CN103532399B - 功率变换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种功率变换装置。在功率变换装置中，在降低因开关动作而产生的零相电流的同时，抑制同样由开关动作引起的不愉快的噪音。本发明的功率变换装置具有：具有第一电位和第二电位的直流电路；第一变换电路，连接在第一多相交流与所述直流电路之间，通过开关元件在直流与交流之间进行功率变换；第二变换电路，连接在第二多相交流与所述直流电路之间，通过开关元件在直流与交流之间进行功率变换；和控制所述第一变换电路及所述第二变换电路的控制器；所述控制器进行控制，使得在所述第一变换电路的两个以上的相同时从所述第一电位变为所述第二电位的定时，所述第二变换电路的至少一个相也从所述第一电位变为所述第二电位。

Description

功率变换装置

技术领域

本发明涉及一种由开关元件构成的功率变换装置，尤其是涉及对由PWM整流器和PWM逆变器构成的功率变换装置进行控制的技术。

背景技术

图12是功率变换装置的结构的一例。在电动机的可变速驱动中，如图12所示，一般的方法是通过变换器11将交流的电源21变换为直流，将进一步通过平滑电容器41平滑后的直流电通过逆变器12变换为可变频变压的交流，并将经变换得到的交流电供应给电动机22以对其进行驱动。变换器11和逆变器12的各相分别由上下一对的开关元件(在此以IGBT(绝缘栅双极型晶体管)为例进行说明)构成，通过使上下的开关元件交替进行开关动作来进行功率变换。

这里，IGBT中会产生进行开关动作时产生的开关损耗以及在导通期间产生的导通损耗。其中，开关损耗随着开关动作的次数增加而增加。另一方面，例如为了降低因开关动作而产生的噪音而避开人的音感强烈的频率等原因，开关频率通常设定为10kHz左右。如上所述，开关频率通常设定为高于人的音感强烈的频率，在降低开关损耗方面，作为能够在抑制噪音的不愉快感的同时降低开关频率的方法，可以列举出以下方法。

首先，在专利文献1中，通过向载波频率赋予1/f波动来降低从PWM逆变器产生的噪音的不愉快感。同样，在专利文献2中，通过使载波频率扩展来降低噪音的不愉快感。与在上述示例中使载波变形的方法不同，在专利文献3中，通过在各相的调制波上叠加共同的分量来使开关动作分散。使调制波变形的方法的优点在于能够方便地应用于逆变器控制用的微型计算机等中。

上述噪音抑制方法用于逆变器的抑制方法，没有涉及到同时设置有PWM整流器和逆变器的场合。在同时设置有变换器和逆变器的场合，存在以下问题。如图12所示，由于有电源21的对地杂散电容91和电动机22的对地杂散电容92存在，所以在零相电压因变换器11和逆变器12的开关动作而发生了变化时，会产生零相电流。该零相电流导致在控制电路中产生杂波。为了避免出现这种情况，如图12所示，通常的方法是在电源21与变换器11之间连接具有电抗器51，52和对地电容器53的滤波电路5，使因电动机的对地杂散电容92引起的零相电流经由对地电容器53循环一周，以此来避免该零相电流流入电源21。但是，零相电流的增大会导致滤波电路大型化，因此并不理想。

图13示出了不设置滤波电路5的对地电容器53时的零相电路的大致结构。在变换器侧零相电压的变动分量ΔVz_c与逆变器侧零相电压的变动分量ΔVz_i之间存在差值ΔVz时，因零相阻抗Zz和电源21的对地杂散电容91以及电动机22的对地杂散电容92而产生零相电流。

因此，在专利文献4中，通过使变换器和逆变器的开关动作同步来抑制两者的零相电压的变化，由此来降低零相电流。

专利文献4的方式具有降低零相电流的效果，但是，由于逆变器的开关定时受到变换器的开关定时的制约，所以噪音的抑制效果并不理想。

在先技术文献

专利文献

专利文献1日本特开平6-14557号公报

专利文献2日本特开2010-259326号公报

专利文献3日本特开2011-211777号公报

专利文献4日本特开2012-80765号公报

发明内容

本发明所要解决的课题是在功率变换装置中，在降低因开关动作而产生的零相电流的同时，抑制同样由开关动作引起的不愉快的噪音。

解决方案

为了解决上述课题，本发明的功率变换装置例如具有：具有第一电位和第二电位的直流电路；第一变换电路，其连接在第一多相交流与所述直流电路之间，通过开关元件在直流与交流之间进行功率变换；第二变换电路，其连接在第二多相交流与所述直流电路之间，通过开关元件在直流与交流之间进行功率变换；以及用于控制所述第一变换电路和所述第二变换电路的控制器，所述功率变换装置的特征在于，所述控制器进行控制，使得在所述第一变换电路的两个以上的相同时从所述第一电位变为所述第二电位的定时，所述第二变换电路的至少一个相也从所述第一电位变为所述第二电位。

发明效果

根据上述结构，能够在降低因开关动作产生的噪音引起的不愉快感的同时降低零相电流。

附图说明

图1是表示本发明的第一实施例的结构的结构图。

图2是表示现有技术中的一般的控制方法的场合的波形的波形图。

图3是表示现有技术中的一般的控制方法的场合的动作的波形图。

图4是表示第一实施例的波形的波形图。

图5是表示第一实施例的动作的波形图。

图6表示作为比较例的应用了专利文献4的场合的波形的波形图。

图7表示作为比较例的应用了专利文献4的场合的动作的波形图。

图8是用于说明本发明的效果的端子电压的FFT解析结果图。

图9是表示本发明的第二实施例的结构的结构图。

图10是表示本发明的第三实施例的结构的结构图。

图11是表示本发明的第四实施例的结构的结构图。

图12表示作为本发明的应用领域的功率变换装置的结构例。

图13是没有滤波电路的对地电容器时的零相电路的结构示意图。

具体实施方式

以下参照附图对本发明的实施例进行说明。此外，在各图和各个实施例中，针对相同或者类似的结构要素，采用相同的符号表示，并且省略重复说明。

第一实施例

图1表示本发明的第一实施例的结构。图1的功率变换装置例如能够用于电梯等的驱动。图1的功率变换装置，与图12所示的功率变换装置一样，通过作为变换电路的变换器11将来自交流电源21的交流电变换为直流电，并且将通过平滑电容器41进行平滑后的直流电通过作为变换电路的逆变器12(变换电路)变换为可变压变频的交流电，并且将经变换而得到的交流电供应给电动机22。此外，在图1的示例中，直流电路具有第一电位和第二电位，另外，电源21和电动机22的交流均为多相交流，并且分别为三相交流。在电源21与变换器11之间连接有滤波电路5。变换器11和逆变器12的各相分别由上下一对的开关元件(在此以IGBT(绝缘栅双极型晶体管)为例进行说明)构成，通过变换器11的栅极驱动电路31以及逆变器12的栅极驱动电路32使上下的开关元件交替地进行开关动作，由此来进行功率变换。在此，通过使用具有开关元件的PWM整流器作为变换器11，由此即使在从电动机22发生了电能再生时也能够通过逆变器12将再生出的电能变换为直流，并且通过变换器11将直流变换为交流而将其再生为电源。

变换器11和逆变器12由PWM控制器8(控制器)进行控制。为了将平滑电容器41的电压控制在目标值，在变换器控制器42中，通过电流检测器61对电源电流进行反馈控制，生成变换器11的各相电压指令Vr_ref，Vs_ref，Vt_ref，由此通过PWM控制器8来进行PWM控制。

在进行电动机22的速度控制时，针对速度指令，使用速度检测器71在速度控制器7中进行反馈控制。由此，针对在速度控制器7中生成的电流指令，使用电流检测器62在逆变器控制器72中进行反馈控制，逆变器控制器72生成逆变器12的各相电压指令Vu_ref，Vv_ref，Vw_ref，由此通过PWM控制器8来进行PWM控制(脉宽调制控制)。

接着对PWM控制器8的动作进行说明。其中，PWM控制器8例如由微型计算机等构成，图1所示的PWM控制器8内的各种功能和各个功能块由在微型计算机上执行的程序来实现。

在普通的功率变换装置的PWM控制中，将这些各相的电压指令(各相电压指令Vr_ref，Vs_ref，Vt_ref和各相电压指令Vu_ref，Vv_ref，Vw_ref)作为调制波与载波80进行比较，生成PWM脉冲信号(门脉冲(gatepulse)信号Sr，Ss，St和门脉冲信号Su，Sv，Sw)，并根据该PWM脉冲信号，通过栅极驱动电路31，32对IGBT的开关动作进行控制。

在第一实施例中，与普通的功率变换装置的PWM控制相比，在以下各点不同。

在对变换器11进行控制时，在加法部分8103中将由变换器控制器42生成的各相电压指令Vr_ref，Vs_ref，Vt_ref与由叠加分量生成部分8104生成的各相共同的叠加分量Vadd_c(各相共同的零相分量)相加，算出调制波Vr*，Vs*，Vt*。接着，在减法部分8102中从调制波Vr*，Vs*，Vt*减去载波80，在门脉冲信号生成部分8101根据减去载波80后的调制波Vr*，Vs*，Vt*的大小来生成门脉冲信号Sr，Ss，St。门脉冲信号Sr，Ss，St的值为0或者1。栅极驱动电路31根据门脉冲信号Sr，Ss，St来控制变换器11的开关元件的开关动作。在此，作为叠加分量Vadd_c，例如可以使用正弦波或者随机性的信号。通过加上叠加分量Vadd_c，使规则的开关动作分散，由此能够降低因变换器11的开关动作而产生的不愉快的噪音。此外，在叠加分量生成部分8104中，为了避免叠加后的调制波超过载波的振幅，优选根据从变换器控制器42输出的各相电压指令Vr_ref，Vs_ref，Vt_ref的大小来限制叠加分量Vadd_c的大小。此外，由于加上叠加分量Vadd_c的目的是降低因变换器11的开关动作而产生的不愉快的噪音，所以在降低零相电压和降低逆变器12的噪音(在后述部分中进行说明)时，不一定要采用这一结构。

在零相电压计算部分8106中，根据所生成的门脉冲信号Sr，Ss，St的总和的平均值计算变换器11的零相电压Vz_c(Vz_c＝∑Sc/3(其中Sc＝Sr，Ss，St))。在前一次比较部分8107中，将算出的零相电压Vz_c与前一阶段(前一次)的零相电压Vz_c的值进行比较，计算与前一次的零相电压之间的差ΔVz_c。

根据与前一次的零相电压之间的差ΔVz_c，能够知道本次在相同的电位变化方向进行开关动作的相的相数(更严谨地来说在某一相从第一电位变为第二电位，另一相从第二电位变为第一电位时，由于彼此抵消，零相电压变为0，所以，与前一次的零相电压之间的差ΔVz_c实际上与在相同的电位变化方向进行开关动作的相的相数不一致，但这并不妨碍判断是否有两个以上的相同时在相同的电位变化方向进行了开关动作。此外，在某一相从第一电位变为第二电位，另外两个相同时从第二电位变为第一电位时，由于彼此抵消，零相电压变为1/3，而在现实中，由于在这一定时电位不会发生变化，所以也不会产生障碍)。在变换器11中，在两个以上的相同时在相同的电位变化方向(例如从第一电位朝第二电位变化的方向)上进行开关动作时，零相电压的变化增大，因此，在第一实施例中，为了缩小零相电压的变化，控制成使逆变器12的至少一个相在与此相同定时在相同的电位变化方向进行开关动作。因此，在判断部分8108中，根据与前一次的零相电压之间的差ΔVz_c，判断在变换器11中是否有两个以上的相同时在相同的电位变化方向进行开关动作，在判断的结果为肯定时，如后所述的那样计算ΔVadd_i。另一方面，在判断的结果为否定时，因为零相电压的变化有时也会增大，所以可以如后述那样通过逆向变化抑制部分83进行处理。此外，在判断部分8108中，也可以不使用与前一次的零相电压之间的差ΔVz_c，而使用门脉冲信号Sr，Ss，St等其他的信号来进行判断。

以下对逆变器12的控制进行说明。逆变器12的控制与变换器11的控制一样，在加法部分8203中将由逆变器控制器72生成的各相电压指令Vu_ref，Vv_ref，Vw_ref与各相共同的叠加分量Vadd_i(各相共同的零相分量)相加，算出调制波Vu*，Vv*，Vw*。接着，在减法部分8202中从调制波Vu*，Vv*，Vw*减去载波80，在门脉冲信号生成部分8201根据减去载波80后的调制波Vu*，Vv*，Vw*的大小来生成门脉冲信号Su，Sv，Sw。门脉冲信号Su，Sv，Sw的值为0或者1。栅极驱动电路32根据门脉冲信号Su，Sv，Sw来控制逆变器12的开关元件的开关动作。通过该各相共同的叠加分量Vadd_i，以与通常的功率变换装置中的开关元件的开关定时不同的方式来控制开关动作。

在零相电压计算部分8206中根据所生成的门脉冲信号Su，Sv，Sw的总和的平均值计算逆变器12的零相电压Vz_i(Vz_i＝∑Si/3(其中Si＝Su，Sv，Sw))。在前一次比较部分8207中，将算出的零相电压Vz_i与前一阶段(前一次)的零相电压Vz_i的值进行比较，计算与前一次的零相电压之间的差ΔVz_i。

根据与前一次的零相电压之间的差ΔVz_i，能够知道本次在相同的电位变化方向进行开关动作的相的相数(更严谨地来说，如在与前一次的零相电压之间的差ΔVz_c中所说明的那样存在例外，相数不一致，但不会因此而产生障碍)。在逆变器12中，在两个以上的相同时在相同的电位变化方向(例如从第一电位朝第二电位变化的方向)上进行开关动作时，零相电压增大，因此，在第一实施例中，为了降低零相电压，优选控制成在逆变器12中只使一个相在相同的电位变化方向上进行开关动作，而抑制其他相的开关动作。因此，在判断部分8208中，根据与前一次的零相电压之间的差ΔVz_i，判断在逆变器12中是否有两个以上的相同时在相同的电位变化方向进行开关动作，在判断的结果为肯定时，如后所述，计算ΔVadd_i0。另一方面，在判断的结果为否定时，因为零相电压的变化有时也会增大，所以可以如后述那样通过逆向变化抑制部分83进行处理。此外，在判断部分8208中，也可以不使用与前一次的零相电压之间的差ΔVz_i，而使用门脉冲信号Su，Sv，Sw等其他信号。

当在逆变器12中有两个以上的相同时在相同的电位变化方向进行开关动作时(判断部分8208的判断结果为肯定时)，叠加电压计算部分8210进行修正变化定时的控制，使得在逆变器12中只有一个相发生变化(进行开关动作)。具体来说是，此时例如在叠加电压计算部分8210中参照减法部分8202的输出，计算用于叠加在用于控制逆变器12的各相电压指令Vu_ref，Vv_ref，Vw_ref上的修正电压ΔVadd_i0，使得在逆变器12中只有一个相在相同的电位变化方向进行开关动作，而其他的相的开关动作被抑制。例如，前一次的同时在相同的电位变化方向进行开关动作的相的减法部分8202的输出为负数，而这一次变为了正数并且分别为0.1和0.2时，可以计算为ΔVadd_i0＝-0.15。通过该修正电压ΔVadd_i0，能够抑制在逆变器12中同时发生开关动作，能够缩小零相电压的变化，能够降低零相电流。

当在变换器11中有两个以上的相同时在相同的电位变化方向进行开关动作时(判断部分8108的判断结果为肯定时)，叠加电压计算部分8209例如参照减法部分8202的输出，计算用于叠加在控制逆变器12中使用的各相电压指令Vu_ref，Vv_ref，Vw_ref上的修正电压ΔVadd_i，使得在逆变器12中至少有一个相在相同的电位变化方向进行开关动作。例如，根据减法部分8202的输出的大小和变化方向，将ΔVadd_i计算为在叠加了修正电压ΔVadd_i后预定下一个进行开关动作的相会提前进行开关动作的值。例如，在减法部分8202的输出中的朝0变化的相的输出中最接近0的输出为0.1时，可以计算为ΔVadd_i＝-0.11(-0.1以下的值)。在为了抑制上述逆变器12的两个相同时进行开关动作而叠加修正电压ΔVadd_i0时，在考虑到该修正电压的基础上计算ΔVadd_i。通过该修正电压ΔVadd_i，逆变器12与变换器11同时进行开关动作，所以能够缩小零相电压的变化，能够降低零相电流。

在叠加电压计算部分8209中算出了ΔVadd_i时，选择部分8205选择叠加电压计算部分8209侧。

在加法部分8204中将修正电压ΔVadd_i与修正电压ΔVadd_i0相加后将其作为叠加分量Vadd_i输出，如上所述，在加法部分8203中将其叠加在各相电压指令Vu_ref，Vv_ref，Vw_ref上，通过减法部分8202和门脉冲信号生成部分8201算出修正后的门脉冲信号Su，Sv，Sw，并将其输出到栅极驱动电路32中。

此外，当在变换器11侧有两个以上的相同时在相同的电位变化方向进行了开关动作时(判断部分8108的判断结果为肯定时)，在逆变器12侧，通过选择部分8205选择在叠加电压计算部分8209中算出的修正电压ΔVadd_i，而在没有两个以上的相同时进行开关动作时(判断部分8108的判断结果为否定时)，进行切换到由逆向变化抑制部分83算出的修正电压ΔVadd_i的控制。

在判断部分8108的判断结果为否定时或者判断部分8208的判断结果为否定时，由逆向变化抑制部分83进行处理。在此，即使在变换器11的仅一个相和逆变器12的仅一个相同时进行了开关动作的情况下，如果在彼此相反的方向进行开关动作(一方从第一电位朝第二电位变化，另一方从第二电位朝第一电位变化)，由于会因零相电压的变化而产生零相电流，所以为了抑制该零相电流，进行抑制逆变器12的开关动作，计算使开关元件的开关定时错开的修正电压ΔVadd_i的处理。换言之，控制成在变换器11侧只有一个相朝某一电位变化方向变化的定时，逆变器12侧所有的相均不朝该电位变化方向的反方向变化。

首先，在减法部分中预先从与前一次的零相电压之间的差ΔVz_c减去与前一次的零相电压之间的差ΔVz_i以求出零相电压差的变化量ΔVz。接着，在逆向变化抑制部分83的判断部分832中判断零相电压差的变化量ΔVz的绝对值是否大于规定的阈值。将该规定的阈值预先设定为只有变换器11中的一个相或者只有逆变器12中的一个相进行了开关动作时的零相电压的绝对值(此时为1/3)。

在变换器11和逆变器12均不进行开关动作时，零相电压差的变化量ΔVz的绝对值为0，只有变换器11中的一个相或者只有逆变器12中的一个相进行了开关动作时，零相电压差的变化量ΔVz的绝对值为1/3，在变换器11中的仅一个相和逆变器12中的仅一个相同时在相同的电位变化方向进行了开关动作时，零相电压差的变化量ΔVz的绝对值0，所以在判断部分832中判断为否定，在叠加电压设定部分833将修正电压设定为ΔVadd_i＝0(不需要修正)。此时，选择部分835使用叠加电压设定部分833的结果。

此外，在变换器11的仅一个相和逆变器12的仅一个相同时在相反的电位变化方向上进行了开关动作时，零相电压差的变化量ΔVz的绝对值为2/3，所以，在判断部分832中判断为肯定，在叠加电压设定部分834中例如参照减法部分8202的输出来计算修正电压ΔVadd_i，以抑制逆变器12的开关动作。例如，在减法部分8202的输出中的进行了开关动作的相的输出为0.1时，可以计算为ΔVadd_i＝-0.11(-0.1以下的值)。此时，选择部分835使用叠加电压设定部分834的结果。

当在选择部分8205中选择了在逆向变化抑制部分83中求出的修正电压ΔVadd_i时，在加法部分8204对该修正电压ΔVadd_i进行叠加，或者，在选择部分8205没有选择该值时，不使用该值而进行此后的处理。

以上处理的运算和输出在栅极驱动电路31，32的输入的取样周期内进行。

在此，将载波80在变换器11与逆变器12中设定为相同。其理由是，通过使变换器11的载波和逆变器12的载波同步，具有能够降低平滑电容器41的电流的效果。

以下对第一实施例的效果进行说明。

首先对零相电流的降低效果进行比较。为了便于说明，假定对变换器11的叠加分量Vadd_c(图1的8104)始终为0。

图2是表示采用现有技术中的通常的控制方法时的波形的波形图。图3是表示采用现有技术中的通常的控制方法时的动作的波形图。在图2和图3中，横轴均表示时间t(s)。在该示例中采用通常的PWM控制方法，即采用通过比较电压指令和三角波载波来生成门脉冲信号的方法。在图2(a)中示出了根据载波80的大小对来自变换器控制器42的电压指令Vr_ref，Vs_ref，Vt_ref进行归一化而得到的波形，在图2(b)中示出了根据载波80的大小对来自逆变器控制器72的电压指令Vu_ref，Vv_ref，Vw_ref进行归一化而得到的波形，在图2(c)中示出了变换器11的与前一次的零相电压之间的差ΔVz_c和逆变器12的与前一次的零相电压之间的差ΔVz_i的差值即零相电压差的变化量ΔVz的变化(ΔVz＝ΔVz_c-ΔVz_i)。此外，图2(a)中的调制率为0.25，频率为50Hz，图2(b)中的调制率为0.5，频率为10Hz。

图3(a)是图2(a)的由虚线围住的时间段的放大图，示出了变换器11侧的各相电压指令(Vr_ref，Vs_ref，Vt_ref)、门脉冲信号(Sr，Ss，St)以及零相电压Vz_c，图3(b)是图2(b)的由虚线围住的时间段的放大图，示出了逆变器12侧的各相电压指令(Vu_ref，Vv_ref，Vw_ref)、门脉冲信号(Su，Sv，Sw)以及零相电压Vz_i，图3(c)是图2(c)的由虚线围住的时间段的放大图，示出了零相电压Vz_c和Vz_i的差(Vz＝ΔVz_c-ΔVz_i)及其变化量ΔVz。此外，在图3(a)和图3(b)中还示出了载波(频率fc＝2kHz)。

在图3的以单点划线表示的t＝T1时间点，在变换器11侧有两个相(S相和T相)同时朝正电位进行了开关动作，而在逆变器12侧所有相均没有进行开关动作，因此，零相电压的差Vz为2/3(两个相的开关动作)，并且ΔVz的情况也一样，所以可以推断为与只有一个相进行开关动作的场合相比，所产生的零相电流更大。

以下对应用了第一实施例的场合进行说明。图4是表示第一实施例的波形的波形图，图5是表示第一实施例的动作的波形图。与图2和图3相应的部分采用相应的方法表示。

在图4(a)中示出了此时的来自变换器控制器42的各相电压指令Vr_ref，Vs_ref，Vt_ref，图4(b)中示出了来自逆变器控制器72的各相电压指令Vu_ref，Vv_ref，Vw_ref、逆变器12侧的叠加分量Vadd_i以及在和该叠加分量Vadd_i叠加后与载波80进行比较的调制波Vu*，Vv*，Vw*。此外，图4(c)表示变换器11侧的零相电压Vz_c和逆变器12侧的零相电压Vz_i之差的变化量ΔVz。在作为通常的控制方法的示例的图2(c)中，该变化量ΔVz有时会达到ΔVz＝2/3，而在图4(c)中，ΔVz被抑制为ΔVz＜0.5。

图5(a)是图4(a)的由虚线围住的时间段的放大图，示出了变换器11侧的各相电压指令(Vr_ref，Vs_ref，Vt_ref)、门脉冲信号(Sr，Ss，St)以及零相电压Vz_c，图5(b)是图4(b)的由虚线围住的时间段的放大图，示出了逆变器12侧的电压指令(Vu_ref，Vv_ref，Vw_ref)、门脉冲信号(Su，Sv，Sw)以及零相电压Vz_i，图5(c)是图4(c)的由虚线围住的时间段的放大图，示出了零相电压Vz_c和Vz_i之差Vz及其变化量ΔVz。图5(c)的由虚线围住的时间段中的变化量ΔVz得到了抑制，所以能够降低零相电流。

以下对作为比较例的采用专利文献4的场合的示例进行说明。图6是表示作为比较例的采用专利文献4时的波形的波形图，图7是表示作为比较例的采用专利文献4时的动作的波形图。与图4和图5相应的部分采用相应的方法表示。此外，由于专利文献4中没有记载修正电压Vadd_i的计算等，所以假定如专利文献4所示的那样将第一实施例的方式变形为“在逆变器11的至少一个相进行开关动作时，在变换器12中也同时进行开关动作”(在判断部分8108中在至少一个相的场合计算修正电压ΔVadd_i)，并将其作为比较例。

与图2和图4同样，在图6(a)中示出了来自变换器控制器42的各相电压指令Vr_ref，Vs_ref，Vt_ref，在图6(b)中示出了来自逆变器控制器72的各相电压指令Vu_ref，Vv_ref，Vw_ref、逆变器12侧的叠加分量Vadd_i以及在和叠加分量Vadd_i叠加后与载波80进行比较的调制波Vu*，Vv*，Vw*。在此，将修正电压Vadd_i计算为以使在变换器11侧的所有的开关定时中电位的变化均相同的方式使逆变器12侧进行开关动作的值。在图6(c)中示出了变换器11侧的零相电压Vz_c和逆变器12侧的零相电压Vz_i的差Vz的变化量ΔVz。由于在所有的开关定时均按照变换器11侧的零相电压的变化来使逆变器12侧也进行开关动作，所以零相电压差的变化量ΔVz始终为0，零相电流大幅度下降。

图7(a)是图6(a)的由虚线围住的时间段的放大图，示出了变换器11侧的各相电压指令(Vr_ref，Vs_ref，Vt_ref)、门脉冲信号(Sr，Ss，St)以及零相电压Vz_c，图7(b)是图6(b)的由虚线围住的时间段的放大图，示出了逆变器12侧的各相电压指令(Vu_ref，Vv_ref，Vw_ref)、门脉冲信号(Su，Sv，Sw)以及零相电压Vz_i，图7(c)是图6(c)的由虚线围住的时间段的放大图，示出了零相电压Vz_c和Vz_i之差Vz及其变化量ΔVz。具有能够大幅度降低零相电流的效果。

可是，在图6和图7的比较例中存在因开关动作而产生噪音的问题。在图8中示出了各个方式的会导致噪音增大的电动机端子电压(逆变器12侧的零相电压与各相的端子电压之差)的高次谐波解析(FFT解析)结果。此外，在此同样假定Vadd_c为0。图中的纵轴表示振幅比，横轴表示频率f(kHz)。在图8(1)中示出了通常的PWM控制(不对电压指令值进行叠加)的场合，此时，在载波频率(2kHz)的2倍(4kHz)附近以及3倍(6kHz)附近噪音分量变大。另一方面，在图8(2)中示出了本发明的第一实施例，其在4kHz附近的噪音分量下降。此外，在图8(3)中示出了采用专利文献4时的示例，其在(4kHz)和(6kHz)附近的噪音分量下降，但在8kHz附近的振幅变大，除了在特定的频率分量处产生噪音以外，还存在会出现低频分量的问题。图8(2)的振幅比的最大值与图8(1)和图8(3)的振幅比的最大值相比下降，由此可以知道具有减轻噪音的效果。

图8(2)中的噪音下降的理由是通过修正电压Vadd_i使逆变器12中的有规则的开关动作的定时进行了分散的缘故。此外，在图8(3)的4kHz附近，也观察到了通过使开关动作的定时分散而产生的噪音降低效果，但由于使逆变器12的所有的开关定时与变换器11的开关定时同步，所以在开关定时方面会受到制约，存在8kHz附近的噪音变大的问题。如第一实施例所示，在变换器11中有两个以上的相同时在相同的电位变化方向进行开关动作时，对逆变器12的开关定时进行修正，由此能够缓和开关定时方面的制约，虽然零相电流的降低效果略有下降，但从结果看更有利于降低噪音。

如上所述，第一实施例的功率变换装置能够在降低零相电流的同时，降低刺耳的噪音。

此外，在第一实施例中，也可以构造成在逆变器12中有两个以上的相同时在相同的电位变化方向进行开关动作时，对变换器11的开关定时进行修正。此时，不根据变换器11的开关定时来修正逆变器12侧的开关定时。此外，为了抑制逆变器12的噪音，也可以将正弦波或者随机性的信号叠加在各相电压指令Vu_ref，Vv_ref，Vw_ref上。

第二实施例

图9表示本发明的第二实施例。以下省略与第一实施例相同部分的说明，而仅对不同部分进行说明。在第二实施例中，将变换器11的载波801设定成低于逆变器12的载波802。此时也能够获得与第一实施例相同的效果。在载波频率低的变换器11侧根据逆变器12侧的开关定时来进行修正时，开关次数与由载波801决定的开关次数相比增多，可能导致损耗增加。因此，只在载波频率高的逆变器12侧根据变换器11的开关定时对修正电压ΔVadd_i进行叠加。另外，此时的波形与第一实施例相比，逆变器12侧的载波802的频率变高，但效果一样，所以省略对波形图示的说明。

第三实施例

图10表示本发明的第三实施例。以下仅对与图1不同的部分进行说明。在上述第一实施例和第二实施例中，只在逆变器12侧进行叠加修正以降低零相电流，而在本实施例中，还在变换器11侧进行与逆变器侧相同的修正。也就是说，在逆变器12侧有两个以上的相同时在相同的电位变化方向进行开关动作时，如果判断部分8208的判断结果为肯定时，在叠加电压计算部分8109，采用与叠加电压计算部分8209相同的方法，计算变换器11侧的修正电压ΔVadd_c。该修正电压ΔVadd_c由与选择部分8205相同的选择部分8105进行选择。此后，在加法部分8103中将修正电压ΔVadd_c作为叠加分量Vadd_c与各相电压指令Vr_ref，Vs_ref，Vt_ref相加以计算调制波Vr*，Vs*，Vt*。另一方面，在逆变器12侧没有发生两个以上的相同时在相同的电位变化方向进行开关动作的情况时(判断部分8108的判断结果为否定时)，在逆向变化抑制部分83的叠加电压设定部分831中将修正电压ΔVadd_c设定为0，此时，在选择部分8105中使用叠加电压设定部分831的结果。

此时，变换器侧叠加分量也按照逆变器12侧的开关动作进行变化，但由于其效果和动作与图4和图5的逆变器12侧相同，所以省略其说明。

在进行逆变器12侧的控制时，叠加电压计算部分8210不进行修正电压ΔVadd_i0的计算，并且不需要设置加法部分8204，而是直接将修正电压ΔVadd_i作为叠加分量Vadd_i使用。

第四实施例

图11表示本发明的第四实施例，其示出了在如专利文献1和2那样使载波频率扩展来抑制不愉快的噪音的场合采用本发明时的示例。以下仅对与第一实施例至第三实施例不同的部分进行说明。本实施例以第一实施例的结构为基础，在频率扩展部分84使载波80的频率扩展。因此，不需要通过叠加分量生成部分8104和加法部分8103进行叠加分量Vadd_c的叠加。作为频率扩展的方法，可以采用专利文献1和2中所记载的方法，在此省略其说明。

本实施例的优点在于，用于抑制噪音的频率分散可以通过使载波80的频率扩展来进行，所以可以使在各相电压指令上叠加叠加分量Vadd_i的目的与降低零相电压差的变化量ΔVz相对应，由此能够方便地在降低噪音的同时降低零相电流。尤其是在调制率高的场合，所叠加的叠加分量Vadd_i的允许范围(也就是调制波Vu*，Vv*，Vw*的绝对值不超过1的范围)变窄，但由于能够同时采用使载波80的频率扩展的方法和在各相电压指令上叠加叠加分量的方法来降低零相电流，所以能够方便地在降低噪音的同时降低零相电流。

由于本实施例也具有相同的效果，所以省略对波形图示的说明。

以上对本发明的实施例进行了说明，在上述各个实施例中说明的结构只不过是一个示例，本发明可以在不脱离其技术思想的范围内进行适当的变更。此外，在各个实施例中说明的结构，只要彼此不产生矛盾，也可以组合使用。

符号说明

11：变换器(变换电路)

12：逆变器(变换电路)

21：电源

22：电动机

31，32：栅极驱动电路

41：平滑电容器

42：变换器控制器

5：滤波电路

51，52：电抗器

53：对地电容器

61，62：电流检测器

7：速度控制器

71：速度检测器

72：逆变器控制器

8：PWM控制器

91，92：对地杂散电容

Claims (9)

1.一种功率变换装置，其特征在于，具有：

具有第一电位和第二电位的直流电路；

第一变换电路，其连接在第一多相交流与所述直流电路之间，通过开关元件从交流向直流进行功率变换；

第二变换电路，其连接在第二多相交流与所述直流电路之间，通过开关元件从直流向交流进行功率变换；以及

用于控制所述第一变换电路和所述第二变换电路的控制器，

所述功率变换装置的特征在于，

所述控制器进行控制，使得在所述第一变换电路的两个以上的相同时在从所述第一电位变为所述第二电位的方向上进行开关动作时，所述第二变换电路的至少一个相也在与此相同的时刻在从所述第一电位变为所述第二电位的方向上进行开关动作。

2.根据权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于，

所述控制器进行控制，使得在所述第二变换电路的两个以上的相同时在从所述第一电位变为所述第二电位的方向上进行开关动作时，所述第一变换电路的至少一个相也在与此相同的时刻在从所述第一电位变为所述第二电位的方向上进行开关动作。

3.根据权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于，

所述控制器进行修正变化的时刻的控制，使得在所述第二变换电路的两个以上的相要同时在从所述第一电位变为所述第二电位的方向上进行开关动作时，只使所述第二变换电路中的一个相在从所述第一电位变为所述第二电位的方向上进行开关动作。

4.根据权利要求1至3的任一项所述的功率变换装置，其特征在于，

所述控制器进行控制，使得在所述第一变换电路只有一个相在从所述第一电位变为所述第二电位的方向上进行开关动作时，所述第二变换电路没有任何一个相在与此相同的时刻在从所述第二电位变为所述第一电位的方向上进行开关动作。

5.根据权利要求1至3的任一项所述的功率变换装置，其特征在于，

所述控制器使用频率相同的载波对所述第一变换电路和所述第二变换电路进行脉宽调制控制。

6.根据权利要求5所述的功率变换装置，其特征在于，

所述控制器对所述载波进行频率扩展后将其用于控制。

7.根据权利要求1或3所述的功率变换装置，其特征在于，

所述控制器使用频率不同的载波对所述第一变换电路和所述第二变换电路进行脉宽调制控制，并且，所述第一变换电路的控制中使用的载波的频率低于所述第二变换电路的控制中使用的载波的频率。

8.根据权利要求1或3所述的功率变换装置，其特征在于，

所述控制器通过对调制波和载波进行比较来对所述第一变换电路进行脉宽调制控制，并且将正弦波或者随机性的信号的叠加分量叠加在所述第一变换电路控制中使用的各相电压指令上而形成所述调制波。

9.根据权利要求1至3的任一项所述的功率变换装置，其特征在于，

所述第一变换电路是交流侧与电源连接的变换器，所述第二变换电路是交流侧与电动机连接的逆变器。