JP5045137B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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図1は、実施例1に係る電力変換装置の一構成例を示す図である。電力変換装置は、図1に示すように、U,V,W相電圧を発生させる三相電源10と、U,V,W相電圧を直流電圧に変換するコンバータ20と、コンバータ20で変換された直流電圧を平滑化する直流平滑コンデンサ30と、直流平滑コンデンサ30で平滑化された直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータ40と、三相モータ等の三相負荷50と、コンバータ20のスイッチング素子のスイッチングを制御するコンバータ制御部60と、インバータ40のスイッチング素子のスイッチングを制御するインバータ制御部70とを備えている。81〜83は三相電源10とコンバータ20の配線とアース間に形成される浮遊容量、91〜93はインバータ40と三相負荷50の配線とアース間に形成される浮遊容量を示している。
実施例1に係る発明の原理を従来の通常の2相変調方式との比較において説明する。図2−1は、従来の2相変調方式を説明するための図、図2−2は、実施例1の変調方式を説明するための図、図2−3は、実施例1の変調方式でU,V,W相電圧がゼロに近い場合の変調パターンを説明するための図である。同図において、アーム1,2,3は、インバータ40のU,V,W相アームを駆動するPWMパターンを示している。
図3〜図7を参照して、上記インバータ制御部70の駆動方法を詳細に説明する。図3は、正弦波駆動の三相電圧波形を示す図、図4は、実施例1による第1グループ区間の変調方式を説明するための図、図5は、実施例1による第2グループ区間の変調方式を説明するための図である。図4および図5において、a,b,cはU,V,W相電圧指令を示しており、図3のU,V,W相電圧波形それぞれの変調期間Tにおける平均値である。アーム1,2,3は、インバータ40のU,V,W相アームを駆動するPWMパターンを示している。
実施例2に係る発明の原理を図8を参照して説明する。実施例1では、正の傾きの直線部分を有する第1のキャリアと、正の値を有する相電圧指令とに基づいて、正の相のスイッチングタイミングを決定し、負の傾きの直線部分を有する第2のキャリアと、負の値を有する相電圧指令とに基づいて、負の相のスイッチングタイミングを決定した。これに対して、実施例2では、正の傾きの直線部分を有する第1のキャリアと、第1の相の相電圧指令とに基づいて、第1の相のスイッチングタイミングを決定し、負の傾きの直線部分を有する第2のキャリアと第2の相の相電圧指令とに基づいて、第2の相のスイッチングタイミングを決定する。
相電圧指令a、b、cと、アーム1,アーム2,アーム3とはそれぞれ対応しており、ここでは、相電圧指令a(第1の相の相電圧指令),相電圧指令b,相電圧指令c(第2の相の相電圧指令)を、U、V、W相相電圧指令とし、アーム1、アーム2,アーム3を、U、V、W相アームとする。
図12〜図15を参照して、従来の三角波変調方式(図17)と、実施例1の変調方式(図2−3)と、実施例2の変調方式(図8)とを使用した場合について、インバータの漏洩電流のシミュレーション結果について説明する。図12は、シミュレーション回路の概略構成を示す図である。同図に示すシミュレーション回路では、浮遊容量91〜93と接地間に電流検出器160を接続した。インバータ制御部72のPWM変調回路72で、従来の三角波変調方式(図17)と、実施例1の変調方式(図2−3)と、実施例2の変調方式(図8)のPWM信号をそれぞれ生成して、電流検出器160で漏洩電流を測定した。
20 コンバータ
30 直流平滑コンデンサ
40 インバータ
50 三相負荷
60 コンバータ制御部
61 相電圧指令発生器
62 PWM変調回路
63 駆動回路
70 インバータ制御部
71 相電圧指令発生器
72 PWM変調回路
73 駆動回路
81〜83,91〜93 浮遊容量
101 第1演算回路
102 第2演算回路
103 第3演算回路
104 第4演算回路
105 第5演算回路
106 第6演算回路
111 第1スイッチ回路
112 第2スイッチ回路
113 第3スイッチ回路
114 第4スイッチ回路
115 第5スイッチ回路
116 第6スイッチ回路
120 選択回路
151,152 コンパレータ
153 排他的論理和回路
154,155,156 NOT回路
201 三相電源
202 コンバータ
203 インバータ
204 三相負荷
205,206 浮遊容量
Claims (3)
- 直流電圧をn相交流電圧(但し、nは2以上の整数)に、または、前記n相交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置において、
一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をn相分有し、前記一対のスイッチング素子の中間点を前記n相交流電圧の出力端または入力端とし、前記スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電圧を前記n相交流電圧に、または前記n相交流電圧を直流電圧に変換する電力変換手段と、
前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するPWM信号を生成する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、コモンモードノイズを低減すべく、前記n相分のスイッチング素子のうち、2m相分(但し、mは整数であり、2m≦n)のスイッチング素子を、略同時に互いに逆極性にスイッチングさせ、
正の傾きの直線部分を有する第1のキャリアと、正の値を有する相電圧指令とに基づいて、正の相のスイッチングタイミングを決定し、負の傾きの直線部分を有する第2のキャリアと、負の値を有する相電圧指令とに基づいて、負の相のスイッチングタイミングを決定し、
三相の相電圧指令の大きさにより、「正」が1相であり、「負」または「0」の相が2相となる第1のグループ区間と、「負」が1相であり、「正」または「0」の相が2相となる第2のグループ区間とを判定し、前記第1のグループ区間では、第1の相電圧指令を前記正の値を有する相電圧指令、第2の相電圧指令を前記負の値を有する相電圧指令とする一方、前記第2のグループ区間では、前記第2の相電圧指令を前記正の値を有する相電圧指令、前記第1の相電圧指令を前記負の値を有する相電圧指令として選択することを特徴とする電力変換装置。 - 前記電力変換手段は、直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータであり、
前記制御手段は、U,V,W相用のスイッチング素子のうち、2つの相用のスイッチング素子を、略同時に互いに逆極性にスイッチングさせることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記電力変換手段は、三相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータであり、
前記制御手段は、U,V,W相用のスイッチング素子のうち、2つの相用のスイッチング素子を、略同時に互いに逆極性にスイッチングさせることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
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