JP3955287B2 - モータ駆動用インバータ制御装置および空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いたモータ駆動用インバータ制御装置に関し、更に、インバータ装置としてモータ駆動用インバータ制御装置を用いた空気調和機に関するものである。

汎用インバータなどで用いられている一般なインダクションモータ駆動用インバータ制御装置として、図２０に示すようなＶ／Ｆ制御方式のインダクションモータ駆動用インバータ制御装置がよく知られている（例えば、非特許文献１参照）。

図２０において、主回路は直流電源装置２０３と、インバータ３とインダクションモータ４とから構成されており、直流電源装置２０３については、交流電源１と、整流回路２と、インバータ３の直流電圧源のために電気エネルギーを蓄積する平滑コンデンサ２０２と、交流電源１の力率改善用リアクタ２０１から構成されている。

一方、制御回路では、外部から与えられたインダクションモータ４の速度指令Ｗ^*に基づいてインダクションモータ４に印加するモータ電圧値を決定するＶ／Ｆ制御パターン７と、Ｖ／Ｆ制御パターン７から決定されるモータ電圧値に基づいてインダクションモータ４のモータ電圧指令値を作成するモータ電圧作成手段８と、モータ電圧作成手段８から作成されたモータ電圧指令値に基づいてインバータ３のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御手段１２から構成されている。

なお、一般的なＶ／Ｆ制御パターン７の一例を図２１に示す。図２１に示すように速度指令Ｗ^*に対してインダクションモータ４に印加するモータ電圧値が一義的に決定するような構成となっている。一般的には、速度指令Ｗ^*とモータ電圧値の値をテーブル値としてマイコン等の演算装置のメモリに記憶させ、テーブル値以外の速度指令Ｗ^*に対してはテーブル値から線形補間することでモータ電圧値を導出している。

ここで、交流電源１が２２０Ｖ（交流電源周波数５０Ｈｚ）、インバータ３の入力が１．５ｋＷ、平滑コンデンサ２０２が１５００μＦのとき、力率改善用リアクタ２０１が５ｍＨおよび２０ｍＨの場合における交流電源電流の高調波成分と交流電源周波数に対する次数との関係を図２２に示す。図２２はＩＥＣ（国際電気標準会議）規格と併せて示したもので、力率改善用リアクタ２０１が５ｍＨの場合には特に第３高調波成分がＩＥＣ規格のそれを大きく上回っているが、２０ｍＨの場合には４０次までの高調波成分においてＩＥＣ規格をクリアしていることがわかる。

そのため特に高負荷時においてもＩＥＣ規格をクリアするためには力率改善用リアクタ２０１のインダクタンス値を更に大きくするなどの対策を取る必要があり、インバータ装置の大型化や重量増加、更にはコストＵＰを招くという不都合があった。

そこで、力率改善用リアクタ２０１のインダクタンス値の増加を抑え、電源高調波成分の低減と高力率化を達成する直流電源装置として、例えば図２３に示すような直流電源装置が提案されている（例えば、特許文献１）。

図２３において、交流電源１の交流電源電圧を、ダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続してなる全波整流回路の交流入力端子に印加し、その出力をリアクトルＬｉｎを介して中間コンデンサＣに充電し、この中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電して、負荷抵抗ＲＬに直流電圧を供給する。この場合、リアクトルＬｉｎの負荷側と中間コンデンサＣを接続する正負の直流電流経路にトランジスタＱ１を接続し、このトランジスタＱ１をベース駆動回路Ｇ１で駆動する構成となっている。

また、ベース駆動回路Ｇ１にパルス電圧を印加するパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２と、ダミー抵抗Ｒｄｍとを更に備えており、パルス発生回路Ｉ１、Ｉ２は、それぞれ交流電源電圧のゼロクロス点を検出する回路と、ゼロクロス点の検出から交流電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧と等しくなるまでダミー抵抗Ｒｄｍにパルス電流を流すパルス電流回路とで構成されている。

ここで、パルス発生回路Ｉ１は交流電源電圧の半サイクルの前半にてパルス電圧を発生させ、パルス発生Ｉ２は交流電源電圧の半サイクルの後半にてパルス電圧を発生させるようになっている。

なお、トランジスタＱ１をオン状態にしてリアクトルＬｉｎに強制的に電流を流す場合、中間コンデンサＣの電荷がトランジスタＱ１を通して放電することのないように逆流防止用ダイオードＤ５が接続され、更に、中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電する経路に、逆流防止用ダイオードＤ６と、平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃが直列に接続されている。

上記の構成によって、交流電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧を超えない位相区間の一部または全部においてトランジスタＱ１をオン状態にすることによって、装置の大型化を抑えたままで、高調波成分の低減と高力率化を達成することができる。

「インバータドライブハンドブック」の６６１〜７１１頁、インバータドライブハンドブック編集委員会編、１９９５年初版、日刊工業新聞社発行 特開平９−２６６６７４号公報

しかしながら、上記従来の構成では、容量の大きな平滑用コンデンサＣＤとリアクトルＬｉｎ（特許文献１では１５００μＦ、６．２ｍＨ時のシミュレーション結果について記載されている）とを以前として有したままであり、更に中間コンデンサＣとトランジスタＱ１とベース駆動回路Ｇ１とパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２とダミー抵抗Ｒｄｍと逆流防止用ダイオードＤ５、Ｄ６と平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃとを具備することで、装置の大型化や部品点数の増加に伴なうコストＵＰを招くという課題を有していた。

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、モータ電流の変動量を低減することで、更なる小型・軽量・低コスト化を図ったモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明は、交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータを備えたモータ駆動用インバータ制御装置であって、整流回路はダイオードブリッジと、ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される所定のリアクタで構成され、インバータの直流母線間には、モータの回生エネルギーを吸収するための所定のコンデンサを設け、外部から与えられるモータの速度指令値に基づき、モータのモータ電圧指令値を作成するモータ電圧指令作成手段と、インバータの直流電圧値を検出するＰＮ電圧検出手段と、予め設定されたインバータの直流電圧基準値とＰＮ電圧検出手段から得られるインバータの直流電圧検出値との比率を導出するＰＮ電圧補正手段と、モータ電圧指令作成手段から得られるモータ電圧指令値とＰＮ電圧補正手段の出力値であるＰＮ電圧補正係数とを掛け合わせることによりモータ電圧指令値の電圧補正を行ない、モータのモータ電圧指令補正値を作成するモータ電圧指令補正手段と、モータのモータ電流を検出するモータ電流検出手段と、モータ電流検出手段から得られるモータ電流検出値から前記モータ電流の変動量を導出し、モータ電流変動量に基づいて係数を導出するビート量補正手段と、モータ電圧指令補正手段から得られるモータ電圧指令補正値とビート量補正手段の出力値とを掛け合わせることによりモータ電圧指令補正値の電圧補正を行ない、モータへの印加電圧指令値を作成する第２モータ電圧指令補正手段とを備えるものである。

上記の構成によって、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、インバータ直流電圧が大幅に変動してモータの駆動が困難あるいは不可能となる場合でも、ＰＮ電圧補正手段によりモータに印加する電圧をほぼ一定にすることでモータの駆動を維持することが可能となり、更にビート量補正手段によりモータ電流の変動量を抑制することで損失低減や素子の電流容量低減によるモータ駆動用インバータ制御装置の更なる小型・軽量・低コスト化を図ることが可能である。

また、ビート量補正手段は、モータ電流検出値の平均演算によりモータ電流変動量を導出するものである。

上記の構成によって、簡単な演算によりモータ電流変動量を導出することができるため、マイコン等の演算手段における演算量やメモリの大幅な増加を防ぐことができ、同等コストの演算手段で構成することが可能である。

また、ビート量補正手段は、インバータの運転周波数の周期毎にモータ電流検出値の平均値を導出し、モータ電流検出値の平均値を導出している期間においては少なくとも１周期前のモータ電流検出値の平均値をモータ電流変動量とし、モータ電流検出値の平均値を導出している期間が終了すればモータ電流変動量を新たに更新するものである。

上記の構成によって、インバータの運転周波数の周期毎にモータ電流検出値の平均値を導出しているため、マイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能である。

また、ビート量補正手段は、モータ電流検出値の正負の割合を導出し、正負の割合の平均演算によりモータ電流変動量を導出するものである。

上記の構成によって、モータ電流検出値をそのまま平均演算するのに対して、マイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減を図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能である。

また、ビート量補正手段は、インバータの運転周波数の周期毎に正負の割合の平均値を導出し、正負の割合の平均値を導出している期間においては少なくとも１周期前の正負の割合の平均値をモータ電流変動量とし、正負の割合の平均値を導出している期間が終了すればモータ電流変動量を新たに更新するものである。

上記の構成によって、インバータの運転周波数の周期毎に正負の割合の平均値を導出しているため、インバータの運転周波数の周期毎にモータ電流検出値の平均値を導出する場合よりも更にマイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能である。

また、ビート量補正手段は、モータ電流検出値の１次遅れ演算によりモータ電流変動量を導出するものである。

上記の構成によって、モータ電流検出値を平均演算するのに対して、マイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能である。

また、ビート量補正手段は、インバータの運転周波数が１次遅れ演算におけるカットオフ周波数よりも大きい場合のみモータ電流変動量を抑制するものである。

上記の構成によって、モータのモータ電流がハンチングするような不安定現象を回避することができる。

また、ビート量補正手段は、１次遅れ演算に伴なう時間遅れを補償する遅延時間補償手段を備えるものである。

上記の構成によって、１次遅れ演算に伴なう遅延時間を補償することができるため、モータ電流変動量の抑制効果の向上を図ることが可能である。

また、ビート量補正手段は、モータ電流検出値からモータ電流の基本波成分を検出する基本波電流検出手段を備え、モータ電流検出値と基本波電流検出手段の出力値との差分によりモータ電流変動量を導出するものである。

上記の構成によって、モータ電流検出値を1次遅れ演算するのに対して、マイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能である。

また、基本波電流検出手段は、モータ電流検出値を３相／２相変換したものを１次遅れ演算し、更に２相／３相変換することでモータ電流基本波成分を導出するものである。

上記の構成によって、モータ電流検出値を３相交流から２相直流に変換した後で１次遅れ演算するため、リアルタイムにて時間遅れなくモータ電流変動量を導出することによりモータ電流変動量の抑制効果の向上を図ることが可能である。

また、モータ電流変動量が予め設定されたモータ電流変動量の設定値よりも大きい場合のみモータ電流変動量の抑制をするものである。

上記の構成によって、モータ電流変動量が予め設定されたモータ電流変動量の設定値よりも大きい場合のみモータ電流変動量の抑制をすることで効果的にモータ電流変動量の抑制をすることができ、更にマイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能である。

また、インバータの運転周波数が予め設定されたインバータ運転周波数設定値よりも大きい場合のみモータ電流変動量の抑制をするものである。

上記の構成によって、インバータの運転周波数が予め設定されたインバータ運転周波数設定値よりも大きい場合のみモータ電流変動量の抑制をすることで効果的にモータ電流変動量の抑制をすることができ、更にマイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能である。

また、モータが加速あるいは減速するような過渡状態においては前記モータ電流変動量の抑制をしないものである。

上記の構成によって、モータが加速あるいは減速するような過渡状態でのモータ電流変動量の抑制をしないことでモータのモータ電流がハンチングするような不安定現象を回避することができ、更にマイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能である。

また、モータ電流検出手段は、インバータの母線電流に流れる電流を検出する電流検出器を備えるものであり、インバータの過電流保護のためにインバータの直流母線に予め設けられているシャント抵抗を電流検出器として兼用し、電流検出器の出力値からキャリア周波数に同期してモータ電流を検出するものである。

上記の構成によって、電流センサを用いる場合に比べて、モータ電流検出手段にかかるコストを必要最小限とすることが可能である。

上記から明らかなように、本発明は、交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータとを含み、整流回路はダイオードブリッジと、ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される所定のリアクタで構成され、インバータの直流母線間には、モータの回生エネルギーを吸収するための所定のコンデンサを設け、外部から与えられるモータの速度指令値に基づき、モータのモータ電圧指令値を作成するモータ電圧指令作成手段と、インバータの直流電圧値を検出するＰＮ電圧検出手段と、予め設定されたインバータの直流電圧基準値とＰＮ電圧検出手段から得られるインバータの直流電圧検出値との比率を導出するＰＮ電圧補正手段と、モータ電圧指令作成手段から得られるモータ電圧指令値とＰＮ電圧補正手段の出力値であるＰＮ電圧補正係数とを掛け合わせることによりモータ電圧指令値の電圧補正を行ない、モータのモータ電圧指令補正値を作成するモータ電圧指令補正手段と、モータのモータ電流を検出するモータ電流検出手段と、モータ電流検出手段から得られるモータ電流検出値から前記モータ電流の変動量を導出し、モータ電流変動量に基づいて係数を導出するビート量補正手段と、モータ電圧指令補正手段から得られるモータ電圧指令補正値とビート量補正手段の出力値とを掛け合わせることによりモータ電圧指令補正値の電圧補正を行ない、モータへの印加電圧指令値を作成する第２モータ電圧指令補正手段とを備えるもので、この構成によれば、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、インバータ直流電圧が大幅に変動してモータの駆動が困難あるいは不可能となる場合でも、ＰＮ電圧補正手段によりモータに印加する電圧をほぼ一定にすることでモータの駆動を維持することが可能となり、更にビート量補正手段によりモータ電流の変動量を抑制することで損失低減や素子の電流容量低減によるモータ駆動用インバータ制御装置の更なる小型・軽量・低コスト化を図ることが可能であるという効果を奏する。

また、本発明は、ビート量補正手段は、モータ電流検出値の平均演算によりモータ電流変動量を導出するもので、この構成によれば、簡単な演算によりモータ電流変動量を導出することができるため、マイコン等の演算手段における演算量やメモリの大幅な増加を防ぐことができ、同等コストの演算手段で構成することが可能であるという効果を奏する。

また、本発明は、ビート量補正手段は、インバータの運転周波数の周期毎にモータ電流検出値の平均値を導出し、モータ電流検出値の平均値を導出している期間においては少なくとも１周期前のモータ電流検出値の平均値をモータ電流変動量とし、モータ電流検出値の平均値を導出している期間が終了すればモータ電流変動量を新たに更新するもので、この構成によれば、インバータの運転周波数の周期毎にモータ電流検出値の平均値を導出しているため、マイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能であるという効果を奏する。

また、本発明は、ビート量補正手段は、モータ電流検出値の正負の割合を導出し、正負の割合の平均演算によりモータ電流変動量を導出するもので、この構成によれば、モータ電流検出値をそのまま平均演算するのに対して、マイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減を図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能であるという効果を奏する。

また、本発明は、ビート量補正手段は、インバータの運転周波数の周期毎に正負の割合の平均値を導出し、正負の割合の平均値を導出している期間においては少なくとも１周期前の正負の割合の平均値をモータ電流変動量とし、正負の割合の平均値を導出している期間が終了すればモータ電流変動量を新たに更新するもので、この構成によれば、インバータの運転周波数の周期毎に正負の割合の平均値を導出しているため、インバータの運転周波数の周期毎にモータ電流検出値の平均値を導出する場合よりも更にマイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能であるという効果を奏する。

また、本発明は、ビート量補正手段は、モータ電流検出値の１次遅れ演算によりモータ電流変動量を導出するもので、この構成によれば、モータ電流検出値を平均演算するのに対して、マイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能であるという効果を奏する。

また、本発明は、ビート量補正手段は、インバータの運転周波数が１次遅れ演算におけるカットオフ周波数よりも大きい場合のみモータ電流変動量を抑制するもので、この構成によれば、モータのモータ電流がハンチングするような不安定現象を回避することができるという効果を奏する。

また、本発明は、ビート量補正手段は、１次遅れ演算に伴なう時間遅れを補償する遅延時間補償手段を備えるもので、この構成によれば、１次遅れ演算に伴なう遅延時間を補償することができるため、モータ電流変動量の抑制効果の向上を図ることが可能であるという効果を奏する。

また、本発明は、ビート量補正手段は、モータ電流検出値からモータ電流の基本波成分を検出する基本波電流検出手段を備え、モータ電流検出値と基本波電流検出手段の出力値との差分によりモータ電流変動量を導出するもので、この構成によれば、モータ電流検出値を1次遅れ演算するのに対して、マイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能であるという効果を奏する。

また、本発明は、基本波電流検出手段は、モータ電流検出値を３相／２相変換したものを１次遅れ演算し、更に２相／３相変換することでモータ電流基本波成分を導出するもので、この構成によって、モータ電流検出値を３相交流から２相直流に変換した後で１次遅れ演算するため、リアルタイムにて時間遅れなくモータ電流変動量を導出することによりモータ電流変動量の抑制効果の向上を図ることが可能であるという効果を奏する。

また、本発明は、モータ電流変動量が予め設定されたモータ電流変動量の設定値よりも大きい場合のみモータ電流変動量の抑制をするもので、この構成によれば、モータ電流変動量が予め設定されたモータ電流変動量の設定値よりも大きい場合のみモータ電流変動量の抑制をすることで効果的にモータ電流変動量の抑制をすることができ、更にマイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能であるという効果を奏する。

また、本発明は、インバータの運転周波数が予め設定されたインバータ運転周波数設定値よりも大きい場合のみモータ電流変動量の抑制をするもので、この構成によれば、インバータの運転周波数が予め設定されたインバータ運転周波数設定値よりも大きい場合のみモータ電流変動量の抑制をすることで効果的にモータ電流変動量の抑制をすることができ、更にマイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能であるという効果を奏する。

また、本発明は、モータが加速あるいは減速するような過渡状態においては前記モータ電流変動量の抑制をしないもので、この構成によれば、モータが加速あるいは減速するような過渡状態でのモータ電流変動量の抑制をしないことでモータのモータ電流がハンチングするような不安定現象を回避することができ、更にマイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能であるという効果を奏する。

また、モータ電流検出手段は、インバータの母線電流に流れる電流を検出する電流検出器を備えるものであり、インバータの過電流保護のためにインバータの直流母線に予め設けられているシャント抵抗を電流検出器として兼用し、電流検出器の出力値からキャリア周波数に同期してモータ電流を検出するものであり、この構成によれば、電流センサを用いる場合に比べて、モータ電流検出手段にかかるコストを必要最小限とすることが可能であるという効果を奏する。

以下本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下に述べる実施の形態ではインダクションモータ駆動用インバータ制御装置について説明しているが、本発明はインダクションモータ駆動用インバータ制御装置に限ることなく、全てのモータ駆動用インバータ制御装置に適用できるものである。

（実施の形態１）
本発明の第１の実施形態を示すインダクションモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を図１に示す。図１において、主回路は交流電源１と、交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ２と、小容量リアクタ５と、小容量コンデンサ６と、直流電力を交流電力に変換するインバータ３と、インバータ３により変換された交流電力により駆動するインダクションモータ４から構成されている。

一方、制御回路では、外部から与えられた速度指令Ｗ^*に基づいてインダクションモー
タ４に印加するモータ電圧値を決定するＶ／Ｆ制御パターン７と、Ｖ／Ｆ制御パターン７から決定されるモータ電圧値に基づいてインダクションモータ４のモータ電圧指令値を作成するモータ電圧作成手段８と、インバータ３の直流電圧値を検出するＰＮ電圧検出手段９と、予め設定されたインバータ３の直流電圧基準値とＰＮ電圧検出手段９から得られるインバータ３の直流電圧検出値との比率を導出するＰＮ電圧補正手段１０と、モータ電圧指令作成手段８から得られるモータ電圧指令値とＰＮ電圧補正手段１０の出力値であるＰＮ電圧補正係数とを掛け合わせることによりモータ電圧指令値の電圧補正を行ないインダクションモータ４のモータ電圧指令補正値を作成するモータ電圧指令補正手段１１と、インバータ母線電流検出器１３もしくはモータ電流検出器１４ａ、１４ｂによりモータ電流を検出するモータ電流検出手段１５と、モータ電流検出手段１５から得られるモータ電流検出値からモータ電流の変動量を検出し、モータ電流変動量に基づいて係数を導出するビート量補正手段１６と、モータ電圧指令補正手段１１から得られるモータ電圧指令補正値とビート量補正手段１６の出力値とを掛け合わせることによりモータ電圧指令補正値の電圧補正を行ない、インダクションモータ４への印加電圧指令値を作成する第２モータ電圧指令補正手段１７と、第２モータ電圧指令補正手段１７から作成された印加電圧指令値に基づいてインバータ３のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御手段１２とから構成されている。

なお、Ｖ／Ｆ制御パターン７については、上述の従来の技術で説明しているためここでは説明を省略する（図２０の一般的なインダクションモータ駆動用インバータ制御装置）。

以下、具体的な方法について説明する。

モータ電圧指令作成手段では数（１）で表される演算によりモータ電圧指令値ｖ_j ^*（ｊ＝ｕ，ｖ，ｗ）を作成する（以下、同様にｊ＝ｕ，ｖ，ｗとする）。

ここで、Ｖ_mはＶ／Ｆ制御パターン７から決定されるモータ電圧値であり、θ₁は数（２）で表されるように速度指令Ｗ^*を時間積分することで導出する。

なお、マイコン等の演算手段で演算を行う場合は、離散時間系（マイコン等のサンプリング時間をＴ_Sとする）をとるものとし、以下同様に各演算において特に明記しないものには現在値ｎＴ_Sを使用するものとする（例えば、モータ電圧指令値を導出する場合には数（１）のθ₁をθ₁[ｎＴ_S]として演算する）。

また、図２は本発明に係るＰＮ電圧補正手段１０の第１の実施形態を示した図で、ＰＮ電圧補正手段１０では予め設定されたインバータ３の直流電圧基準値Ｖ_pn0とＰＮ電圧検出手段１０から得られるインバータ３の直流電圧検出値ｖ_pnを用いて数（３）のようにＰＮ電圧補正係数ｋ_pnを導出する。

ここで、本発明では小容量コンデンサを用いているため、直流電圧検出値ｖ_pnがゼロとなる場合が生じるので、ゼロ割防止のための微小項δ₀を設定しておく必要がある。

なお、数（３）の微小項δ₀の代わりに、直流電圧検出値ｖ_pnがゼロ以下の場合においてＰＮ電圧補正係数ｋ_pnに予め設定されたＰＮ電圧補正係数の最大値を設定することでゼロ割防止を図ることができる。

即ち、数（４）のようにＰＮ電圧補正係数ｋ_pnを導出しても良い。

ここで、ｋ_pn__maxは予め設定されたＰＮ電圧補正係数の最大値である。

なお、ＰＮ電圧補正手段１０は、ＰＮ電圧補正係数ｋ_pnが少なくとも予め設定された上限値もしくは下限値を有することで、インバータ直流電圧が大幅に変動するような場合でもインダクションモータの駆動を維持することが可能であり、更に予め設定された上限値もしくは下限値を有することで交流電源電流の変動を抑制し、交流電源力率の改善と交流電源電流の高調波成分を抑制することが可能となる。

なお、ＰＮ電圧補正手段１０は、直流電圧検出値が直流電圧基準値よりも大きい場合には直流電圧検出値に比例してＰＮ電圧補正係数ｋ_pnを大きくすることで、インバータ直流電圧が大幅に変動するような場合でもインダクションモータの駆動を維持することが可能であり、更ににインバータ直流電圧が直流電圧基準値よりも大きい場合にＰＮ電圧補正係数を大きくすることでインダクションモータの出力トルクの向上を図ることが可能となる。

また、モータ電圧指令補正手段１１ではモータ電圧指令値ｖ_j ^*とＰＮ電圧補正係数ｋ_pnを用いて数（５）のようにモータ電圧指令補正値ｖ_jh ^*を導出する。

ここで、図１９にモータ電流の周波数分析結果を示す。本発明では小容量コンデンサを用いているため交流電源周波数ｆ_Sの２倍の周波数でインバータ直流電圧が大きく脈動し、図１９のようにモータ電流に、インバータ運転周波数ｆ₁と電源周波数ｆ_Sの偶数倍の周波数との和と差の絶対値｜ｆ₁±２ｎｆ_S｜（ただし、ｎは正の整数である）の周波数成分の変動量が重畳される、いわゆるビート現象が発生し、そのままでは損失増加、あるいは素子の電流容量の増加に伴なう大型化やコストＵＰを招いてしまう。

なお、このときの諸元としては、交流電源１は２２０Ｖ（交流電源周波数は５０Ｈｚ）、小容量リアクタ５のインダクタンス値は０．５ｍＨ、小容量コンデンサ６の容量は１０μＦ、インバータ運転周波数は９０Ｈｚである。

そこで、以下のような方法でモータ電流の変動量を抑制する。

図３は本発明に係るビート量補正手段１６の第１の実施形態を示した図で、モータ電流検出値ｉ_jを積分器３１により積分する際に積分回数カウンター３３にてモータ電流検出値ｉ_jの１周期における積分回数Ｎを記憶しておき、モータ電流平均演算部３２では積分器３１の出力値（モータ電流積分値）を積分回数カウンター３３で記憶した積分回数Ｎで除算することでモータ電流平均値ｉ_j__meanを導出する。

ここで、図１９においてモータ電流検出値ｉ_jは、数（６）のように概ね基本波成分ｉ_1jと変動量△ｉ_jとの合成とすることができるため、モータ電流検出値ｉ_jの平均演算によりモータ電流変動量△ｉ_jを導出できることがわかる。（正弦波あるいは余弦波を平均演算すればゼロとなるため、明白である）

なお、モータ電流基本波成分ｉ_1jは数（７）のように表すことができる。

ここで、I_1mはモータ電流基本波成分の最大値、φは力率角（モータ電圧とモータ電流との位相差）である。

よって、モータ電流平均値ｉ_j__meanは数（８）のように表される。

即ち、数（８）では（Ｎ−１）回前のモータ電流検出値ｉ_j[（ｎ−Ｎ＋１）Ｔ_S]から現在のモータ電流検出値ｉ_j[ｎＴ_S]までを積分し、その積分したものを積分回数Ｎで除算することでモータ電流平均値の現在値ｉ_j__mean[ｎＴ_S]を導出するものである。

また、モータ電流変動量補正係数演算部３４ではモータ電流平均値ｉ_j__mean を用いて各相のビート量補正係数ｋ_bjを数（９）の演算により導出する。

ここで、Ｉ_Rは予め設定されたモータ電流基準値、Ｋ_Bは制御ゲインである。

また、図９に図３のビート量補正手段におけるモータ電流検出値ｉ_jとモータ電流変動量△ｉ_jとの関係を示す。モータ電流検出値ｉ_jに対して数（８）の演算によりモータ電流平均値ｉ_j__meanを導出することでモータ電流変動量△ｉ_jが導出されているのがわかる。

以上により、簡単な演算によりモータ電流変動量を導出することができるため、マイコン等の演算手段における演算量やメモリの大幅な増加を防ぐことができ、同等コストの演算手段で構成することが可能である。

次に、第２モータ電圧指令補正手段１７では、モータ電圧指令補正値ｖ_jh ^*およびビート量補正係数ｋ_bjを用いて数（１０）のように印加電圧指令値ｖ_jh2 ^*を導出する。

なお、本発明のインダクションモータ駆動用インバータ制御では、インバータ運転周波数が交流電源周波数の偶数倍となる共振周波数と、共振周波数を中心としてその前後に予め設定された周波数幅を持たせた周波数範囲内でインバータ運転周波数が定常的に固定されるのを回避することで、インダクションモータの不安定動作を防止し、安定した駆動を実現することが可能となる。

なお、本発明のインダクションモータ駆動用インバータ制御装置では、小容量リアクタと小容量コンデンサとの共振周波数を交流電源周波数の４０倍よりも大きくなるように小容量リアクタおよび小容量コンデンサの組み合わせを決定することで、交流電源電流の高調波成分を抑制し、ＩＥＣ規格をクリアすることが可能である。

なお、本発明のインダクションモータ駆動用インバータ制御装置では、インバータが停止した際に上昇する直流電圧値の最大値が素子の耐圧よりも小さくなるように小容量コンデンサの容量を決定することで、周辺回路の破壊を防止することが可能となる。

なお、本発明のインダクションモータ駆動用インバータ制御装置では、予め設定された交流電源力率値を満足するようにインバータのキャリア周波数を決定することで、小容量リアクタのキャリア周波数依存性を活用して必要最小限のキャリア周波数を設定することにより、インバータ損失を必要最小限に抑制することが可能となる。

以上のように、本実施形態のインバータ制御装置は、ＰＮ電圧補正係数を用いて各相電圧指令値の補正を行なうため、ＰＮ電圧の変動があってもほぼ一定のモータ電圧が印加されるようになり、大容量のコンデンサが不要となり、小容量のコンデンサの使用が可能となる。そして、小容量のコンデンサを使用することにより、入力電流は常にモータへ供給されることになり、入力電流の力率が向上するため、リアクタの小型化が実現できる。そして、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで、小型・軽量・低コストのインダクションモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、インバータ直流電圧が大幅に変動してインダクションモータの駆動が困難あるいは不可能となる場合でも、インダクションモータに印加する電圧がほぼ一定となるようにインバータを動作させ、インダクションモータの駆動を維持することが可能となる。更に、ビート量補正手段によりモータ電流の変動量を抑制することで損失低減や素子の電流容量低減によるインダクションモータ駆動用インバータ制御装置の更なる小型・軽量・低コスト化を図ることが可能である。

なお、本発明は上述の実施例のようにＶ／Ｆ制御によるインダクションモータ駆動用インバータ制御装置に限定されるものではなく、周知のベクトル制御によるインダクションモータ駆動用インバータ制御装置においても本発明は適用可能である。

なお、空気調和機における圧縮機駆動モータなどのようにパルスジェネレータ等の速度センサを使用することができない場合や、サーボドライブなどのように速度センサを具備することができる場合のどちらにおいても本発明は適用可能である。

（実施の形態２）
本発明に係るビート量補正手段の第２の実施形態を図４に示す。図３のビート量補正手段と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するので省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。

図４において、モータ電流平均演算部３２はインバータ運転周波数ｆ₁の周期毎にモータ電流平均値ｉ_j__meanを導出し、モータ電流平均値保存部４１はモータ電流平均演算部３２で導出したモータ電流平均値ｉ_j__meanのＭ周期前の値までを保存するものであり、モータ電流平均値ｉ_j__meanを導出している期間においては少なくとも１周期前（１〜Ｍ周期前）のモータ電流平均値ｉ_j__meanをモータ電流変動量△ｉ_jとし、モータ電流平均値ｉ_j__meanを導出している期間が終了すればモータ電流変動量△ｉ_jを新たに更新するものである。

なお、モータ電流平均値保存部４１における保存するモータ電流平均値ｉ_j__meanの個数Ｍ（Ｍ周期前の値までを保存）に関しては、遅延時間や応答性を考慮してインバータ運転周波数ｆ₁や負荷条件に応じて予め設定しておく。

また、図１０に図４のビート量補正手段におけるモータ電流検出値ｉ_jとモータ電流変動量△ｉ_jとの関係を示す。図１０において○印が演算により導出したモータ電流平均値ｉ_j__meanであり、モータ電流平均値ｉ_j__meanを導出している期間には１周期前のモータ電流平均値ｉ_j__meanをモータ電流変動量△ｉ_jとし、モータ電流検出値ｉ_j__meanを導出している期間が終了すればモータ電流変動量△ｉ_jを新たに更新するものである。

ここで、本発明のインダクションモータ駆動用インバータ制御装置を動作させた場合の結果を図１５および図１６に示す。図１５はモータ電流変動量△ｉ_jの抑制をしない場合の動作結果で、図１６はモータ電流変動量△ｉ_jの抑制をする場合（モータ電流平均値ｉ_j__meanを導出している期間においては１周期前のモータ電流平均値ｉ_j__meanをモータ電流変動量△ｉ_jとしている）の動作結果であり、図１５に対して図１６のモータ電流ではモータ電流変動量△ｉ_jが低減されていることがわかる。

なお、このときの諸元としては、交流電源は２２０Ｖ（交流電源周波数は５０Ｈｚ）、小容量リアクタのインダクタンス値は０．５ｍＨ、小容量コンデンサの容量は１０μＦ、インバータ運転周波数は９６Ｈｚである。

以上により、インバータの運転周波数の周期毎にモータ電流検出値の平均値を導出しているため、マイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能である。

（実施の形態３）
本発明に係るビート量補正手段の第３の実施形態を図５に示す。図５において、モータ電流検出値ｉ_jの正負を判別するモータ電流正負判別部５１と、モータ電流正負判別部５１の出力値をもとにモータ電流正負割合ε_jを設定するモータ電流正負割合設定部５２と、モータ電流正負割合ε_jを積分器３１により積分する際に積分回数カウンター３３にてモータ電流正負割合ε_jの１周期における積分回数Ｎを記憶しておき、モータ電流正負割合平均演算部５３では積分器３１の出力値（モータ電流正負比率ε_jの積分値）を積分回数カウンター３３で記憶した積分回数Ｎで除算することでモータ電流正負割合平均値ε_j__meanを導出するものである。

ここで、モータ電流正負割合ε_jは数（１１）のように設定するものとする。

また、モータ電流正負割合平均値ε_j__meanは数（１２）のように表される。

即ち、数（１２）では（Ｎ−１）回前のモータ電流正負割合ε_j[（ｎ−Ｎ＋１）Ｔ_S]から現在のモータ電流正負割合ε_j[ｎＴ_S]までを積分し、その積分したものを積分回数Ｎで除算することでモータ電流正負割合平均値の現在値ε_j__mean[ｎＴ_S]を導出するものである。

また、モータ電流変動量補正係数演算部３４ではモータ電流正負割合平均値ε_j__mean を用いて各相のビート量補正係数ｋ_bjを数（１３）の演算により導出する。

ここで、Ｋ_Bは制御ゲインである。

また、図１１に図５のビート量補正手段におけるモータ電流正負割合ε_jとモータ電流変動量△ｉ_jとの関係を示す。モータ電流正負割合ε_jに対して数（１２）の演算によりモータ電流正負割合平均値ε_j__meanを導出することでモータ電流変動量△Ｋ_Bが導出されているのがわかる。

以上により、モータ電流検出値をそのまま平均演算するのに対して、マイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減を図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能である。

（実施の形態４）
本発明に係るビート量補正手段の第４の実施の形態を図６に示す。図５のビート量補正手段と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するので省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。

図６において、モータ電流正負割合平均演算部５３はインバータ運転周波数ｆ₁の周期毎にモータ電流正負割合平均値ε_j__meanを導出し、モータ電流正負割合平均値保存部６１はモータ電流正負割合平均演算部５３で導出したモータ電流正負割合平均値値ε_j__meanのＭ周期前の値までを保存するものであり、モータ電流正負割合平均値値ε_j__meanを導出している期間においては少なくとも１周期前（１〜Ｍ周期前）のモータ電流正負割合平均値値ε_j__meanをモータ電流変動量△ｉ_jとし、モータ電流正負割合平均値ε_j__meanを導出している期間が終了すればモータ電流変動量△ｉ_jを新たに更新するものである。

なお、モータ電流正負割合平均値保存部６１における保存するモータ電流正負割合平均値ε_j__meanの個数Ｍ（Ｍ周期前の値までを保存）に関しては、遅延時間や応答性を考慮してインバータ運転周波数ｆ₁や負荷条件に応じて予め設定しておく。

また、図１２に図６のビート量補正手段におけるモータ電流正負割合ε_jとモータ電流変動量△ｉ_jとの関係を示す。図１２において○印が演算により導出したモータ電流正負割合平均値ε_j__meanであり、モータ電流正負割合平均値ε_j__meanを導出している期間には１周期前のモータ電流正負割合平均値ε_j__meanをモータ電流変動量△ｉ_jとし、モータ電流正負割合平均値ε_j__meanを導出している期間が終了すればモータ電流変動量△ｉ_jを新たに更新するものである。

以上により、インバータの運転周波数の周期毎に正負の割合の平均値を導出しているため、インバータの運転周波数の周期毎にモータ電流検出値の平均値を導出する場合よりも更にマイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能である。

（実施の形態５）
本発明に係るビート量補正手段の第５の実施形態に関する具体的な方法について以下に説明する。

モータ電流検出値ｉ_jを１次遅れ演算することでモータ電流変動量△ｉ_jを導出するものであり、モータ電流変動量△ｉ_jは数（１４）のように表される。

ここで、Ｋ_Pは比例ゲイン、Ｔは１次遅れ演算の時定数、Ｐは微分演算子である。

以上により、モータ電流検出値を平均演算するのに対して、マイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能である。

また、インバータの運転周波数ｆ₁が１次遅れ演算におけるカットオフ周波数ｆ_cut-offよりも小さい場合には数（１４）によりモータ電流変動量△ｉ_jにはモータ電流検出値ｉ_jそのものが出力され、モータ電流変動量△ｉ_jを導出することができないため、インバータの運転周波数ｆ₁がカットオフ周波数ｆ_cut-offよりも大きい場合のみモータ電流変動量△ｉ_jの抑制をするものである。

ここで、カットオフ周波数ｆ_cut-offと時定数Ｔの間には数（１５）のような関係がある。

以上により、インダクションモータのモータ電流がハンチングするような不安定現象を回避することができる。

また、上述の時定数Ｔの値が大きい場合には１次遅れ演算に伴なう時間遅れが大きくなり、実際のモータ電流変動量に対して１次遅れ演算により導出したモータ電流変動量は大きく遅れることとなり、モータ変動量の抑制効果が低減するため、１次遅れ演算に伴なう時間遅れを補償する遅延時間補償手段を備えるものである。

以上により、１次遅れ演算に伴なう遅延時間を補償することができるため、モータ電流変動量の抑制効果の向上を図ることが可能である。

（実施の形態６）
本発明に係るビート量補正手段の第６の実施形態を図７に示す。図７において、モータ電流検出値ｉ_jからモータ電流基本波成分ｉ_1jを検出する基本波電流検出手段７１を備え、モータ電流検出値ｉ_jと基本波電流検出手段の出力値ｉ_1jとの差分によりモータ電流変動量を導出するものである。

ここで、モータ電流検出値ｉ_jは、実施の形態１の数（６）において上述しているように、概ね基本波成分ｉ_1jと変動量△ｉ_jとの合成とすることができる。

そのため、モータ電流検出値ｉ_jからモータ電流基本波成分ｉ_1jを検出し、モータ電流検出値ｉ_jとモータ電流基本波成分ｉ_1jとの差分により数（１６）のようにモータ電流変動量△ｉ_jを導出することができる。

以上により、モータ電流検出値を1次遅れ演算するのに対して、マイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能である。

また、図７における基本波電流検出手段７１の第１の実施形態を図８に示す。

図８において、３相／２相変換器８１によりモータ電流検出値ｉ_jを３相交流から２相直流に変換し、３相／２相変換器８１の出力値（モータ電流変動量△ｉ_jによりリプルを含んだ２相直流電流）をＬＰＦ７２に通して完全な直流成分のみとし、ＬＰＦ８２の出力値（完全な直流成分）を２相／３相変換器８３により２相直流から３相交流に変換することでモータ電流基本波成分ｉ_1jを検出するものである。

ここで、３相／２相変換器８１では数（１７）の演算により、モータ電流検出値ｉ_jを３相交流から２相直流ｉγ、ｉδに変換する。

また、ＬＰＦ８２では数（１８）の演算により、２相直流ｉγ、ｉδから完全な直流成分ｉγ₀、ｉδ₀のみとする。

ここで、Ｋ_LPFは比例ゲイン、Ｔ_LPFは時定数、Ｐは微分演算子である。

更に、２相／３相変換器８３では数（１９）の演算により、完全な直流成分である２相直流ｉγ₀、ｉδ₀から３相交流に変換する。

また、モータ電流変動量補正係数演算部３４では数（１６）で導出されるモータ電流変動量△ｉ_j を用いて各相のビート量補正係数ｋ_bjを数（２０）の演算により導出する。

ここで、Ｉ_Rは予め設定されたモータ電流基準値、Ｋ_Bは制御ゲインである。

また、図１３および図１４に図６のビート量補正手段における動作説明図を示す。図１３はモータ電流検出値ｉ_j、モータ電流基本波成分ｉ_1j、およびモータ電流変動量△ｉ_jの関係を示しており、図１４は３相／２相変換器８１の出力値である２相直流ｉγ、ｉδを示したものである。

ここで、図１３におけるモータ電流検出値ｉ_jを数（１７）により演算することで図１４の２相直流ｉγ、ｉδが得られ、２相直流ｉγ、ｉδをＬＰＦ８２に通すことで完全な直流成分である２相直流ｉγ₀、ｉδ₀を導出し、２相直流ｉγ₀、ｉδ₀を数（１９）により演算することで図１３のモータ電流基本波成分ｉ_1jを得ている。更に、数（１６）の差分演算によりモータ電流変動量△ｉ_jを得ることができる。

なお、ＬＰＦ８２による遅延時間や応答性に関しては、２相直流にて数（１８）の演算を行なっているため、実際にモータ電流基本波成分ｉ_1jを導出する際にはＬＰＦ８２による遅延時間の影響は少なくなっている。

以上により、モータ電流検出値を３相交流から２相直流に変換した後で１次遅れ演算するため、リアルタイムにて時間遅れなくモータ電流変動量を導出することによりモータ電流変動量の抑制効果の向上を図ることが可能である。

（実施の形態７）
本発明に係るビート量補正手段のモータ電流変動量の抑制における条件に関する具体的な方法を以下に説明する。

モータ電流変動量△ｉ_jが予め設定されたモータ電流変動量の設定値△ｉ_Rよりも小さい場合にはモータ電流変動量△ｉ_jによる影響が小さいためモータ電流変動量△ｉ_jの抑制を止め、モータ電流変動量△ｉ_jが予め設定されたモータ電流変動量の設定値△ｉ_Rよりも大きい場合のみモータ電流変動量△ｉ_jの抑制をするものである。

以上により、モータ電流変動量が予め設定されたモータ電流変動量の設定値よりも大きい場合のみモータ電流変動量の抑制をすることで効果的にモータ電流変動量の抑制をすることができ、更にマイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能である。

また、インバータの運転周波数ｆ₁が予め設定されたインバータ運転周波数設定値ｆ_1Rよりも大きい場合のみモータ電流変動量△ｉ_jの抑制をするものである。

以上により、インバータの運転周波数が予め設定されたインバータ運転周波数設定値よりも大きい場合のみモータ電流変動量の抑制をすることで効果的にモータ電流変動量の抑制をすることができ、更にマイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能である。

更に、インダクションモータが加速あるいは減速するような過渡状態においてはモータ電流変動量△ｉ_jの抑制をしないものである。

以上により、インダクションモータが加速あるいは減速するような過渡状態でのモータ電流変動量の抑制をしないことでインダクションモータのモータ電流がハンチングするような不安定現象を回避することができ、更にマイコン等の演算手段における演算量やメモリの低減が図れ、演算手段のコスト低減を図ることが可能である。

（実施の形態８）
本発明に係るモータ電流検出手段の第1の実施形態に関する具体的な方法について以下に説明する。

モータ電流検出手段は、インバータの母線電流に流れる電流を検出する電流検出器を備えるものであり、インバータの過電流保護のためにインバータの直流母線に予め設けられているシャント抵抗を電流検出器として兼用し、電流検出器の出力値からキャリア周波数に同期してモータ電流を検出するものである。

ここで、本発明に係る電流検出手段の第１の動作説明図を図１７に示す。図１７において、インバータ母線電流はモータ電流のように時間軸（横軸）に対して連続値ではなく、インバータのキャリア周波数毎の離散値（インバータが通電する場合に正の電流がインバータに流れ込むため、図１７のようにパルス状に変化する）であるため、図１におけるインバータ母線電流検出器１３（インバータの過電流保護のために予め設けられているシャント抵抗）では、キャリア周期に同期してインバータ母線電流を検出する必要がある。

また、図１７において破線で示すようにインバータ母線電流のピーク値（パルス波形における最大値）は概ねモータ電流と一致するため、インバータ母線電流のパルス波形のピーク値を検出することで、モータ電流を検出することが可能である。

なお、キャリア周波数に同期せずに電流を検出する場合には、インバータが通電していない時の電流を検出する可能性があり、モータ電流を検出することが困難となる。

なお、図１７における諸元としては、交流電源は２２０Ｖ（交流電源周波数は５０Ｈｚ）、小容量リアクタのインダクタンス値は２ｍＨ、小容量コンデンサの容量は２５μＦ、インバータ運転周波数は４０Ｈｚ、インバータキャリア周波数は３．３ｋＨｚである。

ここで、図１におけるモータ電流検出器１４ａ、１５ａのように最低限２つの電流検出器を用いることで３相分のモータ電流を連続して検出できるのに対して、図１７のように離散値で表される１相分のモータ電流を得ることしかできない。

しかし、図１８のように各相のモータ電流におけるモータ電流変動量は、時間差（横軸方向）はあるが大きさと周期は同じであるため、例えばＵ相のモータ電流検出値からモータ電流変動量を上述したビート量補正手段により導出し、Ｖ相およびＷ相のモータ電流変動量に関しては、インバータ運転周波数や負荷条件に応じて予め遅延時間を設定することで、Ｕ相のモータ電流変動量からＶ相およびＷ相のモータ電流変動量を得ることができる。

また、各相のモータ電流変動量を用いて、上述の数（１０）の演算によりインダクションモータの印加電圧指令値を導出することができる。

なお、図１８は本発明に係る電流検出手段の第２の動作説明図で、このときの諸元としては、交流電源は２２０Ｖ（交流電源周波数は５０Ｈｚ）、小容量リアクタのインダクタンス値は０．５ｍＨ、小容量コンデンサの容量は１０μＦ、インバータ運転周波数は９６Ｈｚ、インバータキャリア周波数は５ｋＨｚである。

上記の構成によって、電流センサを用いる場合に比べて、モータ電流検出手段にかかるコストを必要最小限とすることが可能である。
なお、前述の実施の形態ではインダクションモータについて説明を行なったが、本発明はその他のモータについても適用可能なものである。

本発明の第１の実施形態を示すインダクションモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図 本発明に係るＰＮ電圧補正手段の第１の実施形態を示す図 本発明に係るビート量補正手段の第１の実施形態を示す図 本発明に係るビート量補正手段の第２の実施形態を示す図 本発明に係るビート量補正手段の第３の実施形態を示す図 本発明に係るビート量補正手段の第４の実施形態を示す図 本発明に係るビート量補正手段の第６の実施形態を示す図 図７のビート量補正手段における基本波電流検出手段の第1の実施形態を示す図 図３のビート量補正手段の動作説明図 図４のビート量補正手段の動作説明図 図５のビート量補正手段の動作説明図 図６のビート量補正手段の動作説明図 図７のビート量補正手段の第１の動作説明図 図７のビート量補正手段の第２の動作説明図 本発明のインダクションモータ駆動用インバータ制御装置の第１の動作結果を示す図 本発明のインダクションモータ駆動用インバータ制御装置の第２の動作結果を示す図 本発明に係るモータ電流検出手段の第１の動作説明図 本発明に係るモータ電流検出手段の第２の動作説明図 モータ電流の周波数分析結果を示す図 一般的なインダクションモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図 一般的なＶ／Ｆ制御パターンの一例を示す図 図２０のインダクションモータ駆動用インバータ装置における交流電源電流の高調波成分と交流電源周波数に対する次数との関係を示した線図 従来の直流電源装置の構成図

符号の説明

１ 交流電源
２ ダイオードブリッジ
３ インバータ
４ インダクションモータ
５ 小容量リアクタ
６ 小容量コンデンサ
７ Ｖ／Ｆ制御パターン
８ モータ電圧指令作成手段
９ ＰＮ電圧検出手段
１０ ＰＮ電圧補正手段
１１ モータ電圧指令補正手段
１２ ＰＷＭ制御手段
１３ インバータ母線電流検出器
１４ａ、１５ｂ モータ電流検出器
１５ モータ電流検出手段
１６ ビート量補正手段
１７ 第２モータ電圧指令補正手段
３１ 積分器
３２ モータ電流平均演算部
３３ 積分回数カウンター
３４ モータ電流変動量補正係数演算部
４１ モータ電流平均値保存部
５１ モータ電流正負判別部
５２ モータ電流正負割合設定部
５３ モータ電流正負割合平均演算部
６１ モータ電流正負割合平均値保存部
７１ 基本波電流検出手段
８１ ３相／２相変換器
８２ ＬＰＦ
８３ ２相／３相変換器

Claims (20)

1. 交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータを備えたモータ駆動用インバータ制御装置において、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される所定のリアクタで構成され、前記インバータの直流母線間には、モータの回生エネルギーを吸収するための所定のコンデンサを設け、外部から与えられる前記モータの速度指令値に基づき、前記モータのモータ電圧指令値を作成するモータ電圧指令作成手段と、前記インバータの直流電圧値を検出するＰＮ電圧検出手段と、予め設定された前記インバータの直流電圧基準値と前記ＰＮ電圧検出手段から得られる前記インバータの直流電圧検出値との比率を導出するＰＮ電圧補正手段と、前記モータ電圧指令作成手段から得られる前記モータ電圧指令値と前記ＰＮ電圧補正手段の出力値であるＰＮ電圧補正係数とを掛け合わせることにより前記モータ電圧指令値の電圧補正を行ない、前記モータのモータ電圧指令補正値を作成するモータ電圧指令補正手段と、前記モータのモータ電流を検出するモータ電流検出手段と、前記モータ電流検出手段から得られるモータ電流検出値から前記モータ電流の変動量を導出し、モータ電流変動量に基づいて係数を導出するビート量補正手段と、前記モータ電圧指令補正手段から得られる前記モータ電圧指令補正値と前記ビート量補正手段の出力値とを掛け合わせることにより前記モータ電圧指令補正値の電圧補正を行ない、前記モータへの印加電圧指令値を作成する第２モータ電圧指令補正手段とを備えたことを特徴とするモータ駆動用インバータ制御装置。
2. 前記ビート量補正手段は、モータ電流検出値の平均演算によりモータ電流変動量を導出することを特徴とする請求項１記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
3. 前記ビート量補正手段は、インバータの運転周波数の周期毎にモータ電流検出値の平均値を導出し、モータ電流検出値の平均値を導出している期間においては少なくとも１周期前の前記モータ電流検出値の平均値を前記モータ電流変動量とし、前記モータ電流検出値の平均値を導出している期間が終了すれば前記モータ電流変動量を新たに更新することを特徴とする請求項１〜２のいずれかに記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
4. 前記ビート量補正手段は、モータ電流検出値の正負の割合を導出し、正負の割合の平均演算により前記モータ電流変動量を導出することを特徴とする請求項１記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
5. 前記ビート量補正手段は、前記インバータの運転周波数の周期毎に正負の割合の平均値を導出し、正負の割合の平均値を導出している期間においては少なくとも１周期前の前記正負の割合の平均値を前記モータ電流変動量とし、前記正負の割合の平均値を導出している期間が終了すれば前記モータ電流変動量を新たに更新することを特徴とする請求項１あるいは４のいずれかに記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
6. 前記ビート量補正手段は、モータ電流検出値の１次遅れ演算により前記モータ電流変動量を導出することを特徴とする請求項１記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
7. 前記ビート量補正手段は、前記インバータの運転周波数が１次遅れ演算におけるカットオフ周波数よりも大きい場合のみモータ電流変動量を抑制することを特徴とする請求項６記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
8. 前記ビート量補正手段は、１次遅れ演算に伴なう時間遅れを補償する遅延時間補償手段を備えることを特徴とする請求項６〜７のいずれかに記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
9. 前記ビート量補正手段は、モータ電流検出値からモータ電流の基本波成分を検出する基本波電流検出手段を備え、前記モータ電流検出値と前記基本波電流検出手段の出力値との差分によりモータ電流変動量を導出することを特徴とする請求項１記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
10. 前記基本波電流検出手段は、モータ電流検出値を３相／２相変換したものを１次遅れ演算し、更に２相／３相変換することで前記モータ電流基本波成分を導出することを特徴とする請求項９記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
11. モータ電流変動量が予め設定された前記モータ電流変動量の設定値よりも大きい場合のみ、前記モータ電流変動量の抑制をすることを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
12. 前記インバータの運転周波数が予め設定されたインバータ運転周波数設定値よりも大きい場合のみ、モータ電流変動量の抑制をすることを特徴とする請求項１〜１１のいずれかに記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
13. モータが加速あるいは減速するような過渡状態においてはモータ電流変動量の抑制をしないことを特徴とする請求項１〜１２のいずれかに記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
14. 前記モータ電流検出手段は、インバータの交流出力側に流れる電流を検出する電流検出器を備えることを特徴とする請求項１〜１３のいずれかに記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
15. 前記モータ電流検出手段は、インバータの直流母線に流れる電流を検出する電流検出器を備え、前記電流検出器の出力値から前記モータ電流を検出することを特徴とする、請求項１〜１３のいずれかに記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
16. 前記電流検出器は電流センサであることを特徴とする請求項１４〜１５のいずれかに記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
17. 前記電流検出器はシャント抵抗であることを特徴とする請求項１４〜１５のいずれかに記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
18. 前記インバータの過電流保護のために前記インバータの直流母線に予め設けられているシャント抵抗を前記電流検出器として兼用することを特徴とする請求項１５あるいは請求項１７に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
19. 前記モータ電流検出手段は、インバータのキャリア周波数に同期して前記モータ電流を検出することを特徴とする請求項１４〜１８のいずれかに記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
20. 交流電力を直流電力に変換するコンバータ装置と、このコンバータ装置で変換された直流電力を可変電圧・可変周波数の交流電力に変換して圧縮機駆動モータに供給するインバータ装置とを備えた空気調和機において、前記インバータ装置として、請求項１〜１９のいずれかに記載のモータ駆動用インバータ制御装置を用いることを特徴とする空気調和機。
    

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