JP2016163476A - モータ駆動装置、及びこれを備える機器、並びにモータ駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】モータを高効率で駆動可能なモータ駆動装置等を提供する。【解決手段】モータ駆動装置１は、複数の巻線が直列接続されてなる固定子巻線４を各相それぞれに備えるモータＭの前記複数の巻線に交流電圧を印加する第１インバータ１１と、前記複数の巻線の一部に交流電圧を印加する第２インバータ１２と、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を制御する制御手段１３と、を備え、制御手段１３は、第１インバータ１１によってモータＭの弱め界磁電流を制御し、第２インバータ１２によってモータＭのトルク電流を制御する。【選択図】図３

Description

本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置等に関する。

同期モータは、誘導モータに比べて高効率であるため、家電製品、電動車両、鉄道車両等のさまざまな機器に用いられている。このような同期モータの高効率化を図る技術として、例えば、以下に示すものが知られている。

すなわち、特許文献１には、各相において直列接続された二つの巻線を備えるモータに関して、前記した二つの巻線に交流電圧を印加する第１のインバータ回路と、一つの巻線に交流電圧を印加する第２のインバータ回路と、を備えるモータ駆動装置について記載されている。

特開２０１３−１２１２２２号公報

ところで、モータを高速駆動する際、永久磁石（回転子）とは逆向きの磁束を発生させるための界磁電流を固定子巻線に流す「弱め界磁制御」が行われることが多い。特許文献１に記載の技術では、弱め界磁制御でモータを高速駆動する際、第２のインバータ回路によって、前記した二つの巻線のうち一方のみに電流を流す構成になっている。そうすると、二つの巻線に電流を流す場合と比較して巻線に流れる電流が大きくなり、損失の増加を招くという問題がある。

そこで、本発明は、モータを高効率で駆動可能なモータ駆動装置等を提供することを課題とする。

前記課題を解決するために、本発明に係るモータ駆動装置は、複数の巻線が直列接続されてなる固定子巻線を各相それぞれに備えるモータの前記複数の巻線に交流電圧を印加する第１インバータと、前記複数の巻線の一部に交流電圧を印加する第２インバータと、前記第１インバータ及び前記第２インバータを制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記第１インバータによって前記モータの弱め界磁電流を制御し、前記第２インバータによって前記モータのトルク電流を制御することを特徴とする。

本発明によれば、モータを高効率で駆動可能なモータ駆動装置等を提供できる。

本発明の第１実施形態に係るモータ駆動装置を備える空気調和機の構成図である。 モータ駆動装置を含む構成図である。 各インバータと、モータの固定子巻線と、の接続関係を示す説明図である。 モータの固定子巻線が備える第１巻線及び第２巻線の説明図である。 モータの固定子の模式的な断面図である。 モータ駆動装置が備える制御手段の機能ブロック図である。 制御手段が実行する処理を示すフローチャートである。 モータの印加電圧、ｄ軸電流、及びｑ軸電流と、モータの回転速度指令値と、の関係を示す説明図である。 空気調和機の運転状態と、圧縮機に設置されたモータの回転速度及びトルクと、の関係を示す説明図である。 モータの回転速度指令値と、効率と、の関係を示す説明図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置を含む構成図である。 本発明の第３実施形態に係るモータ駆動装置を含む構成図である。 本発明の第４実施形態に係るモータ駆動装置を含む構成図である。 本発明の変形例に係るモータ駆動装置を備える電動車両の構成図である。 電動車両の運転状態と、変速機に設置されたモータの回転速度及びトルクと、の関係を示す説明図である。

≪第１実施形態≫
以下では、まず、モータＭ（図１参照）が設置された圧縮機２１を備える空気調和機Ｓについて簡単に説明した後、モータＭを駆動するモータ駆動装置１（図２参照）について詳細に説明する。

＜空気調和機の構成＞
図１は、第１実施形態に係るモータ駆動装置１を備える空気調和機Ｓの構成図である。なお、図１に示す矢印は、冷房運転時に冷媒が流れる向きを示している。空気調和機Ｓは、周知のヒートポンプサイクルで冷媒を循環させることによって、室内の空調を行う装置である。

空気調和機Ｓは、圧縮機２１と、四方弁２２と、室外熱交換器２３と、膨張弁２４と、室内熱交換器２５と、室外ファン２６と、室内ファン２７と、モータＭと、モータ駆動装置１（図２参照）と、を備えている。図１に示すように、圧縮機２１、四方弁２２、室外熱交換器２３、膨張弁２４、及び室内熱交換器２５が、環状に順次接続されている。
圧縮機２１は、冷媒を圧縮する装置であり、モータＭの回転子（図示せず）に連結されている。なお、図１に示す各構成については周知であるため、詳細な説明を省略する。

＜モータ駆動装置の構成＞
図２は、モータ駆動装置１を含む構成図である。
モータ駆動装置１は、モータＭを駆動することによって、このモータＭの回転子に連結された圧縮機２１を駆動する装置である。図２に示すように、モータ駆動装置１は、第１インバータ１１と、第２インバータ１２と、制御手段１３と、を備えている。

第１インバータ１１は、直流電源３から入力される直流電力を３相交流電力に変換し、この３相交流電力をモータＭに出力する電力変換器である（第２インバータ１２も同様）。なお、直流電源３は、交流電源３１から入力される交流電力が、整流回路３２及び平滑コンデンサ３３によって直流電力に変換されたものである。

図３は、各インバータ１１，１２と、モータＭの固定子巻線４と、の接続関係を示す説明図である。図３に示すように、第１インバータ１１は、スイッチング素子Ｐｕ，Ｎｕを備える第１レグと、スイッチング素子Ｐｖ，Ｎｖを備える第２レグと、スイッチング素子Ｐｗ，Ｎｗを備える第３レグと、が互いに並列接続された構成になっている。各スイッチング素子には、還流ダイオードＤが逆並列に接続されている。

第１インバータ１１が備える下アームのスイッチング素子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗの共通接続点と、直流電源３の負極と、の間（つまり、第１インバータ１１の直流側の母線Ｆ１）には、シャント抵抗Ｒ１が設置されている。シャント抵抗Ｒ１の電流検出値Ｉstは、後記する制御手段１３に出力される。

第２インバータ１２は、第１インバータ１１と同様の構成を備えている。そして、第２インバータ１２にも、直流電源３から直流電力が供給されるようになっている。第２インバータ１２の直流側の母線Ｆ２には、シャント抵抗Ｒ２が設置されている。シャント抵抗Ｒ２の電流検出値Ｉstは、後記する制御手段１３に出力される。

ここで、モータ駆動装置１の駆動対象であるモータＭについて簡単に説明する。
モータＭは、例えば、永久磁石同期モータであり、回転磁界を発生させる固定子Ｍａ（図５参照）と、前記した回転磁界との磁気的な吸引力・反発力で回転する回転子（図示せず）と、を備えている。
モータＭの固定子巻線４は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各巻線がＹ結線（星形結線）された構成になっている。固定子巻線４は、Ｕ相の第１巻線Ｕ１・第２巻線Ｕ２と、Ｖ相の第１巻線Ｖ１・第２巻線Ｖ２と、Ｗ相の第１巻線Ｗ１・第２巻線Ｗ２と、を備えている。

第１巻線Ｕ１の一端は、第１インバータ１１のＵ相に対応するスイッチング素子Ｐｕ，Ｎｕの間の接続点ｇｕに接続されている。第１巻線Ｕ１の他端は、接続点ｈｕを介して第２巻線Ｕ２の一端に直列接続されている。また、この接続点ｈｕは、第２インバータ１２のＵ相に対応するスイッチング素子Ｐｕ，Ｎｕの間の接続点ｉｕにも接続されている。第２巻線Ｕ２の他端は、他の第２巻線Ｖ２，Ｗ２とＹ結線されている。

以下では、第１巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１をまとめて「第１巻線４１」と記し、また、第２巻線Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２をまとめて「第２巻線４２」と記す。
図３に示すように、第１インバータ１１が駆動した場合には、各相の第１巻線４１及び第２巻線４２に交流電圧が印加される（例えば、Ｕ相では、第１巻線Ｕ１及び第２巻線Ｕ２に交流電圧が印加される）。
また、第２インバータ１２が駆動した場合には、各相の第２巻線４２に交流電圧が印加される（例えば、Ｕ相では、第２巻線Ｕ２に交流電圧が印加される）。

図４は、モータＭの固定子巻線４が備える第１巻線４１及び第２巻線４２の説明図である。第１巻線Ｕ１は、巻線Ｕ１１と、巻線Ｕ１２と、を備えている。巻線Ｕ１１，Ｕ１２は、直列接続されている。第２巻線Ｕ２は、巻線Ｕ２１と、巻線Ｕ２２と、を備えている。巻線Ｕ２１，Ｕ２２は、並列接続されている。なお、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。

このような接続関係にする理由は、弱め界磁制御を行う際のモータＭの出力範囲（回転速度の上限）を十分に確保するためである。なお、「弱め界磁制御」とは、モータＭの回転速度を上昇させる過程で、永久磁石（回転子）による誘起電圧がモータＭの印加電圧に達した場合、永久磁石の磁束とは逆向きの磁束を発生させるように弱め界磁電流（負のｄ軸電流）を流す制御方法である。

前記した永久磁石の磁束方向を示すｄ軸と、このｄ軸と直交するｑ軸と、に基づく回転座標系では、以下の（式１）に示す電圧方程式が成り立つ。なお、Ｖｑはｑ軸印加電圧、Ｒは巻線抵抗、Ｉｑはｑ軸電流、ωは電気角回転速度、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｉｄはｄ軸電流、Ｋｅは誘起電圧定数である。

Ｖｑ＝Ｒ・Ｉｑ＋ω・Ｌｄ・Ｉｄ＋Ｋｅ・ω ・・・（式１）

ｄ軸電流が最大になるための条件は、ｑ軸印加電圧Ｖｄ及びｑ軸電流Ｉｑがゼロになるときであるから、この条件を（式１）に代入すると、以下に示す（式２）が導出される。

Ｉｄ＝−Ｋｅ／Ｌｄ ・・・（式２）

このｄ軸電流Ｉｄの絶対値が大きいほど、モータＭの回転速度の上限を高くすることができる。言い換えると、ｄ軸インダクタンスＬｄに対する誘起電圧定数Ｋｅの比（絶対値）が大きいほど、モータＭを高速域で駆動できる。

例えば、図４に示すＵ相の各巻線Ｕ１１，Ｕ１２，Ｕ２１，Ｕ２２のｄ軸インダクタンスをＬとすると、第１巻線Ｕ１及び第２巻線Ｕ２のインダクタンスは５Ｌ／２であり、誘起電圧定数は３Ｋｅである（各巻線の誘起電圧定数をＫｅとする）。したがって、ｄ軸インダクタンスに対する誘起電圧定数の比は、６Ｋｅ／５Ｌである。
一方、第２巻線Ｕ２のみのｄ軸インダクタンスはＬ／２であり、誘起電圧定数はＫｅである。したがって、ｄ軸インダクタンスに対する誘起電圧定数の比は、２Ｋｅ／Ｌ（＞６Ｋｅ／５Ｌ）である。

つまり、第１インバータ１１を駆動して第１巻線４１及び第２巻線４２の両方に電流を流すよりも、第２インバータ１２を駆動して第２巻線４２に電流を流すほうが、モータＭを高速域で駆動できる。
なお、各インバータ１１，１２のうち、駆動するインバータを決定する処理については後記する。

図５は、モータＭの固定子Ｍａの模式的な断面図である。
なお、図５では、回転子の図示を省略している。モータＭの固定子Ｍａは、周方向において等間隔に配置されたティースＨ１〜Ｈ６を備えている。図５に示す例では、各ティースＨ１〜Ｈ６に関して、時計回りに順次符号を付している。
ティースＨ１には巻線Ｕ１１，Ｕ２１が巻回され、ティースＨ２には巻線Ｖ１１，Ｖ２１が巻回され、ティースＨ３には巻線Ｗ１２，Ｗ２２が巻回されている。また、ティースＨ４には巻線Ｕ１２，Ｕ２２が巻回され、ティースＨ５には巻線Ｖ１２，Ｖ２２が巻回され、ティースＨ６には巻線Ｗ１１，Ｗ２１が巻回されている。

そして、第１インバータ１１（図３参照）によって、各相の第１巻線４１及び第２巻線４２を介して３相交流電圧が印加された場合でも、また、第２インバータ１２（図３参照）によって、第２巻線４２に３相交流電圧が印加された場合でも、いずれにおいても回転磁界が発生するようになっている。
なお、図５に示す例では、例えば、巻線Ｕ１１と巻線Ｕ２１とが、断面視において別々の層をなすように巻回されているが、断面視において各巻線が重なるように巻回してもよい。

図３に示す制御手段１３は、例えばマイコンであり、図示はしないが、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が各種処理を実行するようになっている。
制御手段１３は、モータＭの回転速度の指令値である回転速度指令値ωr^*の大きさに基づいて、モータＭに関する駆動モード（後記する低速モード、通常高速モード、弱め界磁高速モードのいずれか）を設定する機能を有している。

また、制御手段１３は、設定した駆動モードに基づいて、第１インバータ１１及び第２インバータ１２のうち、一方又は両方を駆動する機能を有している。
第１インバータ１１を駆動する場合、制御手段１３は、シャント抵抗Ｒ１の電流検出値Ｉstと、所定の周波数指令値ωr*と、に基づいてＰＷＭ信号（Pulse Width Modulation）を生成し、生成したＰＷＭ信号を第１インバータ１１に出力する。
第２インバータ１２を駆動する場合、制御手段１３は、シャント抵抗Ｒ２の電流検出値Ｉstと、所定の周波数指令値ωr*と、基づいてＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号を第２インバータ１２に出力する。
なお、前記した周波数指令値ωr*は、設定温度や室温等に基づき、上位の制御装置（図示せず）によって算出される。

図６は、モータ駆動装置１が備える制御手段１３の機能ブロック図である。
制御手段１３は、主に、電流再現部１３１ａ，１３１ｂと、３相／２軸変換部１３２ａ，１３２ｂと、駆動モード設定部１３３と、切替部Ｋ１〜Ｋ６と、ｄ軸電流指令値生成部１３４と、速度制御部１３５と、電流指令値演算部１３６と、電圧指令値演算部１３７ａ，１３７ｂと、２軸／３相変換部１３８ａ，１３８ｂと、を備えている。

電流再現部１３１ａは、シャント抵抗Ｒ１（図３参照）から入力される電流検出値Ｉstと、第１インバータ１１の各スイッチング素子のオン／オフ信号と、に基づいて、各相の巻線に流れる３相電流Ｉu，Ｉv，Ｉwを再現する。電流再現部１３１ａによって再現された３相電流Ｉu，Ｉv，Ｉwは、３相／２軸変換部１３２ａに出力される。

３相／２軸変換部１３２ａは、電流再現部１３１ａによって再現された３相電流Ｉu，Ｉv，Ｉwを、回転座標系のｄ軸電流Ｉｄ（正の場合には界磁電流、負の場合には弱め界磁電流）及びｑ軸電流Ｉｑ（トルク電流）に変換する。前記したｄ軸電流Ｉｄは切替部Ｋ１に出力され、ｑ軸電流Ｉｑは切替部Ｋ２に出力される。

電流再現部１３１ｂは、シャント抵抗Ｒ２（図３参照）から入力される電流検出値Ｉstと、第２インバータ１２の各スイッチング素子のオン／オフ信号と、に基づいて、各相の巻線に流れる３相電流Ｉu，Ｉv，Ｉwを再現する。３相／２軸変換部１３２ｂは、電流再現部１３１ｂによって再現された３相電流Ｉu，Ｉv，Ｉwを、回転座標系のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。

駆動モード設定部１３３は、モータＭの電気角に関する周波数指令値ωr*に基づいて駆動モードを設定し、設定した駆動モードに関する情報を切替部Ｋ１〜Ｋ６に出力する。前記した駆動モードには、「低速モード」と、「通常高速モード」と、「弱め界磁高速モード」と、が含まれる。

ここで「低速モード」とは、第１インバータ１１（図３参照）を用いて、モータＭを比較的低速で駆動するモードである。「通常高速モード」とは、第２インバータ１２（図３参照）を用いて、モータＭを比較的高速で駆動するモードである。「弱め界磁高速モード」とは、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を用いて弱め界磁制御を行うことで、「通常高速モード」よりもさらに高速でモータＭを駆動するモードである。

切替部Ｋ１は、駆動モード設定部１３３によって設定された駆動モードに応じて、３相／２軸変換部１３２ａ，１３２ｂのうち一方を選択し、選択した３相／２軸変換部の算出結果（ｄ軸電流Ｉｄ）を減算器Ｊ１に出力する。なお、切替部Ｋ１の接点に付した符号‘Ａ’は「低速モード」に対応し、‘Ｂ１’は「通常高速モード」に対応し、‘Ｂ２’は「弱め界磁高速モード」に対応している。

切替部Ｋ２は、駆動モード設定部１３３によって設定された駆動モードに応じて、３相／２軸変換部１３２ａ，１３２ｂのうち一方を選択し、選択した３相／２軸変換部の算出結果（ｑ軸電流Ｉｑ）を減算器Ｊ２に出力する。なお、切替部Ｋ２の接点に付した符号‘Ｂ’は「通常高速モード」又は「弱め界磁高速モード」に対応している。

ｄ軸電流指令値生成部１３４は、例えば、モータＭの平均トルクに基づいて、そのリラクタンストルクが最大となるようなｄ軸電流指令値Ｉｄ*を生成する。ｄ軸電流指令値生成部１３４によって生成されたｄ軸電流指令値Ｉｄ*は、減算器Ｊ１に出力される。
減算器Ｊ１は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*からｄ軸電流検出値Ｉｄを減算することで、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する。減算器Ｊ１によって算出されたｄ軸電流偏差ΔＩｄは、電流指令値演算部１３６に出力される。

速度制御部１３５（ｑ軸電流指令値生成部）は、前記した周波数指令値ωr*を用いて、例えば、比例積分制御に基づき、モータＭの回転速度を制御するためのｑ軸電流指令値Ｉｑ*を生成する。速度制御部１３５によって生成されたｑ軸電流指令値Ｉｑ*は、減算器Ｊ２に出力される。
減算器Ｊ２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*からｑ軸電流検出値Ｉｑを減算することで、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。減算器Ｊ２によって算出されたｑ軸電流偏差ΔＩｑは、電流指令値演算部１３６に出力される。

電流指令値演算部１３６は、ＰＩ制御に基づき、ｄ軸電流検出値Ｉｄがｄ軸電流指令値Ｉｄ*に近づくように（ｄ軸電流偏差ΔＩｄをゼロにするように）、第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ**を算出する。
また、電流指令値演算部１３６は、ＰＩ制御に基づき、ｑ軸電流検出値Ｉｑがｑ軸電流指令値Ｉｑ*に近づくように（ｑ軸電流偏差ΔＩｑをゼロにするように）、第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ**を算出する。

切替部Ｋ３〜Ｋ６は、駆動モード設定部１３３によって「低速モード」が設定された場合、第１インバータ１１（図３参照）に対応する電圧指令値演算部１３７ａに、接点Ａを介して、第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ**及び第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ**が出力されるようにする。前記したように、「低速モード」を行う際、第２インバータ１２は駆動されない。

また、切替部Ｋ３〜Ｋ６は、駆動モード設定部１３３によって「通常高速モード」が設定された場合、接点Ｂ１（切替部Ｋ４，Ｋ６に関しては、接点Ｂ）を介して、第２インバータ１２に対応する電圧指令値演算部１３７ｂに、第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ**及び第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ**が出力されるようにする。前記したように、「通常高速モード」を行う際、第１インバータ１１は駆動されない。

また、切替部Ｋ３〜Ｋ６は、駆動モード設定部１３３によって「弱め界磁高速モード」が設定された場合、接点Ｂ２を介して電圧指令値演算部１３７ａに第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ**が出力され、接点Ｂを介して電圧指令値演算部１３７ｂに第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ**が出力されるようにする。
つまり、制御手段１３は、「弱め界磁高速モード」の実行中、第１インバータ１１によってｄ軸電流（弱め界磁電流）を制御し、第２インバータ１２によってｑ軸電流（トルク電流）を制御するように構成されている。

以下の表１に、各駆動モードにおいてｄ軸電流・ｑ軸電流の検出に用いられるシャント抵抗と、各駆動モードにおいて駆動されるインバータと、第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ**及び第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ**と、の対応関係を示す。

電圧指令値演算部１３７ａは、切替部Ｋ３を介して入力される第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ**と、切替部Ｋ４を介して入力される第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ**と、に基づいて、第１インバータ１１を駆動するためのｄ軸電圧指令値Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を算出する。電圧指令値演算部１３７ａによって算出されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ*は、２軸／３相変換部１３８ａに出力される。

２軸／３相変換部１３８ａは、電圧指令値演算部１３７ａから入力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ*及びq軸電圧指令値Ｖｑ*に基づいて、固定座標系における３相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を算出する。２軸／３相変換部１３８ａによって算出された３相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は、ＰＷＭ信号発生器（図示せず）によってＰＷＭ信号に変換され、このＰＷＭ信号が第１インバータ１１（図３参照）の各スイッチング素子に出力される。
なお、第２インバータ１２（図３参照）に対応する電圧指令値演算部１３７ｂ及び２軸／３相変換部１３８ｂについては、前記したものと同様であるから説明を省略する。

その他、図６では省略したが、制御手段１３は、所定のモータ電圧モデル式に基づいて、制御軸（推定されたｄ軸、ｑ軸）とモータＭの実軸（実際のｄ軸、ｑ軸）との軸誤差Δθを推定する軸誤差推定部（図示せず）や、この軸誤差Δθ等に基づいて回転子の回転角や回転速度を算出するＰＬＬ回路（Phase Locked Loop：図示せず）を備えている。前記した回転角等は、３相／２軸変換部１３２ａ，１３２ｂや２軸／３相変換部１３８ａ，１３８ｂにおいて用いられる。

＜制御手段の動作＞
図７は、制御手段１３が実行する処理を示すフローチャートである。
ステップＳ１０１において制御手段１３は、モータＭの回転速度指令値Ｎ*（図６に示す周波数指令値ωr*に対応）が、所定閾値Ｎ１（第１閾値）未満であるか否かを判定する。この所定閾値Ｎ１は、低速モードを行うか、又は、通常高速モードを実行するかを判定するための閾値であり、予め設定されている。モータＭの回転速度指令値Ｎ*が所定閾値Ｎ１未満である場合（Ｓ１０１：Ｙｅｓ）、制御手段１３の処理はステップＳ１０２に進む。

ステップＳ１０２において制御手段１３は、「低速モード」を実行する。すなわち、制御手段１３は、図６に示す切替部Ｋ１〜Ｋ６を接点Ａに切り替えて、第１インバータ１１を駆動する。第１インバータ１１の各スイッチング素子がオン／オフされることで、各相の第１巻線４１及び第２巻線４２を介して電流が流れ、回転磁界が発生する。第１巻線４１及び第２巻線４２の両方に通電するため、各巻線に流れる電流が比較的小さい値になり、モータＭの銅損や第１インバータ１１での損失を低減できる。

図８は、モータＭの印加電圧、ｄ軸電流、及びｑ軸電流と、モータＭの回転速度指令値と、の関係を示す説明図である。なお、図８に示す説明図の横軸は、モータＭの回転速度指令値Ｎ*であり、前記した周波数指令値ωr*に対応している。また、縦軸は、モータＭへの印加電圧と、ｄ軸電流（指令値）と、ｑ軸電流（指令値）と、を示している。

前記したように、回転速度指令値Ｎ*が所定閾値Ｎ１未満の領域では「低速モード」が実行され（Ｓ１０１：Ｙｅｓ、Ｓ１０２）、制御手段１３によって第１インバータ１１が駆動される。図８に示す例において、回転速度指令値Ｎ*が所定閾値Ｎ１未満の領域では、軸電流が所定値ｑ１になっており、また、ｄ軸電流がゼロ（Ｎ*＜Ｎ_Aの領域）になっている。
なお、モータＭの印加電圧が飽和した場合（図７では、Ｎ*≧Ｎ_Aの領域）、制御手段１３は、第１インバータ１１の駆動しつつｄ軸電流の指令値を負の値にして、弱め界磁制御を行う（図７のフローチャートでは省略）。

図７のステップＳ１０１において回転速度指令値Ｎが所定閾値Ｎ１以上である場合（Ｓ１０１：Ｎｏ）、制御手段１３の処理はステップＳ１０３に進む。
ステップＳ１０３において制御手段１３は、モータＭの回転速度指令値Ｎ*が所定閾値Ｎ２（第２閾値）未満であるか否かを判定する。この所定閾値Ｎ２（＞Ｎ１）は、通常高速モードを行うか、又は、弱め界磁高速モードを実行するかを判定するための閾値であり、予め設定されている。モータＭの回転速度指令値Ｎ*が所定閾値Ｎ２未満である場合（Ｓ１０３：Ｙｅｓ）、制御手段１３の処理はステップＳ１０４に進む。

ステップＳ１０４において制御手段１３は、通常高速モードを実行する。すなわち、制御手段１３は、図６に示す切替部Ｋ１，Ｋ３，Ｋ５を接点Ｂ１に切り替え、切替部Ｋ２，Ｋ４，Ｋ６を接点Ｂに切り替えて、第２インバータ１２を駆動する。また、所定のトルクを維持するために、制御手段１３は、ｑ軸電流を所定値ｑ１（図８参照）から所定値ｑ２に上昇させる。

第２インバータ１２の各スイッチン素子がオン／オフされることで、各相の第２巻線４２を介して電流が流れ、回転磁界が発生する。このように各相の第２巻線４２のみに電流を流すことで、第１巻線４１及び第２巻線４２の両方に電流を流す場合と比較して、誘起電圧が抑制され、回転速度に関するモータＭの駆動範囲を十分に確保できる。

図７のステップＳ１０３においてモータＭの回転速度指令値Ｎ*が所定閾値Ｎ２以上である場合（Ｓ１０３：Ｎｏ）、制御手段１３の処理はステップＳ１０５に進む。
ステップＳ１０５において制御手段１３は、弱め界磁高速モードを実行する。すなわち、制御手段１３は、切替部Ｋ１，Ｋ３，Ｋ５を接点Ｂ２に切り替え、切替部Ｋ２，Ｋ４，Ｋ６を接点Ｂで維持する。そして、制御手段１３は、第１インバータ１１によってｄ軸電流（永久磁石の磁束を打ち消すための弱め界磁電流）を制御し、第２インバータ１２によってｑ軸電流（トルク電流）を制御する。

このように第１インバータ１１によってｄ軸電流を制御すると、第１巻線４１及び第２巻線４２を介してｄ軸電流が流れる。このように第１巻線４１及び第２巻線４２に通電すると、第２巻線４２のみに通電する場合（図８に示す比較例）と比べて、巻線抵抗Ｒは２倍になるが、ｄ軸電流Ｉｄは半分になる（図８の下向き矢印を参照）。したがって、第２インバータ１２によってｄ軸電流及びｑ軸電流の両方を制御する（第２巻線４２のみに通電する）場合と比較して、ｄ軸電流に関する損失（Ｉｄ・Ｒ²）を略半分にすることができる。
また、第２インバータ１２によってｑ軸電流を制御することで、モータＭを高速駆動するためのトルクを高効率で発生させることができる。

なお、制御手段１３は、図７に示す処理を所定周期で繰り返す（ＲＥＴＵＲＮ）。

図９は、空気調和機Ｓの運転状態と、圧縮機２１に設置されたモータＭの回転速度及びトルクと、の関係を示す説明図である。図９に示す説明図の横軸は、モータＭの回転速度（指令値）であり、縦軸は、各回転速度で発生可能なトルクである。なお、図９では、各相の第１巻線４１及び第２巻線４２に通電する場合に駆動可能な領域を実線で囲み、各相の第２巻線４２のみに通電する場合に駆動可能な領域を一点鎖線で囲んでいる。

室温が設定温度に略等しいときに圧縮機２１（図１参照）を低速・低トルクで駆動する「最小能力域」や、冷媒の流量が比較的少なくて済む「中間能力」で空気調和機Ｓを運転する際には、低速モード（Ｓ１０２）が実行されることが多い。前記したように、第１インバータ１１を駆動して、各相の第１巻線４１及び第２巻線４２に通電することで、各巻線に流れる電流が抑制され、ＡＰＦ（Annual Performance Factor：通年エネルギ消費効率）の向上を図ることができる。

また、定格出力に対応する「定格能力」では、通常高速モード（Ｓ１０４）が実行されることが多い。前記したように、、第２インバータ１２を駆動して、各相の第２巻線４２に通電することでモータＭを高速駆動し、圧縮機２１から吐出される冷媒の流量を十分に確保できる。

また、モータＭが有する能力の限界付近である「最大能力域」では、弱め界磁高速モード（Ｓ１０５）が実行されることが多い。前記したように、第１インバータ１１によってｄ軸電流を制御し、第２インバータ１２によってｑ軸電流を制御することで、モータＭの損失を従来よりも大幅に低減できる。したがって、高出力化の指標である外気温２℃での暖房能力を向上し、また、空気調和機Ｓの省エネ化を図ることができる。

＜効果＞
図１０は、モータＭの回転速度指令値と、効率と、の関係を示す説明図である。
図１０の横軸は、モータＭの回転速度（指令値）であり、縦軸は、モータＭの効率である。また、図１０の説明図に記載した実線は、本実施形態に係るモータＭの効率を示している。破線は、モータＭの回転速度指令値Ｎ*が所定閾値Ｎ２以上である場合に、第２インバータ１２によってｄ軸電流及びｑ軸電流の両方を制御する比較例の効率を示している。

図１０に示すように、回転速度指令値Ｎ*が所定閾値Ｎ２以上である場合に第２インバータ１２のみを駆動する比較例に対して、第１インバータ１１によってｄ軸電流を制御し、第２インバータ１２によってｑ軸電流を制御する本実施形態のほうが、効率が高くなっている。これは、前記したように、ｄ軸電流値Ｉｄが比較例の半分で済み、結果的にモータＭ等の損失も半減するからである。

このように、本実施形態によれば、モータＭの低速回転域（０≦Ｎ*＜Ｎ１）の高効率化と、高速回転域（Ｎ１≦Ｎ*）の駆動範囲の拡大と、を両立させることができるとともに、弱め界磁高速モード（Ｎ２≦Ｎ*）を実行しているときの損失を従来よりも大幅に低減できる。

≪第２実施形態≫
第２実施形態は、第１インバータ１１Ａ（図１１参照）と、第２インバータ１２Ａ（図１１参照）と、に関して、異なる種類のスイッチング素子を用いる点が第１実施形態とは異なっているが、その他（制御手段１３の動作等）については第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態とは異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。

図１１は、第２実施形態に係るモータ駆動装置１Ａの構成図である。
モータ駆動装置１Ａは、第１インバータ１１Ａと、第２インバータ１２Ａと、制御手段１３と、を備えている。
第１インバータ１１Ａが備える各スイッチング素子は、低電流が流れたときの導通損失が、他の種類のスイッチング素子と比較して小さい特性を有している。このようなスイッチング素子として、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、より好ましくはＳＪ（Super Junction）−ＭＯＳＦＥＴを用いることができる。

第２インバータ１２Ａが備える各スイッチング素子は、高電流が流れたときの導通損失が、他の種類のスイッチング素子と比較して小さい特性を有している。このようなスイッチング素子として、例えば、ＩＧＢＴ（Gate Bipolar Transistor）を用いることができる。

＜効果＞
本実施形態によれば、第１インバータ１１Ａのスイッチング素子として低電流時の導通損失が比較的小さい素子を用いることで、低速モード（Ｓ１０２：図７参照）における損失を第１実施形態よりも低減できる。
また、第２インバータ１２Ａのスイッチング素子として高電流時の導通損失が比較的小さい素子を用いることで、通常高速モード（Ｓ１０４）や弱め界磁高速モード（Ｓ１０５）における損失を第１実施形態よりも低減できる。

≪第３実施形態≫
第３実施形態は、第１インバータ１１Ｂ（図１２参照）及び第２インバータ１２Ｂ（図１２参照）に関して、上アームのスイッチング素子と、下アームのスイッチング素子と、を異なる種類にした点と、低電流時には下２相変調方式で第１インバータ１１Ｂを駆動し、高電流時には上２相変調方式で各インバータを駆動する点が第１実施形態とは異なっている。なお、その他の点については、第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態とは異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。

図１２は、第３実施形態に係るモータ駆動装置１Ｂを含む構成図である。
第１インバータ１１Ｂが備える下アームのスイッチング素子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗは、低電流が流れたときの導通損失が、他の種類のスイッチング素子と比較して小さい特性を有している。このようなスイッチング素子として、例えば、ＭＯＳＦＥＴ、より好ましくはＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いることができる。

第１インバータ１１Ｂが備える上アームのスイッチング素子Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗは、高電流が流れたときの導通損失が、他の種類のスイッチング素子と比較して小さい特性を有している。このようなスイッチング素子として、例えば、ＩＧＢＴを用いることができる。

同様に、第２インバータ１２Ｂが備える下アームのスイッチング素子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗは、例えば、ＭＯＳＦＥＴであり、低電流が流れたときの導通損失が比較的小さい特性を有している。また、第２インバータ１２Ｂが備える上アームのスイッチング素子Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗは、例えば、ＩＧＢＴであり、高電流が流れたときの導通損失が比較的小さい特性を有している。

電流値が比較的小さい低速モード（Ｓ１０２：図７参照）を行う場合、制御手段１３は、下アームのスイッチング動作の回数が少なく、オン時間が比較的長い下２相変調方式で第１インバータ１１Ｂを駆動する。
前記した「下２相変調方式」とは、下アームにおいてスイッチングしない相を１２０°（電気角）ごとに切り替える変調方式である。固定子巻線４に３相交流電圧を印加するためのＰＷＭ信号に関して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうち、電圧指令値が最も小さい相（スイッチングしない相）の下アームのスイッチング素子をオン状態にすればよい。なお、下２変調方式については周知であるから、詳細な説明を省略する。

第１インバータ１１Ｂの下アームのスイッチング素子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗは、前記したように、低電流が流れたときの導通損失が比較的小さいため、低速モードにおける第１インバータ１１Ｂの損失を第１実施形態よりも低減できる。

電流値が比較的大きい通常高速モード（Ｓ１０４：図７参照）を行う場合、制御手段１３は、上アームのスイッチング動作の回数が少なく、オン時間が比較的長い上２相変調方式で第２インバータ１２Ｂを駆動する。
前記した「上２相変調方式」とは、上アームにおいてスイッチングしない相を１２０°（電気角）ごとに切り替える変調方式である。上２変調方式についても周知であるから、詳細な説明を省略する。
第２インバータ１２Ｂの上アームのスイッチング素子Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗは、前記したように、高電流が流れたときの導通損失が比較的小さいため、通常高速モードにおける第２インバータ１２Ｂの損失を第１実施形態よりも低減できる。

また、弱め界磁高速モード（Ｓ１０５：図７参照）を行う場合、制御手段１３は、上２相変調方式で第１インバータ１１Ｂ及び第２インバータ１２Ｂを駆動する。これによって、弱め界磁高速モードにおける各インバータの損失を低減できる。

＜効果＞
本実施形態によれば、上・下アームのスイッチング素子の特性と、駆動モードと、に基づいて、各インバータを駆動する際の変調方式を決定することで、スイッチング素子の導通損失を第１実施形態よりも低減し、モータ駆動装置１Ｂの高効率化を図ることができる。

≪第４実施形態≫
第４実施形態は、固定子巻線４Ｃが、直列接続されてなる３つの巻線（例えば、Ｕ相の各巻線Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３）を各相において備える点と、制御手段１３Ｃが、駆動モードに応じて、３つのインバータ１１，１２，１４のうち一つ又は複数を駆動する点と、が第１実施形態とは異なっている。なお、それぞれのインバータ１１〜１３の構成については第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態とは異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。

図１３は、第４実施形態に係るモータ駆動装置１Ｃを含む構成図である。
図１３に示すように、固定子巻線４Ｃは、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の各巻線がＹ結線された構成になっている。
Ｕ相の巻線は、第１巻線Ｕ１と、第２巻線Ｕ２と、第３巻線Ｕ３と、を備えている。各巻線Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３は、この順で直列接続されている。第１巻線Ｕ１は第１インバータ１１に接続され、第２巻線Ｕ２は、第１巻線Ｕ１と第３巻線Ｕ３との間に設けられ、第３巻線Ｕ３は中性点Ｏに接続されている。なお、Ｖ相、Ｗ相の各巻線についても同様である。

モータ駆動装置１Ｃは、第１インバータ１１と、第２インバータ１２と、第３インバータ１４と、制御手段１３Ｃと、を備えている。
第１インバータ１１のＵ相配線ｒｕは、第１巻線Ｕ１に接続されている。第２インバータ１２のＵ相配線ｓｕは、第２巻線Ｕ２と第３巻線Ｕ３との接続点ｅｕに接続されている。第３インバータ１４のＵ相配線ｔｕは、第１巻線Ｕ１と第２巻線Ｕ２との接続点ｆｕに接続されている。なお、Ｕ相、Ｗ相についても同様である。

制御手段１３Ｃは、回転速度指令値Ｎ*が０≦Ｎ*＜Ｎ１（低速域）である場合には第１インバータ１１を駆動し、Ｎ１≦Ｎ*＜Ｎ２（中速域）である場合には第３インバータ１４を駆動し、Ｎ２≦Ｎ*＜Ｎ３（高速域）である場合には第２インバータ１２を駆動する。このように、回転速度指令値Ｎ*の大きさに応じて、通電する巻線の個数を段階的に減らすことで、誘起電圧と印加電圧との差によって流れる電流を低減し、高効率でモータＭを駆動できる。

また、制御手段１３Ｃは、回転速度指令値Ｎ*がＮ３≦Ｎ*（弱め界磁高速域）である場合、弱め界磁制御を実行する。この場合において制御手段１３Ｃは、第１インバータ１１によってｄ軸電流（弱め界磁電流）を制御し、第２インバータ１２によってｑ軸電流（トルク電流）を制御する。これによって、第１実施形態で説明したように、第２インバータ１２のみでｄ軸・ｑ軸の電流を両方とも制御する場合と比較してｄ軸電流を低減し、モータＭを高効率で駆動できる。

＜効果＞
本実施形態によれば、回転速度指令値Ｎ*の大きさに応じて、使用するインバータ（つまり、通電する巻線の個数）を変更することで、前記したように、モータＭを高効率で駆動できる。また、回転速度指令値Ｎ*が所定閾値Ｎ３以上である場合に弱め界磁制御を行い、第１インバータ１１によってｄ軸電流を制御し、第２インバータ１２によってｑ軸電流を制御することで、従来よりもｄ軸電流を低減し、巻線や各インバータ回路の損失を低減できる。

≪変形例≫
以上、本発明に係るモータ駆動装置１等について各実施形態により説明したが、本発明はこれらの記載に限定されるものではなく、種々の変更を行うことができる。
例えば、各実施形態では、モータ駆動装置１によって、圧縮機２１（図１参照）に設置されたモータＭを駆動する場合について説明したが、これに限らない。例えば、モータ駆動装置１によって、電動車両の変速機に設置されたモータを駆動するようにしてもよい。

図１４は、変形例に係るモータ駆動装置１を備える電動車両Ｅの構成図である。
電動車両Ｅは、モータＭの駆動によって走行する電気自動車であり、バッテリＱと、モータＭと、モータ駆動装置１と、変速機Ｔと、を備えている。なお、モータ駆動装置１の構成及び処理内容については各実施形態と同様であるから、説明を省略する。

図１５は、電動車両Ｅの運転状態と、変速機Ｔに設置されたモータＭの回転速度及びトルクと、の関係を示す説明図である。電動車両Ｅを低速高トルクで発進させる際の「低速高トルク域」や、通常の加速を行う際の「常用域」（低速側）では、第１インバータ１１が駆動される。また、「常用域」（高速側）や、電動車両Ｅを勢いよく加速する際の「高出力域」では、第２インバータ１２が駆動される。また、電動車両Ｅが高速で走行しトルクが比較的小さいときの「高速低トルク域」では、第１インバータ１１によってｄ軸電流が制御され、第２インバータ１２によってｑ軸電流が制御される。これによって、電動車両Ｅのエネルギ効率を従来よりも高めることができる。

なお、各実施形態で説明したモータ駆動装置１は、電気自動車の他、ハイブリッド車や鉄道車両の「機器」にも適用可能であるし、また、洗濯機や乾燥機等の「機器」にも適用可能である。

また、各実施形態では、モータＭが３相交流電力によって駆動する同期モータである場合について説明したが、これに限らない。例えば、単相の交流電力で駆動する同期モータや、誘導モータにも各実施形態を適用できる。
また、各実施形態では、固定子巻線４（図３参照）がＹ結線される構成について説明したが、これに限らない。すなわち、固定子巻線がΔ結線されていてもよい。

また、各実施形態では、シャント抵抗Ｒ１，Ｒ２（図３参照）に流れる電流の検出値に基づいて、モータＭを位置センサレスで駆動する場合について説明したが、これに限らない。例えば、３相のうち二相の巻線に流れる電流をそれぞれ検出する電流センサを設置してもよいし、また、回転子の位置を検出するホール素子を設置してもよい。

また、第１実施形態では、第１巻線Ｕ１（図４参照）が備える巻線Ｕ１１，Ｕ１２が直列接続され、第２巻線Ｕ２（図４参照）が備える巻線Ｕ２１，２２が並列接続される場合について説明したが、これに限らない。例えば、第１巻線Ｕ１と、第２巻線Ｕ２と、がそれぞれ一つの巻線を備え、ｄ軸インダクタンスに対する誘起電圧定数の比が第１実施形態で説明した関係となるように、各巻線の巻数を適宜設定してもよい。

また、第１インバータ１１のスイッチング素子として、第２インバータ１２のスイッチング素子よりも電流容量が小さい素子を用いてもよい。このようなスイッチング素子は比較的安価であるため、モータ駆動装置１の低コスト化を図ることができる。なお、第１インバータ１１を駆動する際の電流値は比較的小さいため、電流容量が小さいものでも支障はない。

また、第１、第２、第３実施形態では、モータ駆動装置１が２台のインバータ１１，１２（図３、図１１、図１２参照）を備える場合について説明し、第４実施形態では、モータ駆動装置１Ｃが３台のインバータ１１，１２，１４（図１３参照）を備える場合について説明したが、これに限らない。すなわち、モータ駆動装置１の用途に応じて、例えば、４台以上のインバータを備える構成にしてもよい。

また、各実施形態は、適宜組み合わせることができる。例えば、第２実施形態と第４実施形態とを組み合わせ、第１インバータ１１のスイッチング素子として、低電流が流れたときの損失が比較的小さいＭＯＳＦＥＴを用い、第２インバータ１２及び第３インバータ１４のスイッチング素子として、高電流が流れたときの損失が比較的小さいＩＧＢＴを用いてもよい。

なお、各実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に記載したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
また、前記した各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、機構や構成は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての機構や構成を示しているとは限らない。

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ モータ駆動装置
１１，１１Ａ，１１Ｂ 第１インバータ
１２，１２Ａ，１２Ｂ 第２インバータ
１３，１３Ｃ 制御手段
４，４Ｃ 固定子巻線
４Ｕ Ｕ相巻線
４Ｖ Ｖ相巻線
４Ｗ Ｗ相巻線
Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４ 切替部
４１ 第１巻線（固定子巻線、巻線）
４２ 第２巻線（固定子巻線、巻線）
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ（スイッチング素子、上アームのスイッチング素子）
Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗ（スイッチング素子、下アームのスイッチング素子）
Ｍ モータ
Ｓ 空気調和機（機器）
Ｅ 電動車両（機器）

Claims (7)

1. 複数の巻線が直列接続されてなる固定子巻線を各相それぞれに備えるモータの前記複数の巻線に交流電圧を印加する第１インバータと、
   前記複数の巻線の一部に交流電圧を印加する第２インバータと、
   前記第１インバータ及び前記第２インバータを制御する制御手段と、を備え、
   前記制御手段は、
   前記第１インバータによって前記モータの弱め界磁電流を制御し、前記第２インバータによって前記モータのトルク電流を制御すること
   を特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記制御手段は、
   前記モータの回転速度の指令値である回転速度指令値が第１閾値未満である場合、前記第１インバータによって前記モータの界磁電流及びトルク電流を制御し、
   前記回転速度指令値が前記第１閾値以上かつ第２閾値未満である場合、前記第２インバータによって前記モータの界磁電流及びトルク電流を制御し、
   前記回転速度指令値が前記第２閾値以上である場合、前記第１インバータによって前記モータの弱め界磁電流を制御し、前記第２インバータによって前記モータのトルク電流を制御すること
   を特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記第１インバータの下アームのスイッチング素子と、前記第２インバータの下アームのスイッチング素子と、はそれぞれ、ＭＯＳＦＥＴであり、
   前記第１インバータの上アームのスイッチング素子と、前記第２インバータの上アームのスイッチング素子と、はそれぞれ、ＩＧＢＴであり、
   前記制御手段は、
   前記回転速度指令値が前記第１閾値未満である場合、前記第１インバータを下２相変調方式で駆動し、
   前記回転速度指令値が前記第１閾値以上かつ前記第２閾値未満である場合、前記第２インバータを上２相変調方式で駆動し、
   前記回転速度指令値が前記第２閾値以上である場合、前記第１インバータ及び前記第２インバータを上２相変調方式で駆動すること
   を特徴とする請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記第１インバータが備えるスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴであり、
   前記第２インバータが備えるスイッチング素子は、ＩＧＢＴであること
   を特徴とする請求項２に記載のモータ駆動装置。
5. 複数の巻線が直列接続されてなる固定子巻線を各相それぞれに備えるモータの前記複数の巻線に交流電圧を印加する第１インバータと、
   前記複数の巻線の一部に交流電圧を印加する第２インバータと、
   前記第１インバータ及び前記第２インバータを制御する制御手段と、を備え、
   前記制御手段は、
   永久磁石を備える回転子の磁束方向を示すｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸と、に基づく回転座標系において、前記第１インバータによって前記モータのｄ軸電流を制御し、前記第２インバータによって前記モータのｑ軸電流を制御すること
   を特徴とするモータ駆動装置。
6. 請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のモータ駆動装置を備えること
   を特徴とする機器。
7. 複数の巻線が直列接続されてなる固定子巻線を各相それぞれに備えるモータを制御する制御手段が実行するモータ駆動方法であって、
   前記制御手段は、第１インバータによって前記複数の巻線に交流電圧を印加することで前記モータの弱め界磁電流を制御するとともに、第２インバータによって前記複数の巻線の一部に交流電圧を印加することで前記モータのトルク電流を制御すること
   を特徴とするモータ駆動方法。

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