JP5693617B2 - ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム及び三相インバータの制御方法 - Google Patents
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Description
特許文献1及び特許文献2では、外気温度の低下に応じて圧縮機に高周波の交流電圧を印加することにより、圧縮機を加熱もしくは保温し、圧縮機内部の潤滑作用を円滑にしている。
特許文献2には、25kHzといった高周波の単相交流電源を印加することが記載されている。高周波の単相交流電源であるため、特許文献2の図3に示されるように、全てのスイッチング素子がオフとなる全オフ区間が比較的長く発生することになる。全オフ区間では、高周波電流は還流ダイオードを介してモータへ還流せずに、直流電源に回生される。そのため、全オフ区間では、電流の減衰が早く、モータに効率的に高周波電流が流れないため、圧縮機の加熱効率が悪くなってしまう。
この発明は、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することを目的とする。
特に、この発明に係るヒートポンプ装置では、正電圧側の3つのスイッチング素子の全てがオンの状態から、前記正電圧側の3つのスイッチング素子のうち2つ以上のスイッチング素子が同時にオフになることなく、1つのスイッチング素子がオフになる。そのため、モータに電流を効率的に流すことができ、結果として圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することができる。
図1は、実施の形態1におけるヒートポンプ装置100の構成を示す図である。
ヒートポンプ装置100は、圧縮機1、四方弁2、熱交換器3、膨張機構4、熱交換器5が冷媒配管6によって順次接続された冷凍サイクルを備える。圧縮機1の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構7と、圧縮機構7を動作させるモータ8とが設けられている。
また、モータ8に電圧を与え駆動させるインバータ9は、モータ8と電気的に接続されている。インバータ9の直流電源10には、その電圧である母線電圧を検出する母線電圧検出部11が設けられている。インバータ9の制御入力端は、インバータ制御部12と接続されている。インバータ制御部12は、加熱判定部13、電圧指令生成部14(電圧指令選択部)、PWM信号生成部15(駆動信号生成部)を備える。
インバータ制御部12は、加熱判定部13が圧縮機1内に液冷媒が滞留した状態(冷媒が寝込んだ状態)であると判断した場合に、電圧指令生成部14にてモータ8に印加する電圧の指令値Vu*、Vv*、Vw*を求める。そして、電圧指令生成部14が求めた電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を元に、PWM信号生成部15にてPWM信号を生成する。
図2は、PWM信号生成部15の入出力波形を示す図である。
例えば、電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を式(1)〜式(3)のように位相が2π/3づつ異なる正弦波と定義する。但し、θは電圧指令値の位相(運転指令の一例)、Aは電圧指令値の振幅である。
(1)Vu*=Acosθ
(2)Vv*=Acos(θ−(2/3)π)
(3)Vw*=Acos(θ+(2/3)π)
電圧指令生成部14は、電圧位相指令θと振幅Aとに基づき、式(1)〜式(3)により電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を計算し、計算した電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*をPWM信号生成部15へ出力する。PWM信号生成部15は、電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*と、所定の周波数で振幅Vdc/2のキャリア信号(基準信号)とを比較し、相互の大小関係に基づきPWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WNを生成する。なお、Vdcは、母線電圧検出部11にて検出される母線電圧である。
例えば、電圧指令値Vu*がキャリア信号よりも大きい場合には、UPはスイッチング素子16aをオンにする電圧を出力し、UNはスイッチング素子16dをオフにする電圧を出力する。また、電圧指令値Vu*がキャリア信号よりも小さい場合には、逆に、UPはスイッチング素子16aをオフにする電圧を出力し、UNはスイッチング素子16dをオンにする電圧を出力する。他の信号についても同様であり、電圧指令値Vv*とキャリア信号との比較によりVP、VNが決定され、電圧指令値Vw*とキャリア信号との比較によりWP、WNが決定される。
一般的なインバータの場合、相補PWM方式を採用しているため、UPとUN、VPとVN、WPとWNは互いに逆の関係となる。そのため、スイッチングパターンは全部で8通りとなり、8通りのスイッチングパターンを組み合わせることでインバータは電圧を出力する。
図3に示すスイッチングパターンを組み合わせて電圧ベクトルを出力することでインバータ9に所望の電圧を出力させることができる。このときに位相θを高速で変化させ、電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を定義する変調波(図2では3つの正弦波)の周波数を高くすることにより、高周波の電圧を出力することが可能となる。
なお、電圧が発生しない電圧ベクトルV0、V7をゼロベクトルと呼び、他の電圧ベクトルを実ベクトルと呼ぶ。
図4は、インバータ制御部12の動作を示すフローチャートである。
(S1:加熱判断ステップ)
加熱判定部13は、圧縮機1の運転停止中に、圧縮機1内に冷媒が滞留したか否かにより、電圧指令生成部14を動作させるかを判断する。
圧縮機1内に冷媒が滞留したため電圧指令生成部14を動作させると加熱判定部13が判断した場合(S1でYES)、処理をS2へ進め、予熱用のPWM信号を発生させる加熱運転モードへ移行する。一方、圧縮機1内に冷媒が滞留していないため電圧指令生成部14を動作させないと加熱判定部13が判断した場合(S1でNO)、所定時間経過後に、再び電圧指令生成部14を動作させるかを判断する。
(S2:電圧指令値生成ステップ)
電圧指令生成部14は、電圧位相指令θと振幅Aとに基づき、式(1)〜式(3)により電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を計算し、計算した電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*をPWM信号生成部15へ出力する。
(S3:PWM信号生成ステップ)
PWM信号生成部15は、電圧指令生成部14が出力した電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*をキャリア信号と比較して、PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WNを得て、インバータ9へ出力する。これにより、インバータ9のスイッチング素子17a〜17fを駆動してモータ8に高周波電圧を印加する。
モータ8に高周波電圧を印加することにより、モータ8の鉄損と、巻線に流れる電流にて発生する銅損とで効率よくモータ8が加熱される。モータ8が加熱されることにより、圧縮機1内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機1の外部へと漏出する。
所定の時間経過後、再びS1へ戻りさらに加熱が必要かを判定する。
また、電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を定義する変調波の周波数がキャリア周波数の1/10程度になると、高周波電圧の波形出力精度が悪化し直流成分が重畳するなど悪影響を及ぼす虞がある。この点を考慮し、キャリア周波数を20kHzとした場合に、変調波の周波数をキャリア周波数の1/10の2kHz以下とすると、高周波電圧の周波数は可聴周波数領域となり、騒音悪化が懸念される。
図5は、キャリア信号の頂(山)及び底(谷)のタイミングで、電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を交互に切り替えた場合のタイミングチャートである。なお、図5では、キャリア信号の底から頂までの区間(以下、前半と呼ぶ)で、電圧指令値Vu*をLo、電圧指令値Vv*、Vw*をHiとし、キャリア信号の頂から底までの区間(以下、後半と呼ぶ)で、電圧指令値Vu*をHi、電圧指令値Vv*、Vw*をLoとしている。また、UPとUN、VPとVN、WPとWNはそれぞれオン/オフ状態が逆であり、一方がわかれば他方もわかるため、ここではUP、VP、WPのみを示している。
図5に示す電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*をキャリア信号と比較すると、図5に示すようにPWM信号が変化する。そして、電圧ベクトルは、V0(UP=VP=WP=0)、V4(UP=1、VP=WP=0)、V7(UP=VP=WP=1)、V3(UP=0、VP=WP=1)、V0(UP=VP=WP=0)、・・・の順で変化する。
図6に示すように、V0ベクトル、V7ベクトル印加時はモータ8の線間が短絡状態となり、電圧が出力されない。この場合、モータ8のインダクタンスに蓄えられたエネルギーが電流となって短絡回路中を流れる。つまり、インバータ9のスイッチング素子16a〜16fの逆並列に接続されたダイオード17により、モータ8とインバータ9とを循環する還流電流が流れる。また、V4ベクトル印加時には、U相を介してモータ8へ流入し、V相及びW相を介してモータ8から流出するU相方向の電流(+Iuの電流)が流れ、V3ベクトル印加時には、V相及びW相を介してモータ8へ流入し、U相を介してモータ8から流出する−U相方向の電流(−Iuの電流)がモータ8の巻線に流れる。つまり、V4ベクトル印加時と、V3ベクトル印加時とでは逆方向の電流がモータ8の巻線に流れる。そして、電圧ベクトルがV0、V4、V7、V3、V0、・・・の順で変化するため、+Iuの電流と−Iuの電流とが交互にモータ8の巻線に流れることになる。特に、図5に示すように、V4ベクトルとV3ベクトルとが1キャリア周期(1/fc)の間に現れるため、キャリア周波数fcに同期した交流電圧をモータ8の巻線に印加することが可能となる。
また、V4ベクトル(+Iuの電流)とV3ベクトル(−Iuの電流)とが交互に出力されるため、正逆のトルクが瞬時切り替わる。そのため、トルクが相殺されることによりロータの振動を抑えた電圧の印加が可能となる。
図7に示すように、モータ8に流れる電流は、電圧ベクトルV4の時に増加し、電圧ベクトルV3の時に減少する。また、ゼロベクトルである電圧ベクトルV0、V7の時は、上述したように、インバータ9のスイッチング素子16a〜16fの逆並列に接続されたダイオード17により、モータ8とインバータ9とを循環する還流電流が流れる。
図8に示す電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*をキャリア信号と比較すると、図8に示すようにPWM信号が変化する。そして、電圧ベクトルは、V0(UP=VP=WP=0)、V3(UP=0、VP=WP=1)、V7(UP=VP=WP=1)、V4(UP=1、VP=WP=0)、V0(UP=VP=WP=0)・・・の順で変化する。
つまり、図5では、図6に示す電圧ベクトルがV0から時計回りに変化していた。これに対して、図8では、図6に示す電圧ベクトルがV0から反時計回りに変化する。
図9に示すように、実ベクトルである電圧ベクトルV3、V4にて電流が反転して交流の高周波電流が生成される。しかし、図8に示す位相関係の場合は、図5に示す位相関係の場合に比べて、出力電圧の立ち上りが遅く、電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*に対し出力電圧が低くなる現象が発生する。その結果、モータ8に流れる電流の極性変化が遅れ、モータ8に流れる電流量が、図5に示すPWM信号でインバータ9を動作させた場合と比較して少なくなる(破線参照)。
したがって、図8に示すPWM信号でインバータ9を動作させた場合、図5に示すPWM信号でインバータ9を動作させた場合に比べて、モータ8を予熱する電力が小さくなり、同じ電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*にも拘らず予熱量が減少してしまう。
図8に示すPWM信号でインバータ9を動作させた場合、電圧ベクトルは、V0、V3、V7、V4、V0、・・・と順に変化する。この電圧ベクトルの軌跡においては、V0からV3へ変化する場合と、V7からV4へ変化する場合とにおいて、正電圧側又は負電圧側の2相分のスイッチング素子が同時に変化する2相スイッチングが発生している(図6参照)。つまり、ゼロベクトルから実ベクトルへ変化する場合において、2相スイッチングが発生している。
図5に示すPWM信号でインバータ9を動作させた場合でも2相スイッチングは発生している。しかし、図5に示すPWM信号でインバータ9を動作させた場合、電圧ベクトルは、V0、V4、V7、V3、V0、・・・と順に変化する。そのため、2相スイッチングが発生するのは、V4からV7へ変化する場合と、V3からV0へ変化する場合とである(図6参照)。つまり、実ベクトルからゼロベクトルへ変化する場合において、2相スイッチングが発生している。
2相スイッチングが発生した場合、スイッチング素子16を構成するアームが2つ同時に変化する。例えば、V0からV3へ変化する場合、VP=WP=0がVP=WP=1に変化する。すなわち、スイッチング素子16e、16fがオンからオフになり、スイッチング素子16b、16cがオフからオンなる。
ここで、2相スイッチングが発生すると電流時間変化率di/dtが小さくなる場合がある。
実ベクトルからゼロベクトルに変化する場合、電流時間変化率di/dtが大きい状態から小さい状態に変化する。この場合、2相スイッチングが発生して電流時間変化率di/dtが小さくなったとしても、もともと電流時間変化率di/dtが小さい状態に変化する場合であるため、影響は少ない。しかし、ゼロベクトルから実ベクトルに変化する場合は、電流時間変化率di/dtが小さい状態から大きい状態に変化する場合である。この場合、2相スイッチングが発生して電流時間変化率di/dtが小さくなると、電流時間変化率di/dtを大きい状態に変化させようとしているにも関わらず、電流時間変化率di/dtが小さくなってしまうため、影響が大きい。つまり、電流を大きく変化させる状態に変化させようとしているにも関わらず、電流を大きく変化させることができなくなってしまうこの影響により、モータ8電流の極性変化が遅れる。
そのため、ゼロベクトルから実ベクトルに変化する場合に2相スイッチングが発生すると、モータ8に流れる電流の極性変化が遅れてしまう。
これにより、スイッチング素子16のオンオフ切替えによる電流の転流をスムーズに行うことができる。その結果、出力電圧の立ち上りの遅れが抑制でき、電圧指令値通りの出力電圧が得られ、予熱量を確保できる。
なお、インバータ9には一般的にTdと呼ばれる上下アーム短絡防止時間が設定されている。Td期間中は、スイッチング素子全てがオフとなり、還流電流が流れる。そのため、Td期間中は、ゼロベクトル時より電流減衰が早く、図9に基づき説明した出力電圧歪みが発生し易い。したがって、Tdを有するインバータを用いた場合、ゼロベクトルから実ベクトルに変化する場合に、2相スイッチングが発生するような電圧指令値を生成しないことによる効果が顕著に現れる。
また、高周波電圧をモータ8に印加しているため、回転トルクや振動が発生することがない。
そこで、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなる。そのため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに、巻線に流れる電流が小さくなるため、インバータに流れる電流も小さくなり、インバータ9の損失も低減でき、より効率の高い加熱が可能となる。
また、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、圧縮機がIPM構造のモータである場合、高周波磁束が鎖交するロータ表面も発熱部となる。そのため、冷媒接触面増加や圧縮機構への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。
図10は、インバータ9の電源部30の構成例を示す図である。なお、図1では、電源部30を直流電源10として示していた。
電源部30は、三相四線式の交流電源31と、交流電源31の三相交流出力を整流する三相整流器32(第1整流器)と、DCL33と、三相整流器32の出力を平滑する平滑コンデンサ34と、ACL35と、交流電源31のいずれか一相と中性点との出力を入力として整流する単相整流器36(第2整流器)と、単相整流器36の出力を平滑する平滑コンデンサ37と、平滑コンデンサ34と平滑コンデンサ37とのいずれからインバータ9へ電圧を出力するかを切り替える切替部38とを備える。
圧縮運転モードでは、平滑コンデンサ34の両端電圧を用いてインバータ9を駆動する。しかし、加熱運転モードでは、平滑コンデンサ34の両端電圧を用いてインバータ9を駆動すると、高周波化によりモータ8のインダクタンス成分によって電流が低減して電流が流れることによる導通損失は低減できるが、スイッチング損失自体は増加してしまう。なお、スイッチング損失はインバータ9の入力電圧に依存する。
そこで、加熱運転モードでは、平滑コンデンサ34の両端電圧ではなく、平滑コンデンサ37の両端電圧を用いてインバータ9を駆動する。つまり、圧縮運転モードにおいては、平滑コンデンサ34からインバータ9へ電圧を出力し、加熱運転モードにおいては、平滑コンデンサ37からインバータ9へ電圧を出力するように切替部38を切り替える。上述したように、平滑コンデンサ37の両端電圧は、平滑コンデンサ34の両端電圧の1/√3倍である。したがって、圧縮運転モード時よりも、加熱運転モード時におけるインバータ9の入力電圧を低下させることができ、スイッチング損失を低減することができる。
このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。
さらに、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。
また、上側スイッチング素子16a〜16cもしくは下側スイッチング素子16d〜16fだけをワイドバンドギャップ半導体で構成してもよい。この場合、ゼロベクトルとなる電圧ベクトルをワイドバンドギャップ半導体で構成した側に合わせて配置することにより、電流が流れることにより発生する通流損失を低減することができる。
また、スイッチング素子16a〜16fと逆並列に接続されているダイオード17のみワイドバンドギャップ半導体で構成してもよい。これは、還流電流がモータ8のインピーダンスだけで流れるためである。特に、還流電流が流れる時間が長くなるような電圧指令値の低い場合に効果が大きい。
なお、例えば、図1では、圧縮機1と、四方弁2と、熱交換器3と、膨張機構4と、熱交換器5とが配管により順次接続されたヒートポンプ装置100について示した。ここでは、より具体的な構成のヒートポンプ装置100について説明する。
図12は、図11に示すヒートポンプ装置100の冷媒の状態についてのモリエル線図である。図12において、横軸は比エンタルピ、縦軸は冷媒圧力を示す。
ヒートポンプ装置100は、圧縮機41と、熱交換器42と、膨張機構43と、レシーバ44と、内部熱交換器45と、膨張機構46と、熱交換器47とが配管により順次接続され、冷媒が循環する主冷媒回路48を備える。なお、主冷媒回路48において、圧縮機41の吐出側には、四方弁49が設けられ、冷媒の循環方向が切り替え可能となっている。また、熱交換器47の近傍には、ファン50が設けられる。また、圧縮機41は、上記実施の形態で説明した圧縮機1であり、インバータ9によって駆動されるモータ8と圧縮機構7とを有する圧縮機である。
さらに、ヒートポンプ装置100は、レシーバ44と内部熱交換器45との間から、圧縮機41のインジェクションパイプまでを配管により繋ぐインジェクション回路52を備える。インジェクション回路52には、膨張機構51、内部熱交換器45が順次接続される。
熱交換器42には、水が循環する水回路53が接続される。なお、水回路53には、給湯器、ラジエータや床暖房等の放熱器等の水を利用する装置が接続される。
熱交換器42で液化された液相冷媒は、膨張機構43で減圧され、気液二相状態になる(図12の点3)。膨張機構43で気液二相状態になった冷媒は、レシーバ44で圧縮機41へ吸入される冷媒と熱交換され、冷却されて液化される(図12の点4)。レシーバ44で液化された液相冷媒は、主冷媒回路48と、インジェクション回路52とに分岐して流れる。
主冷媒回路48を流れる液相冷媒は、膨張機構51で減圧され気液二相状態となったインジェクション回路52を流れる冷媒と内部熱交換器45で熱交換されて、さらに冷却される(図12の点5)。内部熱交換器45で冷却された液相冷媒は、膨張機構46で減圧されて気液二相状態になる(図12の点6)。膨張機構46で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器47で外気と熱交換され、加熱される(図12の点7)。そして、熱交換器47で加熱された冷媒は、レシーバ44でさらに加熱され(図12の点8)、圧縮機41に吸入される。
一方、インジェクション回路52を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構51で減圧されて(図12の点9)、内部熱交換器45で熱交換される(図12の点10)。内部熱交換器45で熱交換された気液二相状態の冷媒(インジェクション冷媒)は、気液二相状態のまま圧縮機41のインジェクションパイプから圧縮機41内へ流入する。
圧縮機41では、主冷媒回路48から吸入された冷媒(図12の点8)が、中間圧まで圧縮、加熱される(図12の点11)。中間圧まで圧縮、加熱された冷媒(図12の点11)に、インジェクション冷媒(図12の点10)が合流して、温度が低下する(図12の点12)。そして、温度が低下した冷媒(図12の点12)が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される(図12の点1)。
ここで、膨張機構51の開度は、マイクロコンピュータ等の制御部により電子制御により制御される。
主冷媒回路48を流れる液相冷媒は、レシーバ44で圧縮機41に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される(図12の点5)。レシーバ44で冷却された液相冷媒は、膨張機構43で減圧されて気液二相状態になる(図12の点6)。膨張機構43で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器42で熱交換され、加熱される(図12の点7)。このとき、冷媒が吸熱することにより、水回路53を循環する水が冷やされ、冷房や冷凍に利用される。
そして、熱交換器42で加熱された冷媒は、レシーバ44でさらに加熱され(図12の点8)、圧縮機41に吸入される。
一方、インジェクション回路52を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構51で減圧されて(図12の点9)、内部熱交換器45で熱交換される(図12の点10)。内部熱交換器45で熱交換された気液二相状態の冷媒(インジェクション冷媒)は、気液二相状態のまま圧縮機41のインジェクションパイプから流入する。
圧縮機41内での圧縮動作については、暖房運転時と同様である。
また、水回路53は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。
Claims (11)
- 冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、
前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、
正電圧側および負電圧側の2つのスイッチング素子からなる直列接続部を3個並列に接続して構成された三相インバータと、
前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する6つの駆動信号を生成し、生成した各駆動信号を前記三相インバータの対応するスイッチング素子へ出力することにより、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させるインバータ制御部と、
を備え、
前記インバータ制御部は、
前記駆動信号を生成する際に、3つの前記直列接続部の正電圧側あるいは負電圧側のうちの一方の前記各スイッチング素子が全てオン、他方の前記各スイッチング素子が全てオフとなるゼロベクトルの状態から、前記各直列接続部のうちの1つを構成する各スイッチング素子のオン/オフ状態を切り替えて、前記ゼロベクトル以外の実ベクトルの状態に遷移させ、前記実ベクトルから、前記各直列接続部のうちの2つを構成する各スイッチング素子のオン/オフ状態を同時に切り替えて、前記ゼロベクトルとは異なるゼロベクトルの状態に遷移させる
ことを特徴とするヒートポンプ装置。 - 前記インバータ制御部は、
所定の周波数の基準信号に同期して、3つの電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*それぞれを予め設定された2つの値に順に切り替えて選択する電圧指令選択部と、
前記電圧指令選択部が選択した3つの電圧指令値と前記基準信号とを比較して、前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する6つの駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
を備えることを特徴とする請求項1に記載のヒートポンプ装置。 - 前記基準信号は、時間に対する値の変化における頂と谷とが特定可能な信号であり、
前記電圧指令選択部は、前記基準信号の頂と底との両方のタイミングで前記3つの電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*それぞれを切り替える
ことを特徴とする請求項2に記載のヒートポンプ装置。 - 前記インバータ制御部は、前記圧縮機に冷媒を圧縮させる圧縮運転モードと、前記圧縮機を加熱する加熱運転モードとのいずれかで運転し、前記圧縮運転モードで運転する場合には、前記モータが回転する周波数の交流電圧を前記三相インバータに発生させ、前記加熱運転モードで運転する場合には、前記圧縮運転モードの場合に発生させる交流電圧の周波数より高く、前記モータが回転しない周波数の前記高周波交流電圧を前記三相インバータに発生させる
ことを特徴とする請求項1に記載のヒートポンプ装置。 - 前記ヒートポンプ装置は、さらに、前記三相インバータへ電圧を印加する電源部を備え、
前記電源部は、
前記インバータ制御部が前記加熱運転モードで運転する場合には、前記インバータ制御部が前記圧縮運転モードで運転する場合よりも低い電圧を前記三相インバータへ印加する
ことを特徴とする請求項4に記載のヒートポンプ装置。 - 前記電源部は、
三相四線式の交流電源と、
前記交流電源の三相交流出力を入力として整流する第1整流器と、
前記交流電源のいずれか一相と中性点との出力を入力として整流する第2整流器と、
前記インバータ制御部が前記圧縮運転モードで運転する場合には、前記第1整流器で整流された電圧を前記三相インバータへ印加し、前記インバータ制御部が前記加熱運転モードで運転する場合には、前記第2整流器で整流された電圧を前記三相インバータへ印加するように切り替える切替部と、
を備えることを特徴とする請求項5に記載のヒートポンプ装置。 - 前記三相インバータを構成するスイッチング素子は、ワイドギャップ半導体である
ことを特徴とする請求項1に記載のヒートポンプ装置。 - 前記ワイドギャップ半導体は、SiC、GaN、ダイヤモンドのいずれかである
ことを特徴とする請求項7に記載のヒートポンプ装置。 - 前記三相インバータを構成するスイッチング素子は、スーパージャンクション構造のMOSFETである
ことを特徴とする請求項1に記載のヒートポンプ装置。 - 冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、第1熱交換器と、膨張機構と、第2熱交換器とが配管により順次接続された冷媒回路を備えるヒートポンプ装置と、前記冷媒回路に接続された前記第1熱交換器で冷媒と熱交換された流体を利用する流体利用装置とを備えるヒートポンプシステムであり、
前記ヒートポンプ装置は、さらに、
前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、
正電圧側および負電圧側の2つのスイッチング素子からなる直列接続部を3個並列に接続して構成された三相インバータと、
前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する6つの駆動信号を生成し、生成した各駆動信号を前記三相インバータの対応するスイッチング素子へ出力することにより、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させるインバータ制御部と、
を備え、
前記インバータ制御部は、
前記駆動信号を生成する際に、3つの前記直列接続部の前記正電圧側あるいは前記負電圧側のうちの一方の前記各スイッチング素子が全てオン、他方の前記各スイッチング素子が全てオフとなるゼロベクトルの状態から、前記各直列接続部のうちの1つを構成する各スイッチング素子のオン/オフ状態を切り替えて、前記ゼロベクトル以外の実ベクトルの状態に遷移させ、前記実ベクトルから、前記各直列接続部のうちの2つを構成する各スイッチング素子のオン/オフ状態を同時に切り替えて、前記ゼロベクトルとは異なるゼロベクトルの状態に遷移させる
ことを特徴とするヒートポンプシステム。 - 冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、
前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、
正電圧側および負電圧側の2つのスイッチング素子からなる直列接続部を3個並列に接続して構成された三相インバータと、
前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する6つの駆動信号を生成し、生成した各駆動信号を前記三相インバータの対応するスイッチング素子へ出力することにより、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させるインバータ制御部と、
を備えるヒートポンプ装置の三相インバータ制御方法であって、
3つの前記直列接続部の前記正電圧側あるいは前記負電圧側のうちの一方の前記各スイッチング素子が全てオン、他方の前記各スイッチング素子が全てオフとなるゼロベクトルの状態から、前記各直列接続部のうちの1つを構成する各スイッチング素子のオン/オフ状態を切り替えて、前記ゼロベクトル以外の実ベクトルの状態に遷移させるステップと、
前記実ベクトルから、前記各直列接続部のうちの2つを構成する各スイッチング素子のオン/オフ状態を同時に切り替えて、前記ゼロベクトルとは異なるゼロベクトルの状態に遷移させるステップと、
を有することを特徴とする三相インバータの制御方法。
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