JP2018186595A - 電力変換装置及び空調機 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電源から直流電源への変換部も含めて小型化を図れる電力変換装置を提供する。【解決手段】実施形態の電力変換装置は、ダイオード直列回路と、この直列回路に並列に接続されるコンデンサ直列回路と、３つのスイッチングレグを有して単一のモジュールで構成され、ダイオード直列回路に並列に接続されるスイッチングモジュールと、第１レグの共通接続点と、ダイオード直列回路の共通接続点とに接続される単相交流電源の電圧を検出する交流電圧検出器と、各スイッチングレグに流れる電流をそれぞれ検出する電流検出器と、ダイオード直列回路の端子電圧である直流電圧を検出する直流電圧検出器と、電流，交流電圧及び直流電圧に基づいて各レグをＰＷＭ制御する制御部とを備え、第１レグが制御部により力率制御用レグとしてスイッチング制御され、第２及び第３レグの共通接続点とコンデンサ直列回路の共通接続点とが３相負荷に接続され、第２及び第３レグが負荷制御用レグとしてスイッチング制御される。【選択図】図１

Description

本実施形態の実施形態は、商用交流電源を直流電源に変換した後、交流電源に再変換する電力変換装置，及びその電力変換装置により得られた交流電源で駆動されるモータを動力源とする空調機に関する。

例えば永久磁石同期モータ等の交流モータを駆動するためには、直流電源より得られる電力をインバータ等の電力変換器を用いて３相交流電力に変換する必要がある。また、インバータを搭載したシステムには、商用交流電源から直流電力を得るための電源装置が搭載されている。

交流電力から直流電力を得る電源装置については、例えば図９に示すように、ダイオード整流回路及び力率改善（Power Factor Correction）回路を備えて構成されるものが一般的に知られている。以下、力率改善回路をＰＦＣ回路と称する。ダイオード整流回路は、交流電圧を整流し直流電圧へ変換する。ダイオード整流器により整流された電圧は交流電圧と同様に振幅が大きく変動するため、出力側に平滑コンデンサを接続して電圧を平滑する。

平滑コンデンサを接続すると、整流器は平滑コンデンサよりも交流電圧が大きい場合にのみダイオードが導通して動作する。したがって、交流電源から整流器に流れ込む電流は、交流電圧のピーク付近のみで振幅が現れる力率が悪い波形となる。そこで、ＰＦＣ回路をダイオード整流回路と平滑コンデンサとの間に接続して力率を改善し、得られた直流電源をインバータ回路に供給して、３相交流電流を制御してモータを駆動する。

上述した構成では、電力を交流から直流に変換するのに整流回路とＰＦＣ回路とが必要であり、更に３相交流に変換するインバータ回路が必要であるため、システム全体の大型化や高コスト化を招くという課題があった。

一方、３相インバータの小型化を図る構成として、例えば特許文献１に開示されているように、３相のうち１相分を、直列コンデンサなどを用いて生成した直流電圧の中性点に接続するＶ結線インバータが提案されている。これにより、３相インバータに必要なパワーデバイスの数を６個から４個に低減でき、小型化が図れる。

特開２００８−２９５１６１号公報

しかしながら、Ｖ結線インバータによればインバータ回路は小型化できるが、交流電源から直流電源への変換部を含めた全体のシステムについて、更なる小型化が望まれている。加えて、一般に交流１００Ｖ〜２００Ｖ，出力が数ｋＷ以下のインバータでは、複数のパワーデバイスを集積化したＩＰＭ(Intelligent Power Module)を用いることが多い。それに対して、整流回路やＰＦＣ回路は多数のディスクリート部品で構成されているため、小型化を妨げている。

そこで、交流電源から直流電源への変換部も含めて小型化を図れる電力変換装置，及びその装置を用いて構成される空調機を提供する。

実施形態の電力変換装置は、直列に接続される２つのダイオードからなるダイオード直列回路と、
直列に接続される２つのコンデンサからなり、前記ダイオード直列回路に並列に接続されるコンデンサ直列回路と、
６個のスイッチング素子からなる３つのスイッチングレグを有して単一のモジュールで構成され、前記ダイオード直列回路に並列に接続されるスイッチングモジュールと、
前記３つのスイッチングレグの１つである第１レグの共通接続点と、前記ダイオード直列回路の共通接続点とに接続される単相交流電源の電圧を検出する交流電圧検出器と、
前記各スイッチングレグに流れる電流をそれぞれ検出する電流検出器と、
前記ダイオード直列回路の端子電圧である直流電圧を検出する直流電圧検出器と、
前記電流，前記交流電圧及び前記直流電圧に基づいて、前記各スイッチング素子によるスイッチングをＰＷＭ制御する制御部とを備え、
前記第１レグが前記制御部により力率制御用レグとしてスイッチング制御され、
他の２つのスイッチングレグである第２及び第３レグの共通接続点と前記２つのコンデンサの共通接続点とが３相負荷に接続されることで、前記第２及び第３レグが前記制御部により負荷制御用レグとしてスイッチング制御される。

第１実施形態の電力変換装置を含むモータ制御装置の回路構成図 制御部の構成を示す機能ブロック図 ２相／３相変換部及び変調部の構成を示す機能ブロック図 モータ制御部の構成を示す機能ブロック図 力率制御部の構成を示す機能ブロック図 スイッチングレグ８（２）及び８（３）の変調率，並びにモータに通電される３相電流波形を示す図 力率制御部内の各部の信号波形を示す図 第２実施形態であり、空気調和機の構成を示す図 従来技術であり、交流電力から直流電力を得る電源装置の一例を示す図

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１から図７を参照して説明する。図１は、本実施形態の電力変換装置又はモータ駆動装置の回路構成図である。負荷であるモータ１は、３相の例えば永久磁石同期モータや誘導モータなどである。本実施形態では便宜上、永久磁石同期モータとする。交流電源２は、単相の１００Ｖ又は２００Ｖ系である。

ダイオード３及び４，コンデンサ５及び６はそれぞれ直列に接続されており、双方の直列回路は互いに並列に接続されている。２つの半導体スイッチング素子，例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７を直列に接続してなる３組のスイッチングレグ８（１），８（２）及び８（３）は互いに並列に接続され、１つのパワーモジュール９として構成されている。このパワーモジュール９は、見かけ上３相インバータと同じ構成であり、スイッチングモジュールに相当する。また、パワーモジュール９は、ＦＥＴ７のゲート駆動回路まで含む場合もある。レグ８（１），８（２）及び８（３）は、それぞれ第１レグ，第２レグ及び第３レグに相当する。

各レグ８（１），８（２）及び８（３）の下側にあるＦＥＴ７（−）のソース側には、それぞれ電流検出器１０（１），１０（２）及び１０（３）が直列に接続されている。電流検出器１０は、例えばシャント抵抗や電流センサである。すなわち、パワーモジュール９及び電流検出器１０は、ダイオード３及び４並びにコンデンサ５及び６の直列回路と並列に接続されている。

そして、交流電源２の一端は、リアクトル１１を介してダイオード３及び４の共通接続点に接続され、交流電源２の他端は、レグ８（１）の共通接続点に接続されている。コンデンサ５及び６，レグ８（２）及び８（３）の共通接続点は、それぞれモータ１の図示しないＵ，Ｖ，Ｗ各相ステータコイルの一端に接続されている。

ダイオード３及び４の直列回路には直流電圧検出器１２が並列に接続されており、交流電源２には交流電圧検出器１３が並列に接続されている。直流電圧検出器１２はダイオード直列回路の端子電圧を検出し、交流電圧検出器２は交流電源２の電圧を検出して、それぞれ制御部１４に出力する。尚、交流電圧検出器１３に替えて、交流電源の位相のみ、又は交流電源の極性のみを検出する検出器を用いても良い。

制御部１４には、電流検出器１０，電圧検出器１２及び１３の各検出信号が入力されている。電流検出器１０（１）は、リアクトル１１に流れる電流Ｉ_ＡＣを検出し、電流検出器１０（２），１０（３）は、それぞれモータ１のＶ相，Ｗ相電流を検出する。また、制御部１４には、図示しない上位の制御装置より、モータ１の速度指令は直流電圧指令が入力されている。制御部１４は、入力される各信号等に基づいて、各レグ８（１），８（２）及び８（３）を構成する上下のＦＥＴ７（＋），７（−）のゲートに、駆動信号としてＰＷＭ信号を出力する。尚、図１等に示すレグ１，レグ２，レグ３は、それぞれレグ８（１），８（２），８（３）を意味する。

制御部１４は、モータ制御部１５とＰＦＣ制御部１６とを有している。ＰＦＣ制御部１６は力率制御部に相当する。図２に示すように、モータ制御部１５は、モータ１を駆動するシステム，例えば空調機システム等から与えられる速度指令ω_Ｒｅｆに、モータ１の速度が一致するように制御を行う。尚、空調機システムへの適用については、第２実施形態で詳述する。速度制御部２１は、入力された速度指令ω_Ｒｅｆと位置推定部２２から出力されるモータ１の推定速度ω_ｃからｑ軸電流指令Ｉｑ_Ｒｅｆを生成し、電流制御部２３に出力する。

３相／２相変換部２４は、電流検出器１０（２），１０（３）により検出されたＶ，Ｗ相電流から、先ずＵ相電流を、３相電流の総和がゼロである条件から演算で求める。それから、３相電流をベクトル制御に用いるｄｑ軸座標の電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する。電流制御部２３は、入力されたｄｑ軸の電流指令Ｉｄ_Ｒｅｆ，Ｉｑ_Ｒｅｆと上記の電流Ｉｄ，Ｉｑとからｄｑ軸電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを生成し出力する。弱め界磁制御部２５は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ，Ｖｑが直流電圧Ｖ_ＤＣを超えないように、弱め界磁電流である上記ｄ軸電流指令Ｉｄ_Ｒｅｆを生成し出力する。

２相／３相変換部２６は、図３に示すように、ｄｑ／αβ変換部２６Ａにおいて、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを２相のモータ電圧Ｖα，Ｖβに変換し、αβ／３φ変換部２６Ｂにおいて、前記電圧Ｖα，Ｖβを３相のモータ電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。変調制御部２７は、先ず３相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗから、減算器２７Ａ，２７Ｂによりレグ８（２），８（３）に出力する２相の電圧指令Ｖｖ’，Ｖｗ’を生成する。デューティ決定部２７Ｃは、前記電圧信号Ｖｖ’，Ｖｗ’と直流電圧Ｖ_ＤＣとから２相のＰＷＭデューティＤｖ，Ｄｗを決定し、８（２），８（３）に与える４つのＰＷＭ信号を生成する。この処理については、また後程詳述する。尚、デューティ決定部２７Ｃにおいて、デューティＤｖ，Ｄｗを決定する式の右辺で「０．５」を加えているのは、変調率を０〜１．０の範囲にするためである。

位置推定部２２は、ｄｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑとｄ軸電圧Ｖｄとから、モータ１の推定回転数ω_ｃと推定回転位置θ_ｃ及び位置推定誤差Δθとを求める。図４は、位置推定部２２の詳細な構成を示している。誘起電圧演算部３１は、モータ１の定数であるステータコイルの抵抗Ｒ，ｄｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑと上述した各パラメータとから、ｄ軸誘起電圧Ｅｄを演算する。ＰＩ演算部３２は、誘起電圧Ｅｄに対しＰＩ（Proportional-Integral）演算を行い、減算器３３は、速度指令ω_Ｒｅｆより前記演算の結果を減算して推定回転数ω_ｃを出力する。積分器３４は、推定回転数ω_ｃを積分して推定回転位置θ_ｃを出力する。

次に、図５に示すＰＦＣ制御部１６について説明する。直流電圧制御部３７は、減算器３６より与えられる直流電圧Ｖ_ＤＣと直流電圧指令値Ｖ_{ＤＣ＿Ｒｅｆ}との差分にＰＩ演算を行い、リアクトル電流の振幅指令値Ｉ_{ＡＣ＿ａｍｐ＿Ｒｅｆ}を生成する。ＰＬＬ（Phase Locked Loop）部３８は、単相交流電圧Ｖ_ＡＣから電圧の位相ωｔ（＝θ）を検出する。正弦演算部３９は、前記位相ωｔの正弦ｓｉｎθを演算する。乗算器４０は、リアクトル電流指令値Ｉ_{ＡＣ＿ａｍｐ＿Ｒｅｆ}と、正弦ｓｉｎθとの積を演算し、交流電流の瞬時指令値Ｉ_{ＡＣ＿Ｒｅｆ}を求める。

電流制御部４２は、減算器４１より与えられる電流瞬時指令値Ｉ_{ＡＣ＿Ｒｅｆ}とリアクトル電流Ｉ_ＡＣとの差分にＰＩ演算を行い、出力電圧を求める。その出力電圧が、除算器４３により直流電圧Ｖ_ＤＣで除されることで、ＰＷＭデューティＤｕが得られる。

極性判定部４４は、電流検出器１０（１）により検出される交流電流Ｉ_ＡＣの極性を判定し、正であれば「１」，負であれば「０」を出力する。減算器４５は、上記の極性判定結果よりＰＷＭデューティＤｕを減算することで、出力するデューティＤｕを補正する。補正されたデューティＤｕが比較器４６において例えば三角波等のキャリアと比較され、反転ゲート４７の出力と共にレグ８（１）の上下アームに出力するＰＷＭ信号を生成する。レグ８（１）は力率制御用レグに相当する。図１に示す構成において、モータ１及び交流電源２を除いたものが、電力変換装置又は負荷駆動装置に相当する。

次に本実施形態の作用について説明する。モータ制御部１５では、速度指令ω_Ｒｅｆに基づき電流指令値Ｉｑ＿_Ｒｅｆが決まり、検出した電流Ｉｄ，Ｉｑに基づき電圧指令Ｖｄ，Ｖｑが生成される。ここで２相／３相変換部２６では３相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが決まるが、３相のうち１相は、コンデンサ５及び６の共通接続点である中性点に接続されているので印加電圧はゼロと等価になる。このため、Ｕ相電圧指令Ｖｕをゼロと等価にするように全相から指令値Ｖｕを差し引く演算を行い、（１）式に示すように新たなＶ，Ｗ相電圧指令値Ｖｖ’，Ｖ_ｗ’を求める。
Ｖｖ’＝Ｖｖ−Ｖｕ
Ｖｗ’＝Ｖｗ−Ｖｕ …（１）

図６に示すように、電圧指令Ｖｖ’，Ｖ_ｗ’は互いに６０度の位相差を持つ指令となっている。これらの電圧指令を直流電圧Ｖ_ＤＣで除し、三角波キャリアと比較することでレグ８（２），８（３）に出力するＰＷＭ信号を得る。（１）式の処理をすることで、電圧がゼロとなるコンデンサ中性点とレグ８（２），８（３）の線間電圧が３相の正弦波状となる。したがって同図に示すように、３相のモータ１には１２０度位相差の電流が流れ、正弦波駆動が可能となる。レグ８（２）及び８（３）は、負荷制御用レグに相当する。

ＰＦＣ制御部１６では、目標となる直流電圧指令Ｖ_{ＤＣ＿Ｒｅｆ}に基づいてデューティＤｕを制御する。直流電圧Ｖ_ＤＣが直流電圧指令Ｖ_{ＤＣ＿Ｒｅｆ}に追従するようなリアクトル電流Ｉ_ＡＣを流すことで、交流電源２とリアクトル電流Ｉ_ＡＣ，すなわち交流電流の位相が揃った力率「１」，１００％となる動作が実現される。

ここで、ＰＦＣ回路を構成するレグ８（１）とダイオード３及び４に着目する。ＰＦＣ制御部１６では、レグ８（１）の中間電位とダイオード３及び４の中間電位の間の差電圧である正弦波電圧の振幅及び位相を調整することで、交流電源２から流れる電流Ｉ_ＡＣを制御している。しかし、ダイオード３及び４の中間電位は、ダイオードの特性上、流れる電流の極性に応じて、直流部の正側電位又は負側電位に変化する。このため、両回路の差電圧は正弦波状に制御するが、レグ８（１）の電位は、ダイオード側の電位を考慮した信号とする。

すなわち、極性判定部４４にてリアクトル電流ＩＡＣの極性を判定し、その正負に応じて、ダイオードの電圧を変調率に換算したダイオード変調率からデューティＤｕを減じる。これにより、交流電源２の電流を正弦波状に制御できる。図７に交流電圧Ｖ_ＡＣ，交流電流Ｉ_ＡＣ，電流制御部の出力であるダイオードとレグ８（１）の線間変調率であるデューティＤｕ，ダイオード変調率，そして最終的にレグ８（１）に出力する変調率を示す。

力率「１」を制御目標とするので、電圧Ｖ_ＡＣの位相と電流Ｉ_ＡＣの位相とが一致するように制御する。そのように電流を制御した結果として得られる線間変調率は正弦波状になる。一方、ダイオード直列回路の端子電圧は、電流Ｉ_ＡＣの極性に応じて直流電圧Ｖ_ＤＣと０Ｖとに変化するので、ダイオード変調率は「１」と「０」とに変化することになる。そのため、レグ８（１）の変調率は、ダイオード変調率から線間変調率を差し引いた同図のような形状となっている。このようにレグ８（１）を制御することで、力率「１」となる動作が実現される。

以上のように本実施形態によれば、電力変換装置に、ダイオード３及び４の直列回路と、この直列回路に並列に接続されるコンデンサ５及び６の直列回路と、スイッチングレグ８（１）〜８（３）を有するパワーモジュール９とを備え、レグ８（２）及び８（３）の共通接続点とコンデンサ５及び６の共通接続点とに３相モータ１を接続する。交流電圧検出器１３は、レグ８（１）の共通接続点とダイオード３及び４の共通接続点とに接続される交流電源２の電圧を検出する。電流検出器１０（１）〜１０（３）は各レグ８（１）〜８（３）に流れる電流をそれぞれ検出し、直流電圧検出器１２はダイオード直列回路の端子電圧である直流電圧を検出する。制御部１４は、検出された電流，交流電圧及び直流電圧に基づいて、レグ８（１）を力率制御用レグとしてスイッチング制御し、レグ８（２）及び８（３）を負荷制御用レグとしてスイッチング制御する。

具体的には、制御部１４のモータ制御部１５は、入力される速度指令ω_Ｒｅｆに基づいて３相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成すると、それらをレグ８（２）及び８（３）に対応する２相電圧指令Ｖｖ’，Ｖｗ’に変換し、その変換結果と直流電圧Ｖ_ＤＣとに基づいてＰＷＭデューティＤｖ，Ｄｗを生成する。

また、ＰＦＣ制御部１６は、交流電圧の位相θと、直流電圧Ｖ_ＤＣと、レグ８（１）に流れる電流Ｉ_ＡＣとに基づいてＰＷＭデューティＤｕを生成すると、デューティＤｕを交流電源の極性，つまりダイオード直列回路による変調率に応じて変調し、変調したデューティＤｕをレグ８（１）のスイッチング制御，ＰＷＭ制御に使用する。

このように構成すれば、レグ８（２）及び８（３）がＶ結線インバータのように動作してモータ１を駆動できると共に、レグ８（１）によって力率が「１」となるように制御できる。そして、力率制御用のレグ８（１）とモータ制御用のレグ８（２）及び８（３）とを一体化してパワーモジュール９を構成したので、電力変換装置を小型化することができる。

加えて、交流電源２と、ダイオード直列回路の共通接続点との間にリアクトル１１を挿入し、ＰＦＣ制御部１６は、入力される直流電圧指令Ｖ_{ＤＣ＿Ｒｅｆ}と直流電圧Ｖ_ＤＣとの差に応じてレグ８（１）のＰＷＭデューティＤｕを生成することで、直流電圧Ｖ_ＤＣの昇圧機能を備える。これにより、レグ８（２）及び８（３）が動作する際に、Ｖ結線インバータのように駆動電圧がＶ_ＤＣ／２に制約されることが無く、モータ１を高速で回転させる場合のように、必要に応じて駆動電圧を昇圧できる。

（第２実施形態）
図８は第２実施形態であり、第１実施形態の電力変換装置を空気調和機の圧縮機モータに適用した場合を示す。ヒートポンプシステム５１を構成する圧縮機５２は、圧縮部５３とモータ５４を同一の鉄製密閉容器５５内に収容して構成され、モータ５４のロータシャフトが圧縮部５３に連結されている。そして、圧縮機５２、四方弁５６、室内側熱交換器５７、減圧装置５８、室外側熱交換器５９は、熱伝達媒体流路たるパイプにより閉ループを構成するように接続されている。尚、圧縮機５２は、例えばロータリ型の圧縮機であり、モータ５４は、例えば３相ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータである。また、モータ５４はブラシレスＤＣモータである。空気調和機５０は、上記のヒートポンプシステム５１を有して構成されている。

暖房時には、四方弁５６は実線で示す状態にあり、圧縮機５２の圧縮部５５で圧縮された高温冷媒は、四方弁５６から室内側熱交換器５７に供給されて凝縮し、その後、減圧装置５８で減圧され、低温となって室外側熱交換器５９に流れ、ここで蒸発して圧縮機５２へと戻る。一方、冷房時には、四方弁５６は破線で示す状態に切り替えられる。このため、圧縮機５２の圧縮部５３で圧縮された高温冷媒は、四方弁６から室外側熱交換器５９に供給されて凝縮し、その後、減圧装置８で減圧され、低温となって室内側熱交換器５７に流れ、ここで蒸発して圧縮機５２へと戻る。そして、室内側、室外側の各熱交換器５７，５９には、それぞれファン６０，６１により送風が行われ、その送風によって各熱交換器５７，５９と室内空気、室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成されている。そして、モータ５４を第１実施形態のモータ制御装置によって駆動制御する。

以上のように構成される第２実施形態によれば、空気調和機５０におけるヒートポンプシステム５１を構成する圧縮機５２のモータ５４を、第１実施形態の電力変換装置により駆動制御することで、空気調和機５０の運転効率を向上させることができる。

（その他の実施形態）
スイッチング素子はＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限ることなく、上アームにＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いたり、ＩＧＢＴ，パワートランジスタ、ＳｉＣ，ＧａＮ等のワイドギャップ半導体等を使用しても良い。
制御部の昇圧機能は必要に応じて設ければ良く、リアクトル１１を削除しても良い。
モータ以外の３相負荷に適用しても良い。
空調機以外の電気機器に適用しても良い。

本実施形態のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、１はモータ、２は交流電源、３及び４はダイオード、５及び６はコンデンサ、７はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、８（１），８（２）及び８（３）はスイッチングレグ、９はパワーモジュール、１０（１），１０（２）及び１０（３）は電流検出器、１１はリアクトル、１２は直流電圧検出器、１３は交流電圧検出器、１４は制御部、１５はモータ制御部、１６はＰＦＣ制御部、５０は空調機を示す。

Claims (4)

1. 直列に接続される２つのダイオードからなるダイオード直列回路と、
   直列に接続される２つのコンデンサからなり、前記ダイオード直列回路に並列に接続されるコンデンサ直列回路と、
   ６個のスイッチング素子からなる３つのスイッチングレグを有して単一のモジュールで構成され、前記ダイオード直列回路に並列に接続されるスイッチングモジュールと、
   前記３つのスイッチングレグの１つである第１レグの共通接続点と、前記ダイオード直列回路の共通接続点とに接続される単相交流電源の電圧を検出する交流電圧検出器と、
   前記各スイッチングレグに流れる電流をそれぞれ検出する電流検出器と、
   前記ダイオード直列回路の端子電圧である直流電圧を検出する直流電圧検出器と、
   前記電流，前記交流電圧及び前記直流電圧に基づいて、前記各スイッチング素子によるスイッチングをＰＷＭ制御する制御部とを備え、
   前記第１レグが前記制御部により力率制御用レグとしてスイッチング制御され、
   他の２つのスイッチングレグである第２及び第３レグの共通接続点と前記２つのコンデンサの共通接続点とが３相負荷に接続されることで、前記第２及び第３レグが前記制御部により負荷制御用レグとしてスイッチング制御される電力変換装置。
2. 前記制御部は、入力される速度指令に基づいて３相電圧指令を生成すると、前記３相指令電圧を前記第２，第３レグに対応する２相電圧指令に変換し、その変換結果と前記直流電圧とに基づいて前記負荷制御用レグのＰＷＭデューティを生成し、
   前記交流電圧の位相と、前記直流電圧と、前記第１レグに流れる電流とに基づいて前記力率制御用レグのＰＷＭデューティを生成すると、前記ＰＷＭデューティを前記交流電源の極性に応じて変調し、変調したＰＷＭデューティをスイッチング制御に使用する請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記単相交流電源と、前記ダイオード直列回路の共通接続点との間に挿入されるリアクトルを備え、
   前記制御部は、入力される直流電圧指令と前記直流電圧との差に応じて前記力率制御用レグのＰＷＭデューティを生成することで、直流電圧の昇圧機能を備えている請求項２記載の電力変換装置。
4. 請求項１から３の何れか一項に記載の電力変換装置と、
   この電力変換装置により変換された交流電力により駆動される前記３相負荷としてのモータとを備え、
   前記モータが発生する駆動力を動力源とする空調機。

Images