WO2020225860A1 - ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム、空気調和機および冷凍機 - Google Patents

ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム、空気調和機および冷凍機 Download PDF

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崇 山川
啓介 植村
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a heat pump device having a compressor, a heat pump system, an air conditioner and a refrigerator.
  • a device having a compressor that compresses the refrigerant starts operation when the refrigerant staying in the compressor is in a laid-down state, and in order to prevent the compressor from being damaged, the compressor motor is used when the refrigerant is in the laid-down state. It has a function to heat the refrigerant by passing a current through the winding of.
  • An example of a device having a compressor is a heat pump device. Heat pump devices are applied to devices such as air conditioners, heat pump water heaters, refrigerators, and freezers.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a heat pump device capable of efficiently heating the refrigerant staying in the compressor.
  • the heat pump device has the effect of being able to efficiently heat the refrigerant retained in the compressor.
  • the figure which shows the structural example of the direct current current part The figure which shows the structural example of the high frequency energization part
  • the figure which shows an example of the operation waveform when DC energization is selected by the energization switching part The figure which shows an example of the operation waveform when high frequency energization is selected by the energization switching part.
  • Explanatory drawing of change of voltage vector shown in FIG. Explanatory drawing of rotor position of IPM motor The figure which shows the current change by the rotor position of the IPM motor
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a first embodiment of the heat pump device according to the present invention.
  • the compressor 1, the four-way valve 2, the heat exchanger 3, the expansion mechanism 4, and the heat exchanger 5 are sequentially connected via the refrigerant pipe 6. Equipped with a refrigeration cycle.
  • a compression mechanism 7 for compressing the refrigerant and a motor 8 for operating the compression mechanism 7 are provided inside the compressor 1, a compression mechanism 7 for compressing the refrigerant and a motor 8 for operating the compression mechanism 7 are provided inside the compressor 1, a compression mechanism 7 for compressing the refrigerant and a motor 8 for operating the compression mechanism 7 are provided.
  • the motor 8 is a three-phase motor having three-phase windings of U-phase, V-phase, and W-phase.
  • the inverter 9 that applies a voltage to the motor 8 to drive it is electrically connected to the motor 8.
  • the inverter 9 uses the bus voltage Vdc, which is a DC voltage, as a power source, and applies voltages Vu, Vv, and Vw to the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 8, respectively.
  • the inverter control unit 10 is electrically connected to the inverter 9, and the inverter control unit 10 has a normal operation mode control unit 11 corresponding to two operation modes, a normal operation mode and a heating operation mode, and heating.
  • the operation mode control unit 12 is provided.
  • the inverter control unit 10 controls the inverter 9 so that the motor 8 is rotationally driven when operating in the normal operation mode. Further, the inverter control unit 10 controls the inverter 9 so as to heat the compressor without rotating the motor 8 when operating in the heating operation mode.
  • the inverter control unit 10 outputs a signal for driving the inverter 9, for example, a PWM signal which is a pulse width modulation signal, to the inverter 9.
  • the inverter control unit 10 can be configured by a discrete system such as a CPU (Central Processing Unit), a DSP (Digital Signal Processor), and a microcomputer (microcomputer).
  • the inverter control unit 10 may also be composed of electric circuit elements such as analog circuits and digital circuits.
  • the normal operation mode control unit 11 outputs a PWM signal so that the inverter 9 rotates and drives the motor 8.
  • the heating operation mode control unit 12 includes a heating determination unit 14, a direct current current-carrying unit 15, and a high-frequency current-carrying unit 16, so that, unlike the normal operation mode, the motor 8 can receive a direct current or a high-frequency current that the motor 8 cannot follow. By heating the motor 8 without rotating it by flowing it, the liquid refrigerant staying in the compressor 1 is warmed and vaporized to discharge the liquid refrigerant.
  • FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the inverter 9 in the first embodiment.
  • the inverter 9 three series connection portions of two switching elements (91a and 91d, 91b and 91e, 91c and 91f) are connected in parallel using the bus voltage Vdc as a power source, and in parallel with each of the switching elements 91a to 91f. It is a circuit including the connected recirculation diodes 92a to 92f.
  • the inverter 9 has switching elements (UP: 91a, VP: 91b, WP: 91c, UN: 91d, VN) corresponding to each of the PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, and WN sent from the inverter control unit 10.
  • Is 91e and WN is 91f) to generate three-phase voltages Vu, Vv, and Vw, which are applied to the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 8.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of the heating operation mode control unit 12 and the drive signal generation unit 13 of the inverter control unit 10 according to the first embodiment.
  • the inverter control unit 10 includes a heating operation mode control unit 12 and a drive signal generation unit 13.
  • the heating operation mode control unit 12 includes a heating determination unit 14, a direct current energizing unit 15, and a high frequency energizing unit 16.
  • the heating determination unit 14 includes a heating command unit 17 and an energization switching unit 18.
  • the heating command unit 17 obtains the required heating amount H * required for expelling the sleeping refrigerant.
  • the DC energizing unit 15 generates a DC voltage command Vdc * and a DC phase command ⁇ dc based on the required heating amount H *.
  • the high-frequency energizing unit 16 generates a high-frequency voltage command Vac * and a high-frequency phase command ⁇ ac for generating a high-frequency AC voltage based on the required heating amount H *.
  • the heating command unit 17 sends a switching signal to the energization switching unit 18 to select either Vdc * and ⁇ dc or Vac * and ⁇ ac to generate a drive signal as a voltage command V * and a phase command ⁇ . It controls whether to transmit a signal to the unit 13.
  • the drive signal generation unit 13 is composed of a voltage command generation unit 19 and a PWM signal generation unit 20.
  • the voltage command generation unit 19 generates three-phase (U-phase, V-phase, W-phase) voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * based on the voltage command V * and the phase command ⁇ .
  • the PWM signal generation unit 20 generates PWM signals (UP, VP, WP, UN, VN, WN) for driving the inverter 9 based on the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and the bus voltage Vdc. By doing so, a voltage is applied to the motor 8 to heat the compressor 1.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of the heating determination unit 14 of the first embodiment.
  • the heating determination unit 14 is composed of a heating command unit 17 and an energization switching unit 18, and the heating command unit 17 includes a temperature detection unit 21, a sleep amount estimation unit 22, a sleep amount detection unit 23, a sleep determination switching unit 24, and heating. It includes a possibility determination unit 25, a heating command calculation unit 26, and an energization switching determination unit 27.
  • the temperature detection unit 21 detects the outside air temperature (Tc) and the temperature (To) of the compressor 1.
  • the sleeping amount estimation unit 22 estimates the amount of liquid refrigerant retained in the compressor 1 based on the outside air temperature and the temperature of the compressor 1 (compressor temperature).
  • the compressor 1 has the largest heat capacity in the refrigeration cycle, and the compressor temperature rises with a delay as the outside air temperature rises, so that the temperature becomes the lowest in the refrigeration cycle. Therefore, the temperature relationship is as shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of time changes between the outside air temperature, the compressor temperature, and the amount of refrigerant sunk.
  • the sleeping amount estimation unit 22 can estimate the refrigerant sleeping amount per hour from the relationship between the outside air temperature and the compressor temperature obtained experimentally, for example. For example, the amount of sleep is estimated based on the difference between the outside air temperature and the compressor temperature and the amount of change in the compressor temperature from the start of heating. Even if only the outside air temperature is detected, if the heat capacity of the compressor 1 is known, it is possible to estimate how much the compressor temperature changes with respect to the change in the outside air temperature.
  • the amount of sleep detection unit 23 it is possible to grasp the amount of sleep more accurately by directly detecting the amount of sleep of the refrigerant.
  • the sensor for detecting the amount of stagnation there are a capacitance sensor for measuring the amount of liquid, a sensor for measuring the distance between the upper part of the compressor 1 and the liquid level of the refrigerant by a laser, sound, electromagnetic wave, or the like.
  • the output of the sleep amount estimation unit 22 and the sleep amount detection unit 23 may be configured to be selected by the sleep determination switching unit 24, and of course, both sleep amounts are used for control. There is no problem even if you do.
  • the heating possibility determination unit 25 outputs an ON signal (indicating that the heating operation is performed) when it is determined that heating is necessary based on the amount of sleep output of the sleep determination switching unit 24, and heats the product. When it is determined that it is unnecessary, an OFF signal (indicating that the heating operation is not performed) is output. Further, the heating command calculation unit 26 calculates a required heating amount H * indicating a heating amount required to expel the laid-down refrigerant according to the sleeping amount.
  • the required heating amount H * varies depending on the type and size of the compressor 1. If the required heating amount H * is large or if the material or shape is difficult to transfer heat, setting the required heating amount H * high ensures that the liquid refrigerant is discharged. It becomes possible to do.
  • the energization switching determination unit 27 outputs a signal for switching to DC energization to the energization switching unit 18 when the required heating amount H * is equal to or higher than a predetermined switching threshold value, and when the required heating amount H * is smaller than the switching threshold value.
  • the energization method is switched.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration example of the DC energizing unit 15.
  • the DC energization unit 15 is composed of a DC voltage command calculation unit 28 and a DC phase command calculation unit 29.
  • the DC voltage command calculation unit 28 outputs the DC voltage command Vdc * required for heat generation based on the required heating amount H *.
  • the DC voltage command calculation unit 28 can store the relationship between the required heating amount H * and the DC voltage command Vdc * in advance as table data, and can obtain the DC voltage command Vdc *.
  • the required heating amount H * is described as an input, a more accurate value can be obtained by obtaining the DC voltage command Vdc * by further inputting various data such as the outside air temperature, the compressor temperature, and the compressor structure information. Needless to say, it is possible to obtain it and improve its reliability.
  • the DC phase command calculation unit 29 obtains the DC phase command ⁇ dc for energizing the motor 8.
  • ⁇ dc is set to a fixed value in order to apply a DC voltage
  • the compressor 1 can be heated by heat generation due to copper loss proportional to R and Idc due to the resistance R of the windings constituting the motor 8 by passing a direct current Idc through the motor 8.
  • a direct current Idc By driving the inverter 9 so as to increase the direct current Idc, a large amount of heat can be obtained, and the liquefied refrigerant can be discharged in a short time.
  • the resistance R of the winding of the motor 8 tends to be small due to the high efficiency design, and in order to obtain the same calorific value, it is necessary to increase the Idc by the amount of the small R, and as a result, the inverter. Since the current flowing through the 9 becomes large, not only the heat generation of the inverter 9 due to the deterioration of the loss is feared, but also the power consumption increases, so that it is difficult to energize the DC for a long time.
  • FIG. 7 is a diagram showing a configuration example of the high-frequency energizing unit 16.
  • the high frequency energization unit 16 is composed of a high frequency voltage command calculation unit 30 and a high frequency phase command calculation unit 31.
  • the high frequency voltage command calculation unit 30 outputs the high frequency voltage command Vac * required for heat generation based on the required heating amount H *.
  • the high-frequency voltage command calculation unit 30 can obtain the high-frequency voltage command Vac * by storing, for example, the relationship between the required heating amount H * and the high-frequency voltage command Vac * in advance as table data. Although the required heating amount H * is input, more accurate values can be obtained by obtaining the high-frequency voltage command Vac * from various data such as the outside air temperature, compressor temperature, and compressor structure information. It goes without saying that it is possible to improve the sex.
  • the high frequency phase command calculation unit 31 obtains the high frequency phase command ⁇ ac for energizing the motor 8.
  • iron such as eddy current loss and hysteresis loss occurs in the magnetic material that is the material of the stator and rotor that make up the motor 8. It is possible to heat the motor 8 by generating a loss. Further, when the angular frequency ⁇ of the high-frequency current is increased, not only the amount of heat generated can be increased by increasing the iron loss, but also the impedance due to the inductance L of the motor 8 can be increased, and the high-frequency current Iac flowing can also be increased. Can be suppressed.
  • the liquid refrigerant when the required heating amount H * is large, the liquid refrigerant can be discharged in a short time by increasing the heating amount by performing direct current energization.
  • the required heating amount H * is small, high-frequency energization is performed to reduce power consumption, which enables reliable discharge of liquid refrigerant, improving reliability and reducing power consumption. It enables operation that contributes to the prevention of climate change. Therefore, the energization switching determination unit 27 switches to DC energization by the energization switching unit 18 when the required heating amount H * is equal to or higher than the switching threshold value, and when the required heating amount H * is smaller than the switching threshold value, the energization switching unit 27.
  • the above-mentioned effect can be obtained by configuring the configuration to obtain the voltage command V * and the phase command ⁇ by switching to high-frequency energization according to 18.
  • Vu * V * ⁇ cos ⁇ ...
  • Vv * V * ⁇ cos ( ⁇ - (2/3) ⁇ )...
  • Vw * V * ⁇ cos ( ⁇ + (2/3) ⁇ )... (3)
  • the voltage command generation unit 19 calculates the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * according to the equations (1) to (3) based on the voltage command V * and the phase command ⁇ , and the calculated voltage command Vu *. , Vv *, Vw * are output to the PWM signal generation unit 20.
  • the PWM signal generation unit 20 compares the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * with the carrier signal (reference signal) having an amplitude Vdc / 2 at a predetermined frequency, and based on the mutual magnitude relationship, the PWM signal UP, VP , WP, UN, VN, WN are generated.
  • the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * are obtained by simple trigonometric functions, but in addition, two-phase modulation, third-order harmonic modulation, and spatial vector modulation are used. There is no problem even if the method of obtaining the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * such as is used.
  • UP is a voltage that turns on the switching element 91a
  • UN is a voltage that turns off the switching element 91d.
  • VP and VN are determined by comparing the voltage command Vv * with the carrier signal
  • WP and WN are determined by comparing the voltage command Vw * with the carrier signal.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of eight switching patterns in the first embodiment.
  • the voltage vectors generated in each switching pattern are designated by V0 to V7.
  • the voltage direction of each voltage vector is represented by ⁇ U, ⁇ V, ⁇ W (0 when no voltage is generated).
  • + U is a voltage that flows into the motor 8 via the U phase and flows out from the motor 8 via the V phase and the W phase
  • ⁇ U is a voltage that generates a current in the U phase direction
  • ⁇ U is the V phase.
  • It is a voltage that generates a current in the ⁇ U phase direction that flows into the motor 8 via the W phase and flows out from the motor 8 via the U phase.
  • the directions of ⁇ V and ⁇ W are shown in each phase.
  • the inverter 9 can output a desired voltage.
  • the refrigerant of the compressor 1 When the refrigerant of the compressor 1 is compressed by the motor 8 (normal operation mode), it generally operates at several tens to several kHz or less.
  • the applied voltage in the normal operation mode is several tens to several kHz
  • a DC voltage can be generated to heat the compressor 1 by setting the phase ⁇ to a fixed value, and the phase ⁇ can be heated.
  • a high frequency voltage high frequency AC voltage
  • the high frequency voltage may be applied to three phases or two phases.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of an operation waveform when DC energization is selected by the energization switching unit 18.
  • the upper limit of the carrier frequency which is the frequency of the carrier signal, is determined by the switching speed of the switching element of the inverter. Therefore, it is difficult to output a high frequency voltage higher than the carrier frequency.
  • the upper limit of the switching speed is about 20 kHz.
  • the frequency of the high frequency voltage becomes about 1/10 of the carrier frequency
  • the waveform output accuracy of the high frequency voltage deteriorates, and there is a risk of adverse effects such as superposition of DC components.
  • the carrier frequency is set to 20 kHz and the frequency of the high frequency voltage is set to 2 kHz or less, which is 1/10 of the carrier frequency
  • the frequency of the high frequency voltage becomes an audible frequency region, and there is a concern about noise deterioration.
  • the high-frequency energizing unit 16 adds the output of the high-frequency phase switching unit 32 that switches between 0 ° and 180 ° to the output of the high-frequency phase command calculation unit 31 to obtain the high-frequency phase command ⁇ ac. It may be configured to output.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration example of such a high-frequency energizing unit 16.
  • the high-frequency phase command calculation unit 31 outputs a fixed value and outputs only which phase of the motor 8 is energized.
  • the high-frequency phase switching unit 32 switches between 0 ° and 180 ° at the timing of the top or bottom of the carrier signal, and outputs positive and negative voltages in synchronization with the carrier signal to enable voltage output at a frequency equivalent to the carrier frequency. And.
  • FIG. 12 is a diagram showing the operation of the inverter control unit 10.
  • FIG. 12 shows the operation of the inverter control unit 10 when the voltage command V * is set to an arbitrary value and the output of the high frequency phase command calculation unit 31 is set to 0 °.
  • the high-frequency phase command ⁇ ac switches between 0 ° and 180 ° at the timing of the top or bottom, top and bottom of the carrier signal, so that a PWM signal synchronized with the carrier signal can be output.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram of the change in the voltage vector shown in FIG.
  • the switching element 91 surrounded by the broken line is on, and the switching element 91 not surrounded by the broken line is off.
  • the lines of the motor 8 are short-circuited and no voltage is output. In this case, the energy stored in the inductance of the motor 8 becomes a current and flows in the short-circuit circuit.
  • V4 vector when the V4 vector is applied, a current in the U phase (+ Iu current) that flows into the motor 8 via the U phase and flows out from the motor 8 via the V phase and the W phase flows, and when the V3 vector is applied, V A current in the ⁇ U phase direction (current of ⁇ Iu) that flows into the motor 8 via the phase and the W phase and flows out from the motor 8 via the U phase flows through the winding of the motor 8. That is, a current flows in the winding of the motor 8 in the opposite directions when the V4 vector is applied and when the V3 vector is applied.
  • V4 vector (+ Iu current) and the V3 vector (-Iu current) are output alternately, the forward and reverse torques are switched instantly. Therefore, it is possible to apply a voltage that suppresses the vibration of the rotor by canceling the torque.
  • FIG. 14 is an explanatory diagram of a rotor position (rotor stop position) of an IPM (Interior Permanent Magnet) motor.
  • IPM Interior Permanent Magnet
  • FIG. 15 is a diagram showing a current change depending on the rotor position of the IPM motor.
  • the motor 8 is an IPM motor
  • the winding inductance depends on the rotor position. Therefore, the winding impedance represented by the product of the electric angular frequency ⁇ and the inductance value fluctuates according to the rotor position. Therefore, even when the same voltage is applied, the current flowing through the winding of the motor 8 fluctuates depending on the rotor position, and the heating amount changes.
  • a large amount of electric power may be consumed in order to obtain the required amount of heating.
  • FIG. 16 is a diagram showing an applied voltage when ⁇ f is changed with the passage of time.
  • ⁇ f is changed by 45 ° such as 0 °, 45 °, 90 °, 135 °, ... With the passage of time. If ⁇ f is 0 °, the phase ⁇ of the voltage command is 0 ° and 180 °, if ⁇ f is 45 °, the phase ⁇ of the voltage command is 45 ° and 225 °, and if ⁇ f is 90 °.
  • the phase ⁇ of the voltage command is 90 ° and 270 °, and if ⁇ f is 135 °, the phase ⁇ of the voltage command is 135 ° and 315 °.
  • ⁇ f is set to 0 °, and the phase ⁇ of the voltage command is switched between 0 ° and 180 ° in synchronization with the carrier signal for a predetermined time. After that, ⁇ f is switched to 45 °, and the phase ⁇ of the voltage command is switched between 45 ° and 225 ° in synchronization with the carrier signal for a predetermined time. After that, ⁇ f is switched to 90 °, and so on, at predetermined time intervals, 0 ° and 180 °, 45 ° and 225 °, 90 ° and 270 °, 135 ° and 315 °, ... And the phase ⁇ of the voltage command are switched.
  • FIG. 17 is a diagram showing an example of the current flowing through each phase of the UVW of the motor 8 when ⁇ f is 0 ° (0 ° in the U phase (V4) direction), 30 °, and 60 °.
  • ⁇ f is 0 °
  • another voltage vector one positive voltage side and two negative voltage sides of the switching elements 91a to 91f, or two positive voltage sides
  • V0 and V7 another voltage vector
  • only one voltage vector voltage vector in which one on the negative voltage side is turned on
  • the current waveform is trapezoidal and the current has few harmonic components.
  • the current waveform has a trapezoidal shape, and the current has few harmonic components.
  • the reference phase ⁇ f is other than n times 60 °, the phase ⁇ of the voltage command is not a multiple of 60 °, so that two other voltage vectors are generated between V0 and V7. If two other voltage vectors are generated between V0 and V7, the current waveform is distorted and a current having a large amount of harmonic components is generated, which may adversely affect motor noise, motor shaft vibration, and the like. Therefore, it is desirable that the reference phase ⁇ f is changed in steps of n times 60 ° such as 0 °, 60 °, ....
  • FIG. 18 is a flowchart showing an example of the operation of the inverter control unit 10 according to the first embodiment.
  • the heating determination unit 14 determines whether to operate the heating operation mode by the above-described operation while the operation of the compressor 1 is stopped (step S1: heating determination step).
  • step S1 Yes When the heating possibility determination unit 25 determines that the heating operation mode is to be operated (step S1 Yes), it notifies that the heating mode is in operation mode information.
  • step S2 when it is determined whether or not the required heating amount H *, which is the output of the heating command calculation unit 26, is equal to or greater than the threshold value (step S2: energization switching step), the required heating amount H * is equal to or greater than the threshold value (step S2: energization switching step).
  • step S2 Yes the energization switching unit 18 switches to direct current energization, Vdc * and ⁇ dc are set to V * and ⁇ , and the voltage command generation unit 19 calculates the voltage commands Vu *, Vv * and Vw * (step S3). ).
  • the PWM signal generation unit 20 compares the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * output by the voltage command generation unit 19 with the carrier signal, and obtains the PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, WN. Then, the output is output to the inverter 9 (step S4), and the process returns to step S1.
  • step S1 No If the heating possibility determination unit 25 determines in step S1 that the heating operation mode is not operated (step S1 No), the process returns to step S1 and determines whether to operate the heating operation mode again after a predetermined time has elapsed.
  • step S2 When it is determined in step S2 that the required heating amount H * is less than the threshold value (step S2 No), the energization switching unit 18 switches to high frequency energization, Vac * and ⁇ ac are set to V * and ⁇ , and the voltage command generation unit 19 The voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * are calculated according to (step S5), and the process proceeds to step S4.
  • the switching elements 91a to 91f of the inverter 9 are driven to pass a direct current or a high frequency current to the motor 8.
  • the motor 8 When DC energization is selected, the motor 8 generates heat due to copper loss due to the DC current, and it is possible to input a large amount of electric power. Therefore, the motor 8 can be heated in a short time, and the liquid refrigerant staying in the compressor 1 is heated and vaporized, and can be leaked to the outside of the compressor 1 in a short time.
  • the motor 8 can efficiently heat the motor 8 not only by iron loss due to high frequency current but also by copper loss due to current flowing through the winding. Therefore, the motor 8 can be heated with the minimum necessary power consumption, and the liquid refrigerant staying in the compressor 1 can be heated and vaporized and leaked to the outside of the compressor 1.
  • the heat pump device 100 when the liquid refrigerant is retained in the compressor 1, a current having a frequency outside the audible frequency is passed through the motor 8 by direct current energization or high frequency energization.
  • the motor 8 is efficiently heated by switching between direct current energization when the required heating amount is large, high-frequency energization with high efficiency when the required heating amount is small, and energization as necessary. it can.
  • the refrigerant retained in the compressor 1 can be efficiently heated, and the retained refrigerant can be leaked to the outside of the compressor 1.
  • the rotor of the motor 8 can be fixed in a predetermined position by DC excitation because the DC current flows through the motor 8, so that the rotor does not rotate or vibrate.
  • the frequency of the voltage output by the inverter 9 is equal to or higher than the operating frequency during the compression operation.
  • the operating frequency during compression operation is at most 1 kHz. Therefore, a high frequency voltage of 1 kHz or more may be applied to the motor 8. Further, when a high frequency voltage of 14 kHz or more is applied to the motor 8, the vibration sound of the iron core of the motor 8 approaches the upper limit of the audible frequency, which is effective in reducing noise. Therefore, for example, the output is made so that the high frequency voltage is about 20 kHz, which is outside the audible frequency.
  • the frequency of the high frequency voltage exceeds the maximum rated frequency of the switching elements 91a to 91f, the load or power supply short circuit may occur due to the destruction of the switching elements 91a to 91f, which may lead to smoke or ignition. Therefore, in order to ensure reliability, it is desirable that the frequency of the high frequency voltage be equal to or lower than the maximum rated frequency.
  • a motor having an IPM structure and a centralized winding motor having a small coil end and low winding resistance are widely used in order to improve efficiency. Since the centralized winding motor has a small winding resistance and a small amount of heat generated by copper loss, it is necessary to pass a large amount of current through the winding. When a large amount of current is passed through the winding, the current flowing through the inverter 9 also increases, and the inverter loss increases.
  • the inductance component due to the high frequency becomes large and the winding impedance becomes high. Therefore, although the current flowing through the winding is reduced and the copper loss is reduced, iron loss due to the application of the high frequency voltage is generated by that amount, and the heating can be effectively performed. Further, since the current flowing through the winding is reduced, the current flowing through the inverter 9 is also reduced, the loss of the inverter 9 can be reduced, and more efficient heating becomes possible.
  • the inverter control unit 10 may be operated so that direct current and high frequency current flow at the same time.
  • the above-mentioned merit of direct current energization is large heating amount and high frequency energization. It is possible to energize with a small loss, which is a merit.
  • a mechanism for switching the connection of the motor winding may be provided to make the impedance variable. In this case, it is possible to increase the amount of heating by lowering the impedance, and by increasing the impedance, the voltage required to obtain heating becomes relatively high, so the actual vector width becomes wider and the accuracy becomes higher. It becomes possible to control.
  • the heat pump device 100 controls to periodically change the carrier frequency in the heating operation mode.
  • FIG. 19 is a diagram showing an example of control of the carrier frequency by the inverter control unit 10 of the heat pump device 100 according to the first embodiment. More specifically, FIG. 19 shows an example in which the center of the carrier frequency of the inverter 9 is 16 kHz, the amplitude is 2 kHz, and the period is changed in a sinusoidal manner at 1/500 s. In the example shown in FIG. 19, since the amplitude is 2 kHz, the carrier frequency changes periodically in a 1/500 s cycle between 14 kHz and 18 kHz.
  • the average value of the output power is close to the case where the operation is performed with the center value (16 kHz) of the carrier frequency constant. Therefore, it is possible to control the amount of heating.
  • the carrier frequency variable it is possible to disperse the peak of noise caused by the carrier frequency and suppress the noise. Therefore, by changing the carrier frequency with the center value of the carrier frequency within the audible range (16 kHz or less), it is possible to suppress noise and increase the amount of heating at the same time.
  • FIG. 19 shows an example in which the carrier frequency is changed when the amplitude is 2 kHz and the period is 1/500 s, but the present invention is not limited to this. If both the amplitude and the period are too small, the effect of dispersing the carrier components cannot be sufficiently obtained. Therefore, it is effective that the amplitude and the period are large to some extent according to the center value of the carrier frequency.
  • the amplitude and frequency are preferably set in consideration of the performance of a controller such as a CPU that realizes the inverter control unit 10.
  • FIG. 20 is a diagram showing another example of controlling the carrier frequency by the inverter control unit 10 of the heat pump device 100 according to the first embodiment.
  • FIG. 20 shows an example in which the carrier frequency of the inverter 9 is changed in the synthesis cycle of a plurality of frequencies. More specifically, FIG. 20 shows a combined period of two sine waves having a center frequency of 16 kHz, specifically, a first sine wave (1f) having a period of 1 / 250s and a period of 1 / 500s. An example of changing the carrier frequency to a combined wave shape with the second sine wave (2f) is shown. Since the amplitude of the composite waveform is 2 kHz, the carrier frequency changes periodically in a period of 1/250 s between 14 kHz and 18 kHz.
  • each amplitude is adjusted so that the peak value of the composite waveform, that is, the amplitude is 2 kHz.
  • the carrier frequency by controlling the carrier frequency to be changed by the combined frequency of a sine wave having a plurality of frequencies, the peak of the sound (beat due to the pulsation of the current peak) caused by the modulation frequency of the carrier frequency is scattered. It is possible to suppress noise.
  • the carrier frequency is controlled so as to be the composite frequency of two frequencies having the same peak value and the phase overlap at 0 ° is shown, but the present invention is not limited to this.
  • the peak values and phases of the two frequencies may be different, and the number of frequencies to be combined may be increased. The larger the number of frequencies to be combined, the easier it is for the noise peaks to be dispersed.
  • the present invention is not limited to this, and there is no problem even if the carrier frequency is changed in a shape such as a triangular wave, a sawtooth wave, a trapezoidal wave, or a square wave. That is, the effect can be obtained as long as it has a periodicity that is point-symmetrical at the carrier center value of half a cycle, and among them, a waveform that continuously changes within one cycle is preferable. This is because it is difficult for peaks to occur due to the concentration of switching at close carrier frequencies in a short period of time.
  • This also applies to the control as shown in FIG. 20, that is, the case where the carrier frequency is controlled so that the shape representing the change in the carrier frequency becomes a shape obtained by synthesizing a plurality of periodic waveforms having different frequencies.
  • the carrier frequency As described in the present embodiment, it is possible to disperse noise, and it is possible to obtain a peak suppression effect.
  • the effect of suppressing this peak tends to be large when the modulation frequency of the carrier frequency is high (the period is short). This is because it is difficult for peaks to occur due to the concentration of switching of close carrier frequencies in a short period of time.
  • the carrier frequency may be calculated every time the change is made, but it is possible to suppress the amount of calculation processing by tabulating the carrier frequency and reading it from the table according to the phase information of the period. .. Further, it may be patterned and controlled in advance from the relationship between the center value of the carrier frequency and the waveform representing the shape of the change in the carrier frequency. In that case, since one of the prepared plurality of patterns can be read and controlled according to the read pattern, the amount of arithmetic processing can be further suppressed.
  • Switching elements and diode elements formed by such wide bandgap semiconductors have high withstand voltage resistance and high allowable current density. Therefore, the switching element and the diode element can be miniaturized, and by using these the miniaturized switching element and the diode element, the semiconductor module incorporating these elements can be miniaturized.
  • switching elements and diode elements formed by such wide bandgap semiconductors have high heat resistance. Therefore, the heat radiation fins of the heat sink can be miniaturized and the water-cooled portion can be air-cooled, so that the semiconductor module can be further miniaturized.
  • switching elements and diode elements formed by such wide bandgap semiconductors have low power loss. Therefore, it is possible to improve the efficiency of the switching element and the diode element, and by extension, the efficiency of the semiconductor module can be improved.
  • the wide bandgap semiconductor has a high switching speed and can control the on / off width (duty) with high accuracy, so the output voltage can be controlled with high accuracy even in a motor with low impedance.
  • both the switching element and the diode element are formed of a wide bandgap semiconductor, but one of the elements may be formed of a wide bandgap semiconductor, and the effects described in this embodiment can be obtained. Obtainable.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effective Transistor, metal oxide film semiconductor field effect transistor
  • the voltage command V * may be adjusted so as not to exceed 50 W in advance, or feedback control may be performed so as to detect the flowing current or voltage and reduce the voltage to 50 W or less.
  • FIG. 21 is a diagram showing a configuration example of a second embodiment of the heat pump device according to the present invention.
  • the heat pump device 100 described in the first embodiment is mounted on an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, a refrigerator, or the like will be described.
  • FIG. 22 is a Moriel diagram showing the state of the refrigerant in the heat pump device 100 shown in FIG. 21.
  • the horizontal axis represents the specific enthalpy and the vertical axis represents the refrigerant pressure.
  • the compressor 51, the heat exchanger 52, the expansion mechanism 53, the receiver 54, the internal heat exchanger 55, the expansion mechanism 56, and the heat exchanger 57 are connected by piping.
  • a main refrigerant circuit 58 that is sequentially connected and circulates the refrigerant is provided.
  • a four-way valve 59 is provided on the discharge side of the compressor 51 so that the circulation direction of the refrigerant can be switched.
  • a fan 60 is provided in the vicinity of the heat exchanger 57.
  • the compressor 51 is the compressor 1 described in the above embodiment, and is a compressor having a motor 8 driven by an inverter 9 and a compression mechanism 7.
  • the heat pump device 100 includes an injection circuit 62 that connects between the receiver 54 and the internal heat exchanger 55 to the injection pipe of the compressor 51 by piping.
  • the expansion mechanism 61 and the internal heat exchanger 55 are sequentially connected to the injection circuit 62.
  • a water circuit 63 through which water circulates is connected to the heat exchanger 52.
  • a device that uses water, such as a water heater, a radiator, or a radiator such as a floor heater, is connected to the water circuit 63.
  • the four-way valve 59 is set in the solid line direction.
  • the heating operation includes not only the heating used for air conditioning but also the hot water supply that heats the water to produce hot water.
  • the gas phase refrigerant (point 1 in FIG. 22) that has become high temperature and high pressure in the compressor 51 is discharged from the compressor 51 and heat-exchanged in the heat exchanger 52 that is a condenser and a radiator to liquefy (FIG. 22). Point 2). At this time, the heat radiated from the refrigerant warms the water circulating in the water circuit 63 and is used for heating and hot water supply.
  • the liquid-phase refrigerant liquefied by the heat exchanger 52 is decompressed by the expansion mechanism 53 and becomes a gas-liquid two-phase state (point 3 in FIG. 22).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 53 exchanges heat with the refrigerant sucked into the compressor 51 by the receiver 54, and is cooled and liquefied (point 4 in FIG. 22).
  • the liquid phase refrigerant liquefied by the receiver 54 branches into the main refrigerant circuit 58 and the injection circuit 62 and flows.
  • the liquid-phase refrigerant flowing through the main refrigerant circuit 58 is further cooled by heat exchange with the refrigerant flowing through the injection circuit 62, which has been decompressed by the expansion mechanism 61 and is in a gas-liquid two-phase state, by the internal heat exchanger 55 (FIG. 22). Point 5).
  • the liquid-phase refrigerant cooled by the internal heat exchanger 55 is decompressed by the expansion mechanism 56 to be in a gas-liquid two-phase state (point 6 in FIG. 22).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 56 is heat-exchanged with the outside air by the heat exchanger 57 which is an evaporator, and is heated (point 7 in FIG. 22). Then, the refrigerant heated by the heat exchanger 57 is further heated by the receiver 54 (point 8 in FIG. 22) and sucked into the compressor 51.
  • the refrigerant flowing through the injection circuit 62 is depressurized by the expansion mechanism 61 (point 9 in FIG. 22) and heat exchanged by the internal heat exchanger 55 (point 10 in FIG. 22).
  • the gas-liquid two-phase state refrigerant (injection refrigerant) heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 flows into the compressor 51 from the injection pipe of the compressor 51 in the gas-liquid two-phase state.
  • the refrigerant sucked from the main refrigerant circuit 58 (point 8 in FIG. 22) is compressed and heated to an intermediate pressure (point 11 in FIG. 22).
  • the injection refrigerant (point 10 in FIG. 22) joins the refrigerant compressed and heated to the intermediate pressure (point 11 in FIG. 22), and the temperature drops (point 12 in FIG. 22).
  • the refrigerant whose temperature has dropped (point 12 in FIG. 22) is further compressed and heated to a high temperature and high pressure, and is discharged (point 1 in FIG. 22).
  • the opening degree of the expansion mechanism 61 is fully closed. That is, when the injection operation is performed, the opening degree of the expansion mechanism 61 is larger than the predetermined opening degree, but when the injection operation is not performed, the opening degree of the expansion mechanism 61 is set to be larger than the predetermined opening degree. Make it smaller. As a result, the refrigerant does not flow into the injection pipe of the compressor 51.
  • the opening degree of the expansion mechanism 61 is electronically controlled by a control unit such as a microcomputer.
  • the four-way valve 59 is set in the direction of the broken line. It should be noted that this cooling operation includes not only cooling used for air conditioning, but also taking heat from water to make cold water, freezing, and the like.
  • the gas phase refrigerant (point 1 in FIG. 22) that has become high temperature and high pressure in the compressor 51 is discharged from the compressor 51 and heat-exchanged in the heat exchanger 57 that is a condenser and a radiator to liquefy (FIG. 22).
  • Point 2 The liquid-phase refrigerant liquefied by the heat exchanger 57 is depressurized by the expansion mechanism 56 and becomes a gas-liquid two-phase state (point 3 in FIG. 22).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 56 is heat-exchanged by the internal heat exchanger 55, cooled and liquefied (point 4 in FIG. 22).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 56 and the liquid-phase refrigerant liquefied by the internal heat exchanger 55 are decompressed by the expansion mechanism 61 to be in the gas-liquid two-phase state. It exchanges heat with the refrigerant (point 9 in FIG. 22).
  • the liquid phase refrigerant (point 4 in FIG. 22) heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 branches into the main refrigerant circuit 58 and the injection circuit 62 and flows.
  • the liquid-phase refrigerant flowing through the main refrigerant circuit 58 is heat-exchanged with the refrigerant sucked into the compressor 51 by the receiver 54 and further cooled (point 5 in FIG. 22).
  • the liquid-phase refrigerant cooled by the receiver 54 is decompressed by the expansion mechanism 53 to be in a gas-liquid two-phase state (point 6 in FIG. 22).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 53 is heat-exchanged by the heat exchanger 52 that serves as an evaporator and heated (point 7 in FIG. 22). At this time, the refrigerant absorbs heat, so that the water circulating in the water circuit 63 is cooled and used for cooling and freezing.
  • the heat pump device 100 of the present embodiment constitutes a heat pump system together with a fluid utilization device that utilizes water (fluid) circulating in the water circuit 63, and this heat pump system is an air conditioner and a heat pump hot water supply. It can be used for machines, refrigerators, refrigerators, etc.
  • the refrigerant heated by the heat exchanger 52 is further heated by the receiver 54 (point 8 in FIG. 22) and sucked into the compressor 51.
  • the refrigerant flowing through the injection circuit 62 is depressurized by the expansion mechanism 61 (point 9 in FIG. 22) and heat exchanged by the internal heat exchanger 55 (point 10 in FIG. 22).
  • the gas-liquid two-phase state refrigerant (injection refrigerant) heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 flows in from the injection pipe of the compressor 51 in the gas-liquid two-phase state.
  • the compression operation in the compressor 51 is the same as in the heating operation.
  • the opening degree of the expansion mechanism 61 is fully closed to prevent the refrigerant from flowing into the injection pipe of the compressor 51, as in the heating operation.
  • the heat exchanger 52 is described as a heat exchanger such as a plate type heat exchanger that exchanges heat between the refrigerant and the water circulating in the water circuit 63.
  • the heat exchanger 52 is not limited to this, and may be a heat exchanger that exchanges heat between the refrigerant and air.
  • the water circuit 63 may not be a circuit in which water circulates, but a circuit in which another fluid circulates.
  • the heat pump device 100 can be used for a heat pump device using an inverter compressor such as an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, and a refrigerator.
  • an inverter compressor such as an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, and a refrigerator.
  • the configuration shown in the above-described embodiment shows an example of the content of the present invention, can be combined with another known technique, and is one of the configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

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Abstract

ヒートポンプ装置（１００）は、冷媒を圧縮する圧縮機（１）と、圧縮機（１）を駆動するモータ（８）と、モータ（８）に所望の電圧を印加するインバータ（９）と、インバータ（９）を駆動するパルス幅変調信号を生成し、運転モードとして、圧縮機（１）を加熱運転する加熱運転モードと圧縮機（１）を通常運転して冷媒を圧縮する通常運転モードとを有し、加熱運転モードにおいてキャリア信号の周波数であるキャリア周波数を周期的に変化させるインバータ制御部（１０）と、を備える。

Description

ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム、空気調和機および冷凍機
　本発明は、圧縮機を有するヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム、空気調和機および冷凍機に関する。
　冷媒を圧縮する圧縮機を有する機器は、圧縮機内に滞留した冷媒が寝込み状態のときに運転を開始して圧縮機が破損するのを防止するために、冷媒が寝込み状態になると圧縮機のモータの巻線に電流を流して冷媒を加熱する機能を有している。圧縮機を有する機器の一例はヒートポンプ装置である。ヒートポンプ装置は、空気調和機、ヒートポンプ給湯器、冷蔵庫、冷凍庫などの装置に適用される。
　特許文献１に記載の空気調和機では、冷媒の寝込み状態を検出した場合、冷媒を圧縮する動作を行うときよりも高い周波数の高周波電圧をモータに印加することで、回転トルクおよび振動の発生を防止するとともに、鉄損および銅損を利用した効率の良い加熱を実現している。
特開２０１１－３８６８９号公報
　しかしながら、特許文献１に記載された技術では、モータのインピーダンスが高い場合には出力電圧に対して流れる電流が小さくなるため、十分に電力を投入することができない。また、インピーダンスが低い場合には出力電圧に対して流れる電流が大きくなるため、少ない電圧で電力が得られる反面、電圧の出力精度が悪化し、正負の出力電圧アンバランスにより直流電圧が重畳してインバータ損失が増加する、出力電圧低下によるインバータのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）幅が狭くなることにより狭小パルス電流が流れてインバータ損失が増加する、などの問題がある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することができるヒートポンプ装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るヒートポンプ装置は、冷媒を圧縮する圧縮機と、圧縮機を駆動するモータと、モータに所望の電圧を印加するインバータとを備える。また、ヒートポンプ装置は、インバータを駆動するパルス幅変調信号を生成し、運転モードとして、圧縮機を加熱運転する加熱運転モードと圧縮機を通常運転して冷媒を圧縮する通常運転モードとを有し、加熱運転モードにおいてキャリア信号の周波数であるキャリア周波数を周期的に変化させるインバータ制御部を備える。
　本発明に係るヒートポンプ装置は、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することができる、という効果を奏する。
本発明にかかるヒートポンプ装置の実施の形態１の構成例を示す図 実施の形態１におけるインバータの構成を示す図 実施の形態１におけるインバータ制御部の加熱運転モード制御部および駆動信号生成部の構成例を示す図 実施の形態１の加熱判断部の構成例を示す図 外気温度および圧縮機温度と冷媒寝込み量との時間変化の一例を示す図 直流通電部の構成例を示す図 高周波通電部の構成例を示す図 実施の形態１における８通りのスイッチングパターンの一例を示す図 通電切替部により直流通電を選択した際の動作波形の一例を示す図 通電切替部により高周波通電を選択した際の動作波形の一例を示す図 高周波位相切替部を有する高周波通電部の構成例を示す図 実施の形態１におけるインバータ制御部の動作を示す図 図１２に示す電圧ベクトルの変化の説明図 ＩＰＭモータのロータ位置の説明図 ＩＰＭモータのロータ位置による電流変化を示す図 θｆを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を示す図 θｆが０°、３０°、６０°の時のモータのＵＶＷの各相に流れる電流の一例を示す図 実施の形態１におけるインバータ制御部の動作の一例を示すフローチャート 実施の形態１におけるインバータ制御部によるキャリア周波数の制御の一例を示す図 実施の形態１におけるインバータ制御部によるキャリア周波数の制御の他の例を示す図 本発明にかかるヒートポンプ装置の実施の形態２の構成例を示す図 図２１に示すヒートポンプ装置の冷媒の状態についてのモリエル線図
　以下に、本発明にかかるヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム、空気調和機および冷凍機の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明にかかるヒートポンプ装置の実施の形態１の構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態のヒートポンプ装置１００は、圧縮機１、四方弁２、熱交換器３、膨張機構４および熱交換器５が、冷媒配管６を介して順次接続された冷凍サイクル、を備える。圧縮機１の内部には冷媒を圧縮する圧縮機構７と、この圧縮機構７を動作させるモータ８とが設けられている。モータ８は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の巻線を有する三相モータである。
　モータ８に電圧を与え駆動させるインバータ９は、モータ８と電気的に接続されている。インバータ９は、直流電圧である母線電圧Ｖｄｃを電源としてモータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線に電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをそれぞれ印加する。
　また、インバータ９には、インバータ制御部１０が電気的に接続されており、インバータ制御部１０は、通常運転モード、加熱運転モードの２つの運転モードにそれぞれ対応する通常運転モード制御部１１、加熱運転モード制御部１２を備える。インバータ制御部１０は、通常運転モードで動作する場合、モータ８が回転駆動するようにインバータ９を制御する。また、インバータ制御部１０は、加熱運転モードで動作する場合、モータ８が回転駆動することなく圧縮機を加熱するようにインバータ９を制御する。インバータ制御部１０は、インバータ９を駆動するための信号、例えば、パルス幅変調信号であるＰＷＭ信号をインバータ９へ出力する。なお、インバータ制御部１０は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）などの離散システムで構成することが可能である。インバータ制御部１０は、他にアナログ回路、デジタル回路等の電気回路素子などで構成してもよい。
　通常運転モード制御部１１は、インバータ９がモータ８を回転駆動するようにＰＷＭ信号を出力する。加熱運転モード制御部１２は、加熱判断部１４と、直流通電部１５、高周波通電部１６を備えることにより、通常運転モードとは異なり、モータ８に直流電流、もしくはモータ８が追従できない高周波電流を流すことによりモータ８を回転駆動せずに加熱を行うことで、圧縮機１に滞留した液冷媒を温め気化させることで排出を行う。
　図２は、実施の形態１におけるインバータ９の構成を示す図である。インバータ９は、母線電圧Ｖｄｃを電源として、２つのスイッチング素子（９１ａと９１ｄ、９１ｂと９１ｅ、９１ｃと９１ｆ）の直列接続部が３個並列に接続され、各スイッチング素子９１ａ～９１ｆそれぞれと並列に接続された環流ダイオード９２ａ～９２ｆを備える回路である。インバータ９は、インバータ制御部１０より送られるＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮにより、それぞれに対応したスイッチング素子（ＵＰは９１ａ、ＶＰは９１ｂ、ＷＰは９１ｃ、ＵＮは９１ｄ、ＶＮは９１ｅ、ＷＮは９１ｆ）を駆動することで、三相の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを発生させ、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線それぞれに印加する。
　図３は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の加熱運転モード制御部１２および駆動信号生成部１３の構成例を示す図である。インバータ制御部１０は、加熱運転モード制御部１２、駆動信号生成部１３を含む。
　加熱運転モード制御部１２は、加熱判断部１４、直流通電部１５および高周波通電部１６を備える。加熱判断部１４は、加熱指令部１７と通電切替部１８を備える。加熱指令部１７は、寝込冷媒の追い出しに必要な必要加熱量Ｈ＊を求める。直流通電部１５は、必要加熱量Ｈ＊に基づいて直流電圧指令Ｖｄｃ＊と直流位相指令θｄｃを生成する。高周波通電部１６は、必要加熱量Ｈ＊に基づいて、高周波交流電圧を生成するための高周波電圧指令Ｖａｃ＊と高周波位相指令θａｃを生成する。また、加熱指令部１７は通電切替部１８へ切替信号を送ることで、Ｖｄｃ＊およびθｄｃ、もしくは、Ｖａｃ＊およびθａｃ、のどちらかを選択して電圧指令Ｖ＊、位相指令θとして駆動信号生成部１３へ信号を伝達するかを制御する。
　駆動信号生成部１３は、電圧指令生成部１９、ＰＷＭ信号生成部２０から構成される。電圧指令生成部１９は、電圧指令Ｖ＊、位相指令θに基づいて三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。ＰＷＭ信号生成部２０は三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊及び母線電圧Ｖｄｃに基づいて、インバータ９を駆動するためのＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）を生成することで、モータ８に電圧を印加して圧縮機１を加熱する。
　次に加熱判断部１４について図４を用いて詳細を説明する。図４は、実施の形態１の加熱判断部１４の構成例を示す図である。加熱判断部１４は加熱指令部１７と通電切替部１８で構成され、加熱指令部１７は温度検出部２１、寝込量推定部２２、寝込量検出部２３、寝込判定切替部２４、加熱可否判断部２５、加熱指令演算部２６および通電切替判断部２７を備える。
　温度検出部２１は外気温度（Ｔｃ）及び圧縮機１の温度（Ｔｏ）を検出する。寝込量推定部２２は、外気温度及び圧縮機１の温度（圧縮機温度）に基づいて、圧縮機１内に滞留した液冷媒量の推定を行う。ここで、圧縮機１は冷凍サイクル中で最も熱容量が大きく、外気温度の上昇に対して、圧縮機温度は遅れて上昇するため、冷凍サイクル中で最も温度が低くなる。そのため図５に示すような温度関係になる。図５は、外気温度および圧縮機温度と冷媒寝込み量との時間変化の一例を示す図である。
　図５に示すように、圧縮機温度は、冷媒は冷凍サイクル中で最も温度が低い場所で滞留し液冷媒として溜まるため、温度の上昇時には圧縮機１内に冷媒が溜まる（図５の寝込発生区間）。そのため、寝込量推定部２２は例えば実験的に求めた外気温度と圧縮機温度の関係から時間当たりの冷媒寝込量を推定することが可能である。例えば、外気温度と圧縮機温度の差や圧縮機温度の加熱開始からの変化量とに基づいて寝込量を推定する。なお、外気温度のみを検出しても、圧縮機１の熱容量が分かれば外気温度の変化に対して圧縮機温度がどの程度遅れて変化するか推定が可能である。このことから圧縮機１の温度を検出せず、外気温度を検出するように構成して、センサ数削減によるコスト削減も可能である。また、熱交換器３に代表される冷凍サイクルを構成する部品の温度を検出することでも同様の推定が可能であることは言うまでもない。
　また、寝込量検出部２３として、寝込量を検出するセンサを設けることにより直接冷媒の寝込量を検出することでより正確な寝込量を把握することが可能である。なお、寝込量を検出するセンサとしては液量を測る静電容量センサや、レーザーや音、電磁波等による圧縮機１の上部と冷媒の液面の距離を測るセンサ等がある。なお、寝込量推定部２２及び寝込量検出部２３の出力については、寝込判定切替部２４によりどちらかを選択するよう構成してもよく、もちろん両方の寝込量を使用して制御を行っても何ら問題ない。
　加熱可否判断部２５は、寝込判定切替部２４の出力である寝込量に基づいて、加熱の必要有と判断した場合にはＯＮ信号（加熱運転を行うことを示す）を出力し、加熱不要と判断した場合にはＯＦＦ信号（加熱運転を行わないことを示す）を出力する。また、加熱指令演算部２６は、寝込量に応じて、寝込んだ冷媒を追い出すのに必要な加熱量を示す必要加熱量Ｈ＊を演算する。必要加熱量Ｈ＊は圧縮機１の種類や大きさにより変化し、大きい場合や熱が伝わりにくい素材や形状の場合には、必要加熱量Ｈ＊を高く設定することで確実に液冷媒を排出することが可能となる。また、通電切替判断部２７は、必要加熱量Ｈ＊が所定の切替閾値以上の場合には通電切替部１８に直流通電に切替える信号を出力し、必要加熱量Ｈ＊が切替閾値よりも小さい場合には、通電切替部１８に高周波通電に切替える信号を出力することで、通電方法を切替える。
　次に直流通電部１５について図６を用いて説明する。図６は、直流通電部１５の構成例を示す図である。直流通電部１５は直流電圧指令演算部２８と直流位相指令演算部２９で構成される。直流電圧指令演算部２８は必要加熱量Ｈ＊に基づいて、発熱に必要な直流電圧指令Ｖｄｃ＊の出力を行う。直流電圧指令演算部２８は例えば必要加熱量Ｈ＊と直流電圧指令Ｖｄｃ＊の関係をテーブルデータとしてあらかじめ記憶しておき、直流電圧指令Ｖｄｃ＊を得ることが可能である。なお、必要加熱量Ｈ＊を入力として説明しているが、外気温度や圧縮機温度、圧縮機構造情報など種々のデータをさらに入力として直流電圧指令Ｖｄｃ＊を求めることにより、より正確な値を得ることが可能となり信頼性を向上させることが可能であることは言うまでもない。
　また、直流位相指令演算部２９は、モータ８に通電するための直流位相指令θｄｃを求める。直流電圧を印加するためにθｄｃは固定値とし、例えばモータ８の０°の位置に通電する場合には、θｄｃ＝０を出力する。ただし、固定値で連続通電を行った場合、モータ８の特定部分のみが発熱する恐れがあるため、時間の経過とともにθｄｃを変化させていくことで、モータ８を均一に加熱することが可能となる。
　ここで、直流通電の場合、モータ８に直流電流Ｉｄｃを流すことでモータ８を構成する巻線の抵抗ＲによりＲとＩｄｃに比例した銅損による発熱にて圧縮機１を加熱可能であるため、直流電流Ｉｄｃを増加するようインバータ９を駆動することで大きな発熱量を得ることが可能となり、液化した冷媒を短時間で排出することが可能である。しかし、近年のモータ８は高効率設計により巻線の抵抗Ｒは小さくなる傾向であり、同一発熱量を得るためにはＲが小さくなった分だけＩｄｃを増加させる必要があり、その結果、インバータ９に流れる電流が大きくなるため損失悪化によるインバータ９の発熱が懸念されるだけでなく、消費電力も増加するため長時間の直流通電が困難である。
　次に高周波通電部１６について図７を用いて説明する。図７は、高周波通電部１６の構成例を示す図である。高周波通電部１６は高周波電圧指令演算部３０と高周波位相指令演算部３１で構成される。高周波電圧指令演算部３０は必要加熱量Ｈ＊に基づいて、発熱に必要な高周波電圧指令Ｖａｃ＊の出力を行う。高周波電圧指令演算部３０は例えば必要加熱量Ｈ＊と高周波電圧指令Ｖａｃ＊の関係をテーブルデータとしてあらかじめ記憶しておき、高周波電圧指令Ｖａｃ＊を得ることが可能である。なお、必要加熱量Ｈ＊を入力としているが、外気温度や圧縮機温度、圧縮機構造情報など種々のデータから高周波電圧指令Ｖａｃ＊を求めることにより、より正確な値を得ることが可能となり信頼性を向上させることが可能であることは言うまでもない。
　また、高周波位相指令演算部３１は、モータ８に通電するための高周波位相指令θａｃを求める。高周波電圧を印加するために時間に対してθａｃ＝０°～３６０°の間を連続的に変化させることで、高周波電圧の発生を行う。ここで、０°～３６０°の変化の周期を短くすることで高周波電圧の周波数を増加させることが可能となる。
　直流通電に対して、高周波通電の場合、インバータ９によりモータ８に高周波電流Ｉａｃを流すことで、モータ８を構成する固定子や回転子の材料である磁性体に渦電流損やヒステリシス損といった鉄損を発生させることによりモータ８を加熱することが可能となる。また、高周波電流の角周波数ωを高くした場合、鉄損増加により発熱量を大きくすることが可能なだけでなく、モータ８のインダクタンスＬによるインピーダンスを高くすることが可能となり、流れる高周波電流Ｉａｃも抑制できる。このため、インバータ９の損失を低減しつつモータ８の加熱が可能となり、省エネルギー化が可能であり地球温暖化防止に寄与できる。一方で、高周波通電を行うとモータ８の電磁音による騒音が発生するため、可聴周波数である２０ｋＨｚに近づける必要がある。このため、鉄損が小さい小型のモータやインダクタンスが大きいモータを用いた場合には、必要な加熱量を得ることができない課題がある。
　そこで、本実施の形態では、必要加熱量Ｈ＊が大きい場合には直流通電を行うことで加熱量を大きくすることにより短時間で液冷媒の排出を行うことができる。必要加熱量Ｈ＊が小さい場合には高周波通電を行うことで消費電力を削減した加熱を行うことで、確実に液冷媒を排出可能となり信頼性が向上するだけでなく、消費電力を削減した地球温暖化防止に寄与した運転が可能となる。このため、通電切替判断部２７は必要加熱量Ｈ＊が切替閾値以上の場合には通電切替部１８により直流通電に切替え、必要加熱量Ｈ＊が切替閾値よりも小さい場合には、通電切替部１８により高周波通電に切替えることで電圧指令Ｖ＊と位相指令θを得る構成とすることで、前述の効果を得ることが可能となる。
　電圧指令Ｖ＊と位相指令θの取得方法について述べたため、次に、電圧指令生成部１９の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の生成方法と、ＰＷＭ信号生成部２０のＰＷＭ信号の生成方法とについて説明する。
　モータ８が三相モータの場合には、一般的にＵＶＷ相の位相は互いに１２０°（＝２π／３）異なる。そのため、電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を下記式（１）～式（３）のように位相が２π／３ずつ異なる余弦波（正弦波）と定義する。
　Ｖｕ＊＝Ｖ＊×ｃｏｓθ　　　　　　　　　　　　　　…（１）
　Ｖｖ＊＝Ｖ＊×ｃｏｓ（θ－（２／３）π）　　　　　…（２）
　Ｖｗ＊＝Ｖ＊×ｃｏｓ（θ＋（２／３）π）　　　　　…（３）
　電圧指令生成部１９は、電圧指令Ｖ＊と、位相指令θとに基づき、式（１）～式（３）により電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算し、計算した電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２０へ出力する。ＰＷＭ信号生成部２０は、電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、所定の周波数で振幅Ｖｄｃ／２のキャリア信号（基準信号）とを比較し、相互の大小関係に基づきＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを生成する。
　なお、式（１）～式（３）では、単純な三角関数で電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求めているが、その他に二相変調や、三次高調波重畳変調、空間ベクトル変調といった電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求める手法を用いても何ら問題ない。
　ここで、電圧指令Ｖｕ＊がキャリア信号よりも大きい場合には、ＵＰはスイッチング素子９１ａをオンにする電圧とし、ＵＮはスイッチング素子９１ｄをオフにする電圧とする。また、電圧指令Ｖｕ＊がキャリア信号よりも小さい場合には、逆に、ＵＰはスイッチング素子９１ａをオフにする電圧とし、ＵＮはスイッチング素子９１ｄをオンにする電圧とする。他の信号についても同様であり、電圧指令Ｖｖ＊とキャリア信号との比較によりＶＰ、ＶＮが決定され、電圧指令Ｖｗ＊とキャリア信号との比較によりＷＰ、ＷＮが決定される。
　一般的なインバータの場合、相補ＰＷＭ方式を採用しているため、ＵＰとＵＮ、ＶＰとＶＮ、ＷＰとＷＮは互いに逆の関係となる。そのため、スイッチングパターンは全部で８通りとなる。
　図８は、実施の形態１における８通りのスイッチングパターンの一例を示す図である。なお、図８では、各スイッチングパターンで発生する電圧ベクトルにＶ０～Ｖ７の符号を付している。また、各電圧ベクトルの電圧の方向を±Ｕ，±Ｖ，±Ｗ（電圧が発生しない場合には０）で表している。ここで、＋Ｕとは、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流を発生させる電圧であり、－Ｕとは、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する－Ｕ相方向の電流を発生させる電圧である。±Ｖ，±Ｗについても同様に各相における方向を示している。
　図８に示すスイッチングパターンを組み合わせて電圧ベクトルを出力することでインバータ９に所望の電圧を出力させることができる。圧縮機１の冷媒をモータ８にて圧縮動作させる場合（通常運転モード）には数１０～数ｋＨｚ以下で動作することが一般的である。通常運転モードの印加電圧が数１０～数ｋＨｚであるときに、加熱運転モードでは、位相θを固定値にすることで直流電圧を発生させて圧縮機１を加熱可能であり、また、位相θを高速で変化させることにより数ｋＨｚを超える高周波電圧（高周波交流電圧）を出力し、圧縮機１に通電し加熱することが可能となる。なお、高周波電圧は３相に印加してもよいし、２相に印加してもよい。
　図９は、通電切替部１８により直流通電を選択した際の動作波形の一例を示す図である。θ＝９０°に設定した場合は、Ｖｕ＊＝０、Ｖｖ＊＝－０．５Ｖ＊、Ｖｗ＊＝０．５Ｖ＊となり、キャリア信号（基準信号）と比較した結果、図９に示すＰＷＭ信号が得られ、図８の電圧ベクトルＶ０（０電圧）、Ｖ２（＋Ｖ電圧）、Ｖ６（―Ｗ電圧）、Ｖ７（０電圧）が出力され、モータ８に直流電流を流すことが可能となる。
　また、図１０は、通電切替部１８により高周波通電を選択した際の動作波形の一例を示す図である。θ＝０°～３６０°に設定しているため、Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊はそれぞれ１２０°位相差の正弦波（余弦波）となり、キャリア信号（基準信号）と比較した結果、図１０に示すＰＷＭ信号が得られ、時間の変化とともに電圧ベクトルが変化し、モータ８に高周波電流を流すことが可能となる。
　ただし、一般的なインバータの場合、キャリア信号の周波数であるキャリア周波数はインバータのスイッチング素子のスイッチングスピードにより上限が決まっている。そのため、キャリア周波数以上の高周波電圧を出力することは困難である。なお、一般的なＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の場合、スイッチングスピードの上限は２０ｋＨｚ程度である。
　また、高周波電圧の周波数がキャリア周波数の１／１０程度になると、高周波電圧の波形出力精度が悪化し直流成分が重畳するなど悪影響を及ぼす虞がある。この点を考慮し、キャリア周波数を２０ｋＨｚとした場合に、高周波電圧の周波数をキャリア周波数の１／１０の２ｋＨｚ以下とすると、高周波電圧の周波数は可聴周波数領域となり、騒音悪化が懸念される。
　そこで、高周波通電部１６を、図１１に示すように高周波位相指令演算部３１の出力に、０°と１８０°を切替えて出力する高周波位相切替部３２の出力を加算して高周波位相指令θａｃとして出力するよう構成してもよい。図１１は、このような高周波通電部１６の構成例を示す図である。図１１の構成例では、高周波位相指令演算部３１は固定値を出力し、モータ８のどの位相に通電するかのみを出力する。高周波位相切替部３２は、キャリア信号の頂または底のタイミングで０°と１８０°を切替え、キャリア信号に同期して正負の電圧出力を行うことで、キャリア周波数と同等の周波数の電圧出力を可能とする。
　図１２は、インバータ制御部１０の動作を示す図である。図１２は、電圧指令Ｖ＊を任意の値とし、高周波位相指令演算部３１の出力を０°とした場合のインバータ制御部１０の動作を表す。高周波位相指令θａｃがキャリア信号の頂もしくは底、頂及び底のタイミングで０°と１８０°が切り替わることで、キャリア信号に同期したＰＷＭ信号を出力することが可能となる。このとき、電圧ベクトルはＶ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、・・・の順で変化する。
　図１３は、図１２に示す電圧ベクトルの変化の説明図である。なお、図１３では、破線で囲まれたスイッチング素子９１がオン、破線で囲まれていないスイッチング素子９１がオフの状態であることを表している。図１３に示すように、Ｖ０ベクトル、Ｖ７ベクトル印加時はモータ８の線間が短絡状態となり、電圧が出力されない。この場合、モータ８のインダクタンスに蓄えられたエネルギーが電流となって短絡回路中を流れる。また、Ｖ４ベクトル印加時には、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流（＋Ｉｕの電流）が流れ、Ｖ３ベクトル印加時には、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する－Ｕ相方向の電流（－Ｉｕの電流）がモータ８の巻線に流れる。つまり、Ｖ４ベクトル印加時と、Ｖ３ベクトル印加時とでは逆方向の電流がモータ８の巻線に流れる。そして、電圧ベクトルがＶ０、Ｖ４、Ｖ７、Ｖ３、Ｖ０、・・・の順で変化するため、＋Ｉｕの電流と－Ｉｕの電流とが交互にモータ８の巻線に流れることになる。特に、図１２に示すように、Ｖ４ベクトルとＶ３ベクトルとが１キャリア周期（１／ｆｃ）の間に現れるため、キャリア周波数ｆｃに同期した交流電圧をモータ８の巻線に印加することが可能となる。
　また、Ｖ４ベクトル（＋Ｉｕの電流）とＶ３ベクトル（－Ｉｕの電流）とが交互に出力されるため、正逆のトルクが瞬時切り替わる。そのため、トルクが相殺されることによりロータの振動を抑えた電圧の印加が可能となる。
　図１４は、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ）モータのロータ位置（ロータの停止位置）の説明図である。ここでは、ＩＰＭモータのロータ位置φは、ロータのＮ極の向きがＵ相方向からずれた角度の大きさによって表されるとしている。
　図１５は、ＩＰＭモータのロータ位置による電流変化を示す図である。モータ８がＩＰＭモータの場合、巻線インダクタンスはロータ位置に依存する。そのため、電気角周波数ωとインダクタンス値との積で表される巻線インピーダンスは、ロータ位置に応じて変動する。したがって、同一電圧を印加した場合においても、ロータ位置によって、モータ８の巻線に流れる電流が変動してしまい、加熱量が変化してしまう。その結果、ロータ位置によっては、必要な加熱量を得るために、多くの電力が消費される虞がある。
　そこで、本実施の形態では、時間の経過と共に高周波位相指令演算部３１の出力（θｆとする）を変化させ、ロータに満遍なく電圧を印加する。図１６は、θｆを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を示す図である。ここでは、θｆを時間の経過とともに、０°、４５°、９０°、１３５°、・・・と４５°ずつ変化させている。θｆが０°であれば、電圧指令の位相θは０°、１８０°となり、θｆが４５°であれば、電圧指令の位相θは４５°、２２５°となり、θｆが９０°であれば、電圧指令の位相θは９０°、２７０°となり、θｆが１３５°であれば、電圧指令の位相θは１３５°、３１５°となる。
　つまり、初めに、θｆが０°に設定され、所定の時間、電圧指令の位相θがキャリア信号に同期して０°と１８０°とで切替えられる。その後、θｆが４５°に切替えられ、所定の時間、電圧指令の位相θがキャリア信号に同期して４５°と２２５°とで切替えられる。その後、θｆが９０°に切替えられ、・・・というように、所定の時間毎に、０°と１８０°、４５°と２２５°、９０°と２７０°、１３５°と３１５°、・・・と電圧指令の位相θが切替えられる。これにより、時間の経過とともに、高周波交流電圧の通電位相が変化するため、ロータ停止位置によるインダクタンス特性の影響を排除することができ、ロータ位置に依存せず均一な圧縮機１の加熱が可能となる。
　図１７は、θｆが０°（Ｕ相（Ｖ４）方向が０°）、３０°、６０°の時のモータ８のＵＶＷの各相に流れる電流の一例を示す図である。θｆが０°の場合には、図１７に示すようにＶ０とＶ７との間に他の電圧ベクトル（スイッチング素子９１ａ～９１ｆの正電圧側１つと負電圧側２つ、又は、正電圧側２つと負電圧側１つがオン状態となる電圧ベクトル）が１つのみ発生する。この場合、電流波形は台形状となり高調波成分の少ない電流となる。
　しかし、θｆが３０°の場合には、Ｖ０とＶ７との間に異なる２つの電圧ベクトルが発生する。この場合、電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となる。この電流波形の歪みはモータ騒音やモータ軸振動などの悪影響を与える虞がある。
　また、θｆが６０°の場合も、θｆが０°の場合と同様に、Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。この場合、電流波形は台形状となり、高調波成分が少ない電流となる。
　このように、基準位相θｆが６０°のｎ倍（ｎは０以上の整数）の場合には、電圧指令の位相θが６０°の倍数となるため（ここでは、θｐ＝０°、θｎ＝１８０°である）、Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。一方、基準位相θｆが６０°のｎ倍以外の場合には、電圧指令の位相θが６０°の倍数とならないため、Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが２つ発生してしまう。Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが２つ発生してしまうと、電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となり、モータ騒音やモータ軸振動などの悪影響を与える虞がある。したがって、基準位相θｆは、０°、６０°、・・・のように６０°のｎ倍の刻みで変化させることが望ましい。
　次に、インバータ制御部１０の動作について説明する。図１８は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の動作の一例を示すフローチャートである。加熱判断部１４は、圧縮機１の運転停止中に、上述した動作により加熱運転モードを動作させるかを判断する（ステップＳ１：加熱判断ステップ）。
　加熱運転モードを動作させると加熱可否判断部２５が判断した場合（ステップＳ１　Ｙｅｓ）、加熱モードであることを運転モード情報として通知する。
　次に、加熱指令演算部２６の出力である必要加熱量Ｈ＊が閾値以上であるか否かを判断し（ステップＳ２：通電切替ステップ）、必要加熱量Ｈ＊が閾値以上であった場合（ステップＳ２　Ｙｅｓ）には、通電切替部１８により直流通電に切替え、Ｖｄｃ＊とθｄｃをＶ＊、θとし、電圧指令生成部１９により電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算する（ステップＳ３）。そして、ＰＷＭ信号生成部２０は、電圧指令生成部１９が出力した電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をキャリア信号と比較して、ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを得て、インバータ９へ出力し（ステップＳ４）、ステップＳ１へ戻る。
　ステップＳ１で、加熱運転モードを動作させないと加熱可否判断部２５が判断した場合（ステップＳ１　Ｎｏ）、ステップＳ１へ戻り、所定時間経過後に、再び加熱運転モードを動作させるかを判断する。
　ステップＳ２で、必要加熱量Ｈ＊が閾値未満であると判断した場合（ステップＳ２　Ｎｏ）、通電切替部１８により高周波通電に切替え、Ｖａｃ＊とθａｃをＶ＊、θとし、電圧指令生成部１９により電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算し（ステップＳ５）、ステップＳ４へ進む。
　以上の動作により、加熱運転モードにおいて、インバータ９のスイッチング素子９１ａ～９１ｆを駆動してモータ８に直流電流もしくは高周波電流を流す。直流通電を選択した場合、モータ８は直流電流による銅損で発熱し、また大電力を投入することが可能である。このため、短時間でモータ８を加熱させることができ、圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１の外部へ短時間で漏出させることができる。また、高周波通電を選択した場合、モータ８は高周波電流による鉄損だけでなく、巻線に流れる電流による銅損にて効率よくモータ８の加熱が可能となる。このため、必要最小限の消費電力でモータ８の加熱が可能であり、圧縮機１内に滞留する液冷媒を加熱・気化させ、圧縮機１の外部へと漏出することができる。
　以上のように、本実施の形態に係るヒートポンプ装置１００では、圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態である場合に、直流通電もしくは高周波通電により可聴周波数外の周波数の電流をモータ８へ流すことにより騒音を抑えつつ、必要加熱量が大の場合は直流通電、必要加熱量が小の場合には高効率な高周波通電と、必要に応じて通電を切替えることで効率的にモータ８を加熱できる。これにより、圧縮機１内に滞留した冷媒を効率的に加熱することができ、滞留した冷媒を圧縮機１の外部へ漏出させることができる。
　直流通電の場合には、モータ８に直流電流が流れることにより、モータ８のロータを直流励磁により所定位置に固定することが可能となるため、ロータの回転や振動が発生しない。
　なお、高周波通電時には圧縮動作時の運転周波数以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８内のロータが周波数に追従できなくなり、回転や振動が発生することが無くなる。そのためインバータ９が出力する電圧の周波数は、圧縮動作時の運転周波数以上とすることが望ましい。
　一般に、圧縮動作時の運転周波数は、高々１ｋＨｚである。そのため、１ｋＨｚ以上の高周波電圧をモータ８に印加すればよい。また、１４ｋＨｚ以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８の鉄心の振動音がほぼ可聴周波数上限に近づくため、騒音の低減にも効果がある。そこで、例えば、可聴周波数外の２０ｋＨｚ程度の高周波電圧となるよう出力する。
　但し、高周波電圧の周波数はスイッチング素子９１ａ～９１ｆの最大定格周波数を超えるとスイッチング素子９１ａ～９１ｆの破壊による負荷もしくは電源短絡を起こし、発煙や発火に至る可能性がある。そのため、信頼性を確保するため高周波電圧の周波数は最大定格周波数以下にすることが望ましい。
　また、近年のヒートポンプ装置用の圧縮機１のモータ８には高効率化のためＩＰＭ構造のモータや、コイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻きモータが広く用いられる。集中巻きモータは、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ないため、巻線に多量の電流を流す必要がある。巻線に多量の電流を流すと、インバータ９に流れる電流も多くなり、インバータ損失が大きくなる。
　そこで、通常は加熱運転モードにおいて高周波通電による加熱を行うと、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなる。そのため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに、巻線に流れる電流が小さくなるため、インバータ９に流れる電流も小さくなり、インバータ９の損失も低減でき、より効率の高い加熱が可能となる。
　また、上述した高周波通電による加熱を行うと、圧縮機１がＩＰＭ構造のモータである場合、高周波磁束が鎖交するロータ表面も発熱部となる。そのため、冷媒接触面増加および圧縮機構への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。ただし、高周波通電の場合には、インピーダンスが高くなりすぎると必要な加熱量が得られにくくなるため、大きな加熱量を必要とする場合には、直流通電に切替えることで確実に圧縮機１内に滞留した液冷媒を気化させ、圧縮機１の外へ漏出することが可能となる。
　直流通電と高周波通電を切替える以外に、直流と高周波電流が同時に流れるようにインバータ制御部１０を動作させてもよく、その場合には前述の直流通電のメリットである加熱量大と、高周波通電のメリットである損失小を兼ね備えた通電が可能となる。また、加熱運転モードにおいて直流通電を用いずに高周波通電を行う場合に、モータ巻線の結線を切替える機構を持たせて、インピーダンスを可変としてもよい。この場合、インピーダンスを下げる事で、加熱量を高くする事が可能で有り、インピーダンスを上げる事で、加熱を得るための必要電圧が相対的に高くなるため、実ベクトル幅が広くなり高精度に制御する事が可能となる。
　なお、インピーダンスの高いモータの場合、高周波通電にて投入できる電力には制限があり、これは周波数が高い程顕著となる。そのため、本実施の形態にかかるヒートポンプ装置１００では、加熱運転モードにおいてキャリア周波数を周期的に変化させる制御を行う。
　図１９は、実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００のインバータ制御部１０によるキャリア周波数の制御の一例を示す図である。より詳細には、図１９は、インバータ９のキャリア周波数の中心を１６ｋＨｚとして、振幅が２ｋＨｚ、周期が１／５００ｓで正弦波状に変化させる場合の例を示している。図１９に示す例では振幅が２ｋＨｚのため、キャリア周波数は１４ｋＨｚ～１８ｋＨｚの間にて１／５００ｓ周期にて周期的に変化することとなる。
　図１９に示すように、キャリア周波数を中心値基準に対照に周期的に変化させるように制御することで、出力電力の平均値がキャリア周波数の中心値（１６ｋＨｚ）一定で動作させた場合と近しくなるため、加熱量の制御が可能となる。
　また、キャリア周波数を可変とすることにより、キャリア周波数に起因する騒音のピークを散らし、騒音を抑制することが可能となる。そのため、キャリア周波数の中心値を可聴域内（１６ｋＨｚ以下）としてキャリア周波数を変化させる事で、騒音の抑制と、加熱量の増加とを両立させることが可能となる。
　なお、図１９では振幅が２ｋＨｚ、周期が１／５００ｓにてキャリア周波数を変化させる例を示したが、これに限らない。振幅および周期の何れも、小さすぎるとキャリア成分の分散効果が十分に得られないため、キャリア周波数の中心値に応じてある程度大きい方が効果的である。振幅および周波数は、インバータ制御部１０を実現するＣＰＵなどの制御器の性能を考慮して設定する事が好ましい。
　図２０は、実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００のインバータ制御部１０によるキャリア周波数の制御の他の例を示す図である。図２０は、インバータ９のキャリア周波数を複数の周波数の合成周期にて変化させる場合の例を示している。より詳細には、図２０は、中心周波数を１６ｋＨｚとする２つの正弦波の合成周期、具体的には、周期が１／２５０ｓの第１の正弦波（１ｆ）と、周期が１／５００ｓの第２の正弦波（２ｆ）との合成波形状にキャリア周波数を変化させる場合の例を示している。合成波形の振幅が２ｋＨｚのため、キャリア周波数は１４ｋＨｚ～１８ｋＨｚの間にて１／２５０ｓの周期にて周期的に変化することとなる。
　なお、図２０に示す例は、第１の正弦波および第２の正弦波のそれぞれのピーク値が同等であり、０°で位相が重なるようにした場合の例である。また、合成波形のピーク値すなわち振幅が２ｋＨｚとなるように、それぞれの振幅を調整している。
　図２０に示すように、複数周波数の正弦波の合成周波数にてキャリア周波数を変化させるように制御することで、キャリア周波数の変調周波数に起因する音（電流ピークの脈動によるうなり）のピークを散らすことができ、騒音を抑制する事が可能である。
　図２０に示す例では、ピーク値が同等且つ０°で位相が重なる関係を持つ二つの周波数の合成周波数となるようにキャリア周波数を制御する場合について示したが、これに限らない。二つの周波数のピーク値および位相は異なっていてもよく、また、合成する周波数の数を多くしてもよい。合成する周波数の数が多いほど騒音ピークは分散され易い。
　また、本実施の形態ではキャリア周波数を正弦波状に変化させる場合について説明したが、これに限らず、三角波、鋸波、台形波、矩形波等の形状で変化させても問題ない。すなわち、半周期のキャリア中心値で点対称となる周期性を有していれば効果を得ることが可能であり、その中でも１周期内で連続して変化している波形が好ましい。これは近しいキャリア周波数でのスイッチングが短期間に集中する事によるピークが立ちにくいからである。なお、これは図２０に示すような制御、すなわち、キャリア周波数の変化を表す形状が周波数の異なる複数の周期的な波形を合成した形状となるようキャリア周波数を制御する場合も同様である。
　また、本実施の形態で説明したようにキャリア周波数を制御することで、ノイズについても分散することが可能であり、ピークの抑制効果を得ることが可能である。このピークの抑制効果は、キャリア周波数の変調周波数が高い（周期が短い）場合に大きくなりやすい。これは近しいキャリア周波数のスイッチングが短期間に集中する事によるピークが立ちにくいからである。
　なお、周期性を利用したキャリア周波数の変更を行うことで、複数の任意のキャリア周波数の組合せにてキャリア周波数を可変させる方法に比べ、好適なパラメータの選定が非常に容易となる。
　また、ランダムに周波数を変化させる事でも騒音、ノイズの抑制効果を得る事が可能であるが、この場合は電力の制御が難しくなる。また、キャリア周波数の急変動による電流変化にて予期せぬ音、ノイズの発生が懸念されるため、注意が必要である。
　また、キャリア信号の山および谷ではなく、一周期毎にキャリア周波数を変更するようにすることで、一周期中の実ベクトルの差異を抑制する事が出来、想定外の直流電流の重畳による素子の破壊、過熱し過ぎを抑制する事が出来る。
　また、キャリア周波数は変更時に毎回演算するようにしてもよいが、キャリア周波数をテーブル化して、周期の位相情報に応じてテーブルから読み出すようにする事で演算処理量を抑制する事が可能である。また、キャリア周波数の中心値とキャリア周波数の変化の形状を表す波形の関係から、事前にパターン化して制御してもよい。その場合、準備しておいた複数のパターンの中の１つを読み出し、読み出したパターンに従った制御が可能なため、更に演算処理量を抑制することが可能である。
　また、インバータ９を構成するスイッチング素子９１ａ～９１ｆと、これに並列に接続された環流ダイオード９２ａ～９２ｆには、現在一般的には珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いるのが主流である。しかし、これに代えて、炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。
　このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
　また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。
　さらに、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。
　また、高周波数でのスイッチングが可能となるため、モータ８に更に高周波数の電流を流すことが可能となり、モータ８の巻線インピーダンス増加による巻線電流低減によりインバータ９へ流れる電流を低減できるため、より効率の高いヒートポンプ装置１００を得ることが可能となる。さらに高周波数化がしやすくなるため、可聴周波数を超える周波数を設定しやすく、騒音対策がしやすくなるといった利点がある。
　また、ワイドバンドギャップ半導体はスイッチング速度が速く、オン／オフ幅（デューティ）を高精度に制御可能のため、インピーダンスが低いモータにおいても出力電圧を高精度に制御可能である。
　また、直流通電においても電力損失が小さくなるため発熱が小さくなるだけでなく、仮に大電流が流れた場合においても高耐熱性能が高く、発熱による破壊が起こりにくいなどのメリットがある。
　なお、スイッチング素子及びダイオード素子の両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよく、この実施例に記載の効果を得ることができる。
　その他、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタ）を用いることでも同様の効果を得ることが可能である。
　また、スクロール機構の圧縮機は、圧縮室の高圧リリーフが困難である。そのため、他の方式の圧縮機に比べ、液圧縮した場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する可能性が高い。しかし、本実施の形態のヒートポンプ装置１００では、圧縮機１の効率の良い加熱が可能であり、圧縮機１内の液冷媒の滞留を抑制することができる。そのため、液圧縮を防止することができるので、圧縮機１としてスクロール圧縮機を用いた場合にも効果的である。
　さらに、高周波通電の場合には、周波数１０ｋＨｚ、出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、法令による制約を受ける場合もある。そのため、事前に５０Ｗを超えないよう電圧指令Ｖ＊の調整や、流れる電流や電圧を検出して５０Ｗ以下となるようフィードバック制御を行うようにしてもよい。
　なお、本実施の形態では高周波通電と直流通電を切替えているが、いずれか一方の手法のみを実施するようにしてもよい。
実施の形態２．
　図２１は、本発明にかかるヒートポンプ装置の実施の形態２の構成例を示す図である。本実施の形態では、実施の形態１で説明したヒートポンプ装置１００を空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等に搭載する際の具体的な構成および動作の一例について説明する。
　図２２は、図２１に示すヒートポンプ装置１００の冷媒の状態についてのモリエル線図である。図２２において、横軸は比エンタルピ、縦軸は冷媒圧力を示す。
　本実施の形態のヒートポンプ装置１００は、圧縮機５１と、熱交換器５２と、膨張機構５３と、レシーバ５４と、内部熱交換器５５と、膨張機構５６と、熱交換器５７とが配管により順次接続され、冷媒が循環する主冷媒回路５８を備える。なお、主冷媒回路５８において、圧縮機５１の吐出側には、四方弁５９が設けられ、冷媒の循環方向が切替え可能となっている。また、熱交換器５７の近傍には、ファン６０が設けられる。また、圧縮機５１は、上記実施の形態で説明した圧縮機１であり、インバータ９によって駆動されるモータ８と圧縮機構７とを有する圧縮機である。
　さらに、ヒートポンプ装置１００は、レシーバ５４と内部熱交換器５５との間から、圧縮機５１のインジェクションパイプまでを配管により繋ぐインジェクション回路６２を備える。インジェクション回路６２には、膨張機構６１、内部熱交換器５５が順次接続される。熱交換器５２には、水が循環する水回路６３が接続される。なお、水回路６３には、給湯器、ラジエータや床暖房等の放熱器等の水を利用する装置が接続される。
　まず、本実施の形態のヒートポンプ装置１００の暖房運転時の動作について説明する。暖房運転時には、四方弁５９は実線方向に設定される。なお、この暖房運転とは、空調で使われる暖房だけでなく、水に熱を与えて温水を作る給湯も含む。
　圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２２の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５２で熱交換されて液化する（図２２の点２）。このとき、冷媒から放熱された熱により、水回路６３を循環する水が温められ、暖房や給湯に利用される。
　熱交換器５２で液化された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧され、気液二相状態になる（図２２の点３）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１へ吸入される冷媒と熱交換され、冷却されて液化される（図２２の点４）。レシーバ５４で液化された液相冷媒は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。
　主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、膨張機構６１で減圧され気液二相状態となったインジェクション回路６２を流れる冷媒と内部熱交換器５５で熱交換されて、さらに冷却される（図２２の点５）。内部熱交換器５５で冷却された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧されて気液二相状態になる（図２２の点６）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５７で外気と熱交換され、加熱される（図２２の点７）。そして、熱交換器５７で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２２の点８）、圧縮機５１に吸入される。
　一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２２の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２２の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから圧縮機５１内へ流入する。
　圧縮機５１では、主冷媒回路５８から吸入された冷媒（図２２の点８）が、中間圧まで圧縮、加熱される（図２２の点１１）。中間圧まで圧縮、加熱された冷媒（図２２の点１１）に、インジェクション冷媒（図２２の点１０）が合流して、温度が低下する（図２２の点１２）。そして、温度が低下した冷媒（図２２の点１２）が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される（図２２の点１）。
　なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構６１の開度を全閉にする。つまり、インジェクション運転を行う場合には、膨張機構６１の開度が所定の開度よりも大きくなっているが、インジェクション運転を行わない際には、膨張機構６１の開度を所定の開度より小さくする。これにより、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しない。
　ここで、膨張機構６１の開度は、マイクロコンピュータ等の制御部により、電子制御によって制御される。
　次に、ヒートポンプ装置１００の冷房運転時の動作について説明する。冷房運転時には、四方弁５９は破線方向に設定される。なお、この冷房運転とは、空調で使われる冷房だけでなく、水から熱を奪って冷水を作ることや、冷凍等も含む。
　圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２２の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５７で熱交換されて液化する（図２２の点２）。熱交換器５７で液化された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧され、気液二相状態になる（図２２の点３）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、内部熱交換器５５で熱交換され、冷却され液化される（図２２の点４）。内部熱交換器５５では、膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒と、内部熱交換器５５で液化された液相冷媒を膨張機構６１で減圧させて気液二相状態になった冷媒（図２２の点９）とを熱交換させている。内部熱交換器５５で熱交換された液相冷媒（図２２の点４）は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。
　主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される（図２２の点５）。レシーバ５４で冷却された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧されて気液二相状態になる（図２２の点６）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５２で熱交換され、加熱される（図２２の点７）。このとき、冷媒が吸熱することにより、水回路６３を循環する水が冷やされ、冷房や冷凍に利用される。このように、本実施の形態のヒートポンプ装置１００は、水回路６３を循環する水（流体）を利用する流体利用装置とともに、ヒートホンプシステムを構成し、このヒートホンプシステムは空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等に利用可能である。
　そして、熱交換器５２で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２２の点８）、圧縮機５１に吸入される。
　一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２２の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２２の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから流入する。圧縮機５１内での圧縮動作については、暖房運転時と同様である。
　なお、インジェクション運転を行わない際には、暖房運転時と同様に、膨張機構６１の開度を全閉にして、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しないようにする。
　また、上記説明では、熱交換器５２は、冷媒と、水回路６３を循環する水とを熱交換させるプレート式熱交換器のような熱交換器であるとして説明した。熱交換器５２は、これに限らず、冷媒と空気を熱交換させるものであってもよい。また、水回路６３は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。
　以上のように、ヒートポンプ装置１００は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等のインバータ圧縮機を用いたヒートポンプ装置に利用することができる。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１，５１　圧縮機、２，５９　四方弁、３，５，５２，５７　熱交換器、４，５３，５６，６１　膨張機構、６　冷媒配管、７　圧縮機構、８　モータ、９　インバータ、１０　インバータ制御部、１１　通常運転モード制御部、１２　加熱運転モード制御部、１３　駆動信号生成部、１４　加熱判断部、１５　直流通電部、１６　高周波通電部、１７　加熱指令部、１８　通電切替部、１９　電圧指令生成部、２０　ＰＷＭ信号生成部、２１　温度検出部、２２　寝込量推定部、２３　寝込量検出部、２４　寝込判定切替部、２５　加熱可否判断部、２６　加熱指令演算部、２７　通電切替判断部、２８　直流電圧指令演算部、２９　直流位相指令演算部、３０　高周波電圧指令演算部、３１　高周波位相指令演算部、３２　高周波位相切替部、５４　レシーバ、５５　内部熱交換器、５８　主冷媒回路、６０　ファン、６２　インジェクション回路、６３　水回路、９１ａ～９１ｆ　スイッチング素子、９２ａ～９２ｆ　環流ダイオード、１００　ヒートポンプ装置。

Claims (14)

  1. 　冷媒を圧縮する圧縮機と、
    　前記圧縮機を駆動するモータと、
    　前記モータに所望の電圧を印加するインバータと、
    　前記インバータを駆動するパルス幅変調信号を生成し、運転モードとして、前記圧縮機を加熱運転する加熱運転モードと前記圧縮機を通常運転して冷媒を圧縮する通常運転モードとを有し、前記加熱運転モードにおいてキャリア信号の周波数であるキャリア周波数を周期的に変化させるインバータ制御部と、
    　を備えるヒートポンプ装置。
  2. 　前記インバータ制御部は、前記キャリア信号の山もしくは谷のいずれか一方のタイミングで前記キャリア周波数を変化させる請求項１に記載のヒートポンプ装置。
  3. 　前記インバータ制御部は、前記キャリア周波数を、周期的な複数の波形を合成して得られる合成波形に従って変化させる請求項１または２に記載のヒートポンプ装置。
  4. 　前記インバータ制御部は、前記キャリア周波数を、周期の異なる複数の波形を合成して得られる合成波形に従って変化させる請求項１または２に記載のヒートポンプ装置。
  5. 　前記インバータ制御部は、前記キャリア周波数の変化の形状を表す複数パターンの波形が登録されたテーブルを保持し、テーブルに登録された波形に従ってキャリア周波数を変化させる請求項１から４のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
  6. 　前記インバータ制御部は、前記加熱運転モードにおいて、前記モータの巻線のうち二相または三相に前記通常運転モードにおける運転周波数より高い周波数の高周波交流電圧を印加するよう電圧指令と三角波キャリア信号との比較によりパルス幅変調信号を生成し、前記電圧指令はキャリア信号の山および谷のタイミングで、前記モータに印加する電圧の基準位相に対して略０°と略１８０°の位相差を持った電圧位相を交互に切替える請求項１から５のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
  7. 　前記インバータ制御部は、前記加熱運転モードにおいて、高周波交流電圧を前記モータの巻線に印加する高周波通電と、前記モータの巻線に直流電流を印加する直流通電とを必要加熱量に応じて切替える請求項６に記載のヒートポンプ装置。
  8. 　前記インバータを構成するスイッチング素子は、ワイドギャップ半導体である請求項１から７のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
  9. 　前記インバータを構成するダイオードは、ワイドギャップ半導体である請求項１から８のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
  10. 　前記ワイドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドのいずれかである請求項８または９に記載のヒートポンプ装置。
  11. 　前記インバータを構成するスイッチング素子は、スーパージャンクション構造の金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタである請求項１から７のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
  12. 　冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、第１熱交換器と、膨張機構と、第２熱交換器とが配管により順次接続された冷媒回路を備えるヒートポンプ装置と、前記冷媒回路に接続された前記第１熱交換器で冷媒と熱交換された流体を利用する流体利用装置とを備えるヒートポンプシステムであって、
    　前記ヒートポンプ装置は、
    　冷媒を圧縮する圧縮機と、
    　前記圧縮機を駆動するモータと、
    　前記モータに所望の電圧を印加するインバータと、
    　前記インバータを駆動するパルス幅変調信号を生成し、運転モードとして、前記圧縮機を加熱運転する加熱運転モードと前記圧縮機を通常運転して冷媒を圧縮する通常運転モードとを有し、前記加熱運転モードにおいてキャリア信号の周波数であるキャリア周波数を周期的に変化させるインバータ制御部と、
    　を備えるヒートポンプシステム。
  13. 　請求項１から１１のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置を備える空気調和機。
  14. 　請求項１から１１のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置を備える冷凍機。
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