 110, 010, 011, 001, and 101) and the subvectors (1D0, D10, 01D, 0D1, D01, and 10D) define the states of legs 3U, 3V, and 3W of the three-phase inverter 3. Show.
  • FIG. 33 is a timing chart showing an example state of the legs 3U, 3V, and 3W in the sub phase region 11A.
  • Two current supply periods TS1 and TS2 are arranged in one PWM cycle TC.
  • the length of the current supply period TS1 corresponds to the length of the main vector, and the current supply period TS2 corresponds to the length of the subvector.
  • the current supply period TS1 is sandwiched between freewheel periods TF4 and TF1.
  • the current supply period TS2 is sandwiched between free wheel periods TF2 and TF3.
  • the freewheeling periods TF1 to TF4 correspond to zero vectors, respectively.
  • the charge period TX1 is sandwiched between freewheel periods TF1 and TF2.
  • the charge period TX2 is sandwiched between freewheel periods TF3 and TF4.
  • the six switches 31-36 of the inverter 3 are turned off, and the legs 3U, 3V, and 3W become inactive legs. Therefore, in each sub phase region, an arbitrary voltage vector is a vector sum of one major vector and one minor vector.
  • FIGS. 34 and 35 show the state of inverter 3 in 12 sub phase regions (11A-16B).
  • FIG. 36 shows one voltage vector V1D0 on the subvector (1D0).
  • the voltage vector V1D0 is formed by the vector sum of the voltage vector V100 on the main vector (100) and the voltage vector V110 on the main vector (110). Therefore, the sum of the length of voltage vector V100 and the length of voltage vector V110 is longer than the length of voltage vector V1D0.
  • the current supply period (TS1 + TS2) corresponding to the voltage vector V1D0 is shorter than the sum of the current supply period TS1 corresponding to the voltage vector V100 and the current supply period TS2 corresponding to the voltage vector V110.
  • the sum of the two current supply periods TS1 and TS2 can be reduced compared to the conventional space vector PWM. This means that the power loss of high voltage battery 1, inverter 3 and stator coil 4 can be reduced.
  • the inverter of the air conditioning compressor drive motor installed in the electric vehicle is adopted as the three-phase inverter 3 instead of the above-mentioned inverter for traction motor drive.
  • This air conditioning inverter which is pulse width modulated, has a freewheel period TF.
  • the average value of the three interphase voltages of the inverter 3 is set to zero.
  • legs 3U-3V each have a 50% PWM duty ratio.
  • the freewheeling current of the inverter 3 of the air conditioning compressor drive motor has a suitable value for the charging current of the low voltage battery 2.
  • the traction motor device employs a connection switching circuit to switch the battery connection.
  • a connection switching circuit for a traction motor has been proposed which selects either series connection or parallel connection of two batteries.
  • the connection switching circuit of this embodiment has one series switch and two parallel switches.
  • series switches and parallel switches consist of relays or transistors.
  • the connection switching circuit connects two batteries in parallel in the low speed region, and employs series connection in the high speed region. Thereby, the effective speed range of the traction motor is expanded.
  • connection switching circuit In regenerative braking of the traction motor, the inverter needs to charge the battery through the connection switching circuit. Furthermore, the internal resistance of the connection switching circuit increases the power loss.
  • FIG. 37 is a wiring diagram showing the connection switching circuit 20 of this embodiment.
  • the connection switching circuit 20 includes a series transistor 21, an antiparallel diode 22, a low side parallel diode 23, and a high side parallel diode 24.
  • the rated voltage of the batteries 1A and 1B is 200V.
  • the series transistor 21 and the diodes 23 and 24 are used in the motor drive mode of the inverter 3 and the diode 22 is used in the regenerative braking mode.
  • the emitter electrode of the series transistor 21 made of IGBT and the anode electrode of the diode 22 are connected to the negative electrode of the battery 1A, and the collector electrode of the transistor 21 and the cathode electrode of the diode 22 are connected to the positive electrode of the battery 1B.
  • the anode electrode of the diode 23 is connected to the negative electrode of the battery 1B, and the cathode electrode is connected to the negative electrode of the battery 1A.
  • the anode electrode of the diode 24 is connected to the positive electrode of the battery 1A, and the cathode electrode is connected to the positive electrode of the battery 1B.
  • the positive terminal of the battery 1A is connected to the high side DC terminal of the inverter 3, and the negative terminal of the battery 1B is connected to the low side DC terminal of the inverter 3.
  • the smoothing capacitor 7 is connected in parallel to the inverter 3.
  • the connection switching circuit 20 has a parallel mode and a serial mode.
  • the parallel mode is described.
  • the series transistor 21 is turned off in parallel mode.
  • the two batteries 1A and 1B are connected in parallel through the two parallel diodes 23 and 24.
  • the power supply voltage Vd applied to the inverter 3 becomes the standard voltage 200V.
  • the voltages of the batteries 1A and 1B are usually different from each other.
  • the parallel diodes 23 and 24 block the short circuit current between the two batteries 1A and 1B in parallel mode.
  • the voltages of batteries 1A and 1B become equal in the parallel mode, as the battery with the higher voltage discharges first.
  • the serial mode is described.
  • the series transistor 21 is turned on.
  • the two batteries 1A and 1B are connected in series through the series transistor 21, and the power supply voltage Vd becomes a doubled voltage 400V.
  • the controller 9 executes the above-described pause-leg space vector PWM in serial mode and parallel mode. Thereby, the resistance loss of the connection switching circuit 20 is significantly reduced. Furthermore, according to the parallel mode, since the combined resistance value of batteries 1A and 1B is reduced, battery loss is reduced.
  • FIG. 38 is a timing chart showing the PWM duty ratio of the series transistor 21.
  • a transient switching period (Tt) is arranged between the serial mode period (Ts) and the parallel mode period (Tp).
  • the controller 9 performs PWM switching on the series transistor 21.
  • the series transistor 21 When the series transistor 21 is turned on, the batteries 1A and 1B output a voltage doubled.
  • the series transistor 21 is turned off, the batteries 1A and 1B output a standard pressure.
  • the PWM duty ratio of the series transistor 21 is gradually increased from 0 to 1 in the switching period (Tt). As a result, the power supply voltage Vd applied to the inverter 3 gradually rises from the standard voltage value and reaches a voltage doubled.
  • the wiring inductance value 25 between the series transistor 21 and the smoothing capacitor 7 suppresses the charging current of the smoothing capacitor 7.
  • the freewheeling current generated by the wiring inductance 25 charges the smoothing capacitor 7 through the parallel diodes 23 and 24.
  • parallel diodes 23 and 24 act as so-called anti-parallel diodes.
  • the controller 9 performs PWM switching on the serial transistor 21.
  • the series transistor 21 When the series transistor 21 is turned on, the batteries 1A and 1B output a voltage doubled.
  • the series transistor 21 is turned off, the batteries 1A and 1B output a standard voltage.
  • the PWM duty ratio of the series transistor 21 is gradually reduced from 1 to 0 in the switching period (Tt). As a result, the power supply voltage Vd applied to the inverter 3 is gradually halved.
  • the switching period (Tt) described above the losses of the series transistor 21 and the smoothing capacitor 7 are increased.
  • the switching period (Tt) is a short period such as 100 msec, this loss increase can be tolerated.
  • the switching frequency of the series transistor 21 is limited by the allowable temperature of the series transistor 21 and the smoothing capacitor 7.
  • FIG. 39 shows a regenerative braking mode of the traction motor device shown in FIG.
  • the controller 9 boosts the electromotive force of the stator coil 4. Phase control is performed on the synchronous motor, and slip control is performed on the induction motor. Next, it is determined whether the generated current of the inverter 3 is less than the required value. If the generated current is less than the required value, the lower arm switches 34-36 are switched at a predetermined carrier frequency. When the lower arm switch 34-36 is turned on, the electromotive force of the phase coils 4U, 4V and 4W of the stator coil 4 increases the phase currents IU, IV and IW.
  • FIG. 39 shows a phase region in which phase current IU flows from inverter 3 to stator coil 4 and phase currents IV and IW flow from stator coil 4 to inverter 3.
  • the regenerative current charges the batteries 1A and 1B through the antiparallel and antiparallel diodes 22 of the switches 34, 32 and 33, respectively.
  • Parallel diodes 23 and 24 block this regenerative current.
  • the inverter 3 is operated as a step-up chopper by PWM switching either the lower arm switch 34-36 or the upper arm switch 31-33.
  • PWM pulse width modulator
  • the batteries 1A and 1B are automatically connected in series, strong regenerative braking can be realized without increasing the regenerative current. Furthermore, since batteries 1A and 1B are not charged in parallel in regenerative braking, variations in the state of charge (SOC) of batteries 1A and 1B are reduced. The increased losses that occur in the inverter 3 and the traction motor due to the short duration of the regenerative braking period are tolerated.
  • SOC state of charge
  • connection switching circuit 20 is effective for battery failure.
  • the controller 9 turns off the series transistor 21.
  • Vd power supply voltage
  • FIG. 40 is a wiring diagram showing the connection switching circuit 25 of this embodiment.
  • the connection switching circuit 25 includes three series transistors (21A, 21B, 21C), three antiparallel diodes (22A, 22B, 22C), three low side parallel diodes (23A, 23B, 23C), and three high side parallel It consists of diodes (24A, 24B, 24C).
  • Each rated voltage of four batteries (1A, 1B, 1C, and 1D) is 150V.
  • Series transistors (21A, 21B, 21C) and parallel diodes (23A, 23B, 23C, 24A, 24B, 24C) are used in the motor drive mode of inverter 3, and diodes (22A, 22B, 22C) are used in the regenerative braking mode Be done.
  • the series transistors (21A, 21B, 21C) each have essentially the same function as the series transistor 21 of the eighth embodiment.
  • the antiparallel diodes (22A, 22B, 22C) respectively have substantially the same function as the antiparallel diode 22 of the eighth embodiment.
  • the low side parallel diodes (23A, 23B, 23C) each have essentially the same function as the low side parallel diode 23 of the eighth embodiment.
  • the high side parallel diodes (24A, 24B, 24C) have the same function as the high side parallel diodes 24, respectively.
  • the controller 9 controlling the three series transistors (21A, 21B, 21C) implements a low voltage mode, a medium voltage mode and a high voltage mode.
  • the low voltage mode is essentially the same as the parallel mode of the eighth embodiment.
  • the high voltage mode is essentially equivalent to the series mode of the eighth embodiment.
  • the low voltage mode employed in the low speed region is described. According to this low voltage mode, the series transistors (21A, 21B, 21C) are turned off. Thus, the four batteries (1A, 1B, 1C, and 1D) are connected in parallel, and the power supply voltage Vd becomes 150V.
  • the low side parallel diode 23A comprises two diodes connected in series.
  • the high side parallel diode 24C consists of two diodes connected in series. Therefore, the discharge currents of the four batteries (1A, 1B, 1C, and 1D) are approximately equal.
  • the medium voltage mode employed in the medium speed region is described. According to this medium voltage mode, the series transistors 21A and 21C are turned on and the series transistor 21B is turned off. Thus, one battery pair consisting of serially connected batteries (1A, 1B) is connected in parallel with another battery pair consisting of serially connected batteries (1C, 1D). Therefore, the power supply voltage Vd is 300V.
  • the high voltage mode employed in the high speed region is described. According to this high voltage mode, series transistors 21A, 21B and 21C are turned on. As a result, the four batteries (1A-1D) are connected in series, and the power supply voltage Vd becomes 600V.
  • the regenerative current charges the batteries (1A, 1B, 1C, 1D) through the anti-parallel diodes (22A, 22B, 22C). Therefore, the regenerative braking force can be increased without increasing the current generated by the inverter 3.
  • connection switching circuit 25 executed by the controller 9 will be described with reference to FIG.
  • one of the low voltage mode, the medium voltage mode, the high voltage mode, and the regenerative braking mode is selected based on the input signal (S100).
  • the power supply voltage Vd is gradually changed by the switching of the series transistors (21A, 21B, 21C).
  • a mode is selected by the control of 21A, 21B, 21C) (S102).
  • the regenerative braking mode is selected, all of the series transistors (21A, 21B, 21C) are turned on.
  • the lower arm switch 34-36 of the inverter 3 is PWM-switched to charge the battery (S104).
  • the failure status of the battery (1A, 1B, 1C, 1D) is determined, either the low voltage mode or the medium voltage mode is selected (S106).
  • FIG. 42 shows two power supply circuits 101 and 102 connected in parallel.
  • Each of power supply circuits 101 and 102 is the same as the power supply circuit shown in FIG.
  • the power supply circuit 101 having the connection switching circuit 25A has four batteries (1A, 1B, 1C, 1D).
  • the power supply circuit 102 having the connection switching circuit 25B has four batteries (1E, 1F, 1G, 1H).
  • the controller 9 independently controls the two connection switching circuits 25A and 25B. This allows six batteries to perform medium voltage mode and seven batteries to perform low voltage mode when any one of the eight batteries fail. The combined resistance of the power supply circuit is reduced. When multiple batteries fail, the remaining batteries can perform low voltage mode.
  • connection switching circuit 25 requires many semiconductor elements. However, the current of each semiconductor device is relatively small. Power dissipation in the high voltage mode in which three series transistors 21 are connected in series is increased. For this reason, the power loss of the connection switching circuit 25 is reduced by driving the inverter 3 with the idle leg space vector PWM.
  • the connection switching circuit 25 can exhibit essentially the same effect as the connection switching circuit 20 of the eighth embodiment. For example, in mode switching, it is also possible to gradually change the power supply voltage by PWM switching of series transistors. For example, the equivalent resistance of the battery is halved in the low voltage mode as compared to the medium voltage mode. Furthermore, the equivalent resistance of the battery is 1 ⁇ 4 in the low voltage mode as compared to the high voltage mode. Furthermore, the connection switching circuit 25 is effective for battery failure. For example, when any one of the four batteries 1A-1D fails, the controller 9 can execute the low voltage mode and the medium voltage mode.
  • the controller 9 gives the connection switching circuit two functions.
  • the first is a power supply voltage adjustment function of changing the power supply voltage applied to the inverter 3 in accordance with the operating condition of the motor.
  • the second is a battery protection function that isolates a defective battery from other batteries when some of the batteries are defective. Furthermore, the combined resistance and power losses of the power supply circuit are reduced in low voltage mode and in medium voltage mode.
  • connection switching circuit 20A shown in FIG. 43 employs a series diode 21X and a parallel transistor 23X.
  • the power supply circuit shown in FIG. 43 uses a fuel cell 1X not having a regenerative charging function and a battery 1A having a regenerative charging function.
  • the controller 9 that controls the connection switching circuit 20A has a low voltage mode, a high voltage mode, and a regenerative braking mode.
  • Low voltage mode is described.
  • the series transistor 21 is turned off.
  • the battery 1A and the fuel cell 1X connected in parallel through the parallel diodes 23 and 24 apply a low voltage to the inverter 3.
  • the parallel transistor 23X is turned on. Only battery 1A is charged.
  • the series diode 21X blocks charging of the fuel cell 1X.
  • the battery 1A can be charged by the current generated by the fuel cell 1X.
  • the high voltage mode is described.
  • the series transistor 21 is turned on after the parallel transistor 23X is turned off.
  • the battery 1A and the fuel cell 1X connected in series apply a doubled voltage to the inverter 3.
  • the power supply voltage Vd of the inverter 3 can be gradually changed in the switching period between the low voltage mode and the high voltage mode.
  • the series transistor 21 is turned off and the low voltage mode is adopted.
  • the inverter comprises one three-phase inverter connected to one three-phase coil.
  • the stator coils of one motor can be connected to two three-phase inverters.
  • one double-ended three-phase coil is connected to two three-phase inverters.
  • two three-phase inverters can be connected to a six-phase coil of the motor. These two three-phase inverters can be driven by the dead-leg space vector PWM.
  • a motor controller having a program for commanding the dead leg space vector PWM described above to an inverter is within the scope of the present invention.
  • This dead-leg space vector PWM can be employed in various variable speed motors such as railways, ships, aircraft, elevators, and machine tools. Furthermore, it can be employed in linear motors.
  • Either the conventional PWM method or the idle-leg space vector PWM can be selected based on the required motor performance or battery condition. For example, when the battery is cold, the conventional space vector PWM can be employed, and when the battery temperature is warm, the dead leg space vector PWM can be employed.
  • conventional space vector PWM is employed in the high speed region and / or high torque region as compared to dead leg space vector PWM.
  • a pause-leg space vector PWM that does not use a main vector is employed in a high speed region as compared to a pause-leg space vector PWM that uses a main vector.

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Abstract

電力損失及び重量の低減が可能な可変速モータ装置が提供される。PWMインバータは、第１直流電源から供給される電源電流を遮断可能な１つ又は３つの休止レグをもつ。ステータコイルのフリーホィーリング電流が整流器及び充電スイッチを通じて低電圧バッテリを充電する時、インバータは１つ又は３つの休止レグをもつ。１つの休止レグ式空間ベクトルPWMにおいて、それぞれ１つの休止レグを含む６個の副ベクトルが使用される。もう１つの休止レグ式空間ベクトルPWMにおいて、それぞれ１つの休止レグを含む６個の副ベクトルと、それぞれ休止レグをもたない６個の主ベクトルが使用される。複数のバッテリの接続は接続切替回路により切り替えられる。

Description

可変速モータ装置及びそのコントローラ
本発明は可変速モータ装置及びそのコントローラに関し、特に電力損失を低減可能な可変速モータ装置及びそのコントローラに関する。
一般に、従来のトラクションモータ装置は、３相インバータにより駆動される３相モータを採用する。パルス幅変調（PWM）されるインバータは３相正弦波電圧をステータコイルに印加する。このPWMは三角波PWM及び空間ベクトルPWM（SVPWM）を含む。
図１は従来のSVPWMを示すベクトル図である。SVPWMは６つの電圧ベクトル（１００-１０１）及び２つのゼロベクトル（０００、１１１）の少なくとも一つを用いる。モータの動作領域は、６つの電圧ベクトル（１００-１０１）により分割された６つの位相領域（１１-１６）からなる。一つの位相領域内の任意の電圧ベクトルは、この位相領域を挟む２つの電圧ベクトルの合成ベクトル（ベクトル和）により形成される。任意の電圧ベクトルの長さは１つのPWM周期内の電流供給期間の長さに相当する。２つのゼロベクトル（０００、１１１）はそれぞれ、フリーホィール期間に相当する。
図２は１つのPWM周期TC内に配置された２つの電流供給期間（TS１及びTS２）を示す。電流供給期間（TS１及びTS２）は互いに離れて配置されている。２つの電流供給期間（TS１及びTS２）はそれぞれ、フリーホィール期間TFにより挟まれている。図２において、電流供給期間TS１は電圧ベクトル１００に相当し、電流供給期間TS２は電圧ベクトル１１０に相当する。その長さがゼロベクトルの長さに相当するフリーホィール期間TFにおいて、直流電源５はインバータに電流を供給せず、フリーホィーリング電流がモータのステータコイルとインバータとの間を循環する。
図３は従来の三角波PWMにおいて使用される三角波キャリヤ信号Stを示す。キャリヤ信号Stは相電圧信号V１X、V２X、及びV３Xと比較される。図４はこの比較結果により決定される３相インバータの６個のスイッチ３１-３６の状態を示す。結局、１PWM周期TCは、フリーホィール期間TFと電流供給期間（TS１及びTS２）とをもつ。フリーホィール期間TFはSVPWMのゼロベクトルに相当し、電流供給期間（TS１及びTS２）はそれぞれSVPWMの電圧ベクトルに相当する。
本出願人により出願された特許文献１は、シリーズ３相巻線に接続される４レグインバータを開示する。４レグインバータの両端の２つのレグが互いに等しい相電圧を出力する時、ステータコイルとしてのシリーズ３相巻線はデルタ接続される。この動作モードは３相モードと呼ばれる。さらに、この４レグインバータは、単相モードを実行することができる。この単相モードによれば、４レグインバータの両端の２つのレグが互いに等しい相電圧を出力する。残りの２つのレグは休止される。したがって、単相電圧がシリーズ３相巻線の３つの相コイルに印加される。その結果、ステータコイルの巻数及び極数がそれぞれ３倍となる。この単相モードによれば、３相誘導モータは単相誘導モータとして駆動される。
一般に、電気自動車やハイブリッド車は高電圧バッテリから電気機器駆動用の低電圧バッテリへ電力を供給するDCDCコンバータを必要とする。たとえば、高電圧バッテリは約３００Vをもち、低電圧バッテリは一般に１４．４Vをもつ。従来技術において、このDCDCコンバータは単相インバータ、変圧器、及び整流器をもつ。電気自動車やハイブリッド車のモータ装置において、電力損失及び重量の低減は極めて重要である。バッテリ、インバータ、モータ、及びDCDCコンバータの損失低減は冷却装置の重量を低減する。バッテリ損失の低減はバッテリ寿命を延長する。
可変速モータの逆起電力は高速領域において上昇する。このため、低速領域において２つのバッテリを並列接続し、高速領域において２つのバッテリを直列接続する接続切替回路が提案されている。けれども、この接続切替回路は、電源回路の等価抵抗の増加故に可変速モータ装置の損失を増加させる。
WO/２０１７/０８１９００
本発明の一つの目的は電力損失の低減が可能な可変速モータ装置及びそのコントローラを提供することである。
本発明の１つの様相によれば、PWM法により駆動される３相インバータは、１つの休止レグ又は３つの休止レグをもつ。休止レグは高電圧バッテリから供給される電源電流を遮断する。一般に、休止レグの上アームスイッチ及び下アームスイッチは遮断される。しかし、休止レグはフリーホィーリング電流の循環は許可する。
１つの態様において、インバータの少なくとも２つの出力端子は整流器及び充電スイッチを通じて低電圧バッテリに接続される。インバータのフリーホィーリング電流により低電圧バッテリを充電するための充電期間が設定される。
もう１つの態様において、インバータは休止レグ式空間ベクトルPWMと呼ばれるパルス幅変調法により駆動される。この休止レグ式空間ベクトルPWMによれば、要求される電圧ベクトルは、互いに隣接する２つの電圧ベクトルの合成ベクトルにより形成される。これらの２つの電圧ベクトルは、それぞれ１つの休止レグ（D)を含む６個の副ベクトル（１０D、１D０、D１０、０１D、０D１、及びD０１）から選択される。
もう１つの態様において、インバータはもう１つの休止レグ式空間ベクトルPWMにより駆動される。この休止レグ式空間ベクトルPWMによれば、要求される電圧ベクトルは、互いに隣接する１つの主ベクトル及び１つの副ベクトルの合成ベクトルにより形成される。主ベクトルは６個の主ベクトル（１００、１１０、０１０、０１１、００１、及び１０１）から選択され、副ベクトルは６個の副ベクトル（１０D、１D０、D１０、０１D、０D１、及びD０１）から選択される。副ベクトルは１つの休止レグ（D)を含む。これらの休止レグ式空間ベクトルPWMによれば、損失低減及びバッテリ寿命延長を実現することができる。本発明は、この休止レグ式空間ベクトルPWMを実行するためのプログラムをモータコントローラの形式により実現されることができる。
本発明のもう１つの様相によれば、複数のバッテリは接続切替回路を通じてインバータに電源電圧を印加する。この接続切替回路は、少なくとも１つの直列トランジスタ、少なくとも１つの逆並列ダイオード、及び少なくとも２つの並列ダイオードからなる。直列トランジスタは高い電源電圧をインバータに印加する。並列ダイオードは低い電源電圧をインバータに印加する。逆並列ダイオードはインバータの回生電流でバッテリを充電する。この接続切替回路は、電源電圧変更機能、電源抵抗変更機能、及び不良バッテリ分離機能をもつ。
図１は従来の空間ベクトルパルス幅変調法を示すベクトル図である。 図２は図１における１つのPWM周期を示すタイミングチャートである。 図３は従来の三角波PWMのキャリヤ信号を示すタイミングチャートである。 図４は図３に示される三角波PWMにおける３相電圧の状態を示すタイミングチャートである。 図５は本発明の可変速モータ装置の一例を示す配線図である。 図６は第１実施例におけるフリーホィール期間を示す模式配線図である。 図７は第１実施例における充電期間の開始を示す模式配線図である。 図８は第１実施例における充電期間を示す模式配線図である。 図９は第１実施例における充電期間の終了を示す模式配線図である。 図１０は第２実施例におけるフリーホィール期間を示す模式配線図である。 図１１は第２実施例における充電期間の開始を示す模式配線図である。 図１２は第２実施例における充電期間を示す模式配線図である。 図１３は第２実施例における充電期間の終了を示す模式配線図である。 図１４は第３実施例におけるフリーホィール期間から充電期間への遷移を示す模式配線図である。 図１５は第３実施例における充電期間からフリーホィール期間への遷移を示す模式配線図である。 図１６は第４実施例におけるフリーホィール期間から充電期間への遷移を示す模式配線図である。 図１７は第４実施例における充電期間からフリーホィール期間への遷移を示す模式配線図である。 図１８は第５実施例の休止レグ式空間ベクトルPWMにおける６個の副ベクトルを示すベクトル図である。 図１９は図１８における１つのPWM周期を示すタイミングチャートである。 図２０は第１位相領域内の第１電流供給期間を示す模式配線図である。 図２１は第１位相領域内の第２電流供給期間を示す模式配線図である。 図２２は第２位相領域内の第１電流供給期間を示す模式配線図である。 図２３は第２位相領域内の第２電流供給期間を示す模式配線図である。 図２４は第３位相領域内の第１電流供給期間を示す模式配線図である。 図２５は第３位相領域内の第２電流供給期間を示す模式配線図である。 図２６は第４位相領域内の第１電流供給期間を示す模式配線図である。 図２７は第４位相領域内の第２電流供給期間を示す模式配線図である。 図２８は第５位相領域内の第１電流供給期間を示す模式配線図である。 図２９は第５位相領域内の第２電流供給期間を示す模式配線図である。 図３０は第６位相領域内の第１電流供給期間を示す模式配線図である。 図３１は第６位相領域内の第２電流供給期間を示す模式配線図である。 図３２は第６実施例により採用される休止レグ式空間ベクトルPWMにおける６個の副ベクトル及び６個の主ベクトルを示すベクトル図である。 図３３は図３２における１つのPWM周期を示すタイミングチャートである。 図３４は図３２の各位相領域におけるベクトルの状態示す図である。 図３５は図３２の各位相領域におけるベクトルの状態示す図である。 図３６は第６実施例の休止レグ式空間ベクトルPWMの効果を説明するベクトル図である。 図３７は第８実施例の接続切替回路を示す配線図である。 図３８はバッテリの接続状態が変更される過渡期間を示すタイミングチャートである。 図３９は回生制動モードを示す模式配線図である。 図４０は第９実施例の接続切替回路を示す配線図である。 図４１は接続切替回路の制御を示すフローチャートである。 図４２は変形された電源回路を示す配線図である。 図４３は第１０実施例を示す配線図である。
本発明の可変速モータ装置の好適な実施形態が図面を参照して説明される。このモータ装置は電気自動車に採用される。図５は各実施例のモータ装置を示す配線図である。このモータ装置は高電圧バッテリ１及び低電圧バッテリ２をもつ。高電圧バッテリ１は３相インバータ３に電源電流I５を供給し、インバータ３はトラクションモータの３相ステータコイル４に３相交流電流を供給する。ステータコイル４は星形接続をもつU相コイル４U、V相コイル４V、及びW相コイル４Wからなる。インバータ３およびステータコイル４として他の回路構成を採用することもできる。
インバータ３はU相レグ３U、V相レグ３V、及びW相レグ３Wからなる。レグ３Uは直列接続された上アームスイッチ３１及び下アームスイッチ３４からなる。レグ３Vは直列接続された上アームスイッチ３２及び下アームスイッチ３５からなる。レグ３Wは直列接続された上アームスイッチ３３及び下アームスイッチ３６からなる。これらのスイッチ３１-３６は逆並列ダイオードをもつIGBTからなる。U相レグ３Uの出力端子はU相コイル４Uの端子４１に接続されている。V相レグ３Vの出力端子はV相コイル４Vの端子４２に接続されている。W相レグ３Wの出力端子はW相コイル４Wの端子４３に接続されている。
ステータコイル４の３つの端子４１-４３は３相ダイオードブリッジ整流器５の３つの交流端子に個別に接続されている。整流器５の一対の直流端子は充電スイッチ６を通じて低電圧バッテリ２の一対のターミナルに接続されている。充電スイッチ６は、それぞれMOSトランジスタからなるハイサイドトランジスタ６１及びローサイドトランジスタ６２からなる。ハイサイドトランジスタ６１は低電圧バッテリ２の正極と整流器５のハイサイド直流端子を接続する。ローサイドトランジスタ６２は低電圧バッテリ２の負極と整流器５のローサイド直流端子を接続する。整流器５の出力電圧が所定レベルを超える時、充電スイッチ６は低電圧バッテリ２の保護のために遮断される。平滑キャパシタ７が高電圧バッテリ１と並列接続されている。平滑キャパシタ８が低電圧バッテリ２と並列接続されている。充電スイッチ６がオフされる時、低電圧バッテリ２は整流器５から電気的に分離される。
コントローラ９はインバータ３及び充電スイッチ６を制御する。インバータ３はパルス幅変調（PWM）により変調された３相電圧V１、V２、及びV３をステータコイル４に印加する。空間ベクトルPWM又は三角波PWMがパルス幅変調法として採用される。降圧DCDCコンバータ１０は整流器５及び充電スイッチ６からなる。整流器５はインバータ３が出力する３相電圧を整流する。PWM制御されるインバータ３は電流供給期間TSとフリーホィール期間TFとを交互にもつ。充電スイッチ６はインバータ３のフリーホィール期間TFにおいて所定の充電期間TXだけオンされる。充電期間TXにおいて、インバータ３の１つのレグは休止レグとなる。又は、インバータ３の３つのレグは休止レグとなる。この明細書で使用される休止レグとは、高電圧バッテリ１からステータコイル４への給電が遮断されるレグを意味する。いわゆる同期整流期間を除いて、休止レグの上アームスイッチ及び下アームスイッチはオフされる。フリーホィール期間TFに配置される充電期間TXの長さは低電圧バッテリ２の電圧に応じて調整される。DCDCコンバータ１０は平滑キャパシタ８とともにローパスフィルタを構成するための平滑用リアクトルをもつことができる。たとえば、高電圧バッテリ１は約３００Vをもち、低電圧バッテリ２は約１４．４Vをもつ。
　　　　第１実施例
第１実施例が図６-図９を参照して説明される。図６はゼロベクトル(０００)に相当するフリーホィール期間TFを示す。このフリーホィール期間TFは下アームフリーホィール期間と呼ばれる。インバータ３の上アームスイッチ３１-３３がオフされ、下アームスイッチ３４-３６がオンされている。フリーホィーリング電流が下アームスイッチ３４-３６及びステータコイル４を通じて循環する。下アームスイッチ３４-３６の電圧降下が無視される時、インバータ３の３相電圧V１-V３は高電圧バッテリ１の負極電位をもつ。
図７は充電期間TXの開始を示す。充電スイッチ６がオンされた後、下アームスイッチ３４-３６がオフされる。これにより、レグ３U、３V、及び３Wは休止レグとなる。フリーホィーリング電流は整流器５及び充電スイッチ６を通じて低電圧バッテリ２を充電する。図８は充電期間TXを示す。レグ３U、３V、及び３Wは休止レグである。図９は充電期間TXの終了を示す。下アームスイッチ３４-３６がオンされた後、充電スイッチ６がオフされる。充電スイッチ６のオン動作及びオフ動作は充電電流がゼロの状態で行われるので、充電スイッチ６のスイッチングロスはゼロとなる。インバータ３はフリーホィール期間TFに戻り、低電圧バッテリ２の充電は終了する。
　　　　第２実施例
第２実施例が図１０-図１３を参照して説明される。図１０はゼロベクトル(１１１)に相当するフリーホィール期間TFを示す。このフリーホィール期間TFは上アームフリーホィール期間と呼ばれる。インバータ３の下アームスイッチ３４-３６がオフされ、上アームスイッチ３１-３３がオンされている。フリーホィーリング電流が上アームスイッチ３１-３３及びステータコイル４を通じて循環する。上アームスイッチ３１-３３の電圧降下が無視される時、インバータ３の３相電圧V１-V３は高電圧バッテリ１の正極電位をもつ。
図１１は充電期間TXの開始を示す。充電スイッチ６がオンされた後、上アームスイッチ３１-３３がオフされる。これにより、レグ３U、３V、及び３Wは休止レグとなる。ステータコイル４のフリーホィーリング電流は整流器５及び充電スイッチ６を通じて低電圧バッテリ２を充電する。図１２は充電期間TXを示す。レグ３U、３V、及び３Wは休止レグである。図１３は充電期間TXの終了を示す。上アームスイッチ３１-３３がオンされた後、充電スイッチ６がオフされる。充電スイッチ６のオン及びオフは充電電流がゼロの状態で行われる。充電スイッチ６のスイッチングロスはゼロとなる。インバータ３はフリーホィール期間TFに戻り、低電圧バッテリ２の充電は終了する。
上記説明された第１及び第２実施例によれば、低電圧バッテリ２はステータコイル４のフリーホィーリング電流により充電される。しかし、過大なフリーホィーリング電流が流れている時、過大な充電電流が低電圧バッテリ２及び平滑キャパシタ８に流れる。過大なフリーホィーリング電流が流れる大トルク期間において、低電圧バッテリ２の充電を所定期間だけ休止することも可能である。さらに、平均充電電流は充電期間TXの短縮により低減される。けれども、低電圧バッテリ２へ流れるフリーホィーリング電流の低減はさらに有効である。フリーホィーリング電流の低減が可能な各実施例が以下に説明される。
　　　　第３実施例
フリーホィーリング電流を低減可能な第３実施例が図１４及び図１５を参照して説明される。図１４はゼロベクトル(０００)に相当する下アームフリーホィール期間TFから充電期間TXへの遷移を示す。まず、充電スイッチ６がオンされた後、レグ３Vの下アームスイッチ３５だけがオフされる。これにより、休止レグとなるV相コイル４Vを流れるフリーホィーリング電流だけが整流器５及び充電スイッチ６を通じて低電圧バッテリ２を充電する。W相コイル４Wを流れるフリーホィーリング電流はインバータ３の下アームスイッチ３４及び３６を通じて循環する。
この実施例によれば、インバータ３の１つのレグだけが休止レグとなるので、フリーホィーリング電流の一部だけが低電圧バッテリ２の充電に使用される。V相レグ３Vの代わりにW相レグ３Wを休止レグとすることも可能である。V相レグ３V及びW相レグ３Wのどちらか１つを選択することも可能である。選択されたレグは他のレグよりも低いフリーホィーリング電流を流す。図１５は充電期間TXからフリーホィール期間TFへの遷移を示す。下アームスイッチ３４-３６がオンされた後、充電スイッチ６がオフされる。
　　　　第４実施例
フリーホィーリング電流を低減可能な第４実施例が図１６及び図１７を参照して説明される。図１６はゼロベクトル(１１１)に相当する上アームフリーホィール期間TFから充電期間TXへの遷移を示す。充電スイッチ６がオンされた後、レグ３Vの上アームスイッチ３２だけがオフされる。これにより、V相コイル４Vを流れるフリーホィーリング電流だけが整流器５及び充電スイッチ６を通じて低電圧バッテリ２を充電する。W相コイル４Wを流れるフリーホィーリング電流はインバータ３の上アームスイッチ３１及び３３を通じて循環する。
この実施例によれば、インバータ３の１つのレグだけが休止レグとなるので、フリーホィーリング電流の一部だけが低電圧バッテリ２の充電に使用される。V相レグ３Vの代わりにW相レグ３Wを休止レグとすることも可能である。V相レグ３V及びW相レグ３Wのどちらか１つを選択することができる。選択されたレグは他のレグと比べて低いフリーホィーリング電流を流す。図１７は充電期間TXからフリーホィール期間TFへの遷移を示す。上アームスイッチ３１-３３がオンされた後、充電スイッチ６がオフされる。
上記各実施例で説明されたDCDCコンバータ１０は従来の電気自動車又はハイブリッド車の降圧DCDCコンバータと比べて簡素な回路構成をもつことができる。特に、従来のDCDCコンバータに使用される変圧器の重量、スペース、製造コスト、鉄損及び銅損を省略できることは重要である。
第３実施例及び第４実施例において、整流器５は２つのダイオードレグからなるいわゆるHブリッジと呼ばれる単相ブリッジ整流器からなることができる。たとえば、このHブリッジは、U相コイル４U及びV相コイル４Vを流れるフリーホィーリング電流を利用して低電圧バッテリ２を充電することができる。W相コイル４Wを流れるフリーホィーリング電流はインバータ３を通じて循環する。これにより、整流器５は簡素となる。
　　　　第５実施例
フリーホィーリング電流を低減可能な第５実施例が図１８-図３１を参照して説明される。この実施例によれば、インバータ３は空間ベクトルPWMにより制御される。しかし、インバータ３の３つのレグ３U、３V、及び３Wのうち、常に１つのレグが休止レグとなる。インバータ３が常に１つの休止レグをもつこの実施例の空間ベクトルPWMは休止レグ式空間ベクトルPWMと呼ばれる。休止レグは高電圧バッテリ１から電流が供給されないレグを意味する。しかし、休止レグはステータコイル４から供給されるフリーホィーリング電を循環させることができる。同期整流を採用しないケースにおいて、IGBT３１-３６と個別に接続された逆並列ダイオードがこのフリーホィーリング電流の循環を実現する。
図１８はこの休止レグ式空間ベクトルPWM及び従来の空間ベクトルPWMを示すベクトル図である。従来の空間ベクトルPWMは、破線で示される６個の主ベクトル（１００、１１０、０１０、０１１、００１、及び１０１）及び少なくとも１つのゼロベクトルをもつ。これに対して、この実施例の休止レグ式空間ベクトルPWMは、実線で示される６個の副ベクトル（１０D、１D０、D１０、０１D、０D１、及びD０１）と、２つのゼロベクトル（０００又は１１１）の少なくとも１つをもつ。
６個の副ベクトルはそれぞれ、１つの休止レグ(D)を含む。６個の位相領域（A-F)がこれら６個の副ベクトルにより区画される。位相領域Aの電圧ベクトルは副ベクトル（１０D及び１D０)により形成される合成ベクトルからなる。位相領域Bの電圧ベクトルは副ベクトル（１D０及びD１０)により形成される合成ベクトルからなる。位相領域Cの電圧ベクトルは副ベクトル（D１０及び０１D)により形成される合成ベクトルからなる。位相領域Dの電圧ベクトルは副ベクトル（０１D及び０D１)により形成される合成ベクトルからなる。位相領域Eの電圧ベクトルは副ベクトル（０D１及びD０１)により形成される合成ベクトルからなる。位相領域Fの電圧ベクトルは副ベクトル（D０１及び１０D)により形成される合成ベクトルからなる。
低電圧バッテリ２の充電動作が図１９を参照して説明される。図１９は位相領域Aにおける電圧ベクトルに相当する１PWM周期TCを示す。このPWM周期TCは２つの電流供給期間TS１及びTS２をもつ。電流供給期間TS１は電圧ベクトル(１０D)の長さに相当し、電流供給期間TS２は電圧ベクトル(１D０)の長さに相当する。図１９において、２つの電流供給期間（TS１及びTS２）は互いに離れているが、互いに隣接することも可能である。言い換えれば、インバータ３のスイッチングロスを低減するために、電流供給期間及びフリーホィール期間の配置は種々変更可能である。
電流供給期間TS１はフリーホィール期間TF１及びTF４に挟まれている。電流供給期間TS２はフリーホィール期間TF２及びTF３に挟まれてる。充電期間TX１がフリーホィール期間TF１及びTF２に挟まれている。充電期間TX２がフリーホィール期間TF３及びTF４に挟まれている。充電期間TX１及び充電期間TX２において、インバータ３の３つのレグは休止レグとなる。その結果、図１４-図１７に示される第３実施例及び第４実施例と同様に、ステータコイル４のフリーホィーリング電流は整流器５及び充電スイッチ６を通じて低電圧バッテリ２に供給される。フリーホィール期間から充電期間への遷移において、充電スイッチ６がオンされた後、インバータ３の３つのレグは休止レグとなる。充電期間からフリーホィール期間への遷移において、インバータ３の３つのレグがフリーホィーリングレグとなった後、充電スイッチ６がオフされる。
各位相領域A-Fにおいて、電流供給期間TS１及びTS２は１つの休止レグをもつ。したがって、高電圧バッテリ１からインバータ３に供給される電流は低減される。その結果、フリーホィーリング電流は低減される。このため、低電圧バッテリ２の充電電流が過大となることが抑制される。
この休止レグ式空間ベクトルPWMにおけるインバータ３の状態が図２０-図３１を参照して更に説明される。図２０は位相領域Aの電流供給期間TS１を示す。上アームスイッチ３１及び下アームスイッチ３５がオンされ、W相レグ３Wが休止レグとなる。休止レグ３Wの上アームスイッチ３３はフリーホィーリング電流Ifを供給する。図２１は位相領域Aの電流供給期間TS２を示す。上アームスイッチ３１及び下アームスイッチ３６がオンされ、V相レグ３Vが休止レグとなる。休止レグ３Vの上アームスイッチ３２はフリーホィーリング電流Ifを供給する。
図２２は位相領域Bの電流供給期間TS１を示す。上アームスイッチ３１及び下アームスイッチ３６がオンされ、V相レグ３Vが休止レグとなる。休止レグ３Vの下アームスイッチ３５はフリーホィーリング電流Ifを供給する。図２３は位相領域Bの電流供給期間TS２を示す。上アームスイッチ３２及び下アームスイッチ３６がオンされ、U相レグ３Uが休止レグとなる。休止レグ３Uの下アームスイッチ３４はフリーホィーリング電流Ifを供給する。
図２４は位相領域Cの電流供給期間TS１を示す。上アームスイッチ３２及び下アームスイッチ３６がオンされ、U相レグ３Uが休止レグとなる。休止レグ３Uの上アームスイッチ３１はフリーホィーリング電流Ifを供給する。図２５は位相領域Cの電流供給期間TS２を示す。上アームスイッチ３２及び下アームスイッチ３４がオンされ、W相レグ３Wが休止レグとなる。休止レグ３Wの上アームスイッチ３３はフリーホィーリング電流Ifを供給する。
図２６は位相領域Dの電流供給期間TS１を示す。上アームスイッチ３２及び下アームスイッチ３４がオンされ、W相レグ３Wが休止レグとなる。休止レグ３Wの下アームスイッチ３６はフリーホィーリング電流Ifを供給する。図２７は位相領域Dの電流供給期間TS２を示す。上アームスイッチ３３及び下アームスイッチ３４がオンされ、V相レグ３Vが休止レグとなる。休止レグ３Vの下アームスイッチ３５はフリーホィーリング電流Ifを供給する。
図２８は位相領域Eの電流供給期間TS１を示す。上アームスイッチ３３及び下アームスイッチ３４がオンされ、V相レグ３Vが休止レグとなる。休止レグ３Vの上アームスイッチ３２はフリーホィーリング電流Ifを供給する。図２９は位相領域Eの電流供給期間TS２を示す。上アームスイッチ３３及び下アームスイッチ３５がオンされ、U相レグ３Uが休止レグとなる。休止レグ３Uの上アームスイッチ３１はフリーホィーリング電流Ifを供給する。
図３０は位相領域Fの電流供給期間TS１を示す。上アームスイッチ３３及び下アームスイッチ３５がオンされ、U相レグ３Uが休止レグとなる。休止レグ３Uの下アームスイッチ３４はフリーホィーリング電流Ifを供給する。図３１は位相領域Fの電流供給期間TS２を示す。上アームスイッチ３１及び下アームスイッチ３５がオンされ、W相レグ３Wが休止レグとなる。休止レグ３Wの下アームスイッチ３６はフリーホィーリング電流Ifを供給する。
従来のインバータのレグも、上アームスイッチ及び下アームスイッチの状態が変化する非常に短い過渡期間においていわゆるデッドタイムをもつ。しかし、同一レグの上アームスイッチ及び下アームスイッチを通じて流れる短絡電流を禁止するためのこのデッドタイムは非常に短い期間であり、たとえば１マイクロ秒である。このデッドタイムは、本発明の休止レグと本質的に異なる。休止レグ式空間ベクトルPWMの電流供給期間によれば、高電圧バッテリ１が電源電流I５を２つの相コイルへ供給し、休止レグは、残りの１つの相コイルへの電源電流I５の供給を禁止する。
２つの電流供給期間TS１及びTS２の和が１PWM周期TCより短い時、電流供給期間TS１及びTS２は互いに重ならない。高トルクモードにおいて、図１に示される従来の空間ベクトルPWMが好適である。
位相領域A、C、及びEのフリーホィール期間TFにおいて、下アームスイッチ３４-３６がオフされることが好適である。位相領域B、D、及びFのフリーホィール期間TFにおいて、上アームスイッチ３１-３３がオフされることが好適である
従来の空間ベクトルPWMにおいて、並列接続された第１及び第２の相コイルが第３の相コイルと直列接続される。したがって、高電圧バッテリ１は第１相電流及び第２相電流を並列に供給する。第１相電流は第１相コイルに供給され、第２相電流は第２相コイルに供給される。言い換えれば、従来の空間ベクトルPWMによれば、電源電流I５は２つの相電流の和となる。これに対して、この実施例の休止レグ式空間ベクトルPWMによれば、第１の相コイルへ流される第１の相電流及び第２の相コイルへ流される第２の相電流は、互いに異なる電流供給期間において供給される。
平滑キャパシタ７を含む高電圧バッテリ１からなる直流電源が等価抵抗（r）をもつことが仮定される。第１の相電流及び第２の相電流はそれぞれ振幅（１）をもつことが仮定される。したがって、従来の空間ベクトルPWMにおいて電源電流I５は振幅（２）をもつ。その結果、高電圧バッテリ１の抵抗損失は（４r）となる。
休止レグ式空間ベクトルPWMによれば、高電圧バッテリ１の抵抗損失は（２r）となる。結局、休止レグ式空間ベクトルPWMによれば従来の空間ベクトルPWMと比べて、高電圧バッテリ１の抵抗損失は半分となる。
次に、U相電流IUがV相電流IVの半分であるもう１つの例が説明される。U相電流IUは（１）であり、V相電流IVは（０．５）である。従来の空間ベクトルPWMによれば、高電圧バッテリ１の抵抗損失は（２．２５r）となる。休止レグ式空間ベクトルPWMによれば高電圧バッテリ１の抵抗損失は（１．５r）となる。
次に、U相電流IUがV相電流IVの３０％であるもう１つの例が説明される。U相電流IUは（１）であり、V相電流IVは（０．３）である。従来の空間ベクトルPWMによれば、高電圧バッテリ１の抵抗損失は（１．６９r）となる。休止レグ式空間ベクトルPWMによれば、直流電源５の抵抗損失は（１．３r）となる。
たとえば、主ベクトル(１００)に相当する電流供給期間TSに流れるバッテリ電流Iは、副ベクトル(１０D)に相当する電流供給期間TS１に流れるバッテリ電流I１と、副ベクトル(１D０)に相当する電流供給期間TS２に流れるバッテリ電流I２との和となる。電流供給期間TS、TS１、及びTS２が互いに等しい長さをもつことが仮定される。バッテリ電流Iはバッテリ損失（（I１＋I２）・（I１＋I２）・r）を発生する。バッテリ電流I１はバッテリ損失（（I１）・（I１）・r）を発生する。バッテリ電流I２はバッテリ損失（（I２）・（I２）・r）を発生する。その結果、休止レグ式空間ベクトルPWMは、バッテリ損失（２・（I1）・（I2）・r）を低減する。
結局、休止レグ式空間ベクトルPWMによれば、高電圧バッテリ１及び平滑キャパシタ７の損失を低減することができる。その結果、高電圧バッテリ１の劣化が抑制される。休止レグ式空間ベクトルPWMは、高い内部抵抗をもつ劣化バッテリに対して有効である。休止レグ式空間ベクトルPWMは、従来の空間ベクトルPWMと比べて低い電流供給能力をもつ。しかし、電気自動車のほとんどの走行期間において、ステータ電流は非常に小さい。
　　　　第６実施例
フリーホィーリング電流を低減可能な第６実施例が図３２-図３５を参照して説明される。この実施例の休止レグ式空間ベクトルPWMは、６個の主ベクトル（１００、１１０、０１０、０１１、００１、及び１０１）、６個の副ベクトル（１D０、D１０、０１D、０D１、D０１、及び１０D)、及び少なくとも１つのゼロベクトル（０００又は１１１）を用いる。６個の副ベクトルはそれぞれ、１つの休止レグ（D）をもつ。
図１に示されるように、６個の主ベクトルは電気角３６０度を６つの位相領域１１-１６に分割する。各位相領域１１-１６は電気角６０度に相当する。６個の副ベクトルは６個の位相領域１１-１６をさらに分割する。副ベクトル(１D０)は位相領域１１をサブ位相領域１１A及び１１Bに分割する。副ベクトル(D１０)は位相領域１２をサブ位相領域１２A及び１２Bに分割する。副ベクトル(０１D)は位相領域１３をサブ位相領域１３A及び１３Bに分割する。副ベクトル(０D１)は位相領域１４をサブ位相領域１４A及び１４Bに分割する。副ベクトル(D０１)は位相領域１５をサブ位相領域１５A及び１５Bに分割する。副ベクトル(１０D)は位相領域１６をサブ位相領域１６A及び１６Bに分割する。
結局、合計１２個の電圧ベクトルにより１２個のサブ位相領域が区画される。各サブ位相領域はそれぞれ電気角３０度をもつ。主ベクトル（１００、１１０、０１０、０１１、００１、及び１０１）及び副ベクトル（１D０、D１０、０１D、０D１、D０１、及び１０D)は、３相インバータ３のレグ３U、３V、及び３Wの状態を示す。
図３３はサブ位相領域１１Aにおけるレグ３U、３V、及び３Wの状態例を示すタイミングチャートである。２つの電流供給期間TS１及びTS２が１PWM周期TC内に配置される。電流供給期間TS１の長さは主ベクトルの長さに相当し、電流供給期間TS２は副ベクトルの長さに相当する。電流供給期間TS１はフリーホィール期間TF４及びTF１に挟まれている。電流供給期間TS２はフリーホィール期間TF２及びTF３に挟まれている。
フリーホィール期間TF１-TF４はそれぞれ、ゼロベクトルに相当する。充電期間TX１がフリーホィール期間TF１及びTF２に挟まれている。充電期間TX２がフリーホィール期間TF３及びTF４に挟まれている。充電期間TX１及びTX２において、インバータ３の６個のスイッチ３１-３６はオフされ、レグ３U、３V、及び３Wは休止レグとなる。したがって、各サブ位相領域において、任意の電圧ベクトルは１つの主ベクトル及び１つの副ベクトルのベクトル和となる。図３４及び図３５は、１２個のサブ位相領域（１１A-１６B）におけるインバータ３の状態を示す。
この実施例の休止レグ式空間ベクトルPWMの効果が図３６を参照して説明される。図３６は副ベクトル（１D０）の上の１つの電圧ベクトルV１D０を示す。従来の空間ベクトルPWMにおいて、電圧ベクトルV１D０は、主ベクトル（１００）の上の電圧ベクトルV１００と、主ベクトル（１１０）上の電圧ベクトルV１１０とのベクトル和により形成される。したがって、電圧ベクトルV１００の長さと電圧ベクトルV１１０の長さの和は電圧ベクトルV１D０の長さより長くなる。言い換えれば、電圧ベクトルV１D０に相当する電流供給期間（TS1+TS２）は、電圧ベクトルV１００に相当する電流供給期間TS1と電圧ベクトルV１１０に相当する電流供給期間TS２との和よりも短かくなる。
結局、６個の主ベクトル及び６個の副ベクトルを用いるこの実施例によれば、２つの電流供給期間TS１及びTS２の和を従来の空間ベクトルPWMよりも減らすことができる。これは、高電圧バッテリ１、インバータ３およびステータコイル４の電力損失を低減できることを意味する。
　　　　第７実施例
フリーホィーリング電流を低減可能な第７実施例が図５を参照して説明される。この実施例によれば、電気自動車に装備された空調コンプレッサ駆動用モータのインバータがトラクションモータ駆動用の上記インバータの代わりに３相インバータ３として採用される。パルス幅変調されるこの空調用インバータはフリーホィール期間TFをもつ。空調コンプレッサ駆動用モータの回転を必要とされない事例において、インバータ３の３つの相間電圧の平均値はそれぞれゼロとされる。たとえば、レグ３U-３Vはそれぞれ５０％のPWMデユーティ比をもつ。空調コンプレッサ駆動用モータのインバータ３のフリーホィーリング電流は低電圧バッテリ２の充電電流に好適な値をもつ。
　　　　第８実施例
第８実施例が図３７-図３９を参照して説明される。この実施例において、トラクションモータ装置はバッテリ接続を切り替えるための接続切替回路を採用する。従来技術において、２つのバッテリの直列接続及び並列接続のどちらかを選択するトラクションモータ用の接続切替回路が提案されている。この実施例の接続切替回路は１つの直列スイッチ及び２つの並列スイッチをもつ。一般に、直列スイッチ及び並列スイッチはリレー又はトランジスタからなる。接続切替回路は、低速領域において２つのバッテリを並列接続し、高速領域において直列接続を採用する。これにより、トラクションモータの有効速度範囲が拡大される。
しかしながら、トラクションモータの回生制動において、インバータは接続切替回路を通じてバッテリを充電する必要がある。さらに、接続切替回路の内部抵抗は電力損失を増加させる。
図３７はこの実施例の接続切替回路２０を示す配線図である。接続切替回路２０は直列トランジスタ２１、逆並列ダイオード２２、ローサイド並列ダイオード２３、及びハイサイド並列ダイオード２４からなる。バッテリ１A及び１Bの定格電圧は２００Vである。直列トランジスタ２１及びダイオード２３及び２４はインバータ３のモータ駆動モードにおいて使用され、ダイオード２２は回生制動モードにおいて使用される。
IGBTからなる直列トランジスタ２１のエミッタ電極及びダイオード２２のアノード電極はバッテリ１Aの負極に接続され、トランジスタ２１のコレクタ電極及びダイオード２２のカソード電極はバッテリ１Bの正極に接続されている。ダイオード２３のアノード電極はバッテリ１Bの負極に接続され、そのカソード電極はバッテリ１Aの負極に接続されている。ダイオード２４のアノード電極はバッテリ１Aの正極に接続され、そのカソード電極はバッテリ１Bの正極に接続されている。バッテリ１Aの正極はインバータ３のハイサイド直流端子に接続され、バッテリ１Bの負極はインバータ３のローサイド直流端子に接続されている。平滑キャパシタ７はインバータ３と並列に接続されている。
接続切替回路２０は並列モード及び直列モードをもつ。まず、並列モードが説明される。直列トランジスタ２１は並列モードにおいてオフされる。その結果、２つのバッテリ１A及び１Bは２つの並列ダイオード２３及び２４を通じて並列接続される。これにより、インバータ３に印加される電源電圧Vdは標準電圧２００Vとなる。バッテリ１A及び１Bの電圧は互いに異なるのが普通である。しかし、たとえ２つのバッテリ１A及び１Bの電圧が異なっていても、並列ダイオード２３及び２４は並列モードにおいて２つのバッテリ１A及び１Bの間の短絡電流を阻止する。その結果、より高電圧をもつバッテリが先に放電するため、バッテリ１A及び１Bの電圧は並列モードにおいて等しくなる。
次に、直列モードが説明される。この直列モードによれば、直列トランジスタ２１はオンされる。その結果、２つのバッテリ１A及び１Bは直列トランジスタ２１を通じて直列接続され、電源電圧Vdは倍電圧４００Vとなる。コントローラ９は、直列モード及び並列モードにおいて既述の休止レグ式空間ベクトルPWMを実行する。これにより、接続切替回路２０の抵抗損失が大幅に軽減される。さらに、並列モードによれば、バッテリ１A及び１Bの合成抵抗値が低減されるので、バッテリの損失が低減される。
次に、直列モード（S)及び並列モード（P)の間の切替モードが図３８を参照して説明される。図３８は直列トランジスタ２１のPWMデユーティ比を示すタイミングチャードである。過渡的な切替期間（Tt)が直列モード期間（Ts）と並列モード期間（Tp）との間に配置される。
まず、並列モードから直列モードへの切替が説明される。並列モードから直列モードへの切替が指令される時、コントローラ９は直列トランジスタ２１をPWMスイッチングする。直列トランジスタ２１がオンされる時、バッテリ１A及び１Bは倍電圧を出力する。直列トランジスタ２１がオフされる時、バッテリ１A及び１Bは標準圧を出力する。直列トランジスタ２１のPWMデユーティ比は切替期間（Tt）において０から徐々に１に増加される。これにより、インバータ３に印加される電源電圧Vdは標準電圧値から徐々に上昇し、倍電圧に達する。
直列トランジスタ２１及び平滑キャパシタ７の間の配線インダクタンス値２５は平滑キャパシタ７の充電電流を抑制する。直列トランジスタ２１がオフされる時、この配線インダクタンス２５により生じるフリーホィーリング電流は、並列ダイオード２３及び２４を通じて平滑キャパシタ７を充電する。言い換えれば、並列ダイオード２３及び２４はいわゆる逆並列ダイオードとして働く。
次に、直列モードから並列モードへの切替が説明される。直列モードから並列モードへの切替が指令される時、コントローラ９は直列トランジスタ２１をPWMスイッチングする。直列トランジスタ２１がオンされる時、バッテリ１A及び１Bは倍電圧を出力する。直列トランジスタ２１がオフされる時、バッテリ１A及び１Bは標準電圧を出力する。直列トランジスタ２１のPWMデユーティ比は切替期間（Tt）において１から徐々に０に低減される。これにより、インバータ３に印加される電源電圧Vdは徐々に半分となる。
上記された切替期間（Tt)において、直列トランジスタ２１及び平滑キャパシタ７の損失は増加される。しかし、切替期間（Tt)はたとえば１００msecといった短期間であるため、この損失増加は許容されることができる。言い換えれば、直列トランジスタ２１のスイッチング周波数は、直列トランジスタ２１及び平滑キャパシタ７の許容温度により制限される。
次に、このトラクションモータ装置の回生制動モードが図３７及び図３９を参照して説明される。図３９は、図３７に示されるトラクションモータ装置の回生制動モードを示す。インバータ３からバッテリ１A及び１Bへ流れる発電電流は逆並列ダイオード２２を通じて流れる。したがって、インバータ３はほぼ倍電圧値４００Vを発電する必要がある。
次に、コントローラ９はステータコイル４の起電力を昇圧させる。同期モータにおいて位相制御が実行され、誘導モータにおいて滑り制御が実行される。次に、インバータ３の発電電流が要求値未満かどうかを判定する。発電電流が要求値未満であれば、下アームスイッチ３４-３６が所定のキャリヤ周波数でスイッチングされる。下アームスイッチ３４-３６がオンされる時、ステータコイル４の相コイル４U、４V、及び４Wの起電力は相電流IU、IV、及びIWを増加させる。
図３９は、相電流IUがインバータ３からステータコイル４へ流れ、相電流IV及びIWがステータコイル４からインバータ３へ流れる位相領域を示す。下アームスイッチ３４-３６がオフされる時、回生電流はスイッチ３４、３２、及び３３の各逆並列ダイオード及び逆並列ダイオード２２を通じてバッテリ１A及び１Bを充電する。並列ダイオード２３及び２４はこの回生電流を阻止する。
下アームスイッチ３４-３６又は上アームスイッチ３１-３３のどちらかをPWMスイッチングすることにより、インバータ３を昇圧チョッパとして運転する技術は既に知られている。けれども、インバータ３が昇圧チョッパとして運転される回生制動期間において接続切替回路の直列トランジスタ２１をオフすることにより、逆並列ダイオード２２を通じてバッテリ１A及び１Bを効率よく直列充電することはまだ知られていない。
この実施例の回生制動モードによれば、バッテリ１A及び１Bが自動的に直列接続されるため、回生電流を増加することなく、強力な回生制動を実現することができる。さらに、回生制動においてバッテリ１A及び１Bが並列充電されないため、バッテリ１A及び１Bの充電状態（SOC）のばらつきが低減される。回生制動期間の短時間の故にインバータ３及びトラクションモータに生じる損失増加は許容される。
接続切替回路２０はバッテリ故障に有効である。バッテリ１A及び１Bのどちらかが故障した時、コントローラ９は直列トランジスタ２１をオフする。これにより、バッテリ１A及び１Bのうち正常な方が電源電圧Vd（＝２００V）を出力することができる。
　　　　第９実施例
第９実施例が図４０を参照して説明される。この実施例は第８実施例と同様の接続切替回路を採用する。図４０はこの実施例の接続切替回路２５を示す配線図である。接続切替回路２５は、３つの直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C)、３つの逆並列ダイオード（２２A、２２B、２２C)、３つのローサイド並列ダイオード（２３A、２３B、２３C)、及び３つのハイサイド並列ダイオード（２４A、２４B、２４C）からなる。４つのバッテリ（１A、１B、１C、及び１D）の各定格電圧は１５０Vである。直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C)及び並列ダイオード（２３A、２３B、２３C、２４A、２４B、２４C)はインバータ３のモータ駆動モードにおいて使用され、ダイオード（２２A、２２B、２２C)は回生制動モードにおいて使用される。
直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C)はそれぞれ、第８実施例の直列トランジスタ２１と本質的に同じ機能をもつ。逆並列ダイオード（２２A、２２B、２２C)はそれぞれ、第８実施例の逆並列ダイオード２２と本質的に同じ機能をもつ。ローサイド並列ダイオード（２３A、２３B、２３C)はそれぞれ、第８実施例のローサイド並列ダイオード２３と本質的に同じ機能をもつ。ハイサイド並列ダイオード（２４A、２４B、２４C）はそれぞれ、ハイサイド並列ダイオード２４と同じ機能をもつ。
３つの直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C)を制御するコントローラ９は、低電圧モード、中電圧モード、及び高電圧モードを実行する。低電圧モードは、第８実施例の並列モードと本質的に等しい。高電圧モードは第８実施例の直列モードと本質的に等しい。
低速領域で採用される低電圧モードが説明される。この低電圧モードによれば、直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C)はオフされる。これにより、４つのバッテリ（１A、１B、１C、及び１D）は並列接続され、電源電圧Vdは１５０Vとなる。ローサイド並列ダイオード２３Aは直列接続された２つのダイオードからなる。ハイサイド並列ダイオード２４Cは直列接続された２つのダイオードからなる。したがって、４つのバッテリ（１A、１B、１C、及び１D）の放電電流はほぼ等しくなる。
中速領域で採用される中電圧モードが説明される。この中電圧モードによれば、直列トランジスタ２１A及び２１Cはオンされ、直列トランジスタ２１Bはオフされる。これにより、直列接続されたバッテリ（１A、１B）からなる１つのバッテリペアは、直列接続されたバッテリ（１C、１D）からなるもう１つのバッテリペアと並列接続される。したがって、電源電圧Vdは３００Vとなる。
高速領域で採用される高電圧モードが説明される。この高電圧モードによれば、直列トランジスタ２１A、２１B、及び２１Cはオンされる。これにより、４つのバッテリ（１A-１D）は直列接続され、電源電圧Vdは６００Vとなる。
回生制動モードにおいて、回生電流は逆並列ダイオード（２２A、２２B、２２C)を通じてバッテリ（１A、１B、１C、１D）を充電する。したがって、インバータ３の発電電流を増加することなく、回生制動力を増加することができる。
コントローラ９により実行される接続切替回路２５の制御が図４１を参照して説明される。まず、入力信号に基づいて低電圧モード、中電圧モード、高電圧モード、及び回生制動モードの１つが選択される（S１００）。次に、低電圧モード、中電圧モード、高電圧モードのいずれか１つが選択された時、直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C）のスイッチングにより電源電圧Vdが徐々に変更された後、直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C）の制御によりモードが選択される（S１０２）。次に、回生制動モードが選択された時、直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C）の全てがオンされる。その後、もし必要であれば、バッテリを充電するためにインバータ３の下アームスイッチ３４-３６がPWMスイッチングされる（S１０４)。次に、バッテリ（１A、１B、１C、１D）の故障状況が判定された後、低電圧モード及び中電圧モードのいずれかが選択される（S１０６）。
次に、変形態様が図４２を参照して説明される。図４２は、並列接続された２つの電源回路１０１及び１０２を示す。電源回路１０１及び１０２はそれぞれ、図４０に示される電源回路と同じである。接続切替回路２５Aをもつ電源回路１０１は４つのバッテリ（１A、１B、１C、１D)をもつ。接続切替回路２５Bをもつ電源回路１０２は４つのバッテリ（１E、１F、１G、１H)をもつ。コントローラ９は２つの接続切替回路２５A及び２５Bを独立に制御する。これにより、８個のバッテリの任意の１つが不良となる時、６個のバッテリが中電圧モードを実行でき、さらに、７個のバッテリが低電圧モードを実行することができる。電源回路の合成抵抗値は低減される。複数のバッテリが不良となる時、残りのバッテリは低電圧モードを実行することができる。
接続切替回路２５は多くの半導体素子を必要とする。しかし、各半導体素子の電流は比較的小さい。３つの直列トランジスタ２１が直列接続される高電圧モードの電力損失は増加される。このため、休止レグ式空間ベクトルPWMによりインバータ３を駆動することにより、接続切替回路２５の電力損失が低減される。接続切替回路２５は、第８実施例の接続切替回路２０と本質的に同じ効果を奏することができる。たとえば、モードの切替において、直列トランジスタのPWMスイッチングにより、電源電圧を徐々に変更することも可能である。たとえば、バッテリの等価抵抗は、中電圧モードとくらべて低電圧モードにおいて１/２となる。さらに、バッテリの等価抵抗は、高電圧モードとくらべて低電圧モードにおいて１/４となる。さらに、接続切替回路２５はバッテリ故障に有効である。たとえば、４つのバッテリ１A-１Dの任意の１つが故障した時、コントローラ９は低電圧モード及び中電圧モードを実行することができる。
結局、コントローラ９は、接続切替回路に２つの機能を与える。その第１は、インバータ３に印加する電源電圧をモータの運転条件に応じて変更する電源電圧調整機能である。その第２は、複数のバッテリの一部が不良である時、この不良バッテリを他のバッテリから分離するバッテリ保護機能である。さらに、電源回路の合成抵抗値及び電力損失は低電圧モード及び中電圧モードにおいて低減される。
　　　　第１０実施例
第１０実施例が図４３を参照して説明される。図４３は、図３７に示されるバッテリ１Bの代わりに燃料電池１Xを採用する。さらに、図４３に示される接続切替回路２０Aは、直列ダイオード２１X及び並列トランジスタ２３Xを採用する。言い換えれば、図４３に示される電源回路は、回生充電機能をもたない燃料電池１Xと、回生充電機能をもつバッテリ１Aとを使用する。接続切替回路２０Aを制御するコントローラ９は、低電圧モード及び高電圧モード、及び回生制動モードをもつ。
低電圧モードが説明される。低電圧モードによれば、直列トランジスタ２１はオフされる。これにより、並列ダイオード２３及び２４を通じて並列に接続されたバッテリ１A及び燃料電池１Xはインバータ３に低電圧を印加する。回生制動モードにおいて、直列トランジスタ２１はオフされた後、並列トランジスタ２３Xがオンされる。バッテリ１Aだけが充電される。直列ダイオード２１Xは燃料電池１Xの充電を阻止する。回生制動モードにおいて、バッテリ１Aは燃料電池１Xの発電電流により充電されることができる。
次に、高電圧モードが説明される。高電圧モードによれば、並列トランジスタ２３Xがオフされた後、直列トランジスタ２１はオンされる。これにより、直列に接続されたバッテリ１A及び燃料電池１Xはインバータ３に倍電圧を印加する。直列トランジスタ２１及び並列トランジスタ２３Xのスイッチングにより、低電圧モードと高電圧モードとの間の切替期間においてインバータ３の電源電圧Vdを徐々に変更することができる。燃料電池１X又はバッテリ１Aのどちらかが不良となる時、直列トランジスタ２１がオフされ、低電圧モードが採用される。
上記実施例において、インバータは１つの３相コイルに接続される１つの３相インバータからなる。しかし、１つのモータのステータコイルは２つの３相インバータに接続されることができる。たとえば、１つのダブルエンデッド３相コイルは２つの３相インバータに接続される。たとえば、２つの３相インバータはモータの６相コイルに接続されることができる。これら２つの３相インバータは休止レグ式空間ベクトルPWMにより駆動されることができる。
上記説明された休止レグ式空間ベクトルPWMをインバータに指令するプログラムをもつモータコントローラは本発明の技術範囲に属する。この休止レグ式空間ベクトルPWMは、鉄道、船舶、航空機、エレベータ、及び工作機械のような種々の可変速モータに採用されることができる。さらに、それはリニアモータに採用されることができる。
要求されたモータ性能又はバッテリ状態に基づいて従来のPWM法及び上記休止レグ式空間ベクトルPWMのどちらかを選択することができる。たとえば、バッテリが冷たい時、従来の空間ベクトルPWMを採用し、バッテリ温度が暖かい時、休止レグ式空間ベクトルPWMを採用することができる。たとえば、従来の空間ベクトルPWMは、休止レグ式空間ベクトルPWMと比べて高速領域及び/又は高トルク領域において採用される。たとえば、主ベクトルを使用しない休止レグ式空間ベクトルPWMは、主ベクトルを使用する休止レグ式空間ベクトルPWMと比べて高速領域において採用される。

Claims (22)

  1. 　第１直流電源に接続される３つのレグをもつ３相インバータ、前記インバータに接続されるステータコイルをもつ交流モータ、前記インバータをパルス幅変調法により駆動するコントローラを備える可変速モータ装置において、
    　前記３つのレグの少なくとも１つは、ターンオフされた上アームスイッチ及びターンオフされた下アームスイッチをもつ休止レグからなり、
    　前記休止レグは、前記第１直流電源から前記ステータコイルへ前記休止レグを通じて供給される電源電流をデッドタイムよりも長い時間だけ遮断することを特徴とする可変速モータ装置。
  2. 　前記可変速モータ装置は、前記インバータから印加される少なくとも単相電圧を整流する整流器を有し、さらに前記整流器から低電圧バッテリに印加される整流電圧を遮断するための充電スイッチを有し、
    　前記コントローラは、前記充電スイッチを前記インバータのフリーホィーリング期間内においてオンする請求項１記載の可変速モータ装置。
  3. 　前記コントローラは、充電スイッチのオン後に前記休止レグのフリーホィール期間を終了し、かつ、前記休止レグのフリーホィール期間の開始後に前記充電スイッチをオフする請求項２記載の可変速モータ装置。
  4. 　前記コントローラは、それぞれ１つの休止レグを含む６個の副ベクトル（１０D、１D０、D１０、０１D、０D１、及びD０１）から選択された互いに隣接する２つのベクトルの合成ベクトルにより、要求された電圧ベクトルを形成する休止レグ式空間ベクトルパルス幅変調法を実行する請求項１記載の可変速モータ装置。
  5. 　前記コントローラは、それぞれ前記休止レグを含む６個の副ベクトル（１０D、１D０、D１０、０１D、０D１、及びD０１）、及び、それぞれ前記休止レグを含まない６個の主ベクトル（１００、１１０、０１０、０１１、００１、及び１０１）を採用する休止レグ式空間ベクトルパルス幅変調法を実行し、
    　前記休止レグ式空間ベクトルパルス幅変調法は、互いに隣接する１つの前記主ベクトル及び１つの前記副ベクトルの合成ベクトルにより、要求された電圧ベクトルを形成する請求項１記載の請求項１記載の可変速モータ装置。
  6. 　前記第１直流電源は、ほぼ定格電圧が等しい複数のバッテリ(１A,１B,１C,１D) の接続を切り替える接続切替回路（２０、２５）を有し、
    　前記接続切替回路（２０、２５）は、
    　隣接する２つのバッテリの直列接続を形成することにより前記バッテリ(１A,１B,１C,１D)を放電する少なくとも１つの直列トランジスタ（２１、２１A、２１B、２１C)と、
    　前記直列トランジスタ（２１、２１A、２１B、２１C)と接続される少なくとも１つの逆並列ダイオード（２２、２２A、２２B、２２C)と、
    　前記隣接する２つのバッテリのうちハイサイド側のバッテリの負極にカソード電極が接続される少なくとも１つのローサイド並列ダイオード（２３、２３A、２３B、２３C)と、
    　前記隣接する２つのバッテリのうちローサイド側のバッテリの正極にアノード電極が接続される少なくとも１つのハイサイド並列ダイオード（２４、２４A、２４B、２４C)と、
    　を有する請求項１記載の可変速モータ装置。
  7. 　前記接続切替回路（２０）は、
    　２つのバッテリ（１A、１B)の直列接続を形成することにより前記バッテリ（１A、１B）を放電する１つの直列トランジスタ（２１)と、
    　前記直列トランジスタ（２１）と逆並列に接続される１つの逆並列ダイオード（２２)と、
    　ハイサイド側のバッテリ（１A）の負極にカソード電極が接続される１つのローサイド並列ダイオード（２３)と、
    　ローサイド側のバッテリ（１B)の正極にアノード電極が接続される１つのハイサイド並列ダイオード（２４)と、
    　を有する請求項６記載の可変速モータ装置。
  8. 　前記接続切替回路（２５）は、
    　バッテリ（１A、１B、１C、１D)の直列接続を形成することにより前記４つのバッテリ（１A、１B、１C、１D)を放電する３つの直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C)と、
    　前記直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C)と個別に接続される３つの逆並列ダイオード（２２A、２２B、２２C)と、
    　前記隣接する２つのバッテリのうちハイサイド側のバッテリの各負極に各カソード電極が個別に接続される３つのローサイド並列ダイオード（２３A、２３B、２３C)と、
    　前記隣接する２つのバッテリのうちローサイド側のバッテリの各正極に各アノード電極が個別に接続される３つのハイサイド並列ダイオード（２４A、２４B、２４C)と、
    　を有する請求項６記載の可変速モータ装置。
  9. 　バッテリ（１A、１D）に接続される並列ダイオード（２３A、２４C）は、他の並列ダイオード（２３B、２３C、２４A、２４B)よりも多い個数のダイオードを直列接続することにより形成される請求項８記載の可変速モータ装置。
  10. 　前記コントローラは、前記バッテリの接続が切替えられる過渡期間において、前記直列トランジスタを所定周波数でスイッチングすることにより、前記インバータに印加される源電圧を徐々に変更する請求項６記載の可変速モータ装置。
  11. 　前記コントローラは、前記インバータの上アームスイッチ（３１-３３）及び下アームスイッチ（３４-３６）の一方を所定周波数でスイッチングすることにより、前記インバータを回生制動のために昇圧チョッパとして動作させる請求項６記載の可変速モータ装置。
  12. 　前記コントローラは、前記複数のバッテリの１つが不良である時、少なくとも１つの前記直列トランジスタをオフする請求項６記載の可変速モータ装置。
  13. 　前記コントローラは、前記接続切替回路に２つの機能を与え、この２つの機能は、電源電圧を切り替える機能と、不良のバッテリを他のバッテリから分離する機能である請求項６記載の可変速モータ装置。
  14. 　パルス幅変調法を使用することにより可変速モータを駆動可能な３相インバータを駆動するコントローラにおいて、
    　このパルス幅変調法は、それぞれ１つの休止レグ（D)をもつ６個の副ベクトル（１０D、１D０、D１０、０１D、０D１、及びD０１）を少なくとも使用し、
    　この休止レグ（D）は、ターンオフされた上アームスイッチ及びターンオフされた下アームスイッチをもつことを特徴とするコントローラ。
  15. 　ほぼ定格電圧が等しい複数のバッテリに接続されるインバータ、前記インバータに接続されるステータコイルをもつ交流モータ、前記モータを制御するコントローラ、及び前記複数のバッテリの接続を切り替える接続切替回路を備える可変速モータ装置において、
    　前記接続切替回路（２０、２５）は、
    　隣接する２つのバッテリの直列接続を形成することにより前記バッテリを放電する少なくとも１つの直列トランジスタ（２１、２１A、２１B、２１C)と、
    　前記直列トランジスタ（２１、２１A、２１B、２１C)と接続される少なくとも１つの逆並列ダイオード（２２、２２A、２２B、２２C)と、
    　前記２つのバッテリのうちハイサイド側のバッテリの負極にカソード電極が接続される少なくとも１つのローサイド並列ダイオード（２３、２３A、２３B、２３C)と、
    　前記２つのバッテリのうちローサイド側のバッテリの正極にアノード電極が接続される少なくとも１つのハイサイド並列ダイオード（２４、２４A、２４B、２４C)と、
    　を有することを特徴とする可変速モータ装置。
  16. 　前記接続切替回路（２０）は、
    　２つのバッテリ（１A、１B)の直列接続を形成することにより前記バッテリを放電する１つの直列トランジスタ（２１)と、
    　前記直列トランジスタ（２１）と逆並列に接続される１つの逆並列ダイオード（２２)と、
    　ハイサイド側のバッテリ（１A）の負極にカソード電極が接続される１つのローサイド並列ダイオード（２３)と、
    　ローサイド側のバッテリ（１B)の正極にアノード電極が接続される１つのハイサイド並列ダイオード（２４)と、
    　を有する請求項１５記載の可変速モータ装置。
  17. 　前記接続切替回路（２５）は、
    　４つのバッテリ（１A、１B、１C、１D)の直列接続を形成することにより前記バッテリを放電する３つの直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C)と、
    　前記直列トランジスタ（２１A、２１B、２１C)と個別に接続される３つの逆並列ダイオード（２２A、２２B、２２C)と、
    　前記隣接する２つのバッテリのうちハイサイド側のバッテリの各負極に各カソード電極が個別に接続される３つのローサイド並列ダイオード（２３A、２３B、２３C)と、
    　前記隣接する２つのバッテリのうちローサイド側のバッテリの各正極に各アノード電極が個別に接続される３つのハイサイド並列ダイオード（２４A、２４B、２４C)と、
    　を有する請求項１５記載の可変速モータ装置。
  18. 　バッテリ（１A、１D）に接続される並列ダイオード（２３A、２４C）は、他の並列ダイオード（２３B、２３C、２４A、２４B)よりも多い個数のダイオードを直列接続することにより形成される請求項１７記載の可変速モータ装置。
  19. 　前記コントローラは、前記バッテリの接続が切替えられる過渡期間において、前記直列トランジスタを所定周波数でスイッチングすることにより、前記インバータに印加される電源電圧を徐々に変更する請求項１５記載の可変速モータ装置。
  20. 　前記コントローラは、前記インバータの上アームスイッチ（３１-３３）及び下アームスイッチ（３４-３６）の一方を所定周波数でスイッチングすることにより、前記インバータを回生制動のために昇圧チョッパとして動作させる請求項１５記載の可変速モータ装置。
  21. 　前記コントローラは、前記複数のバッテリの１つが不良である時、少なくとも１つの前記直列トランジスタをオフする請求項１５記載の可変速モータ装置。
  22. 　前記コントローラは、前記接続切替回路に２つの機能を与え、この２つの機能は、電源電圧を切り替える機能と、不良のバッテリを他のバッテリから分離する機能である請求項１５記載の可変速モータ装置。
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