JP2016086622A - 巻数切換型回転電機 - Google Patents

Abstract

【課題】巻数切換により発電電流やモータトルクをレスポンス良く変更可能な巻数切換型回転電機が製造コストの大幅な増加を回避しつつ実現される。
【解決手段】界磁コイルをなす第１コイル１１Ａ及び第２コイル１１Ｂは直列ダイオード７Ａを通じて直列接続され、２つの並列ダイオード７Ｂ、７Ｃを通じて逆並列に接続される。直列ダイオード及び並列ダイオードはロータコアの表面に固定される。界磁電流の反転により、界磁コイルの巻数奇数が実質的に切り換えられる。ステータ巻線をなす２つの３相巻線５Ａ、５Ｂが交直変換器３Ａに接続される。２つの３相巻線の各１つのターミナルは双方向スイッチ６により接続される。ステータ巻線は、双方向スイッチの切換により、ステータ巻線の実質的な巻数が切り換えられる。界磁コイル及びステータ巻線の巻数の切換により、従来に比べて格段に優れたモータ特性を実現することができる。
【選択図】図３

Description

本発明は可変速回転電機に関し、特に巻数切換型回転電機に関する。

出力/重量比の向上は、エンジン始動発電機（ISG）及びオルタネータなどの車両用回転電機にとって重要な課題である。出力/重量比は最高回転数の増加により低減されるので、車両用回転電機は高い最高回転数をもつ。

しかし、ISGの低速トルク及びオルタネータの低速発電電流は重量低減により低下する。低速トルクは低速領域におけるモータトルクを意味し、低速発電電流は低速領域における発電電流を意味する。

ステータ巻線の巻数を増加することにより、ISGの低速トルク及びオルタネータの低速発電電流を増加することができる。しかし、銅損及び逆起電力（バックEMF）はこの巻数増加により増加する。

たとえばランデル型同期機のような界磁コイル同期機は界磁電流の低減により逆起電力を低減することができるので、広い速度範囲をもつオルタネータ及びISGに採用される。しかし、界磁コイルが非常に大きなインダクタンスをもつため、ランデル型同期機はトルク又は発電電流を急速に制御できないという本質的な欠点をもつ。

トルク又は発電電流を素早く変更するために、ステータ巻線の巻数を切り換えることが知られている。たとえば、特許文献１は、３つの単方向スイッチング素子により２つの３相巻線を相ごとに個別に接続する巻数切換技術を提案している。しかし、従来の巻数切換型回転電機は複雑な切り換え回路を必要とするので、製造費用及び電力損失が大幅に増加する。

同様に、界磁磁束が界磁コイルの巻数に比例するため、界磁コイルの巻数を切り換えることも考えられる。この界磁コイルの巻数切換により、トルクや発電電流を素早く切り換えることができる。しかし、ランデル型ロータコアに巻かれた界磁コイルの巻数を切り換えるために、非常に複雑な切換回路が必要となることが予想される。さらに、この切換により界磁コイルから放出される残留磁気エネルギーが大きなフリーホィーリング電流を発生するため、界磁電流の変化速度は緩慢となってしまう。

結局、ランデル型同期機は車両用回転電機として有利な特徴をもつものの、制御レスポンスが悪いという欠点を有していた。このため、エンジン始動、回生発電、トルクアシストなどの指令に素早く追従する界磁コイル同期機を製造コストの増加を抑止しつつ実現することは困難であった。

図１は、従来のオルタネータの配線図を示す。界磁回路１は、界磁巻線１１、界磁電流制御のためのトランジスタ１２及びフリーホィーリングダイオード１３を有する。電機子回路は、電機子コイル２の発電電圧を整流するための３相ダイオード整流器３を有する。電機子コイル２は、星形接続された３つの相巻線２U、２V及び２Wからなる。図２は、このオルタネータの電流速度特性を示す。整流電圧がバッテリ電圧を超えると、発電電流Iが立ち上がる。発電電流Iはアイドリング回転数Nthにてアイドリング電流Imに達する。

特開平０４-９６０９９号公報

本発明の１つの目的は、重量及び製造コストを増加を抑制しつつレスポンスの向上及び損失低減が可能な可変速回転電機を提供することである。本発明のもう１つの目的は、重量及び製造コストを増加を抑制しつつレスポンスの向上及び損失低減が可能な巻数切換型回転電機を提供することである。

本発明の1つの様相によれば、１つの双方向スイッチによりステータ巻線の巻数を切り換える巻数切換法（１スイッチ方式と呼ばれる）が開示される。本発明のもう1つの様相によれば、３つのダイオードにより界磁コイルの巻数を切り換える巻数切換法（３ダイオード方式と呼ばれる）が提示される。

１スイッチ方式及び３ダイオード方式の両方を採用する界磁コイル同期機は、オルタネータやISGなどの車両用回転電機の重量、損失及び製造コストの増大を抑止しつつ、トルク-速度特性又は発電電流-速度特性を急変する機能をもつ。このため、エンジン始動、回生制動及びトルクアシストなどの指令に素早く追従可能な車両用回転電機を実現することができる。

１スイッチ方式によれば、ステータ巻線をなす２つの３相巻線が交直変換器に接続される。２つの３相巻線の各１つの相巻線は双方向スイッチにより接続される。双方向スイッチがオンされる時、回転電機は実質的に４相モードで運転される。

この４相モードによれば、２つの３相巻線が擬似的に直列接続されるため、ステータ巻線の巻数が大幅に増加される。４相モードの重要な利点は、２つの３相巻線に適切な３相電流を通電できるため、４相モードを採用するにもかかわらず振動及び騒音を低減できることである。

双方向スイッチがオフされる時、回転電機は６相モードで運転される。６相モードによれば、２つの３相巻線が並列接続されるため、銅損及び電流リップルが低減される。さらに、逆起電力を素早く低減することができる。

３ダイオード方式によれば、界磁コイルを構成する第１コイル及び第２コイルは、直列接続のための直列ダイオードと、並列接続のための２つの並列ダイオードとを少なくとも有する。第１コイル及び第２コイルに供給される界磁電流の方向を切り換えることにより、これらのダイオードは２つのコイルの直列接続状態と並列接続状態とを切り換える。

界磁電流を２つの並列ダイオードを通じて第１コイル及び第２コイルに並列に供給する並列モードは、界磁電流を直列ダイオードを通じて第１コイル及び第２コイルに直列に供給する直列モードと比較して、界磁コイルのインピーダンス及びインダクタンスを大幅に削減する。したがって、並列モードを採用することにより界磁電流の急速な変更が可能となる。

本発明の主な効果が、ランデル型車両用同期機を例として以下に説明される。エンジン始動、トルクアシスト及び回生制動のために、モータトルク又は発電電流はできるだけ素早く変更されることが望ましい。６相モードから４相モードへ切り換えることにより、モータトルク又は発電電流の急増が可能となる。

ただし、ランデル型車両用同期機において、界磁電流が適切な値に速やかに調整されなければ、エンジン始動、トルクアシスト及び回生制動を有効に実施することは困難となる。これらの特別な動作が指令された時、直列モードから並列モードに切り換えられる。これにより、界磁電流を適切な値に急変させることができる。結局、１スイッチ方式及び３ダイオード方式を同時に実施することにより、エンジン始動又は回生制動又はトルクアシストを素早く実行するISG又はオルタネータを実現することができる。

しかし、トルク又は発電電流の急変が不要な車両の通常走行時には、損失低減が重要となる。６相モードによれば、２つの３相巻線が並列に接続されるためステータ巻線のバックEMF及び銅損が低減される。直列モードによれば、界磁電流が低減されるので、損失を低減することができる。

１つの好適な態様によれば、４相モードが実行される時に発生する電流リップルは、並列モードで供給される界磁電流の逆方向の急速制御により補償される。

もう１つの好適な態様によれば、界磁コイル同期機を採用するISGのステータ巻線は、４つのスイッチングレグと２つのダイオードレグからなる４相インバータに接続される。これにより、インバータコストを低減することができる。

この１スイッチ方式は、車両用途に好適な界磁コイル同期機だけでなく、誘導機や永久磁石同期機やリラクタンス同期機にも適用されることができる。この３ダイオード方式は、１スイッチ方式を採用しない従来の界磁コイル同期機に採用されることができる。その他の態様は実施例により説明される。

図１は従来のオルタネータを示す配線図である。 図２はこのオルタネータの発電電流と回転数との関係を示す図である。 図３は第１実施例の巻数切換型オルタネータを示す配線図である。 図４は４相モードにおける発電電圧を示す波形図である。 図５は界磁電流の補償制御を示すフローチャートである。 図６は４相モードと６相モードとの切換例を示すフローチャートである。 図７は発電電流の調節による回生制動動作を示すフローチャートである。 図８は発電電流の調節によるトルクアシスト動作を示すフローチャートである。 図９は第２実施例の巻数切換型オルタネータを示す配線図である。 図１０は図９に示される各相の逆起電力（バックEMF）を示すベクトル図である。 図１１は第３実施例のISGを示す配線図である。 図１２は３コイルを直並列切換可能な界磁電流制御回路を示す配線図である。 図１３は４相モードを用いるエンジン始動動作を示すフローチャートである。 図１４は４相モードを用いるトルクアシスト動作及び回生制動動作を示すフローチャートである。 図１５は界磁電流制御回路のロータ搭載部分を示す配線図である。 図１６はダイオードモジュールが装備されたランデル型ISGの部分断面図である。 図１７はダイオードモジュールが装備されたランデル型ISGの部分断面図である。 図１８はダイオードモジュールが装備されたランデル型ISGの部分断面図である。 図１９はダイオードモジュールが装備されたランデル型ISGの部分断面図である。

本発明の巻数切換型回転電機の好適な実施態様が図面を参照して説明される。
第１実施例
図３は、第１実施例のランデル型オルタネータを示す配線図である。第１の３相巻線５A及び第２の３相巻線５Bはステータ巻線を構成する。星形接続された３相巻線５AはU相巻線５１、V相巻線５２及びW相巻線５３からなる。星形接続された３相巻線５Bは-W相巻線５４、-V相巻線５５及び-U相巻線５６からなる。互いに電気角６０度離れた６つの相巻線５１-５６は図略のステータコアに巻かれている。

６相整流器３Aを構成する６つのダイオードレグは並列接続されている。整流器３Aの各ダイオードレグは相巻線５１-５６に個別に接続されている。さらに、双方向スイッチをなすトライアック６がW相巻線５３のターミナルを-W相巻線５６のターミナルに接続している。

トライアック６の代わりにリレーなどの双方向スイッチを採用することも可能である。相巻線５３に接続される整流器３Aのダイオードレグは双方向スイッチ６の開閉により発生するサージ電圧を抑制する。同様に、相巻線５４に接続される整流器３Aのダイオードレグは双方向スイッチ６の開閉により発生するサージ電圧を抑制する。

第１の界磁コイル１１A及び第２の界磁コイル１１Bが図略のランデル型ロータコアに巻かれている。界磁コイル１１A及び１１Bは等価的に等しい巻数をもつ。界磁電流を制御するための界磁電流制御回路１AはHブリッジ９、直列ダイオード７A及び２つの並列ダイオード７B及び７Cにより構成されている。ダイオード７A、７B及び７Cはランデル型ロータコア又は回転軸に固定されている。好適には、ダイオード７A、７B及び７Cはスリップリングとロータコアとの間に配置されている。

２つのスイッチングレグ９A及び９BからなるHブリッジ９は、２対の回転電流供給機構８A及び８Bを通じて界磁コイル１１A及び１１Bに接続されている。回転電流供給機構８A及び８Bはそれぞれスリップリング及びブラシのペアからなる。直列接続された上アームスイッチ９１及び下アームスイッチ９４がレグ９Aを構成している。直列接続された上アームスイッチ９３及び下アームスイッチ９２がレグ９Bを構成している。スイッチ９１-９４はMOSトランジスタにより構成されている。MOSトランジスタの寄生ダイオードは各スイッチ９１-９４の逆並列ダイオードを構成している。

直列ダイオード７Aのアノード及び並列ダイオード７Bのカソードは界磁コイル１１Aの一端に接続されている。界磁コイル１１Aの他端及び並列ダイオード７Cのカソードはレグ９Aの出力ターミナルに接続されている。直列ダイオード７Aのカソード及び並列ダイオード７Cのアノードは界磁コイル１１Bの一端に接続されている。界磁コイル１１Bの他端及び並列ダイオード７Bのアノードはレグ９Bの出力ターミナルに接続されている。

コントローラ４は４相モード、６相モード、直列モード及び並列モードをもつ。４相モード及び６相モードのどちらかが運転状況に応じて選択される。同様に、直列モード及び並列モードのどちらかが運転状況に応じて選択される。

６相モードはトライアック６のオフにより実行される。３相巻線５A及び５Bが電気的に分離されるので、３相巻線５Aの３相電圧及び３相巻線５Bの３相電圧は並列に整流される。

６相モードによれば、U相巻線５１及び５６はU相電圧Vuを互いに反対向きに出力する。同様に、V相巻線５２及び５５はV相電圧Vvを互いに反対向きに出力し、W相巻線５３及び５４はW相電圧Vwを互いに反対向きに出力する。整流器３Aは、この２つの３相電圧をそれぞれ全波整流する。これにより、ステータ巻線の銅損が低減される。

４相モードはトライアック６のオンにより実行される。W相巻線５３及び-W相巻線５４が直列接続されるので、３相巻線５A及び５B整流器３Aに４相電圧を印加する。言い換えれば、整流器３Aは４相全波整流器として動作する。

図３に示される各矢印線は相電流IU、IV及びIWの方向を示す。４相モードによれば、U相巻線５１及び５６はU相電圧を互いに同一向きに発生する。同様に、V相巻線５２及び５５はV相電圧を互いに同一向きに発生し、W相巻線５３及び５４はW相電圧を互いに同一向きに発生する。

図４は４相モードの整流器３Aの出力電圧Vgの波形を示す。図４に示される横軸は電気角を示し、縦軸は出力電圧Vgを示す。出力電圧Vgは２相全波整流電圧の波形と一致する。相間電圧（Vu-Vw）の絶対値が相間電圧（Vv-Vw）の絶対値よりも大きい時、相間電圧（Vu-Vw）が出力電圧Vgとして出力される。

同様に、相間電圧（Vu-Vw）の絶対値が相間電圧（Vv-Vw）の絶対値よりも小さい時、相間電圧（Vv-Vw）が出力電圧Vgとして出力される。出力電圧Vgがバッテリ電圧Vbより高い時、バッテリが充電される。

４相モードによれば２つの３相巻線５A及び５Bが直列接続されるため、オルタネータの低速領域における発電能力は大幅に改善される。これは、コンパクトなオルタネータを実現できることを意味する。なお、３相巻線５Aと３相巻線５Bとの間の位相角は電気角１８０度に限定される必要はなく、たとえは電気角１５０度であってもよい。

次に、直列モードが説明される。スイッチ９１-９２がオンされ、スイッチ９３-９４がオフされる。これにより、界磁電流は界磁コイル１１A、直列ダイオード７A及び界磁コイル１１Bの順に流れるので、界磁コイル１１A及び１１Bは直列接続される。

スイッチ９１及び９２のどちらか又は両方をオフすることにより、直列モードの界磁電流は遮断される。その後、界磁コイル１１A及び１１Bの残留磁気エネルギーが、並列ダイオード７B又は７Cを通じて還流するフリーホィーリング電流を発生する。したがって、界磁束は直列モードが終了した時点から徐々に減衰する。言い換えれば、直列モードは界磁束を素早く減らすことができない。同様に、直列モードは界磁束を素早く増加することができない。

次に、並列モードが説明される。スイッチ９１-９２がオフされ、スイッチ９３-９４がオンされる。これにより、界磁電流は、並列ダイオード７B及び界磁コイル１１Aの順に流れる第１の電流と、界磁コイル１１B及び並列ダイオード７Cの順に流れるの第２電流との和となる。すなわち、界磁コイル１１A及び１１Bは並列接続される。

スイッチ９３及び９４のどちらか又は両方をオフすることにより、並列モードの界磁電流がオフされる。スイッチ９３がオフされ、スイッチ９４がオンされる時、界磁コイル１１A及び１１Bの残留磁気エネルギーはスイッチ９２及び９４を通じて還流する。スイッチ９４がオフされ、スイッチ９１がオンされる時、界磁コイル１１A及び１１Bの残留磁気エネルギーはスイッチ９１及び９３を通じて還流する。

スイッチ９３及び９４の両方がオフされる時、界磁コイル１１A及び１１Bの残留磁気エネルギーはスイッチ９１及び９２を通じてバッテリを充電する。したがって、界磁コイル１１A及び１１Bの残留磁気エネルギーは急速に消滅する。界磁束を急速に減らす必要がある時、並列モードが実行された後、スイッチ９３及び９４の両方がオフされる。

並列モードの採用により、界磁コイルのインピーダンスは１/４となる。さらに、界磁コイルの合成インダクタンスも１/４となるので、界磁コイルに蓄積される磁気エネルギーも１/４となる。並列モードの採用により、界磁束の制御レスポンスは大幅に改善される。

界磁電流の低減により電力損失を低減可能な直列モードは通常の車両走行状態にて採用される。界磁電流を急速に変更しなければならない時、並列モードが採用される。

1スイッチ方式の1つの欠点は４相モードの電流リップルである。４相モードのこの電流リップルを補償する界磁電流の補償制御が図５を参照して説明される。図４から推測されるように、４相モードの電流リップルは比較的大きい。このため、この電流リップルを低減する界磁電流の補償制御が低速領域にて実施される。

まず、４相モードか否かが判定され（ステップS１００）、Yesであれば、低速範囲内か否かが判定される(ステップS１０２）。Yesであれば、直列モード（Sモード）か否かが判定され(ステップS１０４）、Yesであれば、並列モード（Pモード）が開始される(ステップS１０６）。並列モードを採用する時、磁気飽和により界磁電流が過大となりやすいので、界磁電流が所定値を超える時、Hブリッジ９のPWM制御が実施される。

次に、界磁電流の波形を発電電圧波形（図４参照）と逆の波形とするために、Hブリッジ９がPWM制御される(ステップS１０８）。たとえば、図４に示される発電電圧Vgがバッテリ電圧Vbよりも小さくなる発電停止期間に界磁電流が増やされ、発電電圧Vgがバッテリ電圧Vbよりも高くなる発電期間に界磁電流が減らされる。これにより、４相モードの電流リップルを大幅に低減することができる。並列モードの採用により、この補償制御の遅れが抑制される。

オルタネータの６つの出力ターミナルの電圧に基づいて発電電圧Vgの次の落ち込み期間及び落ち込み量を推定し、この推定に基づいて界磁電流の補償制御を実施してもよい。同様に、低速期間に発生するエンジントルクのリップルをこの界磁電流の補償制御により低減することも可能である。

４相モードと６相モードとの選択を行う制御例が図６を参照して説明される。まず、発電電圧Vgが第１しきい値Vgth１よりも低いかどうかが判定される(ステップS２００）。Yesであれば、オルタネータが低速範囲内あると判定する。

発電電圧Vgの代わりにバッテリ電圧Vbを用いることもできる。バッテリ電圧Vbが所定しきい値以下であれば、バッテリの充電要求に比べて発電能力が弱い判定することができる。これはオルタネータが低速範囲にあることを意味する。又は、オルタネータの回転数を検出することにより、オルタネータが低速範囲内にあるか否かを判定してもよい。

オルタネータが低速範囲内にある時、４相モードが採用される(ステップS２０２）。これにより、発電電圧が大幅に上昇するため、バッテリを強力に充電することが可能となる。実際の発電電圧Vgは界磁電流により制御される。

次に、発電電圧Vgが第２しきい値Vgth２よりも高いかどうかが判定される(ステップS２０４）。Yesであれば、オルタネータが低速範囲内でないと判定する。発電電圧Vgの代わりにバッテリ電圧Vbやオルタネータの回転数を用いてこの判定を実施してもよい。

オルタネータが低速範囲内に無い時、６相モードは十分な発電電流を供給することができると推定できるので、６相モードが採用される(ステップS２０６）。これにより、損失及び電流リップルを低減することができる。

次に、発電電流の制御による回生制動動作が図７を参照して説明される。まず、車両制動が指令されたか否かが判定される(ステップS３００）。Yesであれば、発電電流Igが所定しきい値Igthより小さいかどうかが判定される(ステップ３０２）。Yesであれば、界磁電流を急速に増加させるために並列モードが選択される(ステップS３０４）。これにより、界磁電流の急速な増加が可能となる。

次に、６相モードか否かが判定され(ステップS３０６）、Yesであれば、４相モードが選択される(ステップS３０８）。これにより、発電電流を直ちに増大することができる。これにより、強力な回生制動が速やかに実行される。

次に、車両制動が終了したか否かが判定される(ステップS３１０）。Yesであれば、６相モードが実行され(ステップS３１２）、直列モードが実行される(ステップS３１４）。

次に、発電電流の制御によるトルクアシスト動作が図８を参照して説明される。まず、車両加速が指令されたか否かが判定される(ステップS４００）。Yesであれば、スイッチ９１、９２のオフにより直列モードが終了される(ステップS４０２）。次に、発電電流Igが所定しきい値Igth２より大きいかどうかが判定される(ステップ４０４）。Yesであれば、スイッチ９３、９４をオンすることにより並列モードが短期間だけ実行される(ステップS４０６）。

これにより、界磁電流Igは急速に減衰する。次に、界磁電流Igがほぼゼロとなったか否かが判定される(ステップS４０８）。Yesであれば、スイッチ９３、９４をオフすることにより並列モードを急速に終了する(ステップS４１０）。次に、車両加速が終了したか否かが判定される(ステップS４１２）。Yesであれば、並列モードを終了し(ステップS４１４）、直列モードを開始する(ステップS４１６）。これにより、エンジンがオルタネータを駆動するのに必要なトルク消費がほぼゼロとなるため、車両加速の速やかなアシストが可能となる。

第２実施例
第２実施例が図９を参照して説明される。図９に示される６相ダイオード整流器３Aは、３相巻線５Bに接続される３相整流器と、３相巻線５Cに接続される３相整流器とからなる。この実施例によれば、デルタ接続をもつ３相巻線５Cが星形接続の３相巻線５A（図３参照）の代わりに採用される。デルタ接続の３相巻線５Cを構成する相巻線５７-５９は、３相巻線５Bの相巻線５４-５６に対して電気角３０度ずれて配線されるため、振動及び騒音を低減することができる。

図９によれば、相巻線５７はX相電圧Vxを発生し、相巻線５８はY相電圧Vyを発生し、相巻線５９はZ相電圧Vzを発生し、相巻線５４はW相電圧Vwを発生し、相巻線５５はV相電圧Vvを発生し、相巻線５６はU相電圧Vuを発生する。３相電圧（Vx、Vy及びVz）は３相電圧（Vu、Vv及びVw）に対して電気角３０度ずれている（図１０参照）。

相巻線５７-５９の巻数と相巻線５４-５６の巻数との比率を調節することにより、３相巻線５Bの各相電圧Vx、Vy及びVzの最大振幅はそれぞれ、３相巻線５Bの２つの相電圧の差（たとえばVu-Vw）の最大振幅と略等しく設定されるる。好適には、相巻線５７-５９は相巻線５４-５６に対して１．５-２倍の巻数比をもつ。これにより、６相モードの３相巻線５A及び５Bは、略均等に発電電流を出力することができる。

第３実施例
エンジン始動発電機（ISG）に適用される第３実施例が図１１を参照して説明される。図１１はランデル型ISGを示す配線図である。このISGは第１実施例のオルタネータと本質的に同じである。ただし、４相インバータ３Bが実施例１の６相ダイオード整流器３Aの代わりに交直変換器として採用される。

この４相インバータ３Bは４つのスイッチングレグ３１-３４及び２つのダイオードレグ３５-３６をもつ。言い換えれば、図１１に示されるレグ３１-３４は、図３に示される４つのダイオードレグをスイッチングレグに置換した点をその特徴としている。スイッチングレグ３１-３４はそれぞれ、直列接続された上アームスイッチ及び下アームスイッチからなる。上アームスイッチ及び下アームスイッチはそれぞれトランジスタと逆並列ダイオードとからなる。

レグ３１はU相巻線５１に接続され、レグ３２はV相巻線５２に接続されている。レグ３３は-U相巻線５６に接続され、レグ３４は-V相巻線５５に接続されている。ダイオードレグ３５はW相巻線５３に接続され、ダイオードレグ３６は-W相巻線５４に接続されている。

さらに、この実施例によれば、双方向スイッチ６Aが採用される。この双方向スイッチ６AはMOSトランジスタ６１-６２とダイオード６３-６４とからなる。

第１実施例と同様に、コントローラ４は４相モード、６相モード、直列モード及び並列モードをもつ。この実施例によれば、４相インバータ３Bが４つのスイッチングレグをもつので、４相モードにおいてモータトルクを発生することができる。言い換えれば、４相モードは４相発電モードと４相モータモードとに分割される。

結局、コントローラ４は、４相モータモード、４相発電モード及び６相発電モードの１つを必要に応じて選択し、直列モード及び並列モードのどちらかを必要に応じて選択する。４相発電モード、６相発電モード、直列モード及び並列モードは第１実施例と同じであるので、それらの説明は省略される。

４相モータモードが以下に説明される。相巻線５１はU相逆起電力Vuを発生し、相巻線５２はV相逆起電力Vvを発生し、相巻線５３はW相逆起電力Vwを発生することが仮定される。同様に、相巻線５４は-W相逆起電力-Vwを発生し、相巻線５５は-V相逆起電力-Vvを発生し、相巻線５６は-U相逆起電力-Vuを発生することが仮定される。双方向スイッチ６Aの電圧降下がゼロであることが仮定される。

したがって、逆起電力ベクトル（Vu-Vw）が相巻線５１のターミナルに印加され、逆起電力ベクトル（Vv-Vw）が相巻線５２のターミナルに印加される。逆起電力ベクトル（-Vv+Vw）が相巻線５５のターミナルに印加され、逆起電力ベクトル（-Vu+Vw）が相巻線５６のターミナルに印加される。相巻線５３及び５４のターミナルはバッテリ電圧（+V）の約半分の基準電圧をもつ。

スイッチングレグ３１-３４は４相インバータとして動作する。レグ３１は相巻線５１にU相正弦波電流Iuを供給し、レグ３２は相巻線５２にV相正弦波電流Ivを供給する。これにより、相巻線５３はW相正弦波電流Iw（＝-Iu-Iv）を吸収する。

同様に、レグ３３は相巻線５６に-U相正弦波電流-Iuを供給し、レグ３４は相巻線５５に-V相正弦波電流-Ivを供給する。これにより、相巻線５４は-W相正弦波相電流-Iw（＝Iu+Iv）を出力する。結局、W相電流Iwが相巻線５４から相巻線５３へ流れる。

要するに、-W相電圧ベクトル（-Vw）が重畳された合成逆起電力ベクトルがレグ３１及び３２に個別に印加され、W相電圧ベクトルVwが重畳された合成逆起電力ベクトルがレグ３３及び３４に個別に印加される。したがって、レグ３１は電圧（Vu-Vw）を出力し、レグ３２は電圧（Vv-Vw）を出力し、レグ３３は電圧（-Vu+Vw）を出力し、レグ３４は電圧（-Vv+Vw）を出力する。上記説明では、電圧降下を発生するインピーダンスの影響は無視されている。

ただし、W相電流が双方向スイッチ６Aに流れるため、双方向スイッチ６Aが略一定のW相電圧降下V６を発生する。したがって、レグ３１及び３２の出力電圧に重畳される-W相電圧ベクトル（-Vw）にW相電圧降下V６の半分が加算される。同様に、レグ３３及び３４の出力電圧に重畳されるW相電圧ベクトルVwにW相電圧降下V６の半分が加算される。

結局、レグ３１は合成ベクトル電圧（Vu-（Vw+０．５V６））を出力し、レグ３２は合成ベクトル電圧（Vv-（Vw+０．５V６））を出力し、レグ３３は合成ベクトル電圧（-Vu+（Vw+０．５V６））を出力し、レグ３４は合成ベクトル電圧（-Vv+（Vw+０．５V６））を出力する。

４相インバータ３BのPWM制御により、レグ３１がU相電流Iuを出力し、レグ３２がV相電流Ivを出力し、レグ３５が-U相電流-Ivを出力し、レグ３６が-V相電流-Iuを出力する。これらの４つの相電流は正弦波形とされるが、それに限定されるものではない。

結局、４相インバータ３Bが略正弦波波形の４相電圧を３相巻線５A及び５Bの４つのターミナルに印加することにより、６つの正弦波相電圧（Vu、Vv、Vw、-Vu、-Vv及び-Vw）を６つの相巻線５１ー５６に個別に印加することができる。したがって、４相モードのISGは従来の６相モータと同様に円滑なモータトルクを発生する。さらに、３相巻線５A及び５Bが直列接続されるこの４相モータモードは、バックEMFが小さい低速領域においてモータトルクを大幅に増加する。バッテリ電流のリップルは平滑キャパシタなどにより抑制されることができる。

したがって、この４相モータモードはISGのエンジン始動及びトルクアシスト動作に好適である。さらに、並列モードの採用により、界磁電流を急速に変化させることも可能となる。

たとえば、大きな界磁電流が高速領域において流れている状態にて、トルクアシストが指令されるケースによれば、４相モータモードの採用によりバックEMFが過大となることがある。この場合には、界磁電流は並列モードにより素早く低減される。たとえば、小さい界磁電流が流れている状態にて、トルクアシストが指令されるケースによれば、モータトルクが不足することがある。この場合には、界磁電流は並列モードによりを素早く増加される。結局、界磁コイル同期機を用いるトルクアシスト動作は、界磁電流の素早い制御を必要とすることが理解される。

この要求を満足するために、この実施例のISGは、図１２に示される界磁電流制御回路１Bを採用している。界磁電流制御回路１Bによれば、第３界磁コイル１１C及びダイオード７D、７E及び７Fが実施例１の界磁電流制御回路１A（図３参照）に追加されている。

図１２に示される界磁コイル１１Cの一端は、直列ダイオード７Dを通じて界磁コイル１１Bに接続されている。並列ダイオード７Eのカソードは直列ダイオード７Dのアノードに接続され、並列ダイオード７Fのアノードは直列ダイオード７Dのカソードに接続されている。結局、界磁コイル１１B及び１１Cの直並列切換を行うダイオード７D、７E及び７Fは、界磁コイル１１A及び１１Bの直並列切換を行うダイオード７A、７B及び７Cと本質的に同じ回路構成を有する。

スイッチ９１-９２がオンされる直列モードによれば、界磁電流は、３つの界磁コイル１１A、１１B及び１１Cと、２つの直列ダイオード７A及び７Dを流れる。これにより、３つの界磁コイル１１A、１１B及び１１Cは直列に接続される。スイッチ９３-９４がオンされる並列モードによれば、界磁電流は、４つの並列ダイオードを通じて３つの界磁コイル１１A、１１Bに並列に流れる。

その結果、並列モードのインピーダンス及びインダクタンスは、直列モードのインピーダンス及びインダクタンスの１/９となる。同様に、並列モードの界磁コイル１１Aー１Cに蓄積される磁気エネルギーは、直列モードの界磁コイル１１Aー１Cに蓄積される磁気エネルギーの１/９となる。

ただし、並列モードによれば、２つのダイオード７E及び７Cを経由して界磁電流が流れる界磁コイル１１Bの巻数を減らして３つの界磁コイル１１A、１１B及び１１Cの電流差を低減することが好適である。

図１３は、このISGのエンジン始動動作を示すフローチャートである。まず、エンジン始動が指令されたか否かが判定され(ステップS５００）、Yesであれば並列モード実行され(ステップS５０２）、さらに４相モータモードが実行される(ステップS５０４）。これにより、エンジンが速やかに始動される。次に、エンジン回転数Neが所定しきい値Nethを超えたか否かが判定され(ステップS５０６、Yesであれば、エンジン始動が完了したと判断して４相モータモードが終了される(ステップS５０８）。その後、４相発電モードが自動的に開始される。

次に、発電電圧Vgが所定しきい値Vgthを超えたか否かが判定され(ステップS５１０）、Yesであれば４相発電モードから６相発電モードへの切換が実施され(ステップS５１２）、並列モードから直列モードへの切換が実施される(ステップS５１４）。

図１４は、このISGのトルクアシスト動作A及び回生制動動作Bを示すフローチャートである。まず、トルクアシスト動作A又は回生制動動作Bが指令されたか否かが判定され(ステップS６００）、Yesであれば４相モードが実行される(ステップS６０２）。なお、トルクアシスト動作Aが実施される時、４相モータモードが実行され、回生制動動作Bが実施される時、４相発電モードが実行される。さらに並列モードが実行される(ステップS６０４）。これにより、強力なトルクアシストを素早く実行でき、強力な発電制動を素早く実行することができる。

次に、トルクアシスト動作A又は回生制動動作Bの終了が指令されたか否かが判定され(ステップS６０６）、Yesであれば６相モードが実行され(ステップS６０８）、直列モードが実行される(ステップS６１０）。これにより、トルクアシスト又は発電制動を速やかに終了することができる。これらの制御において、４相インバータ３B及びHブリッジ９は必要に応じてPWM制御される。

他の変形態様
他の変形態様が以下に説明される。４相インバータ３Bの代わりに６相インバータを採用してもよい。双方向スイッチがオフされる時、６相インバータは６相モータモードを実行することができる。

双方向スイッチによる４相モードと６相モードとを切り換える１スイッチ方式は、直列モード及び並列モードの切換を行わない従来の界磁コイル同期機により採用されることができる。さらに、この１スイッチ方式は、永久磁石同期機や誘導機にも使用されることができる。

さらに、６相モードと４相モードとの切換において、双方向スイッチ６を所定周波数でスイッチングし、そのデユーティ比を０％から１００％へ徐々に変更してもよく、逆に１００％から０％へ徐々に変更してもよい。

同様に、直列モードと並列モードとの切換において、Hブリッジのスイッチングにより、直列モードから並列モードへ徐々に変更することができ、並列モードから直列モードへ徐々に変更することも可能である。

界磁電流の方向を逆転することにより界磁コイルのインピーダンスを調整する３ダイオード方式は、１スイッチ方式を採用しない従来の界磁コイル同期機により採用されることができる。

第４実施例
ランデル型ISGに適用される第４実施例が図１５-図１９を参照して説明される。図１５は、界磁電流制御回路１Aのロータ搭載部分を示す配線図である。この実施例によれば、直列ダイオード７A及び２つの並列ダイオード７B及び７Cは、ダイオードモジュール７内に収容されている。ただし、並列モードにおいて、界磁コイル１１Aと並列ダイオード７Cとの接続点に０Vが印加される。同様に、並列モードにおいて、界磁コイル１１Bと並列ダイオード７Bとの接続点に＋Vが印加される。

図１６はランデル型ISGの部分断面図を示す。界磁コイル１１A及び１１Bが軟磁性のロータコア２１に巻かれている。ロータコア２１が固定される回転軸２２は軸受け２３を通じてハウジング２４に支持されている。ステータコイル２５は、ハウジング２４に支持されるステータコア２６に巻かれている。

ロータコア２１はボス部２１１及びL字状の爪部２１２からなる。円筒状のボス部２１１は回転軸２２に固定されている。多数の爪部２１２がボス部２１１から径方向外側へ突出している。空隙部２１３が、互いに周方向に隣接する２つの爪部２１２の間に形成されている。アルミ製の冷却翼２１４が爪部２１２のリア端面に固定されている。矢印は冷却風の方向を示す。

ダイオードモジュール７は、空隙部２１３に面するボス部２１１の外周面に固定されている。ボス部２１１の外周面はダイオードモジュール７を収容するための溝部をもつ。界磁コイル１１A及び１１Bの各端部は、ダイオードモジュール７から突出する４本のリード端子に個別に接続されている。さらに、ダイオードモジュール７の２つのリード端子は図略のスリップリングに個別に接続されている。これらのスリップリングは、軸受け２３から後方へ突出する回転軸２２に固定されている。この実施例によれば、ダイオードモジュール７が界磁コイル１１A及び１１Bとスリップリング（図示せず）との間に配置されるため、配線の無駄な延長を防止することができる。

１つの変形態様によれば、空隙部２１３内に配置されるダイオードモジュール７は、爪部２１２の側面に固定される。図１７はもう１つの変形態様を示す。この変形態様によれば、ダイオードモジュール７はボス部２１１のリア端面に固定されている。ダイオードモジュール７のリード端子は径方向外側に突出している。図１８はもう１つの変形態様を示す。この変形態様によれば、ダイオードモジュール７は、ボス部２１１と回転軸２２との間に配置されている。ボス部２１１は、ダイオードモジュール７を収容するための溝部をもつ。この溝部は、空隙部２１３の径方向内側に形成されることが磁気的に好ましい。ダイオードモジュール７のリード端子は、後方に突出した後、径方向外側へ延在している。図１９はもう１つの変形態様を示す。この変形態様によれば、ダイオードモジュール７は、爪部２１２のリア端面と冷却翼２１４の基板部２１５との間に挟まれている。冷却翼２１４の基板部２１５は爪部２１２のリア端面に固定されている。

ロータコアの表面に接しつつ、界磁コイルと図略のスリップリングとの間に配置されるこのダイオードモジュール７は、図１に示される1つのフリーホィーリングダイオード１３により構成されることができる。言い換えれば、このフリーホィーリングダイオードは、界磁コイルとスリップリングとの間に位置してロータコアに安定に固定される。当然、Hブリッジは必要ではない。結局、図１５-図１９に開示されるダイオードモジュール固定構造をもつ従来のオルタネータによれば、界磁電流のフリーホィーリング電流成分がスリップリングやブラシを経由せずに循環するので、損失や摩耗を大幅に減らすことができる。

符号が以下に説明される。
１A、１B 界磁電流制御回路
３A ６相ダイオード全波整流器（交直変換器）
３B ４相インバータ（交直変換器）
４ コントローラ
５A、５C ３相巻線（第１の３相巻線）
５B ３相巻線（第２の３相巻線）
６ トライアック（双方向スイッチ）
７ ダイオードモジュール
７A 直列ダイオード
７B、７C 並列ダイオード
９ Hブリッジ（界磁電流反転回路）
１１A 界磁コイル（界磁コイルの第１コイル）
１１B 界磁コイル（界磁コイルの第２コイル）
２１ ロータコア
２２ 回転軸
２３ 軸受け
２４ ハウジング
２５ ステータコイル
２６ ステータコア
２１１ ロータコアのボス部
２１２ ロータコアの爪部
２１３ 爪部間の空隙部
２１４ 冷却翼
２１５ 冷却翼の基板部

Claims (12)

1. ステータコアに巻かれたステータ巻線と、ロータコアに巻かれた界磁コイルに界磁電流を供給する界磁電流制御回路と、少なくとも界磁電流を制御するためのコントローラとを備える巻数切換型回転電機において、
   この界磁コイルは、それぞれ界磁束を発生するための少なくとも第１コイル及び第２コイルを含み、
   この界磁電流制御回路は、第１コイル及び第２コイルを直列に接続することにより界磁電流を第１方向へ流す少なくとも１つの直列ダイオードと、第１コイル及び第２コイルを並列に接続することによりことにより界磁電流を第２方向へ流す少なくとも２つの並列ダイオードと、界磁コイルに供給する界磁電流の向きを反転する界磁電流反転回路とを有し、
   コントローラは、界磁電流反転回路から界磁コイルへ第１方向へ界磁電流を通電することにより第１コイル及び第２コイルを直列接続する直列モードと、界磁電流反転回路から界磁コイルへ第２方向へ界磁電流を通電することにより第１コイル及び第２コイルを並列接続する並列モードとのどちらかを選択することを特徴とする巻数切換型回転電機。
2. コントローラは、界磁電流の急速な増加又は急速な減少が指令される時に並列モードを採用する請求項１記載の巻数切換型回転電機。
3. 直列ダイオード及び並列ダイオードは、ロータコアに直接的又は間接的に支持される請求項１記載の巻数切換型回転電機。
4. 直列ダイオード及び並列ダイオードは、１つのダイオードモジュール内に収容されている請求項３記載の巻数切換型回転電機。
5. ステータ巻線をなす第１の３相巻線及び第２の３相巻線は、交直変換器に接続され、
   第１の３相巻線の１つの相巻線は双方向スイッチを通じて第２の３相巻線の１つの相巻線に接続される請求項１記載の巻数切換型回転電機。
6. 交直変換器は、６相ダイオードブリッジからなる請求項５記載の巻数切換型回転電機。
7. 交直変換器は、並列接続された４つのスイッチングレグ及び２つのダイオードレグからなる４相インバータからなり、
   ２つのダイオードレグは、双方向スイッチに接続される請求項５記載の巻数切換型回転電機。
8. コントローラは、双方向スイッチをオンする４相モードと、双方向スイッチをオフする６相モードとのどちらかを選択する請求項５記載の巻数切換型回転電機。
9. 第１の３相巻線及び第２の３相巻線を有するステータ巻線と、ステータ巻線と直流電源とを接続する交直変換器と、この交直変換器を制御するコントローラとを備える巻数切換型回転電機において、
   第１の３相巻線の１つの相巻線と第２の３相巻線の１つの相巻線とを接続する双方向スイッチを有し、
   コントローラは、双方向スイッチをオンする４相モードと、双方向スイッチをオフする６相モードとのどちらかを選択することを特徴とする巻数切換型回転電機。
10. 交直変換器は、６相ダイオードブリッジからなる請求項９記載の巻数切換型回転電機。
11. 交直変換器は、並列接続された４つのスイッチングレグ及び２つのダイオードレグからなる４相インバータからなり、
    ２つのダイオードレグは、双方向スイッチに接続される請求項９記載の巻数切換型回転電機。
12. コントローラは、発電又はトルク発生の強化が指令される時に４相モードを採用する請求項９記載の巻数切換型回転電機。

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