WO2019244743A1

WO2019244743A1 - モータ駆動装置およびこれを用いた冷蔵庫

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Publication number: WO2019244743A1
Application number: PCT/JP2019/023273
Authority: WO
Inventors: 義典竹岡; 田中　秀尚
Original assignee: パナソニックＩｐマネジメント株式会社
Priority date: 2018-06-19
Filing date: 2019-06-12
Publication date: 2019-12-26
Also published as: JP7308389B2; CN111886792A; JPWO2019244743A1

Abstract

モータ駆動装置（１３）は、スイッチング部（４ａ～４ｆ）を有し、入力電力をスイッチング部（４ａ～４ｆ）によりスイッチングして、ブラシレスＤＣモータ（５）に供給するインバータ（４）と、インバータ（４）をＰＷＭ制御により制御する制御部（８）と、を備える。制御部（８）は、スイッチング部（４ａ～４ｆ）を駆動するＰＷＭ駆動信号を生成し、ＰＷＭ駆動信号に基づいてスイッチング部（４ａ～４ｆ）をスイッチングするように構成され、スイッチング部（４ａ～４ｆ）は、ＰＷＭ駆動信号に基づいて、ＰＷＭ制御の通電率が１００％以下から１００％を超える範囲でオンに制御される。

Description

モータ駆動装置およびこれを用いた冷蔵庫

　本開示は、ブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置及びこれを用いた冷蔵庫に関する。

　従来、この種のモータ駆動装置では、ＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）によってモータを駆動している。ＰＷＭ制御では、ＰＷＭ制御におけるオン幅を変化させることによってＰＷＭオン比率を増減し、モータへの印加電圧を制御する。このため、現在のモータの回転速度が小さいほどＰＷＭオン比率は低くなり、現在のモータの回転速度が大きいほどＰＷＭオン比率は高くなる。また、負荷が軽いほどＰＷＭオン比率は低くなり、負荷が重いほどＰＷＭオン比率は高くなる。

　特に、低負荷での効率を重視したモータを駆動する場合、高負荷領域では高出力化するために弱め界磁領域で運転をする弱め界磁制御が行われ、高速化するために、インバータ供給可能電圧を増加させる過変調制御が行われている（例えば、特許文献１参照）。

　また、ＰＷＭ制御には、非同期ＰＷＭ制御及び同期ＰＷＭ制御がある。非同期ＰＷＭ制御は、モータの駆動周波数とＰＷＭのキャリア周波数との間で同期をとらずに運転を行う方法である。同期ＰＷＭ制御は、ＰＷＭのキャリア周波数をモータの駆動周波数の整数倍に同期させる方法である。

　同期ＰＷＭ制御は、インバータ回路の温度上昇の抑制（例えば、特許文献２参照）等、高負荷時及び高速駆動時等に使われている。また、同期ＰＷＭ制御における位置検出方法としては、レゾルバ又はホール素子等のセンサに加えて、モータに流れている電流値のオフセットを用いる方法（例えば、特許文献３参照）、及び、電流値を検出し、ｄｑ座標変換等を用いて推定する方法（例えば、特許文献４参照）等がある。

　図７は、特許文献３に記載された従来のモータ駆動装置である。図７に示すように、モータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータ１０１、及び、ブラシレスＤＣモータ１０１を駆動するための複数のスイッチング素子で構成されたインバータ１０２を有する。また、モータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータ１０１の角度を検出する角度検出部１０３、ブラシレスＤＣモータ１０１に流れる電流を検出する電流検出部１０４、角度検出部１０３で検出されたブラシレスＤＣモータの角度、及び、電流検出部１０４で検出された電流値から目標電流とのズレを表す電流オフセット量を計算する電流オフセット量算出部１０５、ブラシレスＤＣモータ１０１をＰＷＭ制御する駆動信号生成部１０６、及び、電流オフセット算出部１０５が算出する電流オフセット量から駆動信号生成部１０６の生成した駆動信号を補正し、インバータ１０２のスイッチングを行う位相信号補正部１０７を有する。

　駆動信号生成部１０６は、角度検出部１０３で検出されるブラシレスＤＣモータ１０１の位相角に応じて、適切な駆動信号を生成する。位相信号補正部１０７は角度検出部１０３が出力する位相角のずれを補正して、インバータ１０２の駆動を行う。これにより、ブラシレスＤＣモータの位相角に適した電圧が印加され、ブラシレスＤＣモータ１０１を安定して駆動することができる。

　しかしながら、特許文献１に示すモータ駆動装置では、複雑な計算を行うための高性能なマイクロコントローラ、及び、キャリアごとに精度よく電流を検出するための、高速で動作する電流検出回路が必要となる。従って、コストが高いという問題がある。

　また、特許文献２に示すモータ駆動装置は、非同期ＰＷＭ制御と、モータ位相と矩形波の出力を同期させる駆動との切替が必要である。従って、電流検出等の高価な構成が必要という問題がある。

　また、特許文献３においては、モータの位相情報はレゾルバ等の角度センサを利用して検知される。従って、コストが高いという問題がある。

　また、特許文献４においては、センサを使用しない、センサレス制御について開示されている。しかしながら、電流検出用の電流検出器、及び、高度な計算を行うプロセッサが必要となり、コストが高いという問題がある。

特開２０１０－２８８３５９号公報特開２０１６－１３４９５０号公報特開２００１－２９８９９２号公報特開２０１２－１１００７９号公報

　本開示は、安価な構成によってブラシレスＤＣモータの位相角の情報を検出しつつ、高速及び高負荷におけるモータの駆動を安定して行うことができるモータ駆動装置を提供する。

　本開示のモータ駆動装置は、スイッチング部を有し、入力電力をスイッチング部によりスイッチングして、ブラシレスＤＣモータに供給するインバータと、インバータをＰＷＭ制御により制御する制御部と、を備える。制御部は、スイッチング部を駆動するＰＷＭ駆動信号を生成し、ＰＷＭ駆動信号に基づいてスイッチング部をスイッチングするように構成され、スイッチング部は、ＰＷＭ駆動信号に基づいて、ＰＷＭ制御の通電率が１００％以下から１００％を超える範囲でオンに制御される。

図１は、本開示の実施の形態における、モータ駆動装置を含む全体構成のブロック図である。図２は、オン比率が１００％以下の場合における、ＰＷＭ駆動信号、並びに、ブラシレスＤＣモータの電流及び端子電圧を示す波形図である。図３は、オン比率が１００％を超える場合における、ＰＷＭ駆動信号、並びに、ブラシレスＤＣモータの電流及び端子電圧を示す波形図である。図４は、ＰＷＭ制御におけるスイッチング区間を変更した場合のＰＷＭ駆動信号（オン比率が１００％以下の場合）の波形図である。図５は、ＰＷＭ制御におけるスイッチング区間を変更した場合のＰＷＭ駆動信号（オン比率が１００％を超える場合）の波形図である。図６は、ブラシレスＤＣモータの速度制御に関するフローチャートである。図７は、従来のモータ駆動装置を示すブロック図である。

　本開示の一態様に係るモータ駆動装置は、スイッチング部を有し、入力電力をスイッチング部によりスイッチングして、ブラシレスＤＣモータに供給するインバータと、インバータをＰＷＭ制御により制御する制御部と、を備える。制御部は、スイッチング部を駆動するＰＷＭ駆動信号を生成し、ＰＷＭ駆動信号に基づいてスイッチング部をスイッチングするように構成され、スイッチング部は、ＰＷＭ駆動信号に基づいて、ＰＷＭ制御の通電率が１００％以下から１００％を超える範囲でオンに制御される。

　このような構成により、ＰＷＭの通電率を１００％より大きくすることで、ブラシレスＤＣモータの各相に印加される平均印加電圧が高くすることが可能となる。このため、安価な構成により、モータの高速化及び高出力化が可能となる。従って、例えば、低速において高効率なモータを使用することで低速での省エネルギ化を図りつつ、モータの高速化及び高出力化が可能となる。

　本開示の他の一態様に係るモータ駆動装置は、ＰＷＭ制御における各々のキャリアのキャリア周期が、ブラシレスＤＣモータの通電相の切替間隔と同期されてもよい。

　このような構成により、ブラシレスＤＣモータの回転の位置の検出に必要な計算が単純となる。このため、安価な構成を実現できる。また、ブラシレスＤＣモータを駆動するためのスイッチング回数が少なくなる。従って、スイッチング損失を低減することができる。また、特に、全体の損失の中でスイッチング損失が支配的となる低速の領域において使用されることにより、消費電力を効果的に低減することができる。

　本開示のさらに他の一態様に係るモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータが、回転子及び固定子を有し、制御部が、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧に基づいて回転子の回転の位置情報を取得するように構成されていてもよい。

　このような構成により、ブラシレスＤＣモータの各相の基準となる誘起電圧のゼロクロスが表れるタイミングでスイッチング部をオンの状態にすることができるため、精度よくブラシレスＤＣモータの位置検出を行うことが可能となる。また、センサレスで位置検出を行うことができるため、圧縮機の内部等の、センサを配置することができない場合においても、ブラシレスＤＣモータを駆動することができる。

　本開示のさらに他の一態様に係るモータ駆動装置は、スイッチング部が、ＰＷＭ駆動信号に基づいて、ＰＷＭ制御の通電率が５０％以上且つ１５０％以下の範囲でオンに制御されてもよい。

　このような構成により、ブラシレスＤＣモータ５の位置情報の検出を確実に行うことができる。

　本開示のさらに他の一態様に係るモータ駆動装置は、スイッチング部は、ＰＷＭ駆動信号に基づいて所定のキャリア数ごとにオンに制御され、且つ、オンに制御されるキャリアの、一つ前のキャリア又は一つ後のキャリアの区間中継続してオンに制御されるように構成されてもよい。

　このような構成により、通電率が１００％を越える部分についてのタイミングの計算が非常に簡単となるため、より安価なマイクロコントローラを採用でき、低コスト化が可能となる。

　本開示のさらに他の一態様に係るモータ駆動装置は、スイッチング部が、ＰＷＭ駆動信号に基づいて所定のキャリア数ごとにオンに制御され、且つ、オンに制御されるキャリアの一つ前のキャリアの区間中継続してオンに制御される場合であって、ＰＷＭ制御の通電率が１００％を超える範囲にある場合は、制御部は、ＰＷＭ駆動信号に基づくスイッチング部のオンの終了タイミングを、ブラシレスＤＣモータの通電相の切替えタイミングより遅くするように構成されてもよい。

　このような構成により、ブラシレスＤＣモータの回転の位置検出のタイミングから通電相の切替タイミングまでの時間的な余裕が大きくなる。従って、演算性能の低い、より安価なマイクロコントローラであっても、安定してブラシレスＤＣモータを駆動することができるため、低コスト化が可能となる。

　本開示のさらに他の一態様に係るモータ駆動装置は、スイッチング部が、ＰＷＭ駆動信号に基づいて所定のキャリア数ごとにオンに制御され、且つ、オンに制御されるキャリアの一つ後のキャリアの区間中継続してオンに制御される場合であって、ＰＷＭ制御の通電率が１００％を超える範囲にある場合は、制御部は、ＰＷＭ駆動信号に基づくスイッチング部のオンの開始タイミングを、ブラシレスＤＣモータの通電相の切替えタイミングより早くするように構成されてもよい。

　このような構成により、ブラシレスＤＣモータの通電相の切替タイミングから位置検出タイミングまでの時間的な余裕が大きくなる。従って、負荷変動等によるモータの駆動速度の変化に対応できる範囲を広げることができる。

　本開示のさらに他の一態様に係るモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータが、圧縮機を駆動するモータであってもよい。

　このような構成により、高温の密閉空間である圧縮機を駆動するブラシレスＤＣモータにおいても、センサレスで位置検出ができるため、モータ駆動装置を安価な構成とすることができる。

　本開示の一態様に係る冷蔵庫は、ブラシレスＤＣモータを有する圧縮機、凝縮器、減圧器及び蒸発器が接続されて構成された冷凍サイクル回路を備え、ブラシレスＤＣモータが上記のいずれかのモータ駆動装置で駆動される。

　このような構成により、圧縮機の低速での運転率が高い冷蔵庫において、効果的に消費電力を低減することができる。

　以下、図面を用いて本開示を実施するための形態について説明する。

　（実施の形態）
　［１．全体構成］
　図１は、本発明の実施の形態における、モータ駆動装置を含む全体構成のブロック図である。

　図１に示すように、モータ駆動装置１３は、インバータ４と、インバータ４を制御する制御部８と、を有する。

　インバータ４はスイッチング部４ａ～４ｆを有する。インバータは、入力電力をスイッチング部４ａ～４ｆによりスイッチングしてブラシレスＤＣモータ５に供給する。

　以下、より詳細に説明する。

　図１に示す交流電源１は、一般的な商用電源である。例えば、日本においては、実効値が１００Ｖであり、周波数が５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの電源である。

　整流回路２には、交流電源１からの交流電力が入力される。整流回路２は、入力された交流電力を直流電力に整流する。整流回路２は、ブリッジ接続された４個の整流ダイオード２ａ～２ｄで構成される。

　平滑部３は、整流回路２の出力側に接続され、整流回路２の出力を平滑する。平滑部３は、平滑コンデンサ及びリアクタによって構成される。なお、平滑部３は、図１に示すように、回路構成の単純化のため、平滑コンデンサのみで構成されてもよい。

　なお、リアクタが用いられる場合は、交流電源１とコンデンサとの間に挿入されてもよい。また、リアクタは、整流ダイオード２ａ～２ｄの前後、すなわち整流回路２の入力側及び出力側のいずれ側に挿入されてもよい。また、リアクタが用いられる場合において、高周波除去手段を構成するコモンモードフィルタが回路に設けられる場合には、リアクタと当該高周波除去手段のリアクタンス成分との合成成分が考慮される。

　本実施の形態では、インバータ４は、平滑部３からの直流電力を交流電力に変換する。インバータ４は、スイッチング部である、６個のスイッチング素子４ａ～４ｆを有し、これらのスイッチング素子４ａ～４ｆが３相ブリッジ接続されて構成される。また、本実施の形態では、６個の還流電流用のダイオード４ｇ～４ｌがそれぞれ、対応するスイッチング素子４ａ～４ｆの導通方向に対して逆方向となるように、対応するスイッチング素子４ａ～４ｆと並列に接続される。

　ブラシレスＤＣモータ５は、永久磁石を有する回転子５ａと、３相巻線を有する固定子５ｂと、を有する。インバータ４で生成された３相交流電流が、ブラシレスＤＣモータ５の固定子５ｂの３相巻線に流れることにより、回転子５ａが回転する。また、ブラシレスＤＣモータ５の極数は、要求される特性に応じて決定される。ブラシレスＤＣモータ５の極数は、本実施の形態では４極であるが、これに限られず、４極以外であってもよい。

　制御部８は、例えば、制御プログラムを記憶する記憶部（図示せず）と、当該制御プログラムを実行する演算処理部（図示せず）と、を備えて構成される。制御部８は、マイクロコントローラにより構成されてもよい。制御部８は、後述のように、ＰＷＭ制御によりインバータ４を制御する。

　本実施の形態では、制御部８は、ブラシレスＤＣモータ５の回転の位相角の情報である、位置情報を間欠的に取得する。

　位置検出部６は、ブラシレスＤＣモータの位置情報として、回転子５ａの磁極位置を検出する。本実施の形態では、位置検出部６は、固定子５ｂの３相巻線に発生する誘起電圧に基づいて、回転子５ａの磁極位置を検出する。より具体的には、位置検出部６は、ブラシレスＤＣモータ５の端子電圧の値を取得し、これによりブラシレスＤＣモータ５の回転子５ａの磁極の相対位置を検出する。なお、位置検出部６は、ブラシレスＤＣモータ５の端子電圧の値を継続的に検出するように構成されてもよいし、ブラシレスＤＣモータ５の回転の位置情報が取得されるタイミングを含む一定の期間において、端子電圧の値を検出するように構成されていてもよい。

　なお、本実施の形態では、位置検出部６は、固定子５ｂの３相巻線に発生する誘起電圧と、基準となる電圧（基準電圧）と、を比較してゼロクロスを検出し、回転子５ａの相対的な回転位置を検出する。

　ここで、誘起電圧のゼロクロスと比較される基準電圧は、３相分の端子電圧の仮想中点によって規定されてもよいし、直流母線電圧を分圧した値によって規定されてもよい。また、基準電圧は、直流母線電圧をマイクロコントローラで取得して、取得した当該電圧値から計算した値により規定されてもよい。本実施の形態では、基準電圧として、仮想中点の値が用いられる。本実施の形態のように、ブラシレスＤＣモータ５の位置の検出方法として、誘起電圧に基づいて検出する方法が用いられる場合は、ホール素子等を用いる必要がないため、構成が簡単である。従って、より安価にモータ駆動装置を構成することが可能となる。

　速度検出部７は、ブラシレスＤＣモータ５の回転速度を検出する。本実施の形態では、速度検出部７は、位置検出部６が検出する位置情報から、ブラシレスＤＣモータ５の、現在の駆動速度（回転速度）、及び、過去一回転の平均速度（回転速度）を計算する。具体的には、現在の速度は、誘起電圧のゼロクロスの検出間隔の時間を測定し、この時間から計算される。また、過去一回転の平均速度は、誘起電圧のゼロクロスの検出間隔の時間をブラシレスＤＣモータ５の１回転分だけ記録し、１回転分の検出間隔の時間の和から算出される。そして、これらの計算は、位置検出部６により誘起電圧のゼロクロスが検出されるたびに行われる。

　ＰＷＭ生成部１０は、ＰＷＭ制御における通電率（オン比率）を設定し、ＰＷＭ信号を生成する。ここで、ＰＷＭ制御におけるオン比率とは、１キャリアのキャリア周期におけるオン期間の割合である。ＰＷＭ信号は、キャリア周期及びオン比率の情報を有する、矩形波である。

　本実施の形態では、ＰＷＭ生成部１０は、位置検出部６で誘起電圧のゼロクロスが検出されるたびに、速度検出部７で検出された１回転の平均速度と外部から入力される目標速度とを比較する。そして、目標速度の方が一回転の平均速度より速い場合は、ＰＷＭ生成部１０は、ブラシレスＤＣモータ５への印加電圧を上げるように、ＰＷＭ制御のオン比率を設定する。一方、目標速度が一回転の平均速度より遅い場合は、ＰＷＭ生成部１０は、ブラシレスＤＣモータ５に印加する電圧を下げるように、ＰＷＭ制御のオン比率を設定する。また、目標速度と一回転の平均速度とが一致している場合は、ＰＷＭ生成部１０は、ブラシレスＤＣモータ５に印加する電圧を維持するように、ＰＷＭ制御のオン比率を設定する。これにより、ブラシレスＤＣモータ５の１回転の平均速度が制御される。モータの速度制御の詳細については、後述する。

　また、ＰＷＭ生成部１０では、ブラシレスＤＣモータ５を駆動する回転磁界を生成するための波形（モータ駆動波形）を生成する。本実施の形態では、モータ駆動波形は、矩形波である。これにより、ブラシレスＤＣモータ５の回転の位置の検出に必要な計算が単純となり、モータ駆動装置１３を安価な構成とすることができる。

　本実施の形態では、モータ駆動波形は、電気角で１２０度通電（以降、角度に関して特に断りがない場合、電気角とする）の矩形波の波形である。

　ＰＷＭ生成部１０は、位置検出部６で検出された位置検出のタイミング、及び、速度検出部７で計算された現在の駆動速度から、通電の切換えタイミングを計算する。そして、各相の間で通電相を切り換えるように、モータ駆動波形を生成する。

　本実施の形態では、ブラシレスＤＣモータ５は３相モータであるので、通電相の組み合わせは６０度ごとに変わる。そして、一つの相の通電期間においては、基本的に、電気角で１２０度の通電及び、その後の６０度のオフが繰り返される。

　スイッチング素子４ａ，４ｃ，４ｅは、それぞれ電気角で１２０度ずつずれるように、順番に通電が開始される。スイッチング素子４ｂ，４ｄ，４ｆも同様に、それぞれ電気角で１２０度ずつずれるように、順番に通電が開始される。また、スイッチング素子４ａとスイッチング素子４ｂとは、電気角で１８０度ずれて通電が開始される。同様に、スイッチング素子４ｃとスイッチング素子４ｄとは、電気角で１８０度ずれて通電が開始され、スイッチング素子４ｅとスイッチング素子４ｆとは、電気角で１８０度ずれて通電が開始される。これによって回転磁界が形成され、ブラシレスＤＣモータ５の回転子５ａが回転する。

　ただし、ＰＷＭ生成部１０が出力するＰＷＭ駆動信号は、回転磁界を生成するための矩形波（モータ駆動波形）に、速度制御を行うためのＰＷＭ信号を重畳したものである。従って、実際の通電区間は、１２０度と一致しない。また、矩形波の１２０度のうち、前半の６０度又は後半の６０度のいずれか一方にのみ、ＰＷＭ信号が重畳される。

　ＰＷＭ制御によりスイッチング素子４ａ～４ｆがオフされると、スイッチング素子４ａ～４ｆの各々に流れていた電流は、平滑部３へ回生する経路、又は、ブラシレスＤＣモータ５の固定子５ｂの巻き線とインバータ４の還流電流用ダイオード４ｇ～４ｌの各々との間で還流する経路にそれぞれ同様に流れる。このため、ブラシレスＤＣモータ５の各相の電流波形及び端子電圧波形は安定した波形を示す。従って、位置検出部６による位置検出の性能をより安定させることができる。

　また、ＰＷＭ生成部１０は、ＰＷＭ信号の周波数（キャリア周波数）を計算する。キャリア周波数は、ブラシレスＤＣモータ５の現在の駆動速度から計算される。

　そして、ＰＷＭ生成部１０は、前述のように、モータ駆動波形とＰＷＭ信号とを合成することで、ＰＷＭ駆動信号を生成する。なお、ＰＷＭ駆動信号は、矩形波であってもよい。

　本実施の形態では、ＰＷＭ周期（キャリア周期）の開始タイミングは、ブラシレスＤＣモータ５の通電相の切替のタイミングと同期される。すなわち、ＰＷＭ制御における各々のキャリアのキャリア周期が、ブラシレスＤＣモータの通電相の切替間隔と同期される。本実施の形態では、連続するキャリアの各々のキャリア区間が、ブラシレスＤＣモータ５が駆動される際の電気角０度を基準として、電気角６０度毎の区間と同期される。つまり、ブラシレスＤＣモータ５の速度、極数及び相数の積（周波数）の逆数が、ＰＷＭ周期となる。本実施の形態では、ブラシレスＤＣモータ５は、３相４極のモータであるため、速度の１２倍の逆数が、キャリア周期となる。

　また、少なくとも位置検出部６が誘起電圧ゼロクロスを最初に検出するまでは、スイッチング部４ａに対してＰＷＭの出力がオンされる。すなわち、スイッチング部４ａは、ＰＷＭ駆動信号に基づいて、所定のキャリア数毎にオンされ、スイッチング部４ａがオンに制御される所定のキャリアの開始時から少なくとも最初に位置情報が取得される時点までの期間、オンされる。また、同様に、スイッチング部４ｂ～４ｆについても、それぞれ、ＰＷＭ駆動信号に基づいて、所定のキャリア数毎にオンされ、スイッチング部がオンに制御される所定のキャリアの開始時から少なくとも最初に位置情報が取得される時点までの期間、オンされる。これにより、ブラシレスＤＣモータ５の位置情報の検出を確実に行うことができる。

　なお、本実施の形態では、ＰＷＭのオン比率の下限は５０％に設定されている。これにより、ブラシレスＤＣモータ５の位置情報の検出を確実に行うことができる。

　一般的に、ＰＷＭ制御においては、ＰＷＭのオン比率が１００％以下の範囲においてモータ制御が行われる。しかしながら、本実施の形態では、ＰＷＭのオン比率が１００％以下から１００％を超える範囲においてモータ制御が行われる。本実施の形態では、オン比率の上限は１５０％とする。また、本実施の形態では、オン比率の下限は、前述のように５０％とする。

　モータ駆動波形の矩形波の１２０度のうち、前半６０度にＰＷＭ信号を重畳させる場合は、当該前半６０度の通電開始タイミングより前に、オン比率の１００％を越える部分の通電を開始し、オン比率の残りの１００％分を当該前半６０度の区間で通電する。また、モータ駆動波形の矩形波１２０度のうち、後半６０度にＰＷＭ信号を重畳させる場合は、当該後半６０度の区間でオン比率の１００％分を通電し、通電が終了したのちにオン比率の１００％を越える部分についての通電を行う。

　ドライブ部１２は、ＰＷＭ駆動信号に基づいて、インバータ４のスイッチング素子４ａ～４ｆをオン又はオフ（以下、オン／オフと記す）する。より具体的には、ドライブ部１２は、ＰＷＭ生成部１０が生成したＰＷＭ駆動信号に基づいて駆動信号を生成し、当該駆動信号をスイッチング素子４ａ～４ｆの制御端子に入力する。

　モータ駆動装置１３は、インバータ４の他に、整流回路２と、平滑部３と、を含んでもよい。そして、モータ駆動装置１３は、交流電源１に接続されてもよい。また、モータ駆動装置１３は、制御部８として、位置検出部６、速度検出部７、ＰＷＭ生成部１０、及び、ドライブ部１２を含んで構成されてもよい。このように構成されたモータ駆動装置１３は、ブラシレスＤＣモータ５を駆動する。

　図１に示す例では、ブラシレスＤＣモータ５は、冷蔵庫３０に備えられた圧縮機２０を駆動する。

　圧縮機２０としては、ロータリ型又はスクロール型等の、任意の圧縮方式（機構）が用いられる。例えば、本実施の形態では、圧縮機２０は、レシプロ型が採用されている。

　ブラシレスＤＣモータ５の回転子５ａに接続されたクランクシャフト（図示せず）により、回転子５ａの回転運動が往復運動に変換される。そして、クランクシャフトに接続された圧縮要素であるピストン（図示せず）が、シリンダ（図示せず）内を往復する。これにより、シリンダ内の冷媒が圧縮される。

　なお、レシプロ型の圧縮機は、圧縮時の冷媒の漏れが少なく、特に低速での効率が高い。一方で、レシプロ型の圧縮機は、圧縮時に発生する負荷トルク脈動が大きく、特に低速において圧縮機２０の中のブラシレスＤＣモータ５の速度脈動が発生する。

　圧縮機２０で圧縮された冷媒は、凝縮器２１、減圧器２２、及び蒸発器２３を順に通って、再び圧縮機２０に戻る。冷凍サイクルを構成する媒体である冷媒は、凝縮器２１で放熱し、蒸発器２３で吸熱する。従って、冷媒との熱交換による冷却及び加熱を行うことができる。

　冷蔵庫３０は、圧縮機２０、凝縮器２１、減圧器２２及び蒸発器２３で構成された冷凍サイクル回路を有し、蒸発器２３で冷却された空気が冷蔵室及び冷凍室に送られることで筐体の内部が冷却される。

　［２．モータ駆動装置］
　次に、モータ駆動装置１３について、図面を交えて詳細に説明する。

　まず、図２を用いて、ＰＷＭ制御における通電率が１００％以下の場合の、ＰＷＭ駆動信号、並びに、ブラシレスＤＣモータ５とインバータ４のスイッチング素子４ａとの間の電流、及び、端子電圧の変化について説明する。

　図２の（ａ）は、スイッチング素子４ａに入力されるドライブ部１２からの駆動信号、図２の（ｂ）は、スイッチング素子４ｂに入力されるドライブ部１２からの駆動信号、図２の（ｃ）はスイッチング素子４ｃに入力されるドライブ部１２からの駆動信号を示している。また、図２の（ｄ）は、スイッチング素子４ｄに入力されるドライブ部１２からの駆動信号、図２の（ｅ）は、スイッチング素子４ｅに入力されるドライブ部１２からの駆動信号、図２の（ｆ）はスイッチング素子４ｆに入力されるドライブ部１２からの駆動信号を示している。さらに、図２の（ｇ）は、スイッチング素子４ａとブラシレスＤＣモータ５との間に流れる電流を示している。また、図２の（ｈ）は、スイッチング素子４ａとブラシレスＤＣモータ５との間の端子電圧を表している。なお、図２の（ｇ）の電流の向きは、スイッチング素子４ａからブラシレスＤＣモータ５への向きを正とする。

　図２の横軸において、Ｔ１からＴ２、Ｔ２からＴ３、Ｔ３からＴ４、Ｔ４からＴ５、Ｔ５からＴ６、及びＴ６からＴ７の区間は、各々ＰＷＭ制御における１キャリアのキャリア周期を表している。これらの区間の各々において、３相のうちの少なくとも１相について、スイッチングが行われる。

　具体的には、Ｔ１からＴ２の区間では、スイッチング素子４ｂがスイッチングを行っている。同様に、Ｔ２からＴ３の区間では、スイッチング素子４ｅがスイッチングを行っており、Ｔ３からＴ４の区間では、スイッチング素子４ｄがスイッチングを行っている。また、Ｔ４からＴ５の区間では、スイッチング素子４ａがスイッチングを行っており、Ｔ５からＴ６の区間では、スイッチング素子４ｆがスイッチングを行っており、Ｔ６からＴ７の区間では、スイッチング素子４ｃがスイッチングを行っている。

　スイッチング素子４ａ～４ｆの各々は、スイッチングを行う所定のキャリアの区間（キャリア周期）において、前半でオンするとともに、後半でオフする。例えば、スイッチング素子４ａについての所定のキャリアは、Ｔ４からＴ５の区間に該当するキャリアである。同様に、スイッチング素子４ｂ～４ｆの各々についての所定のキャリアは、それぞれ、Ｔ１からＴ２、Ｔ６からＴ７、Ｔ３からＴ４、Ｔ２からＴ３、Ｔ５からＴ６の区間に該当するキャリアである。なお、スイッチング素子４ａ～４ｆの各々は、ハイアクティブによって駆動してもよい。そして、スイッチングを行った当該所定のキャリアの次のキャリアの区間では、継続してオンしている。すなわち、当該次のキャリアの区間では、スイッチング素子４ａ～４ｆは非ＰＷＭ制御となり、ＰＷＭ制御における１キャリア周期の間、オンの状態となって通電している。これにより、スイッチング素子４ａ～４ｆがオフの時に、モータ電流が還流し、オン中とオフ中の電流のバランスがよくなり、効率の良いモータ駆動制御が行われる。

　なお、Ｔ１からＴ７の６キャリア周期が、ブラシレスＤＣモータ５の電気角１周期に対応する。スイッチング素子４ａ～４ｆのうち、インバータ４の上側のスイッチング素子である４ａ，４ｃ，４ｅの各々は、電気角１２０度ずつ互いにずらした波形に基づいてスイッチングされる。また、インバータ４の下側のスイッチング素子である４ｂ，４ｄ，４ｆの各々もそれぞれ同様に、電気角１２０度ずつ互いにずらした波形に基づいてスイッチングされる。これにより回転磁界をつくり、ブラシレスＤＣモータ５を回転させることができる。また、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ５は３相４極であるので、電気角２周期分が、ブラシレスＤＣモータ５の１回転に対応する。そして、電気角１周期における通電パターンが繰り返されることで、ブラシレスＤＣモータ５が継続して回転される。

　本実施の形態では、Ｔ４からＴ５の区間において、Ｔ４からＴ８の期間は、スイッチング素子４ａがオンする。この際、図２の（ｇ）に示すように、Ｔ４からＴ８の期間で電流は単調に増加する。そして、Ｔ８からＴ５の期間は、スイッチング素子４ａがオフし、電流が単調に減少する。

　Ｔ５からＴ６の区間においては、スイッチング素子４ａはＰＷＭの１周期の全期間において継続してオンとなっているが、スイッチング素子４ｆがスイッチングを行っているため、電流が増減する。

　また、Ｔ６からＴ７の区間において、スイッチング素子４ａがオフするため、図２の（ｇ）に示すように、Ｔ６からＴ９の期間で電流が０に収束していく。電流が０になるまでの間（Ｔ６からＴ９の期間）、図２の（ｇ）に示す電流は、還流電流用のダイオード４ｈを通ってブラシレスＤＣモータ５に流れる。このため、図２の（ｈ）に示す、スイッチング素子４ａとブラシレスＤＣモータ５との間の端子電圧と、グランド間との間では、還流電流用のダイオード４ｈの電位差のみとなる。従って、端子電圧は０Ｖ付近に張り付き、端子電圧に誘起電圧があらわれない。

　また、Ｔ６からＴ７の区間において、Ｔ９からＴ１０の期間は、図２の（ｇ）に示すように、スイッチング素子４ａからブラシレスＤＣモータ５に流れる電流は０となる。また、図２の（ｈ）に示すように、スイッチング素子４ｃ及びスイッチング素子４ｆがオンしているが、端子電圧につながらない。このため、インバータ４の直流母線間電圧の中点（図２の（ｈ）に示す一点鎖線）と誘起電圧との交点（Ｔ１０）が、誘起電圧ゼロクロスとして検出される。

　本実施の形態では、Ｔ９からＴ１０の期間において、少なくとも誘起電圧ゼロクロスが検出されるまで、ＰＷＭ制御によって、スイッチング素子４ｃはオンされる。そして、ブラシレスＤＣモータ５の目標速度と１回転の平均速度との差に応じて、ＰＷＭ制御におけるオン幅が増減される。これにより、確実に位置検出を行うことが可能となる。

　なお、図２では、Ｔ１０において、誘起電圧のゼロクロスと同時にＰＷＭ制御によってスイッチング素子４ｃがオフしている。この場合、ＰＷＭ制御のオン比率は、５０％となる。なお、本実施の形態では、基準電圧として中性点を用いているためオン比率が５０％となるが、直流母線電圧をマイクロコントローラによりＡ／Ｄ変換して取得し、閾値（基準電圧）を変更することでＰＷＭ制御のオン比率を５０％よりも下げることができる。

　次に、図３を用いて、ＰＷＭ制御における通電率が１００％を越える場合の、ＰＷＭ駆動信号、並びに、ブラシレスＤＣモータ５とインバータ４のスイッチング素子４ａとの間の電流及び端子電圧の変化について説明する。

　図３の（ａ）～（ｆ）は、それぞれ図２と同様に、インバータ４のスイッチング素子４ａ～４ｆに入力されるドライブ部１２からの駆動信号を示している。また、図３の（ｇ）及び（ｈ）は、それぞれ図２と同様に、ブラシレスＤＣモータ５の相電流及び電圧を表している。電流の向きについても、図２と同様に、スイッチング素子４ａからブラシレスＤＣモータ５への方向を正とする。

　図３の横軸において、Ｔ１０１からＴ１０２、Ｔ１０２からＴ１０３、Ｔ１０３からＴ１０４、Ｔ１０４からＴ１０５、Ｔ１０５からＴ１０６、及びＴ１０６からＴ１０７の区間は、各々ＰＷＭ制御における１キャリアのキャリア周期を表している。これらの区間の各々において、ブラシレスＤＣモータ５の３相のうちの２相が、ＰＷＭ信号の重畳された矩形波である。残りの１相は、ＰＷＭ信号が重畳されない、非ＰＷＭ制御による波形が出力される。

　図３においては、矩形波の１２０度のうち、前半６０度がＰＷＭ制御による波形、すなわちモータ駆動波形にＰＷＭ信号が重畳された波形である。具体的には、Ｔ１０３からＴ１０４の区間であれば、図３の（ａ）と（ｄ）がＰＷＭ制御による波形であり、図３の（ｅ）が非ＰＷＭ制御による出力となっている。

　図３では、ＰＷＭ制御の通電率（オン比率）が１００％を超えている状態であるため、ＰＷＭの１キャリア周期よりもＰＷＭ制御におけるオンの出力期間が長くなる。具体的には、Ｔ１０３からＴ１０４の区間では、図３の（ｄ）が、１００％未満のＰＷＭの通電率の場合においてもＰＷＭ制御におけるオンが出力される相である。そして、オン比率のうち１００％を越える部分については、通常、オン比率が１００％以下の場合にはオンしない区間において、オンしている。具体的には、Ｔ１０３からＴ１０４の一つ前のキャリア区間である、Ｔ１０２からＴ１０３の区間において、オン比率のうち１００％を超える部分に対応してオンしている。

　同様に、Ｔ１０１からＴ１０２において図３の（ｅ）、Ｔ１０２からＴ１０３において図３の（ｄ）、Ｔ１０３からＴ１０４において図３の（ａ）、Ｔ１０４からＴ１０５において図３の（ｆ）、Ｔ１０５からＴ１０６において図３の（ｃ）、Ｔ１０６からＴ１０７において図３の（ｂ）が、各々、１００％以上のオン比率のうちの１００％を越える部分に該当するオンを出力している。

　１２０度通電のうち、前半６０度の区間はＰＷＭ制御による波形であり、後半６０度の区間は非ＰＷＭ制御による波形である。そこで、ＰＷＭ制御により制御される前半６０度の区間と連続し、且つ、オン比率が１００％以下の場合にはオンしない区間である、当該前半６０度の区間の前のキャリア区間において、オン比率のうちの１００％を越える部分に該当するオン部分を出力している。これにより、オン比率が１００％を越えた場合においても、ＰＷＭ制御を容易に行うことができる。

　図３に示す場合について、各々のスイッチング部（４ａ～４ｆ）は、ＰＷＭ駆動信号に基づいて所定のキャリア数ごとにオンに制御され、且つ、オンに制御されるキャリアの一つ後のキャリアの区間中継続してオンに制御（非ＰＷＭ制御）される。そして、ＰＷＭ駆動信号に基づくスイッチング部（４ａ～４ｆ）のオンの開始タイミングは、ブラシレスＤＣモータ５の通電相の切替えタイミングより早く設定される。

　オン比率が１００％を超える場合において、ブラシレスＤＣモータ５の制御可能なオン比率の範囲としては、次の通りである。まず、スイッチング部のオンの開始タイミングとして可能なタイミングは、位置検出部６によってブラシレスＤＣモータ５の端子電圧に現れる誘起電圧ゼロクロスの発生時以降である。従って、オン比率が１００％を超える場合の超過部分の範囲は、６０度の半分の３０度に該当する、５０％までとなる。すなわち、オン比率の範囲の最大値は、１５０％となる。

　このように、本実施の形態では、位置検出１回につきスイッチングが１回となり、スイッチング損失が非常に小さくなる。従って、ブラシレスＤＣモータ５の磁極位置の検出精度を高くしつつ、損失を低減し、負荷に応じた任意の速度での駆動を行うことができる。

　また、位置検出を行った後に、当該位置検出の結果に基づいて、現在のＰＷＭキャリアの区間におけるオフの開始のタイミングが決定されるとともに、次のＰＷＭキャリアにおけるオンのタイミングが決定される。従って、速度応答性の高い制御を行うことができる。

　次に、ＰＷＭ制御のオン比率が１００％以下の場合における、スイッチング区間の違いに関して、図２及び図４を用いて説明する。

　図４は、ＰＷＭ制御におけるスイッチング区間を変更した場合のＰＷＭ駆動信号（オン比率が１００％以下の場合）の波形図である。図２と同様に、図４の（ａ）～（ｆ）は、それぞれ、スイッチング素子４ａ～４ｆの駆動信号を示している。また、図４の（ｇ）はスイッチング素子４ａからブラシレスＤＣモータ５に流れる電流を示しており、図４の（ｈ）はスイッチング素子４ａとブラシレスＤＣモータ５との間の端子電圧を示している。

　前述のように、図２においては、スイッチング素子４ａは、１２０度の通電区間のうち、前半６０度の区間（Ｔ４からＴ５）においてスイッチングし、後半６０度の区間（Ｔ５からＴ６）において、１００％通電している。一方、図４では、スイッチング素子４ａは、１２０度の通電区間のうち、前半６０度の区間（Ｔ２０４からＴ２０５）において非ＰＷＭ制御によるオンされ、後半６０度の区間（Ｔ２０５からＴ２０６）においてスイッチングされる。すなわち、６０度のスイッチング区間（Ｔ２０５からＴ２０６）うち、図２のＴ４からＴ８と同様に、前半（Ｔ２０５からＴ２０８）でオンされ、後半（Ｔ２０８からＴ２０６）でオフされる。

　このように、Ｔ２０４からＴ２０６の１２０度の区間において、スイッチングのオンとオフが１回ずつとなるため、インバータ４のスイッチング損失がより低減される。

　また、図２の（ｈ）に示す端子電圧と、図４の（ｈ）に示す端子電圧とは、異なる。しかし、ともに位置検出を行う区間である、図２のＴ９からＴ１０の区間と、図４のＴ２０９からＴ２１０の区間とでは、端子電圧の波形は互いに相似な波形である。従って、図４に示す場合においても、図２に示す場合と同様に位置検出を正確に行うことができる。また、電流については、図２の（ｇ）に示す波形と、図４の（ｇ）に示す波形とが、ほぼ同じ波形となっており、図２に示す場合と同等のトルクを得ることができる。

　次に、ＰＷＭ制御のオン比率が１００％を越える場合における、ＰＷＭ制御を行う区間の違いに関して、図３及び図５を用いて説明する。

　図５は、ＰＷＭ制御におけるスイッチング区間を変更した場合のＰＷＭ駆動信号（オン比率が１００％を超える場合）の波形図である。

　図５において、スイッチング素子４ａは、図５の（ａ）で示されるように、Ｔ３０４からＴ３０６に該当する１２０度の区間において矩形波で通電される。図５に示す場合では、ＰＷＭ制御が行われる区間は、１２０度のうちの後半６０度である。従って、Ｔ３０５からＴ３０６の区間は、ＰＷＭ制御が行われる区間となる。また、図５に示す場合は、ＰＷＭ制御のオン比率が１００％を越えている。従って、ＰＷＭ制御が行われる区間であるＴ３０５からＴ３０６の区間と連続し、且つ、オン比率が１００％以下の場合にはオフしている区間である、当該区間の後の区間であるＴ３０６からＴ３０７の区間において、オン比率のうちの１００％を越える部分に該当するオン部分が出力される。

　言い換えると、図５に示す場合について、各々のスイッチング部（４ａ～４ｆ）は、ＰＷＭ駆動信号に基づいて所定のキャリア数ごとにオンに制御され、且つ、オンに制御されるキャリアの一つ前のキャリアの区間中継続してオンに制御（非ＰＷＭ制御）される。そして、ＰＷＭ駆動信号に基づくスイッチング部（４ａ～４ｆ）のオンの終了タイミングは、ブラシレスＤＣモータ５の通電相の切替えタイミングより早く設定される。

　また、図３の（ｈ）及び図５の（ｈ）に示す端子電圧に関して、誘起電圧ゼロクロスを基準として誘起電圧ゼロクロスから３０度の経過時に１２０度の通電を開始する場合、実際の端子電圧は、図３の（ｈ）に示す場合の方が進んでいることになる。

　図３に示すように、１２０度の通電のうちの前半６０度においてＰＷＭ制御が行われる場合は、端子電圧の進みが大きくなる。このため、特に１２０度の開始タイミングを変更することなく、位置検出部６によって位置検出できる範囲を広く確保することができる。従って、単純な制御によって、ブラシレスＤＣモータ５の回転子５ａの磁極位置の検出を安定して行うことができる。

　一方で、図５に示すように、１２０度の通電のうちの後半６０度においてＰＷＭ制御が行われる場合は、遅れ側に通電時間が延びることとなる。このため、位置検出部６によって基準となる誘起電圧ゼロクロスが検出された後、実際に通電相を切り替えるまで、時間に余裕がある。従って、性能の低いマイクロコントローラが用いられた場合であっても、適切に制御を行うことが可能となる。また、位置検出部６によって位置検出を行うことができる区間が狭くなる場合は、１２０度の開始タイミングを電気角で早めることで、安定して位置検出を行うことが可能となる。

　［３．モータの速度制御］
　次に、図６を用いてＰＷＭ制御によるブラシレスＤＣモータ５の速度制御について詳細に説明する。

　図６は、ブラシレスＤＣモータの速度制御に関するフローチャートである。

　まず、ブラシレスＤＣモータ５の磁極位置の基準である誘起電圧ゼロクロスが検出されたか否かが判定される（ＳＴＥＰ１０１）。判定の結果、誘起電圧ゼロクロスが検出されていなければ再びＳＴＥＰ１０１に移行し、再度判定が行われる（ＳＴＥＰ１０１，Ｎｏ）。例えば、位置検出部６が、誘起電圧ゼロクロスを検出し、速度検出部７が当該判定を行う。

　一方、誘起電圧ゼロクロスが検出されていれば、ＳＴＥＰ１０２へと移行する（ＳＴＥＰ１０１，Ｙｅｓ）。

　次に、誘起電圧ゼロクロスの検出間隔から、ブラシレスＤＣモータ５の現在の駆動速度が計算される（ＳＴＥＰ１０２）。ブラシレスＤＣモータ５は３相４極モータであるので、モータが一回転する間に、誘起電圧ゼロクロスが１２回発生する。すなわち、制御部８は、間欠的にブラシレスＤＣモータ５の位置情報を取得することになる。そして、ゼロクロスの位置検出間隔の１２倍で１秒を除算することで、ブラシレスＤＣモータ５の１秒間あたりの回転数である、現在の駆動速度を計算することができる。この際、１回転の平均速度もあわせて計算される。１回転の平均速度は、１回転の間の位置検出回数である１２回分の位置検出間隔を合計し、逆数を取ることで計算することができる。１秒を、合計した位置検出間隔で除算すると、１秒あたりの１回転の平均速度を計算することができる。例えば、本実施の形態では、速度検出部７がブラシレスＤＣモータ５の現在の駆動速度を計算する。計算が終わると、ＳＴＥＰ１０３へ移行する。

　次に、ＳＴＥＰ１０２で計算された１回転の平均速度が、外部より入力される目標速度より速いか否かが判定される（ＳＴＥＰ１０３）。目標速度は外部から入力されるが、例えば、冷蔵庫３０では、冷蔵庫３０の庫内の温度によって決定される。特に、冷蔵庫３０の電源投入時等の、庫内が冷却されていない状態では、目標速度が高く設定される。そして、冷蔵庫３０の庫内温度が、予め食品保存に適した温度として決定された目標温度よりも高ければ（ＳＴＰＥ１０３，Ｎｏ）、高い目標速度が設定されて冷却能力を向上させる。一方、冷蔵庫３０の庫内温度が目標温度より低ければ（ＳＴＰＥ１０３，Ｙｅｓ）、低い目標速度が設定されて冷却能力を低下させる。現在の１回転の平均速度が、当該目標速度よりも速ければ（ＳＴＥＰ１０３，Ｙｅｓ）、ＳＴＥＰ１０４へ移行する。

　ＳＴＥＰ１０４では、ＰＷＭ生成部１０が生成するＰＷＭ制御のオン比率が過剰であるので、ＰＷＭ制御のオン比率を減少させる（ＳＴＥＰ１０４）。なお、オン比率の減少量は、一律でもよいし、目標速度との差から計算により決定されてもよい。本実施の形態では、より単純な制御とするため、オン比率の減少量は一律で１％とする。すなわち、減少前のＰＷＭ制御のオン比率が１１１％である場合、減少後のオン比率は、１１１％から１％を減じた１１０％となる。そして、ＳＴＥＰ１０５へ移行する。

　ＳＴＥＰ１０５では、ＳＴＥＰ１０２で計算された現在の駆動速度から、１２０度の矩形波の開始タイミングが計算される。ブラシレスＤＣモータ５は３相モータであるため、１２０度の通電の開始タイミングは６０度ごとに発生し、電気角１周期では６回発生する。またブラシレスＤＣモータ５は極数が４であるため、機械角１回転では電気角１周期における回数の２倍の１２回、１２０度の通電の開始タイミングが発生する。

　例えば、ＳＴＥＰ１０２で計算された現在の駆動速度が２０Ｈｚであるとする。この場合、機械角での１回転の周期は５０ｍｓとなる。これを機械角での１回転の間における、１２０度の開始タイミングの発生回数（１回転の間の位置検出回数である１２回）で割ると、１２．５／３ｍｓとなる。つまり、現在の駆動速度が２０Ｈｚであるとすると、ＰＷＭの次のキャリア区間の周期は１２．５／３ｍｓとなる。従って、現在のキャリア区間のＰＷＭの周期の終了のタイミングから、電気角で６０度に相当する、次の矩形波の１２０度の開始タイミングまでが１２．５／３ｍｓとなるように、通電相の切替タイミングが計算される。そしてＳＴＥＰ１０６に移行する。

　ＳＴＥＰ１０６では、ＰＷＭ制御におけるオン比率が１００％を越えていているか否か判定される。例えば、現在のＰＷＭのオン比率が１１０％である場合、オン比率が１００％を超えているので（ＳＴＥＰ１０６，Ｙｅｓ）、ＳＴＥＰ１０７へと移行する。

　ＳＴＥＰ１０７では、ＰＷＭ制御におけるオン比率のうち、１００％を越えている部分が時間に換算される。オン比率から時間への換算方法としては、ＳＴＥＰ１０５で計算された現在の駆動速度での電気角で６０度に相当する時間に、ＰＷＭ制御におけるオン比率のうち、１００％を越えている部分の比率を乗じることで算出することができる。ここでは、ＰＷＭ制御のオン比率が１１０％であり、１０％が１００％を超えている部分である。従って、ＳＴＥＰ１０５で計算された、次の６０度に相当するキャリア区間の周期である１２．５／３ｍｓについて、１．２５／３ｍｓが超過時間として格納される。そしてＳＴＥＰ１０８に移行する。

　ＰＷＭ制御におけるオン比率が１１０％である場合、１００％を越えているため、前述のように、ＳＴＥＰ１０７で超過時間が計算される。そして、ＳＴＥＰ１０８では、６０度に相当する現在のＰＷＭ周期の終了タイミングよりも、計算された超過時間分だけ早く、次の６０度に相当する区間で通電が開始される相が通電を開始するように、通電開始のタイミングが計算されてセットされる。そして、ＳＴＥＰ１０９に移行する。

　ＳＴＥＰ１０９では、現在の通電相の終了のタイミングがセットされる。オン比率が１１０％の場合、１００％を超える超過分を除いたオン比率は、１００％である。従って、当該次の６０度に相当する区間で通電の終了する相については、ＰＷＭ制御のキャリア周期が終了するタイミングまで通電が継続される。つまり、ＰＷＭ制御におけるオン比率が１００％を越えている場合は、３相が同時に通電される期間がある。そして処理が終了する。

　一方、例えば、ＳＴＥＰ１０２で計算された１回転の平均速度が２０Ｈｚであり、外部より入力される目標速度が２５Ｈｚである場合は、１回転の平均速度が目標速度以下であるため（ＳＴＥＰ１０３，Ｎｏ）、ＳＴＥＰ１１０へ移行する。

　また、この場合、１回転の平均速度が目標速度より低いため（ＳＴＥＰ１１０，Ｙｅｓ）、ＳＴＥＰ１１１に移行する。

　ＳＴＥＰ１１１では、１回転の平均速度が不足している状態であるため、ＰＷＭ制御のオン比率を現在よりも高くして速度を上げる。なお、本実施の形態では、ＰＷＭ制御のオン比率の増加量は、ＳＴＥＰ１０４の場合と同様に固定値の１％としている。すなわち、例えばＰＷＭ制御のオン比率が７９％である場合、オン比率は１％増加され、増加後の８０％が新たなＰＷＭのオン比率として格納される。そして、ＳＴＥＰ１０５へと移行する。

　ＳＴＥＰ１０５では、次の１２０度の切替タイミングからその次の１２０度の切替タイミングまでの区間に該当する、電気角で６０度に相当する時間、すなわちＰＷＭ周期が計算される。例えば、現在の駆動速度が２０Ｈｚである場合、次の１２０度の切替タイミングから１２．５／３ｍｓが経過するタイミングが、その次の１２０度の切替タイミングとして計算される。そして、ＳＴＥＰ１０６へと移行する。

　ＳＴＥＰ１０６では、ＰＷＭオン比率が１００％を越えているか否かの判断が行われる。ここで、現在のＰＷＭ制御のオン比率は８０％、すなわち１００％以下であるため（ＳＴＥＰ１０６，Ｎｏ）、ＳＴＥＰ１１２へと移行する。

　ＳＴＥＰ１１２では、ＰＷＭ制御のオン比率が８０％であり、１００％を越える部分がないので、超過時間として０が格納され、ＳＴＥＰ１０８へと移行する。

　ＳＴＥＰ１０８では、超過時間が０であるため、１２０度の切替タイミングが、次に通電する相の通電開始のタイミングと同じになるよう値が設定され、ＳＴＥＰ１０９へと移行する。

　ここでは、ＰＷＭ制御のオン比率は８０％であるので、１２０度の通電切り替えにより通電が終了する相は、ＰＷＭ周期の８０％に該当する時間が経過した時点で、通電が終了する。また、ＰＷＭ制御のキャリア周期は、１２０度の通電の切替え間隔である６０度に相当する時間と一致する。従って、ＳＴＥＰ１０９では、次の６０度の区間において、ＳＴＥＰ１０５で計算された１２．５／３ｍｓの８０％の時間に該当する１０／３ｍｓの時間が経過した時点で通電が終了するように、通電終了タイミングがセットされる。そして、処理が終了する。

　一方、ＳＴＥＰ１１０において、１回転の平均速度が２０Ｈｚであり、目標速度が２０Ｈｚである場合は（ＳＴＥＰ１１０，Ｎｏ）、ＳＴＥＰ１０５へと移行する。ＳＴＥＰ１０５以降ＳＴＥＰ１０９迄の処理は前述の場合と同様の処理となる。そして、処理が終了する。

　これらの処理が繰り返されることによって、ＰＷＭ生成部１０は、ブラシレスＤＣモータ５の１回転の速度が目標速度に対して不足して加速が必要な場合に、加速することができる。また、ブラシレスＤＣモータ５の１回転の速度が目標速度に対して過剰で減速が必要な場合に、減速することができる。また、ブラシレスＤＣモータ５の１回転の速度が目標速度と一致していれば、１回転の平均速度を維持することができる。

　また、ＰＷＭ生成部１０は、電気角で６０度ごとに通電相を切り換える。これにより、ブラシレスＤＣモータ５を回転させるための回転磁界が生成される。

　なお、図６に示すフローの処理が行われる前に、通電相の切り替えのパターン（モータ駆動波形）が生成される。そして、各通電相にどれだけの電圧を印加し、どのタイミングで通電相が切り替えるかについて、図６のフローによって決定される。

　また、ＰＷＭ制御のオン比率が１００％を超える場合であっても、オン比率が１００％以下の場合と同様に速度制御を行うことができる。従って、オン比率が１００％よりも大きい、高速又は高負荷の領域においても、安定してブラシレスＤＣモータ５の制御を行うことができる。

　［４．圧縮機］
　次に、圧縮機２０にモータ駆動装置１３を適用する場合について説明する。

　圧縮機２０においては、ブラシレスＤＣモータ５は、高温雰囲気、冷媒雰囲気、且つ、オイル雰囲気に配置されることになる。このため、ブラシレスＤＣモータ５に位置センサを取り付けることは、著しく困難である。従って、多くの場合、モータ駆動のための磁極位置を、センサを用いずに検出できる、センサレス技術が必須である。

　ここで、モータ駆動装置１３は、圧縮機２０の内部に納められたブラシレスＤＣモータ５の回転子５ａの磁極位置を、圧縮機２０の外部において検出可能なブラシレスＤＣモータ５の誘起電圧によって検出し、取得することができる。本実施の形態では、具体的には、位置検出部６が回転子５ａの磁極位置の検出を行う。

　また、少なくとも、位置検出部６で誘起電圧ゼロクロスが検出されるまで、ＰＷＭ制御によりスイッチング部がオンされる。これにより、位置検出部６によって確実に誘起電圧ゼロクロスを検出することができる。従って、センサレスであっても、精度良くブラシレスＤＣモータ５を駆動することができる。

　また、本実施の形態においては、圧縮機２０はレシプロ型の圧縮方式を採用している。このため、冷蔵庫等の、低速で駆動する時間が長いシステムにおいては、非常に効率が良い。しかしながら、レシプロ型の圧縮方式では、圧縮工程及び吸入工程が別々に行われるため、周期的に大きなトルク脈動が発生する。従って、制御の応答性が悪い場合には、固定子５ｂへの通電と回転子５ａの位置とがずれて、効率が悪化する。そこで、本実施の形態のモータ駆動装置１３では、制御の応答性を高めるために、ブラシレスＤＣモータ５の現在の駆動速度を検出する。具体的には、速度検出部７が、位置検出部６で検出される誘起電圧ゼロクロスごとに、図６に示すように、誘起電圧ゼロクロス検出間隔に基づいて、現在の駆動速度を検出する。そして、ＰＷＭ生成部１０によるＰＷＭ制御のオン時間及びキャリア周波数を変更することで、周期的なトルクの変化及び速度の変化にも瞬時に対応することができる。

　［５．冷蔵庫］
　次に、上述した圧縮機２０を用いた冷蔵庫３０について説明する。図１に示すように、冷蔵庫３０の圧縮機２０は、モータ駆動装置１３によって駆動される。

　冷蔵庫３０は、庫内の負荷及び外気温度等によって、必要な負荷が大きく変動する。冷蔵庫３０の運転状態のうち、時間的に最も大きな割合を占めるのは、食品等の庫内の負荷が十分に冷却された状態での運転状態である。このような運転状態では、圧縮機２０の圧縮負荷が減り、ブラシレスＤＣモータ５は低速且つ低負荷で運転される。そして、低速且つ低負荷になるほど、インバータ４の導通損失が減少していき、インバータ４の損失全体におけるスイッチング損失の割合が大きくなっていく。

　本実施の形態では、ブラシレスＤＣモータ５の磁極位置が精度良く検出され、ブラシレスＤＣモータ５の通電相の切替えが行われる周期を１キャリアとして、ブラシレスＤＣモータ５の駆動が行われる。このため、スイッチング回数が非常に少ない状態でブラシレスＤＣモータ５の駆動が可能となる。従って、特に、インバータ４のスイッチング損失の割合が大きな、低速又は低負荷の領域において、モータ駆動装置１３が適用された冷蔵庫３０の省エネルギ性能を大きく向上させることができる。

　なお、図１においては、モータ駆動装置１３が冷蔵庫３０と別体に設けられた例を示しているが、モータ駆動装置１３は、冷蔵庫３０と一体として設けられていてもよい。

　以上のように、本実施の形態においては、モータ駆動装置１３は、ブラシレスＤＣモータ５をＰＷＭ制御するための波形を生成する制御部８を備え、ＰＷＭのオン率が１００％以下から１００％を越える範囲でブラシレスＤＣモータ５を制御する。これにより、ＰＷＭ制御のオン率を１００％より大きくして、ブラシレスＤＣモータの各相に印加される平均印加電圧を高くすることが可能となる。従って、低速で高効率なモータを選定することで低速での省エネルギ化を図りつつ、安価な駆動方法によって高速化及び高出力化が可能となる。

　また、制御部８において、ＰＷＭ生成部１０が生成する波形は、矩形波であってもよい。そして、ＰＷＭの周期とブラシレスＤＣモータ５の通電相の切替の間隔とが同期されてもよい。

　これにより、ブラシレスＤＣモータ５の磁極位置の検出に必要な計算が単純となり、安価な構成が可能となる。

　また、ブラシレスＤＣモータ５を駆動するためのスイッチング回数が少ないため、特に、スイッチング損失が支配的となる低速の領域において、消費電力を低減することができる。

　また、ブラシレスＤＣモータ５は回転子５ａ及び固定子５ｂを有し、制御部８は、回転子５ａの位置をブラシレスＤＣモータ５の誘起電圧から検出する位置検出部を有してもよい。これにより、ブラシレスＤＣモータ５の各相の基準となる誘起電圧のゼロクロスが表れるタイミングにおいてＰＷＭ制御によりスイッチングをオンの状態にしておくことができ、精度よくブラシレスＤＣモータ５の位置検出が可能となる。

　また、センサレスで位置検出が行われるため、センサを配置することができない高温の密閉空間等においても、ブラシレスＤＣモータを駆動することができる。

　また、ＰＷＭ生成部１０は、非ＰＷＭ出力区間の次にＰＷＭ出力区間が続くように波形を出力し、ＰＷＭ制御による通電終了タイミングをブラシレスＤＣモータ５の通電相の切替タイミングと同期させないようにしてもよい。これにより、ブラシレスＤＣモータ５の回転子５ａ位置の検出タイミングから通電相の切替タイミングまでの時間的な余裕が大きくなり、演算性能の低いより安価なマイクロコントローラであっても安定した駆動が可能となる。

　また、ＰＷＭ生成部１０は、ＰＷＭ出力区間の次に非ＰＷＭ出力区間が続くように波形を出力し、ＰＷＭ制御による通電開始タイミングをブラシレスＤＣモータ５の通電相の切替タイミングと同期させないようにしてもよい。これにより、ブラシレスＤＣモータ５の通電相の切替タイミングから回転子５ａ位置の検出タイミングまでの時間的な余裕が大きくなり、負荷変動等によるモータの駆動速度の変化に対応できる範囲を広げることができる。

　また、ブラシレスＤＣモータ５が駆動する負荷は、圧縮機２０の圧縮要素であってよい。これにより、高温の密閉空間である圧縮機の内部においてもセンサレスで位置検出ができるため、モータ駆動装置１３及び圧縮機を安価に構成することができる。

　また、圧縮機２０、凝縮器２１、減圧器２２、蒸発器２３、圧縮機２０の順に接続された冷凍サイクルを備え、圧縮機２０に組み込まれたブラシレスＤＣモータ５をモータ駆動装置１３で駆動する冷蔵庫３０としたことにより、低速での運転率が高い冷蔵庫の消費電力を低減することとなり、安価に冷蔵庫の消費電力を低減することができる。

　本開示のモータ駆動装置は、特に、低速運転時においてインバータ回路の損失を低減できる。このため、冷蔵庫のみならず、エアコン、自動販売機、ショーケース、及びヒートポンプ給湯器等における圧縮機を駆動するモータに適用できる。

　１　　交流電源
　２　　整流回路
　３　　平滑部
　４　　インバータ
　５　　ブラシレスＤＣモータ
　６　　位置検出部
　７　　速度検出部
　８　　制御部
　１０　　ＰＷＭ生成部
　１２　　ドライブ部
　１３　　モータ駆動装置
　２０　　圧縮機
　２１　　凝縮器
　２２　　減圧器
　２３　　蒸発器
　３０　　冷蔵庫

Claims

　スイッチング部を有し、入力電力を前記スイッチング部によりスイッチングして、ブラシレスＤＣモータに供給するインバータと、
　前記インバータをＰＷＭ制御により制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
　前記スイッチング部を駆動するＰＷＭ駆動信号を生成し、
　前記ＰＷＭ駆動信号に基づいて前記スイッチング部をスイッチングするように構成され、
前記スイッチング部は、
　前記ＰＷＭ駆動信号に基づいて、ＰＷＭ制御の通電率が１００％以下から１００％を超える範囲でオンに制御される、
モータ駆動装置。
ＰＷＭ制御における各々のキャリアのキャリア周期は、前記ブラシレスＤＣモータの通電相の切替間隔と同期される、
請求項１に記載のモータ駆動装置。
前記ブラシレスＤＣモータは、回転子及び固定子を有し、
前記制御部は、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧に基づいて前記回転子の回転の位置情報を取得する、
請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
前記スイッチング部は、前記ＰＷＭ駆動信号に基づいて、ＰＷＭ制御の通電率が５０％以上且つ１５０％以下の範囲でオンに制御される、
請求項１から３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
前記スイッチング部は、
　前記ＰＷＭ駆動信号に基づいて所定のキャリア数ごとにオンに制御され、且つ、
　オンに制御されるキャリアの、一つ前のキャリア又は一つ後のキャリアの区間中継続してオンに制御される、
請求項１から４のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
前記スイッチング部が、前記ＰＷＭ駆動信号に基づいて所定のキャリア数ごとにオンに制御され、且つ、オンに制御されるキャリアの一つ前のキャリアの区間中継続してオンに制御される場合であって、前記ＰＷＭ制御の通電率が１００％を超える範囲にある場合は、
前記制御部は、前記ＰＷＭ駆動信号に基づく前記スイッチング部のオンの終了タイミングを、前記ブラシレスＤＣモータの通電相の切替えタイミングより遅くする、
請求項５に記載のモータ駆動装置。
前記スイッチング部が、前記ＰＷＭ駆動信号に基づいて所定のキャリア数ごとにオンに制御され、且つ、オンに制御されるキャリアの一つ後のキャリアの区間中継続してオンに制御される場合であって、前記ＰＷＭ制御の通電率が１００％を超える範囲にある場合は、
前記制御部は、前記ＰＷＭ駆動信号に基づく前記スイッチング部のオンの開始タイミングを、前記ブラシレスＤＣモータの通電相の切替えタイミングより早くする、
請求項５に記載のモータ駆動装置。
前記ブラシレスＤＣモータは、圧縮機を駆動するモータである、
請求項１から７のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
ブラシレスＤＣモータを有する圧縮機、凝縮器、減圧器及び蒸発器が接続されて構成された冷凍サイクル回路を備え、
前記ブラシレスＤＣモータは、請求項１から８のいずれか一項に記載のモータ駆動装置で駆動される、
冷蔵庫。