JP2015164385A - 可変速電気機械 - Google Patents

Abstract

【課題】大きな低速トルク及び広い運転速度範囲をもつ可変速電気機械が提供される。また、重量を増加することなく損失の低減が可能な可変速発電機及び可変速モータが提供される。
【解決手段】
連結スイッチが２つの３相巻線の各１つの相巻線を接続する。連結スイッチをオンする巻数増加モードによれば、トルク又は発電電流を増加することができる。連結スイッチをオフする巻数低減モードによれば、高速時において銅損を減らしつつ発電することができる。また、高速時のトルク減少を抑制することができる。
【選択図】図１６

Description

本発明は、可変速電気機械の改良に関する。

特に、本発明は可変速交流発電機及び可変速交流モータの改良に関する。この可変速交流モータはリニアモータを含む。

モータや発電機などの電気機械の多くは、車両用回転電機、風力発電機、舶用回転電機などの可変速用途において広く使用されている。可変速電気機械の電機子コイルに誘導される逆起電力（バックEMF）は、回転数及び巻数の積にほぼ比例する。したがって、電機子コイルの巻数は、可変速電気機械の回転数と、可変速電気機械に接続される電源の電圧との両方により決定される。

オルタネータとして知られている車両用交流発電機は、可変速電気機械の一つの例である。この車両用交流発電機に対する要望は、発電電流要求値が確保される条件内で損失及び重量を軽減することである。損失及び重量の軽減により、燃費を改善することができる。

図１は、従来のオルタネータの配線図を示す。界磁回路１は、界磁巻線１１、界磁電流制御のためのトランジスタ１２及びフリーホィーリングダイオード１３を有する。電機子回路は、電機子コイル２の発電電圧を整流する３相整流器３を有する。電機子コイル２は、星形接続された３つの相巻線２U、２V及び２Wからなる。

図２は、このオルタネータの電流速度特性を示す。整流電圧がバッテリ電圧を超えると、発電電流Iが立ち上がる。発電電流Iは速度の増加に応じて増加する。最大の界磁電流が供給される時、発電電流Iは、アイドリング回転数Nthにてアイドリング電流Imに達する。車両の様々な電気負荷を駆動するために、所定のアイドリング電流値Imを確保することが必要である。

アイドリング電流Imは鉄重量及び電機子コイルの巻数に関係し、鉄重量は燃費に関係する。巻数の増加は、銅損を増加させる。結局、オルタネータのアイドリング電流、重量及び効率からなる３つの重要な因子のうちの２つを維持しつつ残る１つの因子を改善することは、本質的に困難であった。

エンジン始動可能なオルタネータは、始動発電機として知られている。スタータ装置をもたない始動発電機は、トータルの重量を低減により燃費を改善できる可能性を有している。しかし、高速回転状態での発電動作が要求されるオルタネータは、従来のスタータのような大きな減速比をもつことができない。したがって、始動発電機は大きな始動トルクを発生する必要がある。モータトルクはモータ重量に関係するので、始動発電機の重量は大幅に増加する。結局、従来の始動発電機は、従来のオルタネータ及びスタータ装置のペアと比べて強力な競争能力をもたなかった。

エンジンの始動と発電とを行う車両用発電電動機は、可変速電気機械のもう一つの例である。この車両用発電電動機に対する要望は、トルク要求値が確保される条件内で損失及び重量を低減することである。モータの損失及び重量の低減は、たとえば電気自動車（EV）の走行距離を改善する。

EVに装備されるトラクションモータは、可変速電気機械のもう一つの例である。図３は、従来のEV用トラクションモータの配線図である。３相インバータ３Aは、３相交流モータの電機子コイル２に３相交流電流を供給する。図４は、このモータのトルク速度特性を示す。トルクは、低速時におけるトルク最大値を意味する低速トルクTmaxをもつ。この低速トルクTmaxは、バッテリなどの電流供給限界などにより決定される。電機子コイル２のバックEMFは速度の増加により増加する。バッテリ電圧が一定であるため、バックEMFの増加は電流を減少させる。トルクTは電流に比例するため、トルクTは速度Vの増加により減少する。

モータに供給される電流の最大値が一定の限界をもつため、低速トルクTmaxを増大するために、磁束量を増加する必要がある。磁束量は、鉄重量に関係し、鉄重量の増加は、走行距離を悪化させる。電機子コイル２の巻数を増加することにより低速トルクTmaxを増大することも可能である。しかし、磁束量及び巻数の増加はバックEMFを増加させるので、有効トルクを発生可能な速度範囲すなわち有効速度範囲が狭くなってしまう。さらに、巻数の増加により、銅損が増加する。結局、車両駆動モータの低速トルク、重量及び効率からなる３つの重要な因子のうちの２つを維持しつつ残る１つの因子を改善することは、本質的に困難であった。

必要な低速トルク及び有効速度範囲を得るために、電機子コイルの巻数を切り換える巻数切換技術が提案されている。特許文献１が提案する巻数切換技術は、２つの短絡回路を有している。第１の短絡回路は、３つの相巻線の各中間点に接続されている。第２の短絡回路は、３つの相巻線の各終端に接続されている。フルモードによれば、第１の短絡回路がオフされ、第２の短絡回路がオンされる。３相電流は、３相巻線に全面的に供給される。ハーフモードによれば、第１の短絡回路がオンされ、第２の短絡回路がオフされる。３相電流は、３相巻線の半分だけに供給される。しかしながら、ハーフモードは電機子コイルの半分に電流を供給できないので、銅損が増大してしまう。また、電流が１つの短絡回路に常に流れるため、短絡回路の抵抗損失が増加してしまう。

必要な低速トルク及び有効速度範囲を得るために、ステータの極数を切り換える極数切換技術が提案されている。特許文献２は、２つの３相巻線を駆動する２つの３相インバータにより、誘導モータのステータ極数を切り換えることを提案している。第１の３相インバータが第１の相巻線に第１の３相電流を供給する。第２の３相インバータが第２の相巻線に第２の３相電流を供給する。弟２の３相電流の位相を逆転することにより、ステータの極数を半分にすることができる。極数は、トルク及びバックEMFに比例する。したがって、極数の切り換えにより誘導モータのトルク速度特性を切り換えることができる。

しかしながら、誘導モータは、永久磁石同期モータよりも小さい低速トルクをもつ。したがって、誘導モータが上記極数切換技術を採用したとしても、誘導モータが、重量トルク比が重視される車両用モータの分野で永久磁石同期モータと競争することは難しかった。

特許３９４８００９号公報 特許３４３６２６４号公報

本発明の１つの目的は、必要な性能を確保しつつ損失及び/又は重量を低減可能な可変速電気機械を実現することである。本発明のもう１つの目的は、低速発電性能を改善可能な可変速発電機を提供することである。本発明のもう１つの目的は、エンジン始動トルク及び/又は効率を改善可能な発電電動機を提供することである。本発明のもう１つの目的は、大きな低速トルクと広い有効速度範囲とをもつ可変速モータを提供することである。

本発明の可変速電気機械は、６相コンバータに接続された２つの３相巻線をもつ。ここで言うコンバータとは、整流器及びインバータを含み、直流と交流との間の変換を行う回路を言う。可変速電気機械が発電機である時、６相コンバータは６相整流器を有する。可変速電気機械が電動機である時、６相コンバータは６相インバータを有する。本発明の特徴は、２つの３相巻線の各１つの相巻線を接続する連結スイッチが設けられている点にある。この連結スイッチをオンする巻数増加モードによれば、電気機械の等価的な巻数が増加される。この連結スイッチをオフする巻数低減モードによれば、電気機械の等価的な巻数が低減される。好適な態様において、連結スイッチにより接続される２つの相巻線は本質的に同相の相巻線である。

好適な態様によれば、連結スイッチは、単相全波整流器と短絡トランジスタとにより構成される。これにより、巻数を高速に切り換えることができる。その他、連結スイッチは、双方向スイッチであればよい。たとえば、連結スイッチは、リレー、トライアック、逆向きに直列接続された２つのトランジスタなどにより構成されることができる。

好適な態様によれば、この可変速電気機械は、６相全波整流器を有する車両用発電機である。この車両用発電機は、要求されるアイドリング電流値を確保しつつ、常用回転時の銅損を顕著に低減することができる。好適な態様によれば、アイドリング期間にて電流要求値が大きい時、巻数増加モードが採用される。

好適な態様によれば、この可変速電気機械は、４つのレグからなる４相インバータと、２つのレグからなる単相全波整流器とのペアを有する始動発電機である。これにより、エンジン始動トルクを増加し、発電時に銅損を大幅に低減することができる。

好適な態様によれば、この可変速電気機械は、６相インバータを有する車両用モータである。これにより、大きな低速トルクと広い有効速度範囲とを実現することができる。好適な態様によれば、この６相インバータは、大きい電流容量をもつ４つのレグと、小さい電流容量をもつ２つのレグとをもつ。これにより、インバータが小型となる。

好適な態様によれば、この可変速電気機械は、２つの３相巻線を有する６相誘導モータである。２つの３相巻線に流される２つの３相電流の相対的な位相を変更することにより、この６相誘導モータの極数が変更される。結局、この６相誘導モータは、巻数及び極数を互いに独立に切り換えることができる。その結果、永久磁石同期モータと競争可能な性能をもち、しかも安価な車両用モータを実現することができる。

好適な態様によれば、この可変速電気機械は、２つのバッテリを直列接続する直列モードと、並列接続する並列モードとを有する。バッテリ電圧及び巻数は、トルク及び回転数に応じて切り換えられる。これにより、４つの運転領域がトルク及び回転数に応じて決定される。これにより、トルク及び回転数により決定される運転領域を拡大することができるとともに、全体効率を向上することができる。

図１は、従来のオルタネータの電機子回路を示す配線図である。

図２は、図１に示されるオルタネータの電流速度特性を示す図である。

図３は、伝統的な３相モータの電機子回路を示す配線図である。

図４は、図３に示される３相モータのトルク・速度特性を示す図である。

図５は、第１実施形態のオルタネータの電機子回路を示す配線図である。

図６は、巻数増加モードをもつオルタネータの電流速度特性を示す図である。

図７は、図５に示されるオルタネータの電流速度特性を示す図である。

図８は、第２実施形態の始動発電機の電機子回路を示す配線図である。

図９は、巻数増加モードにおける各相電流の流れを示す模式配線図である。

図１０は、巻数増加モードにおける各相電流の波形を示すタイミングチャートである。

図１１は、連結スイッチの制御を示すフローチャートである。

図１２は、巻数増加モードから巻数低減モードへの切り換え期間において、補助電流を通電する状態を示す模式配線図である。

図１３は、この補助電流を示すベクトル図である。

図１４は、従来のオルタネータの電機子抵抗及びバックEMFを示す模式図である。

図１５Aは、巻数増加モードで運転されるオルタネータの電機子抵抗及びバックEMFを示す模式図である。図１５Bは、巻数低減モードで運転されるオルタネータの電機子抵抗及びバックEMFを示す模式図である。

図１６は、第３実施形態のEVモータの電機子回路を示す配線図である。

図１７は、巻数増加モードをもつEVモータの電流の流れを示す模式配線図である。

図１８は、巻数低減モードをもつEVモータの電流の流れを示す模式配線図である。

図１９は、巻数切り換え制御を示すフローチャートである。

図２０は、巻数切り換えを行うEVモータのトルク速度特性を示す図である。

図２１は、巻数低減モードと極数増加モードとをもつ第４実施形態の誘導モータを示す模式配線図である。

図２２は、図２１に示されるEVモータの各相磁束を示すベクトル図である。

図２３は、巻数低減モードと極数低減モードとをもつ第４実施形態の誘導モータを示す模式配線図である。

図２４は、図２３に示されるEVモータの各相磁束を示すベクトル図である。

図２５は、第４実施形態の誘導モータのトルク速度図特性を示す図である。

図２６は、第５実施形態のトラクションモータ装置を示す配線図である。

図２７は、図２６に示されるトラクションモータ装置の運転領域を示す図である。

本発明の可変速電気機械の好適な実施形態が以下に説明される。
第１実施形態
オルタネータに適用された第１実施形態が以下に説明される。図５は、このオルタネータの電機子回路を示す配線図である。この電機子回路は、２つの３相巻線２A及び２Bを有する。３相巻線２Aは、星形接続されたU相巻線U１、Ｖ相巻線V１及びW相巻線W１からなる。３相巻線２Bは、星形接続されたU相巻線U２、Ｖ相巻線Ｖ２及びW相巻線W２からなる。これら６つの相巻線は、公知の集中巻き又は分布巻きによりステータコアに巻かれる。

U相巻線U１及びU２は、ステータコアの同じスロットに収容されることができる。U相巻線U１及びU２は互いに隣接する２つのスロットに別々に収容されることができる。U相巻線U１及びU２は互いに電気角１８０度離れた２つのスロットに別々に収容されることができる。他の相巻線も同様に配置される。

この電機子回路は、６相の整流器３B及び連結スイッチ５Aからなる。６相整流器３Bは、３つのダイオードレグ３U、３V及び３Wからなる第１の整流器３Cと、３つのダイオードレグ５U、５V及び５Wからなる第２の整流器３Dとにより構成されている。互いに並列に接続されたこれら６つのダイオードレグはそれぞれ、直列接続された上アームダイオードと下アームダイオードからなる。第１の３相整流器３Cは、３相巻線２Aが発電する３相交流電圧を全波整流する。第２の３相整流器３Dは、３相巻線２Bが発電する３相交流電圧を全波整流する。整流器３Bは、整流された直流電圧を図略のバッテリに印加する。

この実施例によれば、U相巻線U１が発電するU相電圧Vuは、U相巻線U２が発電する-U相電圧-Vuと反対の位相をもつ。V相巻線V１が発電するV相電圧Vvは、V相巻線V２が発電する-V相電圧-Vvと反対の位相をもつ。W相巻線W１が発電するW相正圧Vwは、W相巻線W２が発電する-W相電圧-Vwと反対の位相をもつ。これら６つの相電圧は、略正弦波波形をもつ。結局、これら６つの相巻線は、各相間の位相角差が６０度である６相交流電圧を発生する。

連結スイッチ５Aは、単相全波整流器５Cと短絡トランジスタ５０とを有している。整流器５Cは、４つのダイオードからなるHブリッジにより構成されている。整流器５Cは、２つのW相巻線W１及びW２の間の交流電圧を整流する。整流された直流電圧は、短絡トランジスタ５０に印加される。コントローラ４は、短絡トランジスタ５０がオンされる巻数増加モードと、短絡トランジスタ５０がオフされる巻数低減モードとをもつ。

最初に、巻数増加モードが説明される。短絡トランジスタ５０がオンされる時、W相巻線W１及びW２が直列に接続される。その結果、U相巻線U１、U２及びW相巻線W１及びW２は、X相電圧Vx（＝２（Vu-Vw））を出力する。このX相電圧Vxは、整流器３Bの２つのレグ３U及び５Uにより全波整流される。同様に、V相巻線V１、V２及びW相巻線W１及びW２は、Y相電圧Vy（＝２（Vv-Vw））を出力する。このY相電圧Vyは、整流器３Bの２つのレグ３V及び５Vにより全波整流される。それぞれほぼ正弦波波形をもつX相電圧VxとY相電圧Vyとの間の位相角は６０度である。結局、整流器３Bは、巻数増加モードにおいて２相全波整流器として動作する。

図６は、４つのレグ（３U、３V、５U及び５V)からなる上記２相全波整流器がバッテリに印加する整流電圧Vrの波形を示す。実際のオルタネータによれば、整流電圧Vrの波形はもう少し鈍っている。整流電圧Vrがバッテリ電圧Vbを超える時、２相全波整流器はバッテリを充電する。界磁電流のフィードバック制御により、整流電圧Vrは調整される。

次に、巻数低減モードが説明される。短絡トランジスタ５０をオフすることにより、２つの３相巻線２A及び２Bは完全に分離される。W相レグ３W及び５Wは、短絡トランジスタ５０のスイッチングにより発生するサージ電圧を吸収する。２つの３相整流器３C及び３Dはそれぞれ３相全波整流電圧をバッテリに印加する。

車両用エンジンにより駆動されるこのオルタネータの発電動作が図７を参照して説明される。図７は、発電電流Iと回転数Nとの関係を示す特性図である。回転数Nが所定の回転数しきい値N２を超える時、短絡トランジスタ５０がオフされ、巻数低減モードが実行される。次に、回転数Nが所定の回転数しきい値N１未満となる時、短絡トランジスタ５０がオンされ、巻数増加モードが実行される。このヒステリシス動作は、頻繁なモード切替を防止するためである。短絡トランジスタ５０の状態変更は、W相巻線W１及びW２に流れるW相電流が小さい期間に実施することが好ましい。これにより、サージ電圧を低減することができる。

変形態様が以下に説明される。モード切替のための所定の過渡期間内にトランジスタ５０のスイッチングを繰り返してもよい。これにより、切換ショックが低減される。回転数の代わりに、発電電流又は発電電圧に基づいてモードの切換を実行してもよい。好適には、推定した巻数増加モードの効率と巻数低減モードの効率に基づいて、より効率が高いモードが選択される。巻数低減モードをもつオルタネータは、車両制動指令に基づいて巻数増加モードを選択することができる。その結果、発電電力を直ちに増加できるので、素早い発電制動を実現することができる。３相巻線２Aを３相巻線２Bよりも周方向へシフトすることにより、３相巻線２Bの各相電圧を、３相巻線２Aの各相電圧に対してたとえば約３０度ずらせることができる。これにより、磁気騒音を低減することができる。

第２実施形態
始動発電機に適用された第２実施形態が以下に説明される。図８は、この始動発電機の電機子回路を示す配線図である。この始動発電機の特徴は、図５に示される４つの
ダイオードレグ（３U、３V、５U及び５V）を、８つのトランジスタ（３１T-３４T及び５１T-５４T）からなる４つのスイッチングレグ（３U、３V、５U及び５V）に置換した点にある。ダイオードレグとは、ダイオードにより構成された整流用のレグを意味する。これ
ら４つスイッチングレグ（３U、３V、５U及び５V）は、４相インバータ３Eを構成する。４つのダイオードからなる２つのW相レグ３W及び５Wは、単相全波整流器３Fを構成している。スイッチングレグとは、２つのトランジスタを有するインバータのためのレグを意味する。

さらに、図５に示される連結スイッチ５Aの代わりに、リレーからなる連結スイッチ５Bが採用される。これにより、図５に示される整流器５Cの損失をほとんどゼロとすることができる。リレー５Bは、エンジン始動直後にオフされることが好ましい。その他の回路構成は、図５に示すオルタネータと本質的に同じである。この始動発電機の発電制御は、図５に示される第１実施形態のオルタネータと本質的に同じである。４相インバータ３Eは、発電時に２相全波整流器として動作する。

次に、４相インバータ３Eにより実行されるエンジン始動モードが図９を参照して説明される。このエンジン始動モードにおいて、連結スイッチ５Bはオンされる。２つのW相巻線W１及びW２は直列に接続される。U相レグ３Uは、U相電流IuをU相巻線U１に供給する。V相レグ３Vは、V相電流IvをV相巻線V１に供給する。U相レグ５Uは、U相巻線U２に-U相電流-Iuを供給する。V相レグ５Vは、V相巻線V２に-V相電流-Ivを供給する。これら４つの相電流は、正弦波波形をもつ。したがって、W相電流Iw（＝-（Iu+Iv))がW相巻線W１に流れ、W相電流-Iw（＝（Iu+Iv))がW相巻線W２に流れる。

図１０は、これら６つの相電流の波形を示す。つまり、４相インバータ３Eが４つの相電流Iu、Iv、-Iu及び-Ivを３相巻線２A及び２Bに供給することにより、３相巻線２A及び２Bの６つの相巻線に適切な正弦波電流が供給される。

以下、連結スイッチ５Bの電圧Vnを基準として、各レグの出力電圧が説明される。６つの相巻線のインピーダンスは無視される。ロータの回転により、U相電圧Vuが相巻線U１に誘導され、V相電圧Vvが相巻線V１に誘導され、W相電圧Vwが相巻線W１に誘導される。同様に、-U相電圧-Vuが相巻線U２に誘導され、-V相電圧-Vvが相巻線V２に誘導され、-W相電圧-Vwが相巻線W２に誘導される。これらの相電圧Vu、Vv、-Vu及び-Vvは各相巻線のバックEMFである。

したがって、U相レグ３Uは、ベクトル電圧（Vu-Vw)に対抗してU相電流Iuを流す。V相レグ３Vは、ベクトル電圧（Vv-Vw)に対抗してU相電流Iuを流す。U相レグ５Uは、ベクトル電圧（Vw-Vu)に対抗してU相電流-Iuを流す。V相レグ５Vは、ベクトル電圧（Vw-Vv）に対抗して、V相電流-Ivを流す。

４つのレグ（３U、３V、５U、５V)が出力すべき相電圧が、連結スイッチの電圧Vnを基準として説明される。この電圧Vnは、各レグのPWMデユーティ比５０％に相当する。各相巻線のインピーダンスによる電圧降下Viは無視される。U相レグ３UはVu-Vwを出力し、V相レグ３VはVv-Vwを出力する。つまり、U相レグ３UはW相電圧-Vwが重畳されたU相電圧Vuを出力し、V相レグ３VはW相電圧-Vwが重畳されたV相電圧Vvを出力する。

同様に、U相レグ５Uは-W相電圧Vwが重畳された-U相電圧-Vuを出力し、V相レグ５Vは-W相電圧Vwが重畳された-V相電圧-Vvを出力する。これにより、適切な６相電流が６つの相巻
線に適切に分配される。正弦波電圧である差電圧（Vu-Vw）及び差電圧（Vv-Vw）は、適切な振幅をもつ正弦波電圧の位相をシフトすることにより、容易に形成することができる。

図１１は、モード切り換え制御を示すフローチャートを示す。まずエンジンを始動すべきか否かがステップS１００にて判定される。始動すべきであれば、リレー５Bがオンされる（S１０２）。これにより、始動発電機が巻数増加モードを用いてエンジンを始動する。その後、始動発電機は発電機として動作する。次に、巻数増加モードの発電効率Eonと巻数低減モードの発電効率Eoffとが算出される（S１０４)。

この算出は、予め記憶するテーブルに必要な情報を代入することにより、実施される。情報として、回転数、発電電流指令値、界磁電流値などを採用することができる。このテーブルは、これらの情報と発電効率Eon及びEoffの関係を保持している。読み込んだ情報及びこのテーブルにより、発電効率Eon及びEoffが推定される。次に、発電効率Eoffが発電効率Eonと比較される（S１０６)。もし発電効率Eoffが発電効率Eonよりも高ければ、リレー５Bのオフにより巻数低減モードが選択される（S１０８)。もし発電効率Eoffが発電効率Eonよりも低ければ、リレー５Bのオンにより巻数増加モードが選択される（S１１０)。これにより、発電効率が高く、かつ、エンジン始動トルクが大きい始動発電機を実現することができる。

変形態様が図１２及び図１３を参照して説明される。図１２は、リレー５Bがオンされた巻数増加モードを示す。この変形態様によれば、３相巻線２Bは、３相巻線２Aに対して電気角３０度だけずれて巻かれている。この位相シフトに合わせて、U相レグ５Uは、正弦波電流-Iaを相巻線U２に供給し、V相レグ５Vは、正弦波電流-Ibを相巻線V２に供給する。これにより、正弦波電流-Icが相巻線W２に流れる。

さらに、この実施例によれば、図８に示されるダイオードレグ３Wの代わりに、直列接続された２つのトランジスタからなるスイッチンググレグ３Wを採用している。電流差（Iw-Ic)を補償するために、スイッチングレグ３Wは小さい電流（Iw-Ic)を供給する。相電流Iw及び-Icのベクトルが図１３に示される。相電流Icは相電流Iwに対して電気角１５０度ずれている。これにより、巻数増加モードにおいて磁気騒音を低減することができる。

次に、第１実施形態のオルタネータYが図１に示される従来のオルタネータXと比較される。図１４は、従来のオルタネータXの発電電圧と電機子抵抗との関係を示す。図１５（A)は、巻数増加モードを採用するオルタネータYの発電電圧と電機子抵抗との関係を示す。図１５（B)は、巻数低減モードを採用するオルタネータYの発電電圧と電機子抵抗との関係を示す。各オルタネータは、発電電流IGをバッテリに供給している。

図１４は、オルタネータXの２つの相巻線２U及び２Vが発電電圧（Vu-Vw）を発生している状態を示す。オルタネータXの各相巻線はそれぞれ電気抵抗ｒをもち、電機子コイルは等価抵抗２ｒをもつ。

図１５（A)は、オルタネータYの４つの相巻線（U１、W１、U２及びW２）が発電電圧（Vu-Vw）を発生している状態を示す。オルタネータYの１つの相巻線は、オルタネータXの１つの相巻線の半分の巻数と半分の電気抵抗とをもつ。結局、巻数増加モードをもつオルタネータYは、オルタネータXとほぼ銅損をもつ。

図１５（B)は、オルタネータYの４つの相巻線（U１、W１、U２及びW２）が発電電圧（Vu-Vw）/２を発生している状態を示す。巻数低減モードを採用することにより、オルタネータYの銅損は、従来のオルタネータXの銅損の２５％となる。

この銅損の大幅な低減は、電機子コイルの温度上昇により電気抵抗の増加を抑制する。さらに、電機子コイルの冷却のために生じる風損を低減する。

オルタネータYは、オルタネータXと比較して２つの整流器３C及び３Dを必要とする。しかし、電流が大幅に増加する巻数低減モードにおいて、整流器３C及び３Dは並列に電流を流すので、整流器３C及び３Dの損失合計はオルタネータXの整流器の損失に等しい。整流器５０CはW相電流だけを整流するため、その損失は比較的小さい。

次に、高速時における巻数増加モードの採用モードが説明される。第１実施形態のオルタネータ及び第２実施形態の始動発電機は、高速領域において巻数増加モードを選択することが好ましい。この巻数低減モードの採用により発電電圧が増大する。これは、界磁電流の低減を意味する。これにより、界磁束量が減少するので、鉄損を低減することができる。鉄損は、高速領域における主要な損失をなす。結局、第１実施形態のオルタネータ及び第２実施形態の始動発電機は、低速領域及び高速領域にて巻数増加モードを採用し、中速領域にて巻数低減モードを採用する。これにより、効率の更なる向上が可能となる。

第３実施形態
永久磁石同期モータからなるEV用モータに適用された第３実施形態が以下に説明される。図１６は、このEV用モータの電機子回路を示す配線図である。この電機子回路は、図８に示される始動発電機の電機子回路と本質的に同じである。ただし、図８に示されるダイオードレグ３W及び５Wの代わりに、スイッチングレグ３W及び５Wが採用される。W相レグ３Wは、直列接続された上アームスイッチ３５T及び下アームスイッチ３６Tからなる。W相レグ５Wは、直列接続された上アームスイッチ５５T及び下アームスイッチ５６Tからなる。

３相巻線２Aに３相正弦波電圧を印加する３相インバータ３Gは、U相レグ３U、V相レグ３V及びW相レグ３Wからなる。３相巻線２Bに３相正弦波電圧を印加する３相インバータ５Gは、U相レグ５U、V相レグ５V及びW相レグ５Wからなる。図５に示される連結スイッチ５Aが、図８に示されるリレー５Bの代わりに採用される。図１６に示される電機子回路は、巻数低減モードにおいてトルクを発生することができる。

コントローラ４は、入力されたモータの回転速度、トルク要求値及び各相電流検出値に基づいて、連結スイッチ５Aの短絡トランジスタ５０及び３相インバータ３G及び５Gを制御する。良く知られているように、各レグの上アームスイッチ及び下アームスイッチはほぼ相補的にスイッチングされる。

始動発電機と同様に、巻数増加モードによれば、U相レグ３U及び５Uは相補的にＰWＭ制御され、Ｖ相レグ３V及び５Vは相補的にＰWＭ制御され、W相レグ３W及び５Wは休止される。後述する巻数低減モードによれば、U相レグ３U及び５Uは相補的にＰWＭ制御され、Ｖ相レグ３V及び５Vは相補的にＰWＭ制御され、W相レグ３W及び５Wは相補的にＰWＭ制御される。６つの相電流は、電気角６０度ずつ離れた位相をもつ。少なくとも巻数増加モードにおいて、６つの相電流はほぼ正弦波形をもつ。

巻数増加モードによるトルク発生動作は、第２実施形態の始動発電機と本質的に同じである。図１７は、巻数増加モードにおける４相インバータによる電流の流れを示す模式配線図である。図１７は図９と本質的に等しい。短絡トランジスタ５０のオンにより、２つのW相巻線W１及びW２は、整流器５Cを通じて直列に接続される。W相レグ１３及び１６は休止される。３相巻線２A及び２Bは、４相インバータにより駆動される。

巻数低減モードによるトルク発生動作が、図１８を参照して説明される。短絡トランジスタ５０がオフされるので、２つの３相巻線２A及び２Bは完全に分離される。３相インバータ３Gは３相巻線２Aに３相電流を供給し、３相インバータ５Gは３相巻線２Bに３相電流を供給する。結局、この巻数低減モードにおいて、３相インバータ３G及び５Gは６相インバータとして動作する。

この巻数低減モードの利点は、互いに独立に給電される３相巻線２A及び２Bの巻数が半分となることである。したがって、高速時でもモータはトルクを発生することができる。さらに、２つの３相巻線２A、２Bが直列接続から並列接続に切り換えられるため、既述したように銅損は１/４となる。これは、電機子コイルの温度上昇の抑制を実現するため、電機子コイルの冷却機構が大幅に簡素化される。巻数増加モードの利点は、巻数が実質的に２倍となるので、トルクが増大することである。

モード切換動作の一例が図１９に示されるフローチャートを参照して説明される。ステップＳ２００にて、トルク要求値、回転速度、各相電流などの必要情報が読み込まれる。次に、読み込まれた情報に基づいて、モードの切換えが必要かどうかが判定される（Ｓ２０２）。モードの切換えの判断は、将来の運転状態の予測結果やシステム全体の効率を考慮してなされることが好ましい。

切換動作が実行されるべきであると判定された時、W相電流IWがゼロであるか否かが判定される（Ｓ２０４）。すなわち、W相電流IWがゼロであれば、モードの切り換えが指令される（Ｓ２０６）。これにより、短絡トランジスタ５０の開閉時に発生するサージ電圧をゼロとすることができる。巻数増加モードにおいて、W相レグ３W及び５Wは休止される。巻数増加モードにおいて、W相レグ３W及び５Wは運転される。W相電流IWがゼロでない状態で、モードを切換えることも可能である。次に、トルク要求値に等しいトルクを発生するために、３相インバータ３G及び５Gに含まれる各トランジスタのＰWＭデユーティ比が調整される（Ｓ２０８）。

図２０は、このモータのトルクＴと速度Ｖとの関係を示すトルク速度特性の一例を示す。特性線１０１は、巻数増加モードにおけるトルク速度特性を示す。特性線１０２は、巻数低減モードにおけるトルク速度特性を示す。

特性線１０１及び１０２で囲まれる有効な運転領域は、３つの領域１０３-１０５に分割される。巻数増加モード及び巻数低減モードのどちらも共通領域１０３において運転可能である。しかし、連結スイッチ５Aの損失が無いこと、及び、２つの３相インバータ３G及び５Gの全てのレグをトルク発生に利用できることは、巻数低減モードが共通領域にて採用されるべきであることを示唆している。巻数増加モードは低速大トルク領域１０４にて採用され、巻数低減モードは高速領域１０５にて採用される。

変形態様が以下に説明される。この巻数切換技術は、星形接続された２つの３相巻線をもつ種々の交流モータに適用されることができる。たとえば、直列モードの採用により、同期リラクタンスモータや誘導モータの電流を低減することができる。巻数低減モードの相電流は、正弦波以外の波形をもつことができる。たとえば、巻数低減モードは、矩形波形状又は台形波形状の相電流を３相巻線２A及び２Bに供給することができる。これは、高速運転時のインバータ損失の低減のために有効である。

巻数低減モードにおいて、２つの３相インバータ３G及び５Gのどちらかを休止させることができる。このモードは、単独モードと呼ばれる。電機子回路の信頼性が向上する。３相巻線２Aは３相巻線２Bと異なる巻数をもつことができる。たとえば、３相巻線２A及び３相巻線２Bの巻数比率は、１．１５：０．８５とされる。非常に高速領域では、巻数が少ない３相巻線２Bだけに通電することができる。

巻数低減モードでのみ用いられる２つのレグ（３W、５W)は、巻数増加モードで用いられる４つのレグ（３U、３V、５U、５V)よりも小さい電流容量をもつことができる。これは、モータとして使用される時、巻数低減モードは、３相巻線２A及び２Bの高いバックEMFの故に、電流が小さいからである。

第４実施形態
極数切換式の６相誘導モータに適用された第４実施形態が図２１-図２５を参照して説明される。この実施例によれば、第３実施形態で説明された巻数切換技術が、公知の極数切換式の６相誘導モータの駆動に採用される。特許文献２の極数切換式誘導モータと同様に、２つの３相インバータの１つが供給する３相電流の方向を反転することにより、ステータの極数が切り換えられる。誘導モータにおいて、ロータの極数は、ステータ極数の切り換えに応じて自動的に切り換えられる。

この６相誘導モータの電機子回路は、図１６に示される第３実施形態のモータ駆動回路と本質的に同じである。したがって、この電機子回路は、４相インバータを用いる巻数増加モードと、２つの３相インバータを用いる巻数低減モードとをもつ。

この実施形態によれば、この巻数低減モードは、極数増加モードと極数低減モードとに分割される。巻数低減モードの極数増加モードが図２１及び図２２を参照して説明される。図２１の回路は、図１８に示される巻数低減モードの回路と同じである。３相インバータ３Gが３相巻線２Aに第１の３相電流I１を通電し、３相インバータ５Gが３相巻線２Bに第２の３相電流I２を通電する。図２２は、第１の３相電流I１及び第２の３相電流I２が形成する回転磁界を示すベクトル図である。

第１の３相電流I１は、U相電流Iu、V相電流Iv及びW相電流Iwにより構成される。U相電流IuはU相磁束Fu１を形成する。V相電流IvはV相磁束Fv１を形成する。W相電流IwはW相磁束Fw１を形成する。第２の３相電流I２は、-U相電流-Iu、-V相電流-Iv及び-W相電流-Iwにより構成される。-U相電流-IuはU相磁束Fu２を形成する。-V相電流-IvはV相磁束Fv２を形成する。-W相電流-IwはW相磁束Fw２を形成する。

２つのU相磁界Fu１及びFu２の間の電気角はゼロである。２つのV相磁界Fv１及びFv２の間の電気角はゼロである。２つのW相磁界Fw１及びFw２の間の電気角はゼロである。たとえば、６つの相巻線が、電気角３６０度の間にU１、V２、W１、U２、V１、W２の順に配置される時、４つのステータ磁極が６つの相巻線により形成される。言い換えれば、６つの相巻線U１、V２、W１、U２、V１及びW２は、電気角７２０度を占める。

巻数低減モードの極数低減モードが図２３及び図２４を参照して説明される。図２３は、図２１に示される極数低減モードと本質的に同じである。ただし、３相インバータ５Gが３相巻線２Bに流す第２の３相電流I２の方向は反転される。すなわち、第２の３相電流I２は、U相電流Iu、V相電流Iv及びW相電流Iwにより構成される。したがって、U相磁束Fu２、V相磁束Fv２及びW相磁束Fw２の方向はそれぞれ逆転する。

したがって、６つの相巻線が、電気角３６０度の間にU１、V２、W１、U２、V１、W２の順に配置される時、２つのステータ磁極が６つの相巻線により形成される。言い換えれば、６つの相巻線U１、V２、W１、U２、V１及びW２は、電気角３６０度を占める。図２４は、第１の３相電流I１及び第２の３相電流I２が形成する回転磁界を示すベクトル図である。

つまり、第２の３相電流I２の位相を１８０度シフトすることにより、３相誘導モータの極数が切り換えられる。誘導モータのトルクは、極数に比例するため、この極数切換により、トルク速度特性を切り換えることができる。なお、上記説明された極数切換技術は、公知である。

この第４実施形態の特徴は、巻数切り換えと極数切換とを同一のモータ駆動回路（図１６参照）により互いに独立に実行する点にある。言い換えれば、図１６に示される巻数切り換えのための２つの３相インバータ及び２つの３相巻線は、回路構成を変更することなく極数切換も実行することができる。結局、３つのトルク速度特性を切り換えることにより、低速トルクの増加と有効速度範囲の拡大とが実現することができる。

この３段階切換式の誘導モータのトルク速度特性の一例が図２５に示される。最大トルクT１をもつ特性線１０１は巻数及び極数が増加された状態を示す。最大トルクT２をもつ特性線１０２は巻数が低減され、極数が増加された状態を示す。最大トルクT３をもつ特性線１０６は巻数及び極数が低減された状態を示す。巻数及び極数が低減されたモードが優先的に採用されることが好ましい。トルク指令値が増加すると、極数が増加される。トルク指令値が更に増加すると、巻数が増加される。

これにより、永久磁石同期モータに匹敵する誘導モータを安価に実現することができる。この３段階切換式誘導モータは、インバータや直流電源の規模を増加することなく、かつ、永久磁石を使用することなく、広い速度範囲と強い低速トルクとの両方を実現することができる。

極数切換動作の一例が簡単に説明される。極数を切り換えるために、第２の３相電流I２の位相をゆっくりと１８０度までシフトすることが好適である。又は、第１の３相電流I１の位相と第２の３相電流I２の位相とを互いに反対方向へゆっくりとシフトしてもよい。６つの相電流の位相シフトが９０度に達した時、位相シフトは停止される。位相シフトの代わりに、３相電流I２の振幅だけを徐々に変更してもよい。たとえば、第２の３相電流I２の振幅は、徐々に減少された後、反対方向に徐々に増加される。

第３実施形態及び第４実施形態によれば、必要な低速トルクを確保しつつ、直流電源の放電電流量を低減することができる。これは、特にバッテリ駆動式のモータ装置においてバッテリ寿命の延長を実現する。バッテリ寿命が大電流放電及びそれによる温度上昇に関係をもつことが知られている。次に、この巻数切り換え技術は、実質的に６相インバータにリレー又は簡単な連結スイッチを追加するのみで実施できるため、回路コスト及び回路損失の増加が抑制されることも重要な利点である。

第３実施形態及び第４実施形態で説明された６相インバータを巻数低減モードで駆動する時、本発明者により保有されている日本特許４７６４９８６号に記載されている一相変調法を採用することができる。この一相変調法は、３相インバータに印加されるDCリンク電圧に３相全波整流波形を与えることにより、３相インバータの２つのレグのPWMスイッチングを休止する技術である。３相全波整流波形のDCリンク電圧は、昇圧DCDCコンバータの昇圧率をモータの回転角に同期して制御することにより実施される。

巻数低減モードによれば、６相インバータは、並列動作する２つの３相インバータとして動作する。したがって、２つの３相インバータの各１つのレグだけがPWMスイッチングされるPWMレグとなる。ただし、これら２つのPWMレグのPWMデユーティ比は、目標とする相電圧を発生するために適切に調整される。２つのPWMレグは、互いに反対位相の相電圧を出力する第１のケースと、互いに同位相の相電圧を出力する第２３のケースとをもつ。

第１のケースは、巻数が低減される第３実施形態及び巻数が低減され極数が増加される第４実施形態において採用される。第２のケースは、巻数及び極数の両方が低減される第４実施形態において採用される。これにより、インバータ損失を大幅に低減できる。その結果、銅損及びインバータ損失の両方の低減が可能となるため、インバータをモータに内蔵することが容易となる。

第５実施形態
トラクションモータ装置に適用された第５実施形態が図２６-図２７を参照して説明される。図２６は、このトラクションモータ装置を示す配線図である。このトラクションモータ装置は、第３実施形態で説明された電機子コイルの巻数切換え動作と、公知の２つのバッテリパックの直並列切換え動作との両方を実行することをその特徴としている。

このトラクションモータ装置は、インバータ９９により駆動されるトラクションモータ１００を有する。このインバータ９９は、一対のメインスイッチ９６及び９７を通じて直流電源１０１により給電される。インバータ９９及び直流電源１０１は、コントローラ４により制御される。平滑キャパシタ９８は、インバータ９９と並列に接続されている。

３相モータであるトラクションモータ１００は、第３実施例と同様に第１の３相巻線及び第２の３相巻線により構成された電機子コイルを有している。これら２つの３相巻線は、それぞれ星形接続されている。インバータ９９は、２つの３相巻線の合計６つの相コイルをそれぞれ駆動する６つのスイッチングレグをもつ。第１の３相巻線の１つの相コイルと第２の３相巻線の１つの相コイルとは、リレーからなる連結スイッチ５Bにより連結されている。言い換えれば、６相インバータ９９及び６相モータ１００は、本質的に図１６に示される第３実施形態のインバータ及びモータと同じである。

連結スイッチ５Bは、双方向スイッチであればよく、リレーの代わりにトライアックを採用することもできる。さらに、２つのパワートランジスタを逆向きに直列接続することにより、連結スイッチ５Bを構成することも可能である。

直流電源１０１は、互いにほぼ等しい電圧をもつ２つのバッテリ９１-９２と、直列リレー９３と、２つの並列ダイオード９４及び９５からなる。バッテリ９１の正極は、メインスイッチ９６を通じてインバータ９９の正端子に接続されてる。バッテリ９２の負極は、メインスイッチ９７を通じてインバータ９９の負極子に接続されてる。バッテリ９１の負極は、直列リレー９３を通じてバッテリ９２の正極に接続されている。並列ダイオード９４は、バッテリ９１の負極をバッテリ９２の負極に接続している。並列ダイオード９５は、バッテリ９１の正極をバッテリ９２の正極に接続している。

したがって、直列リレー９３がオンされる直列モードにおいて、直流電源１０１は、１つのバッテリの電圧の２倍の電圧をインバータ９９に印加する。直列リレー９３がオフされる並列モードにおいて、直流電源１０１は、１つのバッテリの電圧とほぼ等しい電圧をインバータ９９に印加する。

コントローラ４は、トルク指令値及びモータ回転数に基づいて、直列モード及び並列モードのどちらか１つを選択する。さらに、コントローラ４は、既述した巻数増加モード及び巻数低減モードのどちらか１つを選択する。直列モードによれば、バッテリ１及び２の電圧和がインバータ９９に印加される。並列モードによれば、１つのバッテリの電圧がインバータ９９に印加される。

巻数増加モードによれば、連結スイッチ５Bがオンされる。その結果、インバータ９９は、連結スイッチ５Bにより連結された２つの３相巻線に４相交流電圧を印加する。巻数低減モードによれば、連結スイッチ５Bがオフされる。その結果、インバータ９９は、互いに独立の２つの３相巻線にそれぞれ３相交流電圧を印加する。

図２７は、直流電源電圧と巻数とにより決定される４つの運転領域を示す。トルク指令値が所定のしきい値トルクTtを超える時、巻数増加モードが採用される。トルク指令値がこのしきい値トルクTtを超えない時、巻数低減モードが採用される。

破線１００７は、巻数増加モード及び並列モードが採用される時のトルク特性を示す。実線１００８は、巻数増加モード及び直列モードが採用される時のトルク特性を示す。破線１００９は、巻数低減モード及び並列モードが採用される時のトルク特性を示す。実線１０１０は、巻数低減モード及び直列モードが採用される時のトルク特性を示す。

結局、この実施形態によれば、巻数及びインバータ印加電圧が減少される運転領域１０３と、巻数が増加され、インバータ印加電圧が減少される運転領域１０４と、巻数が減少され、インバータ印加電圧が増加される運転領域１０５と、巻数及びインバータ印加電圧が増加される運転領域１０６とをもつ。自動車の実際の運転において、低速かつ低トルクの運転領域１０３が使用される確率は非常に高い。

この実施形態によれば、運転状態を運転領域１０３から運転領域１０６へ切り換える場合、バックEMFが増加する巻数の増加と、インバータ印加電圧の増加とを同期して実行することができるので、電流の変化を抑制することができる。これは、運転状態を運転領域１０６から運転領域１０４へ切り換える場合も同様である。さらに、運転状態を運転領域１０４と運転領域１０５との間で切り換える場合も同様である。

さらに、低速回転領域１０３及び１０４において、インバータ９９に印加される直流電源電圧が並列モードの採用により低下される。その結果、装置の総合効率を改善することができる。特に、バッテリの内部抵抗損失は並列モードの採用により直流モードの１/４となるため、バッテリの損失が低減され、バッテリの高温劣化を抑制することが可能となる。

なお、この実施形態において、モータのステータ巻線の巻数の切換を公知の方法により実施することも可能である。さらに、巻数切換の代わりに、６相誘導モータの極数切換を採用してもよい。

図２７は、図２６に示されるトラクションモータ装置の運転領域を示す図である。 図２８は、図８に示される４相インバータが出力する相電圧又は相電流の波形を示す波形図である。

なお、この実施形態において、モータのステータ巻線の巻数の切換を公知の方法により実施することも可能である。さらに、巻数切換の代わりに、６相誘導モータの極数切換を採用してもよい。
結局、本発明のモータ及び発電機は、双方向短絡スイッチをオンすることにより２つの３相コイルのほぼ同相の相コイルを直列接続する４相モードと、双方向短絡スイッチをオフすることにより２つの３相コイルを並列に動作させる６相モードとをもつ。
この４相モードにおいて、インバータのスイッチング損失を低減する方法を以下に説明する。たとえば図８に示されるスタータジエネレータにおいて、短絡スイッチ５Bがオンされている。この時の各相コイルU１、V１、U２及びV２に個別に流れる４相電圧の波形が図２８に示される。
V２相レグ５Vの下アームスイッチ５４Tは、０度ー９０度の期間に常にオンされる。これにより、相コイルV２に印加される相電圧は０Vに固定される。他の３つの相レグ３U、３V及び５UはPWMスイッチングされる。
次に、U１相レグ３Uの下アームスイッチ３２Tは、９０度ー１８０度の期間に常にオンされる。これにより、相コイルU１に印加される相電圧は０Vに固定される。他の３つの相レグ３V、５U及び５VはPWMスイッチングされる。
次に、V１相レグ３Vの下アームスイッチ３４Tは、１８０度ー２７０度の期間に常にオンされる。これにより、相コイルV１に印加される相電圧は０Vに固定される。他の３つの相レグ３U、５U及び５VはPWMスイッチングされる。
次に、U２相レグ５Uの下アームスイッチ５２Tは、２７０度ー０度の期間に常にオンされる。これにより、相コイルU２に印加される相電圧は０Vに固定される。他の３つの相レグ３V、３U及び５VはPWMスイッチングされる。
これにより、４つのレグ３U、３V、５U及び５Vのうちの１つのレグのPWMスイッチングを停止することが可能となる。この駆動法は、従来の３相インバータの２相変調法に似ている。その結果、４相インバータ３Eのスイッチング損失を２５％低減することができる。切換えに伴う相電圧のジャンプは非常に小さい。
次に、図８に示されるスタータジエネレータを４相モードを用いて矩形波駆動する態様が図８及び図２８を参照して説明される。０度ー９０度の期間において、相間電圧（V１ーV２）が最大となる。したがって、この期間において、V１相レグ３Vの上アームスイッチ３３TとV２相レグ５Vの下アームスイッチ５４Tがオンされる。
次に、９０度ー１８０度の期間において、相間電圧（U２ーU１）が最大となる。したがって、この期間において、U２相レグ５Uの上アームスイッチ５１TとU１相レグ３Uの下アームスイッチ３２Tがオンされる。
次に、１８０度ー２７０度の期間において、相間電圧（V２ーV１）が最大となる。したがって、この期間において、V２相レグ５Vの上アームスイッチ５３TとV１相レグ３Vの下アームスイッチ３４Tがオンされる。
次に、２７０度ー０度の期間において、相間電圧（U１ーU２）が最大となる。したがって、この期間において、U１相レグ３Uの上アームスイッチ３１TとU２相レグ５Uの下アームスイッチ５２Tがオンされる。
結局、図８に示されるスタータジエネレータを４相モードで駆動する時に４つの矩形波相電圧を順番に印加すれば、従来の３相インバータの矩形波駆動モード（いわゆるブラシレスDCモータ）と似た駆動を実現することができる。なお、各相電圧の矩形波の幅すなわち通電期間は９０度に限定されない。

Claims (16)

1. 星形接続された第１の３相巻線（２A）の３相巻線（U１、V１、W１）に個別に接続された３つのレグ（３U、３V、３W）からなる第１のレグ群と、星形接続された第２の３相巻線（２B)の３相巻線（U２、V２、W２）に個別に接続された３つのレグ（５U、５V、５W）からなる第２のレグ群とを含む電機子回路を備える可変速電気機械において、
   前記電機子回路は、前記第１レグ群の１つの相巻線（W１）と前記第２レグ群の１つの相巻線（W２）との接続を制御する双方向性の連結スイッチ（５A)と、前記連結スイッチ（５A)を制御するコントローラ（４）とを有し、
   前記コントローラ(４)は、前記連結スイッチ(５A)を閉じる巻数増加モードと、前記連結スイッチ(５A)を開く巻数低減モードとを有することを特徴とする可変速電気機械。
2. 前記連結スイッチ(５A)により接続される前記２つの相巻線（W１、W２）は、本質的に同相の相巻線である請求項１記載の可変速電気機械。
3. 前記連結スイッチ(５A)は、前記２つの相巻線（W１、W２）の間の交流電圧を全波整流する整流器（５C)と、前記整流器（５C)を短絡する短絡トランジスタ（５０）とを有する請求項１記載の可変速電気機械。
4. 前記６つのレグにより構成された６相全波整流器を有する車両用発電機からなる請求項１記載の可変速電気機械。
5. 前記コントローラ(４)は、アイドリング期間において少なくとも電流要求値が大きい時、前記巻数増加モードを採用する請求項４記載の可変速電気機械。
6. 前記コントローラ(４)は、回転数がアイドリング回転数よりこ高い所定範囲にある時、前記巻数低減モードを採用する請求項５記載の可変速電気機械。
7. 前記６つのレグにより構成された４相インバータ（３E)と単相全波整流器とのペアを有する始動発電機からなる請求項１記載の可変速電気機械。
8. 前記コントローラ(４)は、エンジン始動期間において前記巻数増加モードを採用する請求項７記載の可変速電気機械。
9. 前記コントローラ(４)は、回転数が所定範囲にある発電期間において前記巻数低減モードを採用する請求項８記載の可変速電気機械。
10. 前記６つのレグにより構成された６相インバータを有する車両用モータからなる請求項１記載の可変速電気機械。
11. 前記連結スイッチ(５A）により互いに接続される２つの前記レグ（３W、５W)は、他の前記レグ（３U、３V、５U、５V)よりも小さい電流容量をもつ請求項１０記載の可変速電気機械。
12. 前記コントローラ(４)は、トルク要求値が大きい低速期間に前記巻数増加モードを採用する請求項１０記載の可変速電気機械。
13. 前記コントローラ(４)は、前記低速期間よりも高い所定の速度期間に前記巻数低減モードを採用する請求項１２記載の可変速電気機械。
14. 前記２つの３相巻線（２A、２B）は、６相誘導モータの電機子コイルを構成し、
    前記コントローラ(４)は、前記２つの３相巻線（２A、２B）に流す２つの３相電流の位相を変更することにより、前記６相誘導モータの極数を変更する請求項１０記載の可変速電気機械。
15. 前記コントローラ(４)は、低速でトルク要求値が大きいとき、極数及び巻数の両方を増加し、高速で極数及び巻数の両方を減少する請求項請求項１４記載の可変速電気機械。
16. 前記コントローラ(４)は、前記６相インバータに直流電源電圧を印加する直流電源（１０１）を有し、
    前記直流電源（１０１）は、２つのバッテリ（９１及び９２）を直列接続する直列モードと、２つのバッテリ（９１及び９２）を並列接続する並列モードとを有し、
    前記コントローラ（４）は、
    トルクが小さく、速度が低い運転領域（１０３）にて、前記並列モード及び前記巻数低減モードモードを採用し、
    トルクが大きく、速度が低い運転領域（１０４）にて、前記並列モード及び前記巻数増加モードを採用し、
    トルクが小さく、速度が高い運転領域（１０５）にて、前記直列モード及び前記巻数低減モードモードを採用し、かつ、
    トルクが大きく、速度が高い運転領域（１０６）にて、前記直列モード及び前記巻数増加モードを採用する請求項１０記載の可変速電気機械。