CN102396144A - 逆变器装置、电动机驱动装置、制冷空调装置以及发电系统 - Google Patents

Abstract

得到能够降低恢复损失的逆变器装置、电动机驱动装置、制冷空调装置以及发电系统。具备将电流导通及切断的多个臂(4)，多个臂(4)中的至少一个具备相互串联连接的多个开关元件和续流二极管(9)，该多个开关元件具有寄生二极管，该续流二极管(9)与多个开关元件并联连接。

Description

逆变器装置、电动机驱动装置、制冷空调装置以及发电系统

技术领域

本发明涉及一种逆变器装置、电动机驱动装置、制冷空调装置以及发电系统。

背景技术

随着可变电压·可变频率逆变器的实用化，一直开拓各种电力转换装置的应用领域。例如，在电动机驱动装置等中使用的驱动电路中使用三相电压型逆变器等。三相电压型逆变器由使用了晶闸管、晶体管、IGBT、MOSFET等电力用半导体开关元件的三相桥式电路等构成。通过将各相的开关元件的正极端子和负极端子分别直接连接到直流电压源的正极端子和负极端子，来能够实现本电路。近年来，随着推进装置的高效化，一直改进这种标准电路，推进进一步的高效化。

在以往的技术中，例如提议“一种电力转换装置，其特征在于具备：一对主电路开关元件，其与直流电压源串联连接，对负载提供电力；续流二极管，其与这些各主电路开关元件反向并联连接；以及反向电压施加电路，其在这些各续流二极管切断时，向各续流二极管施加小于上述直流电压源的反向电压。”(例如，参照专利文献1)。

专利文献1：日本特开平10-327585号公报(权利要求1)

发明内容

(发明要解决的问题)

如上所述的以往的装置存在如下问题：由于开关元件的dv/dt偏差等，为了控制反向电压施加定时，需要高功能·高价的控制装置。另外，存在如下问题：由于进行利用附加电路的反向电压施加，在附加电路发生故障时逆变器效率显著降低。

另外，以往的逆变器装置存在如下问题：在开关动作时，由于具有寄生二极管的开关元件而产生恢复损失。

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于得到一种能够降低恢复损失的逆变器装置、电动机驱动装置、制冷空调装置以及发电系统。

另外，其目的在于得到能够通过比较简单的结构来提高能量效率的逆变器装置、电动机驱动装置、制冷空调装置以及发电系统。

(用于解决问题的方案)

本发明所涉及的逆变器装置具备使电流导通及切断的多个臂，所述多个臂中的至少一个具备：多个开关元件，具有寄生二极管，且该多个开关元件是相互串联连接的；以及续流二极管，与所述多个开关元件并联连接。

本发明所涉及的电动机驱动装置是驱动电动机的电动机驱动装置，具备上述逆变器装置以及控制上述逆变器装置的控制单元。

本发明所涉及的制冷空调装置具备上述电动机驱动装置以及由上述电动机驱动装置驱动的电动机。

本发明所涉及的发电系统具备产生直流电力的发电装置以及上述逆变器装置，上述逆变器装置将上述发电装置所产生的直流电力转换为交流电力。

(发明的效果)

本发明具备具有寄生二极管的多个开关元件相互串联连接而成的臂，因此能够降低臂的开关动作时的恢复损失。另外，能够通过比较简单的结构来提高能量效率。

附图说明

图1是表示实施方式1所涉及的逆变器电路的臂的结构的图。

图2是表示实施方式1所涉及的逆变器电路的结构的图。

图3是表示实施方式1所涉及的SJ构造的MOSFET的构造的概要图。

图4是表示与SJ构造的MOSFET有关的漏-源间电压与导通电阻之间的关系的一例的图。

图5是表示实施方式2所涉及的电动机驱动装置的结构的图。

图6是表示实施方式2所涉及的PWM生成时序的流程图。

图7是表示实施方式2所涉及的电动机驱动装置的PWM开关模式的一例的图。

图8是表示实施方式3所涉及的电动机驱动装置的结构的图。

图9是表示PWM逆变器的上臂逻辑状态的图。

图10是表示PWM逆变器的逆变器旋转角与电压指令矢量之间的关系的图。

图11是表示实施方式3所涉及的逆变器电路的低电平固定两相调制(underlaid two-phase modulation)中的PWM开关模式的一例的图。

图12是表示实施方式3所涉及的电动机驱动装置的结构的图。

图13是表示实施方式3所涉及的逆变器电路的高电平固定两相调制(overlaid two-phase modulation)中的PWM开关模式的一例的图。

图14是表示实施方式4所涉及的电动机驱动装置的结构的图。

图15是表示实施方式4所涉及的电动机驱动装置的U相电压指令和从动侧逆变器U相电位的一例的图。

图16是表示实施方式5所涉及的电动机驱动装置的结构的图。

图17是表示实施方式6所涉及的系统连结型太阳能发电系统的结构的图。

图18是表示实施方式7所涉及的制冷空调装置的结构的图。

图19是表示以往的逆变器电路的结构的图。

图20是表示以往的基于MOSFET的寄生二极管的等效短路电路形成的一例的图。

图21是表示以往的逆变器电路所涉及的短路电流的一例的图。

(附图标记说明)

1：电动机；2：逆变器电路；2a：逆变器电路；2b：逆变器电路；3：电流检测单元；3a：电流检测单元；3b：电流检测单元；3c：电流检测单元；4：臂；4a～4f：臂；5：上侧开关元件；5a～5f：上侧开关元件；6：下侧开关元件；6a～6f：下侧开关元件；7：寄生二极管；7a～7f：寄生二极管；8：寄生二极管；8a～8f：寄生二极管；9：续流二极管；9a～9f：续流二极管；10：电压检测单元；11：控制部；12：直流电压源；13：开关元件；13a～13f：开关元件；14：开关元件；14a～14f：开关元件；15：臂；15a～15f：臂；16：负载装置；21：栅极；22：源极；23：漏极；24：衬底(极性n+)；25：p层；26：n层；51：太阳能电池阵列；52：单相工业电力系统；53：系统连结逆变器装置；61：升压电路；62：滤波电路；63：连结继电器；64：运算处理装置；101：开关元件；101a～101f：开关元件；102：寄生二极管；102a～102f：寄生二极管；201：室外机；202：制冷剂压缩机；203：鼓风机；204：室内机。

具体实施方式

实施方式1

<臂4的结构>

图1是表示实施方式1所涉及的逆变器电路的臂的结构的图。

如图1所示，臂4具备上侧开关元件5、下侧开关元件6以及续流二极管9。该臂4用于导通和切断电流。

上侧开关元件5例如由超结(Super Junction)构造(以下称为“SJ构造”。)的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor  Field-EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。上侧开关元件5具有寄生二极管7。此外，后面说明SJ构造。

下侧开关元件6由MOSFET构成。下侧开关元件6具有寄生二极管8。

下侧开关元件6的寄生二极管8与上侧开关元件5的寄生二极管7相比，反向恢复时间短。

此外，下侧开关元件6并不必须是高耐压元件，也可以使用低耐压元件。例如，下侧开关元件6也可以使用与上侧开关元件5相比耐压低的元件。

此外，上侧开关元件5和下侧开关元件6相当于本发明中的“开关元件”。

上侧开关元件5和下侧开关元件6相互串联连接。

例如，将由n沟道的MOSFET构成的上侧开关元件5与由p沟道的MOSFET构成的下侧开关元件6串联连接。

另外，例如，将由p沟道的MOSFET构成的上侧开关元件5与由n沟道的MOSFET构成的下侧开关元件6串联连接。

也就是说，上侧开关元件5及下侧开关元件6是和与该MOSFET的沟道不同的沟道的MOSFET串联连接。

另外，例如，将由n沟道的MOSFET构成的上侧开关元件5与由n沟道的MOSFET构成的下侧开关元件6以共源极(common source)方式反向串联连接。

也就是说，上侧开关元件5及下侧开关元件6是和与该MOSFET的沟道相同的沟道的MOSFET反向串联连接。

通过这样连接上侧开关元件5和下侧开关元件6，串联连接成上侧开关元件5的寄生二极管7的极性与下侧开关元件6的寄生二极管8的极性相反。

续流二极管9是与上侧开关元件5及下侧开关元件6并联连接。另外，续流二极管9被连接成极性与上侧开关元件5的寄生二极管7的极性相同。

该续流二极管9与寄生二极管7及寄生二极管8相比，反向恢复时间短。

续流二极管9起到如下作用：在上侧开关元件5和下侧开关元件6处于断开状态时，使回流电流流动。

此外，在本实施方式中，说明将MOSFET用作“开关元件”的方式，但是本发明并不限于此，只要具有寄生二极管，就能够使用任意的开关元件。

此外，在本实施方式中，说明在臂4中具备两个开关元件的情况，但是本发明并不限于此，也可以具备2个以上的开关元件。

<逆变器电路2的结构>

图2是表示实施方式1所涉及的逆变器电路的结构的图。

如图2所示，逆变器电路2是将六个臂4a～4f分别进行桥式连接来构成的。

该逆变器电路2通过各臂4a～4f导通和切断电流，将来自直流电压源12的直流电压转换为任意电压、任意频率的三相交流并提供给负载装置16。

此外，逆变器电路2相当于本发明中的“逆变器装置”。

此外，逆变器装置还被称为电力转换装置。

臂4a、4b、4c的一端连接到直流电压源12的高压侧(P侧)。

臂4d、4e、7f的一端连接到直流电压源12的低压侧(N侧)。

而且，臂4a与4d的连接点、臂4b与4e的连接点、臂4c与4f的连接点连接到负载装置16。

此外，在以下说明中，将臂4a、4b、4c还称为“上臂”。

另外，在以下说明中，将臂4d、4e、4f还称为“下臂”。

各臂4a～4f具备上侧开关元件5a～5f、下侧开关元件6a～6f、续流二极管9a～9f。

上侧开关元件5a～5f具备寄生二极管7a～7f。下侧开关元件6a～6f具备寄生二极管8a～8f。

以上，说明了本实施方式中的臂4以及具备它的逆变器电路2的结构。

接着，说明在上侧开关元件5中使用的SJ构造的MOSFET的特征以及使用了SJ构造的MOSFET的以往的逆变器电路的问题。

<SJ构造的MOSFET>

IGBT、MOSFET等功率器件使用于从民用设备至产业设备的各种用途。目前，使用了SiC(碳化硅)、GaN(氮化镓)等的器件开发以各种形式进行。

另一方面，在功率MOSFET中，也出现了SJ构造的功率MOSFET，实现了与以往的构造相比导通电阻低(超低导通电阻)的器件。

图3是表示实施方式1所涉及的SJ构造的MOSFET的构造的概要图。

如图3所示，SJ构造的MOSFET由栅极21、源极22、漏极23、衬底(极性n+)24、p层25以及n层26构成。

SJ构造的MOSFET通过使p层25与n层26的电荷取得平衡，具有如下优点：能够降低导通电阻，能够提高耐压。

图4是表示与SJ构造的MOSFET有关的漏-源间电压与导通电阻的关系的一例的图。

如图4所示，在以往的MOSFET中，随着漏-源间电压上升，导通电阻增大。在SJ构造的MOSFET中，能够将导通电阻抑制为较低。

但是，SJ构造的MOSFET具有如下特性：与以往的MOSFET相比，寄生二极管的反向恢复时间长。

<以往的逆变器电路的问题>

说明将具有如上所述的特性的SJ构造的MOSFET适用于逆变器电路时的问题。

图19是表示以往的逆变器电路的结构的图。

如图19所示，以往的逆变器电路2对由SJ构造的MOSFET形成的开关元件101a～101f进行桥式连接。逆变器电路2根据来自例如控制部11的PWM信号对开关元件101a～101f进行开关控制。

由此，将来自直流电压源12的直流电压转换为任意电压、任意频率的三相交流并提供给例如电动机1。

这样，到目前为止，以往的逆变器电路2的结构一般是在上臂和下臂中分别具有一个开关元件101a～101f的电路。

在用这种电路结构进行使用了PWM的电动机驱动运转的情况下，无法忽略各开关元件101a～101f附带的寄生二极管102a～102f的恢复损失。

图20是表示以往的基于MOSFET的寄生二极管的等效短路电路形成的一例的图。

例如，着眼于U相。现在设U相上侧的开关元件101a和U相下侧的开关元件101d都处于断开状态。而且，考察在负载电流(回流电流)流过U相下侧的寄生二极管102d时将U相上侧的开关元件101a接通的情况。

在这种情况下，即使对寄生二极管102d施加反向偏压，也由于蓄积的载流子(电荷)而在反向恢复时间(恢复时间)的期间内处于能够通电的状态。

即，寄生二极管102d可视为一种电容器，因此直到放出完毕所蓄积的电荷量为止，即直到寄生二极管102d截止为止的期间内处于导通状态。

因此，如图20所示，当将U相上侧的开关元件101a接通时，在寄生二极管102d的反向恢复时间的期间形成使直流电压源12短路的电路。也就是说，在该期间内，U相上侧的开关元件101a和U相下侧的寄生二极管102d等效地被视为短路电路。

形成这种等效短路电路的时间依赖于MOSFET的寄生二极管102的反向恢复时间，反向恢复时间越长则恢复损失越大。

如本例那样，在以往的逆变器电路2中，当将反向恢复时间长的SJ构造的MOSFET使用于开关元件101时，在开关的切换时由于寄生二极管102的存在而形成等效短路电路的时间变长，因此恢复损失大。

图21是表示以往的逆变器电路所涉及的短路电流的一例的图。

在图21中，示出接通时的等效短路电路的主电路侧(直流电压源12侧)短路电流。

如图21所示，在将任意的开关元件101断开并将相反侧的开关元件101接通时，直到放出完毕寄生二极管102的电荷为止的期间，通过与主电路侧的环形路径而流过等效的短路电流，因此导致损失恶化。

<逆变器电路2的动作>

接着，说明防止如上所述的短路电流来降低恢复损失的逆变器电路2的动作。

再次用图2说明。

本实施方式中的臂4的上侧开关元件5和下侧开关元件6被提供同一逻辑的栅极信号。也就是说，同一臂4内的上侧开关元件5和下侧开关元件6在同一定时被控制成接通状态和断开状态。

例如，着眼于U相。现在设U相上侧的臂4a和U相下侧的臂4d都处于断开状态。在这种情况下，负载电流(回流电流)流过U相下侧的臂4d的续流二极管9d。

此时，下侧开关元件6d的寄生二极管8d被连接成极性与续流二极管9d的极性相反，因此通过寄生二极管8d堵上负载电流流向上侧开关元件5的导通路径。因此，负载电流不会流过反向恢复时间长的寄生二极管7d。

接着，在U相上侧的臂4a被接通的情况下，即使对寄生二极管7d施加反向偏压，负载电流也不会流过寄生二极管7d，因此不会流过恢复电流。

如本例那样，本实施方式中的逆变器电路2中即使使用具有反向恢复时间长的寄生二极管7的上侧开关元件5，在开关切换时上侧开关元件5也不会成为导通状态。

此外，由于负载电流流过续流二极管9，因此臂4仅在续流二极管9的反向恢复时间(恢复时间)的期间内成为能够导通的状态。

如上所述，在本实施方式中，逆变器电路2的臂4被串联连接成上侧开关元件5的寄生二极管7的极性与下侧开关元件6的寄生二极管8的极性相反。

因此，负载电流不会流过上侧开关元件5和下侧开关元件6，能够抑制在开关切换时恢复电流流过上侧开关元件5和下侧开关元件6。

因此，即使在使用具有反向恢复时间长的寄生二极管7的上侧开关元件5的情况下，也能够降低恢复损失。

因而，能够提高逆变器电路2的效率。

另外，下侧开关元件6的寄生二极管8与上侧开关元件5的寄生二极管7相比反向恢复时间短。因此，堵上在臂4的切换时负载电流流向上侧开关元件5的导通路径，能够使形成等效短路电路的时间变短，能够降低恢复损失。

另外，臂4具备与上侧开关元件5及下侧开关元件6并联连接的续流二极管9。因此，能够使负载电流流过续流二极管9。

另外，续流二极管9的反向恢复时间比上侧开关元件5的寄生二极管7短。因此，能够使在臂4的切换时形成等效短路电路的时间变短，能够降低恢复损失。

另外，将SJ构造的MOSFET用作上侧开关元件5。因此，不会有损于能够降低导通电阻并能够提高耐压的优点，而能够降低恢复损失。

另外，当对下侧开关元件6使用低耐压的MOS-FET时，不仅沟道电阻低，而且内建电势(built-in potential)(由耗尽层区域内的电场产生的电位差)低，因此能够将导通电压的增加抑制为较低，能够将因开关元件数增加所导致的效率降低抑制为最小限度。

此外，在本实施方式中，示出了使用SJ构造的MOSFET的逆变器电路2的情况，但是能够使用存在寄生二极管或寄生电感的任意的开关元件。

此外，通过对续流二极管9使用反向恢复时间短的高速类型的二极管，能够进一步防止因臂4内的上侧开关元件5与下侧开关元件6的反向恢复时间的特性差异引起的短路电路形成。

此外，也可以将构成逆变器电路2的臂4中的至少一个、或所有的臂模块化。通过将这种模块安装到逆变器电路2，能够去除引线电感增加等的噪声因素。另外，能够减小安装面积。

实施方式2

在本实施方式中，说明具备上述实施方式1的逆变器电路2的电动机驱动装置。

<结构>

图5是表示实施方式2所涉及的电动机驱动装置的结构的图。

如图5所示，电动机驱动装置具备逆变器电路2、电流检测单元3a、电流检测单元3b、电压检测单元10、控制部11、直流电压源12。

该电动机驱动装置用于对电动机1进行驱动运转。

此外，控制部11相当于本发明中的“控制单元”。

电动机1例如由三相同步电动机构成。电动机1与逆变器电路2相连接。

逆变器电路2是与上述实施方式1相同的结构。此外，对与上述实施方式1相同的结构附加同一标记。

电流检测单元3a和3b检测流过电动机1的绕组的电流(以下还称为“电动机电流”。)。电流检测单元3a和3b例如由电流检测元件构成，检测与电动机电流相应的电压。而且，将由电流检测元件得到的电压输入到控制部11。

电压检测单元10检测提供给逆变器电路2的直流电压(母线电压)。电压检测单元10例如由包括电阻·电容器等的分压电路、A/D转换器、放大器等构成。电压检测单元将检测到的电压输入到控制部11。

控制部11例如由CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)构成。控制部11对逆变器电路2进行PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)控制，驱动电动机1。后面说明动作的详细内容。

另外，控制部11通过内置的A/D转换器等将从电流检测单元3a和3b输入的电压转换为与其电压值相应的数值的数据，换算为流过电动机1的电流的数据(信息)。此外，电流的检测并不限定于此。

另外，控制部11通过内置的A/D转换器等将从电压检测单元10输入的电压转换为与电压值相应的数值数据，换算为直流母线电压的数据(信息)。此外，母线电压的检测并不限定于此。

以上，说明了本实施方式中的电动机驱动装置的结构。

接着，说明本实施方式中的电动机驱动装置的动作。

<动作>

在此，说明使用PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)的电动机驱动运转。

在本实施方式中，说明如下情况：不附加磁极位置传感器，而根据流过绕组的电流的数据(信息)等来对电动机1进行驱动运转。

在本实施方式中的电动机驱动装置中，控制部11通过电流检测单元3a和3b能够得到电动机电流的数据。另外，控制部11经由电压检测单元10还能够得到母线电压的数据。控制部11根据这些数据进行运算来生成PWM占空信号(duty signals，以下，称为PWM信号)，使臂4内的上侧开关元件5a～5f和下侧开关元件6a～6f进行动作来对电动机1施加电压，从而进行电动机1的驱动运转控制。

在此，说明控制部11根据电动机电流Iu和Iw生成输出到逆变器电路2的PWM信号的过程。

图6是表示实施方式2所涉及的PWM生成时序的流程图。

以下，根据图6的各步骤说明动作。

(S201)

控制部11根据基于电流检测单元3a和3b的检测得到的两相电流(Iu，Iw)，利用“三相电流的总和为0”的三相平衡逆变器的特征等，算出流过UVW各相的电流。

(S202)

接着，通过控制部11所具有的用于求出励磁电流和转矩电流的单元对各相电流值进行坐标转换，算出励磁电流成分(γ轴电流)I_γ和转矩电流成分(δ轴电流)I_δ。具体地说，如下进行：通过将电动机电流Iu～Iw代入如下式(1)所示的转换矩阵[C1]并进行转换，来算出励磁电流Iγ和转矩电流Iδ。其中，示出(1)式中的θ为逆变器旋转角且旋转方向为顺时针的情况。

[式1]

$\left[C_1\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\&theta;}& \cos (\mathrm{\&theta;}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})& \cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})\\ -\sin \mathrm{\&theta;}& -\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})& -\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(1\right)$

此外，在使用脉冲编码器等的检测转子位置的传感器的情况下，转子的电角频率与逆变器电路的旋转频率几乎一致，因此将逆变器电路以与转子的电角频率相同的频率旋转的坐标系一般称为dq坐标系。

另一方面，在不使用脉冲编码器等的检测转子位置的传感器的情况下，无法由控制部11正确地捕捉dq轴坐标，实际上逆变器电路相对于dq坐标系偏移相位差Δθ而进行旋转。设想这种情况而一般将以与逆变器电路的输出电压相同的频率进行旋转的坐标系称为γδ坐标系，与旋转坐标系区别处理。本实施方式示出了不使用传感器的情况的例子，因此沿用该惯例而将γ和δ设为下标。

(S203)

接着，通过控制部11所具有的γ轴电压·δ轴电压指令运算单元，根据励磁电流Iγ、转矩电流Iδ和频率指令f^＊进行包括速度控制的各种矢量控制，求出下一次的γ轴电压指令V_γ ^＊和δ轴电压指令V_δ ^＊。

(S204)

接着，通过控制部11所具有的各相电压指令运算单元，使用作为(1)式的逆矩阵[C1]^-1的下式(2)求出各相电压指令Vu^＊～Vv^＊。

[式2]

${\left[C_1\right]}^{-1}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\&theta;}& -\sin \mathrm{\&theta;}\\ \cos (\mathrm{\&theta;}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})& -\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})\\ \cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})& -\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(2\right)$

(S205)

接着，通过控制部11所具有的PWM信号占空生成单元，根据逆变器电路2的各相电压指令Vu^＊～Vv^＊与从电压检测单元10得到的母线电压Vdc的比率(各相电压指令相对于Vdc的比率)运算各臂4内的开关元件的ON时间(或者OFF时间)Tup～Twn。

如上所述，在本实施方式中，设各臂4内的开关元件由上侧开关元件5和下侧开关元件6的各两个构成，而臂4内的两个元件的栅极信号逻辑相同。即，通过将针对臂4内的两个元件的栅极信号设为相同来进行处理，确保与以往机型之间的兼容性，能够通过简单的控制方法来实现。

此外，各臂4内的开关元件的ON时间(或OFF时间)Tup～Twn的计算并不限定于上述方法，也可以使用以往的空间矢量调制等的方法来计算。

(S206)

接着，通过控制部11所具有的PWM信号产生单元将换算1个载波周期中的开关时间得到的PWM信号作为PWM信号Up～Wn发送到逆变器电路2。

逆变器电路2根据来自控制部11的PWM信号Up～Wn，各臂4内的上侧开关元件5和下侧开关元件6以同一栅极信号进行动作，将与动作对应的脉冲电压施加到电动机1，对电动机1进行驱动运转。作为一例，图7中示出开关元件的PWM信号的逻辑。

如上所述，在本实施方式中，具备与上述实施方式1相同的逆变器电路2，根据电动机电流对逆变器电路2进行PWM控制来驱动电动机1。

因此，来自电动机1的负载电流(回流电流)不会流过上侧开关元件5和下侧开关元件6，能够抑制在开关切换时恢复电流流过上侧开关元件5。

因此，即使在使用具有反向恢复时间长的寄生二极管7的上侧开关元件5的情况下，也能够降低恢复损失。

因而，能够提高逆变器电路2的效率，能够提高电动机驱动装置的能量效率。

实施方式3

图8是表示实施方式3所涉及的电动机驱动装置的结构的图。

如图8所示，本实施方式中的电动机驱动装置在逆变器电路2的下臂的结构上不同于上述实施方式2。此外，其它结构与上述实施方式2相同，对同一部分附加同一标记。

本实施方式中的逆变器电路2的下臂(臂4d～4f)分别由一个开关元件13d～13f以及与开关元件13d～13f分别并联连接的续流二极管9d～9f构成。

此外，逆变器电路2的上臂(臂4a～4c)的结构与上述实施方式2相同。

开关元件13d～13f例如由开关速度慢的IGBT等元件构成。此外，考虑各种条件(载波频率、开关速度、恢复损失的程度、获取性等)而也可以使用MOSFET。

此外，本实施方式中的开关元件13d～13f相当于本发明中的“第二开关元件”。

此外，本实施方式中的续流二极管9d～9f相当于本发明中的“第二续流二极管”。

接着，说明本实施方式中的电动机驱动装置的动作。

图9是表示PWM逆变器的上臂逻辑状态的图。

图10是表示PWM逆变器的逆变器旋转角与电压指令矢量的关系的图。

首先，说明逆变器电路2的上臂逻辑、以及逆变器旋转角与电压指令矢量的关系。

在本实施方式中，也设臂4a～4c内的两个开关元件的栅极信号逻辑相同。由此，提供给各臂4a～4f的栅极信号的逻辑是连接在直流母线的正侧的上臂接通和连接到负侧的下臂接通中的某一个。由于这是与三相相应的，因此上臂的全部逻辑状态存在8种(2³＝8)。即，输出状态(以下称为“电压矢量”。)存在8种。在此，作为各臂4的开关动作的状态表述，关于上臂的逻辑，将ON状态设为“1”，将OFF状态设为“0”，如下定义具有矢量长度的各开关模式的电压矢量(以下称为“基本电压矢量”。)。

即，如图9所示，设将直流母线的(W相上臂逻辑状态、V相上臂逻辑状态、U相上臂逻辑状态)＝(0，0，1)的情况称为矢量V₁，将(0，1，0)的情况称为矢量V₂，将(0，1，1)的情况称为矢量V₃，将(1，0，0)的情况称为矢量V₄，将(1，0，1)的情况称为矢量V₅，将(1，1，0)的情况称为矢量V₆。

另外，将不具有矢量长度的电压矢量(以下称为“零矢量”。)如下称呼。即，将直流母线的(W相上臂逻辑状态、V相上臂逻辑状态、U相上臂逻辑状态)＝(0，0，0)的情况称为矢量V₀，将(1，1，1)的情况称为矢量V₇。

为了使电动机1顺利地旋转，需要得到与所期望的电压·频率对应的磁通。对此能够通过将上述8种电压矢量适当地组合来实现。

图10表示以矢量V1方向(U相方向)为基准的逆变器旋转角θ与电压指令矢量V^＊的关系。

接着，说明本实施方式中的控制部11的PWM控制。

图11是表示实施方式3所涉及的逆变器电路的低电平固定两相调制中的PWM开关模式的一例的图。

在图11中，示出了低电平固定两相调制时的上臂的栅极信号模式的一例。

本实施方式的控制部11如图11所示那样组合上述电压矢量来进行低电平固定两相调制。

通过这种动作，在本实施方式中，与上述逆变器电路2的结构相结合，通过设计PWM模式，不增加元件数而能够实现高效化。

如上所述，在本实施方式中，在上臂内组合多个导通损失小的MOSFET，并且降低恢复损失，进一步在下臂内使用开关次数少的低电平固定两相调制。

由此，能够实现电动机驱动装置的效率的提高。

另外，下臂由一个开关元件13构成，因此通过极力抑制元件数的增加，能够实现成本的降低、地球环境负荷的减轻。

此外，在上述说明中由一个开关元件13构成下臂，但是也可以由一个开关元件13构成上臂。在这种情况下，控制部11通过高电平固定两相调制对逆变器电路2进行PWM控制。以下说明具体例。

图12是表示实施方式3所涉及的电动机驱动装置的结构的图。

如图12所示，电动机驱动装置在逆变器电路2的上臂的结构上不同于上述实施方式2。此外，其它结构与上述实施方式2相同，对同一部分附加同一标记。

逆变器电路2的上臂(臂4a～4c)分别由一个开关元件13a～13c、以及与开关元件13a～13c分别并联连接的续流二极管9a～9c构成。

此外，逆变器电路2的下臂(臂4d～4f)的结构与上述实施方式2相同。

开关元件13a～13c例如由开关速度慢的IGBT等元件构成。此外，考虑各种条件(载波频率、开关速度、恢复损失的程度、获取性等)而也可以使用MOSFET。

此外，本实施方式中的开关元件13a～13c相当于本发明中的“第二开关元件”。

此外，本实施方式中的续流二极管9a～9c相当于本发明中的“第二续流二极管”。

接着，说明本实施方式中的控制部11的PWM控制。

图13是表示实施方式3所涉及的逆变器电路的高电平固定两相调制中的PWM开关模式的一例的图。

在图13中示出了高电平固定两相调制时的上臂的栅极信号模式的一例。

控制部11如图13所示那样组合上述电压矢量来进行高电平固定两相调制。

通过这种动作，在本实施方式中，与上述逆变器电路2的结构相结合，通过设计PWM模式，不增加元件数而能够实现高效化。

如上所述，在下臂内组合多个导通损失小的MOSFET，并且降低恢复损失，进一步在上臂内使用开关次数少的高电平固定两相调制。

由此，能够实现电动机驱动装置的效率的提高。

另外，由一个开关元件13构成上臂，因此通过极力抑制元件数的增加，来能够实现成本的降低、地球环境负荷的减轻。

此外，在本实施方式中，说明了将逆变器电路2的所有下臂都由一个开关元件13构成的情况、或者将所有上臂都由一个开关元件13构成的情况。本发明并不限于此，也可以将上臂和下臂中的至少一个臂由一个开关元件构成。通过这种结构也能够通过抑制元件数的增加来降低成本。

此外，在本实施方式中也示出了将SJ构造的MOSFET用作逆变器电路2的臂4的上侧开关元件5的情况的例子。本发明并不限于此，也能够使用存在寄生二极管或寄生电感的任意的开关元件。

此外，在本实施方式中，也通过将逆变器电路2的任意的至少一个臂4、或所有的臂4模块化为一个来进行安装，能够去除引线电感增加等的噪声因素。另外，能够减小安装面积的面。

实施方式4

图14是表示实施方式4所涉及的电动机驱动装置的结构的图。

如图14所示，本实施方式中的电动机驱动装置具备：直流电压源12、逆变器电路2a(主控侧)和逆变器电路2b(从动侧)、电动机1、用于检测流过电动机1的电动机电流的电流检测单元3a和3b、电压检测单元10、用于对逆变器电路2a和2b进行PWM控制并驱动电动机1的例如控制部11。

主控侧的逆变器电路2a是与上述实施方式1相同的结构。

从动侧的逆变器电路2b是将臂15a～15f进行桥式连接而构成的。

逆变器电路2b的臂15a～15f分别由一个开关元件14a～14f、以及与开关元件14a～14f分别并联连接的续流二极管9a～9f构成。

开关元件14a～14f例如由开关速度慢的IGBT等元件构成。此外，考虑各种条件(载波频率、开关速度、恢复损失的程度、获取性等)而也可以使用MOSFET。

此外，本实施方式中的逆变器电路2b相当于本发明中的“第二逆变器装置”。

在本实施方式中，由控制部11进行的主控侧的逆变器电路2a的PWM控制是通过上述实施方式1示出的方法进行PWM输出。

在从动侧的逆变器电路2b中，与主控侧的逆变器电路2a的各相输出电压指令的极性相应地进行将输出固定为P侧电位的运转(以下还称为“跟随P侧”。)、或将输出固定为N侧电位的运转(以下还称为“跟随N侧”。)。

图15是表示实施方式4所涉及的电动机驱动装置的U相电压指令和从动侧逆变器U相电位的一例的图。

例如，关于U相，当主控侧的逆变器电路2a的指令电压为正时，将从动侧的逆变器电路2b的上臂始终设为OFF(跟随N侧)。另外，当主控侧的逆变器电路2a的指令电压为负时，将从动侧的逆变器电路2b的上臂始终设为ON(跟随P侧)。

当主控侧的逆变器电路2a的指令电压为0时，将从动侧的逆变器电路2b的上臂和下臂始终设为OFF(不输出)。或者，也可以将从动侧的逆变器电路2b的上臂跟随P侧、N侧中的某一个。

如上所述，在本实施方式中，与主控侧的逆变器电路2a的各相输出电压指令的极性相应地进行将从动侧的逆变器电路2b的输出固定为P侧电位或N侧电位的运转。因此，能够减少从动侧的逆变器电路2b的开关次数，能够降低从动侧的逆变器电路2b中的恢复损失。

另外，在从动侧的逆变器电路2b中，各臂15由一个开关元件14构成。因此，能够减少逆变器电路2b的部件个数，能够实现成本的降低。

另外，具有也能够应用于并用2台逆变器电路来驱动1台电动机1的系统、电力提供装置的电路结构，通过以往控制的扩展而能够比较简单地实现通用性高的系统。

此外，在本实施方式中，也示出了在逆变器电路2a的臂4的上侧开关元件5中使用SJ构造的MOSFET的情况，但是在使用了存在寄生二极管或寄生电感的任意的开关元件的多台逆变器电路的协作运转中能够应用本发明。

此外，在本实施方式中，也可以将主控侧的逆变器电路2a的任意的至少一个臂4、或者所有的臂4、或包括从动侧的逆变器电路2b在内集成化为至少一个模块来进行安装。由此，能够去除引线电感增加等的噪声因素。另外，能够减小安装面积。

实施方式5

图16是表示实施方式5所涉及的电动机驱动装置的结构的图。

如图16所示，本实施方式中的电动机驱动装置具备直流电压源12、逆变器电路2、负载装置16、用于检测流过负载装置16的负载电流的电流检测单元3、电压检测单元10、对逆变器电路2进行PWM控制并控制负载装置16的控制部11。

此外，对与上述实施方式1～4相同的结构附加同一标记。

本实施方式的逆变器电路2是由四个臂4a～4d构成单相桥的电路。各臂4a～4d的结构是与上述实施方式1相同的结构。

通过如上所述的结构，不限于三相设备，在如本实施方式那样的单相桥结构的逆变器电路2中也能够与上述实施方式1～4同样地得到MOSFET的恢复降低抑制的效果。

因此，在本实施方式中的电动机驱动装置中也能够实现能量效率的提高。

此外，在本实施方式中说明了将各臂4a～4e全部都由包括两个开关元件的臂4构成的情况。本发明并不限于此，也可以将各臂4中的至少一个臂4由一个开关元件以及根据元件种类与需要相应的一个续流二极管构成。通过设为组合它们的电路结构，能够维持所需的效率的同时实现成本最优化。

此外，在本实施方式中也示出了在逆变器电路2的臂4的上侧开关元件5中使用SJ构造的MOSFET的情况，但是在使用存在寄生二极管或寄生电感的任意的开关元件的情况下也能够应用本发明。

此外，在本实施方式中，也可以将逆变器电路2的任意至少一个臂4、或所有的臂4集成化为一个模块来进行安装。由此，能够去除引线电感增加等的噪声因素。另外，能够减小安装面积。

实施方式6

在本实施方式中，作为发电系统的一例，说明与工业电力系统连结而将由太阳能电池发出的电力进行电力提供的系统连结型太阳能发电系统的一例。

图17是表示实施方式6所涉及的系统连结型太阳能发电系统的结构的图。

如图17所示，系统连结型太阳能发电系统具备由多个太阳能电池模块构成的太阳能电池阵列51、以及将太阳能电池阵列51所产生的直流电力转换为交流电力并与单相工业电力系统52连结而进行电力提供的系统连结逆变器装置53。

此外，太阳能电池阵列51相当于本发明中的“发电装置”。

系统连结逆变器装置53具备升压电路61、逆变器电路2、滤波电路62、连结继电器63、电流检测单元3a、电流检测单元3c以及运算处理装置64。

升压电路61将所输入的直流电压进行升压。逆变器电路2将直流电压转换为高频交流电压。滤波电路62使逆变器电路2的输出电压所包含的高频开关成分衰减。连结继电器63将滤波电路62的输出电压连接到单相工业电力系统52或切断。电流检测单元3a检测逆变器电路2的输出电流。电流检测单元3c检测滤波电路62的输出电流。运算处理装置64根据电流检测单元3a、3b的信息输出用于驱动逆变器电路2的PWM信号。

本实施方式的逆变器电路2与上述实施方式4同样地是桥式结构的逆变器电路，具有各臂4a～4d。

在臂4内的上侧开关元件5a～5d中使用SJ构造的MOSFET。在臂4内的下侧开关元件6a～6d中使用低耐压的MOSFET。在续流二极管9a～9f中使用反向恢复时间短的高速类型的二极管。

此外，在本实施方式中说明逆变器电路2具有与上述实施方式4相同的结构的情况，但是本发明并不限于此，也可以使用上述实施方式1～5中的任一个所述的逆变器电路2。

如上所述，在本实施方式中，具备上述实施方式1～5中的任一个所述的逆变器电路2，因此在太阳能发电系统中，与上述实施方式1～5同样地能够使逆变器电路2的开关动作时的恢复电流变小，能够进行高效率驱动。

另外，在太阳能发电系统中，逆变器电路2中的电力转换效率的增加与发电电力量的增加有关。因此，通过电力转换效率的增加，使用者能够得到更多的发电电力量。

另外，在本实施方式中，能够降低电力转换时的损失，因此逆变器电路2中的发热得到抑制，具有通过散热装置的小型化、温度上升的降低来提高结构部件的可靠性等优点。

如上所述，本发明不仅能够使用于如实施方式1～5那样的与电动机1、负载装置16等独立负载连接的逆变器装置，还能够使用于如本实施方式6那样的与工业电力系统连结的系统连结逆变器装置。

此外，在本实施方式中，示出了与单相工业电力系统连结的系统连结型太阳能发电系统，但是在与三相工业电力系统连结的系统连结型太阳能发电系统、不与系统连结而向独立负载提供电力的独立型太阳能发电系统中也能够同样地实施，得到同样的效果。

此外，在本实施方式中示出了将太阳能电池模块用作发电要素的太阳能发电系统，但是在使用燃料电池、风力发电机等产生直流电力的任意发电要素的发电系统中也能够同样地实施，得到同样的效果，这是显然的。

实施方式7

图18是表示实施方式7所涉及的制冷空调装置的结构的图。

在图18中，本实施方式中的制冷空调装置具备室外机201、室内机204，在室外机201中具备与未图示的制冷剂回路连接来构成制冷循环的制冷剂压缩机202、向未图示的热交换器进行鼓风的室外机用鼓风机203。

而且，该制冷剂压缩机202、鼓风机203是通过由上述实施方式2～5中的任一个电动机驱动控制装置控制的电动机1进行旋转驱动的。

即使通过这种结构使电动机1运转，也能够得到与上述实施方式1～5相同的效果，这是显然的。

Claims (25)

1.一种逆变器装置，其特征在于，具备使电流导通及切断的多个臂，所述多个臂中的至少一个具备：

多个开关元件，具有寄生二极管，且该多个开关元件是相互串联连接的；以及

续流二极管，与所述多个开关元件并联连接。

2.根据权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于，

将所述开关元件连接成该开关元件的寄生二极管的极性与相邻的其它开关元件的寄生二极管的极性相反。

3.根据权利要求2所述的逆变器装置，其特征在于，

所述多个开关元件中的、所述寄生二极管的极性与所述续流二极管的极性相反的开关元件与其它开关元件相比所述寄生二极管的反向恢复时间短。

4.根据权利要求1～3中的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，

所述开关元件是MOSFET。

5.根据权利要求4所述的逆变器装置，其特征在于，

所述MOSFET串联连接于与该MOSFET的沟道不同的沟道的MOSFET。

6.根据权利要求4所述的逆变器装置，其特征在于，

所述MOSFET反向串联连接于与该MOSFET的沟道相同的沟道的MOSFET。

7.根据权利要求4～6中的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，

所述多个MOSFET中的至少一个是超结构造的MOSFET。

8.根据权利要求4～6中的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，

所述多个MOSFET中的、所述寄生二极管的极性与所述续流二极管的极性相同的MOSFET是超结构造的MOSFET。

9.根据权利要求4～8中的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，

所述多个MOSFET中的、所述寄生二极管的极性与所述续流二极管的极性相反的MOSFET是与其它MOSFET相比耐压低的MOSFET。

10.根据权利要求1～9中的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，

所述续流二极管与所述寄生二极管相比反向恢复时间短。

11.根据权利要求1～10中的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，

所述多个臂中的、与提供到该逆变器装置的直流电压的高压侧连接的臂中的至少一个具备所述多个开关元件和所述续流二极管，

所述多个臂中的、与提供到该逆变器装置的直流电压的低压侧连接的臂中的至少一个具备一个第二开关元件和与所述第二开关元件并联连接的第二续流二极管。

12.根据权利要求1～10中的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，

所述多个臂中的、与提供到该逆变器装置的直流电压的低压侧连接的臂的至少一个具备所述多个开关元件和所述续流二极管，

所述多个臂中的、与提供到该逆变器装置的直流电压的高压侧连接的臂的至少一个具备一个第二开关元件和与所述第二开关元件并联连接的第二续流二极管。

13.根据权利要求11或12所述的逆变器装置，其特征在于，

所述第二开关元件是IGBT或MOSFET。

14.根据权利要求1～13中的任一项所述的逆变器装置，其特征在于，

对所述多个臂中的至少一个进行了模块化。

15.一种驱动电动机的电动机驱动装置，其特征在于，具备：

权利要求1～14中的任一项所述的逆变器装置；以及

控制单元，控制所述逆变器装置。

16.根据权利要求15所述的电动机驱动装置，其特征在于，

具备电流检测单元，该电流检测单元检测流过所述电动机的绕组的电流，

所述控制单元根据所述电流检测单元所检测到的电流对所述逆变器装置进行PWM控制来驱动所述电动机。

17.一种驱动电动机的电动机驱动装置，其特征在于，具备：

权利要求11、或者从属于权利要求11的权利要求13或14中的任一项所述的逆变器装置；

电流检测单元，检测流过所述电动机的绕组的电流；以及

控制单元，控制所述逆变器装置，

其中，所述控制单元根据所述电流检测单元所检测到的电流，通过低电平固定两相调制对所述逆变器装置进行PWM控制来驱动所述电动机。

18.一种驱动电动机的电动机驱动装置，其特征在于，具备：

权利要求12、或者从属于权利要求12的权利要求13或14中的任一项所述的逆变器装置；

电流检测单元，检测流过所述电动机的绕组的电流；以及

控制单元，控制所述逆变器装置，

其中，所述控制单元根据所述电流检测单元所检测到的电流，通过高电平固定两相调制对所述逆变器装置进行PWM控制来驱动所述电动机。

19.一种驱动电动机的电动机驱动装置，其特征在于，具备：

权利要求1～14中的任一项所述的逆变器装置；

第二逆变器装置，具备至少一个具有一个开关元件和一个续流二极管的臂；以及

控制单元，控制所述逆变器装置和所述第二逆变器装置。

20.根据权利要求19所述的电动机驱动装置，其特征在于，

具备电流检测单元，该电流检测单元检测流过所述电动机的绕组的电流，

所述控制单元根据所述电流检测单元所检测到的电流求出各相电压指令值，

根据所述各相电压指令值对所述逆变器装置进行PWM控制，

根据所述各相电压指令值的电压极性控制所述第二逆变器装置。

21.根据权利要求19或20所述的电动机驱动装置，其特征在于，

对所述逆变器装置和所述第二逆变器装置中的至少一个进行模块化。

22.一种制冷空调装置，其特征在于，具备：

权利要求15～21中的任一项所述的电动机驱动装置；以及

电动机，由所述电动机驱动装置驱动。

23.一种发电系统，其特征在于，具备：

发电装置，产生直流电力；以及

权利要求1～14中的任一项所述的逆变器装置，

其中，所述逆变器装置将所述发电装置所产生的直流电力转换为交流电力。

24.根据权利要求23所述的发电系统，其特征在于，

所述逆变器装置将所述发电装置所产生的直流电力转换为交流电力，连结到工业电力系统而提供电力。

25.根据权利要求23或24所述的发电系统，其特征在于，

所述发电装置是太阳能电池、燃料电池以及风力发电机中的至少一个。

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