JPWO2019167244A1 - 電力変換装置および電動機システム - Google Patents

Abstract

本発明に係る電力変換装置および電動機システムは、直流電源からの入力を遮断する電源遮断回路と、直流電源からの電力を交流電力に変換するインバータ回路と、インバータ回路および電源遮断回路を制御する制御部と、を備え、制御部は、電源遮断回路が直流電源とインバータ回路とを遮断する期間において、インバータ回路の下アームのスイッチング素子をオンとする第１動作モードと、上アームおよび下アームのスイッチング素子を同時にオンとする第２動作モードと、上アームのスイッチング素子をオンとする第３動作モードと、を用いてインバータ回路および電源遮断回路を制御することにより、共振回路を追加することなくスイッチング損失の低減を実現することができる。

Description

この発明は、直流電源からの電力を交流に変換してモータジェネレータなどの電動機に電力供給を行う電力変換装置及びこの電力変換装置を用いた電動機システムに関するものである。

例えば、ハイブリッド自動車などに用いられるモータジェネレータを駆動する電動機システムは、直流電源からの電力を交流に変換して電動機に電力供給を行う電力変換装置を備えている。この電力変換装置では、ＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ ｏｘｉｄｅ ｓｉｌｉｃｏｎ ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体スイッチング素子を高周波でスイッチングすることで、電動機の制御性の向上や装置の小型化を実現している。一方、半導体スイッチング素子を高周波でスイッチングする場合、スイッチング損失の増加によって電力変換装置の効率を低下させてしまう問題がある。

この問題を解決するため、直流電源とインバータ回路との間に追加回路を設け、インバータ主回路素子がターンオンする時のスイッチング損失を抑制するソフトスイッチング機能を有する電動機システムが提案されている（例えば、特許文献１）。さらに、この技術によれば、共振原理を利用することでスイッチング時の電圧変化率ｄＶ／ｄｔが緩やかになり、従って発生するノイズを低減する効果も期待できる。

特開２０００−２６２０６６号公報

しかし、特許文献１に開示された発明では、ソフトスイッチング動作期間中はインバータ回路が直流電源から切断されるため、モータ電流相当の大電流をＬＣ共振回路に流す必要があり、追加するＬＣ共振回路の大型化や損失増加による電力変換装置の効率低下の問題がある。また、主回路電圧が零電圧になる期間は負荷電力に応じて大きくなるため、インバータが出力する実効的な電圧が低下し、従って電動機の出力性能が低下する問題もある。

この発明は、上記の問題を解決するためになされたものであり、追加する回路の小型化および損失低減を実現した電力変換装置及び電動機システムを提供することを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、一端が直流電源に接続され直流電源からの入力を遮断する電源遮断回路と、一端が電源遮断回路の他端に接続され、直流電源からの電力を交流電力に変換するインバータ回路と、インバータ回路および電源遮断回路を制御する制御部と、を備え、インバータ回路は、スイッチング素子を有する上アームおよびスイッチング素子を有する下アームが直列接続された複数のレグであって、互いに並列接続された複数のレグを有しており、制御部は、電源遮断回路が直流電源とインバータ回路とを遮断する期間において、複数のレグのうち少なくとも１つのレグの下アームのスイッチング素子をオンとする第１動作モードと、複数のレグのうち少なくとも１つのレグの上アームおよび下アームのスイッチング素子を同時にオンとする第２動作モードと、複数のレグのうち少なくとも１つのレグの上アームのスイッチング素子をオンとする第３動作モードと、を用いてインバータ回路および電源遮断回路を制御すること、を特徴とする。

また、この発明に係る電動機システムは上記の電力変換装置と、直流電源と、電力変換装置に接続された電動機と、を備えることを特徴とする。

この発明に係る電力変換装置および電動機システムによれば、共振回路を用いることなくスイッチング損失の低減を実現することができる。

この発明の実施の形態１の電力変換装置および電動機システムの構成図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る制御部の内部ブロック図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る動作説明用タイムチャートである。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る動作説明用タイムチャートの一部拡大図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る低損失スイッチング動作説明図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る低損失スイッチング動作説明用模式図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る比較例の動作説明図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る低損失スイッチング動作説明用タイムチャートである。 この発明の実施の形態２の電力変換装置に係る制御部の内部ブロック図である。 この発明の実施の形態３の電力変換装置および電動機システムの構成図である。 この発明の実施の形態４の電力変換装置および電動機システムの構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４の電力変換装置に係る制御部の内部ブロック図である。 この発明の実施の形態５の電力変換装置に係る制御部の内部ブロック図である。

実施の形態１．
本発明の実施の形態１に係る電力変換装置および電動機システムについて図面を参照して説明する。図１は、実施の形態１に示す電力変換装置および電動機システムの全体構成を示すブロック図である。図２は、電力変換装置が有する制御部の内部ブロック図である。図３および図４は、電力変換装置の動作説明用タイムチャートである。図５は、電力変換装置の低損失スイッチング動作の説明図である。図６は、電力変換装置の低損失スイッチング動作の説明用模式図である。図７は、比較例の動作説明図である。図８は、電力変換装置のインバータ１相分の低損失スイッチング動作説明用タイムチャートである。

まず、実施の形態１の電力変換装置および電動機システムの全体構成を図１に基づいて説明する。実施の形態１に示す電動機システムは、電動機駆動装置１０００と電動機１３０を備えている。電動機駆動装置１０００は、電力変換装置１００と直流電源である蓄電デバイス１２０とを備えている。また、電力変換装置１００は、電源遮断回路１０と、インバータ回路２０と、制御部３０とを備えている。

電動機駆動装置１０００は、電動機１３０を制御するものである。ここで、電動機１３０は、交流電力が入出力される負荷であり、例えばモータやモータジェネレータである。電動機１３０がモータである場合には、電動機駆動装置１０００は、直流電源であるリチウムイオンバッテリやニッケル水素バッテリあるいはコンデンサなどの蓄電デバイス１２０から供給される電力を、電力変換装置１００で交流に変換し、変換された電力でモータである電動機１３０を駆動する。

電力変換装置１００は、一端が蓄電デバイス１２０に接続され、他端がインバータ回路２０に接続されて、蓄電デバイス１２０からインバータ回路２０への入力を遮断する電源遮断回路１０と、一端が電源遮断回路１０に接続されて、蓄電デバイス１２０からの入力電力を交流電力に変換して電動機１３０に電力を供給するインバータ回路２０と、電源遮断回路１０およびインバータ回路２０を制御する制御部３０を備えている。インバータ回路２０の正極母線２７は、電源遮断回路１０を介して蓄電デバイス１２０のプラス端子に接続され、負極母線２８は、電源遮断回路１０を介して蓄電デバイス１２０のマイナス端子に接続されている。

実施の形態１の電動機システムは、電動機１３０が発電機として動作する場合にも適用することができる。この場合は、発電機として動作する電動機１３０は動力を交流電力に変換し、電力変換装置１００はこの交流電力を直流電力に変換して電源遮断回路１０を介して蓄電デバイス１２０に電力を供給する。すなわち、実施の形態１の電動機システムは、電力変換装置１００が伝送する電力の方向に関わらず、小型で低損失な電動機システムを実現することができる。

次に、電力変換装置１００の各部の回路構成について、図１、図２に基づいて説明する。まず、電源遮断回路１０について説明する。
電源遮断回路１０は、インバータ回路２０と蓄電デバイス１２０とを遮断する役割を果たし、本実施の形態では正極母線１７にスイッチング部１１を設ける構成を示している。スイッチング部１１は、スイッチング素子１１ａを備えており、スイッチング素子１１ａがオフとなることにより直流電源としての蓄電デバイス１２０とインバータ回路２０とを遮断することができる。なお、電源遮断回路１０として、スイッチング素子を用いた構成について示したが、これに限ったものではなく、インバータ回路２０等の異常時の保護を目的として備えたリレー素子などを用いても良い。

本実施の形態では、スイッチング素子１１ａのドレイン端子および逆並列ダイオード１１ｂのカソード端子が蓄電デバイス１２０と接続されている。また、スイッチング部１１の他端（スイッチング素子１１ａのソース端子および逆並列ダイオード１１ｂのアノード端子）は、正極母線１７に接続されている。なお、本実施の形態に示す電力変換装置では、正極母線１７側にスイッチング部１１を設ける構成について示したが、これに限ったものではなく、負極母線１８側に設ける構成、または正極母線１７および負極母線１８の両方に設ける構成としてもよい。

なお、本実施の形態では、スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴを使用することを想定している。また、本実施の形態１では、スイッチング部がスイッチング素子と逆並列ダイオードで構成される例を示したが、逆並列ダイオードはスイッチング素子の寄生ダイオードで代用することができる。また、ＭＯＳＦＥＴの代わりにＩＧＢＴ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やその他のスイッチング素子を適用してもよい。また、そのスイッチング素子は、シリコン単元素半導体に限られるものではなく、シリコンカーバイドや窒化ガリウム等を適用した化合物半導体も適用できる。

次に、インバータ回路２０について説明する。
インバータ回路２０は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御が適用された３相インバータであり、スイッチング素子を有する２つのアームを直列接続してレグを構成し、３つのレグを互いに並列接続したものである。ここでは、直列接続された２つのアームのうち、正極母線１７側のアームを上アーム、負極母線１８側のアームを下アームと称することとする。図１において、インバータ回路２０は第１〜第３上アーム２１，２３，２５と第１〜第３下アーム２２，２４，２６とを有している。第１上アーム２１と第１下アーム２２とが第１レグを構成し、第２上アーム２３と第２下アーム２４とが第２レグを構成し、第３上アーム２５と第３下アーム２６とにより第３レグを構成している。また、各アームは、スイッチング素子と逆並列ダイオードとを備えている。例えば、第１上アーム２１は、スイッチング素子２１ａと逆並列ダイオード２１ｂとを備えている。

スイッチング素子２１ａのドレイン端子は正極母線１７に接続され、スイッチング素子２１ａのソース端子はスイッチング素子２２ａのドレイン端子と直列に接続されている。また、スイッチング素子２２ａのソース端子は負極母線１８に接続されている。同様に、スイッチング素子２３ａおよびスイッチング素子２５ａのドレイン端子は、正極母線１７に接続され、ソース端子はそれぞれスイッチング素子２４ａおよびスイッチング素子２６ａのドレイン端子と直列に接続されている。また、スイッチング素子２４ａおよびスイッチング素子２６ａのソース端子は負極母線１８に接続されている。

本実施の形態では、第１上アーム２１と第１下アーム２２とから成る第１レグはＵ相、第２上アーム２３と第２下アーム２４とから成る第２レグはＶ相、第３上アーム２５と第３下アーム２６とから成る第３レグはＷ相に対応する。第１上アーム２１と第１下アーム２２との接続点は、電動機１３０のＵ相端子１３０ａに接続されており、第２上アーム２３と第２下アーム２４との接続点は、電動機１３０のＶ相端子１３０ｂに接続されている。また、第３上アーム２５と第３下アーム２６との接続点は、電動機１３０のＷ相端子１３０ｃに接続されている。

本実施の形態では、インバータ回路２０として３相インバータを用いた場合について説明するが、これに限られるものではなく、２相インバータや４相以上の多相インバータであってもよい。すなわち、インバータ回路を構成するレグの数が２以上の場合に本発明を適用することができる。

次に、制御部３０について説明する。
制御部３０は、基準信号生成回路４０と、鋸波キャリア生成回路５０と、制御信号生成回路６０とゲート駆動回路部７０とを備える。基準信号生成回路４０は、正弦波信号発生源４１と位相シフタ４２ａ，４２ｂとを備える。制御信号生成回路６０は、比較器６１ａ〜６１ｅと、反転回路６２ａ〜６２ｃと、固定遅延回路６３ａ〜６３ｃと、加算回路６４とを備える。ゲート駆動回路部７０は、ゲート駆動回路７０ａ〜７０ｇを備える。

ここで、制御部３０と、電源遮断回路１０、インバータ回路２０、および電動機１３０との制御信号のインターフェイスを説明する。制御部３０のゲート制御信号３０ａは、スイッチング素子１１ａのゲート端子に接続されている。また、ゲート制御信号３０ｂ〜３０ｇは、スイッチング素子２１ａ〜２６ａのそれぞれのゲート端子に接続されている。ここで、各スイッチング素子のゲート端子に与える制御信号は、各スイッチング素子のソース端子を基準として与えるものであり、実際には各ソース端子との接続配線が存在するが、簡略化のために図１では図示を省略している。

次に、制御部３０の制御および回路動作について説明する。図２は制御部３０の内部ブロック図であり、スイッチング素子２１ａ〜２６ａのゲート制御信号３０ｂ〜３０ｇの生成方法を説明するものである。
一般に、インバータのＰＷＭ制御は、キャリア信号と基準信号を用いて実現されることが知られている。本実施の形態に示す電力変換装置および電動機システムでは、キャリア信号として、鋸波キャリア生成回路５０によって鋸波キャリア信号５０ａが生成される例を示す。また、基準信号として、基準信号生成回路４０内の正弦波信号発生源４１で正弦波が生成される例を示す。この基準信号に基づいて、位相シフタ４２ａ，４２ｂにより＋２／３πおよび＋４／３π位相をシフトした信号が生成される。本実施の形態では、正弦波基準信号４０ａ，４０ｂ，４０ｃは、それぞれ電動機１３０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のゲート制御信号を生成する場合に用いられる。

図２に示すように、制御部３０は、鋸波キャリア信号５０ａと正弦波基準信号４０ａ〜４０ｃは、比較器６１ａ〜６１ｃでそれぞれ比較判定し、各相の上アームおよび下アームの制御信号が生成される。例えば、Ｕ相（第１レグ）の第１上アーム２１のスイッチング素子２１ａのゲート制御信号３０ｂは、比較器６１ａの出力をゲート駆動回路７０ｂで増幅して生成される。一方、Ｕ相（第１レグ）の第１下アーム２２のスイッチング素子２２ａのゲート制御信号３０ｃは、比較器６１ａの出力を反転回路６２ａにより論理反転され、この信号に固定遅延回路６３ａで所定時間の遅延を付加し、ゲート駆動回路７０ｃで増幅して生成される。Ｖ相（第２レグ）およびＷ相（第３レグ）についても同様である。その結果、後で説明する図３のゲート制御信号３０ｂ〜３０ｇが生成される。なお、固定遅延回路６３ａ〜６３ｃで遅延させる所定時間は、スイッチング部１１、各相の上アーム２１，２３，２５および各相の下アーム２２，２４，２６の寄生の入力容量と出力容量の充放電の時定数から決定する。

一方、電源遮断回路１０のスイッチング素子１１ａのゲート制御信号３０ａは、比較器６１ｄ，６１ｅによる基準信号Ｖｒｅｆ１およびＶｒｅｆ２と鋸波キャリア信号５０ａとの比較判定結果に基づいて生成する。具体的には、比較器６１ｄは、鋸波キャリア信号５０ａが正の基準信号Ｖｒｅｆ１より大きい状態を判定する。一方、比較器６１ｅは鋸波キャリア信号５０ａが負の基準信号Ｖｒｅｆ２より小さい状態を判定する。比較器６１ｄおよび比較器６１ｅの出力は加算回路６４で加算される。この結果、鋸波キャリア信号５０ａの値がリセットする点（微分値が不連続になる点）の前後の期間で加算回路６４の出力はＨ状態になる。加算回路６４の出力をゲート駆動回路７０ａで増幅してゲート制御信号３０ａが生成される。

なお、ゲート駆動回路部７０のゲート駆動回路７０ａ〜７０ｇは、それぞれが駆動するスイッチング素子のソース電位が異なるため、絶縁インターフェイスおよび絶縁電源を備えている。

次に、本実施の形態に示す電力変換装置１００の電源遮断回路１０の動作を図３に基づいて説明する。
図３は、本実施の形態に示す電力変換装置における電源遮断回路の動作説明用のタイムチャートであり、信号波形を模式的に示している。なお、図３において、正弦波基準信号４０ａ〜４０ｃはＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する正弦波基準信号を示す。ゲート制御信号３０ａは、スイッチング素子１１ａのゲート制御信号である。ゲート制御信号３０ｂ〜３０ｇは、各レグの上アームおよび下アームのスイッチング素子２１ａ〜２６ａのゲート制御信号を示す。また、Ｖｂｕｓは正極母線１７の電圧である。さらに、Ｒは鋸波キャリア信号５０ａのリセットを表す。

図３に示す通り、鋸波キャリア信号５０ａの立ち上がり期間におけるスイッチング素子２１ａ〜２６ａのスイッチングに対しては、電源遮断回路１０のスイッチング素子１１ａはオン状態を保持している。従って、この期間は電源遮断動作を行わない。また、直列接続された上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子（例えば２１ａと２２ａ）の短絡を防止するために、固定遅延回路６３ａ〜６３ｃにより所定期間のデッドタイム（以下、正デッドタイム）が確保される。この鋸波キャリア信号５０ａの立ち上がり期間の回路動作は、従来の一般的な３相インバータ制御と同様である。

一方、鋸波キャリア信号５０ａを採用したことにより、鋸波のリセット時にスイッチング素子２１ａ〜２６ａの全てがスイッチング動作することとなるが、その前後の期間（図３中の電源遮断期間Ｐｒ）を電源遮断回路１０のスイッチング素子１１ａをオフ期間とする。

上述の通り、この電源遮断期間Ｐｒは、鋸波キャリア信号５０ａが正の基準信号Ｖｒｅｆ１より大きい期間と負の基準信号Ｖｒｅｆ２より小さい期間を加算回路６４で加算することで生成している。この電源遮断期間Ｐｒに、インバータ回路２０のスイッチング素子２１ａ〜２６ａをスイッチングすることで、３相一括の低損失スイッチングを実現できる。

次に、本実施の形態の電源遮断回路１０の特徴とその効果を図４〜図８に基づいて説明する。
図４は、図３に図示した電源遮断期間Ｐｒを中心に、一点斜線で示した範囲Ａを分かり易く拡大したものである。また、図４に図示した電源遮断期間Ｐｒの前および後の期間におけるインバータ回路２０の電流経路を図５（ａ）および図５（ｂ）にそれぞれ示している。鋸波のようなリセット形状（信号の符号が即座に反転する形状）を有するキャリア信号を採用することにより、キャリア信号がリセットする際に下アーム還流モード（図５（ａ））から上アーム還流モード（図５（ｂ））に遷移するように制御することができる。さらに、固定遅延回路６３ａ〜６３ｃにより、電源遮断期間Ｐｒにおいてインバータ回路２０の上アームおよび下アームのスイッチング素子（例えば２１ａと２２ａ）が同時オンする期間（以下、負デッドタイム）を設ける。この負デッドタイムを設けることで、正極母線１７の電圧Ｖｂｕｓを零電圧に低下させ、低損失スイッチング動作を実現できる。

図５（ａ）から図５（ｂ）への環流電流の遷移を、低損失スイッチング動作の説明用模式図である図６で説明する。図６は、低損失スイッチング動作を分かり易く説明する模式図であり、符番号は省略している。図６（ａ）〜（ｃ）は、図５（ａ）から図５（ｂ）への遷移を示す図であり、図６（ｄ）は、図５（ｂ）に対応する。

図６（ａ）は、図５（ａ）の状態からスイッチング部１１のスイッチング素子１１ａがオフとなった状態である。ここでは、図６（ａ）に示す状態を第１動作モードと称することとする。第１動作モードは、一括スイッチング前の状態であり、図５（ａ）と同様に下アーム還流モードの状態である。すなわち、各相の下アームのスイッチング素子２２ａ，２４ａ，２６ａがオン状態（各相の上アームのスイッチング素子２１ａ，２３ａ，２５ａがオフ状態）となる状態であり、図６（ａ）に示すように、インバータ回路２０のオン状態にある各相の下アーム２２，２４，２６と電動機１３０との間で電流を還流させる還流モードである。ここで、図５（ａ）ではスイッチング素子１１ａがオフしているが、そのドレイン−ソース間電圧は増加せず、従って寄生容量は放電した状態を保持する。すなわち、スイッチング素子１１ａは零電流でターンオフすることとなる。

図６（ｂ）は、図６（ａ）の状態から、各相の上アームのスイッチング素子２１ａ，２３ａ，２５ａがオンとなった状態を示している。ここでは、図６（ｂ）に示す状態を第２動作モードと称することとする。第２動作モードでは、インバータ回路２０のすべての相の上アームおよび下アームのスイッチング素子２１ａ〜２６ａが同時にオンとする状態である。ここで、図中の破線で示したスイッチング部の寄生容量を充放電する電流の経路を点線で示している。すなわち、第１の動作モードでオフ状態にあった各相の上アーム２１，２３，２５は、寄生容量に電荷が充電されているため、そのオン動作によってこれらの寄生容量の電荷は放電されることとなる。図６（ｂ）で上下アームが同時オンする段階においては、スイッチング部１１の寄生容量に図６（ｂ）中の点線の充電経路が形成されるため、正極母線１７の電圧Ｖｂｕｓは零電圧に低下する。このとき、各相の上アームのスイッチング素子２１ａ，２３ａ，２５ａは零電流でターンオンし、各相の上アームおよび下アームを電流が還流する状態になる。

次に、図６（ｃ）は、図６（ｂ）の状態から、下アームのスイッチング素子２２ａ、２４ａ、２６ａがターンオフした状態を示している。ここでは、図６（ｃ）に示す状態を第３動作モードと称することとする。第３動作モードでは、インバータ回路２０の各相の上アームのスイッチング素子２１ａ，２３ａ，２５ａを同時にオンとした状態であり、各相の上アームを電流が還流することとなる。ここで、各相の下アームのスイッチング素子２２ａ，２４ａ，２６ａがオフした段階においては、正極母線１７の電圧Ｖｂｕｓは零電圧にあり、従って各相の下アームのスイッチング素子２２ａ，２４ａ，２６ａは零電圧でスイッチングする。その後、スイッチング素子１１ａがオンすると（図６（ｄ））、スイッチング部１１の寄生容量は図中の点線の経路で放電され、一方で各相の下アーム２２，２４，２６は図中の点線の経路で充電され、結果として正極母線１７の電圧Ｖｂｕｓが上昇する。このタイミングでインバータ回路の還流電流は、下アームから上アームへ完全に移行する。このスイッチング素子１１ａのオン動作においても、スイッチング素子１１ａは零電流でターンオンする。

以上のように、図６（ａ）〜（ｄ）の各素子のスイッチング動作は、零電流または零電圧のスイッチングをするため、低損失なスイッチングを実現することができる。ここで、従来のソフトスイッチング技術では、共振原理によって正極母線１７の電圧Ｖｂｕｓを上昇および下降さていた。一方、本発明では、第２動作モードにおけるインバータ回路の上アームおよび下アームの同時オン動作で正極母線１７の電圧Ｖｂｕｓを下降させ、スイッチング部１１の再接続動作（スイッチング素子１１ａのオン動作）でＶｂｕｓを上昇させる点が異なる。これにより、共振回路が不要となり、回路の小型化を実現できる。さらに、従来のソフトスイッチング技術ではＶｂｕｓの降下期間が負荷電力に依存して大きくならざるを得なかったのに対し（たとえば１０μｓ）、本発明では共振周期に寄らず十分に小さくできるため（たとえば１μｓ未満）、従ってインバータの実効的な出力電圧の低下による電動機の出力性能の低下を抑制できる。

なお、上記では第１動作モードにおいて各相の下アームのスイッチング素子２２ａ，２４ａ，２６ａをすべてオンとする場合について示したが、必ずしもすべてをオンとする必要はない。例えば、図６（ａ）に示す例ではスイッチング素子２４ａはオフとした場合でも、スイッチング素子２４ａに逆並列に接続された逆並列ダイオード２４ｂを介して還流することができる。第２動作モードおよび第３動作モードについても同様であり、第２動作モードにおいては、各相の上アームのスイッチング素子２１ａ，２３ａ，２５ａおよび各相の下アームのスイッチング素子２２ａ，２４ａ，２６ａを、必ずしもすべてオンとする必要はない。また、第３動作モードにおいても、各相の上アームのスイッチング素子２１ａ，２３ａ，２５ａ必ずしもすべてオンとする必要はない。

ここで、低損失スイッチング動作を実現するとき、各相の上アームおよび下アームをオンにする負デッドタイムを設けることが必要である理由を比較例である図７を用いて説明する。
図７は、図５（ａ）から図５（ｂ）に遷移する際に、一般的な正デッドタイム期間を設けた状態、すなわちインバータ回路のスイッチング素子２１ａ〜２６ａの全てをオフした状態のインバータ回路の電流経路を示す図である。この場合は、負荷電流はインバータ回路２０の逆並列ダイオードに流れることになる。その結果として、負荷電流はスイッチング部１１の逆並列ダイオード１１ｂを介して電源へ回生される。すなわち、スイッチング素子１１ａがオフ状態にあったとしても、図５（ａ）から図５（ｂ）に遷移する際の正デッドタイム期間中に正極母線１７の電圧Ｖｂｕｓが上昇し、従って零電圧スイッチング動作が実現できないこのため、一般的な正デッドタイム期間を設けた場合には、ソフトスイッチング動作を実現するために、正デッドタイム期間中の負荷電流を共振回路で流すために、大規模な共振回路を追加する必要がある。

さらに、本実施の形態の電源遮断回路１０の動作を図８に基づいて、図１も参照して説明する。図８はＵ相を例として、図４の電源遮断期間Ｐｒにおける低損失スイッチング波形を模式的に示した図である。
図８において、ゲート制御信号３０ｂ，３０ｃは、Ｕ相の上アームおよび下アームのスイッチング素子２１ａ，２２ａのゲート制御信号である。ゲート制御信号３０ａは、スイッチング素子１１ａのゲート制御信号である。また、Ｖｂｕｓは正極母線１７の電圧である。Ｉａ（破線）は、Ｕ相上アーム（第１上アーム２１）の逆並列ダイオード２１ｂを流れる電流であり、Ｖｋａ（実線）は、Ｕ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂの端子間電圧である。Ｉｄ（破線）は、Ｕ相下アーム（第１下アーム２２）のスイッチング素子２２ａを流れる電流であり、Ｖｄｓ（実線）は、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａのソースードレイン間の電圧である。また、「ＨＳ」は通常スイッチングを示し、「ＳＳ」は低損失スイッチングを示す。

この電源遮断期間Ｐｒにおいて、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａはオンからオフに遷移する。これに伴い、Ｕ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂはオフからオンに遷移し、電流Ｉａはすべて逆並列ダイオード２１ｂに流れるようになる。図８において、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａのオン→オフの遷移は、ゲート制御信号３０ｃ（Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａのゲート制御信号）のオン→オフの変化に対応する。この低損失スイッチングは、上述のように正極母線１７の電圧Ｖｂｕｓが零電圧の状態のスイッチングであるため、スイッチング損失が発生しない零電圧スイッチングを実現できる。

なお、通常スイッチング（ＨＳ）は、一般的な正デッドタイム期間を設けた場合のスイッチングであり、具体的には、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａのオフ→オンへのスイッチングである。ここで、Ｕ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂを流れる電流（Ｉａ）およびＵ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂの端子間電圧（Ｖｋａ）の変化は、Ｕ相下アームのスイッチング素子２２ａがオフからオンに遷移することに伴い、Ｕ相上アームの逆並列ダイオード２１ｂがオンからオフに遷移することを表している。

このように、本実施の形態に示す電力変換装置および電動機システムは、鋸波キャリア信号のリセット時のインバータ動作を低損失化し、電源遮断回路１０で発生するスイッチング損失をも抑制することができる。鋸波キャリア信号のリセット時に発生するインバータのスイッチングは総回数の１／２である。従って、本実施の形態１ではインバータ回路２０のスイッチング損失を１／２に低減できる。一方で、電源遮断回路１０で発生する損失は主としてスイッチング素子１１ａの導通損失であるが、この導通損失はスイッチング素子１１ａを並列化することでさらに低減できる。

以上のように、本実施の形態１に示す電力変換装置および電動機システムでは、鋸波キャリア信号のようなリセット形状を有するキャリア信号を採用することでインバータを下アーム還流モードから上アーム還流モードに遷移する動作モードを設け、このタイミングで電源遮断回路のスイッチング素子１１ａをオフかつインバータの上、下アームの制御に負デッドタイム期間を設けることで蓄電デバイス１２０へ回生動作を防止し、共振電流を流すことなく低損失スイッチングを実現するものである。

従って、本実施の形態１で適用するキャリア信号は鋸波形状に限られるものではなく、下アーム還流から上アーム還流に遷移する動作モードを提供するキャリア信号全般に適用できる。

また、本実施の形態１では、鋸波キャリア信号が立ち上がる期間中のスイッチングに対して正デッドタイムを与え、かつ鋸波キャリア信号のリセット時のスイッチングに対して負デッドタイムを与える手段として、固定遅延回路６３ａ〜６３ｃを用いた構成を例示した。しかし、これに限られるものではない。さらに、本実施の形態１では、下アーム還流から上アーム還流に遷移する場合を例示したが、比較器６１ａ〜６１ｃの＋入力と−入力を入れ替えることで上アーム還流から下アーム還流に遷移させてもよい。

なお、本実施の形態１では、直流電源として、蓄電デバイスを想定して説明した。しかし、交流電力をインバータで直流に変換した直流電源であってもよい。また、太陽光発電装置、燃料電池、直流出力可能な発電機であってもよい。

また、本実施の形態１では、電力変換装置１００の低損失スイッチング（負デッドタイム）の適用を、蓄電デバイス１２０から電動機１３０に電流が流れる方向の例で説明した。しかし、電力変換装置１００の低損失スイッチング（負デッドタイム）は、発電機としての電動機１３０から蓄電デバイス１２０に電流が流れる方向の場合でも、同様に適用できる。すなわち、電力変換装置１００を流れる電流の方向に関わらずに、低損失スイッチング（負デッドタイム）を適用することで、共振回路を追加することいなく損失低減を実現した電力変換装置及びこれを用いた電動機システムを構成できる。

以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置および電動機システムは、直流電源とインバータ回路との間に接続された電源遮断部と、インバータ回路と、電源遮断部とを制御する制御部とを備えており、制御部が、制御部は、電源遮断回路が直流電源とインバータ回路とを遮断する期間において、複数のレグのうち少なくとも１つのレグの下アームのスイッチング素子をオンとする第１動作モードと、複数のレグのうち少なくとも１つのレグの上アームおよび下アームのスイッチング素子を同時にオンとする第２動作モードと、複数のレグのうち少なくとも１つのレグの上アームのスイッチング素子をオンとする第３動作モードと、を用いてインバータ回路および電源遮断回路を制御することにより、回路の小型化および損失低減を実現できる。さらに、インバータ出力の零電圧期間の増加による実効的な出力電圧の低下を抑制し、従って電動機の出力特性の低下を抑制できる。

実施の形態２．
実施の形態２の電力変換装置および電動機システムは、実施の形態１の電力変換装置および電動機システムと比べ、インバータ回路の上アームと下アームのスイッチング素子のゲート制御信号の遅延時間および電源遮断回路が蓄電デバイスとインバータ回路とを遮断する期間を削減し、従ってインバータ出力の零電圧期間を短縮する構成としたものである。実施の形態２に係る電力変換装置および電動機システムの構成は図１に示す場合と同様であり、説明を省略する。

以下、実施の形態２の電力変換装置について、制御部の内部ブロック図である図９に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。図９において、実施の形態１の図２と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。なお、実施の形態１と区別するため、電力変換装置２００、制御部２３０、および制御信号生成回路２６０としている。

まず、電力変換装置２００の制御部２３０の構成を図９に基づいて説明する。
実施の形態２の制御部２３０と実施の形態１の制御部３０との構成の違いは、制御信号生成回路２６０である。制御信号生成回路２６０において、実施の形態１の制御信号生成回路６０の固定遅延回路６３ａ〜６３ｃを可変遅延回路２６３ａ〜２６３ｃとし、さらに電源電圧検出回路５１と遮断期間調整回路を追加している。

図２に示した実施の形態１における制御信号の生成方法と比べて、図９に示す制御部２３０では可変遅延回路２６３ａ〜２６３ｃが、電源電圧検出回路５１が検出した蓄電デバイス１２０の電圧検出値５１ａに応じて遅延時間を可変させる。さらに、遮断期間調整回路６６は、電圧検出値５１ａに応じて比較器６１ｄおよび６１ｅの基準電圧を調整する。これにより、実施の形態１では予め定めた所定の遅延時間および電源遮断期間を与えるに対して、本実施の形態２では蓄電デバイスの電圧値に応じて遅延時間を最適化することができる。すなわち、蓄電デバイスの電圧値に応じてスイッチング部１１および第１〜第３上アーム２１，２３，２５および第１〜第３下アーム２２，２４，２６の寄生容量が変化することに起因して、正極母線１７の電圧Ｖｂｕｓの立ち上がりおよび立ち下がり時間が変化すること考慮して遅延時間を与える。その結果、デッドタイムを最小化することができるため、デッドタイム追加による電力変換効率の低下を抑制できる効果がある。

本実施の形態２では、蓄電デバイス１２０の状態を検出する方法として電源電圧検出回路５１を用いる構成を例示したが、蓄電デバイス１２０から供給される電流値を検出する方法であってもよい。この場合、電源電圧検出回路の入力信号としては、カレントトランス等を用いて取得した正極母線１７を流れる電流の測定値を用いることができる。

本実施の形態２において、制御信号生成回路２６０以外の構成および動作は、実施の形態１と同様であるため、その説明は省略する。

以上説明したように、実施の形態２に係る電力変換装置および電動機システムは、実施の形態１で示した電力変換装置の上アームと下アームのスイッチング素子のゲート制御信号の遅延時間および電源遮断期間を蓄電デバイスの状態に応じて変更する構成としたものである。したがって、実施の形態２の電力変換装置およびこれを用いた電動機システムは、実施の形態１と同様におよび共振回路を用いることなく損失低減を実現できる。さらに、デッドタイム追加による電力変換効率の低下、さらにはインバータ実効的な出力電圧の低下を抑制できる効果がある。

実施の形態３．
実施の形態３に係る電力変換装置および電動機システムは、実施の形態２で示した電力変換装置および電動機システムと同様に、インバータ回路の上アームと下アームのスイッチング素子のゲート制御信号の遅延時間および電源遮断回路が蓄電デバイスとインバータ回路とを遮断する期間を削減し、インバータ出力の零電圧期間を短縮する構成としたものである。実施の形態３に係る電力変換装置および電動機システムの構成は図１に示す場合と同様であり、説明を省略する。

以下、実施の形態３の電力変換装置について、制御部の内部ブロック図である図１０に基づいて、実施の形態２との差異を中心に説明する。図１０において、実施の形態２の図９と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。なお、実施の形態２と区別するため、電力変換装置３００、制御部３３０、および制御信号生成回路３６０としている。

まず、電力変換装置３００の制御部３３０の構成を図１０に基づいて説明する。実施の形態３の制御部３３０と実施の形態２の制御部２３０との構成の違いは、電源電圧検出回路５１を削除したこと、および制御信号生成回路３６０の構成である。

図９に示した実施の形態２における制御信号の生成方法と比べて、図１０では可変遅延回路２６３ａ〜２６３ｃが、スイッチング素子１１ａを駆動するゲート駆動回路７０ａの出力電圧を判定するゲート判定回路２６７ａの出力電圧に応じて遅延時間を可変させる。さらに、遮断期間調整回路６６は、スイッチング素子２６ａを駆動するゲート駆動回路７０ｇの出力電圧を判定するゲート判定回路２６７ｂの出力電圧に応じて比較器６１ｄおよび６１ｅの基準電圧を調整する。これにより、実施の形態２では蓄電デバイスの電圧値に応じて遅延時間を最適化したのに対し、本実施の形態３ではスイッチング素子１１ａおよび２６ａのゲートが完全にオフしたタイミングを検出して遅延時間を最適化することができる。具体的には、蓄電デバイス１２０とインバータ回路２０が遮断されると即座にインバータ回路２０の上アーム２１，２３，２５および下アーム２２，２４，２６を同時オン状態にし、かつインバータ回路２０の上アーム２１，２３，２５および下アーム２２，２４，２６の同時オン状態が解除されると即座に蓄電デバイス１２０とインバータ回路２０を再接続するように調整する。その結果、デッドタイムを最小化することができるため、デッドタイム追加による電力変換効率の低下を抑制できる効果がある。

本実施の形態３では、インバータ回路の上アーム２１，２３，２５および下アーム２２，２４，２６の同時オン状態が解除されるタイミングを検出する方法として、スイッチング素子２６ａのゲート電圧を判定する例を示したが、他の下アームのスイッチング素子のゲート電圧を判定する方法、あるいは全ての下アームのスイッチング素子のゲート電圧を判定する方法であっても良い。

本実施の形態３において、制御信号生成回路３６０以外の構成および動作は、実施の形態１と同様であるため、その説明は省略する。

以上説明したように、実施の形態３の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置の上アームと下アームのスイッチング素子のゲート制御信号の遅延時間および電源遮断期間をスイッチング素子のゲートの放電時間に応じて最適化する構成としたものである。したがって、実施の形態３の電力変換装置およびこれを用いた電動機システムは、実施の形態１と同様におよび共振回路を用いることなく損失低減を実現できる。さらに、デッドタイム追加による電力変換効率の低下、さらにはインバータ実効的な出力電圧の低下を抑制できる効果がある。

実施の形態４．
実施の形態４の電力変換装置および電動機システムは、実施の形態１の電力変換装置および電動機システムのインバータ回路および電動機をＸ群とＹ群の２群構成としたものである。

以下、実施の形態４の電力変換装置および電動機システムについて、電力変換装置および電動機システムの構成を示すブロック図である図１１、および電力変換装置の制御部の内部ブロック図である図１２に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。図１１、１２において、実施の形態１の図１、２と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。なお、実施の形態１と区別するため、電動機システム４０００、電力変換装置４００、インバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙ、制御部４３０、基準信号生成回路４４０、および制御信号生成回路４６０としている。また、図１２において、図面を簡素化するため、ゲート駆動回路部を省略している。

まず、実施の形態４の電動機システム４０００および電力変換装置４００の全体構成を図１１に基づいて説明する。
電動機システム４０００は、蓄電デバイス１２０から供給される電力を、電力変換装置４００で交流に変換し、変換された電力でモータである２台の電動機１３０Ｘ、１３０Ｙを駆動する。電力変換装置４００は、負荷である２台の電動機１３０Ｘ、１３０Ｙにそれぞれ電力を供給するインバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙと、インバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙと蓄電デバイス１２０の間に接続された電源遮断回路１０と、電源遮断回路１０およびインバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙを制御する制御部４３０を備えている。以下、適宜、電動機１３０Ｘおよびインバータ回路４２０Ｘ、電動機１３０Ｙおよびインバータ回路４２０ＹをそれぞれＸ群、Ｙ群と記載する。

電源遮断回路１０とインバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙそれぞれの構成および動作は、実施の形態１に示す電源遮断回路とインバータ回路２０と同様であるため、説明は省略する。

次に制御部４３０について説明する。
制御部４３０は、基準信号生成回路４４０と、鋸波キャリア生成回路５０と、制御信号生成回路４６０と図示しないゲート駆動回路部とを備える。基準信号生成回路４４０では、実施の形態１の基準信号生成回路４０に対して、インバータ回路４２０Ｙ用に位相シフタ４４３ａ〜４４３ｃが追加されている。インバータ回路４２０Ｙ用の正弦波基準信号４０ａＹ、４０ｂＹ、４０ｃＹはそれぞれインバータ回路４２０Ｙ（すなわち、電動機１３０Ｙ）のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。正弦波信号発生源４１で生成する基準信号に対して、位相シフタ４４３ａで位相をθ分だけシフトさせている。このため、この正弦波基準信号４０ａＹ、４０ｂＹ、４０ｃＹは、インバータ回路４２０Ｘ（すなわち、電動機１３０Ｘ）用の正弦波基準信号４０ａＸ、４０ｂＸ、４０ｃＸに対して、位相がθシフトしている。

制御信号生成回路４６０では、実施の形態１の制御信号生成回路６０に対して、２台のインバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙに対応する構成となっている。それぞれの構成、動作は、実施の形態１と同じである。すなわち、制御信号生成回路４６０では、インバータ回路４２０Ｘに対応する、比較器６１ａＸ〜６１ｃＸと、反転回路６２ａＸ〜６２ｃＸと、固定遅延回路６３ａＸ〜６３ｃＸとを備える。また、制御信号生成回路４６０では、インバータ回路４２０Ｙに対応する、比較器６１ａＹ〜６１ｃＹと、反転回路６２ａＹ〜６２ｃＹと、固定遅延回路６３ａＹ〜６３ｃＹとを備える。

２群の電動機（１３０Ｘ、１３０Ｙ）を２群のインバータ回路（４２０Ｘ、４２０Ｙ）で駆動する場合、２群のインバータ回路の各相の正弦波基準信号を異なる位相で与えることで、蓄電デバイス１２０に発生するリップル電流を分散化することが一般的である。本実施の形態４では、その位相差をθとしている。一方で、鋸波キャリア信号５０ａは、Ｘ群とＹ群で同一の信号を用いている。同一のキャリア信号を用いることで、鋸波キャリア信号のリセット時にＸ群とＹ群が同時にスイッチングするため、電源遮断回路のゲート制御信号は図２と同様に生成することができる。すなわち、電源遮断回路の動作周波数の増加を抑制し、制御負荷の増加を抑制することができる。

実施の形態４では、インバータ回路４２０Ｘ、４２０Ｙおよび電動機１３０Ｘ、１３０Ｙが、２群構成になっているため、電動機の総出力トルクを向上できる。また、一方の電動機は駆動を主体とし、他方の電動機は発電を主体とするように設計することで、駆動と発電の両機能をそれぞれ最適に実現することができる。

本実施の形態４では、インバータ回路および電動機が２群構成の例を示したが、３群構成あるいはそれ以上の多群構成に対しても、同様に適用することができる。

以上説明したように、実施の形態４の電力変換装置および電動機システムは、実施の形態１の電力変換装置および電動機システムのインバータ回路および電動機をＸ群とＹ群の２群構成としたものである。したがって、実施の形態４の電力変換装置およびこれを用いた電動機システムは、実施の形態１と同様に追加する回路の小型化および損失低減を実現できる。さらに、電動機の総出力トルクの向上、および駆動と発電の両機能の最適化を実現することができる。

実施の形態５．
実施の形態５の電力変換装置および電動機システムは、実施の形態４の電力変換装置および電動機システムに対して、２群のインバータ回路の鋸波キャリア信号に位相差φを設ける構成としたものである。

以下、実施の形態５の電力変換装置および電動機システムについて、電力変換装置の内部ブロック図である図１３に基づいて、実施の形態４との差異を中心に説明する。図１３において、実施の形態４の図１２と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。なお、実施の形態４と区別するため、電力変換装置５００、制御部５３０、および制御信号生成回路５６０としている。なお、図１３において、図面を簡素化するため、ゲート駆動回路部を省略している。

まず、実施の形態５の電動機システムおよび電力変換装置５００の全体構成は、実施の形態４の電動機システム４０００および電力変換装置４００と同様である。すなわち、電動機システムは、蓄電デバイス１２０から供給される電力を、電力変換装置５００で交流に変換し、変換された電力でモータである２台の電動機を駆動する。

次に制御部５３０について説明する。
実施の形態４の制御部４３０との違いは、制御信号生成回路５６０である。まず、構成の違いを説明する。制御信号生成回路５６０では、実施の形態４の制御信号生成回路４６０に対して、位相シフタ５６５と加算回路５６６が追加されている。位相シフタ５６５によって、鋸波キャリア生成回路５０が生成する鋸波キャリア信号５０ａに対して、位相差φ分だけシフトさせて、Ｘ群用の鋸波キャリア信号（５０ａＸ）として用いている。また、加算回路５６６では、鋸波キャリア信号５０ａ（５０ａＹ）と位相差φ分だけシフトさせたＸ群用の鋸波キャリア信号（５０ａＸ）を加算し、その出力を比較器６１ｄ、６１ｅに入力している。
なお、図１３では、鋸波キャリア信号５０ａと同じ信号であるが、鋸波キャリア信号５０ａＸとの対応を明確にするため、鋸波キャリア信号５０ａＹと記載している。

次に、電力変換装置５００の動作について、実施の形態４の電力変換装置４００との差異を中心に説明する。
位相差φは、蓄電デバイス１２０に発生するリップル電流、およびノイズを分散化する目的で与えられる。この場合、インバータ回路のＸ群とＹ群の鋸波キャリア信号５０ａＸおよび鋸波キャリア信号５０ａＹのリセットタイミングがずれるため、両方のリセットタイミングで電源遮断回路を動作させる必要がある。そこで、本実施の形態５では、鋸波キャリア信号５０ａＸと鋸波キャリア信号５０ａＹを加算回路５６６で加算し、比較器６１ｄ，６１ｅに入力する構成としている。このため、電源遮断回路１０の動作周波数は実施の形態４に示す電力変換装置の２倍となり、電源遮断回路１０の損失も２倍になる。

従来方式では、共振回路の損失が問題となり、例えばインバータ回路Ｘ群とＹ群でそれぞれ個別に共振回路を設けるなどの対策が必要と考えられる。
一方、本実施の形態５の電動機システムでは、共振回路を削除したことにより、異なるタイミングでスイッチングするインバータ回路Ｘ群とＹ群に同一の電源遮断回路を適用することができる。

本実施の形態５の制御部５３０の制御信号生成回路５６０以外の構成および動作は、実施の形態４と同様であるため、その説明は省略する。

本実施の形態５では、インバータ回路および電動機が２群構成の例を示したが、３群構成あるいはそれ以上の多群構成に対しても、各群の正弦波基準信号および鋸波キャリア信号に位相差を与えることで、容易に適用することができる。

以上説明したように、実施の形態５の電力変換装置および電動機システムは、実施の形態４の電力変換装置および電動機システムに対して、２群のインバータ回路の鋸波キャリア信号に位相差φを設ける構成としたものである。したがって、実施の形態５の電力変換装置およびこれを用いた電動機システムは、実施の形態１と同様に追加するＬＣ共振回路の小型化および損失低減を実現できる。さらに、電動機の総出力トルクの向上、および駆動と発電の両機能の最適化を実現することができるとともに、蓄電デバイスに発生するリップル電流およびノイズを分散できる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。

１０ 電源遮断回路、１１ スイッチング部、１１ａ スイッチング素子、１１ｂ 逆並列ダイオード、１７ 正極母線、１８ 負極母線、２０ インバータ回路、２１ 第１上アーム、２１ａ スイッチング素子、２１ｂ 逆並列ダイオード、２２ 第１下アーム、２２ａ スイッチング素子、２２ｂ 逆並列ダイオード、２３ 第２上アーム、２３ａ スイッチング素子、２３ｂ 逆並列ダイオード、２４ 第２下アーム、２４ａ スイッチング素子、２４ｂ 逆並列ダイオード、２５ 第３上アーム、２５ａ スイッチング素子、２５ｂ 逆並列ダイオード、２６ 第３下アーム、２６ａ スイッチング素子、２６ｂ 逆並列ダイオード、２７ 正極母線、２８ 負極母線、３０ 制御部、３０ａ〜ｇ ゲート制御信号、４０ 基準信号生成回路、４０ａ〜ｃ 正弦波基準信号、４０ａＸ〜ｃＸ 正弦波基準信号、４０ａＹ〜ｃＹ 正弦波基準信号、４１ 正弦波信号発生源、４２ａ 位相シフタ、４２ｂ 位相シフタ、５０ 鋸波キャリア生成回路、５１ 電源電圧検出回路、５１ａ 電圧検出値、６０ 制御信号生成回路、６１ａ〜ｅ 比較器、６２ａ〜ｃ 反転回路、６３ａ〜ｃ 固定遅延回路、６４ 加算回路、６６ 遮断期間調整回路、７０ａ〜ｇゲート駆動回路部、１００ 電力変換装置、１２０ 蓄電デバイス、１３０ 電動機、１３０ａ Ｕ相端子、１３０ｂ Ｖ相端子、１３０ｃ Ｗ相端子、２００ 電力変換装置、２３０ 制御部、２６０ 制御信号生成回路、２６３ａ〜ｃ 可変遅延回路、２６７ａ ゲート判定回路、２６７ｂ ゲート判定回路、３００ 電力変換装置、３３０ 制御部、３６０ 制御信号生成回路、４００ 電力変換装置、４２０Ｘ インバータ回路、４２０Ｙ インバータ回路、４３０ 制御部、４４０ 基準信号生成回路、４４３ａ〜ｃ 位相シフタ、４６０ 制御信号生成回路、５００ 電力変換装置、５３０ 制御部、５６０ 制御信号生成回路、５６５ 位相シフタ、５６６ 加算回路、１０００ 電動機駆動装置、４０００ 電動機システム

この発明に係る電力変換装置は、一端が直流電源に接続され直流電源からの入力を遮断する電源遮断回路と、一端が電源遮断回路の他端に接続され、直流電源からの電力を交流電力に変換するインバータ回路と、インバータ回路および電源遮断回路を制御する制御部と、を備え、インバータ回路は、スイッチング素子を有する上アームおよびスイッチング素子を有する下アームが直列接続された複数のレグであって、互いに並列接続された複数のレグを有しており、制御部は、電源遮断回路が直流電源とインバータ回路とを遮断する期間において、複数のレグのうち少なくとも１つのレグの下アームのスイッチング素子をオンとする第１動作モードと、複数のレグのうち少なくとも１つのレグの上アームおよび下アームのスイッチング素子を同時にオンとする第２動作モードと、複数のレグのうち少なくとも１つのレグの上アームのスイッチング素子をオンとする第３動作モードと、を用いてインバータ回路および電源遮断回路を制御し、第１動作モードにおいて、下アームに電流を還流するよう下アームのスイッチング素子をオンとし、第３動作モードにおいて、上アームに電流を還流するよう上アームのスイッチング素子をオンとすること、を特徴とする。

Claims (11)

1. 一端が直流電源に接続され前記直流電源からの入力を遮断する電源遮断回路と、
   一端が前記電源遮断回路の他端に接続され、前記直流電源からの電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
   前記インバータ回路および前記電源遮断回路を制御する制御部と、
   を備え、
   前記インバータ回路は、スイッチング素子を有する上アームおよびスイッチング素子を有する下アームが直列接続された複数のレグであって、互いに並列接続された複数のレグを有しており、
   前記制御部は、前記電源遮断回路が前記直流電源と前記インバータ回路とを遮断する期間において、
   前記複数のレグのうち少なくとも１つのレグの下アームのスイッチング素子をオンとする第１動作モードと、
   前記複数のレグのうち少なくとも１つのレグの上アームおよび下アームのスイッチング素子を同時にオンとする第２動作モードと、
   前記複数のレグのうち少なくとも１つのレグの上アームのスイッチング素子をオンとする第３動作モードと、を用いて前記インバータ回路および前記電源遮断回路を制御すること、
   を特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記第１動作モードにおいて、前記下アームに電流を還流するよう前記下アームのスイッチング素子をオンとし、
   前記第３動作モードにおいて、前記上アームに電流を還流するよう前記上アームのスイッチング素子をオンとすること、
   を特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記第１動作モードにおいて、前記複数のレグのうちすべてのレグの下アームをオンとし、
   前記第２動作モードにおいて、前記複数のレグのうちすべてのレグの上アームおよび下アームのスイッチング素子を同時にオンとし、
   前記第３動作モードにおいて、前記前記複数のレグのうちすべてのレグの上アームをオンとすること、
   を特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記第１動作モードから前記第３動作モードへ、または、前記第３動作から前記第１動作モードへ遷移させる場合において、前記第１動作モードと前記第３動作モードとの間に前記第２動作モードを設けること、
   を特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、鋸波キャリア信号および正弦波信号を用いたＰＷＭ制御によって、前記インバータ回路を制御し、
   前記制御部は、前記第２動作モードにおいて、前記鋸波キャリア信号および正弦波信号を比較判定することにより生成された信号に対し、予め定められた遅延を付加する固定遅延回路をさらに備えること、
   を特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、前記第２動作モードをあらかじめ決められた所定の時間になるように制御すること、
   を特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、前記電源遮断回路が前記直流電源と前記インバータ回路とを遮断する期間があらかじめ決められた所定の時間になるように制御すること、
   を特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記制御部は、前記直流電源の電圧値に基づいて、前記電源遮断回路が前記直流電源と前記インバータ回路とを遮断する期間および前記上アームおよび前記下アームを同時にオンする期間を制御すること、
   を特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記制御部は、前記電源遮断回路の制御信号に基づいて、前記上アームおよび前記下アームを同時オンするタイミングを調整すること、
   を特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記制御部は、前記インバータ回路を制御する制御信号のうち少なくとも１つの制御信号に基づいて、前記電源遮断回路が前記直流電源と前記インバータ回路とを再接続するタイミングを制御すること、
    を特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
    直流電源と、
    前記電力変換装置に接続された電動機と、
    を備えることを特徴とする電動機システム。

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