JP5545092B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、少なくともコンバータ及びその制御部を備えた電力変換装置に関し、詳しくは、例えば高電圧の単相交流架線から給電される交流電気車に適用され、主変圧器の２次側に接続されるコンバータと、このコンバータの直流側に接続されて車両駆動用誘導電動機に可変電圧・可変周波数の３相交流電力を供給するインバータとを備えたコンバータ・インバータシステムにおけるコンバータの入力電力量演算技術に関するものである。

図２は、交流電気車用のコンバータ・インバータシステムの従来技術を示す構成図であり、例えば、特許文献１や非特許文献１に記載されているものである。
この従来技術は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御によってコンバータの交流側電圧を２つの電圧レベルに制御するものであり、いわゆる２レベルコンバータ・インバータシステムとして知られている。

図２において、車両駆動電力は単相の交流架線からパンタグラフ１を通して主変圧器２の１次巻線２１に供給され、車輪３及びレールを介して帰還される。主変圧器２は、１次巻線２１に供給される高電圧の１次電圧Ｖ_１を、２次巻線２２及び３次巻線２３により、負荷に適合する２次電圧Ｖ_２及び３次電圧Ｖ_３にそれぞれ降圧する。

コンバータ５は、入力された２次電圧Ｖ_２を半導体スイッチング素子５１〜５４のオンオフ動作により直流電圧Ｅ_ｄに変換して出力する。コンデンサ６は、コンバータ５の出力電圧に含まれるリプル電圧を平滑するためにコンバータ５の直流出力端子間（直流中間回路）に接続される。
一方、インバータ８は、コンデンサ６により平滑された直流電圧Ｅ_ｄをスイッチング素子のオンオフ動作により３相交流電力に変換し、電気車駆動用の誘導電動機９に可変電圧・可変周波数の交流電力を供給する。

コンバータ制御部１０は、コンバータ制御ソフト部１０１及び電力量演算ソフト部１０２から構成されている。
コンバータ制御ソフト部１０１は、後述するようにコンバータ５の力率１制御機能及び直流電圧一定制御機能を備え、ＰＷＭ制御によりコンバータ５のスイッチング素子５１〜５４に対するゲート駆動パルスを生成して出力する。電力量演算ソフト部１０２は、力行動作時及び回生動作時の電力変換装置の消費電力量（コンバータ５の入力電力量）を演算し、その電力量をモニタ（伝送）ソフトへ送信する。

前記３次巻線２３の３次電圧Ｖ_３は、エアコンや照明器具等の車載補機１１に電源電圧として供給されると共に、交流電圧検出器１２及びバンドパスフィルタ１３により３次電圧検出値ｖ_３に変換されてコンバータ制御部１０に入力される。
また、コンバータ５の入力電流Ｉ_２は交流電流検出器４により検出され、２次電流検出値ｉ_２としてコンバータ制御部１０に入力される。直流中間回路の電圧Ｅ_ｄは直流電圧検出器７により検出され、直流電圧検出値ｅ_ｄとしてコンバータ制御部１０に入力される。

図３は、前記電力量演算ソフト部１０２において、従来用いられている電力量演算方法の一例を示す機能ブロック図である。
なお、図３において、「ハードウェア」と記した部分は、図２における３次電圧検出値ｖ_３を得るための交流電圧検出器１２及びバンドパスフィルタ１３、並びに、２次電流検出値ｉ_２を得るための交流電流検出器４に相当している。

３次電圧検出値ｖ_３は電力量演算ソフト部１０２に入力され、２次電圧換算手段１０２ａにより２次電圧（瞬時値）Ｖ_２ｅに換算される。２次電流検出値ｉ_２は、２次電流換算手段１０２ｂにより２次電流（瞬時値）Ｉ_２ｅに換算される。Ｖ_２ｅとＩ_２ｅとは乗算手段１０２ｃにより乗算されて瞬時電力Ｗ_ｅに変換される。力行動作時は力行選択接点機能ＰＣがオンとなり、Ｗ_ｅが力行電力積算手段１０２ｄにより積算され、力行電力量ＷＴ_Ｐとして出力される。また、回生動作時は回生選択接点機能ＧＣがオンとなり、Ｗ_ｅが回生電力積算手段１０２ｅにより積算され、回生電力量ＷＴ_Ｇとして出力される。
これらの電力量ＷＴ_Ｐ，ＷＴ_Ｇはモニタ（伝送）ソフト１０３の通信処理部１０３ａに送信され、車上にてモニタされる。

次に、図４は、主変圧器２の３次電圧を２次電圧に換算する理論を説明するための主変圧器及び負荷回路を示す構成図である。なお、図４におけるコンバータ・インバータシステム２００は、図２におけるコンバータ５及びインバータ８を含む主回路と、コンバータ制御部１０とを纏めて示したものであり、その他の構成要素には図２と同じ符号を付してある。

図４において、Ｚ_１，Ｚ_２及びＺ_３は主変圧器２の１次巻線２１、２次巻線２２及び３次巻線２３のインピーダンスであり、それぞれ、巻線の漏洩インダクタンス、抵抗等が含まれる。Ｉ_１，Ｉ_２及びＩ_３は各巻線２１，２２，２３を流れる電流であり、Ｖ_１’，Ｖ_２’及びＶ_３’は各巻線２１，２２，２３の誘起電圧である。また、Ｖ_１，Ｖ_２及びＶ_３は各巻線２１，２２，２３の端子電圧であり、それぞれ、１次電圧、２次電圧及び３次電圧と呼ぶ。

ここで、本来的に、コンバータ・インバータシステム２００の電力量は、図４において、瞬時入力電力値としての［Ｖ_２瞬時値］×［Ｉ_２瞬時値］の積算値でなければならない。
しかるに、従来の［Ｖ_２瞬時値］，［Ｉ_２瞬時値］の近似値演算は、図３に示したように、それぞれ、３次電圧検出値ｖ_３と２次電流検出値ｉ_２とを用いて行われている。

ここで、３次電圧Ｖ_３を２次電圧Ｖ_２に換算する方法としては、一般にＶ_３×（Ｖ_２’／Ｖ_３’）の換算式が用いられているが、これは、３次電圧Ｖ_３の負荷がゼロの時、すなわちＩ_３＝０でＶ_３＝Ｖ_３’となる時にのみ成り立つ式である。しかしながら、３次電圧Ｖ_３を電源とする負荷は、車載補機１１の起動時や車両のセクション通過時等に大きく変動するので、常にＶ_３＝Ｖ_３’になるとは限らない。更に、２次電圧Ｖ_２は、Ｉ_２のＺ_２による電圧降下（Ｉ_２×Ｚ_２）によって変動するが、従来の３次電圧Ｖ_３を２次電圧Ｖ_２に換算する方法では、上記電圧降下（Ｉ_２×Ｚ_２）による変動分は考慮されていない。
このように、２次電圧Ｖ_２は主変圧器２の３次巻線２３及び２次巻線２２の負荷変動により変化するので、図３に示した従来の方法では、３次電圧Ｖ_３を２次電圧（瞬時値）Ｖ_２ｅに精度よく換算しているとは言えない。

一方、２次電流Ｉ_２については、図２に示したように交流電流検出器４によって精度よく電流検出値ｉ_２が得られ、図３の２次電流換算手段１０２ｂによって２次電流（瞬時値）Ｉ_２ｅに換算されるので、常にＩ_２ｅ＝Ｉ_２となる。
以上のように、図３に示す従来技術を用いる限り、２次電圧（瞬時値）Ｖ_２ｅは３次電圧Ｖ_３を精度よく換算したものとはならないため、コンバータ・インバータシステム２００における入力電力量の演算精度は満足できるものではなかった。

特許第２９４６１０６号公報（第６頁右欄第４６行〜第８頁右欄第２０行、第１図〜第３図等）

「最新電気鉄道工学」，Ｐ.６０〜Ｐ.６７，社団法人電気学会，電気鉄道における教育調査専門委員会編

図３に示した従来技術によりコンバータ・インバータシステム２００の入力電力量を演算する場合には、３次電圧Ｖ_３から換算した２次電圧（瞬時値）Ｖ_２ｅが真値に一致するように、如何に精度よく換算されるかが電力量演算精度の向上に当たっての課題である。そのためには、２次電圧（瞬時値）Ｖ_２ｅを正確に検出して［Ｖ_２瞬時値］×［Ｉ_２瞬時値］により瞬時電力Ｗ_ｅを求め、この瞬時電力Ｗ_ｅを積算すればよいことは前述のとおりである。

ここで、図５はコンバータ５が力率１制御されているときの、図４における２次巻線２２側の電圧及び電流の基本波成分の関係を表したものであり、図５（ａ）は力行時、図５（ｂ）は回生時のベクトル図である（なお、ベクトルを示す記号「→」は、本文中では便宜的に省略する）。また、図６（ａ），（ｂ）は、図５（ａ），（ｂ）に対応して、それぞれ、力行時及び回生時のコンバータ５の入力電圧の瞬時値Ｖ_２ｐと基本波電圧Ｖ_２とを示した波形図である。

図５（ａ），（ｂ）において、電源周波数をｆ_ｓとするとω＝２πｆ_ｓであり、２次巻線インピーダンスＺ_２は漏れインダクタンスＬ_ｚ２が主要部を占めるので、Ｚ_２＝Ｌ_ｚ２として近似している。Ｉ_２とＶ_２’とは、力行動作時は同相、回生動作時は逆相となるように、Ｖ_２の基本波電圧位相θが図２のコンバータ制御ソフト部１０１によって制御される。

図２において、コンバータ５を構成する半導体スイッチング素子５１〜５４は、図５に示す正弦波状の基本波電圧Ｖ_２を変調波として周波数ｆ_ｃのキャリア波により変調された駆動パルス（ＰＷＭパルス）により駆動される。その結果、図６に示すように、電圧Ｖ_２の瞬時値Ｖ_２ｐは波高値がＥ_ｄ及び−Ｅ_ｄのＰＷＭパルス列電圧となり、この場合、瞬時値Ｖ_２ｐの基本波は図５に示す正弦波状の電圧Ｖ_２に一致する。

前述した如く、コンバータ・インバータシステム２００の入力電力量の演算精度を向上させるには、［Ｖ_２瞬時値］×［Ｉ_２瞬時値］の積算値を演算するためにＶ_２瞬時値を高精度に求める必要がある。実際に図２のコンバータ５の入力側に電圧検出器を取り付けて求めたＶ_２の電圧波形は、図６に示す瞬時値Ｖ_２ｐのようなパルス列電圧になる。

スイッチング素子５１〜５４としてＩＧＢＴを用いた場合のキャリア周波数ｆ_ｃは、一般に２［ｋＨｚ］程度まで上げられることがある。このような高周波のパルス列電圧からなる瞬時値Ｖ_２ｐを正確に検出するためには、電圧サンプリング周波数を数１０倍以上、すなわち、１００［ｋＨｚ］程度に設定しなければならず、これはソフトウェア構成の上で大きな負担となるので実用的ではない。
一方、コンバータ５の交流入力側に電圧検出器を設けてその出力をフィルタに通して基本波を求めることも可能であるが、キャリヤ周波数ｆ_ｃが変化した場合、基本波電圧が常に正確に検出されるとは限らない。しかも、このような瞬時電圧検出方法では、電圧検出器、フィルタ等のハードウェア部品を追加することが必要となる。

そこで、本発明の解決課題は、ハードウェア部品を追加することなく、コンバータ入力電圧の瞬時値を正確に求めて入力電力量を高精度に演算可能とした電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、複数の半導体スイッチング素子のオンオフにより交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、前記直流電圧を一定に制御し、かつ前記コンバータの力率を１に保つように、ＰＷＭ制御によって前記スイッチング素子をオンオフさせるための駆動パルスを生成するコンバータ制御部と、を少なくとも備えた電力変換装置において、
前記コンバータ制御部は、
前記ＰＷＭ制御を行うための変調波として前記コンバータの基本波入力電圧を演算する手段と、
前記基本波入力電圧を電圧瞬時値に換算する電圧換算手段と、
前記コンバータの入力電流を電流瞬時値に換算する電流換算手段と、
前記電圧瞬時値と電流瞬時値との乗算値を積算して前記コンバータの入力電力量を演算する手段と、を備えたものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換装置において、
前記コンバータは力行動作及び回生動作が可能であり、前記コンバータ制御部は、力行電力量と回生電力量とを分離して積算する機能を備えたものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した電力変換装置において、
前記コンバータ制御部における演算及び換算機能をソフトウェアにより実現することを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載した電力変換装置において、
前記コンバータの直流側に、平滑用のコンデンサを介してインバータが接続されていることを特徴とする。

本発明においては、コンバータを備えた電力変換装置の入力電力量を演算するために、コンバータの入力電圧の瞬時値を、入力側の力率が１となるようにコンバータをＰＷＭ制御するための変調波に基づいて生成する。この変調波は、ＰＷＭパルス列電圧よりなるコンバータの基本波入力電圧を現すものであるため、この基本波入力電圧からコンバータの入力電圧の瞬時値を生成すれば、その中に主変圧器の３次巻線の負荷変動による電圧降下や２次巻線のインピーダンスの影響による補償も包含されているので、電圧瞬時値として、より正確な値となる。
コンバータの入力電圧瞬時値と、入力電流検出値から求めた入力電流瞬時値とを乗算して瞬時電力を演算し、これを力行時と回生時に分けて積算することにより、コンバータひいては電力変換装置の入力電力量を高精度に演算することができる。また、これらの演算はすべてソフトウェアによって処理可能であるから、ハードウェア部品の追加が不要であり、回路構成の簡略化、装置の小型化等が可能になる。

本発明の実施形態に係るコンバータ制御部の機能ブロック図である。 交流電気車に適用されるコンバータ・インバータシステムの従来技術を示す構成図である。 図２の電力量演算ソフト部において、従来用いられている電力量演算方法の一例を示す機能ブロック図である。 図２における主変圧器及び負荷回路を示す構成図である。 図４における２次巻線側の電圧及び電流の基本波成分の関係を示すベクトル図である。 コンバータの入力電圧波形の説明図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の実施形態に係るコンバータ制御部１１０の機能ブロック図であり、図２に示した従来のコンバータ制御部１０に代わるものである。
すなわち、図１に示すコンバータ制御部１１０内のコンバータ制御ソフト部１１１には、主変圧器２の３次電圧検出値ｖ_３と２次電流検出値ｉ_２と直流電圧検出値ｅ_ｄとが入力されて、コンバータ５の半導体スイッチング素子５１〜５４に対する駆動パルスが生成され、出力される。また、電力量演算ソフト部１１２には、コンバータ制御ソフト部１１１により演算される後述の入力基本波電圧Ｖ_ｃと前記２次電流検出値ｉ_２とが入力されて、力行電力量ＷＴ_Ｐ及び回生電力量ＷＴ_Ｇが演算され、出力される。これらの電力量ＷＴ_Ｐ，ＷＴ_Ｇは、図３と同様に車上でモニタするために外部に送信されるようになっている。
なお、電力量演算ソフト部１１２の機能は、電圧換算手段ＣＯＮ_ｖを除けば基本的に図３の電力量演算ソフト部１０２と同一であり、上記電圧換算手段ＣＯＮ_ｖ、２次電流換算手段ＣＯＮ_ｉ、力行選択接点機能ＰＣ、回生選択接点機能ＧＣ及び力行電力積算手段ＩＮＴ_Ｐからなるものである。

図１のコンバータ制御ソフト部１１１において、図２における直流中間回路の電圧Ｅ_ｄを一定値に制御するために、直流電圧指令値ｅ_ｄ ^＊が加算手段ＡＤ_１に入力されて直流電圧検出値ｅ_ｄとの偏差が算出され、この偏差がゼロ（ｅ_ｄ＝ｅ_ｄ ^＊）となるように電圧調節手段ＡＶＲが調節動作する。電圧調節手段ＡＶＲの出力は直流量Ｉ_ｓ ^＊のコンバータ入力電流指令値となる。
主変圧器２の３次電圧検出値ｖ_３は位相検出手段１１１ａに入力され、電源電圧のゼロクロス点が検出されると共に、基準正弦波データ１１１ｂを介して電源電圧と同位相の正弦波信号√２sinθが生成される。ここで、電源電圧のゼロクロス点は理論的には２次電圧から検出されるべきであるが、実際には、例えば特許第２５０９８９０号公報（発明の名称：交直変換装置のパルス幅変調制御方式）の第１図に示されるように、電圧の低い３次電圧から検出されている。

乗算手段ＭＰ_１はＩ_ｓ ^＊×√２sinθの演算を行い、電源電圧と同位相の正弦波電流指令値ｉ_ｓ ^＊（＝Ｉ_ｓ ^＊√２sinθ）を加算手段ＡＤ_２に出力する。
加算手段ＡＤ_２では、上記の電流指令値ｉ_ｓ ^＊と主変圧器２の２次電流検出値ｉ_２との偏差を算出し、この偏差がゼロ（ｉ_２＝ｉ_ｓ ^＊、すなわちｉ_２＝ｉ_ｓ ^＊＝Ｉ_ｓ ^＊√２sinθ）となるように電流調節手段ＡＣＲが調節動作することにより、電圧信号ｅ_ｃを出力する。

上記電圧信号ｅ_ｃには、加算手段ＡＤ_３により主変圧器２の３次電圧検出値ｖ_３が加算され、その出力はｅ_ｃ０＝ｅ_ｃ＋ｖ_３となる。このｅ_ｃ０は、除算器ＤＶにおいて直流電圧検出値ｅ_ｄにより除算して基準化され、コンバータ入力基本波電圧Ｖ_ｃとなる。このコンバータ入力基本波電圧Ｖ_ｃは、前述した図５のベクトル図におけるＶ_２に一致する。
上記基本波電圧Ｖ_ｃはＰＷＭ演算手段ＰＷＭの変調波となり、キャリア波との比較により生成したパルス列電圧をコンバータ５のスイッチング素子５１〜５４の駆動パルスとして出力する。

以上の説明より、前述した［Ｖ_２瞬時値］×［Ｉ_２瞬時値］の積算値を演算するために、コンバータ入力電圧Ｖ_２をＰＷＭ制御するための基本波電圧Ｖ_ｃの瞬時値を［Ｖ_２瞬時値］に代わって用いれば、より正確に入力電力量を演算できることがわかる。
すなわち本実施形態では、図１の電力量演算ソフト部１１２において、乗算手段ＭＰ_０が、
［Ｖ_ｃから換算した電圧瞬時値：Ｖ_２ｅ］×［Ｉ_２（ｉ_２）から換算した電流瞬時値：Ｉ_２ｅ］を演算して瞬時電力を求め、この瞬時電力を力行電力積算手段ＩＮＴ_Ｐ及び回生電力積算手段ＩＮＴ_Ｇが積算することにより、入力電力量を演算するものである。

なお、電力量演算ソフト部１１２において、電圧換算手段ＣＯＮ_ｖは基本波電圧Ｖ_ｃを実電圧の瞬時値Ｖ_２ｅに換算し、電流換算手段ＣＯＮ_ｉは２次電流検出値ｉ_２を実電流の瞬時値Ｉ_２ｅに換算する。力行選択接点機能ＰＣ、回生選択接点機能ＧＣ、力行電力積算手段ＩＮＴ_Ｐ及び回生電力積算手段ＩＮＴ_Ｇの機能は図３と同様であり、各積算手段ＩＮＴ_Ｐ，ＩＮＴ_Ｇから出力される電力量がモニタ（伝送）処理部に送信されて車上にてモニタされることになる。

本発明は、いわゆるコンバータ・インバータ方式の電力変換装置ばかりでなく、少なくともコンバータ及びその制御部を備えた電力変換装置一般に利用可能である。

１：パンタグラフ
２：主変圧器
２１：１次巻線
２２：２次巻線
２３：３次巻線
３：車輪
４：交流電流検出器
５：コンバータ
５１〜５４：半導体スイッチング素子
６：コンデンサ
７：直流電圧検出器
８：インバータ
９：誘導電動機
１０：コンバータ制御部
１０１：コンバータ制御ソフト部
１０２：電力量演算ソフト部
１０３：モニタソフト
１０３ａ：通信処理部
１１：車載補機
１２：交流電圧検出器
１３：バンドパスフィルタ
１１０：コンバータ制御部
１１１：コンバータ制御ソフト部
１１１ａ：位相検出手段
１１１ｂ：基準正弦波データ
１１２：電力量演算ソフト部
２００：コンバータ・インバータシステム
ＡＤ_１，ＡＤ_２，ＡＤ_３：加算手段
ＡＶＲ：電圧調節手段
ＡＣＲ：電流調節手段
ＭＰ_０，ＭＰ_１：乗算手段
ＤＶ：除算手段
ＰＷＭ：ＰＷＭ演算手段
ＣＯＮ_ｖ：電圧換算手段
ＣＯＮ_ｉ：電流換算手段
ＰＣ：力行選択接点機能
ＧＣ：回生選択接点機能
ＩＮＴ_Ｐ：力行電力積算手段
ＩＮＴ_Ｇ：回生電力積算手段

Claims (4)

1. 複数の半導体スイッチング素子のオンオフにより交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、前記直流電圧を一定に制御し、かつ前記コンバータの力率を１に保つように、ＰＷＭ制御によって前記スイッチング素子をオンオフさせるための駆動パルスを生成するコンバータ制御部と、を少なくとも備えた電力変換装置において、
   前記コンバータ制御部は、
   前記ＰＷＭ制御を行うための変調波として前記コンバータの基本波入力電圧を演算する手段と、
   前記基本波入力電圧を電圧瞬時値に換算する電圧換算手段と、
   前記コンバータの入力電流を電流瞬時値に換算する電流換算手段と、
   前記電圧瞬時値と電流瞬時値との乗算値を積算して前記コンバータの入力電力量を演算する手段と、
   を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載した電力変換装置において、
   前記コンバータは力行動作及び回生動作が可能であり、
   前記コンバータ制御部は、力行電力量と回生電力量とを分離して積算する機能を備えたことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または２に記載した電力変換装置において、
   前記コンバータ制御部における演算及び換算機能をソフトウェアにより実現することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載した電力変換装置において、
   前記コンバータの直流側に、平滑用のコンデンサを介してインバータが接続されていることを特徴とする電力変換装置。

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