JPH09140165A - 電力変換器 - Google Patents
電力変換器Info
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- JPH09140165A JPH09140165A JP7298073A JP29807395A JPH09140165A JP H09140165 A JPH09140165 A JP H09140165A JP 7298073 A JP7298073 A JP 7298073A JP 29807395 A JP29807395 A JP 29807395A JP H09140165 A JPH09140165 A JP H09140165A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】高調波成分の振幅を低減し、かつ偏磁やビート
電流等の問題を発生しない電力変換器の実現。 【解決手段】キャリア周波数変調器９１により、キャリ
ア基本周波数ｆｃ，キャリア周波数の変化幅Δｆｃ，変
化周波数ｆｍおよび位相φｍと、位相信号θから、キャ
リア周波数ｆｃ′を周期的に変化させる。位相信号θと
キャリア周波数ｆｃ′から、キャリア位相信号発生器９
２でキャリア位相信号θｃを発生し、これに基づきキャ
リア発生器８０２でキャリア信号ｙｔを得る。変調波信
号ｙｍとキャリア信号ｙｔに基づき、ＰＷＭ制御回路８
０３によりパルス信号を発生し、コンバータ１を制御す
る。ｆｍをコンバータ１の動作基本周波数の整数倍に設
定する。
電流等の問題を発生しない電力変換器の実現。 【解決手段】キャリア周波数変調器９１により、キャリ
ア基本周波数ｆｃ，キャリア周波数の変化幅Δｆｃ，変
化周波数ｆｍおよび位相φｍと、位相信号θから、キャ
リア周波数ｆｃ′を周期的に変化させる。位相信号θと
キャリア周波数ｆｃ′から、キャリア位相信号発生器９
２でキャリア位相信号θｃを発生し、これに基づきキャ
リア発生器８０２でキャリア信号ｙｔを得る。変調波信
号ｙｍとキャリア信号ｙｔに基づき、ＰＷＭ制御回路８
０３によりパルス信号を発生し、コンバータ１を制御す
る。ｆｍをコンバータ１の動作基本周波数の整数倍に設
定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流を直流に、あ
るいは直流を交流に変換する電力変換器に関わり、特に
鉄道車両用電力変換器に関する。
るいは直流を交流に変換する電力変換器に関わり、特に
鉄道車両用電力変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】自己消弧能力を持つ半導体素子により構
成し、これをパルス幅変調（ＰＷＭ）によりオン・オフ
制御する電力変換器、いわゆるＰＷＭ電力変換器では、
半導体素子のスイッチング周波数の倍数近くに比較的大
きな高調波成分が発生する。
成し、これをパルス幅変調（ＰＷＭ）によりオン・オフ
制御する電力変換器、いわゆるＰＷＭ電力変換器では、
半導体素子のスイッチング周波数の倍数近くに比較的大
きな高調波成分が発生する。
【０００３】特開平7−39005号公報では、この高調波成
分が問題とならないようなスイッチング周波数を選択す
る機能を有している。
分が問題とならないようなスイッチング周波数を選択す
る機能を有している。
【０００４】また、特開昭58−89070 号公報では、出力
周波数とスイッチング周波数が整数倍の関係にならな
い、いわゆる非同期型ＰＷＭコンバータで、スイッチン
グ周波数を変化させることにより、高調波の振幅を低減
している。
周波数とスイッチング周波数が整数倍の関係にならな
い、いわゆる非同期型ＰＷＭコンバータで、スイッチン
グ周波数を変化させることにより、高調波の振幅を低減
している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、第１の従来技
術では、スイッチング周波数を高くすると電力変換器の
損失が増加し、また低くするとリプル電流が増加する。
主回路設計の際にはこれらの最悪値にあわせる必要があ
り、装置の小形軽量化には不都合である。
術では、スイッチング周波数を高くすると電力変換器の
損失が増加し、また低くするとリプル電流が増加する。
主回路設計の際にはこれらの最悪値にあわせる必要があ
り、装置の小形軽量化には不都合である。
【０００６】また、第２の従来技術では、非同期ＰＷＭ
のために交流出力に低次高調波成分が発生し、変圧器の
偏磁やビート電流の発生等の問題を発生する。
のために交流出力に低次高調波成分が発生し、変圧器の
偏磁やビート電流の発生等の問題を発生する。
【０００７】本発明の目的は、高調波成分の振幅を低減
し、かつ偏磁やビート電流等の問題を発生しない電力変
換器を提供することにある。
し、かつ偏磁やビート電流等の問題を発生しない電力変
換器を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】電力変換器のスイッチン
グ周波数を周期的に変化させる手段を設ける。この変化
周波数は、電力変換器の動作基本周波数の整数倍とす
る。
グ周波数を周期的に変化させる手段を設ける。この変化
周波数は、電力変換器の動作基本周波数の整数倍とす
る。
【０００９】低次高調波成分の発生を抑制し、かつ高次
高調波成分の振幅を低減することができる。
高調波成分の振幅を低減することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例を、交流
電気車に適用して示す図１により説明する。交流を直流
に変換する電力変換器１（以下、コンバータと称する）
の交流側は、変圧器２の低圧側巻線に接続され、さらに
その高圧側には交流電源３が接続される。また、主コン
バータ１の直流側にはコンデンサ４が、さらに負荷５が
接続される。負荷５は一般的には交流電動機を駆動する
インバータであるが、他の直流負荷であってもよい。
電気車に適用して示す図１により説明する。交流を直流
に変換する電力変換器１（以下、コンバータと称する）
の交流側は、変圧器２の低圧側巻線に接続され、さらに
その高圧側には交流電源３が接続される。また、主コン
バータ１の直流側にはコンデンサ４が、さらに負荷５が
接続される。負荷５は一般的には交流電動機を駆動する
インバータであるが、他の直流負荷であってもよい。
【００１１】コンバータ１を制御する制御装置８は次の
ように構成される。すなわち、電圧検出器７１により直
流電圧ｅｄを検出する。減算器８１により直流電圧指令
値Ｅｄ＊と直流電圧ｅｄの偏差を算出し、電圧制御器８
２により交流電流振幅指令Ｉｓ＊を算出する。電圧検出
器７２により検出した交流電圧ｅｓから位相信号発生器
８０１により算出した位相信号θと位相指令値φ＊を加
算器８３で加算し、正弦波発生器８４で基準正弦波を発
生し、乗算器８５で交流電流振幅指令Ｉｓ＊と乗算を行
い、交流電流指令値ｉｓ＊を算出する。減算器８６で交
流電流指令値ｉｓ＊と、電流検出器７３により検出した
交流電流ｉｓとの偏差をとり、電流制御器８７によっ
て、変圧器インピーダンスの電圧降下分の制御信号ｙｅ
ｔを得る。また、除算器８８により、交流電圧ｅｓを直
流電圧ｅｄで除算し、交流電源電圧分の制御信号ｙｅｓ
を得る。減算器８９により、制御信号ｙｅｓからｙｅｔ
を減算して変調波信号ｙｍを求める。また、キャリア周
波数変調器９１により、キャリア基本周波数ｆｃ，キャ
リア周波数の変化幅Δｆｃ，変化周波数ｆｍおよび位相
φｍと、位相信号θから、キャリア周波数ｆｃ′を求め
る。位相信号θとキャリア周波数ｆｃ′から、キャリア
位相信号発生器９２でキャリア位相信号θｃを発生し、
これに基づきキャリア発生器８０２でキャリア信号ｙｔ
を得る。変調波信号ｙｍとキャリア信号ｙｔに基づき、
ＰＷＭ制御回路８０３によりパルス信号を発生し、コン
バータ１を制御する。
ように構成される。すなわち、電圧検出器７１により直
流電圧ｅｄを検出する。減算器８１により直流電圧指令
値Ｅｄ＊と直流電圧ｅｄの偏差を算出し、電圧制御器８
２により交流電流振幅指令Ｉｓ＊を算出する。電圧検出
器７２により検出した交流電圧ｅｓから位相信号発生器
８０１により算出した位相信号θと位相指令値φ＊を加
算器８３で加算し、正弦波発生器８４で基準正弦波を発
生し、乗算器８５で交流電流振幅指令Ｉｓ＊と乗算を行
い、交流電流指令値ｉｓ＊を算出する。減算器８６で交
流電流指令値ｉｓ＊と、電流検出器７３により検出した
交流電流ｉｓとの偏差をとり、電流制御器８７によっ
て、変圧器インピーダンスの電圧降下分の制御信号ｙｅ
ｔを得る。また、除算器８８により、交流電圧ｅｓを直
流電圧ｅｄで除算し、交流電源電圧分の制御信号ｙｅｓ
を得る。減算器８９により、制御信号ｙｅｓからｙｅｔ
を減算して変調波信号ｙｍを求める。また、キャリア周
波数変調器９１により、キャリア基本周波数ｆｃ，キャ
リア周波数の変化幅Δｆｃ，変化周波数ｆｍおよび位相
φｍと、位相信号θから、キャリア周波数ｆｃ′を求め
る。位相信号θとキャリア周波数ｆｃ′から、キャリア
位相信号発生器９２でキャリア位相信号θｃを発生し、
これに基づきキャリア発生器８０２でキャリア信号ｙｔ
を得る。変調波信号ｙｍとキャリア信号ｙｔに基づき、
ＰＷＭ制御回路８０３によりパルス信号を発生し、コン
バータ１を制御する。
【００１２】次に、図１の実施例の動作を説明する。
【００１３】図２はΔｆｃを０として、キャリア周波数
変調器９１に本来の動作をさせず、従来の同期ＰＷＭと
同様の動作とした場合の各部波形図である。いま、キャ
リア周波数ｆｃ′は一定としているので、キャリア位相
θｃは、交流電圧ｅｓに同期し、一定の割合で増加する
鋸状の波形となる。これに基づき、キャリア信号ｙｔを
発生する。
変調器９１に本来の動作をさせず、従来の同期ＰＷＭと
同様の動作とした場合の各部波形図である。いま、キャ
リア周波数ｆｃ′は一定としているので、キャリア位相
θｃは、交流電圧ｅｓに同期し、一定の割合で増加する
鋸状の波形となる。これに基づき、キャリア信号ｙｔを
発生する。
【００１４】当然ながらこの場合、キャリアの各周期は
等しい。また、同期ＰＷＭとしているのでキャリア周波
数は基本波周波数の整数倍であり、基本波１周期にはい
るキャリア周期の数は整数となり、また毎周期同じ波形
が出力される。この様にすると、非同期ＰＷＭで発生す
るような、低次高調波成分による変圧器の偏磁，ビート
電流等の問題を抑制することができる。
等しい。また、同期ＰＷＭとしているのでキャリア周波
数は基本波周波数の整数倍であり、基本波１周期にはい
るキャリア周期の数は整数となり、また毎周期同じ波形
が出力される。この様にすると、非同期ＰＷＭで発生す
るような、低次高調波成分による変圧器の偏磁，ビート
電流等の問題を抑制することができる。
【００１５】しかし、図３の周波数スペクトル図に示す
ように、キャリア周波数の倍数近くに高調波が発生する
が、キャリア周波数の倍数成分、およびそれにごく近い
周波数の成分の振幅が他に比べ大きく発生する。このた
め、信号系統に対する誘導障害，電力系統の他の機器に
おける発生熱増加などの問題が生じる。
ように、キャリア周波数の倍数近くに高調波が発生する
が、キャリア周波数の倍数成分、およびそれにごく近い
周波数の成分の振幅が他に比べ大きく発生する。このた
め、信号系統に対する誘導障害，電力系統の他の機器に
おける発生熱増加などの問題が生じる。
【００１６】ここで、単純にキャリア周波数を増加ある
いは低減しても、これら高調波成分の振幅はそれほど変
化せず、そのうえ電力変換器の損失あるいはリプル電流
の増加をまねくため、問題の解決にはならない。
いは低減しても、これら高調波成分の振幅はそれほど変
化せず、そのうえ電力変換器の損失あるいはリプル電流
の増加をまねくため、問題の解決にはならない。
【００１７】このような問題を解決するため、キャリア
周波数変調器９１を動作させた場合の波形を図４に示
す。
周波数変調器９１を動作させた場合の波形を図４に示
す。
【００１８】キャリア周波数変調器９１により発生する
キャリア周波数ｆｃ′は数１のように表せる。ただし、
ｆｃはキャリア基本周波数、Δｆｃはキャリア周波数の
変化幅、ｆｍはキャリア周波数の変化周波数、φｍはキ
ャリア周波数の変化位相、ｆｉはコンバータの基本周波
数である。
キャリア周波数ｆｃ′は数１のように表せる。ただし、
ｆｃはキャリア基本周波数、Δｆｃはキャリア周波数の
変化幅、ｆｍはキャリア周波数の変化周波数、φｍはキ
ャリア周波数の変化位相、ｆｉはコンバータの基本周波
数である。
【００１９】
【数１】
【００２０】図４には、ｆｍ＝ｆｉ，φｍ＝０の場合の
例を示す。キャリア周波数ｆｃ′は、キャリア基本周波
数ｆｃのまわりで、振幅Δｆｃで変化する。このため、
位相信号θｃも図示のように破線で示す元の直線のまわ
りで、周期的に変化し、これに基づき発生するキャリア
信号ｙｔも、周期が連続的に変化する。これにより、図
５の周波数スペクトルのように、振幅の大きい成分の振
幅を低減できる。これと引き替えに、振幅が小さかった
高調波成分の振幅が増大し、高調波の全実効値はそれほ
ど変化しないが、高調波の振幅のレベルを低減すること
ができる。
例を示す。キャリア周波数ｆｃ′は、キャリア基本周波
数ｆｃのまわりで、振幅Δｆｃで変化する。このため、
位相信号θｃも図示のように破線で示す元の直線のまわ
りで、周期的に変化し、これに基づき発生するキャリア
信号ｙｔも、周期が連続的に変化する。これにより、図
５の周波数スペクトルのように、振幅の大きい成分の振
幅を低減できる。これと引き替えに、振幅が小さかった
高調波成分の振幅が増大し、高調波の全実効値はそれほ
ど変化しないが、高調波の振幅のレベルを低減すること
ができる。
【００２１】キャリア周波数の変化周波数ｆｍを、コン
バータ周波数ｆｉの整数倍に設定することで、図４のよ
うにキャリア信号ｙｔの各周期は変化するものの、電源
電圧ｅｓの周期で見ると毎周期同じキャリア信号が得ら
れる。このため、従来の同期ＰＷＭと同様に、低次高調
波成分の発生を防止し、変圧器の偏磁等の問題を抑制す
ることができる。
バータ周波数ｆｉの整数倍に設定することで、図４のよ
うにキャリア信号ｙｔの各周期は変化するものの、電源
電圧ｅｓの周期で見ると毎周期同じキャリア信号が得ら
れる。このため、従来の同期ＰＷＭと同様に、低次高調
波成分の発生を防止し、変圧器の偏磁等の問題を抑制す
ることができる。
【００２２】このように、図４にはｆｍ＝ｆｉ，φｍ＝
０の場合を示した。主回路定数によっては、この条件で
は十分な高調波の低減効果が得られない場合や、低減す
べき成分が逆に増加する場合も考えられるが、そのよう
な場合にはｆｍおよびφｍを適当な値に設定することに
より、図５のような高調波振幅低減効果を得ることがで
きる。
０の場合を示した。主回路定数によっては、この条件で
は十分な高調波の低減効果が得られない場合や、低減す
べき成分が逆に増加する場合も考えられるが、そのよう
な場合にはｆｍおよびφｍを適当な値に設定することに
より、図５のような高調波振幅低減効果を得ることがで
きる。
【００２３】図６は本発明の第二の実施例である。図１
の実施例では、キャリアを用いてＰＷＭを行う場合の例
を示したが、いわゆる、空間ベクトルＰＷＭのように、
直接キャリア信号を用いないＰＷＭも存在する。この様
な場合には、キャリア周波数変調器９１の出力ｆｃ′を
スイッチング周波数の指令値としてＰＷＭ制御回路８０
３に与える。これにより、図１の実施例と同様の効果を
得ることができる。図３および図５の高調波スペクトル
は、例として模式的に示したものであり、主回路定数や
ＰＷＭ方式によっては、若干異なる高調波分布を呈する
ことがあるが、そのような場合も、本発明の効果を損な
うものではない。
の実施例では、キャリアを用いてＰＷＭを行う場合の例
を示したが、いわゆる、空間ベクトルＰＷＭのように、
直接キャリア信号を用いないＰＷＭも存在する。この様
な場合には、キャリア周波数変調器９１の出力ｆｃ′を
スイッチング周波数の指令値としてＰＷＭ制御回路８０
３に与える。これにより、図１の実施例と同様の効果を
得ることができる。図３および図５の高調波スペクトル
は、例として模式的に示したものであり、主回路定数や
ＰＷＭ方式によっては、若干異なる高調波分布を呈する
ことがあるが、そのような場合も、本発明の効果を損な
うものではない。
【００２４】以上では、単相電源で交流を直流に変換す
る電力変換器、いわゆる、単相PWMコンバータへの適用
例を説明したが、相数が三相など多相の場合、また直流
を交流に変換する電力変換器、いわゆるＰＷＭインバー
タの場合にも、同様に適用可能であることは自明であ
る。
る電力変換器、いわゆる、単相PWMコンバータへの適用
例を説明したが、相数が三相など多相の場合、また直流
を交流に変換する電力変換器、いわゆるＰＷＭインバー
タの場合にも、同様に適用可能であることは自明であ
る。
【００２５】
【発明の効果】高次高調波成分により発生する誘導障害
等の発生を抑制できる。また低次高調波成分により発生
する変圧器の偏磁やビート電流等の発生も抑制可能であ
る。
等の発生を抑制できる。また低次高調波成分により発生
する変圧器の偏磁やビート電流等の発生も抑制可能であ
る。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図。
【図２】図１で、Δｆｃを０として、従来の同期ＰＷＭ
相当の動作をさせた場合の波形図。
相当の動作をさせた場合の波形図。
【図３】図２の場合の周波数スペクトル図。
【図４】図１の実施例の動作を示す波形図。
【図５】図４の場合の周波数スペクトル図。
【図６】本発明の第二の実施例を示すブロック図。
１…コンバータ、２…変圧器、３…交流電源、４…フィ
ルタコンデンサ、５…負荷、８…コンバータ制御器、７
１，７２…電圧検出器、７３…電流検出器、８１，８
６，８９…減算器、８２…電圧制御器、８３…加算器、
８４…正弦波発生器、８５…乗算器、８７…電流制御
器、８８…除算器、９１…キャリア周波数変調器、９２
…キャリア位相信号発生器、８０１…位相信号発生器、
８０２…キャリア発生器、８０３…ＰＷＭ制御回路。
ルタコンデンサ、５…負荷、８…コンバータ制御器、７
１，７２…電圧検出器、７３…電流検出器、８１，８
６，８９…減算器、８２…電圧制御器、８３…加算器、
８４…正弦波発生器、８５…乗算器、８７…電流制御
器、８８…除算器、９１…キャリア周波数変調器、９２
…キャリア位相信号発生器、８０１…位相信号発生器、
８０２…キャリア発生器、８０３…ＰＷＭ制御回路。
Claims (3)
- 【請求項１】自己消弧能力を持つ素子で構成される電力
変換器と、上記電力変換器の直流側に接続され、フィル
タコンデンサを含む直流ステージ回路とで構成される電
力変換装置において、 上記電力変換器のスイッチング周波数を周期的に変化さ
せる手段を有することを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】請求項１において、上記電力変換器のスイ
ッチング周波数を周期的に変化させる手段は、キャリア
信号の周波数を周期的に変化させる手段である電力変換
装置。 - 【請求項３】請求項１または２において、上記電力変換
器のスイッチング周波数の変化周波数は、上記電力変換
器の動作基本周波数の整数倍である電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7298073A JPH09140165A (ja) | 1995-11-16 | 1995-11-16 | 電力変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7298073A JPH09140165A (ja) | 1995-11-16 | 1995-11-16 | 電力変換器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09140165A true JPH09140165A (ja) | 1997-05-27 |
Family
ID=17854803
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7298073A Pending JPH09140165A (ja) | 1995-11-16 | 1995-11-16 | 電力変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09140165A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006067638A (ja) * | 2004-08-24 | 2006-03-09 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2007020320A (ja) * | 2005-07-08 | 2007-01-25 | Yaskawa Electric Corp | Ｐｗｍインバータ装置とその制御方法 |
| AT504106B1 (de) * | 2006-08-24 | 2008-03-15 | Elin Ebg Traction Gmbh | Verfahren zur regelung eines netzstromrichters für schienenfahrzeuge |
| WO2009110479A1 (ja) | 2008-03-07 | 2009-09-11 | 株式会社 東芝 | 電気車駆動装置 |
| JP2010130850A (ja) * | 2008-11-28 | 2010-06-10 | Toshiba Corp | 電気車用電力変換装置 |
| JP2010207084A (ja) * | 2010-05-10 | 2010-09-16 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2012143156A (ja) * | 2012-04-27 | 2012-07-26 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| WO2014020884A1 (ja) * | 2012-07-31 | 2014-02-06 | 株式会社デンソー | モータ駆動装置 |
-
1995
- 1995-11-16 JP JP7298073A patent/JPH09140165A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US7949443B2 (en) | 2008-03-07 | 2011-05-24 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Electric-vehicle driving apparatus |
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| US9438160B2 (en) | 2012-07-31 | 2016-09-06 | Denso Corporation | Motor drive apparatus |
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