WO2018198289A1 - モータ制御装置及び空気調和機 - Google Patents

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WO2018198289A1
WO2018198289A1 PCT/JP2017/016829 JP2017016829W WO2018198289A1 WO 2018198289 A1 WO2018198289 A1 WO 2018198289A1 JP 2017016829 W JP2017016829 W JP 2017016829W WO 2018198289 A1 WO2018198289 A1 WO 2018198289A1
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WO
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motor
inverter
current
current sensor
voltage
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PCT/JP2017/016829
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English (en)
French (fr)
Inventor
啓介 植村
健治 ▲高▼橋
康彦 和田
晃弘 津村
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
    • H02P29/024—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load
    • H02P29/027—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load the fault being an over-current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P5/00—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors
    • H02P5/46—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors for speed regulation of two or more dynamo-electric motors in relation to one another
    • H02P5/50—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors for speed regulation of two or more dynamo-electric motors in relation to one another by comparing electrical values representing the speeds
    • H—ELECTRICITY
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P5/00—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors
    • H02P5/74—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors controlling two or more ac dynamo-electric motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device that controls driving of a plurality of motors, and an air conditioner equipped with a motor controlled by the motor control device.
  • An inverter is generally used to control the rotation speed and position of a permanent magnet synchronous motor (hereinafter abbreviated as “PM (Permanent Magnet) motor”). This is because an AC voltage synchronized with the permanent magnet of the rotor needs to be applied to the motor. Therefore, when controlling a PM motor, one inverter is the basic configuration for one PM motor. As a result, when a plurality of motors are installed in the air conditioner, inverters are required for the number of motors, which increases the size and cost of the air conditioner.
  • PM Permanent Magnet synchronous Motor
  • Patent Document 1 listed below includes one induction motor (hereinafter abbreviated as “IM (Induction Motor)”) and one unit in Patent Document 1 below.
  • IM Induction Motor
  • An electric apparatus and a motor driving method for driving the PM motor are disclosed.
  • the PM motor is configured to control the PM motor using a rotation sensor. It is necessary to use a position sensor for the PM motor. For this reason, the apparatus mounted with the PM motor is increased in size and cost. Moreover, in the case of the use installed outdoors like an outdoor unit of an air conditioner, it is necessary to ensure water resistance. For this reason, the motor itself is increased in size and cost.
  • position sensorless control is a control method that estimates the rotational position of the motor from the motor current without mounting a position sensor on the motor. The position sensorless control is used regardless of the PM motor and IM.
  • Position sensorless control requires a current sensor that detects the motor current.
  • a current sensor that detects the motor current.
  • two PM motors are controlled by one inverter
  • two sets of current sensors are required.
  • a typical current sensor is expensive. For this reason, in position sensorless control of a device in which a three-phase motor is mounted, the cost of the device increases.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a motor control device that can be realized while avoiding an increase in size and cost of the device when applying position sensorless control.
  • a motor control device includes an inverter constituted by a plurality of arms, a DC power supply for supplying a DC voltage to the inverter, and a switching element for each lower arm of the inverter A shunt resistor inserted between the DC power supply and the negative electrode side of the DC power supply, a current sensor that outputs a voltage corresponding to a current flowing through n-1 motors among n motors connected in parallel to the inverter, and And an arithmetic unit that generates drive signals to the plurality of switching elements based on the output of the current sensor and the output corresponding to the voltage drop of the shunt resistor.
  • n is an integer of 2 or more.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an example of a hardware configuration that implements the functions of the arithmetic unit in FIG.
  • the block diagram which shows the structural example of the motor control calculation constructed
  • the figure which shows the control state in case the axis error has arisen between the master motor dq axis current and the slave motor dq axis current.
  • the flowchart which shows the flow of the overcurrent detection implemented with the calculator of FIG.
  • the flowchart which shows the operation
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an air conditioner according to Embodiment 1.
  • the air conditioner according to Embodiment 1 includes an indoor unit 40, an outdoor unit 80, a gas refrigerant pipe 58 and a liquid refrigerant pipe 59 that connect the indoor unit 40 and the outdoor unit 80. And an aperture device 87.
  • the outdoor unit 80 includes a compressor 81 that compresses and discharges the refrigerant.
  • a four-way valve 82, an outdoor heat exchanger 86, and a throttle device 87 which are flow path switching means for switching the flow path of the refrigerant, are sequentially connected by a pipe, and constitute a part of the refrigerant circuit.
  • a four-way valve 82 and an accumulator 84 are sequentially connected to the suction side of the compressor 81 by piping.
  • the four-way valve 82 is connected to the gas refrigerant pipe 58.
  • An outdoor unit fan 85 is provided in the vicinity of the outdoor heat exchanger 86.
  • the outdoor heat exchanger 86 is composed of, for example, a tube-type heat exchanger composed of a heat transfer tube and a large number of fins, and acts as a condenser during cooling operation and as an evaporator during heating operation.
  • the outdoor unit fan 85 is driven by a fan motor (not shown), and can adjust the air volume by changing the number of rotations of the motor to adjust the air flow rate.
  • the expansion device 87 is constituted by, for example, an electronic expansion valve, and adjusts the refrigerant flow rate by setting the opening, and functions as a pressure reducing valve and an expansion valve to decompress and expand the refrigerant. 1 illustrates the case where the expansion device 87 is provided in the outdoor unit 80, but the expansion device 87 may be provided in the indoor unit 40.
  • the indoor unit 40 includes an indoor heat exchanger 55, first and second indoor unit fans (51a, 52a), and first units for driving the first and second indoor unit fans (51a, 52a), respectively.
  • the inverter 4 which applies an alternating voltage to the 1st and 2nd motor (51, 52) and the 1st and 2nd motor (51, 52) is provided.
  • a highly efficient PM motor having a high induced voltage constant is suitable.
  • the indoor heat exchanger 55 is connected between the gas refrigerant pipe 58 and the liquid refrigerant pipe 59, and constitutes the refrigerant circuit of the air conditioner together with the refrigerant circuit of the outdoor unit 80.
  • the indoor heat exchanger 55 is composed of, for example, a tube-type heat exchanger composed of heat transfer tubes and a large number of fins, and functions as an evaporator during cooling operation and as a condenser during heating operation.
  • the first and second indoor unit fans (51a, 52a) blow the air heat-exchanged by the indoor heat exchanger 55 to the air-conditioned space in the room.
  • the first and second motors (51, 52) drive the first and second indoor unit fans (51a, 52a) individually.
  • the inverter 4 drives both the first and second motors (51, 52), and changes the motor rotation speed, thereby sending the signals sent from the first and second indoor unit fans (51a, 52a). Adjust the air volume.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a motor control device and its peripheral circuits provided in the indoor unit according to the first embodiment.
  • the first motor 51 is represented as “PM motor 1”
  • the second motor 52 is represented as “PM motor 2”.
  • the motor control device 100 includes an inverter 4 composed of a plurality of arms 4 a and smoothing means 3 that is a DC power source that supplies a DC voltage to the inverter 4.
  • An example of the smoothing means 3 is a capacitor.
  • the inverter 4 is connected in parallel to the output side of the smoothing means 3.
  • the arm 4a includes a switching element and a diode connected to the switching element in antiparallel.
  • An example of the switching element is the illustrated IGBT, but other switching elements may be used.
  • An example of another switching element is a MOSFET.
  • the rectifier 2 is connected in parallel to the input side of the smoothing means 3.
  • the rectifier 2 is supplied with AC power from the AC power source 1.
  • AC power from the AC power source 1 is rectified by the rectifier 2 and then smoothed by the smoothing means 3, and the smoothed DC power is supplied to the inverter 4.
  • the inverter 4 is provided with three legs, that is, three legs, in which an upper arm switching element, a lower arm switching element, and a shunt resistor are connected in series in this order.
  • the three legs constitute a U-phase leg, a V-phase leg, and a W-phase leg.
  • the shunt resistance of the U-phase leg is represented as “7 u ”
  • the shunt resistance of the V-phase leg is represented as “7 v ”
  • the shunt resistance of the W-phase leg is represented as “7 w ”.
  • “R u ” is the resistance value of the shunt resistor 7 u
  • R v is the resistance value of the shunt resistor 7 v
  • R w is the resistance value of the shunt resistor 7 w .
  • the U-phase leg, the V-phase leg, and the W-phase leg are connected in parallel between a P line and an N line that are DC buses to which DC power is supplied.
  • the shunt resistors 7 u , 7 v , 7 w of each phase leg are inserted between the switching elements of the lower arm of each phase and the negative electrode side of the smoothing means 3.
  • a power line 14 is drawn from the connection end of the upper arm switching element and the lower arm switching element.
  • the power line 14 is split into two at the branch point 15 and is connected to each of the first motor 51 and the second motor 52.
  • the DC power smoothed by the smoothing means 3 is supplied to the inverter 4 and then converted into arbitrary three-phase AC power by the inverter 4.
  • the converted three-phase AC power is supplied to the first motor 51 and the second motor 52.
  • the first motor 51 may be referred to as a “master motor” and the second motor 52 may be referred to as a “slave motor” from the viewpoint of ease of understanding the description.
  • a circuit including the shunt resistor 7 u , the shunt resistor 7 v and the shunt resistor 7 w constitutes a detection circuit for detecting the current flowing through the inverter 4.
  • this detection circuit is referred to as “inverter current sensor 7”.
  • a master motor current sensor 9 for detecting a current flowing through the master motor is disposed between the branch point 15 of the power line 14 and the first motor 51 that is the master motor.
  • a bus voltage sensor 8 for detecting a DC bus voltage V dc is provided between the P line and the N line which are DC bus lines.
  • the calculator 6 performs motor control calculation based on the outputs of the inverter current sensor 7, the master motor current sensor 9, and the bus voltage sensor 8, and generates a drive signal to each switching element of the inverter 4.
  • FIG. 3 is a block diagram showing an example of a hardware configuration for realizing the function of the arithmetic unit 6 of FIG.
  • a CPU Central Processing Unit
  • the memory 202 and the interface 204 for inputting and outputting signals can be used.
  • the CPU 200 may be a calculation means such as a microprocessor, a microcomputer, a processor, or a DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 202 corresponds to a nonvolatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable ROM), or an EEPROM (Electrically EPROM).
  • the memory 202 stores a program for executing a function of motor control calculation by the calculator 6.
  • the CPU 200 exchanges necessary information via the interface 204.
  • the program developed in the CPU 200 executes the motor control calculation described below, so that the operations of the master motor and the slave motor can be controlled.
  • FIG. 2 shows a configuration having two motors, it may have three or more motors.
  • the n-1 motors are provided with current sensors that directly detect the motor current, and the current flowing through the remaining one motor is It can be obtained by calculation based on the detected value of the n ⁇ 1 current sensors and the detected value of the inverter current sensor. If a motor provided with a current sensor that directly detects the motor current is defined as a master motor, and a motor that obtains the motor current by calculation is defined as a slave motor, a configuration having n-1 master motors and one slave motor It becomes.
  • the number of inverters is one, but a plurality of inverters may be provided. In the case of a configuration having a plurality of inverters, if the number of motors connected to one inverter is m, m ⁇ 1 master motors and one slave motor for each inverter. What is necessary is just to become the structure which has.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of the motor control calculation constructed in the calculator 6 of FIG.
  • the computing unit 6 includes coordinate conversion units (represented as “uvw / dq” in FIG. 4) 611 and 612.
  • the coordinate conversion unit 611 converts the master motor currents i u — m , i v — m , i w — m into master motor dq axis currents i d — m , i q — m that are current values of the rotating two-phase coordinate system in the master motor.
  • the master motor dq axis currents i d_m and i q_m converted by the coordinate conversion unit 611 are output to the master motor estimation unit 621 and the master motor vector control unit 63.
  • the master motor currents i u — m , i v — m , and i w — m are each calculated by the subtractor 614 and the current value of the stationary three-phase coordinate system in the inverter 4 detected by the inverter current sensor 7. Differences from each of the inverter currents i u — all , i v — aii , and i w — all are calculated. Details will be described later, the output of the differentiator 614, the slave motor currents i U_sl a current value of the static three-phase coordinate system in the slave motor, i V_sl, the i wsl.
  • the coordinate conversion unit 612 converts the slave motor currents i u_sl , i v_sl , i w_sl into slave motor dq axis currents i d_sl , i q_sl that are current values of the rotating two-phase coordinate system in the slave motor.
  • the slave motor dq-axis currents i d_sl and i q_sl converted by the coordinate conversion unit 612 are output to the slave motor estimation unit 622.
  • the slave motor q-axis current i q_sl out of the slave motor dq-axis currents i d_sl and i q_sl converted by the coordinate conversion unit 612 is output to the pulsation compensation control unit 66.
  • the master motor estimation unit 621 estimates the master motor rotation speed estimated value ⁇ me based on the master motor dq axis currents i d_m and i q_m .
  • the integrator 623 calculates the master motor phase estimation value ⁇ me by integrating the master motor rotation speed estimation value ⁇ me .
  • the calculated master motor phase estimation value ⁇ me is input to the coordinate conversion unit 611, the coordinate conversion unit 64, and the pulsation compensation control unit 66 for current value coordinate conversion and pulsation compensation control described later.
  • the slave motor estimation unit 622 estimates the slave motor rotation speed estimation value ⁇ sl_e based on the slave motor dq axis currents i d_sl and i q_sl .
  • the integrator 624 calculates the slave motor phase estimated value ⁇ sl_e by integrating the slave motor rotational speed estimated value ⁇ sl_e .
  • the calculated slave motor phase estimation value ⁇ sl_e is input to the coordinate conversion unit 612 and the pulsation compensation control unit 66 for the coordinate conversion of the current value and the pulsation compensation control described later.
  • the master motor vector controller 63 determines the dq axis voltage command value based on the master motor dq axis currents i d_m , i q_m and the master motor rotation speed estimation value ⁇ me. v d * and v q * are calculated. Further, based on the dq-axis voltage command values v d * and v q * , the coordinate conversion unit 64 calculates voltage command values v u * , v v * , and v w * in a stationary three-phase coordinate system.
  • the PWM signal generation unit 65 Based on the voltage command values v u * , v v * , v w * and the DC bus voltage V dc , the PWM signal generation unit 65 performs PWM (Pulse Width Modulation) control on the switching element of the inverter 4. A signal is generated.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • FIG. 5 shows a control state when an axis error ⁇ occurs between the master motor dq axis currents i d_m , i q_m and the slave motor dq axis currents i d_sl , i q_sl .
  • the slave motor current may pulsate in the low speed region.
  • the pulsation compensation controller 66 is provided in the first embodiment.
  • the pulsation compensation controller 66 generates a pulsation compensation current command value i sl * based on the master motor phase estimation value ⁇ me , the slave motor phase estimation value ⁇ sl_e, and the slave motor q-axis current i q_sl .
  • the pulsation compensation current command value i sl * generated by the pulsation compensation control unit 66 is given to the master motor vector control unit 63, so that pulsation that may occur in the slave motor can be suppressed.
  • the slave motor d-axis current i d_sl and the slave motor q-axis current i q_sl are orthogonal to each other. Therefore, instead of the configuration of FIG. 4 in which the slave motor q-axis current i q_sl is input to the pulsation compensation control unit 66, the slave motor d-axis current i d_sl may be input to the pulsation compensation control unit 66.
  • control in the computing unit 6 has been described, but details of vector control, master and slave motor estimation processing, and details of pulsation compensation control are not directly related to the main points of the present invention. For this reason, further explanation is omitted.
  • control configuration in the computing unit 6 the configuration in FIG. 4 is merely an example, and any control method can be adopted and any control system can be configured without departing from the gist of the present invention. no problem.
  • an inverter current sensor 7 that is one of current sensors detects inverter currents i u_all , i v_aii , and i w_all that are currents flowing through the respective phases of the inverter 4.
  • the inverter currents i u_all , i v_aii , i w_all are expressed by the following formulas using the resistance values R u , R v , R w of the shunt resistors 7 u , 7 v , 7 w of each phase according to Ohm's law. Can be expressed as
  • i u_all ⁇ v Ru / R u (1)
  • i v — aii ⁇ v Rv / R v (2)
  • i w_all ⁇ v Rw / R w (3)
  • v Ru , v Rv , and v Rw represent voltage drops in the shunt resistors 7 u , 7 v , and 7 w of the respective phases.
  • the direction from the inverter 4 toward the first motor 51 is defined as the positive polarity of the inverter current.
  • the level shift circuit 16 is provided in the configuration of FIG. However, in the above equations (1) to (3), the calculation by the level shift circuit 16 is ignored. As is well known, the phase in which current can be detected changes depending on the switching pattern of the inverter 4, but since it is not directly related to the gist of the present invention, the description thereof is omitted here.
  • the master motor current sensor 9 is assumed to be a current sensor such as DCCT or ACCT.
  • DCCT current sensor
  • ACCT there is a characteristic that the DC component cannot be detected.
  • whether or not the DC component can be detected is not directly related to the gist of the present invention, and the description thereof is omitted here.
  • the detection value of the master motor current sensor 9 is input to the calculator 6 via the level shift circuit 17.
  • the level shift circuit 17 the master motor current i u_M a detected value of the master motor current sensor 9, i v_m, converts the i w_m the voltage value, and outputs to the calculator 6.
  • the arithmetic unit 6 can obtain the master motor current by AD converting the output voltage of the level shift circuit 17.
  • i U_sl in the left side, i v_sl, i w_sl represents a slave motor current flowing to the slave motor.
  • the slave current can be calculated by using the above equations (4) to (6). Therefore, there is no need to install a current sensor for the slave motor.
  • the configuration is such that current detection is performed using a shunt resistor, so that the configuration is less expensive than when DCCT using a Hall IC and ACCT using a transformer are used.
  • the resistance component used for the shunt resistor is a small component compared to the ACCT or the DCCT, it is also suitable for downsizing the entire apparatus.
  • overcurrent protection is activated in a malfunction such as when the motor steps out or when the inverter is short-circuited between the upper and lower arms.
  • overcurrent protection When operating the overcurrent protection, a steep current flows through the inverter and the motor. Therefore, a quick protection operation is required, and overcurrent protection is generally configured by hardware using an electronic circuit.
  • overcurrent protection for the current flowing through the inverter 4 is performed using the inverter overcurrent detection circuit 18.
  • overcurrent protection for the current flowing through the master motor is performed using the master motor overcurrent detection circuit 19.
  • a current sensor for directly detecting the current flowing through the slave motor is not provided. For this reason, it is difficult to implement overcurrent protection for the current flowing through the slave motor with hardware. For this reason, in the first embodiment, overcurrent detection is performed by software processing in the arithmetic unit 6.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a flow of overcurrent detection performed by the arithmetic unit 6 of FIG.
  • “i oc ” represents an overcurrent determination value.
  • step S101 the absolute value of the U-phase slave motor current i u — sl calculated using the above equation (4) is compared with the determination value i oc .
  • step S101 Yes
  • step S102 the absolute value of the slave motor current i u_sl is larger than the determination value i oc
  • the process proceeds to step S102 and the operation of the inverter 4 is stopped.
  • the absolute value of the slave motor current i u_sl is equal to or smaller than the determination value i oc (No in step S101)
  • the process proceeds to step S103.
  • step S103 the absolute value of the V-phase slave motor current iv_sl calculated using the equation (5) is compared with the determination value i oc .
  • step S103 Yes
  • the process proceeds to step S102 and the operation of the inverter 4 is stopped.
  • the absolute value of the slave motor current iv_sl is equal to or smaller than the determination value i oc (No in Step S103)
  • the process proceeds to Step S104.
  • step S104 the absolute value of the W-phase slave motor current i w — sl calculated using the above equation (6) is compared with the determination value i oc .
  • step S104 Yes
  • the process proceeds to step S102 and the operation of the inverter 4 is stopped.
  • the absolute value of the slave motor current i w_sl is equal to or smaller than the determination value i oc (No in Step S104)
  • the process proceeds to Step S105 and the operation of the inverter 4 is continued.
  • the above-described matter is the overcurrent protection process for the slave motor.
  • the main point of the processing is that when one of the absolute values of each phase slave current exceeds the judgment value, the operation of the inverter 4 is stopped, while all the absolute values of each phase slave current do not exceed the judgment value. In this case, the operation of the inverter 4 is to be continued. By executing these processes, it is possible to execute overcurrent protection for the slave motor.
  • the overcurrent determination is performed in the order of the U phase, the V phase, and the W phase.
  • the order is an example, and the overcurrent determination of any phase may be performed first. .
  • step S101 the case where the absolute value of the slave motor current i u_sl is equal to the determination value i oc is determined as “No”, but it may be determined as “Yes”. That is, the operation of the inverter 4 may be stopped when the absolute value of the slave motor current i u_sl is equal to the determination value i oc .
  • step S103 the case where the absolute value of the slave motor current iv_sl is equal to the determination value i oc is determined as “No”, but may be determined as “Yes”. That is, the operation of the inverter 4 may be stopped when the absolute value of the slave motor current i v_sl is equal to the determination value i oc .
  • step S104 the case where the absolute value of the slave motor current i w_sl is equal to the determination value i oc is determined as “No”, but may be determined as “Yes”. That is, when the absolute value of the slave motor currents i W_sl and the determination value i oc is equal, may stop the operation of the inverter 4.
  • n is an integer equal to or larger than 2, n ⁇ 1 masters among n motors connected in parallel to the inverter.
  • the motor is provided with a master motor current sensor, and the arithmetic unit outputs a drive signal to the switching element based on the voltage corresponding to the current flowing through the n ⁇ 1 master motors and the voltage corresponding to the voltage drop of the shunt resistor.
  • the arithmetic unit outputs a drive signal to the switching element based on the voltage corresponding to the current flowing through the n ⁇ 1 master motors and the voltage corresponding to the voltage drop of the shunt resistor.
  • FIG. FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a motor control device and peripheral circuits provided in the indoor unit according to the second embodiment.
  • the relay 13 is added between the branch point 15 and the second motor 52 in the configuration of the first embodiment shown in FIG. 2.
  • Other configurations are the same as or equivalent to those of the first embodiment shown in FIG. 2, and the same or equivalent components are denoted by the same reference numerals and redundant description is omitted.
  • FIG. 8 is a flowchart showing an operation flow of the relay 13 in the second embodiment.
  • step S201 it is determined whether or not to operate the slave motor.
  • step S201 Yes
  • the process proceeds to step S202, and the relay 13 is turned on, that is, conducted.
  • step S203 the relay 13 is turned off, that is, opened.
  • the matter described above is the operation flow related to the relay 13.
  • the main point of operation is that when the master motor is operated alone, the relay 13 is opened, and when both the master motor and the slave motor are operated, the relay 13 is turned on. This makes it possible to arbitrarily switch the number of operating motors.
  • FIG. 7 although the structure which has two motors and inserts the relay 13 in one master motor is shown, it is not limited only to this structure.
  • the number of motors is n (n is an integer equal to or greater than 2) and the master motor current sensor 9 is provided in n-1 master motors
  • the number of the n-1 master motors provided with the master motor current sensor 9 is N ⁇ 2 relays 13 are inserted between the n ⁇ 2 master motors and the inverter 4, and the relay 13 is also connected between the slave motor and the inverter 4 where the master motor current sensor 9 is not provided. Insert it. With such a configuration, overcurrent protection described later becomes possible.
  • the cutoff value of the inverter overcurrent detection circuit 18 in the second embodiment will be described.
  • the master motor and the inverter perform overcurrent detection by hardware.
  • the determination value for performing overcurrent detection is fixed, it is preferable to set a determination value in consideration of the number of driven motors.
  • the inverter overcurrent detection circuit 18 it is important to set the determination value i oc so as to satisfy the following expression (7).
  • i MAX_M the maximum drive current of the master motor
  • i max_sl the maximum drive current of the slave motor
  • i oc_m overcurrent cutoff value of the master motor i oc_sl represents overcurrent judging value of the slave motor ing.
  • the inverter overcurrent detection circuit 18 alone cannot perform overcurrent protection when the master motor is operated alone. Therefore, as shown in FIG. 7, the slave motor to which the relay 13 is connected can perform software overcurrent protection by the arithmetic unit 6 without an overcurrent detection circuit. It is necessary to install a hardware overcurrent detection circuit such as the master motor overcurrent detection circuit 19.
  • the overcurrent detection is performed according to the voltage drop of the shunt resistor and the overcurrent detection is performed according to the output voltage of the master motor current sensor. Since the function is added, overcurrent interruption can be appropriately performed while switching the number of operating motors.

Abstract

モータ制御装置（１００）は、複数のアーム（４ａ）により構成されるインバータ（４）、インバータ（４）に直流電圧を供給する平滑手段（３）、インバータ（４）の各相下アームのスイッチング素子と平滑手段（３）の負極側との間に挿入されるシャント抵抗（７ｕ，７ｖ，７ｗ）、インバータ（４）に並列に接続される第一のモータ（５１）に流れる電流に応じた電圧を出力するマスタモータ電流センサ（９）、及び、マスタモータ電流センサ（９）の出力と、シャント抵抗（７ｕ，７ｖ，７ｗ）の電圧降下に応じた出力と、に基づいて複数のスイッチング素子への駆動信号を生成する演算器（６）を備える。

Description

モータ制御装置及び空気調和機
　本発明は、複数のモータの駆動を制御するモータ制御装置、及び当該モータ制御装置によって制御されるモータを搭載した空気調和機に関する。
　永久磁石同期モータ（以下、「ＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ）モータ」と略す）の回転数や位置の制御には、一般的にインバータが用いられる。これは、ロータの永久磁石に同期した交流電圧をモータに印加する必要があるからである。従って、ＰＭモータを制御する際には、ＰＭモータ１台に対してインバータ１台が基本構成である。これにより、空気調和機の中に複数のモータが設置されている場合、モータの台数だけインバータが必要となり、空気調和機の大型化及びコストアップの要因となる。
　上記のような技術的背景の下、解決する課題は異なるが、下記特許文献１には、１つのインバータで１台の誘導電動機（以下、「ＩＭ（Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ　Ｍｏｔｏｒ）」と略す）と、１台のＰＭモータとを駆動する電動装置及びモータ駆動方法が開示されている。
特許第４３０５０２１号公報
　上記特許文献１によると、ＰＭモータには回転センサを用いてＰＭモータを制御する構成となっている。ＰＭモータには位置センサを用いる必要がある。このため、ＰＭモータを搭載した装置は、装置が大型化し、高コスト化する。また、空気調和機の室外機のように、屋外に設置される用途の場合には、耐水性を確保する必要がある。このため、モータ自体が、大型化し、高コスト化する。
　一方、位置センサを用いない制御方式も存在する。位置センサを用いない制御方式は、一般的に「位置センサレス制御」と呼ばれている。位置センサレス制御は、その名称の通り、モータには位置センサを搭載せず、モータ電流からモータの回転位置を推定する制御方式である。位置センサレス制御は、ＰＭモータ及びＩＭに関わらず用いられる。
　位置センサレス制御では、モータ電流を検出する電流センサが必要となる。１台のインバータで複数のモータを制御する場合には、一般的にモータの台数分の電流センサを設置する必要がある。具体例で説明すると、１台のインバータで２台のＰＭモータを制御する場合には２組の電流センサが必要となる。特に、三相モータを制御する場合には、少なくとも２相分の電流を検出する必要があるため、２×２＝４個の電流センサが必要となる。一般的な電流センサは高価である。このため、三相モータが搭載された装置の位置センサレス制御では、装置が高コスト化する。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、位置センサレス制御の適用に際し、装置の大型化及び高コスト化を回避しつつ実現できるモータ制御装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ制御装置は、複数のアームにより構成されるインバータ、インバータに直流電圧を供給する直流電源、インバータの各相下アームのスイッチング素子と直流電源の負極側との間に挿入されるシャント抵抗、インバータに並列に接続されるｎ台のモータのうちのｎ－１台のモータに流れる電流に応じた電圧を出力する電流センサ、及び、電流センサの出力とシャント抵抗の電圧降下に応じた出力とに基づいて複数のスイッチング素子への駆動信号を生成する演算器を備える。なお、ｎは２以上の整数である。
　本発明によれば、モータ制御装置への位置センサレス制御の適用に際し、装置の大型化及び高コスト化を回避しつつ実現できる、という効果を奏する。
実施の形態１に係る空気調和機の構成例を示す図 実施の形態１の室内機に設けられるモータ制御装置及びその周辺回路の構成例を示す図 図２の演算器の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 図２の演算器に構築されるモータ制御演算の構成例を示すブロック図 マスタモータｄｑ軸電流とスレーブモータｄｑ軸電流との間に軸誤差が生じている場合の制御状態を示す図 図２の演算器で実施する過電流検出のフローを示すフローチャート 実施の形態２の室内機に設けられるモータ制御装置及びその周辺回路の構成例を示す図 実施の形態２におけるリレーの動作フローを示すフローチャート
　以下に、本発明の実施の形態に係るモータ制御装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る空気調和機の構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１に係る空気調和機は、室内機４０、室外機８０、これらの室内機４０と室外機８０との間を接続するガス冷媒配管５８及び液冷媒配管５９、並びに絞り装置８７を備えている。
　室外機８０は、冷媒を圧縮して吐出する圧縮機８１を備えている。圧縮機８１の吐出側には、冷媒の流路を切り替える流路切り替え手段である四方弁８２、室外熱交換器８６及び、絞り装置８７が順次配管で接続され、冷媒回路の一部を構成している。圧縮機８１の吸入側には、四方弁８２及びアキュムレータ８４が順次配管で接続されている。四方弁８２はガス冷媒配管５８と接続されている。室外熱交換器８６の近傍には室外機ファン８５が設けられている。
　室外熱交換器８６は、例えば伝熱管と多数のフィンにより構成されたチューブ型熱交換器により構成され、冷房運転時には凝縮器として作用し、暖房運転時には蒸発器として作用する。室外機ファン８５は、図示しないファンモータにより駆動され、モータ回転数を変化させることにより風量を調整し、送風量を調整することが可能になっている。
　絞り装置８７は、例えば電子膨張弁により構成され、開度が設定されることで冷媒流量を調整し、減圧弁及び膨張弁として機能して冷媒を減圧して膨張させるものである。なお、図１では、絞り装置８７が室外機８０に設けられる場合を例示したが、絞り装置８７が室内機４０に設けられる場合もある。
　室内機４０は、室内熱交換器５５、第一及び第二の室内機ファン（５１ａ，５２ａ）、それぞれが第一及び第二の室内機ファン（５１ａ，５２ａ）のそれぞれを駆動するための第一及び第二のモータ（５１，５２）、並びに、第一及び第二のモータ（５１，５２）に交流電圧を印加するインバータ４を備えている。第一及び第二のモータ（５１，５２）としては、誘起電圧定数が高く、高効率なＰＭモータが好適である。
　室内熱交換器５５は、ガス冷媒配管５８と液冷媒配管５９との間に接続され、室外機８０の冷媒回路と共に空気調和機の冷媒回路を構成する。室内熱交換器５５は、例えば伝熱管と多数のフィンにより構成されたチューブ型熱交換器により構成され、冷房運転時には蒸発器として作用し、暖房運転時には凝縮器として作用する。
　第一及び第二の室内機ファン（５１ａ，５２ａ）は、室内熱交換器５５により熱交換された空気を、室内のうちの空調対象空間へ送風する。第一及び第二のモータ（５１，５２）は、第一及び第二の室内機ファン（５１ａ，５２ａ）を個別に駆動する。インバータ４は、第一及び第二のモータ（５１，５２）の双方を駆動し、モータ回転数を変化させることにより、第一及び第二の室内機ファン（５１ａ，５２ａ）から送出される送風量を調整する。
　なお、図１では、２台の室内機ファンを備える構成を示したが、３台以上の室内機ファンを備える構成も本発明の要旨を成すものである。
　図２は、実施の形態１の室内機に設けられるモータ制御装置及びその周辺回路の構成例を示す図である。なお、図２では、第一のモータ５１を「ＰＭモータ１」と表記し、第二のモータ５２を「ＰＭモータ２」と表記している。
　図２に示すように、モータ制御装置１００は、複数のアーム４ａにより構成されるインバータ４と、インバータ４に直流電圧を供給する直流電源である平滑手段３と、を備える。平滑手段３の一例は、コンデンサである。インバータ４は平滑手段３の出力側に並列接続される。アーム４ａは、スイッチング素子と、当該スイッチング素子に逆並列に接続されるダイオードとを有する。スイッチング素子の一例は図示のＩＧＢＴであるが、他のスイッチング素子を用いてもよい。他のスイッチング素子の一例は、ＭＯＳＦＥＴである。
　また、平滑手段３の入力側には、整流器２が並列接続される。整流器２には、交流電源１からの交流電力が供給される。交流電源１からの交流電力は、整流器２で整流された後に平滑手段３によって平滑され、平滑された直流電力がインバータ４に供給される。
　インバータ４は、上アームのスイッチング素子、下アームのスイッチング素子及びシャント抵抗がこの順で直列に接続されてなるレグを３相分すなわち３個備える。３個のレグは、Ｕ相レグ、Ｖ相レグ及びＷ相レグを構成する。図２では、Ｕ相レグのシャント抵抗を「７ｕ」、Ｖ相レグのシャント抵抗を「７ｖ」、Ｗ相レグのシャント抵抗を「７ｗ」と表記している。「Ｒｕ」はシャント抵抗７ｕの抵抗値である。同様に、「Ｒｖ」はシャント抵抗７ｖの抵抗値であり、「Ｒｗ」はシャント抵抗７ｗの抵抗値である。
　Ｕ相レグ、Ｖ相レグ及びＷ相レグは、直流電力が供給される直流母線であるＰ線とＮ線との間に並列に接続される。この接続により、各相レグのシャント抵抗７ｕ，７ｖ，７ｗは、各相下アームのスイッチング素子と平滑手段３の負極側との間に挿入される構成となる。
　上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子との接続端からは電力線１４が引き出されている。電力線１４は、分岐点１５によって二手に分かれ、第一のモータ５１及び第二のモータ５２のそれぞれに接続されている。
　平滑手段３によって平滑された直流電力はインバータ４に供給された後、インバータ４によって任意の三相交流電力に変換される。変換された三相交流電力は、第一のモータ５１と第二のモータ５２とに供給される。
　次に、インバータ４の制御演算に必要なセンサについて説明する。なお、以後の制御に関する説明において、説明の理解の容易性の観点から、第一のモータ５１を「マスタモータ」と呼び、第二のモータ５２を「スレーブモータ」と呼ぶ場合がある。
　シャント抵抗７ｕ、シャント抵抗７ｖ及びシャント抵抗７ｗからなる回路は、インバータ４に流れる電流を検出するための検出回路を構成する。以下、この検出回路を「インバータ電流センサ７」と呼ぶ。また、電力線１４の分岐点１５とマスタモータである第一のモータ５１との間には、マスタモータに流れる電流を検出するマスタモータ電流センサ９が配置されている。さらに、直流母線であるＰ線とＮ線との間には、直流母線電圧Ｖｄｃを検出する母線電圧センサ８が設けられている。
　演算器６は、インバータ電流センサ７、マスタモータ電流センサ９、及び母線電圧センサ８の各出力に基づいてモータ制御演算を行い、インバータ４の各スイッチング素子への駆動信号を生成する。
　図３は、図２の演算器６の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。下述する演算器６によるモータ制御演算の機能を実現する場合には、図３に示すように、演算を行うＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ：中央処理装置）２００、ＣＰＵ２００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ２０２、及び信号の入出力を行うインタフェース２０４を含む構成とすることができる。
　ＣＰＵ２００は、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ２０２とは、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリが該当する。
　具体的に、メモリ２０２には、演算器６によるモータ制御演算の機能を実行するプログラムが格納されている。ＣＰＵ２００は、インタフェース２０４を介して、必要な情報の授受を行う。ＣＰＵ２００に展開されたプログラムが、下述するモータ制御演算を実行することで、マスタモータ及びスレーブモータの動作を制御することが可能となる。
　なお、図２では、２台のモータを有する構成を示しているが、３台以上のモータを有していてもよい。この場合、モータの数をｎ台（ｎは２以上の整数）とすると、ｎ－１台のモータにはモータ電流を直接検出する電流センサを設け、残りの１台のモータに流れる電流は、ｎ－１個の電流センサの検出値と、インバータ電流センサの検出値とを基に、演算で求めることができる。モータ電流を直接検出する電流センサが設けられたモータをマスタモータとし、モータ電流を演算で求めるモータをスレーブモータと定義すれば、ｎ－１台のマスタモータと、１台のスレーブモータを有する構成となる。
　また、図２では、インバータの数を１台としているが、複数台のインバータを備えていてもよい。複数台のインバータを有する構成の場合において、１台のインバータに接続されるモータの数をｍ台とすれば、当該１台のインバータにつき、ｍ－１台のマスタモータと、１台のスレーブモータを有する構成となればよい。
　次に、本発明の要点の一つである、演算器６にて実行されるモータ制御演算に関して、図２及び図４を参照して説明する。図４は、図２の演算器６に構築されるモータ制御演算の構成例を示すブロック図である。
　演算器６は、座標変換部（図４では「ｕｖｗ／ｄｑ」と表記）６１１，６１２を備える。座標変換部６１１には、マスタモータ電流センサ９が検出した静止三相座標系の電流値であるマスタモータ電流ｉｕ_ｍ，ｉｖ_ｍ，ｉｗ_ｍが入力される。座標変換部６１１は、マスタモータ電流ｉｕ_ｍ，ｉｖ_ｍ，ｉｗ_ｍを、マスタモータにおける回転二相座標系の電流値であるマスタモータｄｑ軸電流ｉｄ_ｍ，ｉｑ_ｍに変換する。座標変換部６１１によって変換されたマスタモータｄｑ軸電流ｉｄ_ｍ，ｉｑ_ｍは、マスタモータ推定部６２１及びマスタモータベクトル制御部６３に出力される。
　また、座標変換部６１２の前段部では、差分器６１４によってマスタモータ電流ｉｕ_ｍ，ｉｖ_ｍ，ｉｗ_ｍのそれぞれと、インバータ電流センサ７が検出したインバータ４における静止三相座標系の電流値であるインバータ電流ｉｕ_ａｌｌ，ｉｖ_ａｉｉ，ｉｗ_ａｌｌのそれぞれとの差分が演算される。詳細は後述するが、差分器６１４の出力は、スレーブモータにおける静止三相座標系の電流値であるスレーブモータ電流ｉｕ_ｓｌ，ｉｖ_ｓｌ，ｉｗｓｌとなる。座標変換部６１２は、スレーブモータ電流ｉｕ_ｓｌ，ｉｖ_ｓｌ，ｉｗ_ｓｌを、スレーブモータにおける回転二相座標系の電流値であるスレーブモータｄｑ軸電流ｉｄ_ｓｌ，ｉｑ_ｓｌに変換する。座標変換部６１２によって変換されたスレーブモータｄｑ軸電流ｉｄ_ｓｌ，ｉｑ_ｓｌは、スレーブモータ推定部６２２に出力される。また、座標変換部６１２が変換したスレーブモータｄｑ軸電流ｉｄ_ｓｌ，ｉｑ_ｓｌのうちのスレーブモータｑ軸電流ｉｑ_ｓｌは、脈動補償制御部６６に出力される。
　マスタモータ推定部６２１は、マスタモータｄｑ軸電流ｉｄ_ｍ，ｉｑ_ｍを基に、マスタモータ回転数推定値ωｍｅを推定する。積分器６２３は、マスタモータ回転数推定値ωｍｅを積分することでマスタモータ位相推定値θｍｅを算出する。算出されたマスタモータ位相推定値θｍｅは、電流値の座標変換、及び後述する脈動補償制御のために座標変換部６１１、座標変換部６４及び脈動補償制御部６６に入力される。
　また、スレーブモータ推定部６２２は、スレーブモータｄｑ軸電流ｉｄ_ｓｌ，ｉｑ_ｓｌを基に、スレーブモータ回転数推定値ωｓｌ_ｅを推定する。積分器６２４は、スレーブモータ回転数推定値ωｓｌ_ｅを積分することでスレーブモータ位相推定値θｓｌ_ｅを算出する。算出されたスレーブモータ位相推定値θｓｌ_ｅは、電流値の座標変換、及び後述する脈動補償制御のために座標変換部６１２及び脈動補償制御部６６に入力される。
　ここで、脈動補償制御部６６を有さない場合、マスタモータｄｑ軸電流ｉｄ_ｍ，ｉｑ_ｍ及びマスタモータ回転数推定値ωｍｅを基に、マスタモータベクトル制御部６３において、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊，ｖｑ ＊が算出される。また、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊，ｖｑ ＊を基に、座標変換部６４において、静止三相座標系における電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊が算出される。そして、電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊及び直流母線電圧Ｖｄｃを基に、ＰＷＭ信号生成部６５において、インバータ４のスイッチング素子をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御するためのＰＷＭ信号が生成される。
　ここで、上述した制御内容、すなわち脈動補償制御部６６を有さない場合の制御内容だけでは、スレーブモータは、マスタモータ基準で算出された電圧指令値に対して連れられて駆動するだけである。このときの駆動状態は、図５のように表すことができる。図５には、マスタモータｄｑ軸電流ｉｄ_ｍ，ｉｑ_ｍとスレーブモータｄｑ軸電流ｉｄ_ｓｌ，ｉｑ_ｓｌとの間に軸誤差Δθが生じている場合の制御状態が示されている。
　マスタモータｄｑ軸電流ｉｄ_ｍ，ｉｑ_ｍとスレーブモータｄｑ軸電流ｉｄ_ｓｌ，ｉｑ_ｓｌとの間に軸誤差Δθが生じている制御状態では、低速領域でスレーブモータの電流が脈動することがある。この脈動を解消もしくは抑制するため、実施の形態１では、脈動補償制御部６６を設けている。脈動補償制御部６６は、マスタモータ位相推定値θｍｅ、スレーブモータ位相推定値θｓｌ_ｅ及びスレーブモータｑ軸電流ｉｑ_ｓｌを基に、脈動補償電流指令値ｉｓｌ ＊を生成する。マスタモータ位相推定値θｍｅ及びスレーブモータ位相推定値θｓｌ_ｅの情報を利用することにより、図５に示した軸誤差Δθを知ることができる。このため、脈動補償制御部６６が生成した脈動補償電流指令値ｉｓｌ ＊を、マスタモータベクトル制御部６３に付与することで、スレーブモータに生じ得る脈動の抑制を図ることができる。
　なお、図５にも示すように、スレーブモータｄ軸電流ｉｄ_ｓｌとスレーブモータｑ軸電流ｉｑ_ｓｌとは直交関係にある。このため、脈動補償制御部６６にスレーブモータｑ軸電流ｉｑ_ｓｌを入力する図４の構成に代えて、スレーブモータｄ軸電流ｉｄ_ｓｌを脈動補償制御部６６に入力する構成としてもよい。
　ここまで、演算器６における制御に関して説明したが、ベクトル制御の詳細、マスタ，スレーブモータの推定処理、脈動補償制御の詳細に関しては本発明における要点には直接的に関連しない。このため、これ以上の説明は割愛する。なお、演算器６における制御構成に関して、図４の構成は、あくまでも一例であり、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、どのような制御手法を採用し、どのような制御系を構成しても問題ない。
　次に、本発明の要点の他の一つである電流センサの役割について説明する。まず、電流センサの一つであるインバータ電流センサ７は、インバータ４の各相に流れる電流であるインバータ電流ｉｕ_ａｌｌ，ｉｖ_ａｉｉ，ｉｗ_ａｌｌを検出する。ここで、インバータ電流ｉｕ_ａｌｌ，ｉｖ_ａｉｉ，ｉｗ_ａｌｌは、オームの法則により、各相のシャント抵抗７ｕ，７ｖ，７ｗの抵抗値Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗを用いて、次式で表すことができる。
　　ｉｕ_ａｌｌ＝－ｖＲｕ／Ｒｕ　…（１）
　　ｉｖ_ａｉｉ＝－ｖＲｖ／Ｒｖ　…（２）
　　ｉｗ_ａｌｌ＝－ｖＲｗ／Ｒｗ　…（３）
　上記（１）～（３）式において、ｖＲｕ，ｖＲｖ，ｖＲｗは、各相のシャント抵抗７ｕ，７ｖ，７ｗのそれぞれにおける電圧降下を表している。
　なお、図２においては、インバータ４から第一のモータ５１に向かう方向をインバータ電流の正極性として定義している。上記（１）～（３）式により、各相のシャント抵抗７ｕ，７ｖ，７ｗのそれぞれにおける電圧降下ｖＲｕ，ｖＲｖ，ｖＲｗを検出することで、インバータ電流ｉｕ_ａｌｌ，ｉｖ_ａｉｉ，ｉｗ_ａｌｌを算出することが可能である。
　ただし、電圧降下ｖＲｕ，ｖＲｖ，ｖＲｗは、電流極性に応じて極性が反転する。このため、演算器６にマイコンを用いた場合、負極性の電圧がマイコンに印加されてマイコンが壊れないように対策を講じる必要がある。そこで、図２の構成では、レベルシフト回路１６を設けている。但し、上記（１）～（３）式では、レベルシフト回路１６による計算は無視している。なお、周知のように、インバータ４のスイッチングパターンによって電流検出可能な相が変化するが、本発明の要旨には直接関連しないため、ここでの説明は割愛する。
　次に、電流センサの他の一つであるマスタモータ電流センサ９の役割について説明する。マスタモータ電流センサ９は、ＤＣＣＴ、又はＡＣＣＴといった電流センサを想定している。ここで、インバータ電流センサ７の電流検出可否がインバータ４のスイッチングパターンに左右されるのに対し、マスタモータ電流センサ９の電流検出可否は、インバータ４のスイッチングパターンには左右されない。なお、ＡＣＣＴの場合には、直流成分検出が不可という特性があるが、直流成分検出の可否は、本発明の要旨に直接的に関連しないため、ここでの説明は割愛する。
　図２において、マスタモータ電流センサ９の検出値は、レベルシフト回路１７を介して演算器６に入力される。具体的に、レベルシフト回路１７は、マスタモータ電流センサ９の検出値であるマスタモータ電流ｉｕ_ｍ，ｉｖ_ｍ，ｉｗ_ｍを電圧値に変換して、演算器６に出力する。演算器６は、レベルシフト回路１７の出力電圧をＡＤ変換することで、マスタモータ電流を求めることができる。
　ここで、マスタモータ電流ｉｕ_ｍ，ｉｖ_ｍ，ｉｗ_ｍと、インバータ電流ｉｕ_ａｌｌ，ｉｖ_ａｉｉ，ｉｗ_ａｌｌとの関係は、図２の回路図より、以下の（４）～（６）式の関係にあると言える。
　　ｉｕ_ｓｌ＝ｉｕ_ａｌｌ－ｉｕ_ｍ　…（４）
　　ｉｖ_ｓｌ＝ｉｖ_ａｌｌ－ｉｖ_ｍ　…（５）
　　ｉｗ_ｓｌ＝ｉｗ_ａｌｌ－ｉｗ_ｍ　…（６）
　上記（４）～（６）式において、左辺にあるｉｕ_ｓｌ，ｉｖ_ｓｌ，ｉｗ_ｓｌは、スレーブモータに流れるスレーブモータ電流を表している。
　よって、上記（４）～（６）式を用いることで、スレーブ電流を算出することができる。従って、スレーブモータ用の電流センサを設置する必要は無い。図２の制御構成の場合、シャント抵抗で電流検出を行う構成であるため、ホールＩＣを用いたＤＣＣＴ、及びトランスを用いたＡＣＣＴを用いる場合に比して、安価な構成となる。また、シャント抵抗に用いる抵抗部品は、ＡＣＣＴ又は及びＤＣＣＴに比して、小型な部品であるため、装置全体の小型化にも適している。
　ここまで、制御演算と電流センサとの関係について説明した。次に、過電流保護と電流センサとの関係について説明する。
　一般的に、モータが脱調した場合、又は、インバータが上下アームで短絡した場合といった不具合事象では、過電流保護を動作させることが行われる。過電流保護を動作させる場合、インバータ及びモータには急峻な電流が流れる。従って、素早い保護動作が必要となり、過電流保護は、電子回路を用いたハードウェアによる構成が一般的である。
　図２の場合、インバータ４に流れる電流に対する過電流保護は、インバータ過電流検出回路１８を用いて実施する。また、図２の場合、マスタモータに流れる電流に対する過電流保護は、マスタモータ過電流検出回路１９を用いて実施する。過電流検出回路に関しては様々な構成があるが、本発明への適用に際し、何れの回路構成を適用してもよい。
　一方、上述してきたように、実施の形態１では、スレーブモータに流れる電流を直接検出するための電流センサは設けていない。このため、スレーブモータに流れる電流に対する過電流保護を、ハードウェアで実施することは困難である。このため、実施の形態１では、演算器６内のソフトウェア処理で過電流検出を行う。
　図６は、図２の演算器６で実施する過電流検出のフローを示すフローチャートである。図６において、「ｉｏｃ」は過電流の判定値を表している。図６において、ステップＳ１０１では、上記（４）式を用いて算出されたＵ相のスレーブモータ電流ｉｕ_ｓｌの絶対値と判定値ｉｏｃとが比較される。スレーブモータ電流ｉｕ_ｓｌの絶対値が判定値ｉｏｃよりも大きい場合には（ステップＳ１０１，Ｙｅｓ）、ステップＳ１０２に移行してインバータ４の運転を停止する。一方、スレーブモータ電流ｉｕ_ｓｌの絶対値が判定値ｉｏｃ以下の場合には（ステップＳ１０１，Ｎｏ）、ステップＳ１０３に進む。
　ステップＳ１０３では、上記（５）式を用いて算出されたＶ相のスレーブモータ電流ｉｖ_ｓｌの絶対値と判定値ｉｏｃとが比較される。スレーブモータ電流ｉｖ_ｓｌの絶対値が判定値ｉｏｃよりも大きい場合には（ステップＳ１０３，Ｙｅｓ）、ステップＳ１０２に移行してインバータ４の運転を停止する。一方、スレーブモータ電流ｉｖ_ｓｌの絶対値が判定値ｉｏｃ以下の場合には（ステップＳ１０３，Ｎｏ）、ステップＳ１０４に進む。
　ステップＳ１０４では、上記（６）式を用いて算出されたＷ相のスレーブモータ電流ｉｗ_ｓｌの絶対値と判定値ｉｏｃとが比較される。スレーブモータ電流ｉｗ_ｓｌの絶対値が判定値ｉｏｃよりも大きい場合には（ステップＳ１０４，Ｙｅｓ）、ステップＳ１０２に移行してインバータ４の運転を停止する。一方、スレーブモータ電流ｉｗ_ｓｌの絶対値が判定値ｉｏｃ以下の場合には（ステップＳ１０４，Ｎｏ）、ステップＳ１０５に進み、インバータ４の運転を継続する。
　以上に説明した事項が、スレーブモータに対する過電流保護の処理である。処理の要点は、各相スレーブ電流の絶対値のうちの一つが判定値を超えた場合にはインバータ４の運転を停止する一方で、各相スレーブ電流の絶対値の全てが判定値を超過しない場合には、インバータ４の運転を継続することにある。これらの処理の実行により、スレーブモータに対する過電流保護を実行することが可能である。
　なお、上記図６のフローでは、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の順序で過電流の判定を行っているが、順序は一例であり、何れの相の過電流判定を先に行ってもよい。
　また、上記のステップＳ１０１では、スレーブモータ電流ｉｕ_ｓｌの絶対値と判定値ｉｏｃとが等しい場合を“Ｎｏ”で判定しているが“Ｙｅｓ”で判定してもよい。すなわち、スレーブモータ電流ｉｕ_ｓｌの絶対値と判定値ｉｏｃとが等しい場合に、インバータ４の運転を停止してもよい。
　同様に、上記のステップＳ１０３では、スレーブモータ電流ｉｖ_ｓｌの絶対値と判定値ｉｏｃとが等しい場合を“Ｎｏ”で判定しているが“Ｙｅｓ”で判定してもよい。すなわち、スレーブモータ電流ｉｖ_ｓｌの絶対値と判定値ｉｏｃとが等しい場合に、インバータ４の運転を停止してもよい。
　同様に、上記のステップＳ１０４では、スレーブモータ電流ｉｗ_ｓｌの絶対値と判定値ｉｏｃとが等しい場合を“Ｎｏ”で判定しているが“Ｙｅｓ”で判定してもよい。すなわち、スレーブモータ電流ｉｗ_ｓｌの絶対値と判定値ｉｏｃとが等しい場合に、インバータ４の運転を停止してもよい。
　以上説明したように、実施の形態１に係るモータ制御装置によれば、ｎを２以上の整数とするときに、インバータに並列に接続されるｎ台のモータのうちのｎ－１台のマスタモータにマスタモータ電流センサが設けられ、ｎ－１台のマスタモータに流れる電流に応じた電圧と、シャント抵抗の電圧降下に応じた電圧とに基づいて、演算器がスイッチング素子への駆動信号を生成するので、シャント抵抗を用いてインバータ電流を検出しつつ、マスタモータ電流を用いた演算により、スレーブモータの電流を検出することが可能となる。
実施の形態２．
　図７は、実施の形態２の室内機に設けられるモータ制御装置及びその周辺回路の構成例を示す図である。図７に示す実施の形態２では、図２に示す実施の形態１の構成において、分岐点１５と第二のモータ５２との間にリレー１３が追加された構成となっている。なお、その他の構成は、図２に示す実施の形態１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部については、同一の符号を付して重複する説明は割愛する。
　図８は、実施の形態２におけるリレー１３の動作フローを示すフローチャートである。図８において、ステップＳ２０１では、スレーブモータを動作させるか否かが判定される。スレーブモータを動作させる場合には（ステップＳ２０１，Ｙｅｓ）、ステップＳ２０２に移行してリレー１３をＯＮすなわち導通させる。一方、スレーブモータを動作させない場合には（ステップＳ２０１，Ｎｏ）、ステップＳ２０３に移行してリレー１３をＯＦＦすなわち開放する。
　以上に説明した事項が、リレー１３に関する動作フローである。動作の要点は、マスタモータを単体で動作させる場合には、リレー１３を開放状態とし、マスタモータ及びスレーブモータの双方を動作させる場合には、リレー１３を導通状態とする。これにより、モータの動作台数を任意に切替することが可能となる。
　なお、図７では、２台のモータを有し、１台のマスタモータにリレー１３を挿入する構成を示しているが、この構成のみに限定されない。モータの数をｎ台（ｎは２以上の整数）とし、ｎ－１台のマスタモータにマスタモータ電流センサ９が設けられるときには、マスタモータ電流センサ９が設けられるｎ－１台のマスタモータのうちのｎ－２台のマスタモータと、インバータ４との間にｎ－２個のリレー１３を挿入し、マスタモータ電流センサ９が設けられないスレーブモータとインバータ４との間にもリレー１３を挿入すればよい。このように構成することで、後述する過電流保護が可能となる。
　次に、実施の形態２におけるインバータ過電流検出回路１８の遮断値について説明する。前述の通り、マスタモータ及びインバータは、ハードウェアによる過電流検出を行う。ここで、過電流検出を行う判定値を固定とした場合、モータの駆動台数を考慮した判定値を設定することが好ましい。具体的に、インバータ過電流検出回路１８に関しては、以下の（７）式を満たすように判定値ｉｏｃを設定することが肝要である。
　　ｉｍａｘ_ｍ＋ｉｍａｘ_ｓｌ＜ｉｏｃ＜ｉｏｃ_ｍ＋ｉｏｃ_ｓｌ　…（７）
　上記（７）式において、ｉｍａｘ_ｍはマスタモータの最大駆動電流、ｉｍａｘ_ｓｌはスレーブモータの最大駆動電流、ｉｏｃ_ｍはマスタモータの過電流遮断値、ｉｏｃ_ｓｌはスレーブモータの過電流判定値を表している。
　上記（７）式のように設定することで、マスタモータ及びスレーブモータを同時に駆動している場合に、誤って過電流保護することはなく、また、過電流状態となった場合には確実な保護を実現することが可能となる。
　なお、マスタモータのみを単独で駆動した場合、すなわちリレー１３が開放状態の場合には、インバータ４に流れる電流は、マスタモータの電流のみとなる。一般的に、マスタモータの最大駆動電流ｉｍａｘ_ｍと、過電流遮断値ｉｏｃ_ｍとの関係性は、以下の（８）式のように表される。
　　ｉｍａｘ_ｍ＜ｉｏｃ_ｍ　…（８）
　このため、インバータ過電流検出回路１８単体では、マスタモータの単独運転時に過電流保護を行うことができない。従って、図７に示すような、リレー１３が接続されるスレーブモータには過電流検出回路が無くても演算器６によるソフトウェアの過電流保護を行うことが可能であるのに対し、マスタモータ側にはマスタモータ過電流検出回路１９のようなハードウェアによる過電流検出回路を設置する必要がある。
　以上説明したように、実施の形態２に係るモータ制御装置によれば、シャント抵抗の電圧降下に応じて過電流検出を行う機能と、マスタモータ電流センサの出力電圧に応じて過電流検出を行う機能とが付加されているので、モータの動作台数を切り替えつつ、過電流遮断を適切に行うことが可能となる。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２　整流器、３　平滑手段、４　インバータ、４ａ　アーム、６　演算器、７　インバータ電流センサ、７ｕ，７ｖ，７ｗ　シャント抵抗、８　母線電圧センサ、９　マスタモータ電流センサ、１３　リレー、１４　電力線、１５　分岐点、１６，１７　レベルシフト回路、１８　インバータ過電流検出回路、１９　マスタモータ過電流検出回路、４０　室内機、５１　第一のモータ、５２　第二のモータ、５５　室内熱交換器、５８　ガス冷媒配管、５９　液冷媒配管、６３　マスタモータベクトル制御部、６４，６１１，６１２　座標変換部、６５　ＰＷＭ信号生成部、６６　脈動補償制御部、８０　室外機、８１　圧縮機、８２　四方弁、８４　アキュムレータ、８５　室外機ファン、８６　室外熱交換器、８７　絞り装置、１００　モータ制御装置、２００　ＣＰＵ、２０２　メモリ、２０４　インタフェース、６１４　差分器、６２１　マスタモータ推定部、６２２　スレーブモータ推定部、６２３，６２４　積分器。

Claims (6)

  1. 　複数のアームにより構成されるインバータと、
    　前記インバータに直流電圧を供給する直流電源と、
    　前記インバータの各相下アームのスイッチング素子と前記直流電源の負極側との間に挿入されるシャント抵抗と、
    　前記インバータに並列に接続されるｎ台のモータのうちのｎ－１台のモータに流れる電流に応じた電圧を出力する電流センサと、
    　前記電流センサの出力と、前記シャント抵抗の電圧降下に応じた出力とに基づいて、複数の前記スイッチング素子への駆動信号を生成する演算器と、
    　を備え、前記ｎは２以上の整数であるモータ制御装置。
  2. 　前記シャント抵抗の電圧降下に応じて過電流検出を行うインバータ過電流検出部と、
    　前記電流センサの出力電圧に応じて過電流検出を行うモータ過電流検出部と、
    　を備えた請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記電流センサが設けられるｎ－１台のモータのうちのｎ－２台のモータと、前記インバータとの間に挿入されるｎ－２個のリレーと、
    　前記電流センサが接続されないモータと前記インバータの間に挿入されるリレーと、
    　を備える請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記演算器は、前記シャント抵抗に応じた電圧値より前記インバータに流れるインバータ電流を算出すると共に、前記電流センサの出力電圧に応じた電圧値から、前記電流センサが接続されるモータに流れるモータ電流を算出し、前記インバータ電流から前記モータ電流を減算することで前記電流センサが接続されないモータの電流を算出して前記駆動信号を生成する
    　請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
  5. 　前記インバータ電流から前記モータ電流を減算して算出した電流に応じて、前記電流センサが接続されないモータの過電流検出を行う
    　請求項１から３の何れか１項に記載のモータ制御装置。
  6. 　請求項１から５の何れか１項に記載のモータ制御装置を備えた空気調和機。
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