JPWO2020230235A1 - 負荷駆動装置、空気調和機及び負荷駆動装置の運転方法 - Google Patents

Abstract

負荷駆動装置は、複数の負荷のそれぞれを駆動する第一及び第二のモータ（４１，４２）と、第一及び第二のモータ（４１，４２）に共通の電圧を印加するインバータ（４）と、を備える。第一のモータ（４１）は、制御部（１０）によってベクトル制御される。第二のモータ（４２）は、共通の電圧によって駆動される。基準モータである第一のモータ（４１）の巻線抵抗値に対する第二のモータ（４２）の巻線抵抗値の比は２．４以上である。

Description

本発明は、複数の負荷のそれぞれを駆動するモータを負荷ごとに備え、それぞれのモータを１つのインバータで駆動する負荷駆動装置、負荷駆動装置を備えた空気調和機、及び負荷駆動装置の運転方法に関する。

負荷駆動装置に具備されるモータが、例えば永久磁石同期モータである場合、永久磁石同期モータの駆動には、回転子の位置情報が必要である。このため、一般に、永久磁石同期モータの駆動には、回転子位置取得のための位置センサが用いられる。しかしながら、位置センサの使用により、システムの大型化、高コスト化、耐環境性の低下といった問題が生じる。このため、永久磁石同期モータの駆動には、位置センサを用いずに永久磁石同期モータを駆動するセンサレス制御の適用が求められる。

位置センサレス制御において、モータに対して過大な負荷がかかるなどの要因により、モータ回転子の位置推定値と実際の回転子位置との間の誤差が大きくなることがある。この場合、モータに対して適切な電流を流すことができずにモータが停止してしまうことがある。このような現象は、「脱調」と呼ばれる。

下記特許文献１には、複数台のモータを１つのインバータで駆動する場合において、各モータの合成電流に基づいて脱調を検出する技術が開示されている。具体的に、特許文献１では、複数台のモータが２台又は３台単位でグループ化される。各モータの合成電流は、グループ内の各モータに接続する出力ライン中の各１相又は２相の出力ラインに接続され、且つ各出力ラインが相互に異なる相であるように接続された電流センサによって検出される。

特開２０１０−０２２１８４号公報

しかしながら、上記従来技術では、合成電流の検出するための電流センサの接続形態が複雑であるのと共に、異なるモータの出力ライン間に跨って電流センサを配置する必要があり、装置が大型化し、制御が複雑化するという課題がある。このため、装置の大型化及び制御の複雑化を抑制しつつ、複数台のモータを安定的に駆動することができる負荷駆動装置が望まれている。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、複数台のモータを１つのインバータで駆動し、且つ位置センサレスで駆動する構成において、装置の大型化及び制御の複雑化を抑制しつつ、複数台のモータを安定的に駆動することができる負荷駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る負荷駆動装置は、複数の負荷のそれぞれを駆動するモータ、複数台のモータに共通の電圧を印加する１つのインバータ、及び複数台のモータのうちの１台の基準モータである第一のモータをベクトル制御する制御部を備える。第一のモータ以外のモータである第二のモータは共通の電圧によって駆動される。第一のモータの巻線抵抗値に対する第二のモータの巻線抵抗値の比である第一の比は、２．４倍以上である。

本発明に係る負荷駆動装置によれば、複数台のモータを１つのインバータで駆動し、且つ位置センサレスで駆動する構成において、装置の大型化及び制御の複雑化を抑制しつつ、複数台のモータを安定的に駆動することができるという効果を奏する。

実施の形態１に係る負荷駆動装置の構成例を示す図 実施の形態１に係る負荷駆動装置の空気調和機への適用例を示す図 図１の制御部に構築される制御系の構成例を示すブロック図 図３に示すパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：以下「ＰＷＭ」と表記）信号生成部の動作の説明に供する図 図３に示す制御系の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 図３に示す制御系の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図 図１に示す構成の負荷駆動装置に発生し得る第二のモータの脈動現象の様子を示す第一の図 実施の形態１に係る負荷駆動装置の挙動の説明に供する図 図１に示す構成の負荷駆動装置に発生し得る第二のモータの脈動現象の様子を示す第二の図 実施の形態１に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第一の図 実施の形態１に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第二の図 実施の形態２に係る負荷駆動装置の挙動の説明に供する図 図１に示す構成の負荷駆動装置に発生し得る第二のモータの脈動現象の様子を示す第三の図 実施の形態２に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第一の図 実施の形態２に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第二の図 実施の形態３に係る負荷駆動装置の挙動の説明に供する図 図１に示す構成の負荷駆動装置に発生し得る第二のモータの脈動現象の様子を示す第四の図 実施の形態３に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第一の図 実施の形態３に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第二の図 実施の形態４に係る負荷駆動装置の構成例を示す図 実施の形態５に係る負荷駆動装置の構成例を示す図 実施の形態５に係る負荷駆動装置の運転方法の説明に供するフローチャート

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る負荷駆動装置、空気調和機、及び負荷駆動装置の運転方法について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る負荷駆動装置の構成例を示す図である。実施の形態１に係る負荷駆動装置は、図１では図示しない複数の負荷のそれぞれを駆動する装置である。図１における２台の第一のモータ４１及び第二のモータ４２は、複数の負荷のそれぞれを駆動する複数台のモータの例示である。

また、実施の形態１に係る負荷駆動装置は、図１に示すように、第一のモータ４１及び第二のモータ４２のそれぞれに共通の電圧を印加する１つの電力変換装置であるインバータ４と、インバータ４に直流電圧を供給するための直流電源として動作する平滑部３と、を備える。平滑部３の一例は、コンデンサである。インバータ４は平滑部３の出力側に並列接続される。インバータ４は、三相インバータであり、６つのスイッチング素子４ａを備える。インバータ４において、６つのスイッチング素子４ａはブリッジ接続され、インバータ４の主回路を構成する。

スイッチング素子４ａの一例は、図示の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）であるが、他のスイッチング素子を用いてもよい。スイッチング素子４ａの他の例は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）である。平滑部３の入力側には、整流器２が並列接続される。整流器２は、ブリッジ接続される４つのダイオードを有する。整流器２には、交流電源１からの交流電力が供給される。交流電源１からの交流電力は、整流器２で整流された後に平滑部３によって平滑され、平滑された直流電力がインバータ４に供給される。

なお、図１では交流電源１及び整流器２は単相で記載しているが、三相でもよい。また、平滑部３のコンデンサとしては、静電容量の大きなアルミ電解コンデンサを使用することが一般的であるが、長寿命であるフィルムコンデンサを用いてもよい。或いは、静電容量の小さなコンデンサを用いてもよい。静電容量の小さなコンデンサを用いれば、交流電源１に流れる電流の高調波電流を抑制することができる。更に、交流電源１と平滑部３との間の電気配線に、高調波電流の抑制、又は力率改善の目的で、リアクトルを挿入してもよい。

インバータ４は、上アームのスイッチング素子と、下アームのスイッチング素子とが、この順で直列に接続されてなるレグを３相分、即ち３個備える。３個のレグは、Ｕ相レグ、Ｖ相レグ及びＷ相レグを構成する。Ｕ相レグ、Ｖ相レグ及びＷ相レグは、直流電力が供給される直流母線であるＰ線とＮ線との間に並列に接続される。

上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子との接続端からは電力線７が引き出されている。電力線７は、分岐点８によって二手に分かれ、第一のモータ４１及び第二のモータ４２のそれぞれに接続されている。第一のモータ４１及び第二のモータ４２の一例は、三相の永久磁石同期モータであるが、これに限定されない。第一のモータ４１及び第二のモータ４２は、同種のモータであればよい。例えば、第一のモータ４１が誘導モータであれば、第二のモータ４２も誘導モータである。また、図１では、２台のモータを有する構成を示しているが、３台以上のモータを有していてもよい。モータがｎ台（ｎは２以上の整数）の場合、基準となる１台のモータが第一のモータ４１であり、残りの（ｎ−１）台のモータが第二のモータ４２となる。以下、基準となる第一のモータ４１を「基準モータ」と呼ぶ場合がある。

平滑部３によって平滑された直流電力はインバータ４に供給された後、インバータ４によって任意の三相交流電力に変換される。変換された三相交流電力は、第一のモータ４１と第二のモータ４２とに供給される。

なお、図１は、インバータ４における各レグがスイッチング素子のみを有する構成であるが、この構成に限定されない。スイッチング素子のスイッチング動作によって生ずるサージ電圧を抑制する目的で、スイッチング素子の両端に還流ダイオードを逆並列に接続した構成としてもよい。また、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴの場合、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用してもよい。更に、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴの場合、還流のタイミングでＭＯＳＦＥＴをオン状態とすることにより、スイッチング素子のみで還流の機能を実現することができる。また、スイッチング素子を構成する材料は、ケイ素（Ｓｉ）だけでなく、ワイドバンドギャップ半導体である炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ_２Ｏ_３）、ダイヤモンドなどを用いてもよい。スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体系の材料で形成すれば、低損失化及び高速スイッチング化を図ることができる。

次に、インバータ４の制御に必要なセンサ類について説明する。図１において、電流検出部５１は、第一のモータ４１に流れる三相のモータ電流を検出する電流センサである。また、入力電圧検出部６は、直流母線であるＰ線とＮ線との間の電圧である直流母線電圧Ｖ_ｄｃを検出する母線電圧センサである。

制御部１０は、第一のモータ４１の回転速度又は回転トルクを制御する。電流検出部５１によって検出されたモータ電流ｉ_{ｕ_ｍ}，ｉ_{ｖ_ｍ}，ｉ_{ｗ_ｍ}、及び入力電圧検出部６によって検出された直流母線電圧Ｖ_ｄｃに基づいてモータ制御演算を行い、インバータ４の各スイッチング素子への駆動信号を生成する。

制御部１０は、公知のベクトル制御を実施する。ベクトル制御は、静止座標系における三相電流の検出値を、直交２軸回転座標系の電流であるｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに分解して制御を行う制御手法である。

上記の説明のように、基準モータである第一のモータ４１は、制御部１０によってベクトル制御される。一方、基準モータではない第二のモータ４２は、インバータ４から出力される共通の電圧によって駆動される。制御部１０は、第二のモータ４２を直接的には制御しない。

なお、電流検出部５１の一例はカレントトランスであるが、これに限定されない。カレントトランスを用いずに、抵抗の両端電圧からモータ電流を検出する手法を採用してもよい。また、電流検出部５１は、インバータ４の下アームのスイッチング素子と、３つの下アームのスイッチング素子の接続点との間に電流検出用の抵抗を設ける構成、或いは、３つの下アームのスイッチング素子の接続点と、コンデンサが接続される負側の直流母線であるＮ線との接続点との間に電流検出用の抵抗を設ける構成を採用してもよい。

また、図１では、インバータの数を一つとしているが、複数のインバータを備えていてもよい。複数のインバータのそれぞれは、直流母線であるＰ線とＮ線とを共通母線とし、共通母線であるＰ線とＮ線との間に接続される構成となる。そして、複数のインバータのそれぞれには、少なくとも２台のモータが接続される構成となる。

図２は、実施の形態１に係る負荷駆動装置の空気調和機への適用例を示す図である。図２において、空気調和機１００の室外機７０には、インバータ４と、負荷の例示である複数台のファン４１ａ，４２ａと、ファン４１ａ，４２ａを駆動するための第一のモータ４１及び第二のモータ４２とが搭載されている。空気調和機１００において、２台のファン４１ａ，４２ａを駆動する場合、１つのインバータ４で２台の第一のモータ４１及び第二のモータ４２を運転することで、インバータ４の数を削減できる。これにより、空気調和機１００のコストを低減することができる。

なお、図２では、図１に示す負荷駆動装置を空気調和機１００に適用した場合について説明したが、この例に限定されない。図１に示す負荷駆動装置を、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機といった冷凍サイクル機器に適用してもよい。

図３は、図１の制御部１０に構築される制御器系の構成例を示すブロック図である。図４は、図３に示すＰＷＭ信号生成部２０の動作の説明に供する図である。

制御部１０は、座標変換部（図３では「ｕｖｗ／ｄｑ」と表記）１１と、モータ速度推定部１３と、積分器１５と、モータ制御部１７と、座標変換部（図３では「ｄｑ／ｕｖｗ」と表記）１９と、ＰＷＭ信号生成部２０とを備える。

次に、制御部１０を構成する各部の動作について説明する。まず、座標変換部１１には、電流検出部５１が検出した静止三相座標系の電流値であるモータ電流ｉ_{ｕ_ｍ}，ｉ_{ｖ_ｍ}，ｉ_{ｗ_ｍ}が入力される。座標変換部１１は、後述するモータ位相推定値θ_{ｍ_ｅ}を用いて、モータ電流ｉ_{ｕ_ｍ}，ｉ_{ｖ_ｍ}，ｉ_{ｗ_ｍ}をモータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｍ}，ｉ_{ｑ_ｍ}に変換する。ここで、モータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｍ}，ｉ_{ｑ_ｍ}は、第一のモータ４１における回転二相座標系の電流値である。座標変換部１１によって変換されたモータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｍ}，ｉ_{ｑ_ｍ}は、モータ速度推定部１３及びモータ制御部１７に入力される。

モータ速度推定部１３は、モータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｍ}，ｉ_{ｑ_ｍ}に基づいて、モータ速度推定値ω_{ｍ_ｅ}を推定する。積分器１５は、モータ速度推定値ω_{ｍ_ｅ}を積分することでモータ位相推定値θ_{ｍ_ｅ}を算出する。算出されたモータ位相推定値θ_{ｍ_ｅ}は、電流値の座標変換、及び電圧指令値の座標変換のために座標変換部１１，１９に入力される。

なお、モータ速度推定値及びモータ位相推定値の算出手法については公知であり、ここでの詳細な説明は割愛する。各推定値の算出手法の詳細は、例えば特許第４６７２２３６号公報に記載されており、当該記載内容を参照されたい。当該記載内容は、本明細書に取り込まれて本明細書の一部を構成する。また、各推定値の算出手法は、当該公報の記載内容に限定されるものでもなく、モータ速度及びモータ位相の推定値が得られる手法であればどのような手法を用いてもよい。また、演算で使用する情報は、モータ速度及びモータ位相の推定値が得られるものであれば、どのようなものでもよく、ここで示した情報を省いてもよいし、当該情報以外の情報を用いてもよい。

モータ制御部１７は、モータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｍ}，ｉ_{ｑ_ｍ}及びモータ速度推定値ω_{ｍ_ｅ}に基づいて、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を算出する。ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊は、モータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｍ}，ｉ_{ｑ_ｍ}と、ｄｑ軸電流指令値ｉ_{ｄ_ｍ} ^＊，ｉ_{ｑ_ｍ} ^＊との偏差を比例積分制御することにより演算することができる。なお、同様の機能を実現できるものであれば、どのような手法を用いてもよい。

座標変換部１９は、モータ位相推定値θ_{ｍ_ｅ}と、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊とに基づいて得られる電圧位相θ_ｖに基づいて、第一のモータ４１における回転二相座標系におけるｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を、静止三相座標系における電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換する。電圧位相θ_ｖは、電圧指令値の回転二相座標系における位相角である。図４の上段部には、モータ位相推定値θ_{ｍ_ｅ}と、位相制御による位相差θ_ｆと、電圧位相θ_ｖとの関係が示されている。図４の上段部に示されるように、電圧位相θ_ｖと、モータ位相推定値θ_{ｍ_ｅ}と、位相差θ_ｆとの間には、θ_ｖ＝θ_{ｍ_ｅ}−θ_ｆの関係がある。

ＰＷＭ信号生成部２０は、電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊及び直流母線電圧Ｖ_ｄｃに基づいて、インバータ４のスイッチング素子をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号を生成する。図４の下段部には、ＰＷＭ信号の例が示されている。ＵＰは、インバータ４のＵ相の上アームのスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号であり、ＵＮは、インバータ４のＵ相の下アームのスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号である。以下同様に、ＶＰ，ＶＮは、それぞれＶ相の上アームのスイッチング素子及びＶ相の下アームのスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号であり、ＷＰ，ＷＮは、それぞれＷ相の上アームのスイッチング素子及びＷ相の下アームのスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号である。これらのＰＷＭ信号は、図４の中段部に示されるように、三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊と、キャリアとの大小関係に基づいて生成することができる。

図５は、図３に示す制御系の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。また、図６は、図３に示す制御系の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。

図３に示す制御系の機能を実現する場合には、図５に示すように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。

プロセッサ３００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリを例示することができる。

具体的に、メモリ３０２には、制御部１０におけるモータ制御の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行し、メモリ３０２に格納されたテーブルをプロセッサ３００が参照することにより、下述するモータ制御を実行することができる。プロセッサ３００による演算結果は、メモリ３０２に記憶することができる。

また、図５に示すプロセッサ３００及びメモリ３０２は、図６のように処理回路３０５に置き換えてもよい。処理回路３０５は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路３０５に入力する情報、及び処理回路３０５から出力する情報は、インタフェース３０４を介して行うことができる。

次に、実施の形態１に係る負荷駆動装置の要部の構成について、図７から図１１の図面を参照して説明する。図７は、図１に示す構成の負荷駆動装置に発生し得る第二のモータの脈動現象の様子を示す第一の図である。図８は、実施の形態１に係る負荷駆動装置の挙動の説明に供する図である。図９は、図１に示す構成の負荷駆動装置に発生し得る第二のモータの脈動現象の様子を示す第二の図である。図１０は、実施の形態１に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第一の図である。図１１は、実施の形態１に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第二の図である。なお、図７から図１０に示す動作波形は、第一のモータ４１及び第二のモータ４２を永久磁石同期モータとし、永久磁石同期モータを模擬したモータモデルを用いて行ったシミュレーション結果を示すものである。実施の形態２以降においても同様である。

図７の上段部において、波形Ｋ１は、第一のモータ４１に与えるモータ速度指令である。波形Ｋ２は、モータ速度指令によって駆動される第一のモータ４１の実速度である。波形Ｋ３は、インバータ４が出力する共通の電圧によって駆動される第二のモータ４２の実速度である。また、図７の下段部において、波形Ｋ４は、第一のモータ４１のＵ相に流れる電流（以下、「Ｕ相電流」と呼ぶ）であり、波形Ｋ５は、第二のモータ４２のＵ相電流である。

空気調和機の室外機ファン用モータにおいて、現在広く使用されているモータの巻線抵抗値は、例えば数百［ｍΩ］程度である。巻線抵抗値は、モータ物理定数のうちの１つである。図７は、第一のモータ４１及び第二のモータ４２の巻線抵抗値を同じとした場合の各種の波形例である。図７において、第一のモータ４１は、モータ速度指令に追従して動作しているが、第二のモータ４２は、脈動現象が発生して動作が不安定となり、実速度及びＵ相電流が共に大きく変動している。そして、第二のモータ４２は、時刻ｔ１において、脱調により停止している。

図７に対し、図８は、第二のモータ４２の巻線抵抗値を第一のモータ４１の巻線抵抗値の２．５倍としたときの動作波形である。図８において、第一のモータ４１及び第二のモータ４２は、共に実速度及びＵ相電流には脈動がない。図７と比較しても、動作が安定していることが分かる。

また、図９は、第二のモータ４２の巻線抵抗値を第一のモータ４１の巻線抵抗値の０．４倍としたときの動作波形である。図９において、第一のモータ４１は、モータ速度指令に追従して動作しているが、第二のモータ４２は、脈動現象が発生している。また、速度及び電流の脈動がモータ起動後の加速中から発生しており、図７よりも不安定な動作となっていることが分かる。

図１０には、第二のモータ４２の巻線抵抗値Ｒ２と第一のモータ４１の巻線抵抗値Ｒ１との比、言い替えると第一のモータ４１の巻線抵抗値Ｒ１に対する第二のモータ４２の巻線抵抗値Ｒ２の比に対する安定度のシミュレーション結果が示されている。以下、巻線抵抗値Ｒ２と巻線抵抗値Ｒ１との比である“Ｒ２／Ｒ１”の値を、適宜「Ｒ比」と呼ぶ。なお、このＲ比を「第一の比」と呼ぶ場合がある。図１０によれば、Ｒ比が２．４以上あれば安定に動作することが分かる。

また、一般的に、モータの巻線抵抗値は、製造ばらつきにより±５％程度の誤差が発生する。このため、第二のモータ４２の動作を安定化するためのＲ比は、製造ばらつきの誤差を考慮して定めることが好ましい。図１１には、上側から順に、第二のモータ４２の巻線抵抗値Ｒ２の中央値（Ｒ２_ｍｉｄ）、第二のモータ４２の巻線抵抗値Ｒ２の下限値（Ｒ２_ｍｉｎ）、第一のモータ４１の巻線抵抗値Ｒ１の上限値（Ｒ１_ｍａｘ）、及び第一のモータ４１の巻線抵抗値Ｒ１の中央値（Ｒ１_ｍｉｄ）が示されている。

図１１において、巻線抵抗値Ｒ２の下限値Ｒ２_ｍｉｎは、中央値Ｒ２_ｍｉｄよりも５％小さい値、即ち中央値Ｒ２_ｍｉｄに０．９５を乗じた値である。また、巻線抵抗値Ｒ１の上限値Ｒ１_ｍａｘは、中央値Ｒ１_ｍｉｄよりも５％大きい値、即ち中央値Ｒ１_ｍｉｄに１．０５を乗じた値である。図１０に示すように、Ｒ比が２．４以上あれば安定に動作する。このため、製造ばらつきの誤差を考慮した場合の好ましいＲ比の範囲は、２．７（≒２．４×（１．０５／０．９５））以上となる。即ち、第二のモータ４２の巻線抵抗値Ｒ２を第一のモータ４１の巻線抵抗値Ｒ１の２．７倍以上に設定すれば、製造ばらつきがあっても、第二のモータ４２を安定的に駆動することが可能である。

なお、第二のモータ４２の巻線抵抗値を大きくするには、巻線の線径を細くする、巻線の巻数を増やすなどの方法がある。また、インバータ４から第二のモータ４２までの配線の配線長を長くする、又は配線の配線径を細くすることでも同様の効果が得られる。また、Ｒ比を大きくすることが実施の形態１の特徴であり、第一のモータ４１側の抵抗値を小さくすることでも同様の効果が得られる。

以上説明したように、実施の形態１に係る負荷駆動装置では、ベクトル制御によって駆動される基準モータである第一のモータと、共通の電圧によって駆動される第二のモータとの間において、第一のモータの巻線抵抗値に対する第二のモータの巻線抵抗値の比である第一の比が２．４以上となるように設定される。これにより、ベクトル制御によって駆動されない第二のモータの動作が安定化する。これにより、複数台のモータを１つのインバータで駆動し、且つ位置センサレスで駆動する構成において、装置の大型化及び制御の複雑化を抑制しつつ、複数台のモータを安定的に駆動することが可能になる。

なお、上記第一の比は、２．７以上となるように設定されると更によい。第一の比を２．７以上に設定すれば、製造ばらつきの影響を排除することができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、第二のモータ４２の巻線抵抗値を基準モータである第一のモータ４１の巻線抵抗値に対して異ならせた負荷駆動装置について説明した。実施の形態２では、第二のモータ４２の誘起電圧定数値を基準モータである第一のモータ４１の誘起電圧定数値に対して異ならせた負荷駆動装置について説明する。

図１２は、実施の形態２に係る負荷駆動装置の挙動の説明に供する図である。図１３は、図１に示す構成の負荷駆動装置に発生し得る第二のモータの脈動現象の様子を示す第三の図である。図１４は、実施の形態２に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第一の図である。図１５は、実施の形態２に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第二の図である。

空気調和機の室外機ファン用モータにおいて、現在広く使用されているモータにおける誘起電圧定数値は、数百［ｍＶ／（ｒａｄ／ｓ）］程度である。誘起電圧定数値は、モータ物理定数のうちの１つである。第一のモータ４１及び第二のモータ４２の誘起電圧定数値が同じである場合、図７に示すような脈動現象が発生する。図７に対し、図１２は、第二のモータ４２の誘起電圧定数値を第一のモータ４１の誘起電圧定数値の０．５倍としたときの動作波形である。図１２において、第一のモータ４１及び第二のモータ４２の動作は、図７と比較して安定していることが分かる。第二のモータ４２の実速度もモータ速度指令が変化するときに多少の脈動が見られるが、時間の経過と共に実速度も安定的に推移していることが分かる。

図１３には、第二のモータ４２の誘起電圧定数値を第一のモータ４１の誘起電圧定数値の２．０倍にしたときの動作波形が示されている。図７と比較すると、第二のモータ４２において、速度及び電流の脈動がモータ起動後の加速中から発生しており、図７よりも不安定な動作となっていることが分かる。

図１４には、第二のモータ４２の誘起電圧定数値Ｋｅ２と第一のモータ４１の誘起電圧定数値Ｋｅ１との比、言い替えると第一のモータ４１の誘起電圧定数値Ｋｅ１に対する第二のモータ４２の誘起電圧定数値Ｋｅ２の比に対する安定度のシミュレーション結果が示されている。以下、誘起電圧定数値Ｋｅ２と誘起電圧定数値Ｋｅ１との比である“Ｋｅ２／Ｋｅ１”の値を、適宜「Ｋｅ比」と呼ぶ。なお、このＫｅ比を「第二の比」と呼ぶ場合がある。図１４によれば、Ｋｅ比が０．５以下あれば安定に動作することが分かる。

また、一般的に、モータの誘起電圧定数値は、製造ばらつきにより±５％程度の誤差が発生する。このため、第二のモータ４２の動作を安定化するためのＫｅ比は、製造ばらつきの誤差を考慮して定めることが好ましい。図１５には、上側から順に、第一のモータ４１の誘起電圧定数値Ｋｅ１の中央値（Ｋｅ１_ｍｉｄ）、第一のモータ４１の誘起電圧定数値Ｋｅ１の下限値（Ｋｅ１_ｍｉｎ）、第二のモータ４２の誘起電圧定数値Ｋｅ２の上限値（Ｋｅ２_ｍａｘ）、及び第二のモータ４２の誘起電圧定数値Ｋｅ２の中央値（Ｋｅ２_ｍｉｄ）が示されている。

図１５において、誘起電圧定数値Ｋｅ１の下限値Ｋｅ１_ｍｉｎは、中央値Ｋｅ１_ｍｉｄよりも５％小さい値、即ち中央値Ｋｅ１_ｍｉｄに０．９５を乗じた値である。また、誘起電圧定数値Ｋｅ２の上限値Ｋｅ２_ｍａｘは、中央値Ｋｅ２_ｍｉｄよりも５％大きい値、即ち中央値Ｋｅ２_ｍｉｄに１．０５を乗じた値である。図１４に示すように、Ｋｅ比が０．５以上あれば安定に動作する。このため、製造ばらつきの誤差を考慮した場合の好ましいＫｅ比の範囲は、０．４５（≒０．５×（０．９５／１．０５））以下となる。即ち、第二のモータ４２の誘起電圧定数値Ｋｅ２を第一のモータ４１の誘起電圧定数値Ｋｅ１の０．４５倍以下に設定すれば、製造ばらつきがあっても、第二のモータ４２を安定的に駆動することが可能である。

なお、第二のモータ４２の誘起電圧定数値を小さくするには、固定子の磁石材の素材を変更する、固定子の磁石材の大きさを変更するなどの方法がある。また、Ｋｅ比を小さくすることが実施の形態２の特徴であり、第一のモータ４１側の誘起電圧定数を大きくすることでも同様の効果が得られる。

以上説明したように、実施の形態２に係る負荷駆動装置では、ベクトル制御によって駆動される基準モータである第一のモータと、共通の電圧によって駆動される第二のモータとの間において、第一のモータの誘起電圧定数値に対する第二のモータの誘起電圧定数値の比である第二の比が０．５以下となるように設定される。これにより、ベクトル制御によって駆動されない第二のモータの動作が安定化する。これにより、複数台のモータを１つのインバータで駆動し、且つ位置センサレスで駆動する構成において、装置の大型化及び制御の複雑化を抑制しつつ、複数台のモータを安定的に駆動することが可能になる。

なお、上記第二の比は、０．４５以下となるように設定されると更によい。第二の比を０．４５以下に設定すれば、製造ばらつきの影響を排除することができる。

実施の形態３．
実施の形態２では、第二のモータ４２の誘起電圧定数値を基準モータである第一のモータ４１の誘起電圧定数値に対して異ならせた負荷駆動装置について説明した。実施の形態３では、第二のモータ４２のインダクタンス値を基準モータである第一のモータ４１のインダクタンス値に対して異ならせた負荷駆動装置について説明する。

図１６は、実施の形態３に係る負荷駆動装置の挙動の説明に供する図である。図１７は、図１に示す構成の負荷駆動装置に発生し得る第二のモータの脈動現象の様子を示す第四の図である。図１８は、実施の形態３に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第一の図である。図１９は、実施の形態３に係る負荷駆動装置の動作を安定化するための動作パラメータの説明に供する第二の図である。

空気調和機の室外機ファン用モータにおいて、現在広く使用されているモータにおけるインダクタンス値は、数十［ｍＨ］程度である。インダクタンス値は、モータ物理定数のうちの１つである。第一のモータ４１及び第二のモータ４２のインダクタンス値が同じである場合、図７に示すような脈動現象が発生する。図７に対し、図１６は、第二のモータ４２のインダクタンス値を第一のモータ４１のインダクタンス値の２．０倍としたときの動作波形である。図１６において、第一のモータ４１及び第二のモータ４２の動作は、図７と比較して安定していることが分かる。第二のモータ４２の実速度もモータ速度指令が変化するときに多少の脈動が見られるが、時間の経過と共に実速度も安定的に推移していることが分かる。

図１７には、第二のモータ４２のインダクタンス値を第一のモータ４１のインダクタンス値の０．５倍にしたときの動作波形が示されている。図７と比較すると、第二のモータ４２において、速度及び電流の脈動が図７よりも早く発生しており、図７よりも不安定な動作となっていることが分かる。

図１８には、第二のモータ４２のインダクタンス値Ｌ２と第一のモータ４１のインダクタンス値Ｌ１との比、言い替えると第一のモータ４１のインダクタンス値Ｌ１に対する第二のモータ４２のインダクタンス値Ｌ２の比に対する安定度のシミュレーション結果が示されている。以下、インダクタンス値Ｌ２とインダクタンス値Ｌ１との比である“Ｌ２／Ｌ１”の値を、適宜「Ｌ比」と呼ぶ。なお、このＬ比を「第三の比」と呼ぶ場合がある。図１８によれば、Ｌ比が２．０以上あれば安定に動作することが分かる。

また、一般的に、モータのインダクタンス値は、製造ばらつきにより±５％程度の誤差が発生する。このため、第二のモータ４２の動作を安定化するためのＬ比は、製造ばらつきの誤差を考慮して定めることが好ましい。図１９には、上側から順に、第二のモータ４２のインダクタンス値Ｌ２の中央値（Ｌ２_ｍｉｄ）、第二のモータ４２のインダクタンス値Ｌ２の下限値（Ｌ２_ｍｉｎ）、第一のモータ４１のインダクタンス値Ｌ１の上限値（Ｌ１_ｍａｘ）、及び第一のモータ４１のインダクタンス値Ｌ１の中央値（Ｌ１_ｍｉｄ）が示されている。

図１９において、インダクタンス値Ｌ２の下限値Ｌ２_ｍｉｎは、中央値Ｌ２_ｍｉｄよりも５％小さい値、即ち中央値Ｌ２_ｍｉｄに０．９５を乗じた値である。また、インダクタンス値Ｌ１の上限値Ｌ１_ｍａｘは、中央値Ｌ１_ｍｉｄよりも５％大きい値、即ち中央値Ｌ１_ｍｉｄに１．０５を乗じた値である。図１８に示すように、Ｌ比が２．０以上あれば安定に動作する。このため、製造ばらつきの誤差を考慮した場合の好ましいＬ比の範囲は、２．２（≒２．０×（１．０５／０．９５））以下となる。即ち、第二のモータ４２のインダクタンス値Ｌ２を第一のモータ４１のインダクタンス値Ｌ１の２．２倍以上に設定すれば、製造ばらつきがあっても、第二のモータ４２を安定的に駆動することが可能である。

なお、第二のモータ４２のインダクタンス値を大きくするには、固定子又は回転子の形状を変更する、モータ巻線の巻数を増やすなどの方法がある。また、Ｌ比を大きくすることが実施の形態３の特徴であり、第一のモータ４１側のインダクタンス値を小さくすることでも同様の効果が得られる。

以上説明したように、実施の形態３に係る負荷駆動装置では、ベクトル制御によって駆動される基準モータである第一のモータと、共通の電圧によって駆動される第二のモータとの間において、第一のモータのインダクタンス値に対する第二のモータのインダクタンス値の比である第三の比が２．０以上となるように設定される。これにより、ベクトル制御によって駆動されない第二のモータの動作が安定化する。これにより、複数台のモータを１つのインバータで駆動し、且つ位置センサレスで駆動する構成において、装置の大型化及び制御の複雑化を抑制しつつ、複数台のモータを安定的に駆動することが可能になる。

なお、上記第三の比は、２．２以上となるように設定されると更によい。第三の比を２．２以上に設定すれば、製造ばらつきの影響を排除することができる。

実施の形態４．
実施の形態４では、実施の形態１から実施の形態３で説明した負荷駆動装置を、図１２に示すような空気調和機の室外機ファン用のモータに適用した場合について説明する。図２０は、実施の形態４に係る負荷駆動装置の構成例を示す図である。

まず、空気調和機においては、省エネ性向上のために、インバータ及びモータの高効率化が望まれている。ここで、モータの高効率化のためには、巻線抵抗値を小さくし、誘起電圧定数を大きくすることが好ましい実施例になる。また、ビルや住宅の断熱性能向上に伴い、室内温度が安定した場合には、室外機ファンの風量を小さくし、熱交換量を抑えた省エネ運転モードを行うことが好ましい実施例になる。このため、これらの特性及び機能を有する空気調和機の使用が広まっている。

そこで、実施の形態４に係る負荷駆動装置では、図２０に示すように、分岐点８と第二のモータ４２との間にリレー回路４４を設けた構成とする。リレー回路４４は、インバータ４と第二のモータ４２との間の電気的接続を開閉する開閉器である。リレー回路４４をオフにしても、インバータ４と第一のモータ４１との間の電気的接続は、維持される。なお、図２０において、リレー回路４４以外の構成は、図１に示す実施の形態１に係る負荷駆動装置と同じであり、同一の構成部には同一の符号を付して重複する説明は割愛する。

実施の形態４に係る負荷駆動装置では、リレー回路４４をオフとすることで第一のモータ４１のみを駆動することができる。第一のモータ４１には、モータ効率を重視した低抵抗及び高誘起電圧定数のモータを用いる。また、第二のモータ４２には、並列駆動時の安定性を重視した高抵抗、低誘起電圧定数又は高インダクタンスのモータを用いる。

実施の形態４によれば、ファンの風量を抑えた省エネ運転モードの際には高効率な第一のモータ４１のみを駆動する。そして、大風量が必要な場合には、リレー回路４４をオンすることでファン２台を並列運転する。これにより、省エネ性と高出力性を備えた空気調和機を低コストで実現することができる。

実施の形態５．
実施の形態５では、負荷駆動装置の運転方法について説明する。実施の形態５の手法は、負荷駆動装置の運転前に、第二のモータ４２への通電によって、第二のモータ４２のモータ物理定数値を第一のモータ４１のモータ物理定数値に対して異ならせる手法である。

第一のモータ４１及び第二のモータ４２における永久磁石の素材として、希土類磁石の一例であるネオジムが用いられる場合がある。ネオジムは、高温になるほど磁力が低下する素材である。ネオジムを用いた場合、モータの温度が上がれば上がるほど、巻線抵抗値は増加し、誘起電圧定数は減少する。つまり、実施の形態１から実施の形態４に当てはめて考えると、モータの温度が高くなるほどモータ並列駆動時の安定性が高くなることを意味する。そこで、実施の形態５では、モータを並列駆動させる前に、第二のモータ４２に対して直流通電又は高周波通電を行って第二のモータ４２の温度を上昇させる制御を行う。直流通電は、モータに直流電流を流すことで生じるモータの銅損によってモータの温度を高める手法である。高周波通電は、モータに高周波の電流を流すことで生じるモータの鉄損によってモータの温度を高める手法である。

直流通電及び高周波通電は、例えば特許第４９３１９７０号公報、又は特許第５９３７６１９号公報に開示されているように公知であり、ここでの更なる詳細な説明は割愛する。なお、当該公報の内容は、本明細書に取り込まれ、本明細書の一部を成すものとする。

図２１は、実施の形態５に係る負荷駆動装置の構成例を示す図である。実施の形態５に係る負荷駆動装置では、図２１に示すように、分岐点８と第一のモータ４１との間にリレー回路４６を設けた構成とする。リレー回路４６は、インバータ４と第一のモータ４１との間の電気的接続を開閉する開閉器である。リレー回路４６をオフにしても、インバータ４と第二のモータ４２との間の電気的接続は、維持される。なお、図２１において、リレー回路４６以外の構成は、図２０に示す実施の形態１に係る負荷駆動装置と同じであり、同一の構成部には同一の符号を付して重複する説明は割愛する。また、実施の形態５に係る負荷駆動装置の場合、リレー回路４４は省略可能である。

図２２は、実施の形態５に係る負荷駆動装置の運転方法の説明に供するフローチャートである。図２２のフローは、制御部１０の制御下で実施される。また、図２２のフローは、負荷駆動装置の起動時に呼び出されて実施される場合もあれば、負荷駆動装置の動作中に呼び出されて実施される場合もある。

制御部１０は、リレー回路４６をオフにする（ステップＳ１１）。これにより、インバータ４と第一のモータ４１との間の電気的接続は、開放される。次に、制御部１０は、インバータ４を動作させて、第二のモータ４２を通電させる（ステップＳ１２）。制御部１０は、設定時間の経過の有無を判定する（ステップＳ１３）。設定時間が経過していなければ（ステップＳ１３，Ｎｏ）、ステップＳ１２の処理を繰り返す。設定時間が経過していれば（ステップＳ１３，Ｙｅｓ）、ステップＳ１４に移行する。制御部１０は、リレー回路４６をオンにする（ステップＳ１４）。これにより、第一のモータ４１は、インバータ４と電気的に接続される。そして、制御部１０は、インバータ４を動作させて、第一のモータ４１及び第二のモータ４２を駆動する（ステップＳ１５）。以降は、呼び出された処理に戻る。

図２２のフローを呼び出して実施することにより、第二のモータ４２のみが加熱され、第一のモータ４１に対して、第二のモータ４２の温度が上昇する。これにより、第二のモータ４２のモータ物理定数値を第一のモータ４１のモータ物理定数値に対して異ならせることができる。これにより、ベクトル制御されない第二のモータ４２を安定的に駆動することができる。

なお、上記では、永久磁石同期モータの素材として、ネオジムなどの希土類磁石が用いられる場合について説明したが、これに限定されない。希土類磁石を用いなくても、巻線抵抗値は温度の上昇と共に増加する。このため、永久磁石同期モータではないモータに対しても、実施の形態５に係る手法は適用可能である。

また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ 整流器、３ 平滑部、４ インバータ、４ａ スイッチング素子、６ 入力電圧検出部、７ 電力線、８ 分岐点、１０ 制御部、１１，１９ 座標変換部、１３ モータ速度推定部、１５ 積分器、１７ モータ制御部、２０ ＰＷＭ信号生成部、４１ 第一のモータ、４２ 第二のモータ、４１ａ，４２ａ ファン、４４，４６ リレー回路、５１ 電流検出部、７０ 室外機、１００ 空気調和機、３００ プロセッサ、３０２ メモリ、３０４ インタフェース、３０５ 処理回路。

Claims (9)

1. 複数の負荷のそれぞれを駆動するモータと、
   複数台の前記モータに共通の電圧を印加する１つのインバータと、
   複数台の前記モータのうちの１台の基準モータである第一のモータをベクトル制御する制御部と、
   を備え、
   前記第一のモータ以外のモータである第二のモータは前記共通の電圧によって駆動され、
   前記第一のモータの巻線抵抗値に対する前記第二のモータの巻線抵抗値の比である第一の比は２．４以上である
   負荷駆動装置。
2. 前記第一の比は２．７以上である
   請求項１に記載の負荷駆動装置。
3. 複数の負荷のそれぞれを駆動するモータと、
   複数台の前記モータに共通の電圧を印加する１つのインバータと、
   複数台の前記モータのうちの１台の基準モータである第一のモータをベクトル制御する制御部と、
   を備え、
   前記第一のモータ以外のモータである第二のモータは前記共通の電圧によって駆動され、
   前記第一のモータの誘起電圧定数値に対する前記第二のモータの誘起電圧定数値の比である第二の比は０．５以下である
   負荷駆動装置。
4. 前記第二の比は０．４５以下である
   請求項３に記載の負荷駆動装置。
5. 複数の負荷のそれぞれを駆動するモータと、
   複数台の前記モータに共通の電圧を印加する１つのインバータと、
   複数台の前記モータのうちの１台の基準モータである第一のモータをベクトル制御する制御部と、
   を備え、
   前記第一のモータ以外のモータである第二のモータは前記共通の電圧によって駆動され、
   前記第一のモータのインダクタンス値に対する前記第二のモータのインダクタンス値の比である第三の比は２．０以上である
   負荷駆動装置。
6. 前記第三の比は２．２以上である
   請求項５に記載の負荷駆動装置。
7. 前記インバータと前記第二のモータとの間の電気的接続を開閉する開閉器を更に備えた
   請求項１から６の何れか１項に記載の負荷駆動装置。
8. 請求項１から７の何れか１項に記載の負荷駆動装置を備えた空気調和機。
9. 複数の負荷のそれぞれを駆動するモータと、複数台の前記モータに共通の電圧を印加する１つのインバータと、複数台の前記モータのうちの１台の基準モータである第一のモータをベクトル制御する制御部と、備え、前記第一のモータ以外のモータである第二のモータは前記共通の電圧によって駆動される負荷駆動装置の運転方法であって、
   前記第二のモータを通電させて前記第二のモータのモータ物理定数値を前記第一のモータのモータ物理定数値に対して異ならせる第一ステップと、
   前記第一ステップの後に前記第一及び第二のモータを駆動する第二ステップと、
   を含む負荷駆動装置の運転方法。

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