JPWO2018198289A1 - モータ制御装置及び空気調和機 - Google Patents

Abstract

モータ制御装置（１００）は、複数のアーム（４ａ）により構成されるインバータ（４）、インバータ（４）に直流電圧を供給する平滑手段（３）、インバータ（４）の各相下アームのスイッチング素子と平滑手段（３）の負極側との間に挿入されるシャント抵抗（７ｕ，７ｖ，７ｗ）、インバータ（４）に並列に接続される第一のモータ（５１）に流れる電流に応じた電圧を出力するマスタモータ電流センサ（９）、及び、マスタモータ電流センサ（９）の出力と、シャント抵抗（７ｕ，７ｖ，７ｗ）の電圧降下に応じた出力と、に基づいて複数のスイッチング素子への駆動信号を生成する演算器（６）を備える。

Description

本発明は、複数のモータの駆動を制御するモータ制御装置、及び当該モータ制御装置によって制御されるモータを搭載した空気調和機に関する。

永久磁石同期モータ（以下、「ＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータ」と略す）の回転数や位置の制御には、一般的にインバータが用いられる。これは、ロータの永久磁石に同期した交流電圧をモータに印加する必要があるからである。従って、ＰＭモータを制御する際には、ＰＭモータ１台に対してインバータ１台が基本構成である。これにより、空気調和機の中に複数のモータが設置されている場合、モータの台数だけインバータが必要となり、空気調和機の大型化及びコストアップの要因となる。

上記のような技術的背景の下、解決する課題は異なるが、下記特許文献１には、１つのインバータで１台の誘導電動機（以下、「ＩＭ（Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｏｔｏｒ）」と略す）と、１台のＰＭモータとを駆動する電動装置及びモータ駆動方法が開示されている。

特許第４３０５０２１号公報

上記特許文献１によると、ＰＭモータには回転センサを用いてＰＭモータを制御する構成となっている。ＰＭモータには位置センサを用いる必要がある。このため、ＰＭモータを搭載した装置は、装置が大型化し、高コスト化する。また、空気調和機の室外機のように、屋外に設置される用途の場合には、耐水性を確保する必要がある。このため、モータ自体が、大型化し、高コスト化する。

一方、位置センサを用いない制御方式も存在する。位置センサを用いない制御方式は、一般的に「位置センサレス制御」と呼ばれている。位置センサレス制御は、その名称の通り、モータには位置センサを搭載せず、モータ電流からモータの回転位置を推定する制御方式である。位置センサレス制御は、ＰＭモータ及びＩＭに関わらず用いられる。

位置センサレス制御では、モータ電流を検出する電流センサが必要となる。１台のインバータで複数のモータを制御する場合には、一般的にモータの台数分の電流センサを設置する必要がある。具体例で説明すると、１台のインバータで２台のＰＭモータを制御する場合には２組の電流センサが必要となる。特に、三相モータを制御する場合には、少なくとも２相分の電流を検出する必要があるため、２×２＝４個の電流センサが必要となる。一般的な電流センサは高価である。このため、三相モータが搭載された装置の位置センサレス制御では、装置が高コスト化する。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、位置センサレス制御の適用に際し、装置の大型化及び高コスト化を回避しつつ実現できるモータ制御装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ制御装置は、複数のアームにより構成されるインバータ、インバータに直流電圧を供給する直流電源、インバータの各相下アームのスイッチング素子と直流電源の負極側との間に挿入されるシャント抵抗、インバータに並列に接続されるｎ台のモータのうちのｎ−１台のモータに流れる電流に応じた電圧を出力する電流センサ、及び、電流センサの出力とシャント抵抗の電圧降下に応じた出力とに基づいて複数のスイッチング素子への駆動信号を生成する演算器を備える。なお、ｎは２以上の整数である。

本発明によれば、モータ制御装置への位置センサレス制御の適用に際し、装置の大型化及び高コスト化を回避しつつ実現できる、という効果を奏する。

実施の形態１に係る空気調和機の構成例を示す図 実施の形態１の室内機に設けられるモータ制御装置及びその周辺回路の構成例を示す図 図２の演算器の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 図２の演算器に構築されるモータ制御演算の構成例を示すブロック図 マスタモータｄｑ軸電流とスレーブモータｄｑ軸電流との間に軸誤差が生じている場合の制御状態を示す図 図２の演算器で実施する過電流検出のフローを示すフローチャート 実施の形態２の室内機に設けられるモータ制御装置及びその周辺回路の構成例を示す図 実施の形態２におけるリレーの動作フローを示すフローチャート

以下に、本発明の実施の形態に係るモータ制御装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る空気調和機の構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１に係る空気調和機は、室内機４０、室外機８０、これらの室内機４０と室外機８０との間を接続するガス冷媒配管５８及び液冷媒配管５９、並びに絞り装置８７を備えている。

室外機８０は、冷媒を圧縮して吐出する圧縮機８１を備えている。圧縮機８１の吐出側には、冷媒の流路を切り替える流路切り替え手段である四方弁８２、室外熱交換器８６及び、絞り装置８７が順次配管で接続され、冷媒回路の一部を構成している。圧縮機８１の吸入側には、四方弁８２及びアキュムレータ８４が順次配管で接続されている。四方弁８２はガス冷媒配管５８と接続されている。室外熱交換器８６の近傍には室外機ファン８５が設けられている。

室外熱交換器８６は、例えば伝熱管と多数のフィンにより構成されたチューブ型熱交換器により構成され、冷房運転時には凝縮器として作用し、暖房運転時には蒸発器として作用する。室外機ファン８５は、図示しないファンモータにより駆動され、モータ回転数を変化させることにより風量を調整し、送風量を調整することが可能になっている。

絞り装置８７は、例えば電子膨張弁により構成され、開度が設定されることで冷媒流量を調整し、減圧弁及び膨張弁として機能して冷媒を減圧して膨張させるものである。なお、図１では、絞り装置８７が室外機８０に設けられる場合を例示したが、絞り装置８７が室内機４０に設けられる場合もある。

室内機４０は、室内熱交換器５５、第一及び第二の室内機ファン（５１ａ，５２ａ）、それぞれが第一及び第二の室内機ファン（５１ａ，５２ａ）のそれぞれを駆動するための第一及び第二のモータ（５１，５２）、並びに、第一及び第二のモータ（５１，５２）に交流電圧を印加するインバータ４を備えている。第一及び第二のモータ（５１，５２）としては、誘起電圧定数が高く、高効率なＰＭモータが好適である。

室内熱交換器５５は、ガス冷媒配管５８と液冷媒配管５９との間に接続され、室外機８０の冷媒回路と共に空気調和機の冷媒回路を構成する。室内熱交換器５５は、例えば伝熱管と多数のフィンにより構成されたチューブ型熱交換器により構成され、冷房運転時には蒸発器として作用し、暖房運転時には凝縮器として作用する。

第一及び第二の室内機ファン（５１ａ，５２ａ）は、室内熱交換器５５により熱交換された空気を、室内のうちの空調対象空間へ送風する。第一及び第二のモータ（５１，５２）は、第一及び第二の室内機ファン（５１ａ，５２ａ）を個別に駆動する。インバータ４は、第一及び第二のモータ（５１，５２）の双方を駆動し、モータ回転数を変化させることにより、第一及び第二の室内機ファン（５１ａ，５２ａ）から送出される送風量を調整する。

なお、図１では、２台の室内機ファンを備える構成を示したが、３台以上の室内機ファンを備える構成も本発明の要旨を成すものである。

図２は、実施の形態１の室内機に設けられるモータ制御装置及びその周辺回路の構成例を示す図である。なお、図２では、第一のモータ５１を「ＰＭモータ１」と表記し、第二のモータ５２を「ＰＭモータ２」と表記している。

図２に示すように、モータ制御装置１００は、複数のアーム４ａにより構成されるインバータ４と、インバータ４に直流電圧を供給する直流電源である平滑手段３と、を備える。平滑手段３の一例は、コンデンサである。インバータ４は平滑手段３の出力側に並列接続される。アーム４ａは、スイッチング素子と、当該スイッチング素子に逆並列に接続されるダイオードとを有する。スイッチング素子の一例は図示のＩＧＢＴであるが、他のスイッチング素子を用いてもよい。他のスイッチング素子の一例は、ＭＯＳＦＥＴである。

また、平滑手段３の入力側には、整流器２が並列接続される。整流器２には、交流電源１からの交流電力が供給される。交流電源１からの交流電力は、整流器２で整流された後に平滑手段３によって平滑され、平滑された直流電力がインバータ４に供給される。

インバータ４は、上アームのスイッチング素子、下アームのスイッチング素子及びシャント抵抗がこの順で直列に接続されてなるレグを３相分すなわち３個備える。３個のレグは、Ｕ相レグ、Ｖ相レグ及びＷ相レグを構成する。図２では、Ｕ相レグのシャント抵抗を「７_ｕ」、Ｖ相レグのシャント抵抗を「７_ｖ」、Ｗ相レグのシャント抵抗を「７_ｗ」と表記している。「Ｒ_ｕ」はシャント抵抗７_ｕの抵抗値である。同様に、「Ｒ_ｖ」はシャント抵抗７_ｖの抵抗値であり、「Ｒ_ｗ」はシャント抵抗７_ｗの抵抗値である。

Ｕ相レグ、Ｖ相レグ及びＷ相レグは、直流電力が供給される直流母線であるＰ線とＮ線との間に並列に接続される。この接続により、各相レグのシャント抵抗７_ｕ，７_ｖ，７_ｗは、各相下アームのスイッチング素子と平滑手段３の負極側との間に挿入される構成となる。

上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子との接続端からは電力線１４が引き出されている。電力線１４は、分岐点１５によって二手に分かれ、第一のモータ５１及び第二のモータ５２のそれぞれに接続されている。

平滑手段３によって平滑された直流電力はインバータ４に供給された後、インバータ４によって任意の三相交流電力に変換される。変換された三相交流電力は、第一のモータ５１と第二のモータ５２とに供給される。

次に、インバータ４の制御演算に必要なセンサについて説明する。なお、以後の制御に関する説明において、説明の理解の容易性の観点から、第一のモータ５１を「マスタモータ」と呼び、第二のモータ５２を「スレーブモータ」と呼ぶ場合がある。

シャント抵抗７_ｕ、シャント抵抗７_ｖ及びシャント抵抗７_ｗからなる回路は、インバータ４に流れる電流を検出するための検出回路を構成する。以下、この検出回路を「インバータ電流センサ７」と呼ぶ。また、電力線１４の分岐点１５とマスタモータである第一のモータ５１との間には、マスタモータに流れる電流を検出するマスタモータ電流センサ９が配置されている。さらに、直流母線であるＰ線とＮ線との間には、直流母線電圧Ｖ_ｄｃを検出する母線電圧センサ８が設けられている。

演算器６は、インバータ電流センサ７、マスタモータ電流センサ９、及び母線電圧センサ８の各出力に基づいてモータ制御演算を行い、インバータ４の各スイッチング素子への駆動信号を生成する。

図３は、図２の演算器６の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。下述する演算器６によるモータ制御演算の機能を実現する場合には、図３に示すように、演算を行うＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ：中央処理装置）２００、ＣＰＵ２００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ２０２、及び信号の入出力を行うインタフェース２０４を含む構成とすることができる。

ＣＰＵ２００は、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ２０２とは、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリが該当する。

具体的に、メモリ２０２には、演算器６によるモータ制御演算の機能を実行するプログラムが格納されている。ＣＰＵ２００は、インタフェース２０４を介して、必要な情報の授受を行う。ＣＰＵ２００に展開されたプログラムが、下述するモータ制御演算を実行することで、マスタモータ及びスレーブモータの動作を制御することが可能となる。

なお、図２では、２台のモータを有する構成を示しているが、３台以上のモータを有していてもよい。この場合、モータの数をｎ台（ｎは２以上の整数）とすると、ｎ−１台のモータにはモータ電流を直接検出する電流センサを設け、残りの１台のモータに流れる電流は、ｎ−１個の電流センサの検出値と、インバータ電流センサの検出値とを基に、演算で求めることができる。モータ電流を直接検出する電流センサが設けられたモータをマスタモータとし、モータ電流を演算で求めるモータをスレーブモータと定義すれば、ｎ−１台のマスタモータと、１台のスレーブモータを有する構成となる。

また、図２では、インバータの数を１台としているが、複数台のインバータを備えていてもよい。複数台のインバータを有する構成の場合において、１台のインバータに接続されるモータの数をｍ台とすれば、当該１台のインバータにつき、ｍ−１台のマスタモータと、１台のスレーブモータを有する構成となればよい。

次に、本発明の要点の一つである、演算器６にて実行されるモータ制御演算に関して、図２及び図４を参照して説明する。図４は、図２の演算器６に構築されるモータ制御演算の構成例を示すブロック図である。

演算器６は、座標変換部（図４では「ｕｖｗ／ｄｑ」と表記）６１１，６１２を備える。座標変換部６１１には、マスタモータ電流センサ９が検出した静止三相座標系の電流値であるマスタモータ電流ｉ_{ｕ_ｍ}，ｉ_{ｖ_ｍ}，ｉ_{ｗ_ｍ}が入力される。座標変換部６１１は、マスタモータ電流ｉ_{ｕ_ｍ}，ｉ_{ｖ_ｍ}，ｉ_{ｗ_ｍ}を、マスタモータにおける回転二相座標系の電流値であるマスタモータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｍ}，ｉ_{ｑ_ｍ}に変換する。座標変換部６１１によって変換されたマスタモータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｍ}，ｉ_{ｑ_ｍ}は、マスタモータ推定部６２１及びマスタモータベクトル制御部６３に出力される。

また、座標変換部６１２の前段部では、差分器６１４によってマスタモータ電流ｉ_{ｕ_ｍ}，ｉ_{ｖ_ｍ}，ｉ_{ｗ_ｍ}のそれぞれと、インバータ電流センサ７が検出したインバータ４における静止三相座標系の電流値であるインバータ電流ｉ_{ｕ_ａｌｌ}，ｉ_{ｖ_ａｉｉ}，ｉ_{ｗ_ａｌｌ}のそれぞれとの差分が演算される。詳細は後述するが、差分器６１４の出力は、スレーブモータにおける静止三相座標系の電流値であるスレーブモータ電流ｉ_{ｕ_ｓｌ}，ｉ_{ｖ_ｓｌ}，ｉ_ｗｓｌとなる。座標変換部６１２は、スレーブモータ電流ｉ_{ｕ_ｓｌ}，ｉ_{ｖ_ｓｌ}，ｉ_{ｗ_ｓｌ}を、スレーブモータにおける回転二相座標系の電流値であるスレーブモータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｓｌ}，ｉ_{ｑ_ｓｌ}に変換する。座標変換部６１２によって変換されたスレーブモータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｓｌ}，ｉ_{ｑ_ｓｌ}は、スレーブモータ推定部６２２に出力される。また、座標変換部６１２が変換したスレーブモータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｓｌ}，ｉ_{ｑ_ｓｌ}のうちのスレーブモータｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｓｌ}は、脈動補償制御部６６に出力される。

マスタモータ推定部６２１は、マスタモータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｍ}，ｉ_{ｑ_ｍ}を基に、マスタモータ回転数推定値ω_ｍｅを推定する。積分器６２３は、マスタモータ回転数推定値ω_ｍｅを積分することでマスタモータ位相推定値θ_ｍｅを算出する。算出されたマスタモータ位相推定値θ_ｍｅは、電流値の座標変換、及び後述する脈動補償制御のために座標変換部６１１、座標変換部６４及び脈動補償制御部６６に入力される。

また、スレーブモータ推定部６２２は、スレーブモータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｓｌ}，ｉ_{ｑ_ｓｌ}を基に、スレーブモータ回転数推定値ω_{ｓｌ_ｅ}を推定する。積分器６２４は、スレーブモータ回転数推定値ω_{ｓｌ_ｅ}を積分することでスレーブモータ位相推定値θ_{ｓｌ_ｅ}を算出する。算出されたスレーブモータ位相推定値θ_{ｓｌ_ｅ}は、電流値の座標変換、及び後述する脈動補償制御のために座標変換部６１２及び脈動補償制御部６６に入力される。

ここで、脈動補償制御部６６を有さない場合、マスタモータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｍ}，ｉ_{ｑ_ｍ}及びマスタモータ回転数推定値ω_ｍｅを基に、マスタモータベクトル制御部６３において、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊が算出される。また、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を基に、座標変換部６４において、静止三相座標系における電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊が算出される。そして、電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊及び直流母線電圧Ｖ_ｄｃを基に、ＰＷＭ信号生成部６５において、インバータ４のスイッチング素子をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御するためのＰＷＭ信号が生成される。

ここで、上述した制御内容、すなわち脈動補償制御部６６を有さない場合の制御内容だけでは、スレーブモータは、マスタモータ基準で算出された電圧指令値に対して連れられて駆動するだけである。このときの駆動状態は、図５のように表すことができる。図５には、マスタモータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｍ}，ｉ_{ｑ_ｍ}とスレーブモータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｓｌ}，ｉ_{ｑ_ｓｌ}との間に軸誤差Δθが生じている場合の制御状態が示されている。

マスタモータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｍ}，ｉ_{ｑ_ｍ}とスレーブモータｄｑ軸電流ｉ_{ｄ_ｓｌ}，ｉ_{ｑ_ｓｌ}との間に軸誤差Δθが生じている制御状態では、低速領域でスレーブモータの電流が脈動することがある。この脈動を解消もしくは抑制するため、実施の形態１では、脈動補償制御部６６を設けている。脈動補償制御部６６は、マスタモータ位相推定値θ_ｍｅ、スレーブモータ位相推定値θ_{ｓｌ_ｅ}及びスレーブモータｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｓｌ}を基に、脈動補償電流指令値ｉ_ｓｌ ^＊を生成する。マスタモータ位相推定値θ_ｍｅ及びスレーブモータ位相推定値θ_{ｓｌ_ｅ}の情報を利用することにより、図５に示した軸誤差Δθを知ることができる。このため、脈動補償制御部６６が生成した脈動補償電流指令値ｉ_ｓｌ ^＊を、マスタモータベクトル制御部６３に付与することで、スレーブモータに生じ得る脈動の抑制を図ることができる。

なお、図５にも示すように、スレーブモータｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｓｌ}とスレーブモータｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｓｌ}とは直交関係にある。このため、脈動補償制御部６６にスレーブモータｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｓｌ}を入力する図４の構成に代えて、スレーブモータｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｓｌ}を脈動補償制御部６６に入力する構成としてもよい。

ここまで、演算器６における制御に関して説明したが、ベクトル制御の詳細、マスタ，スレーブモータの推定処理、脈動補償制御の詳細に関しては本発明における要点には直接的に関連しない。このため、これ以上の説明は割愛する。なお、演算器６における制御構成に関して、図４の構成は、あくまでも一例であり、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、どのような制御手法を採用し、どのような制御系を構成しても問題ない。

次に、本発明の要点の他の一つである電流センサの役割について説明する。まず、電流センサの一つであるインバータ電流センサ７は、インバータ４の各相に流れる電流であるインバータ電流ｉ_{ｕ_ａｌｌ}，ｉ_{ｖ_ａｉｉ}，ｉ_{ｗ_ａｌｌ}を検出する。ここで、インバータ電流ｉ_{ｕ_ａｌｌ}，ｉ_{ｖ_ａｉｉ}，ｉ_{ｗ_ａｌｌ}は、オームの法則により、各相のシャント抵抗７_ｕ，７_ｖ，７_ｗの抵抗値Ｒ_ｕ，Ｒ_ｖ，Ｒ_ｗを用いて、次式で表すことができる。

ｉ_{ｕ_ａｌｌ}＝−ｖ_Ｒｕ／Ｒ_ｕ …（１）
ｉ_{ｖ_ａｉｉ}＝−ｖ_Ｒｖ／Ｒ_ｖ …（２）
ｉ_{ｗ_ａｌｌ}＝−ｖ_Ｒｗ／Ｒ_ｗ …（３）

上記（１）〜（３）式において、ｖ_Ｒｕ，ｖ_Ｒｖ，ｖ_Ｒｗは、各相のシャント抵抗７_ｕ，７_ｖ，７_ｗのそれぞれにおける電圧降下を表している。

なお、図２においては、インバータ４から第一のモータ５１に向かう方向をインバータ電流の正極性として定義している。上記（１）〜（３）式により、各相のシャント抵抗７_ｕ，７_ｖ，７_ｗのそれぞれにおける電圧降下ｖ_Ｒｕ，ｖ_Ｒｖ，ｖ_Ｒｗを検出することで、インバータ電流ｉ_{ｕ_ａｌｌ}，ｉ_{ｖ_ａｉｉ}，ｉ_{ｗ_ａｌｌ}を算出することが可能である。

ただし、電圧降下ｖ_Ｒｕ，ｖ_Ｒｖ，ｖ_Ｒｗは、電流極性に応じて極性が反転する。このため、演算器６にマイコンを用いた場合、負極性の電圧がマイコンに印加されてマイコンが壊れないように対策を講じる必要がある。そこで、図２の構成では、レベルシフト回路１６を設けている。但し、上記（１）〜（３）式では、レベルシフト回路１６による計算は無視している。なお、周知のように、インバータ４のスイッチングパターンによって電流検出可能な相が変化するが、本発明の要旨には直接関連しないため、ここでの説明は割愛する。

次に、電流センサの他の一つであるマスタモータ電流センサ９の役割について説明する。マスタモータ電流センサ９は、ＤＣＣＴ、又はＡＣＣＴといった電流センサを想定している。ここで、インバータ電流センサ７の電流検出可否がインバータ４のスイッチングパターンに左右されるのに対し、マスタモータ電流センサ９の電流検出可否は、インバータ４のスイッチングパターンには左右されない。なお、ＡＣＣＴの場合には、直流成分検出が不可という特性があるが、直流成分検出の可否は、本発明の要旨に直接的に関連しないため、ここでの説明は割愛する。

図２において、マスタモータ電流センサ９の検出値は、レベルシフト回路１７を介して演算器６に入力される。具体的に、レベルシフト回路１７は、マスタモータ電流センサ９の検出値であるマスタモータ電流ｉ_{ｕ_ｍ}，ｉ_{ｖ_ｍ}，ｉ_{ｗ_ｍ}を電圧値に変換して、演算器６に出力する。演算器６は、レベルシフト回路１７の出力電圧をＡＤ変換することで、マスタモータ電流を求めることができる。

ここで、マスタモータ電流ｉ_{ｕ_ｍ}，ｉ_{ｖ_ｍ}，ｉ_{ｗ_ｍ}と、インバータ電流ｉ_{ｕ_ａｌｌ}，ｉ_{ｖ_ａｉｉ}，ｉ_{ｗ_ａｌｌ}との関係は、図２の回路図より、以下の（４）〜（６）式の関係にあると言える。

ｉ_{ｕ_ｓｌ}＝ｉ_{ｕ_ａｌｌ}−ｉ_{ｕ_ｍ} …（４）
ｉ_{ｖ_ｓｌ}＝ｉ_{ｖ_ａｌｌ}−ｉ_{ｖ_ｍ} …（５）
ｉ_{ｗ_ｓｌ}＝ｉ_{ｗ_ａｌｌ}−ｉ_{ｗ_ｍ} …（６）

上記（４）〜（６）式において、左辺にあるｉ_{ｕ_ｓｌ}，ｉ_{ｖ_ｓｌ}，ｉ_{ｗ_ｓｌ}は、スレーブモータに流れるスレーブモータ電流を表している。

よって、上記（４）〜（６）式を用いることで、スレーブ電流を算出することができる。従って、スレーブモータ用の電流センサを設置する必要は無い。図２の制御構成の場合、シャント抵抗で電流検出を行う構成であるため、ホールＩＣを用いたＤＣＣＴ、及びトランスを用いたＡＣＣＴを用いる場合に比して、安価な構成となる。また、シャント抵抗に用いる抵抗部品は、ＡＣＣＴ又は及びＤＣＣＴに比して、小型な部品であるため、装置全体の小型化にも適している。

ここまで、制御演算と電流センサとの関係について説明した。次に、過電流保護と電流センサとの関係について説明する。

一般的に、モータが脱調した場合、又は、インバータが上下アームで短絡した場合といった不具合事象では、過電流保護を動作させることが行われる。過電流保護を動作させる場合、インバータ及びモータには急峻な電流が流れる。従って、素早い保護動作が必要となり、過電流保護は、電子回路を用いたハードウェアによる構成が一般的である。

図２の場合、インバータ４に流れる電流に対する過電流保護は、インバータ過電流検出回路１８を用いて実施する。また、図２の場合、マスタモータに流れる電流に対する過電流保護は、マスタモータ過電流検出回路１９を用いて実施する。過電流検出回路に関しては様々な構成があるが、本発明への適用に際し、何れの回路構成を適用してもよい。

一方、上述してきたように、実施の形態１では、スレーブモータに流れる電流を直接検出するための電流センサは設けていない。このため、スレーブモータに流れる電流に対する過電流保護を、ハードウェアで実施することは困難である。このため、実施の形態１では、演算器６内のソフトウェア処理で過電流検出を行う。

図６は、図２の演算器６で実施する過電流検出のフローを示すフローチャートである。図６において、「ｉ_ｏｃ」は過電流の判定値を表している。図６において、ステップＳ１０１では、上記（４）式を用いて算出されたＵ相のスレーブモータ電流ｉ_{ｕ_ｓｌ}の絶対値と判定値ｉ_ｏｃとが比較される。スレーブモータ電流ｉ_{ｕ_ｓｌ}の絶対値が判定値ｉ_ｏｃよりも大きい場合には（ステップＳ１０１，Ｙｅｓ）、ステップＳ１０２に移行してインバータ４の運転を停止する。一方、スレーブモータ電流ｉ_{ｕ_ｓｌ}の絶対値が判定値ｉ_ｏｃ以下の場合には（ステップＳ１０１，Ｎｏ）、ステップＳ１０３に進む。

ステップＳ１０３では、上記（５）式を用いて算出されたＶ相のスレーブモータ電流ｉ_{ｖ_ｓｌ}の絶対値と判定値ｉ_ｏｃとが比較される。スレーブモータ電流ｉ_{ｖ_ｓｌ}の絶対値が判定値ｉ_ｏｃよりも大きい場合には（ステップＳ１０３，Ｙｅｓ）、ステップＳ１０２に移行してインバータ４の運転を停止する。一方、スレーブモータ電流ｉ_{ｖ_ｓｌ}の絶対値が判定値ｉ_ｏｃ以下の場合には（ステップＳ１０３，Ｎｏ）、ステップＳ１０４に進む。

ステップＳ１０４では、上記（６）式を用いて算出されたＷ相のスレーブモータ電流ｉ_{ｗ_ｓｌ}の絶対値と判定値ｉ_ｏｃとが比較される。スレーブモータ電流ｉ_{ｗ_ｓｌ}の絶対値が判定値ｉ_ｏｃよりも大きい場合には（ステップＳ１０４，Ｙｅｓ）、ステップＳ１０２に移行してインバータ４の運転を停止する。一方、スレーブモータ電流ｉ_{ｗ_ｓｌ}の絶対値が判定値ｉ_ｏｃ以下の場合には（ステップＳ１０４，Ｎｏ）、ステップＳ１０５に進み、インバータ４の運転を継続する。

以上に説明した事項が、スレーブモータに対する過電流保護の処理である。処理の要点は、各相スレーブ電流の絶対値のうちの一つが判定値を超えた場合にはインバータ４の運転を停止する一方で、各相スレーブ電流の絶対値の全てが判定値を超過しない場合には、インバータ４の運転を継続することにある。これらの処理の実行により、スレーブモータに対する過電流保護を実行することが可能である。

なお、上記図６のフローでは、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の順序で過電流の判定を行っているが、順序は一例であり、何れの相の過電流判定を先に行ってもよい。

また、上記のステップＳ１０１では、スレーブモータ電流ｉ_{ｕ_ｓｌ}の絶対値と判定値ｉ_ｏｃとが等しい場合を“Ｎｏ”で判定しているが“Ｙｅｓ”で判定してもよい。すなわち、スレーブモータ電流ｉ_{ｕ_ｓｌ}の絶対値と判定値ｉ_ｏｃとが等しい場合に、インバータ４の運転を停止してもよい。

同様に、上記のステップＳ１０３では、スレーブモータ電流ｉ_{ｖ_ｓｌ}の絶対値と判定値ｉ_ｏｃとが等しい場合を“Ｎｏ”で判定しているが“Ｙｅｓ”で判定してもよい。すなわち、スレーブモータ電流ｉ_{ｖ_ｓｌ}の絶対値と判定値ｉ_ｏｃとが等しい場合に、インバータ４の運転を停止してもよい。

同様に、上記のステップＳ１０４では、スレーブモータ電流ｉ_{ｗ_ｓｌ}の絶対値と判定値ｉ_ｏｃとが等しい場合を“Ｎｏ”で判定しているが“Ｙｅｓ”で判定してもよい。すなわち、スレーブモータ電流ｉ_{ｗ_ｓｌ}の絶対値と判定値ｉ_ｏｃとが等しい場合に、インバータ４の運転を停止してもよい。

以上説明したように、実施の形態１に係るモータ制御装置によれば、ｎを２以上の整数とするときに、インバータに並列に接続されるｎ台のモータのうちのｎ−１台のマスタモータにマスタモータ電流センサが設けられ、ｎ−１台のマスタモータに流れる電流に応じた電圧と、シャント抵抗の電圧降下に応じた電圧とに基づいて、演算器がスイッチング素子への駆動信号を生成するので、シャント抵抗を用いてインバータ電流を検出しつつ、マスタモータ電流を用いた演算により、スレーブモータの電流を検出することが可能となる。

実施の形態２．
図７は、実施の形態２の室内機に設けられるモータ制御装置及びその周辺回路の構成例を示す図である。図７に示す実施の形態２では、図２に示す実施の形態１の構成において、分岐点１５と第二のモータ５２との間にリレー１３が追加された構成となっている。なお、その他の構成は、図２に示す実施の形態１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部については、同一の符号を付して重複する説明は割愛する。

図８は、実施の形態２におけるリレー１３の動作フローを示すフローチャートである。図８において、ステップＳ２０１では、スレーブモータを動作させるか否かが判定される。スレーブモータを動作させる場合には（ステップＳ２０１，Ｙｅｓ）、ステップＳ２０２に移行してリレー１３をＯＮすなわち導通させる。一方、スレーブモータを動作させない場合には（ステップＳ２０１，Ｎｏ）、ステップＳ２０３に移行してリレー１３をＯＦＦすなわち開放する。

以上に説明した事項が、リレー１３に関する動作フローである。動作の要点は、マスタモータを単体で動作させる場合には、リレー１３を開放状態とし、マスタモータ及びスレーブモータの双方を動作させる場合には、リレー１３を導通状態とする。これにより、モータの動作台数を任意に切替することが可能となる。

なお、図７では、２台のモータを有し、１台のマスタモータにリレー１３を挿入する構成を示しているが、この構成のみに限定されない。モータの数をｎ台（ｎは２以上の整数）とし、ｎ−１台のマスタモータにマスタモータ電流センサ９が設けられるときには、マスタモータ電流センサ９が設けられるｎ−１台のマスタモータのうちのｎ−２台のマスタモータと、インバータ４との間にｎ−２個のリレー１３を挿入し、マスタモータ電流センサ９が設けられないスレーブモータとインバータ４との間にもリレー１３を挿入すればよい。このように構成することで、後述する過電流保護が可能となる。

次に、実施の形態２におけるインバータ過電流検出回路１８の遮断値について説明する。前述の通り、マスタモータ及びインバータは、ハードウェアによる過電流検出を行う。ここで、過電流検出を行う判定値を固定とした場合、モータの駆動台数を考慮した判定値を設定することが好ましい。具体的に、インバータ過電流検出回路１８に関しては、以下の（７）式を満たすように判定値ｉ_ｏｃを設定することが肝要である。

ｉ_{ｍａｘ_ｍ}＋ｉ_{ｍａｘ_ｓｌ}＜ｉ_ｏｃ＜ｉ_{ｏｃ_ｍ}＋ｉ_{ｏｃ_ｓｌ} …（７）

上記（７）式において、ｉ_{ｍａｘ_ｍ}はマスタモータの最大駆動電流、ｉ_{ｍａｘ_ｓｌ}はスレーブモータの最大駆動電流、ｉ_{ｏｃ_ｍ}はマスタモータの過電流遮断値、ｉ_{ｏｃ_ｓｌ}はスレーブモータの過電流判定値を表している。

上記（７）式のように設定することで、マスタモータ及びスレーブモータを同時に駆動している場合に、誤って過電流保護することはなく、また、過電流状態となった場合には確実な保護を実現することが可能となる。

なお、マスタモータのみを単独で駆動した場合、すなわちリレー１３が開放状態の場合には、インバータ４に流れる電流は、マスタモータの電流のみとなる。一般的に、マスタモータの最大駆動電流ｉ_{ｍａｘ_ｍ}と、過電流遮断値ｉ_{ｏｃ_ｍ}との関係性は、以下の（８）式のように表される。

ｉ_{ｍａｘ_ｍ}＜ｉ_{ｏｃ_ｍ} …（８）

このため、インバータ過電流検出回路１８単体では、マスタモータの単独運転時に過電流保護を行うことができない。従って、図７に示すような、リレー１３が接続されるスレーブモータには過電流検出回路が無くても演算器６によるソフトウェアの過電流保護を行うことが可能であるのに対し、マスタモータ側にはマスタモータ過電流検出回路１９のようなハードウェアによる過電流検出回路を設置する必要がある。

以上説明したように、実施の形態２に係るモータ制御装置によれば、シャント抵抗の電圧降下に応じて過電流検出を行う機能と、マスタモータ電流センサの出力電圧に応じて過電流検出を行う機能とが付加されているので、モータの動作台数を切り替えつつ、過電流遮断を適切に行うことが可能となる。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ 整流器、３ 平滑手段、４ インバータ、４ａ アーム、６ 演算器、７ インバータ電流センサ、７_ｕ，７_ｖ，７_ｗ シャント抵抗、８ 母線電圧センサ、９ マスタモータ電流センサ、１３ リレー、１４ 電力線、１５ 分岐点、１６，１７ レベルシフト回路、１８ インバータ過電流検出回路、１９ マスタモータ過電流検出回路、４０ 室内機、５１ 第一のモータ、５２ 第二のモータ、５５ 室内熱交換器、５８ ガス冷媒配管、５９ 液冷媒配管、６３ マスタモータベクトル制御部、６４，６１１，６１２ 座標変換部、６５ ＰＷＭ信号生成部、６６ 脈動補償制御部、８０ 室外機、８１ 圧縮機、８２ 四方弁、８４ アキュムレータ、８５ 室外機ファン、８６ 室外熱交換器、８７ 絞り装置、１００ モータ制御装置、２００ ＣＰＵ、２０２ メモリ、２０４ インタフェース、６１４ 差分器、６２１ マスタモータ推定部、６２２ スレーブモータ推定部、６２３，６２４ 積分器。

Claims (6)

1. 複数のアームにより構成されるインバータと、
   前記インバータに直流電圧を供給する直流電源と、
   前記インバータの各相下アームのスイッチング素子と前記直流電源の負極側との間に挿入されるシャント抵抗と、
   前記インバータに並列に接続されるｎ台のモータのうちのｎ−１台のモータに流れる電流に応じた電圧を出力する電流センサと、
   前記電流センサの出力と、前記シャント抵抗の電圧降下に応じた出力とに基づいて、複数の前記スイッチング素子への駆動信号を生成する演算器と、
   を備え、前記ｎは２以上の整数であるモータ制御装置。
2. 前記シャント抵抗の電圧降下に応じて過電流検出を行うインバータ過電流検出部と、
   前記電流センサの出力電圧に応じて過電流検出を行うモータ過電流検出部と、
   を備えた請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記電流センサが設けられるｎ−１台のモータのうちのｎ−２台のモータと、前記インバータとの間に挿入されるｎ−２個のリレーと、
   前記電流センサが接続されないモータと前記インバータの間に挿入されるリレーと、
   を備える請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記演算器は、前記シャント抵抗に応じた電圧値より前記インバータに流れるインバータ電流を算出すると共に、前記電流センサの出力電圧に応じた電圧値から、前記電流センサが接続されるモータに流れるモータ電流を算出し、前記インバータ電流から前記モータ電流を減算することで前記電流センサが接続されないモータの電流を算出して前記駆動信号を生成する
   請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
5. 前記インバータ電流から前記モータ電流を減算して算出した電流に応じて、前記電流センサが接続されないモータの過電流検出を行う
   請求項１から３の何れか１項に記載のモータ制御装置。
6. 請求項１から５の何れか１項に記載のモータ制御装置を備えた空気調和機。

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