JP2010130850A - 電気車用電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コンバータのキャリア周波数分散による優れた高調波スペクトル抑制効果が得られ、該高調波スペクトル分散効果をシミュレーション可能な電気車用電力変換装置を提供する。
【解決手段】キャリア周波数演算部１６は、コンバータのキャリア周波数を可変する時、交流電源波形の周期計数値に応じて、予め決められたキャリア周波数パターン２６を参照してキャリア周波数を決定する。キャリア周波数パターン２６は複数用意され、各周波数パターンにおける周波数は擬似的にランダムに変化する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、架線から供給される交流電力をコンバータにて直流電力に変換し、該直流電力をインバータにて交流電力に変換してモータを駆動する電気車用電力変換装置に関する。

交流電車システムでは、架線にかかる単相交流を、ＰＷＭコンバータによって、交流直流変換を行い、インバータおよびその負荷である主電動機に電力の供給を行っている。ＰＷＭコンバータの制御法は、一定周波数の三角波キャリアと変調波の比較により、パルス幅変調制御を行うＰＷＭ制御法が広く適用されている。しかし、一定のキャリア周波数により生じる特定周波数の高調波成分が帰線（架線及びレール）に戻り、き電系統や通信回線に誘導障害を与える恐れがある。

上記課題への対応技術としては、特定周波数の高調波成分を発生させないように、キャリア周波数を一定にせず、様々な周波数へと変化させることによって、高調波スペクトルを分散するＰＷＭ法が提案されている。

上記の公知技術は、特許文献１、特許文献２等に開示されている。特許文献１はＰＷＭコンバータのキャリア周波数を可変にすることについて、一般論を述べているに過ぎない。特許文献２は互いに異なるキャリア周波数を使用することを特徴としている。
特開平９−１４０１６５号公報 特開２００６−６７６３８

従来技術では、キャリア周波数分散の効果は得られるが十分ではなく、また周波数変化に再現性がないため、電流高調波スペクトル分散効果をシミュレーション（事前評価）できないという問題がある。

本発明は、コンバータのキャリア周波数分散による優れた高調波スペクトル抑制効果が得られ、該高調波スペクトル分散効果をシミュレーション可能な電気車用電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明は、以上の従来の問題点に鑑みてなされたもので、ＰＷＭコンバータのキャリア周波数を可変する時、交流電源波形の周期計数値に応じて、予め決められたキャリア周波数パターンを参照してキャリア周波数が決定される。キャリア周波数パターンは複数用意され、各周波数パターンにおける周波数は擬似的にランダムに変化する。

優れた高調波スペクトル抑制効果が得られると共に、電流高調波スペクトル分散効果を事前評価でき、目的に合わせた最適なキャリア周波数を選定できる。また、再現性があるため、単にランダムなキャリア分散方式よりトラブル時の解析が容易にできる。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。

図１は、本発明によるＰＷＭコンバータ制御装置の第１実施例の概略構成を示すブロック図である。

変電所より給電され、架線にかかる単相交流を、パンタグラフ１と車輪２で集電する。主変圧器３を介して、パンタグラフ１にコンバータ４が接続され、更に、コンバータ４の直流側には、平滑のためのフィルタコンデンサ５と主電動機７を駆動するＶＶＶＦインバータ６が接続されている。ここで、コンバータの負荷は、インバータ６および主電動機７である。

コンバータ制御部１１は、コンバータスイッチング回路を構成するスイッチング素子の導通状態を制御するものである。コンバータ制御部１１の入力は、電圧検出器１０によって検出された架線電圧Ｖ１と、電流検出器９によって検出されたコンバータの交流側の電流である出力電流Ｉｃと、電圧検出器８によって検出されたフィルタコンデンサ電圧Ｖｄｃである。

電流制御部１８は、周知技術であるコンバータ電流制御を行い、フィルタコンデンサ電圧Ｖｄｃとその目標値である直流電圧指令Ｖｄｃ＊との偏差が零になるように、コンバータ出力電圧指令Ｖｃ＊を制御する。

位相推定部１５は、前記電圧検出器１０によって検出された架線電圧（以下、電源電圧という）Ｖ１に基づき、周知である単相ＰＬＬ技術により、電源電圧Ｖ１の位相θｓを算出する。本実施例では、θｓの零点は、電源電圧が負から正になるゼロクロス点であると定義する。

キャリア周波数演算部１６は、この位相θｓと後段のキャリア位相演算部２０にて演算されたキャリアの位相θｃａｒに基づいて、キャリア周波数ｆｃ＊を演算する。キャリア位相演算部２０はキャリア周波数ｆｃ＊に基づき、式（１）のようにキャリアの位相θｃａｒを算出する。

キャリア三角波生成器１７は、キャリア位相θｃａｒに基づき、三角波キャリアを発生する。比較器１９は、前記コンバータ出力電圧指令値Ｖｃ＊に一致したコンバータ４の交流出力電圧が得られるように、コンバータ４へのゲートを三角波比較ＰＷＭ制御により生成する。

現状のＰＷＭコンバータでは、キャリア周波数ｆｃ＊は一般に一定となっている。出力電流には後述の図５のようにキャリア周波数成分のリプルが大きく含まれ、主変圧器の騒音の要因となる。

ここで、本実施例の主要部はキャリア周波数演算部１６にある。その詳細を以下に説明する。

図２はキャリア周波数演算部１６の構成を示す。キャリアカウント演算部２５は、前記電源電圧の位相θｓとキャリア三角波の位相θｃａｒが入力され、パターンサイクルカウントＮとキャリアカウントＭを生成する。

キャリア周波数演算部１６は、パターンサイクルカウントＮに基づき、キャリア周波数パターンを選定し、またキャリアカウントＭに基づき、キャリア周期毎にキャリアパターンの中に収納されているキャリア周波数ｆｃ＊を選定し出力する。

図３は各部の信号波形を示す図である。図３（ａ）は架線から供給される交流電源電圧Ｖ１の電圧波形、図３（ｂ）は位相θｓとパターンサイクルカウントＮの関係を示す図である。図３（ｃ）は位相θｃａｒとキャリアカウントＭの関係を示し、図３（ｄ）はキャリア三角波Ｖｔを示す図である。

例えば、式（２）のようにパターンサイクルカウントＮを算出できる。

また式（３）のようにキャリアカウントＭを算出できる。

ここでｆｌｏｏｒ（）は、小数以下を切り捨て整数化する関数とする。ＭＭはθｓの１周期中のキャリア三角波の数である。また、電源電圧位相θｓとキャリア三角波位相θｃａｒは、０［ｄｅｇ］以上３６０［ｄｅｇ］未満の領域に存在するものとする。

キャリア周波数演算部１６には、パターンサイクルカウントＮに対応するキャリア周波数パターンテーブル２６ａ、２６ｂ、２６ｃ…が格納されている。キャリアカウント演算部２５で生成されたパターンサイクルカウントＮに対応するキャリア周波数パターンテーブル２６が参照される。

また、各キャリア周波数パターンテーブル２６中には、キャリアカウントＭに対応するキャリア周波数ｆｃ＊が格納されている。キャリア周波数ｆｃ＊は１つのキャリア周波数パターンテーブル２６において、擬似的にランダムに変化する。キャリアカウント演算部２５で演算されたキャリアカウントＭに対応するキャリア周波数データが、その時点でのキャリア周波数ｆｃ＊として出力される。キャリア周波数パターンテーブル２６中の周波数パターンは、電力変換装置の動作シミュレーションから、最適化されたキャリア周波数パターンを抽出したものである。

以上のように第１実施例では、電源電圧の位相θｓ及びキャリア三角波の位相θｃａｒ、またそれに準ずる値（本実施例ではパターンサイクルカウント及びキャリアカウントと称している）に対するキャリア周波数ｆｃ＊を予め計算し、テーブルに格納しておき、実運転中はキャリア三角波周期毎に、テーブルを参照してキャリア周波数ｆｃ＊を選択するという形態をとっている。

キャリア周波数パターンを予めに計算し、テーブルデータとして格納しておくことにより、キャリア周波数演算部１６は、パターンサイクルカウントＮ及びキャリアカウントＭに応じて、キャリア三角波周期毎に、キャリア周波数パターンテーブル２６を参照して、キャリア周波数を設定する。従って効果として、キャリア周波数演算部１６は即座にキャリア周波数ｆｃ＊を設定できると共に、コンバータキャリア三角波周波数をキャリア三角波の周期毎に変化させることができる。

本実施例では、“キャリア三角波周期毎”に キャリア周波数ｆｃ＊を選択したが、“キャリア周期の１／Ｎ倍の周期毎”でも、“キャリア周期Ｎ倍の周期毎”にキャリア周波数ｆｃ＊を選択してもよい。

図４は上記第１実施例の変形例を示し、電源電圧周期毎に、予め決めたＮＮ個の異なるキャリアパターンを順次適用し、ＮＮ周期後にそれを繰り返すように設定する。

ここで、ＮＮはパターンテーブルの総数である。

この変形例の効果は、電源電圧の周期毎に、予め決めたＮＮ個の異なる周波数パターンを順次適用し、電源電圧ＮＮ周期毎に繰り返すことにより、大量なキャリア周波数パターンを作成する必要がなくなり、設計の負荷を軽減できることである。

次に、キャリア周波数のパターン設定、すなわちキャリア周波数パターンテーブル２６の設定方法について説明する。

本実施例では、キャリア三角波１周期内で、キャリア周波数は一定になるように設定している。例えば、式（３）のようにキャリアカウントＭを生成し、キャリア三角波周期毎に、キャリア周波数パターンテーブルを参照し、１つのキャリア三角波周期内で同じキャリア周波数を使用する。

この効果は、キャリア三角波１周期内で周波数変化しないことにより、制御的な擾乱が低減され、安定かつ高性能なコンバータ特性を維持できることである。

また本実施例では、電源電圧Ｖ１の各周期において、キャリア三角波周波数のスイッチング数が同一となるようにキャリア周波数を設定している。この条件を満たすために、電源電圧１周期内の三角波の合計周期は一定でなければならない。従って、キャリア周波数の設定は、式（５）を満たす必要がある。ここに、Ｔは電源周期［ｓｅｃ］である。

この効果は、何れの電源電圧１周期においても、キャリア三角波周波数のスイッチング数すなわちＭＭが等しいので、キャリア三角波と電源電圧を同期させることができ、安定かつ高性能なコンバータ特性を維持できることである。

また本実施例では、キャリア周波数パターンテーブルを作成する際、電源電圧のＪ（Ｊ＝１，２，３・・・）番目周期内のキャリア周波数の平均値がほぼ一定になるように設定している。

上記条件を満たすためには、キャリア周波数の設定は、任意のＪ番目周期において、式（６）を満たす必要がある。ここにＭＭは電源電圧１周期内のキャリア三角波のパルス数である。ｆｃ＊ａｖｅは電源電圧１周期内キャリア周波数平均値である。

この効果は、電源電圧１周期内のキャリア三角波周波数の平均値が、何れの電源電圧Ｊ番目周期内でも等しいので、キャリア周波数を可変する際に、高すぎる周波数によるコンバータの発熱などを抑制できるメリットがあり、高性能なコンバータ特性を維持できることである。

更に本実施例では、キャリア周波数パターンを作成する際、キャリア周波数は上記何れの電源電圧Ｊ番目周期内のキャリア周波数平均値も一定になる条件を満たした上で、上限・下限周波数の範囲でキャリア周波数を任意に分散させるように設定している。

例えば、式（７）のように、キャリア周波数パターンを生成する。

ｆｃ＊１＝ｆｃ＊ａｖｅ ＋α
ｆｃ＊２＝ｆｃ＊ａｖｅ ＋β
・・・
ｆｃ＊ｎ＝ｆｃ＊ａｖｅ＋γ （７）
（下限周波数＜α，β，γ＜上限周波数）
ここに、α， β， γは任意値であり、上限・下限周波数の範囲内のものである。ｆｃ＊１〜ｆｃ＊ｎはキャリア三角波パターンに収まるデータである。

この実施例の効果は、キャリア周波数の上限・下限範囲を決定することにより、低すぎる又は高すぎるキャリア周波数の使用を避けることができ、キャリア周波数を可変にする際に、コンバータの発熱などの抑制効果が更に高まることである。
本実施例の応用例として、事前にシミュレーションなどの手段を用い、目的に合った最適なキャリア周波数パターンを抽出し、運転中参照されるキャリア周波数パターンテーブルを生成する。

例えば、高調波のピークレベルの低減を目的とするとき、事前に複数のキャリア周波数パターンを作成し、高調波解析シミュレーションにより各々キャリア周波数パターンの低減効果を評価し、最も高調波ピークレベル低減効果が優れたパターンを選出する。

この効果は、目的にあった最も効果的なパターンを適用することにより、高性能なコンバータ特性を維持できることである。

図５〜図７はコンバータ稼働中の帰線電流を示す図である。

図５はキャリア周波数一定（５００Ｈｚ）の従来のコンバータ制御装置を動作させた場合の帰線電流の実測値を示す。この図から判るように、１０００Ｈｚ、２０００Ｈｚ等のスペクトルにリップルが発生している。これらのリップルは周波数５００Ｈｚのキャリア信号の高調波成分を示している。これら高調波成分は、レールを介して伝送される例えばＡＴＣ信号の信号品質を劣化させる。尚、４５００Ｈｚ付近のリップルは電気車の補助電源用コンバータから発生したリップルである。

図６は本発明の第１実施例によるコンバータ制御装置を動作させた場合の帰線電流の実測値を示す。この図から判るように、従来生じていたキャリア信号の高調波成分であるリップルの発生が効果的に抑えられている。

図７は上記第１実施例によるコンバータ制御装置を動作させた場合の帰線電流のシミュレーション結果を示す。この図から判るように、このシミュレーション結果は、図６の実際の帰線電流特性をほぼ忠実に再現している。前述したように、本発明によるコンバータ制御装置のキャリア周波数変化は再現性があるので、この様に精度の高いシミュレーションが可能となる。
（第２の実施状態）
次に、本発明の第２実施例を説明する。図８は本発明の第２実施例の概略構成を示すブロック図である。図８は機関車１両における構成を示している。

主変圧器３の二次側に、第１実施例と同じ電気車制御装置をＫ台並列に接続されている。各コンバータ制御部１１には、総台数Ｋと自機の所在アドレスＫｘが「Ｋ、Ｋｘ」として入力される。

各々の電気車制御装置３０において、キャリア周波数演算部１６は同じキャリア周波数パターンを参照する。

キャリア位相演算部２０は、電気車制御装置２０の総台数Ｋ、所在アドレスＫｘに応じて各々のスイッチング回路のキャリア三角波の位相を演算する。

例えば、次式のようにキャリア三角波の位相θｃａｒｋを決定する。

ここに、ｆｃ＊はコンバータスイッチング回路のキャリア周波数、Ｋは並列した電力変換装置の総台数数、ｋｘはｘ個目の電力変換装置を示す（ｘ＝１〜Ｋ）。

各コンバータ制御部１１のキャリア周波数生成部１７は、キャリア周波数演算部１６の出力であるキャリア周波数ｆｃ＊とキャリア三角波位相θｃａｒｋに応じて各々のキャリア三角波を生成する。

以上の構成により、コンバータスイッチング回路のキャリア周波数を可変にさせながら、電気車制御装置の台数に応じて各キャリア三角波生成器１７のキャリア三角波の位相を順次ずらす、すなわちシフトさせる。このため、コンバータ４の出力電流の高調波のピークレベルがさらに低減でき、装置の性能を向上した電気車駆動装置を提供できる。

（第３実施状態）
図９は、本発明の第３実施例の概略構成を示すブロックである。主回路の構成は図１の第１実施例と同様である。

運転状況判断部２７は、運転状況に応じて、キャリア周波数の切替信号を出力する。

通常時、運転状況判断部２７の出力“０”に応じて、切替器２８がポジション“０”を選択し、キャリア周波数演算部１６の出力ｆｃ＊がキャリア位相演算部２０に入力される。

運転状況が変化したとき、運転状況判断部２７の出力が“１”へ切替わり、切替器２８がポジション１を選択する。キャリア位相演算部２０への入力が高いキャリア周波数ｆｃ＊＊に切替わる。この運転状況が変化したときとは、例えば走行状態から停車状態に変化したときである。停車中の場合、コンバータには殆ど電流は流れないので、キャリア周波数を高い周波数ｆｃ＊＊に設定し、騒音などを低減する。

また、この運転状況は、１車両内でユニットカットが生じた（例えばコンバータ２台構成のうち１台が故障した）場合を含む。この場合、通常運転時は例えば２台のコンバータの三角波キャリアは共に一定周波数で、位相を互いにずらして生成される。ユニットカットが生じた場合は、正常な１台のコンバータを動作して運転が継続されるが、三角波キャリアは上記第１実施例のように、周期的かつランダムに変化して生成される。これにより、１台のコンバータのみを動作して運転を継続した場合でも、帰線電流のリップルやインバータの騒音を低く抑えることができる。

このように本実施例のキャリア周波数の切替により、運転条件に応じて目的にあったキャリア周波数を選択でき、コンバータ４の出力電流の高調波ピークレベルを低減し、また低騒音化を実現し、電気車駆動装置の性能向上が可能となる。

以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を容易に実施することができるものである。

本発明によるＰＷＭコンバータ制御装置の第１実施例の概略構成を示すブロック図である。 キャリア周波数演算部１６の構成を示す図である。 コンバータ制御部１１の各部の信号波形を示す図である。 本発明の第１実施例の変形例を示す図である。 キャリア周波数一定（５００Ｈｚ）の従来のコンバータ制御装置を動作させた場合の帰線電流の実測値を示す図である。 本発明の第１実施例によるコンバータ制御装置を動作させた場合の帰線電流の実測値を示す図である。 上記第１実施例によるコンバータ制御装置を動作させた場合の帰線電流のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第２実施例の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施例の概略構成を示すブロックである。

符号の説明

１…パンタグラフ、２…車輪、３…主変圧器、４…コンバータ、５…フィルタコンデンサ、６…インバータ、７…電動機、８…フィルタコンデンサ電圧検出器、９…コンバータ入力電流検出器、１０…架線電圧検出器、１１…コンバータ制御部、１５…位相推定部、１６…キャリア周波数演算部、１７…キャリア三角波生成器、１８…電流制御、１９…比較器、２０…キャリア位相演算部、２５…キャリアカウント演算部、２６…キャリア周波数パターン、２７…運転状況判断部、２８…切替器、３０…電気車制御装置。

Claims (10)

1. 交流を直流に変換するコンバータと、
   前記コンバータのキャリア周波数を演算するキャリア周波数演算部と、
   前記キャリア周波数演算部にて演算されたキャリア周波数に基づいて生成される三角波キャリアと、変調波との比較により、前記コンバータをパルス幅変調制御するコンバータ制御部とを有し、
   前記キャリア周波数演算部は、三角波キャリアの周期毎に、予め決められた周波数パターンを参照して、キャリア周波数を演算することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記キャリア周波数演算手段は、前記コンバータの交流側電圧の周期毎に、予め決めた互いに異なる周波数パターンを順次適用し、Ｎ周期毎に前記互いに異なる周波数パターンを繰り返し適用することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記キャリア周波数演算手段により演算されるキャリア周波数は、前記三角波キャリア１周期内で一定であることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
4. 前記キャリア周波数演算手段により演算されるキャリア周波数のスイッチング数は、前記コンバータの交流側電圧の各周期内で一定であることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
5. 前記キャリア周波数演算手段により演算されるキャリア周波数の平均キャリア周波数は、前記コンバータの交流入力側電圧の任意のＮ（Ｎ＝１，２，３・・・）番目周期内で一定であることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
6. 前記キャリア周波数演算手段により演算されるキャリア周波数は、所定の上限周波数と所定の下限周波数内で変化することを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
7. 前記予め決められた周波数パターンは、前記電力変換装置の動作シミュレーションから、最適化キャリア周波数パターンが抽出されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
8. 前記電力変換装置はコンバータ、キャリア周波数演算部、コンバータ制御部の組を複数組具備し、前記コンバータ制御部において生成される三角波キャリアの位相は互いにずれていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
9. 前記キャリア周波数演算部は、運転状況に応じて、前記キャリア周波数を高いキャリア周波数に切替えることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
10. 前記キャリア周波数演算部は、停車中のとき、前記キャリア周波数を走行時より高いキャリア周波数に切替えることを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。

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