WO2010119526A1 - インバータ装置、電動機駆動装置、冷凍空調装置、及び発電システム - Google Patents

インバータ装置、電動機駆動装置、冷凍空調装置、及び発電システム Download PDF

Info

Publication number
WO2010119526A1
WO2010119526A1 PCT/JP2009/057589 JP2009057589W WO2010119526A1 WO 2010119526 A1 WO2010119526 A1 WO 2010119526A1 JP 2009057589 W JP2009057589 W JP 2009057589W WO 2010119526 A1 WO2010119526 A1 WO 2010119526A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
inverter device
electric motor
switching element
mosfet
inverter
Prior art date
Application number
PCT/JP2009/057589
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
浩一 有澤
弘一 中林
卓也 下麥
洋介 篠本
光晴 田畑
和憲 坂廼邊
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to JP2011509126A priority Critical patent/JP5697591B2/ja
Priority to PCT/JP2009/057589 priority patent/WO2010119526A1/ja
Priority to US13/264,271 priority patent/US8836258B2/en
Priority to CN200980158691.5A priority patent/CN102396144B/zh
Priority to EP09843307.1A priority patent/EP2421140B1/en
Priority to ES09843307.1T priority patent/ES2683630T3/es
Publication of WO2010119526A1 publication Critical patent/WO2010119526A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
    • H03K17/08142—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/10—Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage
    • H03K17/102—Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
    • H03K17/6874—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor in a symmetrical configuration
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
    • Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy

Definitions

  • the present invention relates to an inverter device, an electric motor drive device, a refrigeration air conditioner, and a power generation system.
  • variable voltage / variable frequency inverter As the variable voltage / variable frequency inverter is put into practical use, application fields of various power converters have been developed.
  • a three-phase voltage source inverter or the like is used for a drive circuit used in an electric motor drive device or the like.
  • the three-phase voltage source inverter includes a three-phase bridge circuit using a power semiconductor switching element such as a thyristor, transistor, IGBT, or MOSFET.
  • the switching element of each phase can be realized by directly connecting the positive terminal and the negative terminal to the positive terminal and the negative terminal of the DC voltage source, respectively.
  • such standard circuits have been improved to further increase the efficiency.
  • the conventional device as described above has a problem that a high-function and expensive control device is necessary to control the reverse voltage application timing due to dv / dt variation of the switching element.
  • the reverse voltage is applied by the additional circuit, there is a problem that the inverter efficiency is remarkably lowered when the additional circuit fails.
  • the conventional inverter device has a problem in that recovery loss occurs due to the switching element having a parasitic diode during switching.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to obtain an inverter device, an electric motor drive device, a refrigeration air conditioner, and a power generation system that can reduce recovery loss. It is another object of the present invention to obtain an inverter device, an electric motor drive device, a refrigeration air conditioner, and a power generation system that can improve energy efficiency with a relatively simple configuration.
  • the inverter device includes a plurality of arms that conduct and cut off current, and at least one of the plurality of arms includes a parasitic diode, the plurality of switching elements connected in series to each other, and the plurality of the plurality of arms And a free-wheeling diode connected in parallel.
  • An electric motor drive device is an electric motor drive device that drives an electric motor, and includes the inverter device described above and a control unit that controls the inverter device.
  • a refrigerating and air-conditioning apparatus includes the above-described electric motor driving device and an electric motor driven by the electric motor driving device.
  • the power generation system includes a power generation device that generates DC power and the inverter device, and the inverter device converts the DC power generated by the power generation device into AC power.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of an arm of the inverter circuit according to the first embodiment.
  • 1 is a diagram illustrating a configuration of an inverter circuit according to a first embodiment.
  • 1 is a schematic diagram showing a structure of a MOSFET having an SJ structure according to a first embodiment. It is a figure which shows an example of the relationship between the drain-source voltage regarding on MOSFET of SJ structure, and ON resistance. It is a figure which shows the structure of the electric motor drive device which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 10 is a flowchart showing a PWM creation sequence according to the second embodiment. It is a figure which shows an example of the PWM switching pattern of the electric motor drive device which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 10 is a flowchart showing a PWM creation sequence according to the second embodiment. It is a figure which shows an example of the PWM switching pattern of the electric motor drive device which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 10 is a flowchart
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a PWM switching pattern in underlined two-phase modulation of an inverter circuit according to Embodiment 3.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a PWM switching pattern in two-phase modulation with an overlay on an inverter circuit according to a third embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration of a grid-connected photovoltaic power generation system according to Embodiment 6. It is a figure which shows the structure of the refrigeration air conditioning apparatus which concerns on Embodiment 7.
  • FIG. It is a figure which shows the structure of the conventional inverter circuit. It is a figure which shows an example of the equivalent short circuit formation by the parasitic diode of the conventional MOSFET. It is the figure which showed an example of the short circuit current concerning the conventional inverter circuit.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of an arm of an inverter circuit according to the first embodiment.
  • the arm 4 includes an upper switching element 5, a lower switching element 6, and a free wheel diode 9. This arm 4 conducts and cuts off current.
  • the upper switching element 5 is composed of, for example, a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor) having a super junction structure (hereinafter referred to as "SJ structure").
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor
  • SJ structure super junction structure
  • the lower switching element 6 is configured by a MOSFET.
  • the lower switching element 6 has a parasitic diode 8.
  • the parasitic diode 8 of the lower switching element 6 has a shorter reverse recovery time than the parasitic diode 7 of the upper switching element 5.
  • the lower switching element 6 is not necessarily required to have a high breakdown voltage, and may have a low breakdown voltage.
  • the lower switching element 6 may have a lower withstand voltage than the upper switching element 5.
  • the upper switching element 5 and the lower switching element 6 correspond to the “switching element” in the present invention.
  • the upper switching element 5 and the lower switching element 6 are connected in series with each other.
  • an upper switching element 5 constituted by an n-channel MOSFET and a lower switching element 6 constituted by a p-channel MOSFET are connected in series.
  • an upper switching element 5 constituted by a p-channel MOSFET and a lower switching element 6 constituted by an n-channel MOSFET are connected in series. That is, the upper switching element 5 and the lower switching element 6 are connected in series with a MOSFET having a channel different from that of the MOSFET.
  • the upper switching element 5 configured by an n-channel MOSFET and the lower switching element 6 configured by an n-channel MOSFET are connected in reverse series as a source common. That is, the upper switching element 5 and the lower switching element 6 are connected in reverse series with a MOSFET having the same channel as that of the MOSFET.
  • the freewheeling diode 9 is connected in parallel with the upper switching element 5 and the lower switching element 6.
  • the free wheeling diode 9 is connected so as to have the same polarity as the parasitic diode 7 of the upper switching element 5.
  • the freewheeling diode 9 has a shorter reverse recovery time than the parasitic diode 7 and the parasitic diode 8.
  • the freewheeling diode 9 functions to flow a freewheeling current when the upper switching element 5 and the lower switching element 6 are in the off state.
  • the present invention is not limited to this, and any switching element having a parasitic diode may be used. it can.
  • the arm 4 is provided with two switching elements.
  • the present invention is not limited to this, and two or more switching elements may be provided.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of the inverter circuit according to the first embodiment.
  • the inverter circuit 2 is configured by bridge-connecting six arms 4a to 4f. This inverter circuit 2 conducts and cuts off the current by the arms 4a to 4f, converts the DC voltage from the DC voltage source 12 into a three-phase AC of an arbitrary voltage and an arbitrary frequency, and supplies it to the load device 16. Is.
  • the inverter circuit 2 corresponds to the “inverter device” in the present invention.
  • the inverter device is also referred to as a power conversion device.
  • each of the arms 4a, 4b, and 4c is connected to the high voltage side (P side) of the DC voltage source 12.
  • One end of each of the arms 4d, 4e, and 7f is connected to the low voltage side (N side) of the DC voltage source 12.
  • the connection point between the arms 4 a and 4 d, the connection point between the arms 4 b and 4 e, and the connection point between the arms 4 c and 4 f are connected to the load device 16.
  • the arms 4a, 4b, and 4c are also referred to as “upper arms”.
  • the arms 4d, 4e, and 4f are also referred to as “lower arms”.
  • Each arm 4a to 4f includes upper switching elements 5a to 5f, lower switching elements 6a to 6f, and freewheeling diodes 9a to 9f.
  • the upper switching elements 5a to 5f include parasitic diodes 7a to 7f.
  • the lower switching elements 6a to 6f include parasitic diodes 8a to 8f.
  • SiC silicon carbide
  • GaN gallium nitride
  • power MOSFETs having an SJ structure have emerged, and devices having a low on-resistance (ultra-low on-resistance) compared to conventional structures have been realized.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing the structure of the SJ-structure MOSFET according to the first embodiment.
  • the MOSFET having the SJ structure includes a gate 21, a source 22, a drain 23, a substrate (polarity n +) 24, a p layer 25, and an n layer 26.
  • the MOSFET having the SJ structure has an advantage that the on-resistance can be reduced and the breakdown voltage can be improved by balancing the charge of the p layer 25 and the n layer 26.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of the relationship between the drain-source voltage and the on-resistance for the SJ-structure MOSFET.
  • the on-resistance increases as the drain-source voltage increases.
  • the on-resistance can be kept low.
  • the SJ-structure MOSFET has a characteristic that the reverse recovery time of the parasitic diode is longer than that of the conventional MOSFET.
  • FIG. 19 is a diagram showing a configuration of a conventional inverter circuit.
  • the conventional inverter circuit 2 bridge-connects switching elements 101a to 101f made of SJ-structure MOSFETs.
  • the inverter circuit 2 performs switching control of the switching elements 101a to 101f based on, for example, a PWM signal from the control unit 11. Thereby, the DC voltage from the DC voltage source 12 is converted into a three-phase AC having an arbitrary voltage and an arbitrary frequency, and supplied to the electric motor 1, for example.
  • the configuration of the conventional inverter circuit 2 is generally a circuit having one switching element 101a to 101f in each of the upper arm and the lower arm.
  • the recovery loss of the parasitic diodes 102a to 102f associated with the switching elements 101a to 101f cannot be ignored.
  • FIG. 20 is a diagram showing an example of forming an equivalent short circuit using a parasitic diode of a conventional MOSFET.
  • U phase focus on the U phase.
  • both the U-phase upper switching element 101a and the U-phase lower switching element 101d are turned off.
  • a case where the switching element 101a on the upper side of the U phase is turned on when a load current (return current) flows through the parasitic diode 102d on the lower side of the U phase will be considered.
  • the accumulated carriers (charges) can be energized during the reverse recovery time (recovery time).
  • the parasitic diode 102d since the parasitic diode 102d can be regarded as a kind of capacitor, the parasitic diode 102d is in a conductive state until the stored charge amount is completely discharged, that is, until the parasitic diode 102d is turned off. For this reason, as shown in FIG. 20, when the switching element 101a on the upper side of the U phase is turned on, a circuit for short-circuiting the DC voltage source 12 is formed during the reverse recovery time of the parasitic diode 102d. That is, during this period, the switching element 101a on the upper side of the U phase and the parasitic diode 102d on the lower side of the U phase can be equivalently regarded as a short circuit.
  • the time for forming such an equivalent short circuit depends on the reverse recovery time of the parasitic diode 102 of the MOSFET, and the recovery loss increases as the reverse recovery time increases.
  • the time required for forming an equivalent short circuit due to the presence of the parasitic diode 102 when switching is switched.
  • the recovery loss was large because
  • FIG. 21 is a diagram showing an example of a short-circuit current according to a conventional inverter circuit.
  • FIG. 21 shows a short circuit current on the main circuit side (DC voltage source 12 side) due to an equivalent short circuit at turn-on.
  • FIG. 21 when an arbitrary switching element 101 is turned off and the switching element 101 on the opposite side is turned on, it is equivalent in the loop path to the main circuit side until the charge of the parasitic diode 102 is completely discharged. Since a short circuit current flows, loss is worsened.
  • the upper switching element 5 and the lower switching element 6 of the arm 4 are supplied with gate signals of the same logic. That is, the upper switching element 5 and the lower switching element 6 in the same arm 4 are controlled to the on state and the off state at the same timing.
  • the inverter circuit 2 does not turn on the upper switching element 5 at the time of switching switching even when the upper switching element 5 having the parasitic diode 7 having a long reverse recovery time is used. .
  • the arm 4 is in a conductive state only during the reverse recovery time (recovery time) of the freewheeling diode 9.
  • the arm 4 of the inverter circuit 2 is connected in series so that the parasitic diode 7 of the upper switching element 5 and the parasitic diode 8 of the lower switching element 6 are opposite in polarity. Has been. For this reason, the load current does not flow to the upper switching element 5 and the lower switching element 6, and it is possible to suppress the recovery current from flowing to the upper switching element 5 and the lower switching element 6 during switching. Therefore, even when the upper switching element 5 having the parasitic diode 7 having a long reverse recovery time is used, the recovery loss can be reduced. Therefore, the efficiency of the inverter circuit 2 can be improved.
  • the parasitic diode 8 of the lower switching element 6 has a shorter reverse recovery time than the parasitic diode 7 of the upper switching element 5. For this reason, the conduction path through which the load current flows to the upper switching element 5 when the arm 4 is switched can be blocked, the time for forming the equivalent short circuit can be shortened, and the recovery loss can be reduced.
  • the arm 4 includes a free wheeling diode 9 connected in parallel with the upper switching element 5 and the lower switching element 6. For this reason, a load current can be passed through the freewheeling diode 9.
  • the reverse recovery time of the free wheeling diode 9 is shorter than that of the parasitic diode 7 of the upper switching element 5. For this reason, the time for forming an equivalent short circuit during switching of the arm 4 can be shortened, and recovery loss can be reduced.
  • an SJ structure MOSFET is used as the upper switching element 5.
  • the on-resistance can be reduced, and the recovery loss can be reduced without impairing the merit that the breakdown voltage can be improved.
  • the channel resistance is low and the built-in potential (potential difference generated by the electric field in the depletion layer region) is low, so the increase in on-voltage is reduced. Therefore, a decrease in efficiency due to an increase in the number of switching elements can be minimized.
  • the inverter circuit 2 using the SJ-structure MOSFET is shown, but any switching element having a parasitic diode or a parasitic inductance can be used.
  • a short circuit can be further formed due to a difference in reverse recovery time characteristics between the upper switching element 5 in the arm 4 and the lower switching element 6. Can be prevented.
  • At least one or all of the arms 4 constituting the inverter circuit 2 may be modularized. By mounting such a module on the inverter circuit 2, it is possible to remove noise factors such as an increase in lead inductance. In addition, the mounting area can be reduced.
  • Embodiment 2 FIG. In the present embodiment, a description will be given of an electric motor drive device including the inverter circuit 2 of the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of the electric motor drive device according to the second embodiment.
  • the electric motor drive device includes an inverter circuit 2, a current detection unit 3 a, a current detection unit 3 b, a voltage detection unit 10, a control unit 11, and a DC voltage source 12.
  • This electric motor driving device is for driving the electric motor 1.
  • the control unit 11 corresponds to a “control unit” in the present invention.
  • the electric motor 1 is composed of, for example, a three-phase synchronous motor.
  • the electric motor 1 is connected to the inverter circuit 2.
  • the inverter circuit 2 has the same configuration as that of the first embodiment described above.
  • symbol is attached
  • Current detection means 3a and 3b detect a current (hereinafter also referred to as “motor current”) flowing through the winding of the motor 1.
  • the current detection means 3a and 3b are constituted by, for example, a current detection element, and detect a voltage corresponding to the motor current. Then, the voltage obtained by the current detection element is input to the control unit 11.
  • the voltage detection means 10 detects a DC voltage (bus voltage) supplied to the inverter circuit 2.
  • the voltage detection means 10 is composed of, for example, a voltage dividing circuit composed of a resistor / capacitor, an A / D converter, an amplifier, and the like.
  • the voltage detection means inputs the detected voltage to the control unit 11.
  • the control unit 11 is composed of, for example, a CPU (Central Processing Unit).
  • the controller 11 controls the inverter circuit 2 by PWM (Pulse Width Modulation) to drive the electric motor 1. Details of the operation will be described later.
  • control unit 11 converts the voltage input from the current detection means 3a and 3b into numerical data corresponding to the voltage value by a built-in A / D converter or the like, and the current flowing through the motor 1 is converted. Convert to data (information).
  • the current detection is not limited to this.
  • control unit 11 converts the voltage input from the voltage detection means 10 into numerical data corresponding to the voltage value by using a built-in A / D converter or the like, and converts it into DC bus voltage data (information). To do. Note that the bus voltage detection is not limited to this.
  • the control unit 11 can obtain the motor current data by the current detection means 3a and 3b.
  • the control unit 11 can also obtain bus voltage data via the voltage detection means 10.
  • the controller 11 performs an operation based on these data to generate a PWM duty signal (hereinafter referred to as a PWM signal), and operates the upper switching elements 5a to 5f and the lower switching elements 6a to 6f in the arm 4.
  • a voltage is applied to the electric motor 1 to control the driving operation of the electric motor 1.
  • control unit 11 creates a PWM signal to be output to the inverter circuit 2 based on the motor currents Iu and Iw will be described.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a PWM creation sequence according to the second embodiment. Hereinafter, the operation will be described based on each step of FIG.
  • the control unit 11 uses the characteristics of the three-phase balanced inverter such as “the sum of the three-phase currents becomes zero” from the two-phase currents (Iu, Iw) obtained based on the detection by the current detection means 3a and 3b. Then, the current flowing through each UVW phase is calculated.
  • the means for obtaining the excitation current and torque current of the control unit 11 performs coordinate conversion of each phase current value, and the excitation current component ( ⁇ -axis current) I ⁇ and torque current component ( ⁇ -axis current) I ⁇ are obtained. calculate. Specifically, the excitation current I ⁇ and the torque current I ⁇ are calculated by substituting and converting the motor currents Iu to Iw into the conversion matrix [C1] as shown in the following equation (1). However, (theta) in (1) shows an inverter rotation angle, and the case where a rotation direction is clockwise.
  • the electrical angular frequency of the rotor and the rotational frequency of the inverter circuit substantially coincide with each other. Therefore, the inverter circuit has the same frequency as the electrical angular frequency of the rotor.
  • a rotating coordinate system is generally referred to as a dq coordinate system.
  • the control unit 11 cannot accurately capture the dq axis coordinates, and is actually shifted from the dq coordinate system by a phase difference ⁇ to be an inverter circuit. Is rotating.
  • a coordinate system that rotates at the same frequency as the output voltage of the inverter circuit is generally referred to as a ⁇ coordinate system, and is handled separately from the rotating coordinate system. Since this embodiment shows an example in which no sensor is used, ⁇ and ⁇ are used as subscripts following this convention.
  • the calculation of the ON times (or OFF times) Tup to Twn of the switching elements in each arm 4 is not limited to the method described above, and may be calculated using a conventional method such as space vector modulation. .
  • the PWM signal generating means of the control unit 11 transmits a PWM signal obtained by converting the switching time in one carrier cycle to the inverter circuit 2 as PWM signals Up to Wn.
  • the inverter circuit 2 the upper switching element 5 and the lower switching element 6 in each arm 4 operate based on the same gate signal based on the PWM signals Up to Wn from the control unit 11, and a pulse voltage corresponding to the operation is supplied to the motor. 1 is applied to drive the electric motor 1.
  • FIG. 7 shows the logic of the PWM signal of the switching element.
  • the present embodiment includes the same inverter circuit 2 as in the first embodiment, and drives the electric motor 1 by PWM control of the inverter circuit 2 based on the electric motor current. For this reason, the load current (return current) from the electric motor 1 does not flow to the upper switching element 5 and the lower switching element 6, and it is possible to suppress the recovery current from flowing to the upper switching element 5 at the time of switching. . Therefore, even when the upper switching element 5 having the parasitic diode 7 having a long reverse recovery time is used, the recovery loss can be reduced. Therefore, the efficiency of the inverter circuit 2 can be improved, and the energy efficiency of the electric motor drive device can be improved.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating the configuration of the electric motor drive device according to the third embodiment. As shown in FIG. 8, the electric motor drive device in the present embodiment is different from the second embodiment in the configuration of the lower arm of the inverter circuit 2. Other configurations are the same as those of the second embodiment, and the same reference numerals are given to the same portions.
  • the lower arms (arms 4d to 4f) of the inverter circuit 2 in the present embodiment are configured by one switching element 13d to 13f and free-wheeling diodes 9d to 9f connected in parallel to the switching elements 13d to 13f, respectively.
  • the configuration of the upper arms (arms 4a to 4c) of the inverter circuit 2 is the same as that of the second embodiment.
  • the switching elements 13d to 13f are composed of elements such as an IGBT having a slow switching speed, for example.
  • a MOSFET may be used in consideration of various conditions (carrier frequency, switching speed, degree of recovery loss, availability, etc.).
  • the switching elements 13d to 13f in the present embodiment correspond to the “second switching element” in the present invention.
  • the freewheeling diodes 9d to 9f in the present embodiment correspond to the “second freewheeling diode” in the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram showing the upper arm logic state of the PWM inverter.
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the inverter rotation angle of the PWM inverter and the voltage command vector.
  • the gate signal logics of the two switching elements in the arms 4a to 4c are the same.
  • each arm 4 there are eight types of output states (hereinafter referred to as “voltage vectors”).
  • the upper arm logic is set to “1” for the ON state, “0” for the OFF state, and each switching mode voltage vector (hereinafter, “basic voltage vector”). Is defined as follows.
  • FIG. 10 shows the relationship between the inverter rotation angle ⁇ and the voltage command vector V * based on the vector V1 direction (U-phase direction).
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a PWM switching pattern in underlined two-phase modulation of the inverter circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 11 shows an example of the gate signal pattern of the upper arm at the time of two-phase modulation with underlining.
  • the control unit 11 according to the present embodiment performs two-phase modulation with underlining by combining the voltage vectors described above. With such an operation, in the present embodiment, in combination with the configuration of the inverter circuit 2 described above, high efficiency can be achieved without increasing the number of elements by devising the PWM pattern.
  • a plurality of MOSFETs with low conduction loss in the upper arm are combined, the recovery loss is reduced, and underlaying two-phase modulation with a small number of switching is used in the lower arm. .
  • the lower arm is constituted by one switching element 13, it is possible to reduce the cost and reduce the global environmental load by suppressing the increase in the number of elements as much as possible.
  • the lower arm is configured by one switching element 13, but the upper arm may be configured by one switching element 13.
  • the control unit 11 performs PWM control of the inverter circuit 2 by the two-phase modulation with the overlay. Specific examples will be described below.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating the configuration of the electric motor drive device according to the third embodiment. As shown in FIG. 12, the motor drive device is different from the second embodiment in the configuration of the upper arm of the inverter circuit 2. Other configurations are the same as those of the second embodiment, and the same reference numerals are given to the same portions.
  • the upper arms (arms 4a to 4c) of the inverter circuit 2 are respectively constituted by one switching element 13a to 13c and free-wheeling diodes 9a to 9c connected in parallel to the switching elements 13a to 13c, respectively.
  • the configuration of the lower arms (arms 4d to 4f) of the inverter circuit 2 is the same as that of the second embodiment.
  • the switching elements 13a to 13c are composed of elements such as an IGBT having a slow switching speed, for example.
  • a MOSFET may be used in consideration of various conditions (carrier frequency, switching speed, degree of recovery loss, availability, etc.).
  • the switching elements 13a to 13c in the present embodiment correspond to “second switching elements” in the present invention.
  • the freewheeling diodes 9a to 9c in the present embodiment correspond to the “second freewheeling diode” in the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a PWM switching pattern in the two-phase modulation with an overlay on the inverter circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 13 shows an example of the gate signal pattern of the upper arm at the time of two-phase modulation with an overcoating.
  • the control unit 11 performs two-phase modulation with a superposition by combining the voltage vectors described above. With such an operation, in the present embodiment, in combination with the configuration of the inverter circuit 2 described above, high efficiency can be achieved without increasing the number of elements by devising the PWM pattern.
  • a combination of a plurality of MOSFETs with low conduction loss in the lower arm is used to reduce the recovery loss, and further, two-phase modulation with an extension with a small number of switching is used in the upper arm.
  • the upper arm is constituted by one switching element 13, it is possible to reduce the cost and reduce the environmental load by suppressing the increase in the number of elements as much as possible.
  • the present invention is not limited to this, and at least one of the upper arm or the lower arm may be configured by one switching element. Even in such a configuration, the cost can be reduced by suppressing the increase in the number of elements.
  • an SJ-structure MOSFET is used as the upper switching element 5 of the arm 4 of the inverter circuit 2 .
  • the present invention is not limited to this, and any switching element having a parasitic diode or parasitic inductance can be used.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration of an electric motor drive device according to the fourth embodiment.
  • the motor driving device in the present embodiment detects the DC current source 12, the inverter circuit 2 a (master side) and the inverter circuit 2 b (slave side), the motor 1, and the motor current flowing through the motor 1.
  • a control unit 11 for driving the electric motor 1 by PWM control of the current detection units 3 a and 3 b, the voltage detection unit 10, and the inverter circuits 2 a and 2 b is provided.
  • the inverter circuit 2a on the master side has the same configuration as that of the first embodiment.
  • the slave-side inverter circuit 2b is configured by bridging arms 15a to 15f.
  • the arms 15a to 15f of the inverter circuit 2b are respectively configured by one switching element 14a to 14f and a free wheel diode 9a to 9f connected in parallel to the switching element 14a to 14f, respectively.
  • the switching elements 14a to 14f are constituted by elements such as an IGBT having a low switching speed, for example.
  • a MOSFET may be used in consideration of various conditions (carrier frequency, switching speed, degree of recovery loss, availability, etc.).
  • the inverter circuit 2b in the present embodiment corresponds to the “second inverter device” in the present invention.
  • the PWM control of the inverter circuit 2a on the master side by the control unit 11 performs the PWM output by the method shown in the first embodiment.
  • the slave-side inverter circuit 2b an operation in which the output is made constant at the P-side potential according to the polarity of each phase output voltage command of the master-side inverter circuit 2a (hereinafter also referred to as “pasting to the P side”), or An operation in which the output is constant at the N side potential (hereinafter also referred to as “pasting to the N side”) is performed.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating an example of the U-phase voltage command and the slave-side inverter U-phase potential of the electric motor drive device according to the fourth embodiment.
  • the upper arm of the inverter circuit 2b on the slave side is always turned off (applied to the N side).
  • the command voltage of the inverter circuit 2a on the master side is negative, the upper arm of the inverter circuit 2b on the slave side is always turned on (attached to the P side).
  • the upper arm and the lower arm of the inverter circuit 2b on the slave side are always turned off (not output).
  • the upper arm of the inverter circuit 2b on the slave side may be attached to either the P side or the N side.
  • each arm 15 is composed of one switching element 14. For this reason, the number of parts of the inverter circuit 2b can be reduced, and the cost can be reduced.
  • the SJ structure MOSFET is used as the upper switching element 5 of the arm 4 of the inverter circuit 2a.
  • any switching element having a parasitic diode or parasitic inductance is used.
  • the present invention can be applied to the cooperative operation of a plurality of inverter circuits.
  • At least one arm 4 or all the arms 4 of the master-side inverter circuit 2a, or all of the arms 4 or the slave-side inverter circuit 2b are integrated into at least one module for mounting. Therefore, it is possible to remove noise factors such as an increase in lead inductance. In addition, the mounting area can be reduced.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a configuration of an electric motor drive device according to the fifth embodiment.
  • the motor drive device according to the present embodiment includes a DC voltage source 12, an inverter circuit 2, a load device 16, a current detection unit 3 that detects a load current flowing through the load device 16, and a voltage detection unit 10.
  • the control section 11 includes a PWM control of the inverter circuit 2 to control the load device 16.
  • the same reference numerals are given to the same components as those in the first to fourth embodiments.
  • the inverter circuit 2 of the present embodiment is a circuit that forms a single-phase bridge by four arms 4a to 4d.
  • the configuration of each arm 4a to 4d is the same as that of the first embodiment.
  • each of the arms 4a to 4e is configured by the arm 4 configured by two switching elements.
  • the present invention is not limited to this, and at least one of the arms 4 may be constituted by one switching element and one free-wheeling diode depending on the element type. By combining these circuits, cost optimization can be achieved while maintaining necessary efficiency.
  • the SJ structure MOSFET is used as the upper switching element 5 of the arm 4 of the inverter circuit 2.
  • any switching element having a parasitic diode or a parasitic inductance is used. Even in this case, the present invention can be applied.
  • any at least one arm 4 of the inverter circuit 2 or all the arms 4 may be integrated into one module and mounted. Thereby, it is possible to remove noise factors such as an increase in lead inductance. In addition, the mounting area can be reduced.
  • Embodiment 6 FIG.
  • a power generation system an example of a grid-connected solar power generation system that supplies power by linking power generated by a solar battery to a commercial power system will be described.
  • FIG. 17 is a diagram showing a configuration of a grid-connected photovoltaic power generation system according to the sixth embodiment.
  • the grid-connected photovoltaic power generation system converts a solar cell array 51 including a plurality of solar cell modules and DC power generated by the solar cell array 51 into AC power, and single-phase.
  • a grid-connected inverter device 53 that supplies power to the commercial power grid 52.
  • the solar cell array 51 corresponds to the “power generation device” in the present invention.
  • the grid interconnection inverter device 53 includes a booster circuit 61, an inverter circuit 2, a filter circuit 62, a linkage relay 63, a current detection unit 3a, a current detection unit 3c, and an arithmetic processing unit 64.
  • the booster circuit 61 boosts the input DC voltage.
  • the inverter circuit 2 converts a DC voltage into a high frequency AC voltage.
  • the filter circuit 62 attenuates the high frequency switching component included in the output voltage of the inverter circuit 2.
  • the interconnection relay 63 connects / disconnects the output voltage of the filter circuit 62 to / from the single-phase commercial power system 52.
  • the current detection means 3a detects the output current of the inverter circuit 2.
  • the current detection unit 3 c detects the output current of the filter circuit 62.
  • the arithmetic processing unit 64 outputs a PWM signal for driving the inverter circuit 2 based on the information of the current detection means 3a, 3b.
  • the inverter circuit 2 is a bridge-structured inverter circuit as in the fourth embodiment, and includes arms 4a to 4d.
  • SJ-structure MOSFETs are used for the upper switching elements 5a to 5d in the arm 4.
  • Low-voltage MOSFETs are used for the lower switching elements 6a to 6d in the arm 4.
  • As the free-wheeling diodes 9a to 9f high-speed diodes having a short reverse recovery time are used.
  • the inverter circuit 2 has the same configuration as that of the fourth embodiment.
  • the present invention is not limited to this, and the inverter described in any of the first to fifth embodiments.
  • the circuit 2 may be used.
  • the present embodiment includes the inverter circuit 2 described in any of the first to fifth embodiments. Therefore, in the photovoltaic power generation system, as in the first to fifth embodiments, the inverter circuit The recovery current at the time of switching 2 can be reduced, and high-efficiency driving is possible. In the solar power generation system, an increase in power conversion efficiency in the inverter circuit 2 leads to an increase in the amount of generated power. Therefore, the user can obtain a larger amount of generated power by increasing the power conversion efficiency. Further, in this embodiment, since loss during power conversion can be reduced, heat generation in the inverter circuit 2 can be suppressed, and there are advantages such as downsizing of the heat radiating device and improvement in reliability of components due to reduction in temperature rise.
  • the present invention is applied not only to the inverter device connected to the independent load such as the electric motor 1 and the load device 16 as in the first to fifth embodiments, but also to the commercial power system as in the sixth embodiment. It can also be used for a grid-connected inverter device that is linked.
  • a grid-connected photovoltaic power generation system linked to a single-phase commercial power system is shown, but a grid-connected photovoltaic power generation system linked to a three-phase commercial power grid, The same effect can also be obtained in an independent solar power generation system that supplies power to an independent load without being linked to each other.
  • a solar power generation system using a solar cell module as a power generation element is shown.
  • a power generation system using any power generation element that generates DC power such as a fuel cell or a wind power generator. Needless to say, the same effect can be obtained.
  • FIG. FIG. 18 is a diagram showing a configuration of a refrigeration air conditioner according to Embodiment 7.
  • the refrigerating and air-conditioning apparatus according to the present embodiment includes an outdoor unit 201 and an indoor unit 204.
  • the outdoor unit 201 is connected to a refrigerant circuit (not shown) and constitutes a refrigerant compressor 202 constituting a refrigeration cycle.
  • a blower 203 for an outdoor unit that blows air to the chamber is provided.
  • the refrigerant compressor 202 and the blower 203 are rotationally driven by the electric motor 1 controlled by the electric motor drive control device according to any one of the second to fifth embodiments described above. It goes without saying that even if the electric motor 1 is operated with such a configuration, the same effects as those of the first to fifth embodiments can be obtained.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Photovoltaic Devices (AREA)

Abstract

　リカバリー損失を低減させることができるインバータ装置、電動機駆動装置、冷凍空調装置、及び発電システムを得る。　電流を導通及び遮断する複数のアーム４を備え、複数のアーム４のうち少なくとも１つは、寄生ダイオードを有し、互いに直列接続された複数のスイッチング素子と、複数のスイッチング素子と並列に接続された還流ダイオード９とを備えたものである。

Description

インバータ装置、電動機駆動装置、冷凍空調装置、及び発電システム
　本発明は、インバータ装置、電動機駆動装置、冷凍空調装置、及び発電システムに関するものである。
　可変電圧・可変周波数インバータが実用化されるに従って、各種の電力変換装置の応用分野が開拓されてきた。例えば、電動機駆動装置等に用いられる駆動回路には、三相電圧形インバータ等が用いられる。三相電圧形インバータは、サイリスタ、トランジスタ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等の電力用半導体スイッチング素子を用いた三相のブリッジ回路等で構成される。本回路において、各相のスイッチング素子は、正極端子及び負極端子を直流電圧源の正極端子及び負極端子にそれぞれ直接接続することで実現できる。近年、装置の高効率化が進むにつれ、このようなスタンダードな回路を改良し、さらなる高効率化が推進されてきている。
　従来の技術では、例えば「直流電圧源に直列接続され、負荷に電力を供給する一対の主回路スイッチング素子と、これら各主回路スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードと、これら各還流ダイオードが遮断するにあたって、前記直流電圧源より小さな逆電圧を各還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路とを備えたことを特徴とする電力変換装置。」が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開平１０－３２７５８５号公報（請求項１）
　上記のような従来の装置は、スイッチング素子のｄｖ／ｄｔばらつき等により、逆電圧印加タイミングを制御するために、高機能・高価な制御装置が必要である、という問題点があった。また、付加回路による逆電圧印加を行うため、付加回路故障時にインバータ効率が著しく低下する、という問題点があった。
　また、従来のインバータ装置は、スイッチングの際、寄生ダイオードを有するスイッチング素子によりリカバリー損失が生じる、という問題点があった。
　本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、リカバリー損失を低減させることができるインバータ装置、電動機駆動装置、冷凍空調装置、及び発電システムを得ることを目的とする。
　また、比較的簡易な構成により、エネルギー効率を向上させることができるインバータ装置、電動機駆動装置、冷凍空調装置、及び発電システムを得ることを目的とする。
　この発明に係るインバータ装置は、電流を導通及び遮断する複数のアームを備え、前記複数のアームのうち少なくとも１つは、寄生ダイオードを有し、互いに直列接続された複数のスイッチング素子と、前記複数のスイッチング素子と並列に接続された還流ダイオードとを備えたものである。
　この発明に係る電動機駆動装置は、電動機を駆動する電動機駆動装置であって、上記のインバータ装置と、前記インバータ装置を制御する制御手段とを備えたものである。
　この発明に係る冷凍空調装置は、上記の電動機駆動装置と、前記電動機駆動装置により駆動される電動機とを備えたものである。
　この発明に係る発電システムは、直流電力を発生する発電装置と、上記のインバータ装置とを備え、前記インバータ装置は、前記発電装置が発生した直流電力を交流電力へ変換するものである。
　この発明は、寄生ダイオードを有する複数のスイッチング素子が、互いに直列接続されたアームを備えるので、アームのスイッチング時のリカバリー損失を低減させることができる。また、比較的簡易な構成により、エネルギー効率を向上させることができる。
実施の形態１に係るインバータ回路のアームの構成を示す図である。 実施の形態１に係るインバータ回路の構成を示す図である。 実施の形態１に係るＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴの構造を示す概略図である。 ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴに関するドレイン－ソース間電圧とオン抵抗との関係の一例を示す図である。 実施の形態２に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。 実施の形態２に係るＰＷＭ作成シーケンスを示すフローチャートである。 実施の形態２に係る電動機駆動装置のＰＷＭスイッチングパターンの一例を示す図である。 実施の形態３に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。 ＰＷＭインバータの上アーム論理状態を表す図である。 ＰＷＭインバータのインバータ回転角と電圧指令ベクトルとの関係を示す図である。 実施の形態３に係るインバータ回路の下張付き２相変調におけるＰＷＭスイッチングパターンの一例を示す図である。 実施の形態３に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。 実施の形態３に係るインバータ回路の上張付き２相変調におけるＰＷＭスイッチングパターンの一例を示す図である。 実施の形態４に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。 実施の形態４に係る電動機駆動装置のＵ相電圧指令及びスレーブ側インバータＵ相電位の一例を表す図である。 実施の形態５に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。 実施の形態６に係る系統連系型太陽光発電システムの構成を示す図である。 実施の形態７に係る冷凍空調装置の構成を示す図である。 従来のインバータ回路の構成を示す図である。 従来のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードによる等価的短絡回路形成の一例を示す図である。 従来のインバータ回路に係る短絡電流の一例を示した図である。
実施の形態１．
＜アーム４の構成＞
　図１は実施の形態１に係るインバータ回路のアームの構成を示す図である。
　図１に示すように、アーム４は、上側スイッチング素子５、下側スイッチング素子６、及び還流ダイオード９を備えている。このアーム４は、電流を導通及び遮断するものである。
　上側スイッチング素子５は、例えば、スーパージャンクション（Super Junction）構造（以下「ＳＪ構造」という。）のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）により構成される。上側スイッチング素子５は、寄生ダイオード７を有する。なお、ＳＪ構造については後述する。
　下側スイッチング素子６は、ＭＯＳＦＥＴにより構成される。下側スイッチング素子６は、寄生ダイオード８を有する。
　下側スイッチング素子６の寄生ダイオード８は、上側スイッチング素子５の寄生ダイオード７と比較して、逆回復時間が短いものである。
　なお、下側スイッチング素子６は、高耐圧のものが必須ではなく、低耐圧のものを用いても良い。例えば、下側スイッチング素子６は、上側スイッチング素子５と比較して、耐圧が低いものを用いても良い。
　なお、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６は、本発明における「スイッチング素子」に相当する。
　上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６は、互いに直列接続されている。
　例えば、ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴにより構成された上側スイッチング素子５と、ｐチャネルのＭＯＳＦＥＴにより構成された下側スイッチング素子６とを直列接続する。
　また例えば、ｐチャネルのＭＯＳＦＥＴにより構成された上側スイッチング素子５と、ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴにより構成された下側スイッチング素子６とを直列接続する。
　つまり、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６は、当該ＭＯＳＦＥＴのチャネルと異なるチャネルのＭＯＳＦＥＴと直列接続される。
　また例えば、ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴにより構成された上側スイッチング素子５と、ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴにより構成された下側スイッチング素子６とを、ソースコモンとして逆直列接続する。
　つまり、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６は、当該ＭＯＳＦＥＴのチャネルと同一チャネルのＭＯＳＦＥＴと逆直列接続される。
　このように上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６を接続することにより、上側スイッチング素子５の寄生ダイオード７の極性と、下側スイッチング素子６の寄生ダイオード８の極性とが逆になるように直列接続される。
　還流ダイオード９は、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６と並列に接続されている。また、還流ダイオード９は、上側スイッチング素子５の寄生ダイオード７と同極性になるように接続されている。
　この還流ダイオード９は、寄生ダイオード７及び寄生ダイオード８と比較して、逆回復時間が短いものである。
　還流ダイオード９は、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６がオフ状態のときに、還流電流を流す働きをするものである。
　なお、本実施の形態では、「スイッチング素子」としてＭＯＳＦＥＴを用いた形態を説明するが、本発明はこれに限るものではなく、寄生ダイオードを有するものであれば、任意のスイッチング素子を用いることができる。
　なお、本実施の形態では、アーム４に、スイッチング素子を２つ備える場合を説明するが、本発明はこれに限るものではなく、２以上のスイッチング素子を備えても良い。
＜インバータ回路２の構成＞
　図２は実施の形態１に係るインバータ回路の構成を示す図である。
　図２に示すように、インバータ回路２は、６つのアーム４ａ～４ｆを各々ブリッジ接続して構成される。
　このインバータ回路２は、各アーム４ａ～４ｆにより電流を導通及び遮断して、直流電圧源１２からの直流電圧を、任意電圧、任意周波数の３相交流に変換して、負荷装置１６へ供給するものである。
　なお、インバータ回路２は、本発明における「インバータ装置」に相当する。
　なお、インバータ装置は、電力変換装置とも称される。
　アーム４ａ、４ｂ、４ｃは、直流電圧源１２の高圧側（Ｐ側）に一端が接続される。
　アーム４ｄ、４ｅ、７ｆは、直流電圧源１２の低圧側（Ｎ側）に一端が接続される。
　そして、アーム４ａ及び４ｄの接続点、アーム４ｂ及び４ｅの接続点、アーム４ｃ及び４ｆの接続点が負荷装置１６と接続される。
　なお、以下の説明において、アーム４ａ、４ｂ、４ｃは、「上アーム」とも称する。
　また、以下の説明において、アーム４ｄ、４ｅ、４ｆは、「下アーム」とも称する。
　各アーム４ａ～４ｆは、上側スイッチング素子５ａ～５ｆ、下側スイッチング素子６ａ～６ｆ、還流ダイオード９ａ～９ｆを備えている。
　上側スイッチング素子５ａ～５ｆは、寄生ダイオード７ａ～７ｆを備えている。下側スイッチング素子６ａ～６ｆは、寄生ダイオード８ａ～８ｆを備えている。
　以上、本実施の形態におけるアーム４及びこれを備えるインバータ回路２の構成を説明した。
　次に、上側スイッチング素子５に用いるＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴの特徴と、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いた従来のインバータ回路の問題点について説明する。
＜ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴ＞
　ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のパワーデバイスは、民生機器から産業機器まで様々な用途に使われてきた。現在、ＳｉＣ（炭化ケイ素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）等を用いたデバイス開発が様々な形で行われてきている。
　一方、パワーＭＯＳＦＥＴにおいても、ＳＪ構造のものが出現してきており、従来の構造と比較してオン抵抗が低い（超低オン抵抗）のデバイスが実現されている。
　図３は実施の形態１に係るＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴの構造を示す概略図である。　
　図３に示すように、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴは、ゲート２１、ソース２２、ドレイン２３、基板（極性ｎ＋）２４、ｐ層２５、及びｎ層２６により構成される。
　ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴは、ｐ層２５とｎ層２６とのチャージをバランスさせることで、オン抵抗を低減することができ、耐圧を向上させることができるといったメリットを有する。
　図４はＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴに関するドレイン－ソース間電圧とオン抵抗との関係の一例を示す図である。
　図４に示すように、従来のＭＯＳＦＥＴでは、ドレイン－ソース間電圧が上昇するにつれて、オン抵抗が増大する。ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴでは、オン抵抗を低く抑えることが可能である。
　しかし、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴは、従来のＭＯＳＦＥＴと比較して、寄生ダイオードの逆回復時間が長いという特性を有する。
＜従来のインバータ回路の問題点＞
　上記のような特性を有するＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを、インバータ回路に適用する際の問題点について説明する。
　図１９は従来のインバータ回路の構成を示す図である。
　図１９に示すように、従来のインバータ回路２は、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子１０１ａ～１０１ｆをブリッジ接続する。インバータ回路２は、例えば制御部１１からのＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング素子１０１ａ～１０１ｆをスイッチング制御する。
　これにより、直流電圧源１２からの直流電圧を、任意電圧、任意周波数の３相交流に変換して、例えば電動機１に供給する。
　このように、従来のインバータ回路２の構成は、上アーム及び下アームに、それぞれ１個ずつのスイッチング素子１０１ａ～１０１ｆを有する回路がこれまで一般的であった。
　このような回路構成で、ＰＷＭを用いた電動機駆動運転を行う場合、各スイッチング素子１０１ａ～１０１ｆに付随する寄生ダイオード１０２ａ～１０２ｆのリカバリー損失が無視できなくなる。
　図２０は従来のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードによる等価的短絡回路形成の一例を示す図である。
　例えば、Ｕ相に着目する。今、Ｕ相上側のスイッチング素子１０１ａ及びＵ相下側のスイッチング素子１０１ｄが、共にオフ状態とする。そして、Ｕ相下側の寄生ダイオード１０２ｄに、負荷電流（還流電流）が流れているときに、Ｕ相上側のスイッチング素子１０１ａをターンオンする場合について考察する。
　この場合、寄生ダイオード１０２ｄに逆バイアスが与えられても、蓄積されたキャリア（電荷）によって、逆回復時間（リカバリー時間）の間、通電が可能な状態となる。
　すなわち、寄生ダイオード１０２ｄは、一種のコンデンサとみなせるから、蓄えた電荷量を放出し終えるまで、すなわち、寄生ダイオード１０２ｄがオフするまでの間、導通状態となる。
　このため、図２０に示すように、Ｕ相上側のスイッチング素子１０１ａをオンにすると、寄生ダイオード１０２ｄの逆回復時間の間、直流電圧源１２を短絡する回路が形成される。つまり、この期間中において、Ｕ相上側のスイッチング素子１０１ａと、Ｕ相下側の寄生ダイオード１０２ｄとが、等価的に短絡回路とみなせる。
　このような等価的短絡回路を形成する時間は、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード１０２の逆回復時間に依存することになり、逆回復時間が長くなる程、リカバリー損失が大きくなる。
　この例のように、従来のインバータ回路２においては、逆回復時間が長いＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子１０１に用いると、スイッチングの切替え時に寄生ダイオード１０２の存在により等価的短絡回路が形成される時間が長くなるため、リカバリー損失が大きかった。
　図２１は従来のインバータ回路に係る短絡電流の一例を示した図である。
　図２１においては、ターンオン時の等価的短絡回路による主回路側（直流電圧源１２側）短絡電流を示している。
　図２１に示すように、任意のスイッチング素子１０１がターンオフし、逆側のスイッチング素子１０１がターンオンする際、寄生ダイオード１０２の電荷が放出し終わるまでの間、主回路側とのループ経路にて等価的な短絡電流が流れるため、損失悪化を招くことになる。
＜インバータ回路２の動作＞
　次に、上記のような短絡電流を防止して、リカバリー損失を低減するインバータ回路２の動作について説明する。
　再び図２を用いて説明する。
　本実施の形態におけるアーム４の上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６は、同一論理のゲート信号が供給される。つまり、同一のアーム４内における上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６は、同一のタイミングでオン状態及びオフ状態に制御される。
　例えば、Ｕ相に着目する。今、Ｕ相上側のアーム４ａ及びＵ相下側のアーム４ｄが、共にオフ状態とする。この場合、Ｕ相下側のアーム４ｄの還流ダイオード９ｄに、負荷電流（還流電流）が流れる。
　このとき、下側スイッチング素子６ｄの寄生ダイオード８ｄは、還流ダイオード９ｄと逆極性となるように接続されているため、寄生ダイオード８ｄにより、負荷電流が上側スイッチング素子５へ流れる導通経路をブロックしている。このため、逆回復時間が長い寄生ダイオード７ｄには、負荷電流は流れない。
　次に、Ｕ相上側のアーム４ａがターンオンされた場合、寄生ダイオード７ｄに逆バイアスが与えられても、寄生ダイオード７ｄには負荷電流が流れていないため、リカバリー電流が流れることがない。
　この例のように、本実施の形態におけるインバータ回路２は、逆回復時間が長い寄生ダイオード７を有する上側スイッチング素子５を用いても、スイッチング切替え時に上側スイッチング素子５が導通状態になることがない。
　なお、負荷電流は還流ダイオード９に流れるため、還流ダイオード９の逆回復時間（リカバリー時間）の間だけ、アーム４が導通可能な状態となる。
　以上のように本実施の形態においては、インバータ回路２のアーム４は、上側スイッチング素子５の寄生ダイオード７と、下側スイッチング素子６の寄生ダイオード８とが、極性が逆になるように直列接続されている。
　このため、負荷電流が上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６に流れることが無く、スイッチング切替え時に、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６にリカバリー電流が流れることを抑制することができる。
　よって、逆回復時間が長い寄生ダイオード７を有する上側スイッチング素子５を用いる場合であっても、リカバリー損失を低減させることができる。
　従って、インバータ回路２の効率を向上させることができる。
　また、下側スイッチング素子６の寄生ダイオード８は、上側スイッチング素子５の寄生ダイオード７と比較して、逆回復時間が短い。このため、アーム４のスイッチング時に負荷電流が上側スイッチング素子５へ流れる導通経路をブロックして、等価的短絡回路を形成する時間を短くすることができ、リカバリー損失を低減することができる。
　また、アーム４は、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６と並列に接続された還流ダイオード９を備える。このため、還流ダイオード９に負荷電流を流すことができる。
　また、還流ダイオード９の逆回復時間は、上側スイッチング素子５の寄生ダイオード７より短い。このため、アーム４のスイッチング時に等価的短絡回路を形成する時間を短くすることができ、リカバリー損失を低減することができる。
　また、上側スイッチング素子５としてＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いる。このため、オン抵抗を低減することができ、耐圧を向上させることができるといったメリットを損なわずに、リカバリー損失を低減させることができる。
　また、下側スイッチング素子６に、低耐圧のＭＯＳ－ＦＥＴを用いると、チャネル抵抗が低い上に、ビルトインポテンシャル（空乏層領域内の電界により発生する電位差）が低いので、オン電圧の増加を低く抑えられ、スイッチング素子数増加による効率低下は最小限に抑えることができる。
　なお、本実施の形態では、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いたインバータ回路２の場合を示したが、寄生ダイオード又は寄生インダクタンスが存在する任意のスイッチング素子を用いることができる。
　なお、還流ダイオード９に、逆回復時間が短い高速タイプのものを用いることで、アーム４内の上側スイッチング素子５と、下側スイッチング素子６の逆回復時間の特性の違いによる短絡回路形成がさらに防止できる。
　なお、インバータ回路２を構成するアーム４のうち少なくとも１つ、又は全てのアームを、モジュール化しても良い。このようなモジュールをインバータ回路２に実装することで、リードインダクタンス増加等のノイズ要因を除去することが可能となる。また、実装面積を削減することができる。
実施の形態２．
　本実施の形態では、上記実施の形態１のインバータ回路２を備えた電動機駆動装置につついて説明する。
＜構成＞
　図５は実施の形態２に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。
　図５に示すように、電動機駆動装置は、インバータ回路２、電流検出手段３ａ、電流検出手段３ｂ、電圧検出手段１０、制御部１１、直流電圧源１２を備える。
　この電動機駆動装置は、電動機１を駆動運転するものである。
　なお、制御部１１は、本発明における「制御手段」に相当する。
　電動機１は、例えば３相の同期電動機により構成される。電動機１はインバータ回路２に接続される。
　インバータ回路２は、上述した実施の形態１と同様の構成である。なお、上記実施の形態１と同様の構成には同一の符号を付する。
　電流検出手段３ａ及び３ｂは、電動機１の巻線に流れる電流（以下「電動機電流」ともいう。）を検出する。電流検出手段３ａ及び３ｂは、例えば電流検出素子により構成され、電動機電流に応じた電圧を検出する。そして、電流検出素子により得られた電圧を、制御部１１に入力する。
　電圧検出手段１０は、インバータ回路２に供給される直流電圧（母線電圧）を検出する。電圧検出手段１０は、例えば、抵抗・コンデンサ等から成る分圧回路、Ａ／Ｄ変換器、増幅器等で構成される。電圧検出手段は、検出した電圧を制御部１１に入力する。
　制御部１１は、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）により構成される。制御部１１は、インバータ回路２をＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御し、電動機１を駆動させる。動作の詳細は後述する。
　また、制御部１１は、電流検出手段３ａ及び３ｂから入力された電圧を、内蔵されるＡ／Ｄ変換器等により、その電圧値に応じた数値のデータに変換し、電動機１に流れる電流のデータ（情報）に換算する。なお、電流の検出はこれに限定されるものではない。
　また、制御部１１は、電圧検出手段１０から入力された電圧を、内蔵されるＡ／Ｄ変換器等により、電圧値に応じた数値データに変換し、直流母線電圧のデータ（情報）に換算する。なお、母線電圧の検出はこれに限定されるものではない。
　以上、本実施の形態における電動機駆動装置の構成を説明した。
　次に、本実施の形態における電動機駆動装置の動作を説明する。
＜動作＞
　ここでは、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）を用いた電動機駆動運転について説明する。
　本実施の形態では、磁極位置センサを付加せず、巻線に流れる電流のデータ（情報）等に基づいて、電動機1を駆動運転させる場合について説明する。
　本実施の形態における電動機駆動装置では、制御部１１は、電流検出手段３ａ及び３ｂにより、電動機電流のデータを得ることができる。また、制御部１１は、電圧検出手段１０を介して母線電圧のデータも得ることができる。制御部１１は、これらのデータに基づいて演算を行ってＰＷＭデューティ信号（以下、ＰＷＭ信号という）を生成し、アーム４内における上側スイッチング素子５ａ～５ｆ及び下側スイッチング素子６ａ～６ｆを動作させて、電動機１に電圧を印加させ、電動機１の駆動運転制御を行う。
　ここでは、電動機電流Ｉｕ及びＩｗに基づいて、制御部１１が、インバータ回路２に出力するＰＷＭ信号を作成する過程について説明する。
　図６は実施の形態２に係るＰＷＭ作成シーケンスを示すフローチャートである。
　以下、図６の各ステップに基づいて、動作を説明する。
（Ｓ２０１）
　制御部１１は、電流検出手段３ａ及び３ｂの検出に基づいて得られた２相電流（Ｉｕ，Ｉｗ）から、「３相電流の総和が０になる」といった３相平衡インバータの特徴等を利用し、ＵＶＷ各相に流れる電流を算出する。
（Ｓ２０２）
　次に、制御部１１が有する、励磁電流とトルク電流を求める手段により、各相電流値を座標変換し、励磁電流成分(γ軸電流)Ｉγとトルク電流成分(δ軸電流)Ｉδを算出する。具体的には、次式（１）に示すような変換行列［Ｃ１］に電動機電流Ｉｕ～Ｉｗを代入し、変換することにより励磁電流Ｉγ及びトルク電流Ｉδを算出することで行う。ただし、（１）式中のθはインバータ回転角で、回転方向が時計回りの場合を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　なお、パルスエンコーダ等の回転子位置を検出するセンサを用いる場合、回転子の電気角周波数とインバータ回路の回転周波数とはほぼ一致するので、回転子の電気角周波数と同一周波数でインバータ回路とが回転する座標系をｄｑ座標系と一般的に称する。
　一方、パルスエンコーダ等の回転子位置を検出するセンサを用いない場合は、制御部１１でｄｑ軸座標を正確に捉えることができず、実際にはｄｑ座標系と位相差Δθだけずれてインバータ回路が回転している。このような場合を想定して、一般的にはインバータ回路の出力電圧と同一周波数で回転する座標系をγδ座標系と称し、回転座標系とは区別して扱うこととしている。本実施の形態は、センサを用いない場合の例を示しているので、この慣例を踏襲してγ及びδを添え字としている。
（Ｓ２０３）
　次に、制御部１１が有するγ軸電圧・δ軸電圧指令演算手段により、励磁電流Ｉγ、トルク電流Ｉδ及び周波数指令ｆ＊から速度制御を含む各種ベクトル制御を行い、次回のγ軸電圧指令Ｖγ *及びδ軸電圧指令Ｖδ *を求める。
（Ｓ２０４）
　次に、制御部１１が有する各相電圧指令演算手段により、（１）式の逆行列［Ｃ１］-1である次式（２）を用いて各相電圧指令Ｖｕ＊～Ｖｖ＊を求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
（Ｓ２０５）
　次に、制御部１１が有するＰＷＭ信号デューティ作成手段により、インバータ回路２の各相電圧指令Ｖｕ＊～Ｖｖ＊と、電圧検出手段１０から得られた母線電圧Ｖｄｃとの比率（Ｖｄｃに対する各相電圧指令の比率）に基づいて、各アーム４内のスイッチング素子のＯＮ時間（あるいはＯＦＦ時間）Ｔｕｐ～Ｔｗｎを演算する。
　上述した通り、本実施の形態においては、各アーム４内のスイッチング素子は、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６の各２個で構成されているが、アーム４内の２素子のゲート信号論理は同一とする。すなわち、アーム４内の２素子に対するゲート信号を同一として処理することで、従来機種との互換性が保て、簡易な制御方法で実現可能となる。
　なお、各アーム４内のスイッチング素子のＯＮ時間（あるいはＯＦＦ時間）Ｔｕｐ～Ｔｗｎの算出は、上述した方法に限定するものではなく、従来の空間ベクトル変調等の手法を用いて算出しても良い。
（Ｓ２０６）
　次に、制御部１１が有するＰＷＭ信号発生手段により、１キャリア周期中のスイッチング時間を換算したＰＷＭ信号を、ＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎとしてインバータ回路２に発信する。
　インバータ回路２は、制御部１１からのＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎに基づき、各アーム４内の上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６が、同一ゲート信号で動作し、動作に対応するパルス電圧を電動機１に印加し、電動機１を駆動運転する。一例として、図７にスイッチング素子のＰＷＭ信号の論理を示す。
　以上のように本実施の形態においては、上記実施の形態１と同様のインバータ回路２を備え、電動機電流に基づき、インバータ回路２をＰＷＭ制御して、電動機１を駆動させる。
　このため、電動機１からの負荷電流（還流電流）が上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６に流れることが無く、スイッチング切替え時に、上側スイッチング素子５にリカバリー電流が流れることを抑制することができる。
　よって、逆回復時間が長い寄生ダイオード７を有する上側スイッチング素子５を用いる場合であっても、リカバリー損失を低減させることができる。
　従って、インバータ回路２の効率を向上させることができ、電動機駆動装置のエネルギー効率を向上させることができる。
実施の形態３．
　図８は実施の形態３に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。
　図８に示すように、本実施の形態における電動機駆動装置は、インバータ回路２の下アームの構成が、上記実施の形態２と異なる。なお、その他の構成は上記実施の形態２と同様であり同一部分には同一の符号を付する。
　本実施の形態におけるインバータ回路２の下アーム（アーム４ｄ～４ｆ）は、それぞれ、１つのスイッチング素子１３ｄ～１３ｆ、及びスイッチング素子１３ｄ～１３ｆとそれぞれ並列に接続された還流ダイオード９ｄ～９ｆにより構成される。
　なお、インバータ回路２の上アーム（アーム４ａ～４ｃ）の構成は、上記実施の形態２と同様である。
　スイッチング素子１３ｄ～１３ｆは、例えば、スイッチング速度が遅いＩＧＢＴ等の素子で構成する。なお、諸条件（キャリア周波数、スイッチング速度、リカバリー損失の程度、入手性等）を考慮してＭＯＳＦＥＴを用いても良い。
　なお、本実施の形態におけるスイッチング素子１３ｄ～１３ｆは、本発明における「第２のスイッチング素子」に相当する。
　なお、本実施の形態における還流ダイオード９ｄ～９ｆは、本発明における「第２の還流ダイオード」に相当する。
　次に、本実施の形態における電動機駆動装置の動作を説明する。
　図９はＰＷＭインバータの上アーム論理状態を表す図である。
　図１０はＰＷＭインバータのインバータ回転角と電圧指令ベクトルとの関係を示す図である。
　まず、インバータ回路２の上アーム論理、及びインバータ回転角と電圧指令ベクトルとの関係を説明する。
　本実施の形態においても、アーム４ａ～４ｃ内の２つのスイッチング素子のゲート信号論理を同一とする。これにより、各アーム４ａ～４ｆに供給されるゲート信号の論理は、直流母線の正側に接続された上アームがオンするか、負側に接続された下アームがオンするかのどちらかである。これが３相分あるから、全部で８種類（２3＝８）の上アームの論理状態が存在する。すなわち、出力状態（以下「電圧ベクトル」という。）が、８種類存在する。ここで、各アーム４のスイッチングの状態表記として、上アームの論理がＯＮ状態を「１」、ＯＦＦ状態を「０」とし、ベクトル長を持つ各スイッチングモードの電圧ベクトル（以下、「基本電圧ベクトル」という。）を次のように定義する。
　すなわち、図９に示すように、直流母線の（Ｗ相上アーム論理状態、Ｖ相上アーム論理状態、Ｕ相上アーム論理状態）＝（０，０，１）の場合をベクトルＶ1、（０，１，０）の場合をベクトルＶ2、（０，１，１）の場合をベクトルＶ3、（１，０，０）の場合をベクトルＶ4、（１，０，１）の場合をベクトルＶ5、（１，１，０）の場合をベクトルＶ6と称することにする。
　また、ベクトル長を持たない電圧ベクトル（以下「ゼロベクトル」という。）を次のように称する。すなわち、直流母線の（Ｗ相上アーム論理状態、Ｖ相上アーム論理状態、Ｕ相上アーム論理状態）＝（０，０，０）の場合をベクトルＶ0、（１，１，１）の場合をベクトルＶ7と称する。
　電動機１を円滑に回転させるためには、所望の電圧・周波数に対応した磁束を得る必要がある。これには、上記８種の電圧ベクトルを適当に組み合わせることで実現できる。
　図１０は、ベクトルＶ１方向（Ｕ相方向）を基準としたインバータ回転角θと電圧指令ベクトルＶ*の関係を示している。
　次に、本実施の形態における制御部１１のＰＷＭ制御について説明する。
　図１１は実施の形態３に係るインバータ回路の下張付き２相変調におけるＰＷＭスイッチングパターンの一例を示す図である。
　図１１においては、下張付き２相変調時の上アームのゲート信号パターンの一例を示している。
　本実施の形態の制御部１１は、図１１に示すように、上述した電圧ベクトルを組み合わせて、下張付き２相変調を行う。
　このような動作により、本実施の形態においては、上述したインバータ回路２の構成と併せて、ＰＷＭパターンの工夫で、素子数を増加させずに高効率化を図ることができる。
　以上のように本実施の形態においては、上アーム内で導通損が小さいＭＯＳＦＥＴを複数個組み合わせ、しかもリカバリー損失を低減させ、さらに下アーム内において、スイッチング回数の少ない下張付き２相変調を用いる。
　これにより、電動機駆動装置の効率の向上を図ることが可能である。
　また、下アームは１つのスイッチング素子１３により構成しているので、素子数増加を極力抑えることにより、コスト低減や地球環境負荷軽減を図ることができる。
　なお、上記説明では、下アームを１つのスイッチング素子１３により構成したが、上アームを１つのスイッチング素子１３により構成しても良い。この場合、制御部１１は、インバータ回路２を上張付き２相変調によりＰＷＭ制御する。以下、具体例を説明する。
　図１２は実施の形態３に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。
　図１２に示すように、電動機駆動装置は、インバータ回路２の上アームの構成が、上記実施の形態２と異なる。なお、その他の構成は上記実施の形態２と同様であり同一部分には同一の符号を付する。
　インバータ回路２の上アーム（アーム４ａ～４ｃ）は、それぞれ、１つのスイッチング素子１３ａ～１３ｃ、及びスイッチング素子１３ａ～１３ｃとそれぞれ並列に接続された還流ダイオード９ａ～９ｃにより構成される。
　なお、インバータ回路２の下アーム（アーム４ｄ～４ｆ）の構成は、上記実施の形態２と同様である。
　スイッチング素子１３ａ～１３ｃは、例えば、スイッチング速度が遅いＩＧＢＴ等の素子で構成する。なお、諸条件（キャリア周波数、スイッチング速度、リカバリー損失の程度、入手性等）を考慮してＭＯＳＦＥＴを用いても良い。
　なお、本実施の形態におけるスイッチング素子１３ａ～１３ｃは、本発明における「第２のスイッチング素子」に相当する。
　なお、本実施の形態における還流ダイオード９ａ～９ｃは、本発明における「第２の還流ダイオード」に相当する。
　次に、本実施の形態における制御部１１のＰＷＭ制御について説明する。
　図１３は実施の形態３に係るインバータ回路の上張付き２相変調におけるＰＷＭスイッチングパターンの一例を示す図である。
　図１３においては、上張付き２相変調時の上アームのゲート信号パターンの一例を示している。
　制御部１１は、図１３に示すように、上述した電圧ベクトルを組み合わせて、上張付き２相変調を行う。
　このような動作により、本実施の形態においては、上述したインバータ回路２の構成と併せて、ＰＷＭパターンの工夫で、素子数を増加させずに高効率化を図ることができる。
　以上のように、下アーム内で導通損が小さいＭＯＳＦＥＴを複数個組み合わせ、しかもリカバリー損失を低減させ、さらに上アーム内において、スイッチング回数の少ない上張付き２相変調を用いる。
　これにより、電動機駆動装置の効率の向上を図ることが可能である。
　また、上アームは１つのスイッチング素子１３により構成しているので、素子数増加を極力抑えることにより、コスト低減や地球環境負荷軽減を図ることができる。
　なお、本実施の形態においては、インバータ回路２の下アームの全てを１つのスイッチング素子１３により構成した場合、又は上アームの全てを１つのスイッチング素子１３により構成した場合を説明した。本発明はこれに限らず、上アーム又は下アームの少なくとも１つのアームを、１つのスイッチング素子により構成するようにしても良い。このような構成でも、素子数増加を抑えることにより、コスト低減をすることができる。
　なお、本実施の形態においても、インバータ回路２のアーム４の上側スイッチング素子５として、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いた場合の例を示した。本発明はこれに限らず、寄生ダイオード又は寄生インダクタンスが存在する任意のスイッチング素子を用いることができる。
　なお、本実施の形態においても、インバータ回路２の任意の少なくとも１つのアーム４、又は全てのアーム４を１モジュール化して実装することで、リードインダクタンス増加等のノイズ要因を除去することが可能である。また、実装面積の面を削減できる。
実施の形態４．
　図１４は実施の形態４に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。
　図１４に示すように、本実施の形態における電動機駆動装置は、直流電圧源１２、インバータ回路２ａ（マスター側）及びインバータ回路２ｂ（スレーブ側）、電動機１、電動機１に流れる電動機電流を検出する電流検出手段３ａ及び３ｂ、電圧検出手段１０、インバータ回路２ａ及び２ｂをＰＷＭ制御し、電動機１を駆動するための、例えば制御部１１を備える。
　マスター側のインバータ回路２ａは、上記実施の形態１と同様の構成である。
　スレーブ側のインバータ回路２ｂは、アーム１５ａ～１５ｆがブリッジ接続して構成される。
　インバータ回路２ｂのアーム１５ａ～１５ｆは、それぞれ、１つのスイッチング素子１４ａ～１４ｆ、及びスイッチング素子１４ａ～１４ｆとそれぞれ並列に接続された還流ダイオード９ａ～９ｆにより構成される。
　スイッチング素子１４ａ～１４ｆは、例えば、スイッチング速度が遅いＩＧＢＴ等の素子で構成する。なお、諸条件（キャリア周波数、スイッチング速度、リカバリー損失の程度、入手性等）を考慮してＭＯＳＦＥＴを用いても良い。
　なお、本実施の形態におけるインバータ回路２ｂは、本発明における「第２のインバータ装置」に相当する。
　本実施の形態において、制御部１１によるマスター側のインバータ回路２ａのＰＷＭ制御は、上記実施の形態１で示した方法でＰＷＭ出力を行う。
　スレーブ側のインバータ回路２ｂでは、マスター側のインバータ回路２ａの各相出力電圧指令の極性に応じて、出力をＰ側電位一定とする運転（以下「Ｐ側に貼り付ける」ともいう。）、又は出力をＮ側電位一定とする運転（以下「Ｎ側に貼り付ける」ともいう。）を行う。
　図１５は実施の形態４に係る電動機駆動装置のＵ相電圧指令及びスレーブ側インバータＵ相電位の一例を表す図である。
　例えば、Ｕ相については、マスター側のインバータ回路２ａの指令電圧が正の時、スレーブ側のインバータ回路２ｂの上アームを常時ＯＦＦする（Ｎ側に貼り付ける）。また、マスター側のインバータ回路２ａの指令電圧が負の時、スレーブ側のインバータ回路２ｂの上アームを常時ＯＮする（Ｐ側に貼り付ける）。
　マスター側のインバータ回路２ａの指令電圧が０の時、スレーブ側のインバータ回路２ｂの上アーム及び下アームを常時ＯＦＦする（出力しない）。又は、スレーブ側のインバータ回路２ｂの上アームをＰ側、Ｎ側の何れかに貼り付けても良い。
　以上のように本実施の形態においては、マスター側のインバータ回路２ａの各相出力電圧指令の極性に応じて、スレーブ側のインバータ回路２ｂの出力をＰ側電位又はＮ側電位一定にする運転を行う。このため、スレーブ側のインバータ回路２ｂのスイッチング回数を低減することができ、スレーブ側のインバータ回路２ｂにおけるリカバリー損失を低減することができる。
　また、スレーブ側のインバータ回路２ｂにおいては、各アーム１５は１つのスイッチング素子１４により構成される。このため、インバータ回路２ｂの部品点数を削減することができ、コストの低減を図ることができる。
　また、インバータ回路を２台併用して１台の電動機１を駆動するシステムや、電力提供装置にも応用可能な回路構成であり、従来制御の拡張で、比較的簡易に、汎用性の高いシステムを実現することが可能である。
　なお、本実施の形態においてもは、インバータ回路２ａのアーム４の上側スイッチング素子５に、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いた場合について示したが、寄生ダイオード又は寄生インダクタンスが存在する任意のスイッチング素子を用いた、複数台インバータ回路の共調運転において、本発明を適用することができる。
　なお、本実施の形態においても、マスター側のインバータ回路２ａの任意の少なくとも１つのアーム４、若しくは全てのアーム４、又はスレーブ側のインバータ回路２ｂを含めて少なくとも１モジュールに集約化して実装するようにしても良い。これにより、リードインダクタンス増加等のノイズ要因を除去することが可能となる。また、実装面積を削減することができる。
実施の形態５．
　図１６は実施の形態５に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。
　図１６に示すように、本実施の形態におけ電動機駆動装置は、直流電圧源１２、インバータ回路２、負荷装置１６、負荷装置１６に流れる負荷電流を検出する電流検出手段３、電圧検出手段１０、インバータ回路２をＰＷＭ制御し負荷装置１６を制御する制御部１１を備える。
　なお、上記実施の形態１～４と同様の構成には同一の符号を付する。
　本実施形態のインバータ回路２は、４つのアーム４ａ～４ｄにより単相ブリッジを構成する回路である。各アーム４ａ～４ｄの構成は、上記実施の形態１と同様の構成である。
　以上のような構成により、３相機器に限らず、本実施の形態のような単相ブリッジ構成のインバータ回路２においても、上記実施の形態１～４と同様に、ＭＯＳＦＥＴのリカバリー低減抑制の効果を得ることができる。
　よって、本実施の形態における電動機駆動装置においても、エネルギー効率の向上を図ることができる。
　なお、本実施の形態においては、各アーム４ａ～４ｅの全てを、２つのスイッチング素子により構成されたアーム４で構成した場合を説明した。本発明はこれに限らず、各アーム４のうち、少なくとも１つのアーム４を、１つのスイッチング素子、及び素子種類により必要に応じて１つの還流ダイオードにより構成しても良い。これらを組み合わせた回路構成とすることで、必要な効率を維持しつつ、コスト最適化を図ることができる。
　なお、本実施の形態においても、インバータ回路２のアーム４の上側スイッチング素子５に、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いた場合について示したが、寄生ダイオード又は寄生インダクタンスが存在する任意のスイッチング素子を用いた場合においても、本発明を適用することができる。
　なお、本実施の形態においても、インバータ回路２の任意の少なくとも１つのアーム４、又は全てのアーム４を１モジュールに集約化して実装するようにしても良い。これにより、リードインダクタンス増加等のノイズ要因を除去することが可能となる。また、実装面積を削減することができる。
実施の形態６．
　本実施の形態においては、発電システムの一例として、太陽電池により発電した電力を商用電力系統へ連係して電力供給を行う系統連系型太陽光発電システムの一例について説明する。
　図１７は実施の形態６に係る系統連系型太陽光発電システムの構成を示す図である。
　図１７に示すように、系統連系型太陽光発電システムは、複数の太陽電池モジュールから構成される太陽電池アレイ５１と、太陽電池アレイ５１が発生する直流電力を交流電力へ変換し、単相商用電力系統５２へ連系して電力供給を行う系統連系インバータ装置５３とを備える。
　なお、太陽電池アレイ５１は、本発明における「発電装置」に相当する。
　系統連系インバータ装置５３は、昇圧回路６１、インバータ回路２、フィルタ回路６２、連系リレー６３、電流検出手段３ａ、電流検出手段３ｃ、及び演算処理装置６４を備える。
　昇圧回路６１は、入力された直流電圧を昇圧する。インバータ回路２は、直流電圧を高周波交流電圧へ変換する。フィルタ回路６２は、インバータ回路２の出力電圧に含まれる高周波スイッチング成分を減衰させる。連系リレー６３は、フィルタ回路６２の出力電圧を単相商用電力系統５２へ接続、切り離しを行う。電流検出手段３ａは、インバータ回路２の出力電流を検出する。電流検出手段３ｃは、フィルタ回路６２の出力電流を検出する。演算処理装置６４は、電流検出手段３ａ、３ｂの情報を元にインバータ回路２を駆動するためのＰＷＭ信号を出力する。
　本実施の形態のインバータ回路２は、前記実施の形態４と同様、ブリッジ構成のインバータ回路であり、各アーム４ａ～４ｄを有する。
　アーム４内の上側スイッチング素子５ａ～５ｄには、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いる。アーム４内の下側スイッチング素子６ａ～６ｄには低耐圧のＭＯＳＦＥＴを用いる。還流ダイオード９ａ～９ｆには、逆回復時間が短い高速タイプのものを用いる。
　なお、本実施の形態においてはインバータ回路２が上記実施の形態４と同様の構成の場合を説明するが、本発明はこれに限らず、上記実施の形態１～５の何れかに記載のインバータ回路２を用いても良い。
　以上のように本実施の形態においては、上記実施の形態１～５の何れかに記載のインバータ回路２を備えるので、太陽光発電システムにおいて、上記実施の形態１～５と同様に、インバータ回路２のスイッチング時のリカバリー電流を小さくでき、高効率駆動が可能である。
　また、太陽光発電システムにおいては、インバータ回路２における電力変換効率の増加は、発電電力量の増加につながる。よって、電力変換効率の増加により、使用者はより多くの発電電力量を得ることができる。
　また、本実施の形態では、電力変換時の損失を低減できることから、インバータ回路２における発熱が抑えられ、放熱装置の小型化、温度上昇の低減による構成部品の信頼性向上などの利点がある。
　以上のように、この発明は、実施の形態１～５のような電動機１や負荷装置１６などの独立負荷に接続されたインバータ装置だけでなく、本実施の形態６のような商用電力系統に連系される系統連系インバータ装置にも用いることができる。
　なお、本実施の形態では、単相商用電力系統に連系する系統連系型太陽光発電システムを示したが、３相商用電力系統へ連系する系統連系型太陽光発電システムや、系統へ連系せず独立負荷へ電力を供給する独立型太陽光発電システムにおいても同様に実施することができ、同様の効果が得られる。
　なお、本実施の形態では、発電要素として太陽電池モジュールを用いた太陽光発電システムを示したが、燃料電池や風力発電機など、直流電力を発生するいかなる発電要素を用いた発電システムにおいても同様に実施でき、同様の効果が得られることはいうまでもない。
実施の形態７．
　図１８は実施の形態７に係る冷凍空調装置の構成を示す図である。
　図１８において、本実施の形態における冷凍空調装置は、室外機２０１、室内機２０４を備え、室外機２０１には図示しない冷媒回路に接続され冷凍サイクルを構成する冷媒圧縮機２０２、図示しない熱交換器に送風する室外機用の送風機２０３を備えている。
　そして、この冷媒圧縮機２０２、送風機２０３は、上述した実施の形態２～５の何れかの電動機駆動制御装置により制御される電動機１により回転駆動される。
　このような構成により電動機１を運転させても、上記実施の形態１～５と同様の効果が得られることはいうまでもない。
　１　電動機、２　インバータ回路、２ａ　インバータ回路、２ｂ　インバータ回路、３　電流検出手段、３ａ　電流検出手段、３ｂ　電流検出手段、３ｃ　電流検出手段、４　アーム、４ａ～４ｆ　アーム、５　上側スイッチング素子、５ａ～５ｆ　上側スイッチング素子、６　下側スイッチング素子、６ａ～６ｆ　下側スイッチング素子、７　寄生ダイオード、７ａ～７ｆ　寄生ダイオード、８　寄生ダイオード、８ａ～８ｆ　寄生ダイオード、９　還流ダイオード、９ａ～９ｆ　還流ダイオード、１０　電圧検出手段、１１　制御部、１２　直流電圧源、１３　スイッチング素子、１３ａ～１３ｆ　スイッチング素子、１４　スイッチング素子、１４ａ～１４ｆ　スイッチング素子、１５　アーム、１５ａ～１５ｆ　アーム、１６　負荷装置、２１　ゲート、２２　ソース、２３　ドレイン、２４　基板（極性ｎ＋）、２５　ｐ層、２６　ｎ層、５１　太陽電池アレイ、５２　単相商用電力系統、５３　系統連系インバータ装置、６１　昇圧回路、６２　フィルタ回路、６３　連系リレー、６４　演算処理装置、１０１　スイッチング素子、１０１ａ～１０１ｆ　スイッチング素子、１０２　寄生ダイオード、１０２ａ～１０２ｆ　寄生ダイオード、２０１　室外機、２０２　冷媒圧縮機、２０３　送風機、２０４　室内機。

Claims (25)

  1. 　電流を導通及び遮断する複数のアームを備え、
    　前記複数のアームのうち少なくとも１つは、
    　寄生ダイオードを有し、互いに直列接続された複数のスイッチング素子と、
    　前記複数のスイッチング素子と並列に接続された還流ダイオードと
    を備えたことを特徴とするインバータ装置。
  2. 　前記スイッチング素子は、
    　当該スイッチング素子の寄生ダイオードの極性が、隣接する他のスイッチング素子の寄生ダイオードの極性と逆になるように接続された
    ことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
  3. 　前記複数のスイッチング素子のうち、前記寄生ダイオードの極性が前記還流ダイオードと逆極性のスイッチング素子は、
    　他のスイッチング素子と比較して、前記寄生ダイオードの逆回復時間が短い
    ことを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
  4. 　前記スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴである
    ことを特徴とする請求項１～３の何れかに記載のインバータ装置。
  5. 　前記ＭＯＳＦＥＴは、
    　当該ＭＯＳＦＥＴのチャネルと異なるチャネルのＭＯＳＦＥＴと直列接続された
    ことを特徴とする請求項４記載のインバータ装置。
  6. 　前記ＭＯＳＦＥＴは、
    　当該ＭＯＳＦＥＴのチャネルと同一チャネルのＭＯＳＦＥＴと逆直列接続された
    ことを特徴とする請求項４記載のインバータ装置。
  7. 　前記複数のＭＯＳＦＥＴのうち少なくとも１つは、スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴである
    ことを特徴とする請求項４～６の何れかに記載のインバータ装置。
  8. 　前記複数のＭＯＳＦＥＴのうち、前記寄生ダイオードの極性が前記還流ダイオードと同極性のＭＯＳＦＥＴは、
    　スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴである
    ことを特徴とする請求項４～６の何れかに記載のインバータ装置。
  9. 　前記複数のＭＯＳＦＥＴのうち、前記寄生ダイオードの極性が前記還流ダイオードと逆極性のＭＯＳＦＥＴは、
    　他のＭＯＳＦＥＴと比較して、耐圧が低いＭＯＳＦＥＴである
    ことを特徴とする請求項４～８の何れかに記載のインバータ装置。
  10. 　前記還流ダイオードは、前記寄生ダイオードと比較して、逆回復時間が短い
    ことを特徴とする請求項１～９の何れかに記載のインバータ装置。
  11. 　前記複数のアームのうち、当該インバータ装置に供給される直流電圧の高圧側に接続されるアームの少なくとも１つは、
    　前記複数のスイッチング素子と、
    　前記還流ダイオードと
    を備え、
    　前記複数のアームのうち、当該インバータ装置に供給される直流電圧の低圧側に接続されるアームの少なくとも１つは、
    　１つの第２のスイッチング素子と、
    　前記第２のスイッチング素子と並列に接続された第２の還流ダイオードと
    を備えた
    ことを特徴とする請求項１～１０の何れかに記載のインバータ装置。
  12. 　前記複数のアームのうち、当該インバータ装置に供給される直流電圧の低圧側に接続されるアームの少なくとも１つは、
    　前記複数のスイッチング素子と、
    　前記還流ダイオードと
    を備え、
    　前記複数のアームのうち、当該インバータ装置に供給される直流電圧の高圧側に接続されるアームの少なくとも１つは、
    　１つの第２のスイッチング素子と、
    　前記第２のスイッチング素子と並列に接続された第２の還流ダイオードと
    を備えた
    ことを特徴とする請求項１～１０の何れかに記載のインバータ装置。
  13. 　前記第２のスイッチング素子は、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴである
    ことを特徴とする請求項１１又は１２記載のインバータ装置。
  14. 　前記複数のアームのうち少なくとも１つをモジュール化した
    ことを特徴とする請求項１～１３の何れかに記載のインバータ装置。
  15. 　電動機を駆動する電動機駆動装置であって、
    　請求項１～１４の何れかに記載のインバータ装置と、
    　前記インバータ装置を制御する制御手段と
    を備えたことを特徴とする電動機駆動装置。
  16. 　前記電動機の巻線に流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
    　前記制御手段は、
    　前記電流検出手段が検出した電流に基づき、前記インバータ装置をＰＷＭ制御して、前記電動機を駆動させる
    ことを特徴とする請求項１５記載の電動機駆動装置。
  17. 　電動機を駆動する電動機駆動装置であって、
    　請求項１１、又は請求項１１に従属する請求項１３若しくは１４の何れか記載のインバータ装置と、
    　前記電動機の巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と、
    　前記インバータ装置を制御する制御手段と
    を備え、
    　前記制御手段は、
    　前記電流検出手段が検出した電流に基づき、前記インバータ装置を下張付２相変調によりＰＷＭ制御して、前記電動機を駆動させる
    ことを特徴とする電動機駆動装置。
  18. 　電動機を駆動する電動機駆動装置であって、
    　請求項１２、又は請求項１２に従属する請求項１３若しくは１４の何れか記載のインバータ装置と、
    　前記電動機の巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と、
    　前記インバータ装置を制御する制御手段と
    を備え、
    　前記制御手段は、
    　前記電流検出手段が検出した電流に基づき、前記インバータ装置を上張付２相変調によりＰＷＭ制御して、前記電動機を駆動させる
    ことを特徴とする電動機駆動装置。
  19. 　電動機を駆動する電動機駆動装置であって、
    　請求項１～１４の何れかに記載のインバータ装置と、
    　１つのスイッチング素子及び１つの還流ダイオードを有するアームを少なくとも１つ備えた第２のインバータ装置と、
    　前記インバータ装置及び前記第２のインバータ装置を制御する制御手段と
    を備えたことを特徴とする電動機駆動装置。
  20. 　前記電動機の巻線に流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
    　前記制御手段は、
    　前記電流検出手段が検出した電流に基づき、各相電圧指令値を求め、
    　前記各相電圧指令値に基づいて前記インバータ装置をＰＷＭ制御し、
    　前記各相電圧指令値の電圧極性に基づいて前記第２のインバータ装置を制御する
    ことを特徴とする請求項１９記載の電動機駆動装置。
  21. 　前記インバータ装置及び前記第２のインバータ装置の少なくとも一方をモジュール化した
    ことを特徴とする請求項１９又は２０記載の電動機駆動装置。
  22. 　請求項１５～２１の何れかに記載の電動機駆動装置と、
    　前記電動機駆動装置により駆動される電動機と
    を備えたことを特徴とする冷凍空調装置。
  23. 　直流電力を発生する発電装置と、
    　請求項１～１４の何れかに記載のインバータ装置と
    を備え、
    　前記インバータ装置は、前記発電装置が発生した直流電力を交流電力へ変換する
    ことを特徴とする発電システム。
  24. 　前記インバータ装置は、
    　前記発電装置が発生した直流電力を交流電力へ変換し、商用電力系統へ連系して電力供給を行う
    ことを特徴とする請求項２３記載の発電システム。
  25. 　前記発電装置は、太陽電池、燃料電池、及び風力発電機の少なくとも１つである
    ことを特徴とする請求項２３又は２４記載の発電システム。
PCT/JP2009/057589 2009-04-15 2009-04-15 インバータ装置、電動機駆動装置、冷凍空調装置、及び発電システム WO2010119526A1 (ja)

Priority Applications (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011509126A JP5697591B2 (ja) 2009-04-15 2009-04-15 電動機駆動装置、及び冷凍空調装置
PCT/JP2009/057589 WO2010119526A1 (ja) 2009-04-15 2009-04-15 インバータ装置、電動機駆動装置、冷凍空調装置、及び発電システム
US13/264,271 US8836258B2 (en) 2009-04-15 2009-04-15 Inverter device, motor driving device, refrigerating air conditioner, and power generation system
CN200980158691.5A CN102396144B (zh) 2009-04-15 2009-04-15 逆变器装置、电动机驱动装置、制冷空调装置以及发电系统
EP09843307.1A EP2421140B1 (en) 2009-04-15 2009-04-15 Inverter device, electric motor drive device, refrigeration/air-conditioning device, and electric power generation system
ES09843307.1T ES2683630T3 (es) 2009-04-15 2009-04-15 Dispositivo inversor, dispositivo de accionamiento de motor eléctrico, dispositivo de refrigeración/acondicionador de aire y sistema de generación de potencia eléctrica

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2009/057589 WO2010119526A1 (ja) 2009-04-15 2009-04-15 インバータ装置、電動機駆動装置、冷凍空調装置、及び発電システム

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2010119526A1 true WO2010119526A1 (ja) 2010-10-21

Family

ID=42982210

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2009/057589 WO2010119526A1 (ja) 2009-04-15 2009-04-15 インバータ装置、電動機駆動装置、冷凍空調装置、及び発電システム

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8836258B2 (ja)
EP (1) EP2421140B1 (ja)
JP (1) JP5697591B2 (ja)
CN (1) CN102396144B (ja)
ES (1) ES2683630T3 (ja)
WO (1) WO2010119526A1 (ja)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012107987A1 (ja) * 2011-02-07 2012-08-16 三菱電機株式会社 ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム及び三相インバータの制御方法
JP2012228035A (ja) * 2011-04-18 2012-11-15 Mitsubishi Electric Corp インバータ装置
DE102011089679A1 (de) * 2011-12-22 2013-06-27 Robert Bosch Gmbh Kommutierungszelle mit statisch entlasteter Diode
JP2013247695A (ja) * 2012-05-23 2013-12-09 Daikin Ind Ltd 電力変換装置
WO2014171176A1 (ja) * 2013-04-18 2014-10-23 Ｊｘ日鉱日石エネルギー株式会社 スイッチング装置、故障検知装置、太陽光発電システム、及びスイッチング方法
JP2016518103A (ja) * 2013-05-07 2016-06-20 サノフィ−アベンティス・ドイチュラント・ゲゼルシャフト・ミット・ベシュレンクテル・ハフツング コイルインダクタンス決定を採用した装置および装置を動作させるための方法
JP2017022927A (ja) * 2015-07-14 2017-01-26 株式会社日本自動車部品総合研究所 電力変換装置

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5461899B2 (ja) * 2009-06-26 2014-04-02 株式会社東芝 電力変換装置
DE102012210641A1 (de) * 2012-06-22 2013-12-24 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zum Ansteuern eines Wechselrichters
DE102012210648A1 (de) * 2012-06-22 2013-12-24 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zum Ansteuern eines Wechselrichters
WO2014011706A1 (en) * 2012-07-09 2014-01-16 Inertech Ip Llc Transformerless multi-level medium-voltage uninterruptible power supply (ups) systems and methods
CN103983891B (zh) 2014-05-30 2018-10-09 台达电子企业管理（上海）有限公司 逆变器电路的短路故障检测装置及方法
JP6191592B2 (ja) * 2014-12-25 2017-09-06 オンキヨー＆パイオニアテクノロジー株式会社 保護装置
JP6119778B2 (ja) * 2015-02-24 2017-04-26 トヨタ自動車株式会社 インバータの制御装置
JP6390489B2 (ja) * 2015-03-30 2018-09-19 株式会社デンソー インバータの制御装置
CN104952413B (zh) * 2015-07-17 2018-05-29 武汉华星光电技术有限公司 一种低功耗反相器、低功耗goa电路和液晶显示面板
CN105116804A (zh) * 2015-08-21 2015-12-02 广东美的暖通设备有限公司 一种反逻辑igbt/mosfet驱动电路、驱动系统、驱动方法及空调
CN106655859B (zh) * 2016-08-19 2019-10-11 南京航空航天大学 一种用于电机驱动电路的桥臂及其控制方法
PL3568915T3 (pl) 2017-01-13 2023-10-30 Siemens Energy AS Zespół i sposób przełączania zasilania prądem stałym
CN108390581A (zh) * 2018-02-09 2018-08-10 华为技术有限公司 一种用于逆变器或整流器的电桥电路
CN108631635A (zh) * 2018-03-12 2018-10-09 江苏固德威电源科技股份有限公司 电力电子器件和采用其的单相变流器、三相变流器

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10327585A (ja) 1997-05-23 1998-12-08 Toshiba Corp 電力変換装置
JPH1169833A (ja) * 1997-08-07 1999-03-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｐｗｍインバータ用出力回路
JP2006101686A (ja) * 2004-09-03 2006-04-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動装置および駆動方法
JP2007209166A (ja) * 2006-02-03 2007-08-16 Toshiba Kyaria Kk インバータ装置および冷凍サイクル装置
JP2007288941A (ja) * 2006-04-18 2007-11-01 Sharp Corp 系統連系パワーコンディショナおよび系統連系電源システム
JP2008193839A (ja) * 2007-02-06 2008-08-21 Toshiba Corp 半導体スイッチおよび当該半導体スイッチを適用した電力変換装置
JP2008259267A (ja) * 2007-04-02 2008-10-23 Hitachi Ltd インバータ回路用の半導体モジュール
JP2008289232A (ja) * 2007-05-16 2008-11-27 Mitsubishi Electric Corp スイッチング回路

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04351113A (ja) 1991-05-29 1992-12-04 Mitsubishi Electric Corp インバータ装置
DE10124197A1 (de) * 2001-05-17 2002-12-12 Siemens Ag Umrichter mit einem netz- und lastseitigen selbstgeführten Pulsstromrichter
JP3676737B2 (ja) 2002-01-23 2005-07-27 三菱電機株式会社 モータ駆動装置及び送風機及び圧縮機及び冷凍空調装置
JP4158715B2 (ja) * 2004-02-12 2008-10-01 株式会社デンソー ２相変調方式
TWI346441B (en) * 2006-11-10 2011-08-01 Delta Electronics Inc Three-level ac generating circuit and control method thereof
US7920393B2 (en) * 2007-06-01 2011-04-05 Drs Power & Control Technologies, Inc. Four pole neutral-point clamped three phase converter with low common mode voltage output
JP5130906B2 (ja) * 2007-12-26 2013-01-30 サンケン電気株式会社 スイッチ装置

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10327585A (ja) 1997-05-23 1998-12-08 Toshiba Corp 電力変換装置
JPH1169833A (ja) * 1997-08-07 1999-03-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｐｗｍインバータ用出力回路
JP2006101686A (ja) * 2004-09-03 2006-04-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動装置および駆動方法
JP2007209166A (ja) * 2006-02-03 2007-08-16 Toshiba Kyaria Kk インバータ装置および冷凍サイクル装置
JP2007288941A (ja) * 2006-04-18 2007-11-01 Sharp Corp 系統連系パワーコンディショナおよび系統連系電源システム
JP2008193839A (ja) * 2007-02-06 2008-08-21 Toshiba Corp 半導体スイッチおよび当該半導体スイッチを適用した電力変換装置
JP2008259267A (ja) * 2007-04-02 2008-10-23 Hitachi Ltd インバータ回路用の半導体モジュール
JP2008289232A (ja) * 2007-05-16 2008-11-27 Mitsubishi Electric Corp スイッチング回路

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012107987A1 (ja) * 2011-02-07 2012-08-16 三菱電機株式会社 ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム及び三相インバータの制御方法
JP5693617B2 (ja) * 2011-02-07 2015-04-01 三菱電機株式会社 ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム及び三相インバータの制御方法
US9077274B2 (en) 2011-02-07 2015-07-07 Mitsubishi Electric Corporation Heat pump device, heat pump system, and method for controlling three-phase inverter
JP2012228035A (ja) * 2011-04-18 2012-11-15 Mitsubishi Electric Corp インバータ装置
DE102011089679A1 (de) * 2011-12-22 2013-06-27 Robert Bosch Gmbh Kommutierungszelle mit statisch entlasteter Diode
WO2013092286A3 (de) * 2011-12-22 2013-08-15 Robert Bosch Gmbh Kommutierungszelle mit statisch entlasteter Diode
JP2013247695A (ja) * 2012-05-23 2013-12-09 Daikin Ind Ltd 電力変換装置
WO2014171176A1 (ja) * 2013-04-18 2014-10-23 Ｊｘ日鉱日石エネルギー株式会社 スイッチング装置、故障検知装置、太陽光発電システム、及びスイッチング方法
JP2016518103A (ja) * 2013-05-07 2016-06-20 サノフィ−アベンティス・ドイチュラント・ゲゼルシャフト・ミット・ベシュレンクテル・ハフツング コイルインダクタンス決定を採用した装置および装置を動作させるための方法
JP2017022927A (ja) * 2015-07-14 2017-01-26 株式会社日本自動車部品総合研究所 電力変換装置

Also Published As

Publication number Publication date
US8836258B2 (en) 2014-09-16
EP2421140A1 (en) 2012-02-22
US20120086374A1 (en) 2012-04-12
JP5697591B2 (ja) 2015-04-08
JPWO2010119526A1 (ja) 2012-10-22
ES2683630T3 (es) 2018-09-27
EP2421140B1 (en) 2018-07-18
CN102396144A (zh) 2012-03-28
CN102396144B (zh) 2014-10-15
EP2421140A4 (en) 2015-10-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5697591B2 (ja) 電動機駆動装置、及び冷凍空調装置
CN107735936B (zh) 逆变器控制装置以及空气调和机
JP5438004B2 (ja) 電力変換装置
JP5873716B2 (ja) モータ制御装置
US9281776B2 (en) Power conversion apparatus including different voltage-type bridge circuits
JP5837229B2 (ja) 車両用交流電動発電機
AU2012254876A1 (en) Inverter device and air conditioner including the same
WO2018073875A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置および空気調和機
JP2010226919A (ja) 電力変換装置並びに冷凍空調システム及び太陽光発電システム
JP5788540B2 (ja) 電動機駆動装置、及び冷凍空調装置
JP6402828B2 (ja) 充電共用インバータ
JP2016001991A (ja) 電動機駆動装置、及び冷凍空調装置
JP2015033222A (ja) 半導体素子の駆動装置およびそれを用いる電力変換装置
KR101958787B1 (ko) 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기
JP5647558B2 (ja) インバータ装置
KR101946369B1 (ko) 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기
JP2007244183A (ja) 単相倍電圧整流回路およびインバータ装置
JP6518506B2 (ja) 電源装置、並びにそれを用いる空気調和機
JP2013062937A (ja) 電動機の駆動装置、および冷凍サイクル装置
US20190140553A1 (en) Ac/dc converter, module, power conversion device, and air conditioning apparatus
JP7376972B2 (ja) Ｄｃ－ｄｃコンバータ回路及び電源回路
WO2001031786A1 (fr) Transistor unipolaire et convertisseur de puissance equipe de celui-ci
JP2014212588A (ja) 電源装置およびそれを搭載した電気電子機器

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 200980158691.5

Country of ref document: CN

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 09843307

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2011509126

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 7417/CHENP/2011

Country of ref document: IN

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2009843307

Country of ref document: EP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13264271

Country of ref document: US