JP5837229B2 - 車両用交流電動発電機 - Google Patents

Description

この発明は、車両用バッテリなどの直流電力を３相交流電力に変換して回転電機を駆動したり、回転電機が発電した３相交流電力を直流電力に変換して車両用バッテリなどの直流電源に供給したりする車両用交流電動発電機に関するものである。

従来の自動車用エンジン始動機兼発電機の一例が特許文献１に示されている。回転電機の３相巻線（固定子）が三角形に結線され、３相巻線にはパワー半導体スイッチ（パワーＭＯＳＦＥＴ）で構成された３相ブリッジ回路が接続されている。各パワー半導体スイッチは、制御回路によって所定のタイミングでオン・オフ制御され、自動車のエンジンを始動させる時など電動機として動作させる際には、バッテリの直流電力を交流電力に変換して固定子に３相交流電流を流し、発電機として動作する際には、エンジンによって回転駆動されることで固定子に誘起された３相交流電流を整流して直流電流に変換してバッテリに供給する。

また、この例では界磁巻線（回転子）とその電流量を制御する駆動回路も備えられており、電動機としての出力トルクや発電機としての発電量は界磁巻線の電流量を調整することで可変することができる。また、特許文献１では発電動作中におけるバッテリ端子外れ等のロードダンプ（load dump）時の過電圧抑制手段として、各パワー半導体スイッチのアバランシェ効果を利用し、その定格電圧を過電圧抑制の要求値に応じて設定することが示されている。これは、電力変換部の直流端子間にツェナーダイオードを用いると装置のサイズとコストが増加するためである。

特表２００５−５０６０２８号公報

一方、このような電力変換部を用いて電動機として動作させた場合には、各パワー半導体スイッチがターンオフするタイミングにその主端子の両端には、配線の寄生インダクタンスによるサージ電圧が発生するが、そのサージエネルギーもパワー半導体スイッチのアバランシェ効果を用いてパワー半導体自身で吸収することになる。

３相ブリッジ回路の各アームにおけるパワー半導体スイッチの並列個数は、そこに流れる電流値や電力損失による温度上昇の許容値などによって決定されるが、自動車のエンジン始動用として用いられる交流電動発電機では、最大で５００Ａを超える電流が流れるため、複数のパワー半導体スイッチを並列接続（例えば４並列）にして用いられることが多い。ここで、アバランシェ降伏特性が異なったものが並列接続された場合には、その特性差に応じてターンオフ損失の配分割合が変化する。極端な場合には最もアバランシェ降伏電圧が低い１つのパワー半導体スイッチに全てのスイッチング損失が集中して、過熱破壊に至る可能性がある。また、並列接続する各半導体スイッチにおける電力損失が不均等になることにより、電力損失が最大となる半導体スイッチに合わせて熱設計を行なう必要が生じるため、半導体スイッチの総面積が増大したり、電力変換装置の放熱回路が大型化したりすると共に、製品のコストアップに繋がる。

前記の従来技術の問題点の詳細を図５〜８を用いて以下に説明する。図５は回転電機と電力変換部を用いた従来の車両用交流電動発電機を示す構成図である。図５では、バッテリ１７の直流電力を電力変換装置１１によって３相の交流電力に変換して回転電機１９を駆動して図示しないエンジンに回転力を与えたり、エンジンの回転によって駆動され回転電機１９が発電した３相の交流電力を電力変換装置１１によって直流電力に変換してバッテリ１７および図示しない車両負荷に供給するシステムを示している。

電力変換部１２の高電位側直流端子Ｂと低電位側直流端子Ｅには、バッテリ１７の正極端子と負極端子がそれぞれ接続され、電力変換部１２の３相交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗには回転電機１９のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の固定子巻線がそれぞれ接続される。なお、配線インダクタンス１８は、バッテリ１７と電力変換部１２を接続する高電位側および低電位側の配線の寄生インダクタンスの総和を代表して表現している。

電力変換部１２は、半導体スイッチとしてＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆが２直列３並列のいわゆる３相ブリッジ型に構成されている。電力変換部１２は、２直列の両端および中点が電力変換装置１１の直流端子Ｂ、Ｅおよび交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗにそれぞれ接続されている。パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆは、それぞれ図７に示すように、回転電機１９の固定子に流れる電流値に応じて複数（この例では４個）のパワーＭＯＳＦＥＴが並列接続されており、第１の主端子（ドレインＤ）、第２の主端子（ソースＳ）、および制御端子（ゲートＧ）を持ち、ゲート・ソース間の電圧を制御回路１３で制御することでオン・オフさせる。パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆは、オン時にはドレイン・ソース間が双方向に通電可能な抵抗素子となり、オフ時にはソースからドレインの方向のみ通電可能なダイオード素子となる。

また、電力変換装置１１の直流端子Ｂ，Ｅ間には小容量のコンデンサ１５が接続されている。これはパワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆのスイッチングなどに起因する高周波ノイズを低減し、ラジオノイズ等の放射ノイズや伝導ノイズを抑制するための役割を担っている。電力変換部１２がパルス幅変調（ＰＷＭ）制御での電力変換を行う場合には、直流端子Ｂ，Ｅ間の電圧を平滑するために大容量のコンデンサをコンデンサ１５の位置に接続するのが一般的であるが、ここでは後述する１パルス通電方式にて電力変換を行うため、大容量の平滑コンデンサは必ずしも必要ではないため、製品の小型化と低コスト化のために搭載していない。

制御回路１３は、図示しない上位ＥＣＵからの指令、Ｂ，Ｅ直流端子間電圧、回転電機１９の図示しない回転子の界磁巻線電流や回転位置など様々なセンサ情報を基に、動作モードに応じて電力変換部１２のパワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆのオン・オフ駆動を行うと共に、回転電機１９の図示しない回転子の界磁巻線の電流制御を行うことで、電動機としての出力トルクや発電機としての発電量を制御している。

次に、図５において、回転電機１９を回転子の電気角周期に同期した通電角１８０度の１パルス通電制御を適用して駆動した、低速回転領域における各部動作波形について、図６を用いて説明する。ＵＨ，ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬは、制御回路１３によって制御される各パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆのオン・オフ論理を示したものであり、ハイがオン状態をローがオフ状態を示している。なお、同相のパワーＭＯＳＦＥＴ（１６ａと１６ｂ、１６ｃと１６ｄ、１６ｅと１６ｆ）のオン・オフ切り替わりタイミングでは同時オンによる同相アーム短絡を防止するための時間（デッドタイム）が確保されている。Ｖｂｅは電力変換装置１１の直流端子Ｂ，Ｅ間の電圧、Ｉｄｃは電力変換部１２の高電位側直流ラインを流れる電流、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは電力変換装置１１の交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗを流れる電流（電力変換装置１１から回転電機１９への方向が正）を示している。Ａ点はパワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ（ＵＨ）がオン（０度）から、１８０度の１パルス通電制御されオフ（１８０度）した時間である。

このように１８０度通電制御では、回転電機１９の回転に同期させてオンさせるパワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆの組み合わせパターンを電気角位相で６０度毎に順に変化させることで、回転電機１９の固定子巻線の各端子間に交流電圧が印加され、固定子巻線に３相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れる。パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆの各ターンオフのタイミングに着目すると、常に高電位側と低電位側のパワーＭＯＳＦＥＴのうち２相がオンになっている側の片方がターンオフして、バッテリ１７から流れてくる直流電流Ｉｄｃの約半分が遮断される。それにより配線インダクタンス１８には逆起電圧が発生するため、Ｖｂｅの波形には電気角位相で６０度毎にサージ電圧が観測される。一方で、パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆがターンオンする際には、電流がソースからドレインの方向、すなわちパワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆの寄生ダイオードに流れている位相でオンするため、Ｖｂｅ波形に目立った変化は現れない。

次に、パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆのそれぞれのターンオフ時（例えば図６のＡ点）に発生するパワーＭＯＳＦＥＴチップにおける電力損失（ターンオフ損失）について図８を用いて説明する。図８は図６において各パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆがターンオフする区間のターンオフする当該パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄ、及び並列接続されたパワーＭＯＳＦＥＴチップの各分流電流Ｉｄ１〜４の典型的な波形を示す。なお、ターンオフ時に発生するサージ電圧は各パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆのアバランシェ降伏にて抑制している。このとき各パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆが遮断する電流値Ｉｄはバッテリの内部抵抗や電源配線抵抗、直前のタイミングでオンしているパワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗、固定子巻線の抵抗などによって決まるが、直流電流Ｉｄｃの最大値のほぼ半分が遮断される。

ここでは直流電流Ｉｄｃの最大値が６００Ａの場合を想定して、ドレイン電流Id：３００Ａを遮断するとする。電流遮断時の配線インダクタンス１８によるサージ電圧は、パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆのアバランシェ降伏特性に従った電圧で抑制され、ここではVav：２５Ｖとする。また、バッテリ電圧をVb：１２Ｖ、電源配線インダクタンスをLs：５μＨと仮定する。各パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆがターンオフする際の当該パワーＭＯＳＦＥＴにおけるターンオフ損失Eoffは、図８のターンオフ波形に対して下記の式で表され、４３２ｍＪとなり、電流遮断時間すなわちアバランシェ降伏している時間は、Toff：１１５μｓとなる。

Eoff＝Ls・Id²／２・Vav／（Vav―Vb）
Toff＝Id・Ls／（Vav―Vb）

ここで、並列接続した図７の４つのパワーＭＯＳＦＥＴのアバランシェ降伏特性が完全に揃っている場合には、図８の（ａ）図のように、Ｉｄ１〜４はＩｄの４等分の関係を保ちながらターンオフするため、１つのパワーＭＯＳＦＥＴあたりのターンオフ損失も４等分されて１０８ｍＪとなる。一方、アバランシェ降伏特性が異なったものが並列接続された場合には、その特性差に応じてＩｄ１〜４は異なる電流配分となり、極端な場合には、図８の（ｂ）図のように、最もアバランシェ降伏電圧が低い１つのパワーＭＯＳＦＥＴのＩｄ１にＩｄの電流の全てが集中して、そのパワーＭＯＳＦＥＴのターンオフ損失は４３２ｍＪと１つのパワーＭＯＳＦＥＴに集中することもあり得る。

次に、前記ターンオフ損失による各パワーＭＯＳＦＥＴチップの過渡的な温度上昇値について説明する。現在において、パワーＭＯＳＦＥＴを用いて１００Ａ以上の電流が流れるアプリケーションでは、一般的にＪＥＤＥＣ（Joint Electron Device Engineering Council）規格のＴＯ２６３パッケージ相当の製品をその電流値に応じて並列接続して使用されることが多いが、ここでもチップサイズ２５ｍｍ^２のパワーＭＯＳＦＥＴチップが搭載されたＴＯ２６３パッケージ相当の製品を図７の４並列の各パワーＭＯＳＦＥＴに適用したと仮定すると、損失パルス幅１１５μｓに対するその過渡熱抵抗は約０．０３３Ｋ／Ｗである。これらの条件からＩｄ：３００Ａ遮断時のパワーＭＯＳＦＥＴのチップ温度上昇値を簡易計算すると下記のようになる。
ターンオフ損失が並列接続された４チップに均等配分された場合：108mJ／115μs×0.033K/W＝31K
ターンオフ損失が並列接続された４チップのうちの１チップに集中した場合：432mJ／115μs×0.033K/W＝124K

現在、製品化されているパワーＭＯＳＦＥＴの定格温度は１７５℃が一般的である。ターンオフ直前のチップ温度が１００℃であった場合を想定すると、ターンオフ損失が並列接続されている４チップに均等配分された場合は、チップのピーク温度は１３１℃であり定格温度以内に十分な余裕を持って収まっているが、１チップに集中した場合は、２２４℃となってしまい、定格温度を大幅に超過している。この結果、パワーＭＯＳＦＥＴが過熱破壊に至ることが考えられる。

このようなアバランシェ降伏を用いた電流遮断におけるチップ温度上昇は、並列数を増加させてもそれらのアバランシェ降伏特性のばらつきにより、１チップに集中してしまうと、緩和させることはできない。また、パワーＭＯＳＦＥＴの製造工程におけるアバランシェ降伏特性のばらつきは必ず存在するものであるため、並列接続するパワー半導体スイッチの特性を揃えて損失を均等配分させることが不可欠となるが、そのためには製品に搭載するパワーＭＯＳＦＥＴ部品を特性選別して組み合わせる必要があり、製品の組み立て工程でのコストが掛かり現実的ではない。

一方で、パワーＭＯＳＦＥＴのチップサイズを大きくして並列接続分を１チップ化する手段も考えられるが、半導体ウエハ製造工程でのチップ不良率によるコストバランスを考慮すると、パワーＭＯＳＦＥＴでの一般的な上限サイズは５０ｍｍ^２程度とされている。この上限サイズはＴＯ２６３パッケージ製品に搭載されているチップサイズのおおよそ２個分の面積に相当するが、図６のように５００Ａを超える電流が流れる場合にはやはり複数のパワーＭＯＳＦＥＴを並列接続する必要が生じるので、上述したようなターンオフ損失の１チップ集中による過渡的な温度上昇で過熱破壊に至る可能性がある。また、過熱破壊に至らないまでも、並列接続する各パワーＭＯＳＦＥＴチップにおける電力損失が不均等になることにより、電力損失が最大となるパワーＭＯＳＦＥＴチップに合わせて熱設計を行なう必要が生じるため、パワーＭＯＳＦＥＴチップの総面積が増大したり、電力変換装置の放熱回路が大型化したりすると共に、製品のコストアップに繋がる。

この発明は、以上のような問題点を解決するためになされたもので、半導体スイッチのターンオフによる電流遮断時の過渡的なチップ温度上昇を小さくすることで、安価で小型かつ信頼性の高い電力変換部を備えた車両用交流電動発電機を提供することを目的とする。

この発明の車両用交流電動発電機は、固定子と回転子を有する回転電機と、第１の主端子，第２の主端子及び制御端子を有する半導体スイッチで各アームが構成される３相ブリッジ回路を有する電力変換部と、前記３相ブリッジ回路の半導体スイッチの動作を制御する制御回路とを備え、直流電源からの直流電力を前記制御回路で制御される前記３相ブリッジ回路で交流電力に変換して前記回転電機に電力を供給して前記回転電機を電動機として動作させ、駆動される前記回転電機で発電した交流電力を前記制御回路で制御される前記３相ブリッジ回路で直流電力に変換して前記直流電源に電力を供給して前記回転電機を発電機として動作させる交流電動発電機において、前記回転電機を前記電動機として動作させるときは、前記回転子の電気角周期に同期した１パルス通電方式で制御を行い、前記半導体スイッチのターンオフ時に発生するサージ電圧はアバランシェ降伏により抑制され、前記回転電機の固定子は複数組の３相巻線で構成され、前記電力変換部は複数組の前記３相巻線に対応する複数組の３相ブリッジ回路で構成され、前記固定子の各３相巻線はそれぞれ前記電力変換部の対応する３相ブリッジ回路を介して前記直流電源と接続され、複数組の前記３相ブリッジ回路はスイッチングタイミングを互いにずらして制御され、複数組の前記３相ブリッジ回路のそれぞれにおける各アームを構成する前記半導体スイッチは１チップのＭＯＳＦＥＴで構成されるものである。

この発明に係る車両用交流電動発電機は、回転電機の固定子は複数組の３相巻線で構成され、電力変換部は複数組の前記３相巻線に対応する複数組の３相ブリッジ回路で構成され、前記固定子の各３相巻線はそれぞれ前記電力変換部の対応する３相ブリッジ回路を介して直流電源と接続され、複数組の前記３相ブリッジ回路はスイッチングタイミングを互いにずらして制御され、複数組の前記３相ブリッジ回路のそれぞれにおける各アームを構成する半導体スイッチは１チップのＭＯＳＦＥＴで構成されるようにしたので、半導体スイッチのターンオフによる電流遮断時の過渡的なチップ温度上昇を小さくすることができ、安価で小型かつ信頼性の高い電力変換部を備えた車両用交流電動発電機を得ることができる。この発明の前記以外の目的、特徴、観点及び効果は、図面を参照する以下のこの発明の詳細な説明から、さらに明らかになるであろう。

この発明の実施の形態１における車両用交流電動発電機を示す構成図である。 図１において１８０度通電制御にて回転電機を駆動した場合の各部動作波形を示す図である。 この発明に用いるパワー半導体スイッチの内部構成を示す図である。 図３の構成における電流遮断時の電圧・電流波形を示す図である。 回転電機と電力変換部を用いた従来の車両用交流電動発電機を示す構成図である。 図５において１８０度通電制御にて回転電機を駆動した場合の各部動作波形を示す図である。 従来のパワーＭＯＳＦＥＴの内部構成を示す図である。 図７の構成における電流遮断時の電圧・電流波形を示す図である。

実施の形態１．
この発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。図１はこの発明の実施の形態１における車両用交流電動発電機を示す構成図である。図１では、バッテリ７の直流電力を電力変換部２によって２組の３相の交流電力に変換して（電動機として動作する）回転電機９を駆動して図示しないエンジンに回転力を与えたり、図示しないエンジンの回転によって駆動された（発電機として動作する）回転電機９が発電した３相の交流電力を電力変換部２によって直流電力に変換してバッテリ７および図示しない車両負荷に供給したりするシステムが示されている。回転電機９は固定子と回転子を有している。

交流電動発電機１は回転電機９、電力変換部２、制御回路３およびコンデンサ５が一体構造となっており、交流電動発電機１の高電位側直流端子Ｂと低電位側直流端子Ｅには、バッテリ７の正極端子と負極端子がそれぞれ接続される。実施の形態１では、回転電機９の固定子巻線として、Δ結線の３相巻線が２組配置されており、ＵＶＷ側の固定子巻線とＸＹＺ側の固定子巻線は、固定子に互いに電気角で略３０度の位相差をもつ位置関係で設置されている。電力変換部２の（第１の）３相ブリッジ回路２１の３相交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗには、回転電機９のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の固定子巻線（第１組の３相巻線）が、電力変換部２の（第２の）３相ブリッジ回路２２の３相交流端子Ｘ、Ｙ、Ｚには回転電機９のＸ相、Ｙ相、Ｚ相の固定子巻線（第２組の３相巻線）が、それぞれ接続される。なお、電力変換部２の３相交流端子Ｕ、Ｖ，Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚは交流電動発電機１の内部端子であり、電力変換部２と回転電機９との接続に車両配線としてのパワーハーネスは存在しない。また、配線インダクタンス８はバッテリ７と電力変換部２を接続する高電位側および低電位側の配線の寄生インダクタンスの総和を代表して表現している。

電力変換部２は、各アームの半導体スイッチとしてＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ（６ａ〜６ｆ，６ｇ〜６ｌ）を用い、２直列３並列のいわゆる３相ブリッジ回路の２組で構成されている。２直列の両端および中点が電力変換部２の直流端子Ｂ、Ｅおよび交流端子Ｕ、Ｖ、ＷとＸ、Ｙ、Ｚにそれぞれ接続されている。図３に示すように、パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌ（各アームの半導体スイッチ）は回転電機９の固定子に流れる電流値に応じたチップサイズの並列接続で無い１チップで構成され、第１の主端子（ドレインＤ）、第２の主端子（ソースＳ）、および制御端子（ゲートＧ）を持ち、ゲート・ソース間の電圧を制御回路３で制御することでオン・オフさせるが、オン時にはドレイン・ソース間が双方向に通電可能な抵抗素子となり、オフ時にはソースからドレインへの方向のみ通電可能なダイオード素子となる。さらに、実施の形態１では、半導体ウエハ製造工程でのチップ不良率によるコストバランスを考慮すると、パワーＭＯＳＦＥＴでの一般的な上限サイズは５０ｍｍ^２程度とされている。

また、交流電動発電機１の直流端子Ｂ，Ｅ間には小容量のコンデンサ５が接続されており、これはパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌのスイッチングなどに起因する高周波ノイズを低減し、ラジオノイズ等の放射ノイズや伝導ノイズを抑制するための役割を担っている。電力変換部２がパルス幅変調（ＰＷＭ）制御での電力変換を行う場合には、直流端子Ｂ，Ｅ間の電圧を平滑するために大容量のコンデンサをコンデンサ５の位置に接続するのが一般的であるが、この発明の実施の形態では後述する１パルス通電方式にて電力変換を行うため、大容量の平滑コンデンサは必ずしも必要ではないため、製品の小型化と低コスト化のために搭載していない。

制御回路３は、図示しない上位ＥＣＵからの指令、Ｂ，Ｅ端子間電圧、図示しない回転電機９の回転子の界磁巻線電流や回転位置など様々なセンサ情報を基に、動作モードに応じて電力変換部２のパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌのオン・オフ駆動を行うと共に、図示しない回転電機９の回転子の界磁巻線の電流制御を行うことで、電動機としての出力トルクや発電機としての発電量を制御している。

次に、図１において、回転電機９を回転子の電気角周期に同期した通電角１８０度の１パルス通電制御（１パルス通電方式）を適用して駆動した低速回転領域における各部動作波形について図２を用いて説明する。ＵＨ，ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬ、ＸＨ，ＸＬ、ＹＨ、ＹＬ、ＺＨ、ＺＬは制御回路３によって制御される各パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌのオン・オフ論理を示したものであり、ハイがオン状態をローがオフ状態を示している。前述の通りＸＹＺ側の固定子巻線は、ＵＶＷ側の固定子巻線に対して電気角で約３０度の位相遅れの関係で配置されているので、それに伴って、ＸＨ，ＸＬ、ＹＨ、ＹＬ、ＺＨ、ＺＬのオン・オフ切り替えのタイミングも、ＵＨ，ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬに対してそれぞれ電気角で約３０度の位相遅れの関係となっている。なお、同相のパワーＭＯＳＦＥＴ（６ａと６ｂ、６ｃと６ｄ、６ｅと６ｆ、６ｇと６ｈ、６ｉと６ｊ、６ｋと６ｌ）のオン・オフ切り替わりタイミングでは同時オンによる同相アーム短絡を防止するための時間（デッドタイム）が確保されている。

なお、６ａと６ｂは、Ｕ相の上アームと下アームであり、６ｃと６ｄは、Ｖ相の上アームと下アームであり、６ｅと６ｆは、Ｗ相の上アームと下アームである。同様に、６ｇと６ｈは、Ｘ相の上アームと下アームであり、６ｉと６ｊは、Ｙ相の上アームと下アームであり、６ｋと６ｌは、Ｚ相の上アームと下アームである。Ｖｂｅは電力変換部２の直流端子Ｂ，Ｅ間の電圧、Ｉｄｃは電力変換部２の高電位側直流ラインを流れる直流電流、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、Ｉｘ、Ｉｙ、Ｉｚは電力変換部２の交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚを流れる電流（電力変換部２→回転電機９への方向が正）を示している。Ａ点はパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ（ＵＨ）がオン（０度）から、１８０度の１パルス通電制御されオフ（１８０度）した時間である。

このように１８０度通電制御では、回転電機９の回転に同期させてオンさせるパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌの組み合わせパターンをＵＶＷ側とＸＹＺ側でそれぞれ電気角位相で６０度毎に順に変化させることで、回転電機９の固定子巻線の各端子間に交流電圧が印加され、固定子巻線に３相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、Ｉｘ、Ｉｙ、Ｉｚが流れる。また、Ｉｘ、Ｉｙ、ＩｚはＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対してそれぞれ電気角位相で約３０度遅れの関係となっている。

パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌの各ターンオフのタイミングに着目すると、ＵＶＷ側とＸＹＺ側のそれぞれで、常に高電位側と低電位側のパワーＭＯＳＦＥＴのうち２相がオンになっている側の片方がターンオフして、バッテリ７から流れてくる直流電流Ｉｄｃの約４分の１が遮断される。それにより配線インダクタンス８には逆起電圧が発生するため、Ｖｂｅの波形には電気角位相で３０度毎にサージ電圧が観測される。一方で、パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌがターンオンする際には、電流がソースからドレインの方向、すなわちパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌの寄生ダイオードに流れている位相でオンするため、Ｖｂｅ波形に目立った変化は現れない。

次に、パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌのそれぞれのターンオフ時（例えば図２のＡ点）に発生するパワーＭＯＳＦＥＴチップにおける電力損失（ターンオフ損失）について図４を用いて説明する。図４は図２において各パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌがターンオフする区間におけるターンオフする当該パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄの典型的な波形を示す。なお、ターンオフ時に発生するサージ電圧は各パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌのアバランシェ降伏にて抑制している。このとき各パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌが遮断する電流値Ｉｄは、バッテリの内部抵抗や電源配線抵抗、直前のタイミングでオンしているパワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗、固定子巻線の抵抗などによって決まるが、直流電流Ｉｄｃの最大値のほぼ４分の１が遮断される。

ここでは、直流電流Ｉｄｃの最大値が６００Ａの場合を想定して、ドレイン電流Id：１５０Ａの遮断とする。電流遮断時の配線インダクタンス８によるサージ電圧は、パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌのアバランシェ降伏特性に従った電圧で抑制され、ここではVav：２５Ｖとする。また、バッテリ電圧をVb：１２Ｖ、電源配線インダクタンスをLs：５μＨと仮定する。各パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆがターンオフする際の当該パワーＭＯＳＦＥＴにおけるターンオフ損失Eoffは、図４のターンオフ波形に対して下記の式で表され、１０８ｍＪとなり、電流遮断時間すなわちアバランシェ降伏している時間はToff：５８μｓとなる。なお、前記計算における仮定条件は、従来技術との比較のため従来技術の課題説明における条件と同じにしている。

Eoff＝Ls・Id²／２・Vav／（Vav―Vb）
Toff＝Id・Ls／（Vav―Vb）

次に、前記ターンオフ損失によるパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌの過渡的な温度上昇値について説明する。図３の１チップのパワーＭＯＳＦＥＴのチップサイズを従来技術の課題説明の部分で適用したチップサイズ２５ｍｍ^２の１．６倍に相当する４０ｍｍ^２として、ＴＯ２６３パッケージと同等の放熱構造を持ったパッケージに搭載したと仮定すると、損失パルス幅５８μｓに対するその過渡熱抵抗は０．０１ｋ／Ｗ程度となる。これらの条件からＩｄ：１５０Ａ遮断時のパワーＭＯＳＦＥＴのチップ温度上昇値を簡易計算すると下記のようになる。
108mJ／58μs×0.01K/W＝19K

現在、製品化されているパワーＭＯＳＦＥＴの定格温度は１７５℃が一般的であるが、ターンオフ直前のチップ温度が１００℃であった場合を想定すると、チップのピーク温度は１１９℃であり、定格温度以内に十分な余裕を持って収まっているため過熱破壊に至ることはない。また、各アームの半導体スイッチがターンオフする区間における過渡的なチップ温度上昇値を従来技術と比較すると、従来技術ではチップサイズ２５ｍｍ^２を４並列にした各アームの半導体スイッチで３００Ａを遮断するのに対して、実施の形態１ではチップサイズ４０ｍｍ^２の１チップで構成した各アームの半導体スイッチで１５０Ａを遮断しており、実施の形態１の方がチップ単位面積あたりの遮断電流、すなわち電流密度が２５％増大している（製品における半導体スイッチのチップ総面積は２０％減少している）にも係わらず、チップ温度上昇値はΔ１９Ｋであり、従来技術で４並列のうちの１チップにターンオフ損失が集中した場合のΔ１２４Ｋよりも小さいのはもちろんのこと、４並列のチップにターンオフ損失が均等分配された場合のΔ３１Ｋに対しても逆に約４０％低減している。

前記は、図１に示すように、回転電機９の固定子は２組の３相巻線で構成され、電力変換部２は２組の前記３相巻線に対応する２つの３相ブリッジ回路で構成されることによって、各パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌのターンオフによって遮断する電流値が、図５の各パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆのターンオフによって遮断する電流値に対して半減したことで、ターンオフ中の電流遮断時間が半減し、結果として各パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌのチップの過渡熱抵抗が小さくなった効果である。

また、製品全体のパワー半導体スイッチにて発生するターンオフ損失の合計を従来技術と比較すると、図１の各パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｌのターンオフによって遮断する電流値が半減することにより、各ターンオフ損失は図５のパワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆの各ターンオフ損失の４分の１に減少し、一方で電気角１周期での電流遮断回数が２倍になる結果、電力変換部２におけるターンオフ損失の合計は従来技術に対して半減する。

このように、交流電動発電機において、回転電機９の固定子は複数組（例えば２組）の３相巻線で構成され、電力変換部２は複数組の前記３相巻線に対応する同数の複数組の３相ブリッジ回路で構成され、複数組の前記３相ブリッジ回路はスイッチングタイミングを互いにずらして制御され、複数組の前記３相ブリッジ回路のそれぞれにおける各アームを構成する半導体スイッチは、並列接続でない、１チップのパワーＭＯＳＦＥＴで構成されることで、各アーム内でのスイッチング損失の集中によるパワーＭＯＳＦＥＴの過熱破壊を防止することができる。また、前記により各アームのターンオフによる遮断電流値を小さくしてターンオフ損失を低減し、ターンオフ区間での過渡的なチップ温度上昇値や平均的なチップ電力損失を抑制することで、より一層パワーＭＯＳＦＥＴの過熱破壊を防止することができ、製品の信頼性を向上させることができる。さらに、定格温度までの余裕分でパワーＭＯＳＦＥＴのチップを小型化することや放熱回路を小型化することが可能となり、製品の小型化やコストダウンを図ることができる。

また、上述した効果の他にも、実施の形態１では固定子巻線を２組の３相巻線として互いに電気角で略３０度の位相差をもつ位置関係で設置し、それらに対応した２組の３相ブリッジ回路のパワー半導体スイッチを固定子巻線の電気的位相差に応じて制御を行ったことにより、電源ラインや固定子巻線の電流変動を低減することが可能となり、その結果として電動機としての駆動トルクリプルの低減、発電機としての発電電流リプルの低減、回転電機から発せられる電磁音の低減、さらには放射・伝導ノイズ（ＥＭＩ）の低減などの効果も期待できる。

また、２組の３相ブリッジ回路の各アームを構成する１チップのパワーＭＯＳＦＥＴのチップサイズを５０ｍｍ^２以下とすることで、半導体ウエハ製造工程でのチップ不良率を抑えることができ、低コストで信頼性の高い製品を提供することができる。なお、実施の形態１は、回転電機を電動機として動作させるときの直流電流の最大値が、チップサイズ５０ｍｍ^２のパワーＭＯＳＦＥＴチップが許容する電流の１倍〜２倍（許容電流が４００Ａの場合は４００Ａ〜８００Ａ）となる製品に適用するとよい。その理由は、前記が１倍未満の場合は、車両用交流電動発電機を１組の３相固定子巻線と３相ブリッジ回路で構成しても各アームのパワーＭＯＳＦＥＴをチップサイズ５０ｍｍ^２以下の１チップで構成することが可能であり、前記が２倍以上の場合には、車両用交流電動発電機を２組の３相固定子巻線と３相ブリッジ回路で構成しても、各アームのパワーＭＯＳＦＥＴをチップサイズ５０ｍｍ^２以下の２チップ以上、または１チップの場合はチップサイズを５０ｍｍ^２以上とする必要があるためである。

また、固定子巻線を２組の３相巻線とすると、回転電機と電力変換部が別々の構造体である場合には、ＵＶＷＸＹＺ相の６本のパワーハーネスが車両配線として必要になるが、実施の形態１では回転電機と電力変換部及び制御回路を一体構造にすることにより、パワーハーネスの削減による車両重量の低減と低コスト化を実現することができる。

なお、この発明は、その発明の範囲内において、実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。例えば、実施の形態１では、回転電機９の固定子は２組の３相巻線で構成され、電力変換部２は２組の前記３相巻線に対応する２組の３相ブリッジ回路で構成されるものを示したが、回転電機９の固定子は３組の３相巻線で構成され、電力変換部２は３組の前記３相巻線に対応する３つの３相ブリッジ回路で構成され、３つの前記３相ブリッジ回路はスイッチングタイミングの電気的位相を順に略２０度ずつずらして制御されるようにしてもよい。さらに、回転電機９の固定子は複数組の３相巻線で構成され、電力変換部２は複数組の前記３相巻線に対応する同数の複数組の３相ブリッジ回路で構成されるようにしてもよい。また、回転電機９の固定子巻線はΔ結線に限らず所望の特性に応じてＹ結線としてもよい。また、１パルス通電制御の通電角は必ずしも１８０度に限るものではなく、必要以上のトルクが発生する、または必要以上の電流が流れる場合には、通電角を１２０度などに絞っても構わない。また、交流電動発電機１は回転電機９と電力変換部２を一体構造としたが、それらを別々の構造体としても良く、その際には上述した一体構造にすることによる効果は得られないが、必ずしも一体構造に限られるものではない。

Claims (4)

1. 固定子と回転子を有する回転電機と、
   第１の主端子，第２の主端子及び制御端子を有する半導体スイッチで各アームが構成される３相ブリッジ回路を有する電力変換部と、
   前記３相ブリッジ回路の半導体スイッチの動作を制御する制御回路とを備え、
   直流電源からの直流電力を前記制御回路で制御される前記３相ブリッジ回路で交流電力に変換して前記回転電機に電力を供給して前記回転電機を電動機として動作させ、
   駆動される前記回転電機で発電した交流電力を前記制御回路で制御される前記３相ブリッジ回路で直流電力に変換して前記直流電源に電力を供給して前記回転電機を発電機として動作させる交流電動発電機において、
   前記回転電機を前記電動機として動作させるときは、前記回転子の電気角周期に同期した１パルス通電方式で制御を行い、前記半導体スイッチのターンオフ時に発生するサージ電圧はアバランシェ降伏により抑制され、
   前記回転電機の固定子は複数組の３相巻線で構成され、前記電力変換部は複数組の前記３相巻線に対応する複数組の３相ブリッジ回路で構成され、
   前記固定子の各３相巻線はそれぞれ前記電力変換部の対応する３相ブリッジ回路を介して前記直流電源と接続され、
   複数組の前記３相ブリッジ回路はスイッチングタイミングを互いにずらして制御され、
   複数組の前記３相ブリッジ回路のそれぞれにおける各アームを構成する前記半導体スイッチは１チップのＭＯＳＦＥＴで構成されることを特徴とする車両用交流電動発電機。
2. 前記回転電機の固定子は互いに電気角で略３０度の位相差をもつ位置関係で設置された２組の３相巻線で構成され、前記電力変換部は２組の前記３相巻線に対応する２組の３相ブリッジ回路で構成され、
   ２組の前記３相ブリッジ回路は前記２組の固定子巻線の電気的位相差に合わせてスイッチングタイミングを互いに略３０度ずらして制御されることを特徴とする請求項１記載の車両用交流電動発電機。
3. ２組の前記３相ブリッジ回路のそれぞれにおける各アームを構成する前記半導体スイッチはチップサイズ５０ｍｍ^２以下の１チップのＭＯＳＦＥＴで構成されることを特徴とする請求項２記載の車両用交流電動発電機。
4. 前記回転電機，前記電力変換部及び前記制御回路を一体構造にした請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の車両用交流電動発電機。

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