WO2020230235A1 - 負荷駆動装置、空気調和機及び負荷駆動装置の運転方法 - Google Patents

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WO2020230235A1
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motor
drive device
load drive
value
motors
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PCT/JP2019/018942
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裕一 清水
雄紀 谷山
康彦 和田
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三菱電機株式会社
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Definitions

  • the present invention includes a motor for driving each of a plurality of loads for each load, a load drive device for driving each motor with one inverter, an air conditioner equipped with the load drive device, and a method for operating the load drive device. Regarding.
  • the position information of the rotor is required to drive the permanent magnet synchronous motor. Therefore, in general, a position sensor for acquiring the rotor position is used to drive the permanent magnet synchronous motor.
  • the use of the position sensor causes problems such as an increase in size of the system, an increase in cost, and a decrease in environmental resistance. Therefore, in order to drive the permanent magnet synchronous motor, it is required to apply sensorless control for driving the permanent magnet synchronous motor without using a position sensor.
  • the error between the estimated position of the motor rotor and the actual rotor position may increase due to factors such as an excessive load on the motor.
  • the motor may stop because an appropriate current cannot be passed through the motor. Such a phenomenon is called "step-out".
  • Patent Document 1 discloses a technique for detecting step-out based on the combined current of each motor when a plurality of motors are driven by one inverter. Specifically, in Patent Document 1, a plurality of motors are grouped in units of two or three. The combined current of each motor is connected to each one-phase or two-phase output line in the output line connected to each motor in the group, and the current sensors are connected so that each output line is in a different phase from each other. Detected by.
  • the present invention has been made in view of the above, and in a configuration in which a plurality of motors are driven by one inverter and driven without a position sensor, the size of the device and the complexity of control are suppressed.
  • the purpose is to obtain a load drive device capable of stably driving a plurality of motors.
  • the load drive device includes a motor that drives each of a plurality of loads, one inverter that applies a common voltage to a plurality of motors, and a plurality of units. It is provided with a control unit that vector-controls the first motor, which is one of the reference motors.
  • the second motor which is a motor other than the first motor, is driven by a common voltage.
  • the first ratio which is the ratio of the winding resistance value of the second motor to the winding resistance value of the first motor, is 2.4 times or more.
  • the load drive device in a configuration in which a plurality of motors are driven by one inverter and driven without a position sensor, a plurality of motors are suppressed while suppressing the increase in size of the device and the complexity of control. It has the effect of being able to drive stably.
  • FIG. 3 A block diagram showing a configuration example of a control system constructed in the control unit of FIG.
  • FIG. 3 is a diagram used to explain the operation of the pulse width modulation (Pulse Width Modulation: hereinafter referred to as “PWM”) signal generation unit shown in FIG.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the first figure which shows the state of the pulsation phenomenon of the second motor which may occur in the load drive device of the configuration shown in FIG. The figure which provides the explanation of the behavior of the load drive device which concerns on Embodiment 1.
  • the second figure which shows the state of the pulsation phenomenon of the second motor which may occur in the load drive device of the configuration shown in FIG. The first figure which provides the description of the operation parameter for stabilizing the operation of the load drive device which concerns on Embodiment 1.
  • the third figure which shows the state of the pulsation phenomenon of the 2nd motor which may occur in the load drive device of the configuration shown in FIG.
  • the first figure which provides the description of the operation parameter for stabilizing the operation of the load drive device which concerns on Embodiment 2.
  • the second figure which provides the description of the operation parameter for stabilizing the operation of the load drive device which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 4 shows a state of a pulsation phenomenon of the second motor that may occur in the load drive device having the configuration shown in FIG.
  • the first figure which provides the description of the operation parameter for stabilizing the operation of the load drive device which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a load drive device according to the first embodiment.
  • the load drive device according to the first embodiment is a device that drives each of a plurality of loads (not shown in FIG. 1).
  • the two first motors 41 and the second motor 42 in FIG. 1 are examples of a plurality of motors that drive each of a plurality of loads.
  • the load drive device includes an inverter 4 which is one power conversion device that applies a common voltage to each of the first motor 41 and the second motor 42.
  • a smoothing unit 3 that operates as a DC power source for supplying a DC voltage to the inverter 4 is provided.
  • An example of the smoothing portion 3 is a capacitor.
  • the inverter 4 is connected in parallel to the output side of the smoothing portion 3.
  • the inverter 4 is a three-phase inverter and includes six switching elements 4a. In the inverter 4, the six switching elements 4a are bridge-connected to form the main circuit of the inverter 4.
  • An example of the switching element 4a is an insulated gate bipolar transistor (IGBT) shown in the figure, but other switching elements may be used.
  • Another example of the switching element 4a is a metal oxide semiconductor field effect transistor (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor: MOSFET).
  • a rectifier 2 is connected in parallel to the input side of the smoothing portion 3.
  • the rectifier 2 has four diodes that are bridge connected.
  • AC power from the AC power supply 1 is supplied to the rectifier 2.
  • the AC power from the AC power supply 1 is rectified by the rectifier 2 and then smoothed by the smoothing unit 3, and the smoothed DC power is supplied to the inverter 4.
  • the AC power supply 1 and the rectifier 2 are shown in single phase in FIG. 1, they may be in three phases.
  • the capacitor of the smoothing portion 3 an aluminum electrolytic capacitor having a large capacitance is generally used, but a film capacitor having a long life may be used.
  • a capacitor having a small capacitance may be used. If a capacitor having a small capacitance is used, the harmonic current of the current flowing through the AC power supply 1 can be suppressed.
  • a reactor may be inserted into the electrical wiring between the AC power supply 1 and the smoothing portion 3 for the purpose of suppressing the harmonic current or improving the power factor.
  • the inverter 4 includes three legs, that is, three legs in which the switching element of the upper arm and the switching element of the lower arm are connected in series in this order.
  • the three legs constitute a U-phase leg, a V-phase leg, and a W-phase leg.
  • the U-phase leg, the V-phase leg, and the W-phase leg are connected in parallel between the P line and the N line, which are DC bus lines to which DC power is supplied.
  • the power line 7 is pulled out from the connection end between the switching element of the upper arm and the switching element of the lower arm.
  • the power line 7 is divided into two by a branch point 8 and is connected to each of the first motor 41 and the second motor 42.
  • An example of the first motor 41 and the second motor 42 is, but is not limited to, a three-phase permanent magnet synchronous motor.
  • the first motor 41 and the second motor 42 may be motors of the same type.
  • the first motor 41 is an induction motor
  • the second motor 42 is also an induction motor.
  • FIG. 1 shows a configuration having two motors, it may have three or more motors.
  • n motors is an integer of 2 or more
  • one reference motor is the first motor 41
  • the remaining (n-1) motors are the second motor 42.
  • the reference first motor 41 may be referred to as a "reference motor".
  • the DC power smoothed by the smoothing unit 3 is supplied to the inverter 4, and then converted into an arbitrary three-phase AC power by the inverter 4.
  • the converted three-phase AC power is supplied to the first motor 41 and the second motor 42.
  • FIG. 1 shows a configuration in which each leg of the inverter 4 has only a switching element, but the configuration is not limited to this configuration.
  • a freewheeling diode may be connected in antiparallel to both ends of the switching element.
  • the switching element is a MOSFET
  • the parasitic diode of the MOSFET may be used as a freewheeling diode.
  • the switching element is a MOSFET
  • the function of recirculation can be realized only by the switching element by turning on the MOSFET at the timing of recirculation.
  • the material constituting the switching element not only silicon (Si) but also silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), gallium oxide (Ga 2 O 3 ), diamond, etc., which are wide bandgap semiconductors, are used. May be good. If the switching element is made of a wide bandgap semiconductor-based material, low loss and high-speed switching can be achieved.
  • the current detection unit 51 is a current sensor that detects the three-phase motor current flowing through the first motor 41.
  • the input voltage detection unit 6 is a bus voltage sensor that detects the DC bus voltage Vdc , which is the voltage between the P line and the N line, which are DC bus lines.
  • the control unit 10 controls the rotation speed or rotation torque of the first motor 41.
  • the motor control calculation is performed based on the motor currents i u_m , i v_m , i w_m detected by the current detection unit 51, and the DC bus voltage V dc detected by the input voltage detection unit 6, and the motor control calculation is performed to each switching element of the inverter 4. Generates a drive signal for.
  • the control unit 10 carries out known vector control.
  • Vector control is a control method in which the detected value of the three-phase current in the stationary coordinate system is decomposed into the d-axis current id and the q-axis current iq, which are the currents in the orthogonal two-axis rotating coordinate system, and controlled.
  • the first motor 41 which is the reference motor
  • the second motor 42 which is not the reference motor
  • the control unit 10 does not directly control the second motor 42.
  • An example of the current detection unit 51 is a current transformer, but the present invention is not limited to this. A method of detecting the motor current from the voltage across the resistor may be adopted without using a current transformer. Further, the current detection unit 51 has a configuration in which resistors for current detection are provided between the switching element of the lower arm of the inverter 4 and the connection points of the switching elements of the three lower arms, or the switching elements of the three lower arms. A configuration may be adopted in which a resistor for current detection is provided between the connection point of the above and the connection point of the N wire which is the negative DC bus to which the capacitor is connected.
  • each of the plurality of inverters has a configuration in which the P line and the N line, which are DC bus lines, are used as a common bus line, and are connected between the P line and the N line, which are the common bus lines. Then, at least two motors are connected to each of the plurality of inverters.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of application of the load drive device according to the first embodiment to an air conditioner.
  • the outdoor unit 70 of the air conditioner 100 includes an inverter 4, a plurality of fans 41a and 42a which are examples of loads, and a first motor 41 and a second motor 41 for driving the fans 41a and 42a. Motor 42 and the above are mounted.
  • the number of inverters 4 can be reduced by driving two first motors 41 and a second motor 42 with one inverter 4. .. Thereby, the cost of the air conditioner 100 can be reduced.
  • FIG. 2 has described the case where the load drive device shown in FIG. 1 is applied to the air conditioner 100, but the present invention is not limited to this example.
  • the load drive device shown in FIG. 1 may be applied to a freezing cycle device such as a heat pump water heater, a refrigerator, and a refrigerator.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of a control system constructed in the control unit 10 of FIG.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the operation of the PWM signal generation unit 20 shown in FIG.
  • the control unit 10 includes a coordinate conversion unit (denoted as “uvw / dq” in FIG. 3) 11, a motor speed estimation unit 13, an integrator 15, a motor control unit 17, and a coordinate conversion unit (“dq” in FIG. 3). (Notated as “/ uvw”) 19 and a PWM signal generation unit 20.
  • the coordinate converter 11, motor current i u_M a current value of the static three-phase coordinate system the current detection unit 51 detects, i v_m, i w_m is input.
  • the coordinate conversion unit 11 converts the motor currents i u_m , iv_m , and i w_m into the motor dq axis currents i d_m and i q_m by using the motor phase estimated value ⁇ m_e described later.
  • the motor dq-axis currents i d_m and i q_m are current values in the rotating two-phase coordinate system of the first motor 41.
  • the motor dq-axis currents i d_m and i q_m converted by the coordinate conversion unit 11 are input to the motor speed estimation unit 13 and the motor control unit 17.
  • the motor speed estimation unit 13 estimates the motor speed estimation value ⁇ m_e based on the motor dq axis currents i d_m and i q_m .
  • the integrator 15 calculates the motor phase estimated value ⁇ m_e by integrating the motor speed estimated value ⁇ m_e .
  • the calculated motor phase estimated value ⁇ m_e is input to the coordinate conversion units 11 and 19 for coordinate conversion of the current value and coordinate conversion of the voltage command value.
  • the calculation method of the motor speed estimated value and the motor phase estimated value is known, and detailed description here is omitted. Details of the calculation method of each estimated value are described in, for example, Japanese Patent No. 4672236, and the contents thereof should be referred to. The contents of the description are incorporated in the present specification and form a part of the present specification. Further, the calculation method of each estimated value is not limited to the contents described in the publication, and any method may be used as long as the estimated value of the motor speed and the motor phase can be obtained. Further, the information used in the calculation may be any information as long as the estimated values of the motor speed and the motor phase can be obtained, and the information shown here may be omitted, or information other than the information may be omitted. You may use it.
  • the motor control unit 17 calculates the dq-axis voltage command values v d * and v q * based on the motor dq-axis currents i d_m , i q_m and the motor speed estimated value ⁇ m_e .
  • the dq-axis voltage command values v d * and v q * are calculated by proportionally integrating and controlling the deviation between the motor dq-axis currents i d_m and i q_m and the dq-axis current command values i d_m * and i q_m *. Can be done. Any method may be used as long as the same function can be realized.
  • the coordinate conversion unit 19 is a rotating two-phase coordinate in the first motor 41 based on the voltage phase ⁇ v obtained based on the motor phase estimated value ⁇ m_e and the dq axis voltage command values v d * and v q *.
  • the dq-axis voltage command values v d * and v q * in the system are converted into the voltage command values v u * , v v * , v w * in the stationary three-phase coordinate system.
  • the voltage phase ⁇ v is the phase angle of the voltage command value in the rotating two-phase coordinate system.
  • FIG. 4 shows the relationship between the motor phase estimated value ⁇ m_e , the phase difference ⁇ f by phase control, and the voltage phase ⁇ v .
  • the PWM signal generation unit 20 generates a PWM signal for PWM control of the switching element of the inverter 4 based on the voltage command values v u * , v v * , v w * and the DC bus voltage V dc .
  • An example of a PWM signal is shown in the lower part of FIG.
  • UP is a PWM signal for controlling the switching element of the upper arm of the U phase of the inverter 4
  • UN is a PWM signal for controlling the switching element of the lower arm of the U phase of the inverter 4.
  • VP and VN are PWM signals for controlling the switching element of the upper arm of the V phase and the switching element of the lower arm of the V phase, respectively
  • WP and WN are switching of the upper arm of the W phase, respectively.
  • This is a PWM signal for controlling the switching element of the element and the lower arm of the W phase.
  • these PWM signals can be generated based on the magnitude relationship between the three-phase voltage command values v u * , v v * , v w * and the carrier.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an example of a hardware configuration that realizes the functions of the control system shown in FIG.
  • FIG. 6 is a block diagram showing another example of a hardware configuration that realizes the functions of the control system shown in FIG.
  • a processor 300 that performs operations
  • a memory 302 that stores a program read by the processor 300
  • an interface that inputs and outputs signals. It can be configured to include 304.
  • the processor 300 may be a computing means such as an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a CPU (Central Processing Unit), or a DSP (Digital Signal Processor). Further, in the memory 302, a non-volatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Program ROM), or an EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM) is used. It can be exemplified.
  • a non-volatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Program ROM), or an EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM) is used. It can be exemplified.
  • the memory 302 stores a program that executes the motor control function of the control unit 10.
  • the processor 300 sends and receives necessary information via the interface 304, the processor 300 executes a program stored in the memory 302, and the processor 300 refers to a table stored in the memory 302. Control can be performed.
  • the calculation result by the processor 300 can be stored in the memory 302.
  • the processor 300 and the memory 302 shown in FIG. 5 may be replaced with the processing circuit 305 as shown in FIG.
  • the processing circuit 305 corresponds to a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof.
  • the information input to the processing circuit 305 and the information output from the processing circuit 305 can be performed via the interface 304.
  • FIG. 7 is a first diagram showing a state of a pulsation phenomenon of the second motor that can occur in the load drive device having the configuration shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the behavior of the load drive device according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a second diagram showing a state of a pulsation phenomenon of the second motor that can occur in the load drive device having the configuration shown in FIG.
  • FIG. 10 is a first diagram provided for explaining operation parameters for stabilizing the operation of the load drive device according to the first embodiment.
  • FIG. 11 is a second diagram provided for explaining the operation parameters for stabilizing the operation of the load drive device according to the first embodiment.
  • FIGS. 7 to 10 show the results of simulations performed using a motor model simulating a permanent magnet synchronous motor with the first motor 41 and the second motor 42 as permanent magnet synchronous motors. Is. The same applies to the second and subsequent embodiments.
  • the waveform K1 is a motor speed command given to the first motor 41.
  • the waveform K2 is the actual speed of the first motor 41 driven by the motor speed command.
  • the waveform K3 is the actual speed of the second motor 42 driven by the common voltage output by the inverter 4.
  • the waveform K4 is the current flowing through the U phase of the first motor 41 (hereinafter referred to as “U phase current”), and the waveform K5 is the U phase of the second motor 42. It is an electric current.
  • the winding resistance value of the motor currently widely used is, for example, about several hundred [m ⁇ ].
  • the winding resistance value is one of the physical constants of the motor.
  • FIG. 7 shows various waveform examples when the winding resistance values of the first motor 41 and the second motor 42 are the same.
  • the first motor 41 operates following the motor speed command, but the second motor 42 causes a pulsating phenomenon and becomes unstable in operation, resulting in actual speed and U-phase current. Both are fluctuating greatly.
  • the second motor 42 is stopped due to step-out at time t1.
  • FIG. 8 is an operation waveform when the winding resistance value of the second motor 42 is 2.5 times the winding resistance value of the first motor 41.
  • both the first motor 41 and the second motor 42 have no pulsation in the actual speed and the U-phase current. It can be seen that the operation is stable even when compared with FIG. 7.
  • FIG. 9 is an operation waveform when the winding resistance value of the second motor 42 is 0.4 times the winding resistance value of the first motor 41.
  • the first motor 41 operates following the motor speed command, but the second motor 42 has a pulsating phenomenon. Further, it can be seen that the pulsation of the speed and the current is generated during the acceleration after the motor is started, and the operation is more unstable than that in FIG. 7.
  • FIG. 10 shows the ratio of the winding resistance value R2 of the second motor 42 to the winding resistance value R1 of the first motor 41, in other words, the second motor with respect to the winding resistance value R1 of the first motor 41.
  • the simulation result of the stability with respect to the ratio of the winding resistance value R2 of 42 is shown.
  • the value of "R2 / R1”, which is the ratio of the winding resistance value R2 to the winding resistance value R1 is appropriately referred to as "R ratio”.
  • this R ratio may be called a "first ratio”. According to FIG. 10, it can be seen that stable operation is performed when the R ratio is 2.4 or more.
  • the winding resistance value of the motor has an error of about ⁇ 5% due to manufacturing variations. Therefore, it is preferable that the R ratio for stabilizing the operation of the second motor 42 is determined in consideration of the error of manufacturing variation.
  • the median value (R2_mid) of the winding resistance value R2 of the second motor 42 in order from the upper side, the median value (R2_mid) of the winding resistance value R2 of the second motor 42, the lower limit value (R2_min) of the winding resistance value R2 of the second motor 42, and the first motor 41.
  • the upper limit value (R1_max) of the winding resistance value R1 and the median value (R1_mid) of the winding resistance value R1 of the first motor 41 are shown.
  • the lower limit value R2_min of the winding resistance value R2 is a value 5% smaller than the median value R2_mid, that is, a value obtained by multiplying the median value R2_mid by 0.95.
  • the upper limit value R1_max of the winding resistance value R1 is a value 5% larger than the median value R1_mid, that is, a value obtained by multiplying the median value R1_mid by 1.05.
  • the range of the preferable R ratio when the error of manufacturing variation is taken into consideration is 2.7 ( ⁇ 2.4 ⁇ (1.05 / 0.95)) or more. That is, if the winding resistance value R2 of the second motor 42 is set to 2.7 times or more the winding resistance value R1 of the first motor 41, the second motor 42 is stable even if there are manufacturing variations. It is possible to drive the vehicle.
  • the first motor which is a reference motor driven by vector control
  • the first ratio which is the ratio of the winding resistance value of the second motor to the winding resistance value of one motor, is set to be 2.4 or more. This stabilizes the operation of the second motor that is not driven by vector control.
  • a plurality of motors are driven by one inverter and driven without a position sensor, it is possible to stably drive the plurality of motors while suppressing the increase in size of the device and the complexity of control. It will be possible.
  • the first ratio is set to 2.7 or more. If the first ratio is set to 2.7 or more, the influence of manufacturing variation can be eliminated.
  • Embodiment 2 In the first embodiment, a load driving device in which the winding resistance value of the second motor 42 is different from the winding resistance value of the first motor 41, which is a reference motor, has been described. In the second embodiment, a load driving device in which the induced voltage constant value of the second motor 42 is different from the induced voltage constant value of the first motor 41, which is a reference motor, will be described.
  • FIG. 12 is a diagram provided for explaining the behavior of the load drive device according to the second embodiment.
  • FIG. 13 is a third diagram showing a state of a pulsation phenomenon of the second motor that can occur in the load drive device having the configuration shown in FIG.
  • FIG. 14 is a first diagram provided for explaining operation parameters for stabilizing the operation of the load drive device according to the second embodiment.
  • FIG. 15 is a second diagram provided for explaining the operation parameters for stabilizing the operation of the load drive device according to the second embodiment.
  • the induced voltage constant value in the motor currently widely used is about several hundred [mV / (rad / s)].
  • the induced voltage constant value is one of the physical motor constants.
  • FIG. 12 is an operation waveform when the induced voltage constant value of the second motor 42 is 0.5 times the induced voltage constant value of the first motor 41.
  • FIG. 12 it can be seen that the operations of the first motor 41 and the second motor 42 are more stable than those in FIG. 7.
  • the actual speed of the second motor 42 also shows some pulsation when the motor speed command changes, but it can be seen that the actual speed also changes stably with the passage of time.
  • FIG. 13 shows an operation waveform when the induced voltage constant value of the second motor 42 is 2.0 times the induced voltage constant value of the first motor 41. Compared with FIG. 7, it can be seen that in the second motor 42, the pulsation of the speed and the current is generated during the acceleration after the motor is started, and the operation is more unstable than that of FIG. 7.
  • FIG. 14 shows the ratio of the induced voltage constant value Ke2 of the second motor 42 to the induced voltage constant value Ke1 of the first motor 41, in other words, the second motor with respect to the induced voltage constant value Ke1 of the first motor 41.
  • the simulation result of the stability with respect to the ratio of the induced voltage constant value Ke2 of 42 is shown.
  • the value of "Ke2 / Ke1” which is the ratio of the induced voltage constant value Ke2 to the induced voltage constant value Ke1
  • this Ke ratio may be called a "second ratio”. According to FIG. 14, it can be seen that stable operation is performed when the Ke ratio is 0.5 or less.
  • the induced voltage constant value of the motor has an error of about ⁇ 5% due to manufacturing variations. Therefore, it is preferable that the Ke ratio for stabilizing the operation of the second motor 42 is determined in consideration of the error of manufacturing variation.
  • the median value (Ke1_mid) of the induced voltage constant value Ke1 of the first motor 41, the lower limit value (Ke1_min) of the induced voltage constant value Ke1 of the first motor 41, and the second motor 42 in order from the upper side, the median value (Ke2_mid) of the induced voltage constant value Ke2 of the second motor 42 and the median value (Ke2_mid) of the induced voltage constant value Ke2 of the second motor 42 are shown.
  • the lower limit value Ke1_min of the induced voltage constant value Ke1 is a value 5% smaller than the median Ke1_mid, that is, a value obtained by multiplying the median Ke1_mid by 0.95.
  • the upper limit value Ke2_max of the induced voltage constant value Ke2 is a value 5% larger than the median Ke2_mid, that is, a value obtained by multiplying the median Ke2_mid by 1.05.
  • the preferable range of the Ke ratio when the error of manufacturing variation is taken into consideration is 0.45 ( ⁇ 0.5 ⁇ (0.95 / 1.05)) or less. That is, if the induced voltage constant value Ke2 of the second motor 42 is set to 0.45 times or less of the induced voltage constant value Ke1 of the first motor 41, the second motor 42 is stable even if there are manufacturing variations. It is possible to drive the vehicle.
  • the first motor which is a reference motor driven by vector control
  • the second motor which is driven by a common voltage
  • the second ratio which is the ratio of the induced voltage constant value of the second motor to the induced voltage constant value of one motor, is set to be 0.5 or less. This stabilizes the operation of the second motor that is not driven by vector control.
  • a plurality of motors are driven by one inverter and driven without a position sensor, it is possible to stably drive the plurality of motors while suppressing the increase in size of the device and the complexity of control. It will be possible.
  • the above second ratio is set to 0.45 or less. If the second ratio is set to 0.45 or less, the influence of manufacturing variation can be eliminated.
  • Embodiment 3 In the second embodiment, the load driving device in which the induced voltage constant value of the second motor 42 is different from the induced voltage constant value of the first motor 41, which is a reference motor, has been described. In the third embodiment, a load drive device in which the inductance value of the second motor 42 is different from the inductance value of the first motor 41, which is a reference motor, will be described.
  • FIG. 16 is a diagram provided for explaining the behavior of the load drive device according to the third embodiment.
  • FIG. 17 is a fourth diagram showing a state of a pulsation phenomenon of the second motor that can occur in the load drive device having the configuration shown in FIG.
  • FIG. 18 is a first diagram provided for explaining operation parameters for stabilizing the operation of the load drive device according to the third embodiment.
  • FIG. 19 is a second diagram provided for explaining the operation parameters for stabilizing the operation of the load drive device according to the third embodiment.
  • the inductance value of the motor currently widely used is about several tens [mH].
  • the inductance value is one of the physical constants of the motor.
  • FIG. 16 is an operation waveform when the inductance value of the second motor 42 is 2.0 times the inductance value of the first motor 41.
  • the actual speed of the second motor 42 also shows some pulsation when the motor speed command changes, but it can be seen that the actual speed also changes stably with the passage of time.
  • FIG. 17 shows an operation waveform when the inductance value of the second motor 42 is 0.5 times the inductance value of the first motor 41. Compared with FIG. 7, it can be seen that in the second motor 42, the pulsation of the speed and the current is generated earlier than in FIG. 7, and the operation is more unstable than in FIG.
  • the ratio of the inductance value L2 of the second motor 42 to the inductance value L1 of the first motor 41 in other words, the inductance value L2 of the second motor 42 with respect to the inductance value L1 of the first motor 41.
  • the simulation results of the stability with respect to the ratio are shown.
  • the value of "L2 / L1”, which is the ratio of the inductance value L2 and the inductance value L1 is appropriately referred to as "L ratio”.
  • this L ratio may be called a "third ratio”. According to FIG. 18, it can be seen that stable operation is performed when the L ratio is 2.0 or more.
  • the inductance value of the motor has an error of about ⁇ 5% due to manufacturing variations. Therefore, it is preferable that the L ratio for stabilizing the operation of the second motor 42 is determined in consideration of the error of manufacturing variation.
  • the median value (L2_mid) of the inductance value L2 of the second motor 42, the lower limit value (L2_min) of the inductance value L2 of the second motor 42, and the inductance value L1 of the first motor 41 in order from the upper side, the median value (L1_mid) of the inductance value L2 of the second motor 42, and the inductance value L1 of the first motor 41.
  • the upper limit value (L1_max) of, and the median value (L1_mid) of the inductance value L1 of the first motor 41 are shown.
  • the lower limit value L2_min of the inductance value L2 is a value 5% smaller than the median value L2_mid, that is, a value obtained by multiplying the median value L2_mid by 0.95.
  • the upper limit value L1_max of the inductance value L1 is a value 5% larger than the median L1_mid, that is, a value obtained by multiplying the median L1_mid by 1.05.
  • the preferable range of the L ratio when the error of manufacturing variation is taken into consideration is 2.2 ( ⁇ 2.0 ⁇ (1.05 / 0.95)) or less. That is, if the inductance value L2 of the second motor 42 is set to 2.2 times or more the inductance value L1 of the first motor 41, the second motor 42 can be stably driven even if there are manufacturing variations. It is possible.
  • the first motor which is a reference motor driven by vector control
  • the second motor which is driven by a common voltage
  • the third ratio which is the ratio of the inductance value of the second motor to the inductance value of one motor, is set to be 2.0 or more. This stabilizes the operation of the second motor that is not driven by vector control.
  • a plurality of motors are driven by one inverter and driven without a position sensor, it is possible to stably drive the plurality of motors while suppressing the increase in size of the device and the complexity of control. It will be possible.
  • the above third ratio is set to be 2.2 or more. If the third ratio is set to 2.2 or more, the influence of manufacturing variation can be eliminated.
  • FIG. 20 is a diagram showing a configuration example of the load drive device according to the fourth embodiment.
  • air conditioners it is desired to improve the efficiency of inverters and motors in order to improve energy efficiency.
  • the indoor temperature becomes stable due to the improvement of the heat insulating performance of the building or the house, it is preferable to reduce the air volume of the outdoor unit fan and perform the energy-saving operation mode in which the heat exchange amount is suppressed. Therefore, the use of air conditioners having these characteristics and functions is widespread.
  • a relay circuit 44 is provided between the branch point 8 and the second motor 42.
  • the relay circuit 44 is a switch that opens and closes the electrical connection between the inverter 4 and the second motor 42. Even if the relay circuit 44 is turned off, the electrical connection between the inverter 4 and the first motor 41 is maintained.
  • the configurations other than the relay circuit 44 are the same as those of the load drive device according to the first embodiment shown in FIG. 1, and the same components are designated by the same reference numerals and overlapping description is omitted. To do.
  • the first motor 41 can be driven by turning off the relay circuit 44.
  • the first motor 41 a motor having a low resistance and a high induced voltage constant with an emphasis on motor efficiency is used.
  • the second motor 42 a motor having a high resistance, a low induced voltage constant, or a high inductance, which emphasizes stability during parallel driving, is used.
  • the fourth embodiment only the highly efficient first motor 41 is driven in the energy-saving operation mode in which the air volume of the fan is suppressed. Then, when a large air volume is required, the relay circuit 44 is turned on to operate the two fans in parallel. As a result, an air conditioner having energy saving and high output can be realized at low cost.
  • Embodiment 5 an operation method of the load drive device will be described.
  • the motor physical constant value of the second motor 42 is set with respect to the motor physical constant value of the first motor 41 by energizing the second motor 42 before the operation of the load drive device. It is a method to make it different.
  • Neodymium which is an example of a rare earth magnet, may be used as a material for permanent magnets in the first motor 41 and the second motor 42.
  • Neodymium is a material whose magnetic force decreases as the temperature rises.
  • the winding resistance value increases and the induced voltage constant decreases. That is, when applied to the first to fourth embodiments, it means that the higher the temperature of the motor, the higher the stability when the motors are driven in parallel. Therefore, in the fifth embodiment, before the motors are driven in parallel, the second motor 42 is subjected to direct current energization or high frequency energization to control the temperature of the second motor 42 to be raised.
  • DC energization is a method of raising the temperature of a motor by copper loss of the motor caused by passing a direct current through the motor.
  • High-frequency energization is a method of raising the temperature of a motor by iron loss of the motor caused by passing a high-frequency current through the motor.
  • DC energization and high frequency energization are known, for example, as disclosed in Japanese Patent No. 493970 or Japanese Patent No. 5937619, and further detailed description thereof will be omitted here.
  • the contents of the publication shall be incorporated into the present specification and form a part of the present specification.
  • FIG. 21 is a diagram showing a configuration example of the load drive device according to the fifth embodiment.
  • the load drive device according to the fifth embodiment has a configuration in which a relay circuit 46 is provided between the branch point 8 and the first motor 41.
  • the relay circuit 46 is a switch that opens and closes the electrical connection between the inverter 4 and the first motor 41. Even if the relay circuit 46 is turned off, the electrical connection between the inverter 4 and the second motor 42 is maintained.
  • the configurations other than the relay circuit 46 are the same as those of the load drive device according to the first embodiment shown in FIG. 20, and the same components are designated by the same reference numerals and overlapping description is omitted. To do. Further, in the case of the load drive device according to the fifth embodiment, the relay circuit 44 can be omitted.
  • FIG. 22 is a flowchart provided for explaining the operation method of the load drive device according to the fifth embodiment.
  • the flow of FIG. 22 is carried out under the control of the control unit 10. Further, the flow of FIG. 22 may be called and executed when the load driving device is started, or may be called and executed during the operation of the load driving device.
  • the control unit 10 turns off the relay circuit 46 (step S11). As a result, the electrical connection between the inverter 4 and the first motor 41 is opened. Next, the control unit 10 operates the inverter 4 to energize the second motor 42 (step S12). The control unit 10 determines whether or not the set time has elapsed (step S13). If the set time has not elapsed (steps S13 and No), the process of step S12 is repeated. If the set time has elapsed (steps S13, Yes), the process proceeds to step S14. The control unit 10 turns on the relay circuit 46 (step S14). As a result, the first motor 41 is electrically connected to the inverter 4. Then, the control unit 10 operates the inverter 4 to drive the first motor 41 and the second motor 42 (step S15). After that, it returns to the called process.
  • the second motor 42 By calling and implementing the flow of FIG. 22, only the second motor 42 is heated, and the temperature of the second motor 42 rises with respect to the first motor 41. As a result, the motor physical constant value of the second motor 42 can be made different from the motor physical constant value of the first motor 41. As a result, the second motor 42, which is not vector-controlled, can be stably driven.
  • the present invention is not limited to this. Even without the use of rare earth magnets, the winding resistance value increases with increasing temperature. Therefore, the method according to the fifth embodiment can be applied to a motor that is not a permanent magnet synchronous motor.
  • the configuration shown in the above-described embodiment shows an example of the content of the present invention, can be combined with another known technique, and is configured without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change a part of.

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Abstract

負荷駆動装置は、複数の負荷のそれぞれを駆動する第一及び第二のモータ（４１，４２）と、第一及び第二のモータ（４１，４２）に共通の電圧を印加するインバータ（４）と、を備える。第一のモータ（４１）は、制御部（１０）によってベクトル制御される。第二のモータ（４２）は、共通の電圧によって駆動される。基準モータである第一のモータ（４１）の巻線抵抗値に対する第二のモータ（４２）の巻線抵抗値の比は２．４以上である。

Description

負荷駆動装置、空気調和機及び負荷駆動装置の運転方法
　本発明は、複数の負荷のそれぞれを駆動するモータを負荷ごとに備え、それぞれのモータを１つのインバータで駆動する負荷駆動装置、負荷駆動装置を備えた空気調和機、及び負荷駆動装置の運転方法に関する。
　負荷駆動装置に具備されるモータが、例えば永久磁石同期モータである場合、永久磁石同期モータの駆動には、回転子の位置情報が必要である。このため、一般に、永久磁石同期モータの駆動には、回転子位置取得のための位置センサが用いられる。しかしながら、位置センサの使用により、システムの大型化、高コスト化、耐環境性の低下といった問題が生じる。このため、永久磁石同期モータの駆動には、位置センサを用いずに永久磁石同期モータを駆動するセンサレス制御の適用が求められる。
　位置センサレス制御において、モータに対して過大な負荷がかかるなどの要因により、モータ回転子の位置推定値と実際の回転子位置との間の誤差が大きくなることがある。この場合、モータに対して適切な電流を流すことができずにモータが停止してしまうことがある。このような現象は、「脱調」と呼ばれる。
　下記特許文献１には、複数台のモータを１つのインバータで駆動する場合において、各モータの合成電流に基づいて脱調を検出する技術が開示されている。具体的に、特許文献１では、複数台のモータが２台又は３台単位でグループ化される。各モータの合成電流は、グループ内の各モータに接続する出力ライン中の各１相又は２相の出力ラインに接続され、且つ各出力ラインが相互に異なる相であるように接続された電流センサによって検出される。
特開２０１０－０２２１８４号公報
　しかしながら、上記従来技術では、合成電流の検出するための電流センサの接続形態が複雑であるのと共に、異なるモータの出力ライン間に跨って電流センサを配置する必要があり、装置が大型化し、制御が複雑化するという課題がある。このため、装置の大型化及び制御の複雑化を抑制しつつ、複数台のモータを安定的に駆動することができる負荷駆動装置が望まれている。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、複数台のモータを１つのインバータで駆動し、且つ位置センサレスで駆動する構成において、装置の大型化及び制御の複雑化を抑制しつつ、複数台のモータを安定的に駆動することができる負荷駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る負荷駆動装置は、複数の負荷のそれぞれを駆動するモータ、複数台のモータに共通の電圧を印加する１つのインバータ、及び複数台のモータのうちの１台の基準モータである第一のモータをベクトル制御する制御部を備える。第一のモータ以外のモータである第二のモータは共通の電圧によって駆動される。第一のモータの巻線抵抗値に対する第二のモータの巻線抵抗値の比である第一の比は、２．４倍以上である。
　本発明に係る負荷駆動装置によれば、複数台のモータを１つのインバータで駆動し、且つ位置センサレスで駆動する構成において、装置の大型化及び制御の複雑化を抑制しつつ、複数台のモータを安定的に駆動することができるという効果を奏する。
実施の形態１に係る負荷駆動装置の構成例を示す図 実施の形態１に係る負荷駆動装置の空気調和機への適用例を示す図 図１の制御部に構築される制御系の構成例を示すブロック図 図３に示すパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：以下「ＰＷＭ」と表記）信号生成部の動作の説明に供する図 図３に示す制御系の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 図３に示す制御系の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図 図１に示す構成の負荷駆動装置に発生し得る第二のモータの脈動現象の様子を示す第一の図 実施の形態１に係る負荷駆動装置の挙動の説明に供する図 図１に示す構成の負荷駆動装置に発生し得る第二のモータの脈動現象の様子を示す第二の図 実施の形態１に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第一の図 実施の形態１に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第二の図 実施の形態２に係る負荷駆動装置の挙動の説明に供する図 図１に示す構成の負荷駆動装置に発生し得る第二のモータの脈動現象の様子を示す第三の図 実施の形態２に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第一の図 実施の形態２に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第二の図 実施の形態３に係る負荷駆動装置の挙動の説明に供する図 図１に示す構成の負荷駆動装置に発生し得る第二のモータの脈動現象の様子を示す第四の図 実施の形態３に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第一の図 実施の形態３に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第二の図 実施の形態４に係る負荷駆動装置の構成例を示す図 実施の形態５に係る負荷駆動装置の構成例を示す図 実施の形態５に係る負荷駆動装置の運転方法の説明に供するフローチャート
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る負荷駆動装置、空気調和機、及び負荷駆動装置の運転方法について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る負荷駆動装置の構成例を示す図である。実施の形態１に係る負荷駆動装置は、図１では図示しない複数の負荷のそれぞれを駆動する装置である。図１における２台の第一のモータ４１及び第二のモータ４２は、複数の負荷のそれぞれを駆動する複数台のモータの例示である。
　また、実施の形態１に係る負荷駆動装置は、図１に示すように、第一のモータ４１及び第二のモータ４２のそれぞれに共通の電圧を印加する１つの電力変換装置であるインバータ４と、インバータ４に直流電圧を供給するための直流電源として動作する平滑部３と、を備える。平滑部３の一例は、コンデンサである。インバータ４は平滑部３の出力側に並列接続される。インバータ４は、三相インバータであり、６つのスイッチング素子４ａを備える。インバータ４において、６つのスイッチング素子４ａはブリッジ接続され、インバータ４の主回路を構成する。
　スイッチング素子４ａの一例は、図示の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）であるが、他のスイッチング素子を用いてもよい。スイッチング素子４ａの他の例は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）である。平滑部３の入力側には、整流器２が並列接続される。整流器２は、ブリッジ接続される４つのダイオードを有する。整流器２には、交流電源１からの交流電力が供給される。交流電源１からの交流電力は、整流器２で整流された後に平滑部３によって平滑され、平滑された直流電力がインバータ４に供給される。
　なお、図１では交流電源１及び整流器２は単相で記載しているが、三相でもよい。また、平滑部３のコンデンサとしては、静電容量の大きなアルミ電解コンデンサを使用することが一般的であるが、長寿命であるフィルムコンデンサを用いてもよい。或いは、静電容量の小さなコンデンサを用いてもよい。静電容量の小さなコンデンサを用いれば、交流電源１に流れる電流の高調波電流を抑制することができる。更に、交流電源１と平滑部３との間の電気配線に、高調波電流の抑制、又は力率改善の目的で、リアクトルを挿入してもよい。
　インバータ４は、上アームのスイッチング素子と、下アームのスイッチング素子とが、この順で直列に接続されてなるレグを３相分、即ち３個備える。３個のレグは、Ｕ相レグ、Ｖ相レグ及びＷ相レグを構成する。Ｕ相レグ、Ｖ相レグ及びＷ相レグは、直流電力が供給される直流母線であるＰ線とＮ線との間に並列に接続される。
　上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子との接続端からは電力線７が引き出されている。電力線７は、分岐点８によって二手に分かれ、第一のモータ４１及び第二のモータ４２のそれぞれに接続されている。第一のモータ４１及び第二のモータ４２の一例は、三相の永久磁石同期モータであるが、これに限定されない。第一のモータ４１及び第二のモータ４２は、同種のモータであればよい。例えば、第一のモータ４１が誘導モータであれば、第二のモータ４２も誘導モータである。また、図１では、２台のモータを有する構成を示しているが、３台以上のモータを有していてもよい。モータがｎ台（ｎは２以上の整数）の場合、基準となる１台のモータが第一のモータ４１であり、残りの（ｎ－１）台のモータが第二のモータ４２となる。以下、基準となる第一のモータ４１を「基準モータ」と呼ぶ場合がある。
　平滑部３によって平滑された直流電力はインバータ４に供給された後、インバータ４によって任意の三相交流電力に変換される。変換された三相交流電力は、第一のモータ４１と第二のモータ４２とに供給される。
　なお、図１は、インバータ４における各レグがスイッチング素子のみを有する構成であるが、この構成に限定されない。スイッチング素子のスイッチング動作によって生ずるサージ電圧を抑制する目的で、スイッチング素子の両端に還流ダイオードを逆並列に接続した構成としてもよい。また、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴの場合、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用してもよい。更に、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴの場合、還流のタイミングでＭＯＳＦＥＴをオン状態とすることにより、スイッチング素子のみで還流の機能を実現することができる。また、スイッチング素子を構成する材料は、ケイ素（Ｓｉ）だけでなく、ワイドバンドギャップ半導体である炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ２Ｏ３）、ダイヤモンドなどを用いてもよい。スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体系の材料で形成すれば、低損失化及び高速スイッチング化を図ることができる。
　次に、インバータ４の制御に必要なセンサ類について説明する。図１において、電流検出部５１は、第一のモータ４１に流れる三相のモータ電流を検出する電流センサである。また、入力電圧検出部６は、直流母線であるＰ線とＮ線との間の電圧である直流母線電圧Ｖｄｃを検出する母線電圧センサである。
　制御部１０は、第一のモータ４１の回転速度又は回転トルクを制御する。電流検出部５１によって検出されたモータ電流ｉｕ_ｍ，ｉｖ_ｍ，ｉｗ_ｍ、及び入力電圧検出部６によって検出された直流母線電圧Ｖｄｃに基づいてモータ制御演算を行い、インバータ４の各スイッチング素子への駆動信号を生成する。
　制御部１０は、公知のベクトル制御を実施する。ベクトル制御は、静止座標系における三相電流の検出値を、直交２軸回転座標系の電流であるｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに分解して制御を行う制御手法である。
　上記の説明のように、基準モータである第一のモータ４１は、制御部１０によってベクトル制御される。一方、基準モータではない第二のモータ４２は、インバータ４から出力される共通の電圧によって駆動される。制御部１０は、第二のモータ４２を直接的には制御しない。
　なお、電流検出部５１の一例はカレントトランスであるが、これに限定されない。カレントトランスを用いずに、抵抗の両端電圧からモータ電流を検出する手法を採用してもよい。また、電流検出部５１は、インバータ４の下アームのスイッチング素子と、３つの下アームのスイッチング素子の接続点との間に電流検出用の抵抗を設ける構成、或いは、３つの下アームのスイッチング素子の接続点と、コンデンサが接続される負側の直流母線であるＮ線との接続点との間に電流検出用の抵抗を設ける構成を採用してもよい。
　また、図１では、インバータの数を一つとしているが、複数のインバータを備えていてもよい。複数のインバータのそれぞれは、直流母線であるＰ線とＮ線とを共通母線とし、共通母線であるＰ線とＮ線との間に接続される構成となる。そして、複数のインバータのそれぞれには、少なくとも２台のモータが接続される構成となる。
　図２は、実施の形態１に係る負荷駆動装置の空気調和機への適用例を示す図である。図２において、空気調和機１００の室外機７０には、インバータ４と、負荷の例示である複数台のファン４１ａ，４２ａと、ファン４１ａ，４２ａを駆動するための第一のモータ４１及び第二のモータ４２とが搭載されている。空気調和機１００において、２台のファン４１ａ，４２ａを駆動する場合、１つのインバータ４で２台の第一のモータ４１及び第二のモータ４２を運転することで、インバータ４の数を削減できる。これにより、空気調和機１００のコストを低減することができる。
　なお、図２では、図１に示す負荷駆動装置を空気調和機１００に適用した場合について説明したが、この例に限定されない。図１に示す負荷駆動装置を、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機といった冷凍サイクル機器に適用してもよい。
　図３は、図１の制御部１０に構築される制御器系の構成例を示すブロック図である。図４は、図３に示すＰＷＭ信号生成部２０の動作の説明に供する図である。
　制御部１０は、座標変換部（図３では「ｕｖｗ／ｄｑ」と表記）１１と、モータ速度推定部１３と、積分器１５と、モータ制御部１７と、座標変換部（図３では「ｄｑ／ｕｖｗ」と表記）１９と、ＰＷＭ信号生成部２０とを備える。
　次に、制御部１０を構成する各部の動作について説明する。まず、座標変換部１１には、電流検出部５１が検出した静止三相座標系の電流値であるモータ電流ｉｕ_ｍ，ｉｖ_ｍ，ｉｗ_ｍが入力される。座標変換部１１は、後述するモータ位相推定値θｍ_ｅを用いて、モータ電流ｉｕ_ｍ，ｉｖ_ｍ，ｉｗ_ｍをモータｄｑ軸電流ｉｄ_ｍ，ｉｑ_ｍに変換する。ここで、モータｄｑ軸電流ｉｄ_ｍ，ｉｑ_ｍは、第一のモータ４１における回転二相座標系の電流値である。座標変換部１１によって変換されたモータｄｑ軸電流ｉｄ_ｍ，ｉｑ_ｍは、モータ速度推定部１３及びモータ制御部１７に入力される。
　モータ速度推定部１３は、モータｄｑ軸電流ｉｄ_ｍ，ｉｑ_ｍに基づいて、モータ速度推定値ωｍ_ｅを推定する。積分器１５は、モータ速度推定値ωｍ_ｅを積分することでモータ位相推定値θｍ_ｅを算出する。算出されたモータ位相推定値θｍ_ｅは、電流値の座標変換、及び電圧指令値の座標変換のために座標変換部１１，１９に入力される。
　なお、モータ速度推定値及びモータ位相推定値の算出手法については公知であり、ここでの詳細な説明は割愛する。各推定値の算出手法の詳細は、例えば特許第４６７２２３６号公報に記載されており、当該記載内容を参照されたい。当該記載内容は、本明細書に取り込まれて本明細書の一部を構成する。また、各推定値の算出手法は、当該公報の記載内容に限定されるものでもなく、モータ速度及びモータ位相の推定値が得られる手法であればどのような手法を用いてもよい。また、演算で使用する情報は、モータ速度及びモータ位相の推定値が得られるものであれば、どのようなものでもよく、ここで示した情報を省いてもよいし、当該情報以外の情報を用いてもよい。
　モータ制御部１７は、モータｄｑ軸電流ｉｄ_ｍ，ｉｑ_ｍ及びモータ速度推定値ωｍ_ｅに基づいて、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊，ｖｑ ＊を算出する。ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊，ｖｑ ＊は、モータｄｑ軸電流ｉｄ_ｍ，ｉｑ_ｍと、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ_ｍ ＊，ｉｑ_ｍ ＊との偏差を比例積分制御することにより演算することができる。なお、同様の機能を実現できるものであれば、どのような手法を用いてもよい。
　座標変換部１９は、モータ位相推定値θｍ_ｅと、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊，ｖｑ ＊とに基づいて得られる電圧位相θｖに基づいて、第一のモータ４１における回転二相座標系におけるｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊，ｖｑ ＊を、静止三相座標系における電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に変換する。電圧位相θｖは、電圧指令値の回転二相座標系における位相角である。図４の上段部には、モータ位相推定値θｍ_ｅと、位相制御による位相差θｆと、電圧位相θｖとの関係が示されている。図４の上段部に示されるように、電圧位相θｖと、モータ位相推定値θｍ_ｅと、位相差θｆとの間には、θｖ＝θｍ_ｅ－θｆの関係がある。
　ＰＷＭ信号生成部２０は、電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊及び直流母線電圧Ｖｄｃに基づいて、インバータ４のスイッチング素子をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号を生成する。図４の下段部には、ＰＷＭ信号の例が示されている。ＵＰは、インバータ４のＵ相の上アームのスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号であり、ＵＮは、インバータ４のＵ相の下アームのスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号である。以下同様に、ＶＰ，ＶＮは、それぞれＶ相の上アームのスイッチング素子及びＶ相の下アームのスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号であり、ＷＰ，ＷＮは、それぞれＷ相の上アームのスイッチング素子及びＷ相の下アームのスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号である。これらのＰＷＭ信号は、図４の中段部に示されるように、三相の電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊と、キャリアとの大小関係に基づいて生成することができる。
　図５は、図３に示す制御系の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。また、図６は、図３に示す制御系の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。
　図３に示す制御系の機能を実現する場合には、図５に示すように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。
　プロセッサ３００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリを例示することができる。
　具体的に、メモリ３０２には、制御部１０におけるモータ制御の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行し、メモリ３０２に格納されたテーブルをプロセッサ３００が参照することにより、下述するモータ制御を実行することができる。プロセッサ３００による演算結果は、メモリ３０２に記憶することができる。
　また、図５に示すプロセッサ３００及びメモリ３０２は、図６のように処理回路３０５に置き換えてもよい。処理回路３０５は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路３０５に入力する情報、及び処理回路３０５から出力する情報は、インタフェース３０４を介して行うことができる。
　次に、実施の形態１に係る負荷駆動装置の要部の構成について、図７から図１１の図面を参照して説明する。図７は、図１に示す構成の負荷駆動装置に発生し得る第二のモータの脈動現象の様子を示す第一の図である。図８は、実施の形態１に係る負荷駆動装置の挙動の説明に供する図である。図９は、図１に示す構成の負荷駆動装置に発生し得る第二のモータの脈動現象の様子を示す第二の図である。図１０は、実施の形態１に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第一の図である。図１１は、実施の形態１に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第二の図である。なお、図７から図１０に示す動作波形は、第一のモータ４１及び第二のモータ４２を永久磁石同期モータとし、永久磁石同期モータを模擬したモータモデルを用いて行ったシミュレーション結果を示すものである。実施の形態２以降においても同様である。
　図７の上段部において、波形Ｋ１は、第一のモータ４１に与えるモータ速度指令である。波形Ｋ２は、モータ速度指令によって駆動される第一のモータ４１の実速度である。波形Ｋ３は、インバータ４が出力する共通の電圧によって駆動される第二のモータ４２の実速度である。また、図７の下段部において、波形Ｋ４は、第一のモータ４１のＵ相に流れる電流（以下、「Ｕ相電流」と呼ぶ）であり、波形Ｋ５は、第二のモータ４２のＵ相電流である。
　空気調和機の室外機ファン用モータにおいて、現在広く使用されているモータの巻線抵抗値は、例えば数百［ｍΩ］程度である。巻線抵抗値は、モータ物理定数のうちの１つである。図７は、第一のモータ４１及び第二のモータ４２の巻線抵抗値を同じとした場合の各種の波形例である。図７において、第一のモータ４１は、モータ速度指令に追従して動作しているが、第二のモータ４２は、脈動現象が発生して動作が不安定となり、実速度及びＵ相電流が共に大きく変動している。そして、第二のモータ４２は、時刻ｔ１において、脱調により停止している。
　図７に対し、図８は、第二のモータ４２の巻線抵抗値を第一のモータ４１の巻線抵抗値の２．５倍としたときの動作波形である。図８において、第一のモータ４１及び第二のモータ４２は、共に実速度及びＵ相電流には脈動がない。図７と比較しても、動作が安定していることが分かる。
　また、図９は、第二のモータ４２の巻線抵抗値を第一のモータ４１の巻線抵抗値の０．４倍としたときの動作波形である。図９において、第一のモータ４１は、モータ速度指令に追従して動作しているが、第二のモータ４２は、脈動現象が発生している。また、速度及び電流の脈動がモータ起動後の加速中から発生しており、図７よりも不安定な動作となっていることが分かる。
　図１０には、第二のモータ４２の巻線抵抗値Ｒ２と第一のモータ４１の巻線抵抗値Ｒ１との比、言い替えると第一のモータ４１の巻線抵抗値Ｒ１に対する第二のモータ４２の巻線抵抗値Ｒ２の比に対する安定度のシミュレーション結果が示されている。以下、巻線抵抗値Ｒ２と巻線抵抗値Ｒ１との比である“Ｒ２／Ｒ１”の値を、適宜「Ｒ比」と呼ぶ。なお、このＲ比を「第一の比」と呼ぶ場合がある。図１０によれば、Ｒ比が２．４以上あれば安定に動作することが分かる。
　また、一般的に、モータの巻線抵抗値は、製造ばらつきにより±５％程度の誤差が発生する。このため、第二のモータ４２の動作を安定化するためのＲ比は、製造ばらつきの誤差を考慮して定めることが好ましい。図１１には、上側から順に、第二のモータ４２の巻線抵抗値Ｒ２の中央値（Ｒ２_ｍｉｄ）、第二のモータ４２の巻線抵抗値Ｒ２の下限値（Ｒ２_ｍｉｎ）、第一のモータ４１の巻線抵抗値Ｒ１の上限値（Ｒ１_ｍａｘ）、及び第一のモータ４１の巻線抵抗値Ｒ１の中央値（Ｒ１_ｍｉｄ）が示されている。
　図１１において、巻線抵抗値Ｒ２の下限値Ｒ２_ｍｉｎは、中央値Ｒ２_ｍｉｄよりも５％小さい値、即ち中央値Ｒ２_ｍｉｄに０．９５を乗じた値である。また、巻線抵抗値Ｒ１の上限値Ｒ１_ｍａｘは、中央値Ｒ１_ｍｉｄよりも５％大きい値、即ち中央値Ｒ１_ｍｉｄに１．０５を乗じた値である。図１０に示すように、Ｒ比が２．４以上あれば安定に動作する。このため、製造ばらつきの誤差を考慮した場合の好ましいＲ比の範囲は、２．７（≒２．４×（１．０５／０．９５））以上となる。即ち、第二のモータ４２の巻線抵抗値Ｒ２を第一のモータ４１の巻線抵抗値Ｒ１の２．７倍以上に設定すれば、製造ばらつきがあっても、第二のモータ４２を安定的に駆動することが可能である。
　なお、第二のモータ４２の巻線抵抗値を大きくするには、巻線の線径を細くする、巻線の巻数を増やすなどの方法がある。また、インバータ４から第二のモータ４２までの配線の配線長を長くする、又は配線の配線径を細くすることでも同様の効果が得られる。また、Ｒ比を大きくすることが実施の形態１の特徴であり、第一のモータ４１側の抵抗値を小さくすることでも同様の効果が得られる。
　以上説明したように、実施の形態１に係る負荷駆動装置では、ベクトル制御によって駆動される基準モータである第一のモータと、共通の電圧によって駆動される第二のモータとの間において、第一のモータの巻線抵抗値に対する第二のモータの巻線抵抗値の比である第一の比が２．４以上となるように設定される。これにより、ベクトル制御によって駆動されない第二のモータの動作が安定化する。これにより、複数台のモータを１つのインバータで駆動し、且つ位置センサレスで駆動する構成において、装置の大型化及び制御の複雑化を抑制しつつ、複数台のモータを安定的に駆動することが可能になる。
　なお、上記第一の比は、２．７以上となるように設定されると更によい。第一の比を２．７以上に設定すれば、製造ばらつきの影響を排除することができる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、第二のモータ４２の巻線抵抗値を基準モータである第一のモータ４１の巻線抵抗値に対して異ならせた負荷駆動装置について説明した。実施の形態２では、第二のモータ４２の誘起電圧定数値を基準モータである第一のモータ４１の誘起電圧定数値に対して異ならせた負荷駆動装置について説明する。
　図１２は、実施の形態２に係る負荷駆動装置の挙動の説明に供する図である。図１３は、図１に示す構成の負荷駆動装置に発生し得る第二のモータの脈動現象の様子を示す第三の図である。図１４は、実施の形態２に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第一の図である。図１５は、実施の形態２に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第二の図である。
　空気調和機の室外機ファン用モータにおいて、現在広く使用されているモータにおける誘起電圧定数値は、数百［ｍＶ／（ｒａｄ／ｓ）］程度である。誘起電圧定数値は、モータ物理定数のうちの１つである。第一のモータ４１及び第二のモータ４２の誘起電圧定数値が同じである場合、図７に示すような脈動現象が発生する。図７に対し、図１２は、第二のモータ４２の誘起電圧定数値を第一のモータ４１の誘起電圧定数値の０．５倍としたときの動作波形である。図１２において、第一のモータ４１及び第二のモータ４２の動作は、図７と比較して安定していることが分かる。第二のモータ４２の実速度もモータ速度指令が変化するときに多少の脈動が見られるが、時間の経過と共に実速度も安定的に推移していることが分かる。
　図１３には、第二のモータ４２の誘起電圧定数値を第一のモータ４１の誘起電圧定数値の２．０倍にしたときの動作波形が示されている。図７と比較すると、第二のモータ４２において、速度及び電流の脈動がモータ起動後の加速中から発生しており、図７よりも不安定な動作となっていることが分かる。
　図１４には、第二のモータ４２の誘起電圧定数値Ｋｅ２と第一のモータ４１の誘起電圧定数値Ｋｅ１との比、言い替えると第一のモータ４１の誘起電圧定数値Ｋｅ１に対する第二のモータ４２の誘起電圧定数値Ｋｅ２の比に対する安定度のシミュレーション結果が示されている。以下、誘起電圧定数値Ｋｅ２と誘起電圧定数値Ｋｅ１との比である“Ｋｅ２／Ｋｅ１”の値を、適宜「Ｋｅ比」と呼ぶ。なお、このＫｅ比を「第二の比」と呼ぶ場合がある。図１４によれば、Ｋｅ比が０．５以下あれば安定に動作することが分かる。
　また、一般的に、モータの誘起電圧定数値は、製造ばらつきにより±５％程度の誤差が発生する。このため、第二のモータ４２の動作を安定化するためのＫｅ比は、製造ばらつきの誤差を考慮して定めることが好ましい。図１５には、上側から順に、第一のモータ４１の誘起電圧定数値Ｋｅ１の中央値（Ｋｅ１_ｍｉｄ）、第一のモータ４１の誘起電圧定数値Ｋｅ１の下限値（Ｋｅ１_ｍｉｎ）、第二のモータ４２の誘起電圧定数値Ｋｅ２の上限値（Ｋｅ２_ｍａｘ）、及び第二のモータ４２の誘起電圧定数値Ｋｅ２の中央値（Ｋｅ２_ｍｉｄ）が示されている。
　図１５において、誘起電圧定数値Ｋｅ１の下限値Ｋｅ１_ｍｉｎは、中央値Ｋｅ１_ｍｉｄよりも５％小さい値、即ち中央値Ｋｅ１_ｍｉｄに０．９５を乗じた値である。また、誘起電圧定数値Ｋｅ２の上限値Ｋｅ２_ｍａｘは、中央値Ｋｅ２_ｍｉｄよりも５％大きい値、即ち中央値Ｋｅ２_ｍｉｄに１．０５を乗じた値である。図１４に示すように、Ｋｅ比が０．５以上あれば安定に動作する。このため、製造ばらつきの誤差を考慮した場合の好ましいＫｅ比の範囲は、０．４５（≒０．５×（０．９５／１．０５））以下となる。即ち、第二のモータ４２の誘起電圧定数値Ｋｅ２を第一のモータ４１の誘起電圧定数値Ｋｅ１の０．４５倍以下に設定すれば、製造ばらつきがあっても、第二のモータ４２を安定的に駆動することが可能である。
　なお、第二のモータ４２の誘起電圧定数値を小さくするには、固定子の磁石材の素材を変更する、固定子の磁石材の大きさを変更するなどの方法がある。また、Ｋｅ比を小さくすることが実施の形態２の特徴であり、第一のモータ４１側の誘起電圧定数を大きくすることでも同様の効果が得られる。
　以上説明したように、実施の形態２に係る負荷駆動装置では、ベクトル制御によって駆動される基準モータである第一のモータと、共通の電圧によって駆動される第二のモータとの間において、第一のモータの誘起電圧定数値に対する第二のモータの誘起電圧定数値の比である第二の比が０．５以下となるように設定される。これにより、ベクトル制御によって駆動されない第二のモータの動作が安定化する。これにより、複数台のモータを１つのインバータで駆動し、且つ位置センサレスで駆動する構成において、装置の大型化及び制御の複雑化を抑制しつつ、複数台のモータを安定的に駆動することが可能になる。
　なお、上記第二の比は、０．４５以下となるように設定されると更によい。第二の比を０．４５以下に設定すれば、製造ばらつきの影響を排除することができる。
実施の形態３．
　実施の形態２では、第二のモータ４２の誘起電圧定数値を基準モータである第一のモータ４１の誘起電圧定数値に対して異ならせた負荷駆動装置について説明した。実施の形態３では、第二のモータ４２のインダクタンス値を基準モータである第一のモータ４１のインダクタンス値に対して異ならせた負荷駆動装置について説明する。
　図１６は、実施の形態３に係る負荷駆動装置の挙動の説明に供する図である。図１７は、図１に示す構成の負荷駆動装置に発生し得る第二のモータの脈動現象の様子を示す第四の図である。図１８は、実施の形態３に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第一の図である。図１９は、実施の形態３に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第二の図である。
　空気調和機の室外機ファン用モータにおいて、現在広く使用されているモータにおけるインダクタンス値は、数十［ｍＨ］程度である。インダクタンス値は、モータ物理定数のうちの１つである。第一のモータ４１及び第二のモータ４２のインダクタンス値が同じである場合、図７に示すような脈動現象が発生する。図７に対し、図１６は、第二のモータ４２のインダクタンス値を第一のモータ４１のインダクタンス値の２．０倍としたときの動作波形である。図１６において、第一のモータ４１及び第二のモータ４２の動作は、図７と比較して安定していることが分かる。第二のモータ４２の実速度もモータ速度指令が変化するときに多少の脈動が見られるが、時間の経過と共に実速度も安定的に推移していることが分かる。
　図１７には、第二のモータ４２のインダクタンス値を第一のモータ４１のインダクタンス値の０．５倍にしたときの動作波形が示されている。図７と比較すると、第二のモータ４２において、速度及び電流の脈動が図７よりも早く発生しており、図７よりも不安定な動作となっていることが分かる。
　図１８には、第二のモータ４２のインダクタンス値Ｌ２と第一のモータ４１のインダクタンス値Ｌ１との比、言い替えると第一のモータ４１のインダクタンス値Ｌ１に対する第二のモータ４２のインダクタンス値Ｌ２の比に対する安定度のシミュレーション結果が示されている。以下、インダクタンス値Ｌ２とインダクタンス値Ｌ１との比である“Ｌ２／Ｌ１”の値を、適宜「Ｌ比」と呼ぶ。なお、このＬ比を「第三の比」と呼ぶ場合がある。図１８によれば、Ｌ比が２．０以上あれば安定に動作することが分かる。
　また、一般的に、モータのインダクタンス値は、製造ばらつきにより±５％程度の誤差が発生する。このため、第二のモータ４２の動作を安定化するためのＬ比は、製造ばらつきの誤差を考慮して定めることが好ましい。図１９には、上側から順に、第二のモータ４２のインダクタンス値Ｌ２の中央値（Ｌ２_ｍｉｄ）、第二のモータ４２のインダクタンス値Ｌ２の下限値（Ｌ２_ｍｉｎ）、第一のモータ４１のインダクタンス値Ｌ１の上限値（Ｌ１_ｍａｘ）、及び第一のモータ４１のインダクタンス値Ｌ１の中央値（Ｌ１_ｍｉｄ）が示されている。
　図１９において、インダクタンス値Ｌ２の下限値Ｌ２_ｍｉｎは、中央値Ｌ２_ｍｉｄよりも５％小さい値、即ち中央値Ｌ２_ｍｉｄに０．９５を乗じた値である。また、インダクタンス値Ｌ１の上限値Ｌ１_ｍａｘは、中央値Ｌ１_ｍｉｄよりも５％大きい値、即ち中央値Ｌ１_ｍｉｄに１．０５を乗じた値である。図１８に示すように、Ｌ比が２．０以上あれば安定に動作する。このため、製造ばらつきの誤差を考慮した場合の好ましいＬ比の範囲は、２．２（≒２．０×（１．０５／０．９５））以下となる。即ち、第二のモータ４２のインダクタンス値Ｌ２を第一のモータ４１のインダクタンス値Ｌ１の２．２倍以上に設定すれば、製造ばらつきがあっても、第二のモータ４２を安定的に駆動することが可能である。
　なお、第二のモータ４２のインダクタンス値を大きくするには、固定子又は回転子の形状を変更する、モータ巻線の巻数を増やすなどの方法がある。また、Ｌ比を大きくすることが実施の形態３の特徴であり、第一のモータ４１側のインダクタンス値を小さくすることでも同様の効果が得られる。
　以上説明したように、実施の形態３に係る負荷駆動装置では、ベクトル制御によって駆動される基準モータである第一のモータと、共通の電圧によって駆動される第二のモータとの間において、第一のモータのインダクタンス値に対する第二のモータのインダクタンス値の比である第三の比が２．０以上となるように設定される。これにより、ベクトル制御によって駆動されない第二のモータの動作が安定化する。これにより、複数台のモータを１つのインバータで駆動し、且つ位置センサレスで駆動する構成において、装置の大型化及び制御の複雑化を抑制しつつ、複数台のモータを安定的に駆動することが可能になる。
　なお、上記第三の比は、２．２以上となるように設定されると更によい。第三の比を２．２以上に設定すれば、製造ばらつきの影響を排除することができる。
実施の形態４．
　実施の形態４では、実施の形態１から実施の形態３で説明した負荷駆動装置を、図１２に示すような空気調和機の室外機ファン用のモータに適用した場合について説明する。図２０は、実施の形態４に係る負荷駆動装置の構成例を示す図である。
　まず、空気調和機においては、省エネ性向上のために、インバータ及びモータの高効率化が望まれている。ここで、モータの高効率化のためには、巻線抵抗値を小さくし、誘起電圧定数を大きくすることが好ましい実施例になる。また、ビルや住宅の断熱性能向上に伴い、室内温度が安定した場合には、室外機ファンの風量を小さくし、熱交換量を抑えた省エネ運転モードを行うことが好ましい実施例になる。このため、これらの特性及び機能を有する空気調和機の使用が広まっている。
　そこで、実施の形態４に係る負荷駆動装置では、図２０に示すように、分岐点８と第二のモータ４２との間にリレー回路４４を設けた構成とする。リレー回路４４は、インバータ４と第二のモータ４２との間の電気的接続を開閉する開閉器である。リレー回路４４をオフにしても、インバータ４と第一のモータ４１との間の電気的接続は、維持される。なお、図２０において、リレー回路４４以外の構成は、図１に示す実施の形態１に係る負荷駆動装置と同じであり、同一の構成部には同一の符号を付して重複する説明は割愛する。
　実施の形態４に係る負荷駆動装置では、リレー回路４４をオフとすることで第一のモータ４１のみを駆動することができる。第一のモータ４１には、モータ効率を重視した低抵抗及び高誘起電圧定数のモータを用いる。また、第二のモータ４２には、並列駆動時の安定性を重視した高抵抗、低誘起電圧定数又は高インダクタンスのモータを用いる。
　実施の形態４によれば、ファンの風量を抑えた省エネ運転モードの際には高効率な第一のモータ４１のみを駆動する。そして、大風量が必要な場合には、リレー回路４４をオンすることでファン２台を並列運転する。これにより、省エネ性と高出力性を備えた空気調和機を低コストで実現することができる。
実施の形態５．
　実施の形態５では、負荷駆動装置の運転方法について説明する。実施の形態５の手法は、負荷駆動装置の運転前に、第二のモータ４２への通電によって、第二のモータ４２のモータ物理定数値を第一のモータ４１のモータ物理定数値に対して異ならせる手法である。
　第一のモータ４１及び第二のモータ４２における永久磁石の素材として、希土類磁石の一例であるネオジムが用いられる場合がある。ネオジムは、高温になるほど磁力が低下する素材である。ネオジムを用いた場合、モータの温度が上がれば上がるほど、巻線抵抗値は増加し、誘起電圧定数は減少する。つまり、実施の形態１から実施の形態４に当てはめて考えると、モータの温度が高くなるほどモータ並列駆動時の安定性が高くなることを意味する。そこで、実施の形態５では、モータを並列駆動させる前に、第二のモータ４２に対して直流通電又は高周波通電を行って第二のモータ４２の温度を上昇させる制御を行う。直流通電は、モータに直流電流を流すことで生じるモータの銅損によってモータの温度を高める手法である。高周波通電は、モータに高周波の電流を流すことで生じるモータの鉄損によってモータの温度を高める手法である。
　直流通電及び高周波通電は、例えば特許第４９３１９７０号公報、又は特許第５９３７６１９号公報に開示されているように公知であり、ここでの更なる詳細な説明は割愛する。なお、当該公報の内容は、本明細書に取り込まれ、本明細書の一部を成すものとする。
　図２１は、実施の形態５に係る負荷駆動装置の構成例を示す図である。実施の形態５に係る負荷駆動装置では、図２１に示すように、分岐点８と第一のモータ４１との間にリレー回路４６を設けた構成とする。リレー回路４６は、インバータ４と第一のモータ４１との間の電気的接続を開閉する開閉器である。リレー回路４６をオフにしても、インバータ４と第二のモータ４２との間の電気的接続は、維持される。なお、図２１において、リレー回路４６以外の構成は、図２０に示す実施の形態１に係る負荷駆動装置と同じであり、同一の構成部には同一の符号を付して重複する説明は割愛する。また、実施の形態５に係る負荷駆動装置の場合、リレー回路４４は省略可能である。
　図２２は、実施の形態５に係る負荷駆動装置の運転方法の説明に供するフローチャートである。図２２のフローは、制御部１０の制御下で実施される。また、図２２のフローは、負荷駆動装置の起動時に呼び出されて実施される場合もあれば、負荷駆動装置の動作中に呼び出されて実施される場合もある。
　制御部１０は、リレー回路４６をオフにする（ステップＳ１１）。これにより、インバータ４と第一のモータ４１との間の電気的接続は、開放される。次に、制御部１０は、インバータ４を動作させて、第二のモータ４２を通電させる（ステップＳ１２）。制御部１０は、設定時間の経過の有無を判定する（ステップＳ１３）。設定時間が経過していなければ（ステップＳ１３，Ｎｏ）、ステップＳ１２の処理を繰り返す。設定時間が経過していれば（ステップＳ１３，Ｙｅｓ）、ステップＳ１４に移行する。制御部１０は、リレー回路４６をオンにする（ステップＳ１４）。これにより、第一のモータ４１は、インバータ４と電気的に接続される。そして、制御部１０は、インバータ４を動作させて、第一のモータ４１及び第二のモータ４２を駆動する（ステップＳ１５）。以降は、呼び出された処理に戻る。
　図２２のフローを呼び出して実施することにより、第二のモータ４２のみが加熱され、第一のモータ４１に対して、第二のモータ４２の温度が上昇する。これにより、第二のモータ４２のモータ物理定数値を第一のモータ４１のモータ物理定数値に対して異ならせることができる。これにより、ベクトル制御されない第二のモータ４２を安定的に駆動することができる。
　なお、上記では、永久磁石同期モータの素材として、ネオジムなどの希土類磁石が用いられる場合について説明したが、これに限定されない。希土類磁石を用いなくても、巻線抵抗値は温度の上昇と共に増加する。このため、永久磁石同期モータではないモータに対しても、実施の形態５に係る手法は適用可能である。
　また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２　整流器、３　平滑部、４　インバータ、４ａ　スイッチング素子、６　入力電圧検出部、７　電力線、８　分岐点、１０　制御部、１１，１９　座標変換部、１３　モータ速度推定部、１５　積分器、１７　モータ制御部、２０　ＰＷＭ信号生成部、４１　第一のモータ、４２　第二のモータ、４１ａ，４２ａ　ファン、４４，４６　リレー回路、５１　電流検出部、７０　室外機、１００　空気調和機、３００　プロセッサ、３０２　メモリ、３０４　インタフェース、３０５　処理回路。

Claims (9)

  1. 　複数の負荷のそれぞれを駆動するモータと、
    　複数台の前記モータに共通の電圧を印加する１つのインバータと、
    　複数台の前記モータのうちの１台の基準モータである第一のモータをベクトル制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記第一のモータ以外のモータである第二のモータは前記共通の電圧によって駆動され、
    　前記第一のモータの巻線抵抗値に対する前記第二のモータの巻線抵抗値の比である第一の比は２．４以上である
    　負荷駆動装置。
  2. 　前記第一の比は２．７以上である
    　請求項１に記載の負荷駆動装置。
  3. 　複数の負荷のそれぞれを駆動するモータと、
    　複数台の前記モータに共通の電圧を印加する１つのインバータと、
    　複数台の前記モータのうちの１台の基準モータである第一のモータをベクトル制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記第一のモータ以外のモータである第二のモータは前記共通の電圧によって駆動され、
    　前記第一のモータの誘起電圧定数値に対する前記第二のモータの誘起電圧定数値の比である第二の比は０．５以下である
    　負荷駆動装置。
  4. 　前記第二の比は０．４５以下である
    　請求項３に記載の負荷駆動装置。
  5. 　複数の負荷のそれぞれを駆動するモータと、
    　複数台の前記モータに共通の電圧を印加する１つのインバータと、
    　複数台の前記モータのうちの１台の基準モータである第一のモータをベクトル制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記第一のモータ以外のモータである第二のモータは前記共通の電圧によって駆動され、
    　前記第一のモータのインダクタンス値に対する前記第二のモータのインダクタンス値の比である第三の比は２．０以上である
    　負荷駆動装置。
  6. 　前記第三の比は２．２以上である
    　請求項５に記載の負荷駆動装置。
  7. 　前記インバータと前記第二のモータとの間の電気的接続を開閉する開閉器を更に備えた
    　請求項１から６の何れか１項に記載の負荷駆動装置。
  8. 　請求項１から７の何れか１項に記載の負荷駆動装置を備えた空気調和機。
  9. 　複数の負荷のそれぞれを駆動するモータと、複数台の前記モータに共通の電圧を印加する１つのインバータと、複数台の前記モータのうちの１台の基準モータである第一のモータをベクトル制御する制御部と、備え、前記第一のモータ以外のモータである第二のモータは前記共通の電圧によって駆動される負荷駆動装置の運転方法であって、
    　前記第二のモータを通電させて前記第二のモータのモータ物理定数値を前記第一のモータのモータ物理定数値に対して異ならせる第一ステップと、
    　前記第一ステップの後に前記第一及び第二のモータを駆動する第二ステップと、
    　を含む負荷駆動装置の運転方法。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102478881B1 (ko) * 2020-12-28 2022-12-16 엘지전자 주식회사 모터 구동 장치 및 이를 구비하는 공기조화기

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS4931970B1 (ja) 1970-12-29 1974-08-27
JPS5937619B2 (ja) 1979-09-29 1984-09-11 株式会社東芝 周波数圧伸装置
JPH09191681A (ja) * 1996-01-10 1997-07-22 Aichi Electric Co Ltd 電動機の駆動制御装置
JP2008125247A (ja) * 2006-11-13 2008-05-29 Ricoh Co Ltd 複数モータの駆動制御装置および画像形成装置
JP2010022184A (ja) 2008-07-14 2010-01-28 Kamimura Kogyo:Kk 複数のｐｍｓｍ（永久磁石同期電動機）の制御装置および制御方法
JP4672236B2 (ja) 2001-04-24 2011-04-20 三菱電機株式会社 同期電動機の制御装置
JP2012196091A (ja) * 2011-03-17 2012-10-11 Fujitsu Telecom Networks Ltd モータ駆動電流アンプとモータ駆動装置とその駆動方法とモータ駆動システム
JP2014066912A (ja) * 2012-09-26 2014-04-17 Murata Mach Ltd 画像形成装置およびモータ制御方法
WO2018181541A1 (ja) * 2017-03-31 2018-10-04 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 駆動装置
WO2018198289A1 (ja) * 2017-04-27 2018-11-01 三菱電機株式会社 モータ制御装置及び空気調和機

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6548829B2 (ja) * 2016-08-02 2019-07-24 三菱電機株式会社 モータ駆動装置、冷蔵庫及び空気調和機
JP6834601B2 (ja) * 2017-03-02 2021-02-24 株式会社リコー 駆動装置、駆動システム、画像形成装置、搬送装置、および駆動方法

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS4931970B1 (ja) 1970-12-29 1974-08-27
JPS5937619B2 (ja) 1979-09-29 1984-09-11 株式会社東芝 周波数圧伸装置
JPH09191681A (ja) * 1996-01-10 1997-07-22 Aichi Electric Co Ltd 電動機の駆動制御装置
JP4672236B2 (ja) 2001-04-24 2011-04-20 三菱電機株式会社 同期電動機の制御装置
JP2008125247A (ja) * 2006-11-13 2008-05-29 Ricoh Co Ltd 複数モータの駆動制御装置および画像形成装置
JP2010022184A (ja) 2008-07-14 2010-01-28 Kamimura Kogyo:Kk 複数のｐｍｓｍ（永久磁石同期電動機）の制御装置および制御方法
JP2012196091A (ja) * 2011-03-17 2012-10-11 Fujitsu Telecom Networks Ltd モータ駆動電流アンプとモータ駆動装置とその駆動方法とモータ駆動システム
JP2014066912A (ja) * 2012-09-26 2014-04-17 Murata Mach Ltd 画像形成装置およびモータ制御方法
WO2018181541A1 (ja) * 2017-03-31 2018-10-04 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 駆動装置
WO2018198289A1 (ja) * 2017-04-27 2018-11-01 三菱電機株式会社 モータ制御装置及び空気調和機

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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