JP2021083276A - モータ制御装置、モータ制御方法、ハイブリッドシステム、昇圧コンバータシステム、電動パワーステアリングシステム - Google Patents

Abstract

【課題】永久磁石同期モータで発生する振動や騒音を効果的に抑制する。【解決手段】モータ制御装置１は、搬送波である三角波信号Ｔｒを生成する三角波生成部１７と、三角波信号Ｔｒの周波数を表す搬送波周波数ｆｃを調整する搬送波周波数調整部１６と、三角波信号Ｔｒを用いてトルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調し、インバータの動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部１８とを備える。搬送波周波数調整部１６は、トルク指令Ｔ＊と、モータの回転速度ωｒとに基づき、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの位相差を表す電圧位相誤差Δθｖを変化させるように、搬送波周波数ｆｃを調整する。【選択図】図２

Description

本発明は、モータ制御装置、モータ制御方法、ハイブリッドシステム、昇圧コンバータシステムおよび電動パワーステアリングシステムに関する。

永久磁石同期モータは、ブラシや整流子といった機械的な電流の整流機構を必要とせず、保守が容易な上、小型軽量で効率、力率ともに高いため、電気自動車の駆動・発電等の用途に広く普及している。一般的に永久磁石同期モータは、電機子コイル等で構成される固定子と、永久磁石や鉄心等で構成される回転子から成る。バッテリ等の直流電源から供給される直流電圧をインバータで交流電圧に変換し、永久磁石同期モータの電機子コイルに交流電流を流すことにより、電機子磁束が発生する。この電機子磁束と永久磁石の磁石磁束との間に生じる吸引力・反発力によって発生するマグネットトルクや、回転子を透過する電機子磁束の磁気抵抗を最小化するために発生するリラクタンストルクにより、永久磁石同期モータが駆動される。

永久磁石同期モータには、モータの回転方向（周方向）と、モータの回転軸に対して垂直な方向（径方向）とで、電機子磁束と磁石磁束による電磁力がそれぞれ発生する。上記のトルクは、周方向の電磁力を積分したものであり、これにはモータの磁気回路の構造に起因するトルクの揺らぎ（トルク脈動）が含まれている。一方、モータの径方向に生じる電磁力は、モータの固定子やケースを変形・振動させる加振力（電磁加振力）として作用する。

モータの低回転時には、他の振動・騒音要因が少ないため、トルク脈動に起因する振動・騒音が顕在化する。特に、電気自動車やハイブリッド自動車のような永久磁石同期モータを使用する環境対応自動車では、低回転時にモータの回転子とタイヤとの２慣性系によって車体共振が発生し、振動・騒音が顕著となる場合がある。一方、低回転時を除いたモータの回転数領域では、径方向の電磁力（電磁加振力）は周方向の電磁力（トルク脈動）と比較して、５〜１０倍程度の大きさとなる。そのため、電磁加振力による振動・騒音が支配的となる。

加えてモータに流れる交流電流には、モータの駆動制御に用いられ、モータの回転数に応じて周波数が変換する正弦波等の基本波電流成分と、インバータのスイッチング動作による高調波電流成分とが含まれる。高調波電流の周波数は、基本波電流の周波数と、ＰＷＭ変調に用いられる搬送波の周波数とによって定まる。そのため、モータの回転数によっては、基本波電流によってモータに生じる電磁加振力またはトルク脈動と、高調波電流によってモータに生じる電磁加振力またはトルク脈動とが重なり合い、大きな振動や騒音が発生してしまうことがある。

本願発明の関連技術として、特許文献１に記載の技術が知られている。特許文献１には、永久磁石モータの回転数に応じた基本波電流と、スイッチング動作による高調波電流とを含み、所定のモータ回転数において、基本波電流によってモータに周期的に生じる加振力の位相である第１位相と、高調波電流によってモータに周期的に生じる加振力の位相である第２位相とが互いに重ならないように、第２位相を制御する方法が開示されている。

国際公開第２０１８／１３９２９５号

前述の通り、モータの低回転時には、他の振動・騒音要因が少ないため、トルク脈動に起因する振動・騒音が顕在化する。一方、低回転時を除いたモータの回転数領域では、電磁加振力による振動・騒音が支配的となる。このように、電気自動車やハイブリッド自動車のような永久磁石同期モータを使用する環境対応自動車では、広い範囲の回転数において振動・騒音が課題となる。しかしながら、特許文献１に開示された方法では、広い範囲の回転数において、こうした点を効果的に改善することができない。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、永久磁石同期モータで発生する振動や騒音を効果的に抑制することを目的とする。

本発明によるモータ制御装置は、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御するものであって、搬送波を生成する搬送波生成部と、前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、前記搬送波を用いてトルク指令に応じた電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、前記搬送波周波数調整部は、前記トルク指令と、前記交流モータの回転速度とに基づき、前記電圧指令と前記搬送波の位相差を変化させるように、前記搬送波の周波数を調整する。
本発明によるモータ制御方法は、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御するものであって、前記交流モータに対するトルク指令と、前記交流モータの回転速度とに基づき、前記トルク指令に応じた電圧指令と搬送波の位相差を変化させるように、前記搬送波の周波数を調整し、前記調整された周波数で前記搬送波を生成し、前記搬送波を用いて前記電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成する。
本発明によるハイブリッドシステムは、前記モータ制御装置と、前記モータ制御装置から出力される前記ゲート信号に基づいて動作し、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と、前記交流電力を用いて駆動する交流モータと、前記交流モータに接続されたエンジンシステムと、を備える。
本発明による昇圧コンバータシステムは、前記モータ制御装置と、直流電源に接続され、前記モータ制御装置の制御に応じて前記直流電源を昇圧した直流電力を生成する昇圧コンバータと、前記モータ制御装置から出力される前記ゲート信号に基づいて動作し、前記昇圧コンバータにより昇圧された前記直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と、を備える。
本発明による電動パワーステアリングシステムは、前記モータ制御装置と、前記モータ制御装置から出力される前記ゲート信号に基づいて動作し、直流電力から交流電力への電力変換をそれぞれ行う複数の電力変換器と、複数の巻線系統を有し、前記複数の電力変換器によりそれぞれ生成された交流電力が前記複数の巻線系統にそれぞれ流れることで駆動する交流モータと、を備え、前記交流モータを用いて車両のステアリングを制御する。

本発明によれば、永久磁石同期モータで発生する振動や騒音を効果的に抑制できる。

本発明の一実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図である。 本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の機能構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数調整部の機能構成を示すブロック図である。 搬送波周波数一定時の音・振動の周波数スペクトル強度の実測データの一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る電圧位相誤差演算部の機能構成を示すブロック図である。 基準電圧位相演算の概念図である。 モータにおいて生じる周波数ごとの電磁加振力とトルク脈動による騒音レベルの一例を示す図である。 回転速度ωｒごとの基準電圧位相θｖｂに対するトルク脈動と電磁加振力の基準電圧位相θｖｂに対する位相差データ例を示す図である。 変調率Ｈごとの基準電圧位相θｖｂに対するトルク脈動と電磁加振力の基準電圧位相θｖｂに対する位相差データ例を示す図である。 本発明による電磁加振力の低減効果を示す図である。 本発明によるトルク脈動の低減効果を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係るハイブリッドシステムの構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る昇圧コンバータシステムの構成を示す図である。 本発明の第４の実施形態に係る電動パワーステアリングシステムの構成を示す図である。 本発明の第４の実施形態に係る電動パワーステアリングシステムにおける駆動制御システムの構成を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を参照しながら詳細に説明する。本実施形態では、電気自動車やハイブリッド自動車に搭載されて使用されるモータ駆動システムへの適用例について説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図である。図１において、モータ駆動システム１００は、モータ制御装置１、永久磁石同期モータ（以下、単に「モータ」と称する）２、インバータ３、回転位置検出器４１、高圧バッテリ５を備える。

モータ制御装置１は、車両からモータ２に対して要求される目標トルクに応じたトルク指令Ｔ＊に基づいて、モータ２の駆動を制御するためのゲート信号を生成し、インバータ３に出力する。なお、モータ制御装置１の詳細については後で説明する。

インバータ３は、インバータ回路３１、ＰＷＭ信号駆動回路３２および平滑キャパシタ３３を有する。ＰＷＭ信号駆動回路３２は、モータ制御装置１から入力されるゲート信号に基づいて、インバータ回路３１が有する各スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路３１に出力する。インバータ回路３１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームおよび下アームにそれぞれ対応するスイッチング素子を有している。ＰＷＭ信号駆動回路３２から入力されたＰＷＭ信号に従ってこれらのスイッチング素子がそれぞれ制御されることで、高圧バッテリ５から供給される直流電力が交流電力に変換され、モータ２に出力される。平滑キャパシタ３３は、高圧バッテリ５からインバータ回路３１に供給される直流電力を平滑化する。

モータ２は、インバータ３から供給される交流電力により回転駆動される同期モータであり、固定子および回転子を有する。インバータ３から入力された交流電力が固定子に設けられた電機子コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに印加されると、モータ２において三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが導通し、各電機子コイルに電機子磁束が発生する。この各電機子コイルの電機子磁束と、回転子に配置された永久磁石の磁石磁束との間で吸引力・反発力が発生することで、回転子にトルクが発生し、回転子が回転駆動される。

モータ２には、回転子の回転位置θを検出するための回転位置センサ４が取り付けられている。回転位置検出器４１は、回転位置センサ４の入力信号から回転位置θを演算する。回転位置検出器４１による回転位置θの演算結果はモータ制御装置１に入力され、モータ制御装置１がモータ２の誘起電圧の位相に合わせてゲート信号を生成することで行われる交流電力の位相制御において利用される。

ここで、回転位置センサ４には、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサであっても問題ない。また、回転位置検出器４１は、回転位置センサ４からの入力信号を用いず、モータ２に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗや、インバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いて回転位置θを推定してもよい。

インバータ３とモータ２の間には、電流検出手段７が配置されている。電流検出手段７は、モータ２を通電する三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（Ｕ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗ）を検出する。電流検出手段７は、例えばホール電流センサ等を用いて構成される。電流検出手段７による三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出結果はモータ制御装置１に入力され、モータ制御装置１が行うゲート信号の生成に利用される。なお、図１では電流検出手段７が３つの電流検出器により構成される例を示しているが、電流検出器を２つとし、残る１相の交流電流は、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの和が零であることから算出してもよい。また、高圧バッテリ５からインバータ３に流入するパルス状の直流電流を、平滑キャパシタ３３とインバータ３の間に挿入されたシャント抵抗等により検出し、この直流電流とインバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求めてもよい。

次に、モータ制御装置１の詳細について説明する。図２は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置１の機能構成を示すブロック図である。図２において、モータ制御装置１は、電流指令生成部１１、速度算出部１２、三相／ｄｑ変換電流制御部１３、電流制御部１４、ｄｑ／三相電圧指令変換部１５、搬送波周波数調整部１６、三角波生成部１７、ゲート信号生成部１８の各機能ブロックを有する。モータ制御装置１は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。

電流指令生成部１１は、入力されたトルクＴ＊指令と電源電圧Ｈｖｄｃに基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を演算する。ここでは、例えば予め設定された電流指令マップや数式等を用いて、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を求める。

速度算出部１２は、回転位置θの時間変化から、モータ２の回転速度（回転数）を表すモータ回転速度ωｒを演算する。なお、モータ回転速度ωｒは、角速度（ｒａｄ／ｓ）または回転数（ｒｐｍ）のいずれで表される値であってもよい。また、これらの値を相互に変換して用いてもよい。

三相／ｄｑ変換電流制御部１３は、電流検出手段７が検出した三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対して、回転位置検出器４１が求めた回転位置θに基づくｄｑ変換を行い、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを演算する。

電流制御部１４は、電流指令生成部１１から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、三相／ｄｑ変換電流制御部１３から出力されるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑとの偏差に基づき、これらの値がそれぞれ一致するように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。ここでは、例えばＰＩ制御等の制御方式により、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流値Ｉｄの偏差に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑの偏差に応じたｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを求める。

ｄｑ／三相電圧指令変換部１５は、電流制御部１４が演算したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に対して、回転位置検出器４１が求めた回転位置θに基づく三相変換を行い、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊）を演算する。これにより、トルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。

搬送波周波数調整部１６は、電流指令生成部１１が生成したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、回転位置検出器４１が求めた回転位置θ、速度算出部１２が求めた回転速度ωｒ、トルク指令Ｔ＊、電源電圧Ｈｖｄｃに基づき、ゲート信号の生成に用いられる搬送波の周波数を表す搬送波周波数ｆｃを演算する。この搬送波周波数ｆｃに従って三角波生成部１７が搬送波を生成することで、モータ２で発生する振動や騒音を抑制できるように、搬送波の周波数が調整される。なお、搬送波周波数調整部１６による搬送波周波数ｆｃの演算方法の詳細については後述する。

三角波生成部１７は、搬送波周波数調整部１６が演算した搬送波周波数ｆｃに基づき、三角波信号（搬送波信号）Ｔｒを生成する。

ゲート信号生成部１８は、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒを用いて、ｄｑ／三相電圧指令変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をそれぞれパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのゲート信号を生成する。具体的には、ｄｑ／三相電圧指令変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒとの比較結果に基づき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してパルス状の電圧を生成する。そして、生成したパルス状の電圧に基づき、インバータ３の各相のスイッチング素子に対するゲート信号を生成する。このとき、各相の上アームのゲート信号Ｇｕｐ、Ｇｖｐ、Ｇｗｐをそれぞれ論理反転させ、下アームのゲート信号Ｇｕｎ、Ｇｖｎ、Ｇｗｎを生成する。ゲート信号生成部１８が生成したゲート信号は、モータ制御装置１からインバータ３のＰＷＭ信号駆動回路３２に出力され、ＰＷＭ信号駆動回路３２によってＰＷＭ信号に変換される。これにより、インバータ回路３１の各スイッチング素子がオン／オフ制御され、インバータ３の出力電圧が調整される。

次に、モータ制御装置１における搬送波周波数調整部１６の動作について説明する。搬送波周波数調整部１６は前述のように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置θと、回転速度ωｒと、トルク指令Ｔ＊と、電源電圧Ｈｖｄｃに基づき、搬送波周波数ｆｃを演算する。この搬送波周波数ｆｃに従って三角波生成部１７が生成する三角波信号Ｔｒの周波数を逐次的に制御することで、トルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の電圧波形に対して、搬送波である三角波信号Ｔｒの周期と位相がそれぞれ所望の関係となるように調整する。なお、ここでの所望の関係とは、ＰＷＭ信号によるインバータ３のスイッチング動作が原因の高調波電流によってモータ２に生じる電磁加振力またはトルク脈動が、電圧指令に応じた基本波電流により生じる電磁加振力またはトルク脈動と同周期かつ逆位相となるような関係のことを指す。

図３は、本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数調整部１６のブロック図である。搬送波周波数調整部１６は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１、電圧位相演算部１６２、変調率演算部１６３、電圧位相誤差演算部１６４、同期搬送波周波数演算部１６５、搬送波周波数設定部１６６を有する。

同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、回転速度ωｒに基づき、同期ＰＷＭ制御における電圧波形の１周期に対する搬送波の数を表す同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを選択する。同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は例えば、Ｎｃ±３やＮｃ×２の値が、電圧指令に応じた基本波電流によりモータ２に生じる電磁加振力やトルク脈動の次数（６の倍数）と一致するように、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを選択する。具体的には、例えば、回転速度ωｒが所定の閾値未満であればＮｃ＝１５とし、閾値以上であればＮｃ＝９とする。これにより、モータ２において基本波電流により生じる電磁加振力やトルク脈動の次数に対応する同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを、回転速度ωｒに応じて最適な値に設定することができる。

なお、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを上記のように設定する理由を以下に説明する。パルス幅変調による高調波電流の脈動（側帯波成分）の次数は、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを用いて、Ｎｃ±２、Ｎｃ±４、Ｎｃ×２±１と表される。これらの側帯波成分によりモータ２に生じる電磁加振力とトルク脈動の次数は、Ｎｃ±３、Ｎｃ×２となる。そのため、モータ２において基本波電流による電磁加振力やトルク脈動を抑制するためには、上記のように同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを設定することで、前述した所望の関係が満たされるように、搬送波である三角波信号Ｔｒを調整することが好ましい。これにより、基本波電流による電磁加振力やトルク脈動を、パルス幅変調で用いられる搬送波による電磁加振力やトルク脈動で相殺し、モータ２において生じる振動や騒音を抑制することが可能となる。

図４は、搬送波周波数一定時の音・振動の周波数スペクトル強度の実測データの一例を示す図である。図４では、搬送波である三角波信号Ｔｒの周波数を一定として、モータ２の回転数を０ｒｐｍから任意の回転数まで上昇させたときに、モータ２において生じた音と振動の周波数スペクトル強度の実測データの一例を示している。図４において、横軸はモータ２の回転を開始してからの経過時間を表し、縦軸は周波数を表している。また、図４では線の濃淡により、音と振動の強度を表している。

図４を見ると、パルス幅変調に用いられる搬送波に起因してモータ２に生じた電磁加振力とトルク脈動が、ｆｃ±３ｆ１の周波数において周波数スペクトル上に強く現れていることが分かる。なお、図４では搬送波周波数ｆｃを一定としている。また、ｆ１は電圧指令に応じた基本波電流の周波数を表しており、これはモータ２の回転数（回転速度ωｒ）と比例している。

同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、以上を踏まえて、回転速度ωｒに基づいて同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを前述のような値で選択する。例えば同期ＰＷＭ搬送波数をＮｃ＝９とすると、搬送波に起因した高調波電流によりモータ２において生じる電磁加振力とトルク脈動の次数は、前述の式から９−３＝６、９＋３＝１２、９×２＝１８と計算される。計算されたこれらの次数はいずれも、基本波電流により生じる電磁加振力とトルク脈動の次数である６の倍数と一致する。また、同期ＰＷＭ搬送波数をＮｃ＝１５に設定した場合も同様に、基本波電流により生じる電磁加振力とトルク脈動の次数である６の倍数と一致する。そのため、基本波電流による電磁加振力やトルク脈動を、パルス幅変調で用いられる搬送波による電磁加振力やトルク脈動で相殺することが可能となる。

なお、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、回転速度ωｒだけでなく、トルク指令Ｔ＊に基づいて、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの選択を行ってもよい。また、例えばヒステリシスを設定するなど、回転速度ωｒが上昇するときと下降するときとで、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの選択基準を変化させてもよい。

電圧位相演算部１６２は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置θと、回転速度ωｒと、搬送波周波数ｆｃに基づいて、以下の式（１）〜（４）により電圧位相θｖを演算する。
θｖ＝θ＋φｖ＋φｄｑｖ＋０．５π ・・・（１）
φｖ＝ωｒ・１．５Ｔｃ ・・・（２）
Ｔｃ＝１／ｆｃ ・・・（３）
φｄｑｖ＝ａｔａｎ（Ｖｑ／Ｖｄ） ・・・（４）

ここで、φｖは電圧位相の演算遅れ補償値を、Ｔｃは搬送波周期を、φｄｑｖはｄ軸からの電圧位相をそれぞれ表すものとする。演算遅れ補償値φｖは、回転位置検出器４１が回転位置θを取得してからモータ制御装置１がインバータ３にゲート信号を出力するまでの間に、１．５制御周期分の演算遅れが発生することを補償する値である。なお、本実施形態では、式（１）右辺の第４項で０．５πを加算している。これは、式（１）右辺の第１項〜第３項で演算される電圧位相がｃｏｓ波であるため、これをｓｉｎ波に視点変換するための演算である。

変調率演算部１６３は、以下の式（５）に従い、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、電源電圧Ｈｖｄｃに基づいて変調率Ｈを演算する。なお、変調率Ｈは、高圧バッテリ５からインバータ３に供給される直流電力と、インバータ３からモータ２に出力される交流電力との電圧振幅比を表している。
Ｈ＝√（Ｖｄ＾２＋Ｖｑ＾２）／（Ｈｖｄｃ／２） ・・・（５）

電圧位相誤差演算部１６４は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により選択された同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃと、電圧位相演算部１６２により演算された電圧位相θｖと、変調率演算部１６３により演算された変調率Ｈと、回転速度ωｒと、トルク指令Ｔ＊に基づき、電圧位相誤差Δθｖを演算する。電圧位相誤差Δθｖは、インバータ３に対する電圧指令である三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、パルス幅変調に用いる搬送波である三角波信号Ｔｒとの位相差を表している。電圧位相誤差演算部１６４が所定の演算周期ごとに電圧位相誤差Δθｖを演算することで、搬送波周波数調整部１６において、インバータ３に対する電圧指令とパルス幅変調に用いる搬送波との位相差を変化させるように、三角波信号Ｔｒの周波数調整を行うことができる。

同期搬送波周波数演算部１６５は、以下の式（６）に従い、電圧位相誤差演算部１６４により演算された電圧位相誤差Δθｖと、回転速度ωｒと、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により選択された同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに基づき、同期搬送波周波数ｆｃｓを演算する。
ｆｃｓ＝ωｒ・Ｎｃ・（１＋Δθｖ・Ｋ）／（２π）・・・（６）

同期搬送波周波数演算部１６５は、例えばＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）制御により、式（６）に基づく同期搬送波周波数ｆｃｓを演算することができる。なお、式（６）においてゲインＫは一定値としてもよいし、条件により可変としてもよい。

搬送波周波数設定部１６６は、回転速度ωｒに基づいて、同期搬送波周波数演算部１６５により演算された同期搬送波周波数ｆｃｓと、非同期搬送波周波数ｆｃｎｓとのいずれかを選択し、搬送波周波数ｆｃとして出力する。非同期搬送波周波数ｆｃｎｓは、搬送波周波数設定部１６６において予め設定された一定値である。なお、予め非同期搬送波周波数ｆｃｎｓを複数用意しておき、その中でいずれかを回転速度ωｒに応じて選択してもよい。例えば、回転速度ωｒの値が大きいほど非同期搬送波周波数ｆｃｎｓの値が大きくなるように、搬送波周波数設定部１６６において非同期搬送波周波数ｆｃｎｓを選択し、搬送波周波数ｆｃとして出力することができる。

次に、搬送波周波数調整部１６のうち、電圧位相誤差演算部１６４における電圧位相誤差Δθｖの演算方法の詳細について説明する。

図５は、本発明の第１の実施形態に係る電圧位相誤差演算部１６４のブロック図である。電圧位相誤差演算部１６４は、基準電圧位相演算部１６４１、脈動周波数変換部１６４２、脈動寄与度選択部１６４３、電磁加振力低減位相差テーブル１６４４ａ、トルク脈動低減位相差テーブル１６４４ｂ、電圧位相差変換部１６４５、加算部１６４６、減算部１６４７を有する。

基準電圧位相演算部１６４１は、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃと電圧位相θｖに基づき、同期ＰＷＭ制御における搬送波の位相を固定するための基準電圧位相θｖｂを演算する。基準電圧位相演算部１６４１により基準電圧位相θｖｂの演算が行われることで、電圧位相θｖに対する搬送波の周期と、基本波電流によってモータ２に発生する電磁加振力やトルク脈動の周期とを、互いに一致させることができる。

図６は、基準電圧位相演算部１６４１が実施する基準電圧位相演算の概念図である。基準電圧位相演算部１６４１は、例えば図６に示すように、０から２πの間で同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じた段数で階段状に変化する基準電圧位相θｖｂを演算する。なお、図６では説明を分かりやすくするため、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが３であるときの例を示しているが、実際には同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃは、前述のようにＮｃ＝９またはＮｃ＝１５とすることが好ましい。

本実施形態では処理負荷低減のため、例えば図６に示すように、三角搬送波が最小値（谷）から最大値（山）まで上昇する区間である谷割り区間でのみ、搬送波周波数調整部１６が搬送波の周波数を調整可能とする。この場合、同期搬送波周波数演算部１６５では後述するように、搬送波の谷割り区間において、電圧位相誤差Δθｖから同期搬送波周波数ｆｃｓを逐次的に演算することで、同期ＰＷＭ制御を実施する。基準電圧位相演算部１６４１は、この電圧位相誤差Δθｖの演算に用いられる基準電圧位相θｖｂを、図６に示すようにπ／３間隔で変化する離散値として算出する。なお、この基準電圧位相θｖｂの間隔は、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じて変化する。同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが大きくなるほど、基準電圧位相θｖｂの間隔が小さくなる。

具体的には、基準電圧位相演算部１６４１は、以下の式（７）〜（８）に従い、電圧位相θｖ、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに基づいて基準電圧位相θｖｂを演算する。
θｖｂ＝ｉｎｔ（θｖ／θｓ）・θｓ＋０．５θｓ ・・・（７）
θｓ＝２π／Ｎｃ ・・・（８）

ここで、θｓは搬送波１つあたりの電圧位相θｖの変化幅を表し、ｉｎｔは小数点以下の切り捨て演算を表すものとする。

なお、本実施形態では、三角搬送波が最大値（山）から最小値（谷）まで下降する区間である山割り区間で基準電圧位相θｖｂが０ｒａｄとなるように、基準電圧位相演算部１６４１において式（７）〜（８）に従い基準電圧位相θｖｂを演算している。しかしながら、基準電圧位相θｖｂが０ｒａｄとなる期間は山割り区間に限らない。電圧位相θｖを用いて、０から２πの間で同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じた段数で階段状に変化する基準電圧位相θｖｂを演算できれば、式（７）〜（８）以外の演算方法により、基準電圧位相演算部１６４１が基準電圧位相θｖｂの演算を行ってもよい。

脈動周波数変換部１６４２は、以下の式（９）に従い、回転速度ωｒを脈動周波数ｆｒに変換する。
ｆｒ＝ωｒ・４・Ｎｒ／（２π） ・・・（９）

ここで、Ｎｒは基本波電流により生じる電磁加振力やトルク脈動の次数を表しており、これは前述のように６の倍数（６、１２、１８、２４．．．）である。脈動周波数変換部１６４２では、抑制対象とする電磁加振力やトルク脈動の次数に合わせて、Ｎｒの値を設定することができる。

脈動寄与度選択部１６４３は、脈動周波数変換部１６４２により求められた脈動周波数ｆｒに基づいて、モータ２の径方向に生じる電磁加振力と、モータ２の周方向に生じるトルク脈動とのうち、モータ２において発生する振動や騒音への寄与度が大きい方を選択する。

図７は、モータ２において生じる周波数ごとの電磁加振力とトルク脈動による騒音レベルの一例を示す図である。図７では、横軸に周波数を示し、縦軸に騒音レベルの大きさを示している。図７から、区間ａ、ｃにおいては周方向のトルク脈動による騒音レベルの方が高く、区間ｂでは径方向の電磁加振力による騒音レベルの方が高いことが分かる。このような騒音レベルの周波数特性は、モータ２の構造によって定まるため、モータ２の仕様ごとに固有である。そのため、図７に示すような周波数ごとの騒音レベルの関係をシミュレーションや実測により予め取得しておくことで、脈動寄与度選択部１６４３により、回転速度ωｒに応じた脈動周波数ｆｒに基づき、電磁加振力とトルク脈動の一方を、モータ２において発生する振動や騒音への寄与度が大きい方として選択することができる。

電磁加振力低減位相差テーブル１６４４ａは、モータ２の電磁加振力を低減するための位相差を表すテーブルであり、トルク脈動低減位相差テーブル１６４４ｂは、モータ２のトルク脈動を低減するための位相差を表すテーブルである。ここでの位相差とは、基準電圧位相θｖｂに対する位相差を意味している。これらのテーブルは、回転速度ωｒ、トルク指令Ｔ＊および変調率Ｈの複数の値に対してそれぞれ設定されている。電圧位相誤差演算部１６４では、回転速度ωｒ、トルク指令Ｔ＊、変調率Ｈに基づいてこれらのテーブルをそれぞれ参照することで、電磁加振力の低減に適した位相差と、トルク脈動の低減に適した位相差とを、それぞれ特定することができる。

例えばシミュレーションや実測などにより、電磁加振力やトルク脈動が低減される基準電圧位相θｖｂに対する位相差データを、回転速度ωｒ、トルク指令Ｔ＊、変調率Ｈごとに予め取得しておく。電磁加振力低減位相差テーブル１６４４ａおよびトルク脈動低減位相差テーブル１６４４ｂは、予め取得したこれらの位相差データに基づいてそれぞれ設定される。ここで、変調率Ｈごとに電磁加振力低減位相差テーブル１６４４ａやトルク脈動低減位相差テーブル１６４４ｂが設定される理由は、高調波電流によって生じる電磁加振力やトルク脈動の支配的な次数が変調率Ｈに応じて変化することを補償するためである。なお、これらのテーブルに基づいて出力される位相差は、電流位相差と電圧位相差のいずれであってもよい。本実施形態では、電磁加振力低減位相差テーブル１６４４ａおよびトルク脈動低減位相差テーブル１６４４ｂからそれぞれ出力される位相差が電流位相差であり、後段の電圧位相差変換部１６４５において、電流位相差から電圧位相差への変換を行うものとする。

図８は、回転速度ωｒごとの基準電圧位相θｖｂに対するトルク脈動と電磁加振力の基準電圧位相θｖｂに対する位相差データ例を示す図である。図９は、変調率Ｈごとの基準電圧位相θｖｂに対するトルク脈動と電磁加振力の基準電圧位相θｖｂに対する位相差データ例を示す図である。なお、回転速度ωｒに応じてトルク指令Ｔ＊も変化するため、図８では、トルク指令Ｔ＊ごとの基準電圧位相θｖｂに対するトルク脈動と電磁加振力の基準電圧位相θｖｂに対する位相差データも示されている。

図８、図９では、基準電圧位相θｖｂに対する位相差が−１８０°から＋１８０°の範囲について、前述のように電圧指令に応じた基本波電流によりモータ２に生じるトルク脈動と電磁加振力として、６の倍数である６次、１２次、１８次、２４次の各次数におけるトルク脈動と電磁加振力の大きさと、これらを合計したトルク脈動の和と電磁加振力の和をそれぞれ示している。電圧位相誤差演算部１６４では、これらの位相差データに基づき、例えばトルク脈動の和が最も小さくなる位相差と、電磁加振力の和が最も小さくなる位相差をそれぞれテーブル化することで、トルク脈動低減位相差テーブル１６４４ｂおよび電磁加振力低減位相差テーブル１６４４ａを設定することができる。あるいは、共振周波数の回避などを目的として、特定の次数、例えば１２次のトルク脈動または電磁加振力を効果的に低減できる位相差をテーブル化し、トルク脈動低減位相差テーブル１６４４ｂおよび電磁加振力低減位相差テーブル１６４４ａを設定してもよい。

脈動寄与度選択部１６４３により、モータ２において発生する振動や騒音への寄与度が大きい方として電磁加振力が選択された場合は、回転速度ωｒ、トルク指令Ｔ＊、変調率Ｈに基づいて電磁加振力低減位相差テーブル１６４４ａで特定された電流位相差が、電圧位相差変換部１６４５に入力される。一方、脈動寄与度選択部１６４３により、モータ２において発生する振動や騒音への寄与度が大きい方としてトルク脈動が選択された場合は、回転速度ωｒ、トルク指令Ｔ＊、変調率Ｈに基づいてトルク脈動低減位相差テーブル１６４４ｂで特定された電流位相差が、電圧位相差変換部１６４５に入力される。

電圧位相差変換部１６４５は、電磁加振力低減位相差テーブル１６４４ａまたはトルク脈動低減位相差テーブル１６４４ｂから入力された電流位相差に０．５πを加算することで、電流位相差を電圧位相差に変換する。ここで０．５πを加算する理由は、高調波電流は基本波電流と比較して抵抗の影響を受けにくいため、主にモータ２のインダクタンス成分に流れる高調波電流の微分値（０．５π進み）が、モータ２の電圧に影響するためである。なお前述のように、電磁加振力低減位相差テーブル１６４４ａおよびトルク脈動低減位相差テーブル１６４４ｂからそれぞれ出力される位相差を電圧位相差とした場合は、電圧位相差変換部１６４５を設ける必要がない。

加算部１６４６は、基準電圧位相演算部１６４１にて演算した基準電圧位相θｖｂに、電圧位相差変換部１６４５にて演算した電圧位相差を加算し、高調波電流により生じる電磁加振力またはトルク脈動を低減するための補正基準電圧位相θｖｂ２を演算する。

減算部１６４７は、電圧位相θｖから補正基準電圧位相θｖｂ２を減算し、電圧位相誤差Δθｖを演算する。

電圧位相誤差演算部１６４では、以上説明したようにして、電圧位相誤差Δθｖが演算される。これにより、回転速度ωｒ、トルク指令Ｔ＊、変調率Ｈに基づき、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に応じた基本波電流によるトルク脈動や電磁加振力、すなわち基本波電流の高調波成分のうち、６の倍数を次数とする各高調波成分のトルク脈動や電磁加振力が、パルス幅変調で用いられる搬送波によるトルク脈動や電磁加振力で相殺されるように、電圧位相誤差Δθｖを決定することができる。その結果、モータ２において生じるトルク脈動または電磁加振力を低減させるように、インバータ３に対する電圧指令とパルス幅変調に用いる搬送波との位相差を変化させて、搬送波周波数ｆｃを設定することができる。

図１０は、本発明による電磁加振力の低減効果を示す図である。図１０では、本発明を適用しない場合に基本波電流によって生じる電磁加振力の例を破線で示すとともに（従来技術）、本発明を適用した場合に基本波電流によって生じる電磁加振力の例を実線で示している（本発明）。なお、本発明を適用しない場合とは、電圧位相θｖと基準電圧位相θｖｂとの差分により電圧位相誤差Δθｖを演算し、これを用いて同期ＰＷＭ制御を行った場合に相当する。一方、本発明を適用した場合とは、上記で説明したように、電磁加振力低減位相差テーブル１６４４ａから求めた位相差、すなわちモータ２の電磁加振力を低減する位相差を基準電圧位相θｖｂに加算した補正基準電圧位相θｖｂ２に基づいて電圧位相誤差Δθｖを演算し、これを用いて同期ＰＷＭ制御を行った場合である。図１０から、本発明を適用した場合は適用していない場合と比較して、電磁加振力を低減できており、本発明が有効であることが確認できる。

図１１は、本発明によるトルク脈動の低減効果を示す図である。図１１では、本発明を適用しない場合に基本波電流によって生じるトルク脈動の例を破線で示すとともに（従来技術）、本発明を適用した場合に基本波電流によって生じるトルク脈動の例を実線で示している（本発明）。なお、本発明を適用しない場合とは、電圧位相θｖと基準電圧位相θｖｂとの差分により電圧位相誤差Δθｖを演算し、これを用いて同期ＰＷＭ制御を行った場合に相当する。一方、本発明を適用した場合とは、上記で説明したように、トルク脈動低減位相差テーブル１６４４ｂから求めた位相差、すなわちモータ２のトルク脈動を低減する位相差を基準電圧位相θｖｂに加算した補正基準電圧位相θｖｂ２に基づいて電圧位相誤差Δθｖを演算し、これを用いて同期ＰＷＭ制御を行った場合である。図１１から、本発明を適用した場合は適用していない場合と比較して、トルク脈動を低減できており、本発明が有効であることが確認できる。

なお、搬送波周波数調整部１６において、上記の処理はモータ２の力行駆動時、回生駆動時のどちらで行ってもよい。力行駆動時はトルク指令Ｔ＊が正の値となり、回生駆動時にはトルク指令Ｔ＊が負の値となる。したがって、搬送波周波数調整部１６では、トルク指令Ｔ＊の値よりモータ２が力行駆動または回生駆動のいずれであるかの判断を実施し、その判断の結果に基づいて上述のような演算処理を電圧位相誤差演算部１６４において行うことにより、モータ２において生じるトルク脈動または電磁加振力を低減させるように、電圧位相誤差Δθｖを変化させて搬送波周波数ｆｃを設定することができる。

以上説明した本発明の一実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

（１）モータ制御装置１は、直流電力から交流電力への電力変換を行うインバータ３と接続され、その交流電力を用いて駆動するモータ２の駆動を制御するものであって、搬送波である三角波信号Ｔｒを生成する三角波生成部１７と、三角波信号Ｔｒの周波数を表す搬送波周波数ｆｃを調整する搬送波周波数調整部１６と、三角波信号Ｔｒを用いてトルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部１８とを備える。搬送波周波数調整部１６は、トルク指令Ｔ＊と、モータ２の回転速度ωｒとに基づき、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの位相差を表す電圧位相誤差Δθｖを変化させるように、搬送波周波数ｆｃを調整する。このようにしたので、モータ２で発生する振動や騒音を効果的に抑制できる。

（２）搬送波周波数調整部１６は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを所定の整数値に選択することで、搬送波周波数ｆｃが三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周波数の整数倍となるように、搬送波周波数ｆｃを調整する。このようにしたので、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の電圧波形に対して、搬送波である三角波信号Ｔｒの周期と位相がそれぞれ所望の関係となるように調整し、同期ＰＷＭ制御を確実に行うことができる。

（３）搬送波周波数調整部１６は、脈動寄与度選択部１６４３により、モータ２の回転速度ωｒに基づいて、モータ２の周方向に生じるトルク脈動と、モータ２の径方向に生じる電磁加振力との一方を選択する。そして、電圧位相誤差演算部１６４により、選択したトルク脈動または電磁加振力を低減させるように、電圧位相誤差Δθｖを変化させる。このようにしたので、トルク脈動による騒音レベルと電磁加振力による騒音レベルがそれぞれ図７に示すような周波数特性を有するモータ２に対して、任意の回転数で振動や騒音を効果的に抑制できる。

（４）搬送波周波数調整部１６は、トルク指令Ｔ＊と、回転速度ωｒと、変調率演算部１６３により演算され、インバータ３に供給される直流電力とインバータ３から出力される交流電力との電圧振幅比を表す変調率Ｈとに基づき、電圧位相誤差Δθｖを変化させる。このようにしたので、高調波電流によって生じる電磁加振力やトルク脈動の支配的な次数が変調率Ｈに応じて変化し、これによりモータ２の振動や騒音が変調率Ｈに応じて変化するような場合でも、その変化を確実に補償して、モータ２で発生する振動や騒音を効果的に抑制できる。

（５）搬送波周波数調整部１６は、電磁加振力低減位相差テーブル１６４４ａおよびトルク脈動低減位相差テーブル１６４４ｂを参照することで、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に応じた基本波電流の高調波成分のうち、６の倍数を次数とする各高調波成分に基づき、電圧位相誤差Δθｖを変化させる。このようにしたので、基本波電流による電磁加振力やトルク脈動を、パルス幅変調で用いられる搬送波による電磁加振力やトルク脈動で相殺して、モータ２で発生する振動や騒音を効果的に抑制できる。

（６）搬送波周波数調整部１６は、トルク指令Ｔ＊に基づいてモータ２が力行駆動または回生駆動のいずれであるかの判断を実施し、その判断の結果に基づいて電圧位相誤差Δθｖを変化させてもよい。このようにすれば、モータ２の駆動状態に応じて最適な制御を実現できる。

（第２の実施形態）（シリーズハイブリッドシステム）
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。本実施形態では、モータとエンジンを組み合わせたハイブリッドシステムへの適用例を説明する。

図１２は、本発明の第２の実施形態に係るハイブリッドシステムの構成を示す図である。ハイブリッドシステム７２は、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１、モータ２、インバータ３、回転位置検出器４１および高圧バッテリ５を有するとともに、モータ２、インバータ３、回転位置検出器４１とそれぞれ対応するモータ２ａ、インバータ３ａおよび回転位置検出器４１ａを有する。

モータ２ａには、回転子の回転位置θａを検出するための回転位置センサ４ａが取り付けられている。回転位置検出器４１ａは、回転位置センサ４ａの入力信号から回転位置θａを演算し、モータ制御装置１に出力する。インバータ３ａとモータ２ａの間には、電流検出手段７ａが配置されている。

インバータ３ａは、インバータ回路３１ａ、ＰＷＭ信号駆動回路３２ａおよび平滑キャパシタ３３ａを有する。ＰＷＭ信号駆動回路３２ａは、インバータ３のＰＷＭ信号駆動回路３２と共通のモータ制御装置１に接続されており、モータ制御装置１から入力されるゲート信号に基づいて、インバータ回路３１ａが有する各スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路３１ａに出力する。インバータ回路３１ａおよび平滑キャパシタ３３ａは、インバータ回路３１および平滑キャパシタ３３と共通の高圧バッテリ５に接続されている。

モータ制御装置１には、モータ２に対するトルク指令Ｔ＊と、モータ２ａに対するトルク指令Ｔａ＊とが入力される。モータ制御装置１は、これらのトルク指令に基づき、第１の実施形態で説明したような方法でモータ２，２ａの駆動を制御するためのゲート信号をそれぞれ生成し、インバータ３，３ａにそれぞれ出力する。すなわち、電圧位相誤差演算部１６４により、モータ２，２ａで発生する振動や騒音をそれぞれ抑制できるように、電圧位相誤差を演算して搬送波の周波数を調整する。なお、この演算において参照される電磁加振力低減位相差テーブル１６４４ａおよびトルク脈動低減位相差テーブル１６４４ｂは、例えば、モータ２，２ａそれぞれで電磁加振力またはトルク脈動が最も効果的に低減できる値とすればよい。もしくは、それぞれでは電磁加振力またはトルク脈動が最も効果的に低減できる値ではないが、モータ２，２ａの脈動を総和すると、最も効果的に低減できる値としてもよい。

モータ２には、エンジンシステム７２１と制御手段７２２が接続されている。エンジンシステム７２１は、制御手段７２２の制御により駆動し、モータ２を回転駆動させる。モータ２は、エンジンシステム７２１により回転駆動されることで発電機として動作し、交流電力を発生する。モータ２が発生した交流電力は、インバータ３により直流電力に変換され、高圧バッテリ５に充電される。これにより、ハイブリッドシステム７２をシリーズハイブリッドシステムとして機能させることができる。なお、エンジンシステム７２１と制御手段７２２は、モータ２ａに接続可能としてもよい。

（第３の実施形態）（昇圧コンバータシステム）
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。本実施形態では、昇圧コンバータシステムへの適用例を説明する。

図１３は、本発明の第３の実施形態に係る昇圧コンバータシステムの構成を示す図である。昇圧コンバータシステム７３は、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１、モータ２、インバータ３、回転位置検出器４１および高圧バッテリ５を有するとともに、昇圧コンバータ７４を有する。

昇圧コンバータ７４は、スイッチング素子７４３、７４４を直列に接続し、直列に接続されたスイッチング素子７４３、７４４の中間接続点にリアクトル７４２を介して高圧バッテリ５が接続される。また、高圧バッテリ５と並列にコンデンサ７４１が接続される。

昇圧コンバータ７４は、モータ制御装置１によって指令が与えられ、スイッチング素子７４３、７４４がそれぞれスイッチング動作することで、高圧バッテリ５から供給される直流電圧を、昇圧コンバータシステム７３の最も効率が良い直流電圧まで昇圧する。これにより、高圧バッテリ５を昇圧した直流電力を生成し、インバータ３に供給する。インバータ３は、モータ制御装置１から出力されるゲート信号に基づいて動作し、昇圧コンバータ７４によって昇圧された直流電力から交流電力への電力変換を行う。

本実施形態では、昇圧コンバータ７４により直流電圧が昇圧されるため、モータ制御装置１において変調率演算部１６３は、以下の式（１０）に従い、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、昇圧後直流電圧Ｈｖｄｃ’に基づいて、昇圧後変調率Ｈ’を演算する。
Ｈ’＝√（Ｖｄ＾２＋Ｖｑ＾２）／（Ｈｖｄｃ’／２） ・・・（１０）

本実施形態では、電圧位相誤差演算部１６４において、回転速度ωｒ、トルク指令Ｔ＊、昇圧後変調率Ｈ’に基づいて、電磁加振力低減位相差テーブル１６４４ａおよびトルク脈動低減位相差テーブル１６４４ｂを参照することで、電磁加振力の低減に適した位相差と、トルク脈動の低減に適した位相差とをそれぞれ特定する。

（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。本実施形態では、電動パワーステアリングシステムへの適用例を説明する。

図１４は、本発明の第４の実施形態に係る電動パワーステアリングシステムの構成を示す図である。電動パワーステアリングシステム６１は、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１と、冗長化された駆動系統１０２Ａ，１０２Ｂとを含む駆動制御システム７５を有している。電動パワーステアリングシステム６１は、ステアリングホイール６２の回転トルクをトルクセンサ６３により検知し、その回転トルクに基づいて駆動制御システム７５を動作させる。これにより、ステアリングホイール６２の入力に応じたアシストトルクを発生し、ステアリングアシスト機構６４を介してステアリング機構６５へ出力することで、操舵力をアシストする。その結果、ステアリング機構６５によってタイヤ６６が転舵され、車両の進行方向が制御される。

一般的に車両の電動パワーステアリングシステムは、ステアリングホイールを介してドライバに直結しているため、振動や騒音がドライバに伝わりやすく、振動や騒音に対する要求仕様が高い。特に、ドライバがステアリングホイールを高速で回転している状態では、他の発生要因と比較して、モータの動作が振動や騒音の原因として支配的となる。これに対して、本実施形態の電動パワーステアリングシステム６１は、ドライバがステアリングホイール６２を高速で回転している状態での振動を効果的に低減できるため、低振動かつ低騒音な電動パワーステアリングシステムを実現できる。

図１５は、本発明の第４の実施形態に係る電動パワーステアリングシステム６１における駆動制御システム７５の構成を示す図である。駆動制御システム７５において、冗長化された駆動系統１０２Ａ，１０２Ｂには、モータ制御装置１、モータ２および高圧バッテリ５が共通に接続されている。本実施形態では、モータ２が２つの巻線系統２１，２２を有しており、一方の巻線系統２１が駆動系統１０２Ａを構成し、もう一方の巻線系統２２が駆動系統１０２Ｂを構成する。

駆動系統１０２Ａは、インバータ３および回転位置検出器４１を有しており、巻線系統２１に対応する回転子の回転位置θを検出するための回転位置センサ４がモータ２に取り付けられている。インバータ３により生成された交流電力は、モータ２の巻線系統２１に流れてモータ２を回転駆動させる。駆動系統１０２Ａにおいて、インバータ３とモータ２の間には、電流検出手段７が配置されている。

駆動系統１０２Ｂは、インバータ３ａおよび回転位置検出器４１ａを有しており、巻線系統２２に対応する回転子の回転位置θａを検出するための回転位置センサ４ａがモータ２に取り付けられている。インバータ３ａにより生成された交流電力は、モータ２の巻線系統２２に流れてモータ２を回転駆動させる。駆動系統１０２Ｂにおいて、インバータ３ａとモータ２の間には、電流検出手段７ａが配置されている。なお、インバータ３ａ、回転位置検出器４１ａ、回転位置センサ４ａおよび電流検出手段７ａは、第２の実施形態で説明した図１２のものとそれぞれ同様である。

モータ制御装置１には、モータ２に対するトルク指令Ｔ＊が入力される。モータ制御装置１は、入力されたトルク指令Ｔ＊に基づき、第１の実施形態で説明したような方法でモータ２の駆動を制御するためのゲート信号を生成し、インバータ３，３ａにそれぞれ出力する。すなわち、電圧位相誤差演算部１６４により、駆動系統１０２Ａ，１０２Ｂで発生する振動や騒音をそれぞれ抑制できるように、電圧位相誤差を演算して搬送波の周波数を調整する。なお、この演算において参照される電磁加振力低減位相差テーブル１６４４ａおよびトルク脈動低減位相差テーブル１６４４ｂは、例えば、駆動系統１０２Ａ，１０２Ｂそれぞれで電磁加振力またはトルク脈動が最も効果的に低減できる値とすればよい。もしくは、それぞれでは電磁加振力またはトルク脈動が最も効果的に低減できる値ではないが、駆動系統１０２Ａ，１０２Ｂの脈動を総和すると、最も効果的に低減できる値としてもよい。

なお、以上説明した実施形態や各種変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。また、上記では種々の実施形態や変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

１…モータ制御装置、２，２ａ…永久磁石同期モータ（モータ）、３，３ａ…インバータ、４，４ａ…回転位置センサ、５…高圧バッテリ、７，７ａ…電流検出手段、１１…電流指令生成部、１２…速度算出部、１３…三相／ｄｑ変換電流制御部、１４…電流制御部、１５…ｄｑ／三相電圧指令変換部、１６…搬送波周波数調整部、１７…三角波生成部、１８…ゲート信号生成部、３１，３１ａ…インバータ回路、３２，３２ａ…ＰＷＭ信号駆動回路、３３，３３ａ…平滑キャパシタ、４１，４１ａ…回転位置検出器、６１…電動パワーステアリングシステム、７２…シリーズハイブリッドシステム、７３…昇圧コンバータシステム、７４…昇圧コンバータ、７５…駆動制御システム、１００…モータ駆動システム、１０２Ａ，１０２Ｂ…駆動系統、１６１…同期ＰＷＭ搬送波数選択部、１６２…電圧位相演算部、１６３…変調率演算部、１６４…電圧位相誤差演算部、１６５…同期搬送波周波数演算部、１６６…搬送波周波数設定部、７２１…エンジンシステム、７２２…制御手段、１６４１…基準電圧位相演算部、１６４２…脈動周波数変換部、１６４３…脈動寄与度選択部、１６４４ａ…電磁加振力低減位相差テーブル、１６４４ｂ…トルク脈動低減位相差テーブル、１６４５…電圧位相差変換部、１６４６…加算部、１６４７…減算部

Claims (15)

1. 直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御するモータ制御装置であって、
   搬送波を生成する搬送波生成部と、
   前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、
   前記搬送波を用いてトルク指令に応じた電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、
   前記搬送波周波数調整部は、前記トルク指令と、前記交流モータの回転速度とに基づき、前記電圧指令と前記搬送波の位相差を変化させるように、前記搬送波の周波数を調整するモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記搬送波周波数調整部は、前記搬送波の周波数が前記電圧指令の周波数の整数倍となるように、前記搬送波の周波数を調整するモータ制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記搬送波周波数調整部は、前記交流モータの回転速度に基づいて、前記交流モータの周方向に生じるトルク脈動と、前記交流モータの径方向に生じる電磁加振力との一方を選択し、選択した前記トルク脈動または前記電磁加振力を低減させるように、前記位相差を変化させるモータ制御装置。
4. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記搬送波周波数調整部は、前記トルク指令と、前記回転速度と、前記直流電力と前記交流電力との電圧振幅比とに基づき、前記位相差を変化させるモータ制御装置。
5. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記搬送波周波数調整部は、前記電圧指令に応じた基本波電流の高調波成分のうち、６の倍数を次数とする各高調波成分に基づき、前記位相差を変化させるモータ制御装置。
6. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記搬送波周波数調整部は、前記トルク指令に基づいて前記交流モータが力行駆動または回生駆動のいずれであるかの判断を実施し、前記判断の結果に基づいて前記位相差を変化させるモータ制御装置。
7. 直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御するモータ制御方法であって、
   前記交流モータに対するトルク指令と、前記交流モータの回転速度とに基づき、前記トルク指令に応じた電圧指令と搬送波の位相差を変化させるように、前記搬送波の周波数を調整し、
   前記調整された周波数で前記搬送波を生成し、
   前記搬送波を用いて前記電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するモータ制御方法。
8. 請求項７に記載のモータ制御方法において、
   前記搬送波の周波数が前記電圧指令の周波数の整数倍となるように、前記搬送波の周波数を調整するモータ制御方法。
9. 請求項７に記載のモータ制御方法において、
   前記交流モータの回転速度に基づいて、前記交流モータの周方向に生じるトルク脈動と、前記交流モータの径方向に生じる電磁加振力との一方を選択し、選択した前記トルク脈動または前記電磁加振力を低減させるように、前記位相差を変化させるモータ制御方法。
10. 請求項７に記載のモータ制御方法において、
    前記トルク指令と、前記回転速度と、前記直流電力と前記交流電力との電圧振幅比とに基づき、前記位相差を変化させるモータ制御方法。
11. 請求項７に記載のモータ制御方法において、
    前記電圧指令に応じた基本波電流の高調波成分のうち、６の倍数を次数とする各高調波成分に基づき、前記位相差を変化させるモータ制御方法。
12. 請求項７に記載のモータ制御方法において、
    前記トルク指令に基づいて前記交流モータが力行駆動または回生駆動のいずれであるかの判断を実施し、前記判断の結果に基づいて前記位相差を変化させるモータ制御方法。
13. 請求項１から請求項６のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    前記モータ制御装置から出力される前記ゲート信号に基づいて動作し、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と、
    前記交流電力を用いて駆動する交流モータと、
    前記交流モータに接続されたエンジンシステムと、を備えるハイブリッドシステム。
14. 請求項１から請求項６のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    直流電源に接続され、前記モータ制御装置の制御に応じて前記直流電源を昇圧した直流電力を生成する昇圧コンバータと、
    前記モータ制御装置から出力される前記ゲート信号に基づいて動作し、前記昇圧コンバータにより昇圧された前記直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と、を備える昇圧コンバータシステム。
15. 請求項１から請求項６のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    前記モータ制御装置から出力される前記ゲート信号に基づいて動作し、直流電力から交流電力への電力変換をそれぞれ行う複数の電力変換器と、
    複数の巻線系統を有し、前記複数の電力変換器によりそれぞれ生成された交流電力が前記複数の巻線系統にそれぞれ流れることで駆動する交流モータと、を備え、
    前記交流モータを用いて車両のステアリングを制御する電動パワーステアリングシステム。

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