JP2011147306A - 電動機の制御回路、及びその制御回路を用いた空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】 安定した運転が可能な電動機の制御回路を得ることを目的とする。
【解決手段】 電動機に電圧を印加するインバータと、インバータに直流電圧を供給する直流電源と、直流電源とインバータとの間に接続されたシャント抵抗と、直流電源の電圧を検出する直流電圧検出手段と、シャント抵抗の両端電圧を平滑化する平滑手段と、平滑手段の出力電圧を直流電圧検出手段の検出電圧に基づいて補正演算する電圧補正演算手段と、電圧補正演算手段の出力に基づき、インバータの出力電圧を制御するインバータ制御手段と、を備えた。
【選択図】 図１

Description

本発明は、空気調和機の室外熱交換器に送風するための室外ファンを駆動する電動機の制御回路に関するものである。

従来の空気調和機として、高価で且つ一定の搭載面積を必要とする入力側の交流用電流センサを省略できる空気調和機の駆動回路及び空気調和機の駆動方法を提供することを目的として、出力電流検出用のシャント抵抗で検出した出力電流を積分回路で積分し、この積分結果から所定の演算関数に従って入力電流を推定して、制御部でブレーカ保護等の過負荷状態を回避制御する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００１−２６８９３４号公報（［００１３］［００２４］段落、図１）

しかしながら、特許文献１に記載の技術においては、電流検出素子（シャント抵抗）からの出力を積分し、この積分結果の値に基づいて、制御部が交流電源からの入力電流を推定しているが、整流器から出力される直流電源電圧（Ｖｄｃ）の変動に伴い、シャント電流と積分結果の値から推定される入力電流との誤差が生じてしまうという課題があった。

これについて、図１５を用いて説明する。図１５は、インバータが電流Ｉを出力するときの、シャント電圧Ｖｓｈのパルス幅Ｄｕｔｙを示す図である。すなわち、図１５において、インバータの出力として任意の１相から電流Ｉを出力しようとしたときに、直流電源電圧Ｖｄｃが高ければ（図１５（ａ））、所定の電流値を出力するのにＰＷＭ信号のパルス幅Ｄｕｔｙが小さくてすむので、Ｖｓｈのパルス幅Ｄｕｔｙも小さくなる。逆に、直流電源電圧Ｖｄｃが低ければ（図１５（ｂ））、所定の電流値を出力するのにＰＷＭ信号のパルス幅Ｄｕｔｙを大きくしなければならないので、Ｖｓｈのパルス幅Ｄｕｔｙも大きくなる。

また、一般に、パルス幅Ｄｕｔｙが大きい方が、Ｖｓｈのピーク値とＶｓｈを積分回路に通した後の出力電圧との差は小さく、逆に、パルス幅Ｄｕｔｙが小さくなると、その差分が大きくなることが知られている。このため、パルス幅Ｄｕｔｙが小さい場合、Ｖｓｈのピーク値に対して積分回路出力電圧は、かなり低めに出力されてしまう。そして、それぞれの電圧値を変換して得られる電流値、すなわち、シャント電流と積分回路出力電流との誤差も大きくなってしまう。

このように、シャント電流と積分回路出力電流との誤差が大きくなり、シャント電流のピークに対して積分回路出力電流がかなり低めに出力されてしまうと、積分回路出力電流が過電流遮断値以下であるにもかかわらず、シャント電流が過電流遮断値を越えてしまう事態も発生し、ファンモータに悪影響を及ぼす。また、このような事態を防ぐために、余裕を見て過電流遮断値を設定すれば、ファンモータの能力を十分に引き出すことができない。

本発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、安定した運転が可能な電動機の制御回路を得ることを目的とする。

本発明に係る電動機の制御回路は、電動機に電圧を印加するインバータと、インバータに直流電圧を供給する直流電源と、直流電源とインバータとの間に接続されたシャント抵抗と、直流電源の電圧を検出する直流電圧検出手段と、シャント抵抗の両端電圧を平滑化する平滑手段と、平滑手段の出力電圧を直流電圧検出手段の検出電圧に基づいて補正演算する電圧補正演算手段と、電圧補正演算手段の出力に基づき、インバータの出力電圧を制御するインバータ制御手段と、を備えたものである。

本発明によれば、電源電圧変動を考慮して補正されたシャント電流に基づいて制御を行うことにより、安定した運転が可能な電動機の制御回路を得ることができる。

実施の形態１に係る空気調和機の構成図である。 実施の形態１に係る電圧補正手段の構成図である。 実施の形態１に係るインバータ制御手段の構成図である。 実施の形態１に係る電流検出手段の構成図である。 実施の形態１に係る周波数指令演算手段の構成図である。 実施の形態１に係る電圧制御手段の構成図である。 実施の形態１に係る電圧補正手段の動作を示す電圧波形図である。 実施の形態１に係る補正係数Ｋの設定方法例を示す図である。 実施の形態１に係る位置・速度推定手段の動作を示す波形図である。 実施の形態１に係る周波数補正演算手段２６の制御方法の一例を示すブロック図であり、（ａ）は比例制御、（ｂ）は比例積分制御、（ｃ）は比例積分微分制御を示すブロック図である。 三相変調時の電圧指令波形とシャント抵抗の両端電圧波形を示す図である。 二相変調時の電圧指令波形とシャント抵抗の両端電圧波形を示す図である。 実施の形態１に係る電圧制御手段の動作を示す電圧波形図である。 実施の形態１に係る制御方法を示す図である。 インバータが電流Ｉを出力するときの、シャント電圧Ｖｓｈのパルス幅Ｄｕｔｙを示す図であり、（ａ）は直流電源電圧Ｖｄｃが高いとき、（ｂ）直流電源電圧Ｖｄｃが低いときの電圧波形図である。 実施の形態２に係る空気調和機の構成図である。 実施の形態２に係るシャント電圧の平滑化手段の構成図である。 実施の形態２に係るインバータ制御手段の構成図である。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る空気調和機の構成図であり、本実施の形態ではセパレート型の空気調和機を例にとって説明する。

図１において、圧縮機１、四方弁２、室外熱交換器３、膨張弁４、室内熱交換器５は冷媒配管６を介して取り付けられ、冷媒配管６を経由して冷媒がこれらの機器を循環するように冷媒サイクルを構成している。また、室外熱交換器３の近傍には、室外熱交換器３に送風して熱交換させるための送風ファン７と、これを動作させる電動機８が設けられている。

電動機８は、インバータ９と電気的に接続されており、インバータ９から電圧を受けて駆動されている。また、インバータ９は、直流電源１０から電源を得るとともに、インバータ制御手段１１から制御信号を受けて動作している。また、直流電源１０の直流電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出手段１２と、電動機８の磁極位置を検出する例えばホールセンサなどの磁極位置検出手段１３と、インバータ９と直流電源１０の間の母線に設けられたシャント抵抗１４の端子間の電圧Ｖｓｈ（以降シャント電圧Ｖｓｈと略記する）及び直流電圧Ｖｄｃに基づき電圧Ｖｃを出力する電圧補正手段１５と、が設けられている。なお、直流電源１０は、交流電源を整流回路等により整流したものであってもよく、直流電圧が得られる手段であれば同様の効果を得ることができる。

インバータ制御手段１１は、直流電圧検出手段１２の出力電圧（Ｖｄｃ）、磁極位置検出手段１３の出力電圧（Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ）、電圧補正手段１５の出力電圧（Ｖｃ）に基づいて、ＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ，ＷＮ）を生成し、インバータ９としてブリッジ結線されたスイッチング素子１６ａ〜１６ｆを駆動する。そして、インバータ制御手段１１は、スイッチング素子１６ａ〜１６ｆを駆動することにより、インバータ９から電動機８に印加する電圧を制御する。

図２は、実施の形態１に係る電圧補正手段１５の構成図である。図２において、電圧補正手段１５は、シャント抵抗１４の一端に接続された電流制限手段１７と、電流制限手段１７の後段にシャント電圧Ｖｓｈに対して並列に接続された充電手段１８と、充電手段１８にかかる電圧を入力電圧とし、直流電圧Ｖｄｃに基づき補正した電圧を出力する電圧補正演算手段１９と、により構成されている。

なお、電流制限手段１７は抵抗、充電手段１８はコンデンサにより実現することが可能である。抵抗の抵抗値とコンデンサの静電容量の積で決まる時定数については、シャント電圧Ｖｓｈを検出できるように予め設計すればよい。なお、電流制限手段１７と充電手段１８の組み合わせとしては、例えばインダクタンスとコンデンサ等、同様の機能を有するものを用いても良いし、ソフトウェアで実現しても良い。

図３は、実施の形態１に係るインバータ制御手段１１の構成図である。図３において、インバータ制御手段１１は、位置・速度推定手段２０、電流検出手段２１、周波数指令演算手段２２、電圧制御手段２３を備え、直流電圧検出手段１２の出力Ｖｄｃ、磁極位置検出手段１３の出力電圧（Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ）、電圧補正手段１５の出力電圧Ｖｃに基づいて、ＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ，ＷＮ）を出力する。

インバータ制御手段１１内の構成を説明する。図３において、位置・速度推定手段２０は、磁極位置検出手段１３の出力電圧（Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ）に基づき、電動機８の回転電気角周波数ωｅと磁極位置θとを出力する。なお、回転電気角周波数ωｅと磁極位置θの算出方法は、後述する動作において説明する。

また、図３において、電流検出手段２１は、電圧補正手段１５の出力電圧Ｖｃに基づき、シャント抵抗１４に流れる電流Ｉｓｈ（以降、シャント電流Ｉｓｈと略記する）を出力する。図４は、実施の形態１に係る電流検出手段２１の構成図である。図４において、電流検出手段２１は、電圧電流変換手段２４と制限手段２５とが直列に接続されて構成されている。なお、シャント電流Ｉｓｈの算出方法については、後述する動作において説明する。

また、図３において、周波数指令演算手段２２は、シャント電流Ｉｓｈと予め設定した電流制御値Ｉ＊との偏差に基づいて、補正回転電気角周波数指令ωｅ＊＊を出力する。図５は、実施の形態１に係る周波数指令演算手段２２の構成図である。図５において、周波数指令演算手段２２は、周波数補正演算手段２６と周波数指令制限手段２７とが直列に接続されて構成されている。なお、補正回転電気角周波数指令ωｅ＊＊の算出方法については、後述する動作において説明する。

また、図３において、電圧制御手段２３は、直流電圧検出手段１２の出力であるＶｄｃと、位置・速度推定手段２０の出力である回転電気角周波数ωｅ及び磁極位置θと、周波数指令演算手段２２の出力である補正回転電気角周波数指令ωｅ＊＊と、に基づいて、ＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ，ＷＮ）を出力する。

図６は、実施の形態１に係る電圧制御手段２３の構成図である。図６において、電圧指令振幅演算手段２８は、補正回転電気角周波数指令ωｅ＊＊と回転電気角周波数ωｅとに基づいて、電圧指令振幅Ｖ＊を出力する。また、三相電圧指令演算手段２９は、電圧指令振幅Ｖ＊と直流電圧値Ｖｄｃと磁極位置θとに基づいて、三相の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を出力する。また、ＰＷＭ生成手段３０は、三相の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて、ＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）を生成し出力する。なお、これらの処理方法については、動作において説明する。

次に動作について説明する。
図７は、電圧補正手段１５の動作を示す電圧波形図である。図７に示すように、シャント電圧Ｖｓｈは、ＰＷＭ信号を生成する際に用いられるキャリア信号（例えばμｓｅｃ周期）に同期して間欠的に変化しているが、上記した電流制限手段１７と充電手段１８とを介することにより、シャント電圧Ｖｓｈを平滑化した電圧Ｖｃｃが出力される。

この電圧Ｖｃｃとシャント電圧Ｖｓｈのピーク値とは、前述したように、直流電圧Ｖｄｃが大きいほど、その誤差も大きくなる。このため、電圧補正演算手段１９では、直流電圧Ｖｄｃに基づいて、シャント電圧Ｖｓｈのピーク値に近づくように係数Ｋを乗じることにより電圧Ｖｃｃを補正して、電圧Ｖｃを出力する。

図８は、補正係数Ｋの設定方法例を示す図である。電圧Ｖｄｃが高いときには、シャント電圧Ｖｓｈのピーク値と電圧Ｖｃｃの誤差は大きく、そして、シャント電圧Ｖｓｈのピーク値に対して電圧Ｖｃｃは低めに出力されてしまうので、これを補正すべく、電圧Ｖｃｃに大きな係数Ｋを乗じる必要がある。逆に、電圧Ｖｄｃが低いときには、小さな係数Ｋを乗じればよい。なお、このような係数Ｋは、シミュレーションや実測データに基づいて、設定することができる。このため、図８には、係数Ｋは線形に示したが、必ずしも線形になるとは限らない。

このように、電圧Ｖｄｃに応じた係数ＫをＶｃｃに乗じることにより、電圧Ｖｄｃが変動した場合においても、シャント電圧Ｖｓｈのピーク値と電圧補正手段１５の出力電Ｖｃとの誤差を小さくすることができる。

また、充電手段１８と電圧補正演算手段１９との間に、例えば、ローパスフィルタを設けたり、あるいはこのような機能を持つソフトウェア処理を講じたりしてもよい。電圧Ｖｃｃは、図７上図に示したコンバータ出力電流の６倍の周波数で脈動しており、この電圧Ｖｃｃに基づいて制御を行うと制御性能が低下するおそれがある。このため、充電手段１８の後段に、さらにローパスフィルタを通すことで脈動を低減する。これにより、更に安定した電圧Ｖｃを出力することができる。

次に、インバータ制御手段１１内の処理を説明する。
図９は、実施の形態１に係る位置・速度推定手段２０の動作を示す波形図である。図９において、磁極位置検出手段１３の出力電圧（Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ）は、電動機８の回転子の磁極位置に応じて略１８０［ｄｅｇ］おきにＨＩＧＨ（＝１として説明する）とＬＯＷ（＝０として説明する）が繰り返されるとともに、ＵＶＷ相の各相間の位相が、互いに１２０度ずつ異なる位相をもった信号が出力される。

そして、Ｕ相の立ち上がりから立ち上がりまでが電気１周期となり、その間に周期Ｔｓの制御がｎ回発生したとすると、電気周期はｎ×Ｔｓで表すことができ、電気周期の逆数をとれば電気周波数を求めることができる。また、［数１］に示すように、電気周波数に２πを乗ずることで電気角周波数である電動機８の回転電気角周波数ωｅを得る。さらに、電動機８の極対数を乗ずることで機械回転数を求めることも可能である。

次に、Ｕ相の磁極位置検出手段１３の出力Ｈｕの立ち上がりを０度に設定した場合の磁極位置θの求め方について説明する。この場合、まず、磁極位置検出手段１３の出力電圧に基づき、磁極位置検出手段出力に基づく磁極位置θｈを検出する。すなわち、図８中のイの範囲では、（Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ）＝（１、０、１）となっており、これを０［ｄｅｇ］として検出する。同じくロの範囲では（１、０、０）となっており、これを６０［ｄｅｇ］として検出する。以降同様にして、ヘの範囲では（０、０、１）となっており、これを３００［ｄｅｇ］として検出する。このようにして、磁極位置検出手段出力に基づく磁極位置θｈを検出する。

図９に点線で示したように、磁極位置検出手段出力に基づく磁極位置θｈは階段状であるので、この階段状になっている位相の間を補完する必要がある。このため、磁極位置検出手段出力に基づく磁極位置θｈに対して、［数１］に示した回転電気角周波数ωｅを制御周期Ｔｓ毎に加算することで、図８下図に示すように、各制御時における磁極位置θを得ることができる。このようにして、位置・速度推定手段２０は、回転電気角周波数ωｅと磁極位置θを出力する。

一方、図３において、インバータ制御手段１１に入力された電圧Ｖｃは、電流検出手段２１により電流値Ｉｓｈに変換されて出力される。図４において、電圧電流変換手段２４は、電圧補正手段１５の出力電圧Ｖｃとシャント抵抗１４の抵抗値Ｒｓｈに基づいて、シャント電流Ｉｓｈをオームの法則、すなわちＩｓｈ＝Ｖｃ／Ｒｓｈにより求める。次に、求めた電流Ｉｓｈはノイズ等の影響により過電流遮断値を超えるような想定外の電流となる場合を考慮し、過電流遮断値を超える電流に関しては制限手段２５にて制限することで電流Ｉｓｈを出力する。

なお、図４では、電圧電流変換手段２４で電流を求めた後に、制限手段２５にて電流を制限したが、制限手段２５にて電圧値で制限した後に、電圧電流変換手段２４にて電流値を求めても何ら問題なく、同様の効果を得ることができる。

次に、周波数指令演算手段２２の動作について説明する。
図５において、周波数補正演算手段２６は、電流検出手段２１の出力である電流値Ｉｓｈと、予め設定した電流制御値Ｉ＊との偏差に基づいて、補正回転電気角周波数指令ωｅ＊＊を出力する。ただし、このとき騒音や運転性能低下が懸念される周波数で運転しないよう、周波数指令制限手段２７にて要求範囲外の周波数範囲内で運転しないよう制限している。

図１０は周波数補正演算手段２６の演算方法の一例を示すブロック図であり、（ａ）は比例制御、（ｂ）は比例積分制御、（ｃ）は比例積分微分制御を示す図である。図１０に示すこれらの一般的な制御方法により、補正回転電気角周波数指令ωｅ＊＊を求めることで、定電流となるように補正された周波数指令を得ることができる。なお、図１０において、Ｋｐは比例定数、Ｋｉは積分定数、Ｋｄは微分定数をそれぞれ表している。例えば、着霜時を想定して比例積分制御を用いる場合、着霜時の負荷変動に追従可能なＫｐ、Ｋｉを設定することで最適な周波数補正が可能となる。

なお、図５における電流制御値I＊は過電流遮断に陥ることがないよう、過電流遮断値以下に設定する必要がある。

このように、周波数指令演算手段２２により、シャント電流Ｉｓｈに基づき、きめ細かく最適な周波数にて運転することが可能であり、安定した運転が可能となる。

次に、図３における電圧制御手段２３の動作について説明する。電圧制御手段２３の構成を示す図６において、電圧指令振幅演算手段２８は回転電気角周波数ωe、補正回転電気角周波数指令ωe＊＊の偏差に基づいて、例えば比例積分制御によって電圧指令振幅Ｖ＊を出力する。これにより、補正回転電気角周波数指令ωe＊＊に一致する回転電気角周波数ωeにて運転を行うことができる。なお、比例積分制御でなくても、図１０に示したのと同様に、例えば比例制御、比例積分微分制御でも同様の機能を得ることができる。

また、三相電圧指令演算手段２９は、電圧指令振幅Ｖ＊と直流電圧値Ｖｄｃ、磁極位置θに基づいて三相の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を［数２］〜［数４］にて求める。

ここで、θｖは印加電圧位相を表し、磁極位置θと磁極位置θに対する進み位相角θｆの和によって表される。このθｆを最適に設定することにより、最適な位相で電圧を印加することが可能となり、電動機８の運転効率向上に寄与することが可能である。

ごく基本的な電圧指令生成方法として［数２］〜［数４］で説明を行ったが、三次高調波重畳変調、空間ベクトル変調、三相変調や二相変調等どのような電圧指令生成方法を用いても同様の効果を得ることができる。

例えば、三相変調で電圧指令を生成すると図１１（ａ）のようになる。図１１（ａ）において、上図にあるＵ，Ｖ，Ｗはそれぞれの相の電圧指令であり三角波はキャリアである。また、図１１（ａ）の下図は上アームのスイッチング素子を制御するＰＷＭ信号である。この場合、電圧Ｖｓｈの波形は図１１（ｂ）のようになる。また、同様に、二相変調で電圧指令を生成すると図１２（ａ）のようになり、電圧Ｖｓｈの波形は図１２（ｂ）のようになる。このように、三相変調に比べて二相変調の方が電圧Ｖｓｈのパルス幅Ｄｕｔｙが大きいため、電圧Ｖｓｈのピーク値と電圧補正手段１５にて得られる電圧Ｖｃとの誤差が小さくなる。

このように、電圧Ｖｓｈのピーク値と電圧補正手段１５にて得られる電圧Ｖｃとの誤差が小さくなる電圧指令生成方法（二相変調など）を用いることで、シャント抵抗１４の両端電圧から換算する電流値の検出精度が向上し、信頼性の高い値を得ることがでる。

さらに、図６においてＰＷＭ生成手段３０は、上記［数１］〜［数３］により得られた、三相の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と振幅１の三角波キャリアとの大小関係に基づいて、図１３に示すようにＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）を生成する。このＰＷＭ信号によりインバータ９のスイッチング素子１６ａ〜１６ｆをスイッチングすることにより電動機８に電圧指令値に基づいた電圧を印加することができる。

次に、このようにして得られたシャント電流Ｉｓｈを利用した制御方法を説明する。空気調和機の暖房運転時は一般的に、室外機の周囲温度は低く、空気密度が高いため、送風ファン７の運転に必要な電動機８の出力トルクが大きくなり、インバータ９を流れる電流値が高くなる。加えて、室外熱交換器３に霜が発生し、熱交換器を塞ぐため送風ファン７を駆動するのに必要なトルクが運転の時間経過と共に増加する。

図１４は、実施の形態１に係る制御方法を示す図である。図１４の左側は、従来制御を表しており、従来制御では、図１４の左上図に示すように回転数一定で電動機８を制御するよう動作するため、インバータ電流は図１３左下図に示すように、時間の経過と共に進行する着霜量に応じてＩ０からＩ１に増加する。そのため、電動機８の回転数Ｎ０は、着霜が生じても過電流遮断値に達しないよう余裕を持った値を設定する必要があり、回転数増加による暖房能力向上が図れなかった。

そこで、着霜が進んでいない軽負荷時に、過電流遮断値に近いＩ２まで電流をインバータに流して、その分回転数を増加させて暖房能力を向上させることを考える。インバータ電流として電源電圧変動を考慮して補正したシャント電流Ｉｓｈに基づいて制御可能な空気調和機を用いることで、過電流遮断値に到達しない範囲で電流値一定（例えばＩ２一定）となるよう制御を行うことで、着霜が進行していない軽負荷時の回転数をＮ０から最大Ｎ１まで増加させることが可能となり、室外熱交換器３により、効率良く熱交換することが可能となり、暖房能力を向上させることができる。ただし、Ｉ２の上限は過電流遮断値を超えない範囲で設定する必要がある。

また、送風ファン７に送風方向と逆方向の風が吹くと、電動機８の負荷が増大し、電流値が増大することがあるが、本実施の形態ではインバータ電流が一定となるように制御しているため、風が発生した場合においては回転数を低下させ、風が止まった場合には回転数を増加させて、暖房運転を継続させることが可能となり、信頼性が高く、暖房能力向上が可能な空気調和機を得ることが可能である。

さらに、室外熱交換器３は経年劣化や埃などの蓄積により塞ぎ状態となり、送風ファン７を駆動するために必要なトルクが増大する場合においても、インバータ電流が一定となる最適な回転数で運転可能であるため、信頼性が高く、暖房能力向上が可能な空気調和機を得ることが可能である。

実施の形態１によれば、電圧補正演算手段１９において、電圧Ｖｄｃに応じた係数ＫをＶｃｃに乗じることにより、電圧Ｖｄｃが変動した場合でも、正確なシャント電流が検出可能であり、インバータ制御手段において、この正確に検出されたシャント電流に基づいて、きめ細かな制御を行うことにより、安定した運転が可能な空気調和機を得ることができるという効果がある。

さらに、電圧補正演算手段１９の前段に、ローパスフィルタ等入力電圧の脈動を低減する回路やソフトウェア処理を介することで、更に安定した運転が可能となる効果がある。

さらに、シャント電圧Ｖｓｈのパルス幅Ｄｕｔｙが大きくなるような電圧指令生成方法（二相変調など）を用いることで、シャント電流Ｉｓｈの検出精度が向上し、さらに信頼性の高い運転が可能となる効果がある。

また、インバータ電流として電源電圧変動を考慮して補正したシャント電流Ｉｓｈに基づいて、電動機８の負荷によらず電流Ｉｓｈ一定となるように電動機８の回転数を制御するため、シャント電流Ｉｓｈが過電流遮断値上限に近づくまで、電動機の回転数を上げることができ、信頼性が高く、暖房能力向上が可能な空気調和機を得ることができるという効果がある。

実施の形態２．
図１６は、実施の形態２に係る空気調和機の構成図であり、実施の形態１の図１と同様にセパレート型の空気調和機を例にとって説明する。ただし、実施の形態１と重複する説明は省略する。

実施の形態１と異なるのは、図１７に示すように電圧補正手段１５は電流制限手段と充電手段のみで構成し、直流電源電圧Ｖｄｃはインバータ制御手段１１にのみに取り込まれる点、また、図１８に示すようにインバータ制御手段１１の内部に電圧補正演算手段１９を有する点である。

これにより、直流電源電圧Ｖｄｃの取り込み経路を一つにまとめることができ、例えば電圧補正手段１５をハードウェアで構成した場合ではコスト削減も可能である。また、一般的にハードウェアで構成される電圧を検出する部分を電圧補正手段１５、一般的にマイクロコンピュータなどのソフトウェアで構成され、高速演算を行う部分をインバータ制御手段１１として役割を明確にすることで、ソフトウェアとハードウェアが混在する複雑な構成を単純化でき、設計効率が向上する。

本発明の活用例としては、空気調和機は勿論、ヒートポンプ給湯機や電気掃除機などの送風ファンを用いる機器おいて適用が可能である。

１ 圧縮機
２ 四方弁
３ 室外熱交換器
４ 膨張弁
５ 室内熱交換器
６ 冷媒配管
７ 送風ファン
８ 電動機
９ インバータ
１０ 直流電源
１１ インバータ制御手段
１２ 直流電圧検出手段
１３ 磁極位置検出手段
１４ シャント抵抗
１５ 電圧補正手段
１６ａ〜１６ｆ スイッチング素子
１７ 電流制限手段
１８ 充電手段
１９ 電圧補正演算手段
２０ 位置・速度推定手段
２１ 電流検出手段
２２ 周波数指令演算手段
２３ 電圧制御手段
２４ 電圧電流変換手段
２５ 制限手段
２６ 周波数補正演算手段
２７ 周波数指令制限手段
２８ 電圧指令振幅演算手段
２９ 三相電圧指令演算手段
３０ ＰＷＭ生成手段

Claims (8)

1. 電動機に電圧を印加するインバータと、
   前記インバータに直流電圧を供給する直流電源と、
   前記直流電源と前記インバータとの間に接続されたシャント抵抗と、
   前記直流電源の電圧を検出する直流電圧検出手段と、
   前記シャント抵抗の両端電圧を平滑化する平滑手段と、
   前記平滑手段の出力電圧を前記直流電圧検出手段の検出電圧に基づいて補正演算する電圧補正演算手段と、
   前記電圧補正演算手段の出力に基づき、前記インバータの出力電圧を制御するインバータ制御手段と、
   を備えた電動機の制御回路。
2. 前記平滑手段は、
   前記シャント抵抗のインバータ側に一端が接続された電流制限手段と、
   前記電流制限手段の他端に、前記シャント抵抗と並列に接続された充電手段と、
   を備えた請求項１に記載の電動機の制御回路。
3. 前記電流制限手段は抵抗又はインダクタンスであり、前記充電手段はコンデンサである請求項２に記載の電動機の制御回路。
4. 前記平滑手段と前記電圧補正演算手段の間にローパスフィルタを介挿した請求項１乃至３のいずれかに記載の電動機の制御回路。
5. 前記インバータ制御手段は、パルス幅Ｄｕｔｙが大きくなるような電圧指令によりＰＷＭ信号を出力する請求項１乃至４のいずれかに記載の電動機の制御回路。
6. 前記インバータ制御手段は、二相変調による電圧指令によりＰＷＭ信号を出力する請求項５に記載の電動機の制御回路。
7. 前記インバータ制御手段は、前記電圧補正演算手段の出力電圧に基づく電流が一定となる制御を行う請求項１乃至６のいずれかに記載の電動機の制御回路。
8. 冷媒を循環させる配管に、圧縮機と、四方切替弁と、室内熱交換器と、絞り手段と、室外熱交換器とを順次接続してなる冷媒回路と、
   前記室外熱交換器及び前記室内熱交換器のそれぞれの近傍に設けられ、それぞれの前記熱交換器に送風する送風ファンと、
   を備えた空気調和機において、
   いずれかの前記送風ファンを駆動する電動機の制御回路に、請求項１乃至７のいずれかに記載の制御回路を用いた空気調和機。

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