JP2022067929A - モータ制御装置、機電一体ユニット、昇圧コンバータシステム、ハイブリッドシステム、電動車両システム、および電気鉄道車両 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータのスイッチング動作時の電力損失を増大させることなく、モータの高調波電圧を抑制する。【解決手段】モータ制御装置１において、ゲート信号生成部１８は、インバータから出力される交流電力に含まれる高調波の位相が互いに異なる複数のパルスパターンのいずれかに従ってゲート信号を生成可能である。モータ制御装置１は、モータの電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替える。【選択図】図２

Description

本発明は、モータ制御装置、機電一体ユニット、昇圧コンバータシステム、ハイブリッドシステム、電動車両システム、および電気鉄道車両に関する。

永久磁石同期モータは、ブラシや整流子といった機械的な電流の整流機構を必要とせず保守が容易な上、小型軽量で効率、力率ともに高いため、電気自動車の駆動・発電等の用途に広く普及している。一般的に永久磁石同期モータは、電機子コイル等で構成される固定子と、永久磁石や鉄心等で構成される回転子から成る。バッテリ等の直流電源から供給される直流電圧をインバータで交流電圧に変換し、この交流電圧を用いて永久磁石同期モータの電機子コイルに交流電流を流すことにより、電機子磁束が発生する。この電機子磁束と永久磁石の磁石磁束との間に生じる吸引力・反発力によって発生するマグネットトルクや、回転子を透過する電機子磁束の磁気抵抗を最小化するために発生するリラクタンストルクにより、永久磁石同期モータが駆動される。

永久磁石同期モータには、モータの回転方向（周方向）と、モータの回転軸に対して垂直な方向（径方向）とで、電機子磁束と磁石磁束による電磁力がそれぞれ発生する。上記のトルクは、周方向の電磁力を積分したものであり、これにはモータの磁気回路の構造に起因するトルクの揺らぎ（トルク脈動）が含まれている。一方、モータの径方向に生じる電磁力は、モータの固定子やケースを変形・振動させる加振力（電磁加振力）として作用する。

インバータは、複数のスイッチング素子により可変電圧・可変周波数の交流電圧を生成し、モータに印可する。このとき、スイッチング損失やゲート電源容量の制約などによって、スイッチング素子が行うスイッチング動作の周波数上限が制約される。そのため、モータに印可される交流電圧の周波数が高周波化すると、交流電圧の１正弦波あたりのスイッチングパルス数が制限され、限られたパルス数しか打てなくなる。１正弦波あたりのスイッチングパルス数が少なくなると、インバータが生成する交流電圧の波形に歪みが生じ、それによって高調波電流が発生する。そこで、スイッチング周波数をモータの基本波周波数の整数倍にして、高調波電流の脈動を一定とするように制御する同期ＰＷＭ制御が採用されることがある。

しかしながら、上記の同期ＰＷＭ制御では、スイッチングパルス数に起因した時間高調波が発生する。例えば、スイッチング周波数ｆｃとモータの基本波周波数ｆ１の比で表されるスイッチングパルス数が９である場合、相電圧ベースで時間５次（ｆｃ－４ｆ１）、時間７次（ｆｃ－２ｆ１）、時間１１次（ｆｃ＋２ｆ１）、時間１３次（ｆｃ＋４ｆ１）、時間１７次（２ｆｃ－ｆ１）、時間１９次（２ｆｃ＋ｆ１）などの時間高調波電圧が発生する。また、これらを回転座標変換したｄｑ軸電圧ベースでは、時間６次（ｆｃ－３ｆ１）、時間１２次（ｆｃ＋３ｆ１）、時間１８次（２ｆｃ）などの時間高調波電圧が発生する。これらの時間高調波電圧がモータに印可されると、トルク脈動や加振力の脈動となり、大きな振動や騒音が発生してしまうことがある。

本願発明の関連技術として、下記の特許文献１に記載の技術が知られている。特許文献１には、同期ＰＷＭ制御の搬送波周波数ｆ１、ｆ２の値を、ｆ１＝３×（２ｎ－１）×出力電圧の基本周波数、ｆ２＝３×（２ｍ－１）×出力電圧の基本周波数にそれぞれ設定し（ｎ、ｍ:任意の自然数）、これらの搬送波周波数を電気角６０度おきにランダムに切り替えることで、時間高調波に起因した振動・騒音を低減する技術が開示されている。

特開２０１６－５３７０号公報

特許文献１に記載の技術では、ｆ１、ｆ２のうち周波数が低い方と比較して、単位時間当たりのスイッチングパルス数が増大する。スイッチングパルス数の増大は、スイッチング損失やゲートチャージ損失の増加につながり、これによってインバータのスイッチング動作時の電力損失が増大する。その結果、電力損失が所定の上限値を超過すると、インバータのスイッチング素子の破壊などの故障につながる恐れがある。

本発明によるモータ制御装置は、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御するものであって、搬送波を生成する搬送波生成部と、前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、前記搬送波を用いてトルク指令に応じた電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、前記ゲート信号生成部は、前記交流電力に含まれる高調波の位相が互いに異なる複数のパルスパターンのいずれかに従って前記ゲート信号を生成可能であり、前記交流モータの電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、前記ゲート信号生成部が生成する前記ゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替える。
本発明による機電一体ユニットは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、前記交流モータの回転駆動力を伝達するギアと、を備え、前記交流モータ、前記電力変換器および前記ギアが一体構造となっている。
本発明による昇圧コンバータシステムは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、前記直流電力の電圧を昇圧する昇圧コンバータと、を備える。
本発明によるハイブリッドシステムは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、前記交流モータに接続されたエンジンシステムと、を備える。
本発明による電動車両システムは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、を備え、前記交流モータの回転駆動力を用いて走行する。
本発明による電気鉄道車両は、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、を備え、前記交流モータの回転駆動力を用いて走行する。

本発明によれば、インバータのスイッチング動作時の電力損失を増大させることなく、モータの高調波電圧を抑制することができる。

本発明の一実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図。 本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の機能構成を示すブロック図。 本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数調整部のブロック図。 本発明の第１の実施形態に係る電圧位相誤差演算部のブロック図。 本発明の基準電圧位相演算の概念図。 モータの駆動時における振動や騒音の発生とその伝達経路を説明する図。 １正弦波あたりのスイッチングパルス数と時間高調波電圧の関係を説明する図。 変調波と搬送波の位相差を変化させた場合の電圧波形の関係を示す図。 変調波と搬送波の位相差を変化させた場合のＵ相交流電圧の高調波成分を示す図。 本発明の第１の実施形態に係る三角波生成部のブロック図。 Ｕ相の位相差の値とＵ相の三角波信号の例を示す図。 各相の位相差の値と各相の三角波信号の例を示す図。 線間電圧波形の例を示す図。 変移確率が０である場合のｄ軸電流、ｑ軸電流、反転フラグ、三角波信号およびＵ相上アーム信号の波形例と、Ｕ相電流および出力トルクの各次数成分の大きさの例を示す図。 変移確率が０．２である場合のｄ軸電流、ｑ軸電流、反転フラグ、三角波信号およびＵ相上アーム信号の波形例と、Ｕ相電流および出力トルクの各次数成分の大きさの例を示す図。 変移確率が０．５である場合のｄ軸電流、ｑ軸電流、反転フラグ、三角波信号およびＵ相上アーム信号の波形例と、Ｕ相電流および出力トルクの各次数成分の大きさの例を示す図。 変移確率が０．８である場合のｄ軸電流、ｑ軸電流、反転フラグ、三角波信号およびＵ相上アーム信号の波形例と、Ｕ相電流および出力トルクの各次数成分の大きさの例を示す図。 電圧指令の振幅が同じで交流電力に含まれる高調波の電圧や位相が互いに異なるゲート信号のパルスパターンの例を示す図。 本発明の第２の実施形態における機電一体ユニットの外観斜視図。 本発明の第３の実施形態におけるハイブリッドシステムの構成図。 本発明の第４の実施形態における昇圧コンバータシステムの構成図。 本発明の第５の実施形態におけるハイブリッド車両システムの構成図。 本発明の第６の実施形態における電気鉄道車両の構成図。

［第１の実施形態]
以下、本発明の第１の実施形態について図面を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図である。図１において、モータ駆動システム１００は、モータ制御装置１、モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５、電流検出部７、回転位置検出器８を有している。

モータ制御装置１には、回転位置検出器８からモータ２の回転位置θが入力される。また、電流検出部７から、モータ２に流れる三相の交流電流をそれぞれ表すＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗが入力され、図示省略した上位制御装置よりトルク指令Ｔ＊が入力される。モータ制御装置１は、これらの入力情報を基に、モータ２の駆動を制御するためのゲート信号を生成し、インバータ３に出力する。これにより、インバータ３の動作を制御し、モータ２の駆動を制御する。なお、モータ制御装置１の詳細については後で説明する。

インバータ３は、インバータ回路３１、ＰＷＭ信号駆動回路３２および平滑キャパシタ３３を有する。ＰＷＭ信号駆動回路３２は、モータ制御装置１から入力されるゲート信号に基づいて、インバータ回路３１が有する各スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路３１に出力する。インバータ回路３１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームおよび下アームにそれぞれ対応するスイッチング素子を有している。ＰＷＭ信号駆動回路３２から入力されたＰＷＭ信号に従ってこれらのスイッチング素子がそれぞれ制御されることで、高圧バッテリ５から供給される直流電力が交流電力に変換され、モータ２に出力される。平滑キャパシタ３３は、高圧バッテリ５からインバータ回路３１に供給される直流電力を平滑化する。

高圧バッテリ５は、モータ駆動システム１００の直流電圧源であり、インバータ３へ電源電圧Ｈｖｄｃを出力する。高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃは、インバータ３のインバータ回路３１とＰＷＭ信号駆動回路３２によって可変電圧、可変周波数のパルス状の三相交流電圧に変換され、線間電圧としてモータ２に印加される。これにより、高圧バッテリ５の直流電力を基に、インバータ３からモータ２へ交流電力が供給される。なお、高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃは、その充電状態に応じて変動する。

モータ２は、インバータ３から供給される交流電力により回転駆動される三相電動機であり、固定子（ステータ）および回転子（ロータ）を有する。本実施形態では、モータ２として永久磁石同期モータを用いる例を説明するが、例えば誘導モータやシンクロナスリラクタンスモータなど、他の方式のモータ２を用いても構わない。インバータ３から入力された交流電力が固定子に設けられた三相のコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに印加されると、モータ２において三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが導通し、各コイルに磁束が発生する。この各コイルの磁束と、回転子に配置された永久磁石の磁石磁束との間で吸引力・反発力が発生することで、回転子にトルクが発生し、モータ２が回転駆動される。

モータ２には、回転子の回転位置θを検出するための回転位置センサ４が取り付けられている。回転位置検出器８は、回転位置センサ４の入力信号から回転位置θを演算する。回転位置検出器８による回転位置θの演算結果はモータ制御装置１に入力され、モータ制御装置１がモータ２の誘起電圧の位相に合わせてパルス状のゲート信号を生成することで行われる交流電力の位相制御において利用される。

ここで、回転位置センサ４には、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサであっても問題ない。回転子の磁極位置を測定することができれば、任意のセンサを回転位置センサ４として用いることができる。また、回転位置検出器８は、回転位置センサ４からの入力信号を用いず、モータ２に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗや、インバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いて回転位置θを推定してもよい。

インバータ３とモータ２の間の電流経路には、電流検出部７が配置されている。電流検出部７は、モータ２を通電する三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（Ｕ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗ）を検出する。電流検出部７は、例えばホール電流センサ等を用いて構成される。電流検出部７による三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出結果はモータ制御装置１に入力され、モータ制御装置１が行うゲート信号の生成に利用される。なお、図１では電流検出部７が３つの電流検出器により構成される例を示しているが、電流検出器を２つとし、残る１相の交流電流は、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの和が零であることから算出してもよい。また、高圧バッテリ５からインバータ３に流入するパルス状の直流電流を、平滑キャパシタ３３とインバータ３の間に挿入されたシャント抵抗等により検出し、この直流電流とインバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求めてもよい。

次に、モータ制御装置１の詳細について説明する。図２は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置１の機能構成を示すブロック図である。

図２に示されるように、モータ制御装置１は、電流指令生成部１１、速度算出部１２、三相／ｄｑ変換部１３、電流制御部１４、ｄｑ／三相電圧変換部１５、搬送波周波数調整部１６、三角波生成部１７、ゲート信号生成部１８の各機能ブロックを有する。モータ制御装置１は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。

電流指令生成部１１は、入力されたトルク指令Ｔ＊と電源電圧Ｈｖｄｃに基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を演算する。ここでは、例えば予め設定された電流指令マップや、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑとモータトルクの関係を表す数式等を用いて、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を求める。

速度算出部１２は、回転位置θの時間変化から、モータ２の回転速度（回転数）を表すモータ回転速度ωｒを演算する。なお、モータ回転速度ωｒは、角速度（ｒａｄ／ｓ）または回転数（ｒｐｍ）のいずれで表される値であってもよい。また、これらの値を相互に変換して用いてもよい。

三相／ｄｑ変換部１３は、電流検出部７が検出した三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対して、回転位置検出器８が求めた回転位置θに基づくｄｑ変換を行い、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを演算する。

電流制御部１４は、電流指令生成部１１から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、三相／ｄｑ変換部１３から出力されるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑとの偏差に基づき、これらの値がそれぞれ一致するように、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。ここでは、例えばＰＩ制御等の制御方式により、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流値Ｉｄの偏差に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑの偏差に応じたｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを求める。

ｄｑ／三相電圧変換部１５は、電流制御部１４が演算したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に対して、回転位置検出器８が求めた回転位置θに基づく三相変換を行い、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊）を演算する。これにより、トルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。

搬送波周波数調整部１６は、電流指令生成部１１が生成したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、回転位置検出器８が求めた回転位置θ、速度算出部１２が求めた回転速度ωｒに基づき、ゲート信号の生成に用いられる搬送波の周波数を表す搬送波周波数ｆｃを演算する。なお、搬送波周波数調整部１６による搬送波周波数ｆｃの演算方法の詳細については後述する。

三角波生成部１７は、搬送波周波数調整部１６が演算した搬送波周波数ｆｃと、回転位置検出器８が求めた回転位置θとに基づき、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のそれぞれについて三角波信号（搬送波信号）Ｔｒを生成する。このとき三角波生成部１７は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒとの位相差が所定の関係で逐次変更されるように、各相の三角波信号Ｔｒの位相をそれぞれ制御する。これにより、インバータ３のインバータ回路３１において各スイッチング素子が行うスイッチング動作時の電力損失を増大させることなく、モータ２の高調波電圧を抑制できるようにしている。なお、三角波生成部１７による三角波信号Ｔｒの演算方法の詳細については後述する。

ゲート信号生成部１８は、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒを用いて、ｄｑ／三相電圧変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をそれぞれパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのゲート信号を生成する。具体的には、ｄｑ／三相電圧変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒとの比較結果に基づき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してパルス状の電圧を生成する。そして、生成したパルス状の電圧に基づき、インバータ３の各相のスイッチング素子に対するパルス状のゲート信号を生成する。このとき、各相の上アームのゲート信号Ｇｕｐ、Ｇｖｐ、Ｇｗｐをそれぞれ論理反転させ、下アームのゲート信号Ｇｕｎ、Ｇｖｎ、Ｇｗｎを生成する。ゲート信号生成部１８が生成したゲート信号は、モータ制御装置１からインバータ３のＰＷＭ信号駆動回路３２に出力され、ＰＷＭ信号駆動回路３２によってＰＷＭ信号に変換される。これにより、インバータ回路３１の各スイッチング素子がオン／オフ制御され、インバータ３の出力電圧が調整される。

次に、モータ制御装置１における搬送波周波数調整部１６の動作について説明する。搬送波周波数調整部１６は前述のように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置θと、回転速度ωｒとに基づき、搬送波周波数ｆｃを演算する。この搬送波周波数ｆｃに従って三角波生成部１７が生成する三角波信号Ｔｒの周波数を逐次的に制御することで、トルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の電圧波形に対して、搬送波である三角波信号Ｔｒの周期と位相がそれぞれ所望の関係となるように調整する。なお、ここでの所望の関係とは、例えば、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のそれぞれに対する三角波信号Ｔｒの位相差が、インバータ３の出力電圧における高調波電圧が抑制されるような関係のことを指す。

図３は、本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数調整部１６のブロック図である。搬送波周波数調整部１６は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１、電圧位相演算部１６２、電圧位相誤差演算部１６３、同期搬送波周波数演算部１６４、搬送波周波数設定部１６５を有する。

同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、回転速度ωｒに基づき、同期ＰＷＭ制御における電圧波形の１周期に対する搬送波の数を表す同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを選択する。同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、例えば３の倍数のうちＮｃ＝３×（２×ｎ－１）の条件式を満たす数を、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃとして選択する。この条件式において、ｎは任意の自然数を表しており、例えばｎ＝１（Ｎｃ＝３）、ｎ＝２（Ｎｃ＝９）、ｎ＝３（Ｎｃ＝１５）などが選ばれることが多い。また、特殊な搬送波を用いることで、例えばＮｃ＝６やＮｃ＝１２など、３の倍数であっても上記の条件式を満たさない数を同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃとして選定することも可能である。なお、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、回転速度ωｒだけでなく、トルク指令Ｔ＊に基づいて、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの選択を行ってもよい。また、例えばヒステリシスを設定するなど、回転速度ωｒが上昇するときと下降するときとで、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの選択基準を変化させてもよい。

電圧位相演算部１６２は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置θと、回転速度ωｒと、搬送波周波数ｆｃに基づいて、以下の式（１）～（４）により電圧位相θｖを演算する。
θｖ＝θ＋φｖ＋φｄｑｖ＋０．５π ・・・（１）
φｖ＝ωｒ・１．５Ｔｃ ・・・（２）
Ｔｃ＝１／ｆｃ ・・・（３）
φｄｑｖ＝ａｔａｎ（Ｖｑ／Ｖｄ） ・・・（４）

ここで、φｖは電圧位相の演算遅れ補償値を、Ｔｃは搬送波周期を、φｄｑｖはｄ軸からの電圧位相をそれぞれ表すものとする。演算遅れ補償値φｖは、回転位置検出器８が回転位置θを取得してからモータ制御装置１がインバータ３にゲート信号を出力するまでの間に、１．５制御周期分の演算遅れが発生することを補償する値である。なお、本実施形態では、式（１）右辺の第４項で０．５πを加算している。これは、式（１）右辺の第１項～第３項で演算される電圧位相がｃｏｓ波であるため、これをｓｉｎ波に視点変換するための演算である。

電圧位相誤差演算部１６３は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により選択された同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃと、電圧位相演算部１６２により演算された電圧位相θｖとに基づき、電圧位相誤差Δθｖを演算する。電圧位相誤差Δθｖは、インバータ３に対する電圧指令である三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、パルス幅変調に用いる搬送波である三角波信号Ｔｒとの位相差を表している。電圧位相誤差演算部１６３が所定の演算周期ごとに電圧位相誤差Δθｖを演算することで、搬送波周波数調整部１６において、インバータ３に対する電圧指令とパルス幅変調に用いる搬送波との位相差を変化させるように、三角波信号Ｔｒの周波数調整を行うことができる。

同期搬送波周波数演算部１６４は、以下の式（５）に従い、電圧位相誤差演算部１６３により演算された電圧位相誤差Δθｖと、回転速度ωｒと、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により選択された同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに基づき、同期搬送波周波数ｆｃｓを演算する。
ｆｃｓ＝ωｒ・Ｎｃ・（１＋Δθｖ・Ｋ）／（２π）・・・（５）

同期搬送波周波数演算部１６４は、例えばＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）制御により、式（５）に基づく同期搬送波周波数ｆｃｓを演算することができる。なお、式（５）においてゲインＫは一定値としてもよいし、条件により可変としてもよい。

搬送波周波数設定部１６５は、回転速度ωｒに基づいて、同期搬送波周波数演算部１６４により演算された同期搬送波周波数ｆｃｓと、非同期搬送波周波数ｆｃｎｓとのいずれかを選択し、搬送波周波数ｆｃとして出力する。非同期搬送波周波数ｆｃｎｓは、搬送波周波数設定部１６５において予め設定された一定値である。なお、予め非同期搬送波周波数ｆｃｎｓを複数用意しておき、その中でいずれかを回転速度ωｒに応じて選択してもよい。例えば、回転速度ωｒの値が大きいほど非同期搬送波周波数ｆｃｎｓの値が大きくなるように、搬送波周波数設定部１６５において非同期搬送波周波数ｆｃｎｓを選択し、搬送波周波数ｆｃとして出力することができる。

次に、搬送波周波数調整部１６のうち、電圧位相誤差演算部１６３における電圧位相誤差Δθｖの演算方法の詳細について説明する。

図４は、本発明の第１の実施形態に係る電圧位相誤差演算部１６３のブロック図である。電圧位相誤差演算部１６３は、基準電圧位相演算部１６３１と、減算部１６３２を有する。

基準電圧位相演算部１６３１は、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃと電圧位相θｖに基づき、同期ＰＷＭ制御における搬送波の位相を固定するための基準電圧位相θｖｂを演算する。

図５は、基準電圧位相演算部１６３１が実施する基準電圧位相演算の概念図である。基準電圧位相演算部１６３１は、例えば図５に示すように、０から２πの間で同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じた段数で階段状に変化する基準電圧位相θｖｂを演算する。なお、図５では説明を分かりやすくするため、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが３であるときの例を示しているが、実際には同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃは、前述のようにＮｃ＝３、９または１５とすることが好ましい。あるいは、Ｎｃ＝６または１２としてもよい。

本実施形態では処理負荷低減のため、例えば図５に示すように、三角搬送波が最小値（谷）から最大値（山）まで上昇する区間である谷割り区間でのみ、搬送波周波数調整部１６が搬送波の周波数を調整可能とする。この場合、同期搬送波周波数演算部１６４では後述するように、搬送波の谷割り区間において、電圧位相誤差Δθｖから同期搬送波周波数ｆｃｓを逐次的に演算することで、同期ＰＷＭ制御を実施する。基準電圧位相演算部１６３１は、この電圧位相誤差Δθｖの演算に用いられる基準電圧位相θｖｂを、図５に示すようにπ／３間隔で変化する離散値として算出する。なお、この基準電圧位相θｖｂの間隔は、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じて変化する。同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが大きくなるほど、基準電圧位相θｖｂの間隔が小さくなる。

具体的には、基準電圧位相演算部１６３１は、以下の式（６）～（７）に従い、電圧位相θｖ、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに基づいて基準電圧位相θｖｂを演算する。
θｖｂ＝ｉｎｔ（θｖ／θｓ）・θｓ＋０．５θｓ ・・・（６）
θｓ＝２π／Ｎｃ ・・・（７）

ここで、θｓは搬送波１つあたりの電圧位相θｖの変化幅を表し、ｉｎｔは小数点以下の切り捨て演算を表すものとする。

なお、本実施形態では、三角搬送波が最大値（山）から最小値（谷）まで下降する区間である山割り区間で基準電圧位相θｖｂが０ｒａｄとなるように、基準電圧位相演算部１６３１において式（６）～（７）に従い基準電圧位相θｖｂを演算している。しかしながら、基準電圧位相θｖｂが０ｒａｄとなる期間は山割り区間に限らない。電圧位相θｖを用いて、０から２πの間で同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じた段数で階段状に変化する基準電圧位相θｖｂを演算できれば、式（６）～（７）以外の演算方法により、基準電圧位相演算部１６３１が基準電圧位相θｖｂの演算を行ってもよい。

減算部１６３２は、電圧位相θｖから基準電圧位相θｖｂを減算し、電圧位相誤差Δθｖを演算する。

続いて、本実施形態の特徴である三角波生成部１７の詳細について説明する。

まず、三角波生成部１７の説明をする前に、従来のモータ制御の課題について説明する。図６は、モータ２の駆動時における振動や騒音の発生とその伝達経路を説明する図である。

図６（ａ）に示すように、モータ２は、モータ取付部によりたとえば車両ボディ等の構造物に設置される。モータ２の駆動時には、出力軸であるシャフトに接続された減速ギアの噛み合い力の変化やシャフトのねじれなどにより、シャフトに対して周方向（軸周り方向）に軸振動（トルク脈動）が発生する。また、モータ２の周方向および径方向には、それぞれの電磁力に応じた加振力（電磁加振力）により、電磁騒音となる振動がそれぞれ発生する。これらの振動の大きさは、モータ２を含む構造系の固有モードと固有周波数によって異なり、モータ２の動作点に応じて変化する。

このように、モータ２の駆動時における振動や騒音は複数の発生要因が考えられる。本発明では、このうちモータ２の周方向と径方向の電磁力による振動・騒音に着目し、これを抑制するようにしている。

モータ２の駆動時に発生した周方向と径方向の電磁力による振動・騒音は、図６（ｂ）に示すように、モータ取付部等の構造伝達系を経由して車両側に入力され、振動や騒音を発生させる。

インバータ３は、モータ制御装置１から入力されるゲート信号に基づいてＰＷＭ信号を生成し、そのＰＷＭ信号に応じてインバータ回路３１の各スイッチング素子をスイッチング動作させることにより、任意の周波数で交流電圧を発生してモータ２に印加する。この交流電圧により、モータ２において周方向と径方向に電磁力がそれぞれ発生する。

ここで、インバータ回路３１が有する各スイッチング素子のスイッチング動作の周波数（スイッチング周波数）には、スイッチング損失等の制約による上限値が存在する。そのため、交流電圧の周波数が高くなってスイッチング周波数に近づくと、スイッチング周波数の上限値に応じて交流電圧の１正弦波あたりのスイッチングパルス数が制限される。一方、近年ではモータ２への小型化要求の高まりに応じてモータ２を高周波駆動させるため、モータ２に印加される交流電圧が高周波数化される傾向にある。そこで、本実施形態のモータ制御装置１では、三角波信号（搬送波信号）Ｔｒと三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊との位相を一定とする同期ＰＷＭ制御を採用して、インバータ３の各スイッチング素子に対するゲート信号を生成するようにしている。

スイッチング周波数をｆｃとし、モータ２に印加される交流電圧の基本波周波数、すなわち正弦波である三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周波数をｆ１とすると、これらの比ｆｃ／ｆ１は、交流電圧の１正弦波あたりのスイッチングパルス数を表している。同期ＰＷＭ制御では、このスイッチングパルス数ｆｃ／ｆ１に起因した時間高調波が交流電圧において発生することが知られている。例えば、ｆｃ／ｆ１＝９の場合を代表例として説明すると、この場合には相電圧ベースで、時間５次（ｆｃ－４ｆ１）、時間７次（ｆｃ－２ｆ１）、時間１１次（ｆｃ＋２ｆ１）、時間１３次（ｆｃ＋４ｆ１）、時間１７次（２ｆｃ－ｆ１）、時間１９次（２ｆｃ＋ｆ１）などの時間高調波電圧が発生する。また、これらを回転座標変換したｄｑ軸電圧ベースでは、時間６次（ｆｃ－３ｆ１）、時間１２次（ｆｃ＋３ｆ１）、時間１８次（２ｆｃ）などの時間高調波電圧が発生する。これらの時間高調波電圧がモータ２に印可されると、トルク脈動や加振力の脈動となり、大きな振動や騒音が発生してしまうことがある。すなわち、インバータ３が行う同期ＰＷＭ制御により、モータ２では、時間６次（ｆｃ－３ｆ１）、時間１２次（ｆｃ＋３ｆ１）、時間１８次（２ｆｃ）などのトルク脈動が発生することになる。

図７は、１正弦波あたりのスイッチングパルス数と時間高調波電圧の関係を説明する図である。図７では上から順に、同期２１パルス（ｆｃ／ｆ１＝２１）、同期９パルス（ｆｃ／ｆ１＝９）、同期３パルス（ｆｃ／ｆ１＝３）のそれぞれについて、電圧指令Ｖｕ＊と搬送波信号Ｔｒとの関係、および生成される交流電圧の周波数解析結果を示している。これらの図から、１正弦波あたりのスイッチングパルス数が減少すると、特に低次数側において、交流電圧に含まれる時間高調波成分が増大することが分かる。

以上説明したような交流電圧の時間高調波に起因したモータ２のトルク脈動や加振力脈動は、スイッチングパルス数の制約上、従来ではあまり対処されていなかった。そのため従来のモータ制御では、同期ＰＷＭ制御によるモータ駆動中に、モータ回転数に比例した振動・騒音が発生するという課題があった。

そこで本発明では、以下の着眼点に注目し、モータ２の交流電圧に含まれる時間高調波を抑制し、同期ＰＷＭ制御によるモータ駆動中の振動・騒音を低減するようにしている。

まず、本実施形態における時間高調波の抑制方法の基本的な考え方について、図８、図９を参照して以下に説明する。図８は、変調波であるＵ相電圧指令Ｖｕ＊と搬送波である三角波信号Ｔｒとの間の位相差（以下、「変調波／搬送波位相差」と称する）を変化させた場合の、これらの電圧波形の関係を示した図である。図８（ａ）は、変調波／搬送波位相差を－９０ｄｅｇとした場合の搬送波と変調波の電圧波形を、図８（ｂ）は、変調波／搬送波位相差を０ｄｅｇとした場合の搬送波と変調波の電圧波形を、図８（ｃ）は、変調波／搬送波位相差を９０ｄｅｇとした場合の搬送波と変調波の電圧波形をそれぞれ示している。図８（ａ）の場合、変調波のゼロクロス立ち上がり時に搬送波である三角波は谷となり、図８（ｂ）の場合、変調波のゼロクロス立ち上がり時に三角波はゼロクロス立ち下がりとなり、図８（ｃ）の場合、変調波のゼロクロス立ち上がり時に三角波は山となっている。このように、変調波／搬送波位相差を変化させることで、以下で説明するように、ＰＷＭ制御によって得られるＵ相交流電圧Ｖｕの振幅を一定としたままで、基本波成分以外の高調波成分の位相を自在に変化させることができる。

なお、図８（ａ）～図８（ｃ）では、説明の都合上、変調波と搬送波の周波数比を１５としているが、本発明はこれに限定されない。また、図８（ａ）～図８（ｃ）では、変調波の例としてＵ相電圧指令Ｖｕ＊を示しているが、他相の電圧指令、すなわちＶ相電圧指令Ｖｖ＊やＷ相電圧指令Ｖｗ＊についても、図８と同様に変調波／搬送波位相差を設定することで、基本波成分以外の高調波成分の位相を自在に変化させることが可能である。

図９は、変調波であるＵ相電圧指令Ｖｕ＊と搬送波である三角波信号Ｔｒとの位相差を変化させた場合に、インバータ３からモータ２へ出力されるＵ相交流電圧Ｖｕの高調波成分を示す図である。図９（ａ）では、図８（ａ）～図８（ｃ）に示した変調波／搬送波位相差、すなわち－９０ｄｅｇ、０ｄｅｇ、９０ｄｅｇの各位相差でのＵ相交流電圧Ｖｕの高調波成分ごとの振幅を示し、図９（ｂ）では、これらの各位相差でのＵ相交流電圧Ｖｕの高調波成分ごとの位相を示している。なお、図９（ａ）、図９（ｂ）では、Ｕ相交流電圧Ｖｕの１次成分として、基本波成分の振幅と位相をそれぞれ示している。また、図９（ｂ）では、図９（ａ）において振幅が比較的大きい１１次、１３次、１７次、１９次、２９次、３１次の各高調波成分について、基本波成分の位相を－１３５ｄｅｇとしたときの位相をそれぞれ示している。

図９（ａ）より、変調波／搬送波位相差を変更しても、インバータ３から出力されるＵ相交流電圧Ｖｕにおいて、１次（基本波）を含む各次数成分の振幅は変化しないことが確認される。つまり、変調波／搬送波位相差を変化させても、モータ２のトルク出力値は変わらないことが分かる。一方、図９（ｂ）より、Ｕ相交流電圧Ｖｕの１次（基本波）成分以外の各高調波成分の位相は、変調波／搬送波位相差に応じて変化することが分かる。つまり、変調波／搬送波位相差を変化させることは、Ｕ相交流電圧Ｖｕの基本波成分以外の高調波成分の位相を変化させることと等価と言える。

なお、図９（ａ）、図９（ｂ）では、インバータ３から出力される三相交流電圧のうち、Ｕ相交流電圧Ｖｕの周波数解析結果を示しているが、他相の交流電圧、すなわちＶ相交流電圧ＶｖやＷ相交流電圧Ｖｗについても、図９（ａ）、図９（ｂ）と同様の周波数解析結果が得られる。したがって、変調波／搬送波位相差を変化させることにより、インバータ３から出力される三相交流電圧の基本波成分以外の高調波成分の位相を任意に変化させることが可能となる。

以上説明したように、変調波／搬送波位相差を変更することで、モータ２のトルク出力値を維持しつつ、インバータ３から出力される三相交流電圧の各高調波成分の位相を変化させることが可能となる。したがって、変調波／搬送波位相差を所定のタイミングでランダムに切り替えて、これによりモータ２の交流電圧に含まれる時間高調波の位相を拡散させることで、モータ２において時間高調波に起因して発生する振動・騒音を低減できることが分かる。

本実施形態では、上記の考え方に基づき、三角波生成部１７において、変調波／搬送波位相差を所定のタイミングでランダムに切り替えるように、三角波信号Ｔｒの位相を決定する。その具体的な手法を以下に説明する。

図１０は、本発明の第１の実施形態に係る三角波生成部１７のブロック図である。三角波生成部１７は、乱数発生部１７１、変移確率選択部１７２、変移判定部１７３、位相選択指示部１７４、位相選択部１７５、および搬送波出力部１７６を有する。

乱数発生部１７１は、乱数を発生して変移判定部１７３に出力する。乱数発生部１７１は、例えば所定の数式を用いて疑似乱数を演算したり、予め記憶された乱数テーブルを参照したりすることで、所定周期でランダムに値が変化する乱数を発生し、変移判定部１７３に出力することができる。

変移確率選択部１７２は、位相選択指示部１７４から出力される位相選択信号に基づいて、予め設定された複数の変移確率のいずれかを選択する。具体的には、例えば位相選択信号の入力に応じて２つの変移確率Ｐｈｌ、Ｐｌｈを相互に切り替えることで、これらの変移確率のいずれか一方を位相選択信号に基づいて排他的に選択する。そして、選択した変移確率の値を変移判定部１７３に出力する。

変移判定部１７３は、乱数発生部１７１から出力される乱数と、変移確率選択部１７２から出力される変移確率とに基づいて、三角波生成部１７が生成する三角波信号（搬送波信号）Ｔｒの位相を変更するか否かを判定する。その結果、三角波信号Ｔｒの位相を変更すると判定した場合に、所定の変移指令を位相選択指示部１７４に出力する。具体的には、例えば乱数発生部１７１が０～１の範囲でランダムな値を乱数として発生する場合に、変移確率選択部１７２において変移確率Ｐｈｌ（例えばＰｈｌ＝０．４５）が選択されているときには、乱数が変移確率Ｐｈｌ以下であれば、変移判定部１７３から位相選択指示部１７４へ変移指令を出力する。同様に、変移確率選択部１７２において変移確率Ｐｌｈ（例えばＰｌｈ＝０．５５）が選択されているときには、乱数が変移確率Ｐｌｈ以下であれば、変移判定部１７３から位相選択指示部１７４へ変移指令を出力する。これにより、変移確率選択部１７２における変移確率の選択結果に応じて乱数を用いた位相変更判定を行い、その判定結果に従って変移指令を出力することができる。

ここで、上記の変移確率Ｐｈｌ、Ｐｌｈの値は一例であり、インバータ３が生成する交流電圧に含まれる高調波成分の位相を適切に分散させ、それによってモータ駆動中の振動・騒音を低減させることができれば、変移確率選択部１７２が選択する変移確率を任意の値で設定することが可能である。なお、変移確率Ｐｈｌ、Ｐｌｈの設定値とモータ駆動中の振動・騒音の低減効果との関係については、後で図１４～図１７を参照して説明する。また、上記では変移確率Ｐｈｌと変移確率Ｐｌｈを互いに異なる値としたが、これらを同一の値としてもよい。その場合には、変移判定部１７３において変移確率を予め設定しておくことで、変移確率選択部１７２を省略することも可能である。

位相選択指示部１７４は、変移判定部１７３から出力される変移指令と、回転位置検出器８から出力される回転位置θとに基づいて、変移確率選択部１７２と位相選択部１７５に対して位相選択信号をそれぞれ出力する。このとき、インバータ３が生成する交流電圧において６次成分の高調波が発生するのを抑制するために、電気角で１２０度ごとに、すなわち回転位置θが１２０度の整数倍となったときに、位相選択指示部１７４から位相選択信号が出力されるようにする。具体的には、例えば位相選択指示部１７４は、回転位置θが１２０度の整数倍となるタイミングで変移指令の入力の有無を検知する。その結果、変移指令の入力を検知した場合は位相選択信号を出力し、検知しなかった場合は位相選択信号を出力しないようにする。これにより、電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、位相選択信号の出力を行うことができる。

位相選択部１７５は、位相選択指示部１７４から出力される位相選択信号に基づいて、各相の三角波信号Ｔｒの位相を切り替える。具体的には、例えば位相選択指示部１７４から位相選択信号が出力される度に、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を基準とした各三角波信号Ｔｒの位相、すなわちＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊のそれぞれに対する三角波信号Ｔｒの位相差を、０度から１８０度へ、または１８０度から０度へと交互に切り替える。これにより、変移判定部１７３の判定結果に基づき、三角波生成部１７から出力される各相の三角波信号Ｔｒの位相値として、０度または１８０度のいずれか一方の値を、電気角で１２０度の整数倍のタイミングで排他的に選択することができる。こうして決定された三角波信号Ｔｒの位相値は、位相選択部１７５から搬送波出力部１７６へ出力される。

搬送波出力部１７６は、位相選択部１７５により選択された位相値に基づいて各相の三角波信号Ｔｒを生成し出力する。このとき搬送波出力部１７６は、位相選択部１７５が選択した位相値、すなわち０度または１８０度のいずれかを位相の初期値として、搬送波周波数ｆｃに応じた三角波信号Ｔｒを出力する。搬送波出力部１７６が生成した三角波信号Ｔｒは、三角波生成部１７の出力として、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調してゲート信号を生成する際に利用される。

図１１は、位相選択部１７５から出力されるＵ相の位相差の値と、この位相差に基づいて搬送波出力部１７６により生成されるＵ相の三角波信号Ｔｒの例を示す図である。位相選択部１７５は、位相選択指示部１７４からの位相選択信号の出力に基づき、例えば図１１に示すように、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊の周期に応じた電気角０～１２０度、１２０度～２４０度、２４０度～３６０度の各期間において、０度または１８０度の位相差を交互に選択する。搬送波出力部１７６は、この位相差の選択結果に従って、三角波信号Ｔｒの位相を電気角１２０度の整数倍のタイミングで切り替える。図１１の例では、０～１２０度の電気角範囲と２４０度～３６０度の電気角範囲では位相差の値が０度にそれぞれ選択され、１２０度～２４０度の電気角範囲では位相差の値が１８０度に選択されている。そのため、電気角１２０度、２４０度の各タイミングにおいて三角波信号Ｔｒの位相が切り替わっている。

なお、図１１ではＵ相における位相差と三角波信号Ｔｒの例を説明したが、Ｖ相およびＷ相についても同様に、位相選択部１７５から出力される位相差の値に応じて、三角波信号Ｔｒが生成される。このとき位相選択部１７５は、各相の三角波信号Ｔｒの間で三相対称性が確保されるように、各相の三角波信号Ｔｒの位相を選択する。

図１２は、位相選択部１７５から出力される各相の位相差の値と、これらの位相差に基づいて搬送波出力部１７６により生成される各相の三角波信号Ｔｒの例を示す図である。図１２において、（ａ）はＵ相に対する位相差の選択結果と三角波信号Ｔｒを示し、（ｂ）はＶ相に対する位相差の選択結果と三角波信号Ｔｒを示し、（ｃ）はＷ相に対する位相差の選択結果と三角波信号Ｔｒを示している。なお、（ａ）の図は、図１１で示したものと同じである。

位相選択部１７５は、位相選択指示部１７４からの位相選択信号の出力に基づき、例えば図１２に示すように、電気角０～１２０度、１２０度～２４０度、２４０度～３６０度の各期間において、各相について０度または１８０度の位相差を選択する。ここで、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊は、三相対称性により、１２０度の位相差で互いに相似形状を有している。位相選択部１７５では、こうした各相の電圧指令の相似関係に従って、各相の位相差を選択するようにしている。

搬送波出力部１７６は、位相選択部１７５における各相の位相差の選択結果に従って、三角波信号Ｔｒの位相を電気角１２０度の整数倍のタイミングで切り替える。図１２の例では、Ｕ相については前述のように、０～１２０度の電気角範囲と２４０度～３６０度の電気角範囲では位相差の値が０度にそれぞれ選択され、１２０度～２４０度の電気角範囲では位相差の値が１８０度に選択されている。また、Ｖ相については、０～２４０度の電気角範囲では位相差の値が０度に選択され、２４０度～３６０度の電気角範囲では位相差の値が１８０度に選択されている。Ｗ相については、０～１２０度の電気角範囲では位相差の値が１８０度に選択され、１２０度～３６０度の電気角範囲では位相差の値が０度に選択されている。これらの位相差の選択結果に応じて、各相の三角波信号Ｔｒの位相が切り替わっている。

三角波生成部１７は、以上説明した各ブロックの動作により、各相の三角波信号Ｔｒを生成して出力する。これにより、モータ２の電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、前述の変調波／搬送波位相差、すなわち各相の変調波（三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）と三角波信号Ｔｒとの間の位相差を、乱数に基づいて切り替えることができる。

図１３は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒとの比較結果に基づく線間電圧波形の例を示している。図１３では、図１２に示した三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒとの比較によって生成される各相の線間電圧波形を示している。図１３において、（ａ）はＵ相－Ｖ相線間電圧Ｖｕｖの波形、（ｂ）はＶ相－Ｗ相線間電圧Ｖｖｗの波形、（ｃ）はＷ相－Ｕ相線間電圧Ｖｗｕの波形をそれぞれ示している。図１３に示すように、これらの線間電圧波形は、三相対称性による相似関係を互いに有している。

ゲート信号生成部１８は、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒを用いて、例えば図１３に示すような各相の線間電圧波形に応じたパルス状の電圧を生成することで、インバータ３の各相のスイッチング素子に対するパルス状のゲート信号を生成する。ここで、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒの位相は、前述のように、モータ２の電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、乱数発生部１７１が発生する乱数に基づき、０度と１８０度の間で切り替えられたものである。したがって、モータ２の電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替えることができる。

以上説明したように、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒの位相が乱数に基づいて切り替えられ、これに応じてゲート信号生成部１８から出力されるゲート信号のパルスパターンが切り替えられると、図９で説明したように、インバータ３が出力する交流電力に含まれる高調波の位相が変化する。すなわち、ゲート信号生成部１８では、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒを用いることで、インバータ３が出力する交流電力における高調波の位相が互いに異なる複数のパルスパターンのいずれかに従って、ゲート信号を生成することができる。このとき、ゲート信号のパルスパターンの切り替え前後では前述の同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが変化しないため、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの周波数の比は一定である。したがって、制御周期を変更せずにゲート信号のパルスパターンを切り替えることができるため、モータ制御装置１において安定した制御応答を実現できる。

なお、ゲート信号のパルスパターンの切り替えを行う際に、搬送波周波数調整部１６では前述のように、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１において、Ｎｃ＝３×（２×ｎ－１）の条件式を満たす数を同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃとして選択することが好ましい。このようにすれば、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号において、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の１周期当たりのゲート信号のパルス数がそれぞれ３の倍数となるように、ゲート信号のパルスパターンの切り替えを行うことができる。その結果、各相のゲート信号において三相対称性を確保しつつ、正負のパルスの対称性を確保できるため、これらが非対称となることで発生するトルク脈動成分、例えば時間６次成分や時間２次成分などの偶数次数成分を、モータ２の出力トルクから低減することが可能となる。

次に、変移確率選択部１７２における変移確率Ｐｈｌ，Ｐｌｈの設定値とモータ駆動中の振動・騒音の低減効果との関係について、以下に図１４～図１７を参照して説明する。図１４～図１７は、変移確率Ｐｈｌ，Ｐｌｈを変化させたときのｄ軸電流、ｑ軸電流、反転フラグ、三角波信号ＴｒおよびＵ相上アーム信号の各波形例と、Ｕ相電流およびモータ出力トルクにおける基本波と高調波の次数成分ごとの大きさの例を示している。図１４ではＰｈｌ＝Ｐｌｈ＝０、図１５ではＰｈｌ＝Ｐｌｈ＝０．２、図１６ではＰｈｌ＝Ｐｌｈ＝０．５、図１７ではＰｈｌ＝Ｐｌｈ＝０．８の場合の例をそれぞれ示している。

なお、反転フラグとは、位相選択部１７５における三角波信号Ｔｒの位相値の選択状態に応じて変化するフラグ値である。具体的には、例えば三角波信号Ｔｒの位相値が０度の場合は、反転フラグの値が０となり、三角波信号Ｔｒの位相値が１８０度の場合は、反転フラグの値が１となる。したがって、反転フラグの値が０から１へ、または１から０へ変化するタイミングは、位相選択指示部１７４が位相選択信号を出力し、これに応じて位相選択部１７５が三角波信号Ｔｒの位相を切り替えるタイミングに相当する。

図１４の場合、Ｐｈｌ＝Ｐｌｈ＝０であるため、反転フラグの値は０のままで変化しない。一方、図１５では、矢印１７２１に示すタイミングで反転フラグの値が０から１に変化し、これに応じて三角波信号Ｔｒの位相が切り替わることで、ｄ軸電流およびｑ軸電流の位相がそれぞれ反転している。また、図１６では、矢印１７２２に示すタイミングで反転フラグの値が０から１に、矢印１７２３に示すタイミングで反転フラグの値が１から０にそれぞれ変化し、これらに応じて三角波信号Ｔｒの位相が切り替わることで、ｄ軸電流およびｑ軸電流の位相がそれぞれ反転している。同様に、図１７では、矢印１７２４に示すタイミングで反転フラグの値が０から１に、矢印１７２５に示すタイミングで反転フラグの値が１から０に、矢印１７２６に示すタイミングで反転フラグの値が０から１にそれぞれ変化し、これらに応じて三角波信号Ｔｒの位相が切り替わることで、ｄ軸電流およびｑ軸電流の位相がそれぞれ反転している。

以上説明したように、変移確率Ｐｈｌ，Ｐｌｈの値を増加させると、これに応じて、任意の期間内で反転フラグの値が変化する回数が増加する。その結果、図１４～図１７に示すように、Ｕ相電流において５次、７次、１１次、１３次等の各高調波成分のピーク値が低減し、その結果、６次と１２次の位置にそれぞれ現れているトルク脈動のピーク値も減少することが分かる。したがって、変移確率Ｐｈｌ，Ｐｌｈの値が大きくなるほど、これらの次数におけるトルク脈動を低減できることが分かる。

しかしその一方で、６次未満の領域では、変移確率Ｐｈｌ，Ｐｌｈの値が増加するにつれてトルク脈動が増加している。そのため、本実施形態のモータ制御装置１を用いてモータ２の駆動制御を行う際には、モータ２が発生する振動・騒音において６次未満の成分を無視できるかどうかにより、変移確率Ｐｈｌ，Ｐｌｈの設定値を定めればよい。

また、図１４～図１７から、６次成分と１２次成分については変移確率Ｐｈｌ，Ｐｌｈを適切に設定することでトルク脈動を低減できるが、１８次以上の成分ではトルク脈動を低減できていないことが分かる。これは、位相選択部１７５における三角波信号Ｔｒの位相値の切り替えが、０度と１８０度の２種類で行われているためである。すなわち、本実施形態のモータ制御装置１では、三角波信号Ｔｒの位相値を２種類で切り替えることにより、１８次未満のトルク脈動を低減できるようにしている。

以上説明した実施形態によれば、スイッチングパルス数の減少に伴って顕在化する時間高調波に起因したモータ２の振動や騒音を、インバータ３のスイッチング損失の悪化を避けつつ実現できる。そのため、モータ駆動システムの低振動化・低騒音化に寄与できる。これにより、従来のモータ駆動システムでは必要であった制振材や吸音材などの振動・騒音対策用の部材を本実施形態では削減できるため、低コスト化や軽量化にも寄与できる。

以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

（１）モータ制御装置１は、直流電力から交流電力への電力変換を行うインバータ３と接続され、その交流電力を用いて駆動するモータ２の駆動を制御するものであって、搬送波である三角波信号Ｔｒを生成する三角波生成部１７と、三角波信号Ｔｒの周波数を表す搬送波周波数ｆｃを調整する搬送波周波数調整部１６と、三角波信号Ｔｒを用いてトルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部１８とを備える。ゲート信号生成部１８は、インバータ３から出力される交流電力に含まれる高調波の位相が互いに異なる複数のパルスパターンのいずれかに従ってゲート信号を生成可能であり、モータ２の電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替える。このようにしたので、インバータ３のスイッチング動作時の電力損失を増大させることなく、モータ２の高調波電圧を抑制することができる。その結果、モータ２を搭載したシステムにおいて、低振動化や低騒音化を図ることができる。

（２）モータ制御装置１は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの位相差を変更することで、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号のパルスパターンを切り替える。具体的には、三角波生成部１７が生成する三角波信号Ｔｒの位相を変更することで、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの位相差を変更する。このようにしたので、任意のタイミングでゲート信号のパルスパターンを容易かつ確実に切り替えることができる。

（３）三角波生成部１７は、乱数を発生する乱数発生部１７１と、乱数発生部１７１が発生した乱数に基づいて、三角波信号Ｔｒの位相を変更するか否かを判定する変移判定部１７３と、変移判定部１７３の判定結果に基づいて、予め設定された複数の値のいずれかを三角波信号Ｔｒの位相として選択する位相選択部１７５と、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に対して位相選択部１７５が選択した値だけ位相をずらして三角波信号Ｔｒをそれぞれ出力する搬送波出力部１７６とを有する。位相選択部１７５は、電気角で１２０度の整数倍のタイミングで三角波信号Ｔｒの位相の選択を行う。このようにしたので、乱数に基づくゲート信号のパルスパターンの切り替えを確実に実現することができる。

（４）モータ制御装置１は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの位相差を０度または１８０度のいずれかに切り替えることで、これらの位相差を変更する。このようにしたので、６次と１２次のトルク脈動を十分に低減し、低振動化や低騒音化を図ることができる。

（５）モータ制御装置１は、ゲート信号のパルスパターンの切り替え前後で三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの周波数の比を一定とする。このようにしたので、ゲート信号のパルスパターンを切り替えた際にも安定した制御応答を実現できる。

（６）モータ制御装置１は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の１周期当たりのゲート信号のパルス数がそれぞれ３の倍数となるように、ゲート信号のパルスパターンの切り替えを行うことが好ましい。このようにすれば、各相のゲート信号の非対称性や正負のパルスの非対称性によって発生するトルク脈動成分をモータ２の出力トルクから低減し、さらなる振動や騒音の抑制を図ることができる。

なお、以上説明した実施形態では、三角波信号Ｔｒの位相を０度または１８０度とすることで、変調波／搬送波位相差を０度と１８０度の間で切り替える例を説明したが、こうした変調波／搬送波位相差の切り替えを他の電気角で行ってもよい。例えば、乱数に基づいて０度、９０度、１８０度または２７０度のいずれかを三角波信号Ｔｒの位相として選択することで、これらの電気角の間で変調波／搬送波位相差の切り替えを行うことができる。ここで、選択可能な三角波信号Ｔｒの位相が０度と１８０度の場合は、スイッチング周波数ｆｃとモータ２の基本波周波数ｆ１に対して、ｆｃ／ｆ１および３ｆｃ／ｆ１の側波帯成分の位相をｄ軸電流およびｑ軸電流において反転させ、これらの次数のトルク脈動を低減することができる。一方、選択可能な三角波信号Ｔｒの位相が０度、９０度、１８０度および２７０度の場合は、スイッチング周波数ｆｃとモータ２の基本波周波数ｆ１に対して、さらに２ｆｃ／ｆ１の側波帯成分の位相をｄ軸電流およびｑ軸電流において反転させ、これらの次数のトルク脈動をも低減することができる。また、さらに選択可能な三角波信号Ｔｒの位相の数を増やすこともできる。その場合、変調波／搬送波位相差を、互いの差分が１８０÷Ｎ（Ｎは任意の自然数）の条件を満たす複数の値のいずれかに切り替えることで、任意の次数のトルク脈動を低減することが可能である。その結果、モータ２においてさらなる振動や騒音の抑制を図ることができる。

また、以上説明した実施形態では、三角波信号Ｔｒの位相を切り替えることにより、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号のパルスパターンを切り替えるようにしたが、他の方法でゲート信号のパルスパターンを切り替えてもよい。例えば、変調率ごとに予め設定され、インバータ３が出力する交流電力に含まれる高調波の振幅や位相が互いに異なる複数のゲート信号のパルスパターンを表す情報を、マップ情報等によりゲート信号生成部１８において予め記憶しておき、この情報を用いてゲート信号のパルスパターンを切り替えてもよい。

図１８は、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊の振幅が同じで、インバータ３が出力する交流電力に含まれる高調波の電圧や位相が互いに異なるＵ相のゲート信号のパルスパターンの例を示している。図１８において、パターンＡのゲート信号とパターンＢのゲート信号とは、振幅が同一のＵ相電圧指令Ｖｕ＊にそれぞれ対応している。一方、これらのゲート信号に応じてインバータ３がそれぞれ出力する交流電力に含まれる高調波の電圧や位相は、同一ではない。このようなパターンＡおよびパターンＢのゲート信号をゲート信号生成部１８において予め記憶しておき、これらを乱数に基づいてモータ２の電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングで切り替えても、本実施形態で説明したのと同様の効果を得ることができる。

さらに、以上説明した実施形態において、モータ２の回転数の変化率が予め定められた所定値以下のときには、ゲート信号のパルスパターンの切り替えを行い、回転数の変化率が所定値を超えた場合は、ゲート信号のパルスパターンの切り替えを停止してもよい。このようにすれば、モータ２の回転数の変化率が高いときには、ゲート信号のパルスパターンの切り替えを行わずに、特定次数の周波数成分で発生する電流リプルを補償することができる。したがって、制御の安定性を確保しつつ、必要に応じて本発明による振動や騒音の抑制を適用することができる。

また、以上説明した実施形態において、三角波信号Ｔｒの位相を切り替えて変調波／搬送波位相差を変化させる際に、変調波／搬送波位相差の値を連続的に変化させてもよい。このようにすれば、モータ２の高調波電圧において位相拡散量を増大させることができるため、より一層の振動・騒音の低減を達成できる。

また、搬送波周波数調整部１６は、位相変更前の三角波信号Ｔｒと位相変更後の三角波信号Ｔｒとで搬送波周波数ｆｃが異なるように、搬送波周波数ｆｃを調整するようにしてもよい。このようにすれば、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号の周波数が拡散されるため、モータ２の交流電圧に含まれる時間高調波について、周波数と位相の２つの次元量を拡散させることができる。その結果、モータ２においてさらなる振動や騒音の抑制を図ることができる。

以上説明した実施形態では、同期ＰＷＭ制御を対象に本発明の適用例を説明したが、搬送波（三角波信号Ｔｒ）と変調波が同期しない非同期ＰＷＭ制御についても、本実施形態を適用することで、モータ２における振動・騒音の低減効果を得られる。また、非同期ＰＷＭ制御において時間高調波に起因した振動や騒音を低減する手法の一つとして周知である、ランダムキャリア制御との併用も可能である。これは、ランダムキャリア制御では搬送波を周波数ドメインで拡散させるのに対して、本実施の形態では搬送波を位相ドメインで拡散させるためである。すなわち、非同期ＰＷＭ制御において搬送波の周波数と位相をそれぞれ拡散させることにより、本実施形態で説明したのと同様の効果を得ることが可能である。

なお、上記実施形態や各変形例で説明した電圧利用率を変化させるための各種手法は、単独で用いてもよいし、複数を組み合わせて用いてもよい。

［第２の実施形態]
次に、本発明の第２の実施形態について図面を用いて説明する。

図１９は、第２の実施形態における機電一体ユニット７１の外観斜視図である。

機電一体ユニット７１は、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００（モータ制御装置１、モータ２およびインバータ３）を含んで構成される。モータ２とインバータ３はバスバー７１２を介して結合部７１３で接続される。モータ２の出力がギア７１１を介し、図示省略したディファレンシャルギアへと伝達され、車軸へと伝達される。なお、図１９ではモータ制御装置１の図示を省略しているが、モータ制御装置１は任意の位置に配置することができる。

この機電一体ユニット７１の特徴は、モータ２とインバータ３とギア７１１とが一体となった構造である。機電一体ユニット７１では、このような一体構造により、モータ２で発生した時間高調波に起因した振動・騒音がインバータ３やギア７１１を揺らしたときに共振が生じる場合があり、その場合には振動・騒音が悪化する。しかしながら、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１を用いてモータ２の駆動を制御することで、モータ２において発生する振動・騒音の発生周波数を拡散させ、そのピーク値を低減できるため、低振動・低騒音な機電一体ユニットを実現できる。

［第３の実施形態]
次に、本発明の第３の実施形態について図面を用いて説明する。

図２０は、第３の実施形態におけるハイブリッドシステム７２の構成図である。

図２０に示すように、ハイブリッドシステム７２は、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００（モータ制御装置１、モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５、電流検出部７、回転位置検出器８）と、これと同様のモータ駆動システム１０１（モータ制御装置１、モータ２ａ、インバータ３ａ、高圧バッテリ５、電流検出部７ａ、回転位置検出器８ａ）とを含んで構成される。モータ駆動システム１００，１０１は、モータ制御装置１と高圧バッテリ５を共有している。

モータ２ａには、回転子の回転位置θａを検出するための回転位置センサ４ａが取り付けられている。回転位置検出器８ａは、回転位置センサ４ａの入力信号から回転位置θａを演算し、モータ制御装置１に出力する。インバータ３ａとモータ２ａの間には、電流検出部７ａが配置されている。

インバータ３ａは、インバータ回路３１ａ、ＰＷＭ信号駆動回路３２ａおよび平滑キャパシタ３３ａを有する。ＰＷＭ信号駆動回路３２ａは、インバータ３のＰＷＭ信号駆動回路３２と共通のモータ制御装置１に接続されており、モータ制御装置１から入力されるゲート信号に基づいて、インバータ回路３１ａが有する各スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路３１ａに出力する。インバータ回路３１ａおよび平滑キャパシタ３３ａは、インバータ回路３１および平滑キャパシタ３３と共通の高圧バッテリ５に接続されている。

モータ制御装置１には、モータ２に対するトルク指令Ｔ＊と、モータ２ａに対するトルク指令Ｔａ＊とが入力される。モータ制御装置１は、これらのトルク指令に基づき、第１の実施形態で説明したような方法でモータ２，２ａの駆動を制御するためのゲート信号をそれぞれ生成し、インバータ３，３ａにそれぞれ出力する。すなわち、モータ２，２ａの電気角でそれぞれ１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替える。

モータ２には、エンジンシステム７２１とエンジン制御部７２２が接続されている。エンジンシステム７２１は、エンジン制御部７２２の制御により駆動し、モータ２を回転駆動させる。モータ２は、エンジンシステム７２１により回転駆動されることで発電機として動作し、交流電力を発生する。モータ２が発生した交流電力は、インバータ３により直流電力に変換され、高圧バッテリ５に充電される。これにより、ハイブリッドシステム７２をシリーズハイブリッドシステムとして機能させることができる。なお、エンジンシステム７２１とエンジン制御部７２２は、モータ２ａに接続可能としてもよい。

本実施形態によれば、インバータ３，３ａのスイッチング動作時の電力損失を増大させることなく、スイッチングパルス数の減少によって顕在化する時間高調波に起因したモータ２の振動・騒音の低減という効果が得られる。そのため、従来のハイブリッドシステムでは振動・騒音対策のために必要であった制振材や吸音材などを削減できる。

［第４の実施形態]
次に、本発明の第４の実施形態について図面を用いて説明する。

図２１は、第４の実施形態における昇圧コンバータシステム７３の構成図である。

図２１に示すように、昇圧コンバータシステム７３は、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１、モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５、電流検出部７および回転位置検出器８を含み、昇圧コンバータ７４によって高圧バッテリ５の直流電圧を所望の電圧に昇圧してインバータ３に供給する。

昇圧コンバータ７４は、スイッチング素子７４３，７４４を直列に接続し、直列に接続されたスイッチング素子７４３，７４４の中間接続点にリアクトル７４２を介して高圧バッテリ５が接続される。また、高圧バッテリ５と並列にコンデンサ７４１が接続される。各スイッチング素子７４３，７４４はダイオード接続されている。

昇圧コンバータ７４はモータ制御装置１によって指令が与えられ、昇圧コンバータシステム７３の最も効率が良い直流電圧まで昇圧される。スイッチング素子７４３，７４４がそれぞれスイッチング動作することで、高圧バッテリ５から供給される直流電圧を、昇圧コンバータシステム７３の最も効率が良い直流電圧まで昇圧する。これにより、高圧バッテリ５の直流電力から昇圧した直流電力を生成し、インバータ３に供給する。インバータ３は、モータ制御装置１から出力されるゲート信号に基づいて動作し、昇圧コンバータ７４によって昇圧された直流電力から交流電力への電力変換を行う。

本実施形態では，昇圧コンバータ７４で直流電圧を昇圧する際に、昇圧コンバータ７４に備えられたリアクトル７４２で振動・騒音が発生する。そこで、モータ制御装置１から昇圧コンバータ７４のスイッチング素子７４３，７４４へ印可されるゲート信号のパルスパターンを、第１の実施形態で説明したような方法で切り替える。すなわち、モータ２の電気角でそれぞれ１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、ゲート信号生成部１８が生成してスイッチング素子７４３，７４４に出力されるゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替える。このようにすることで、昇圧コンバータ７４における時間平均のピーク電流を低減し、振動・騒音の低減化を図ることができる。さらに、この昇圧コンバータ７４によって昇圧された直流電圧をインバータ３へ供給し、第１の実施形態で説明したように、モータ制御装置１からインバータ３へ出力するゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替えることで、モータ２の振動・騒音についても低減できる。

［第５の実施形態]
次に、本発明の第５の実施形態について図面を用いて説明する。

図２２は、本発明の第５の実施形態におけるハイブリッド車両システムの構成図である。ハイブリッド車両システムは、図２２に示すように、モータ２をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有し、モータ２の回転駆動力を用いて走行する。なお、ハイブリッド車両システムに限らず、電動車両システムであってもよい。モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５などは、第１の実施形態におけるモータ駆動システム１００と同様のものである。

図２２に示すハイブリッド車両システムにおいて、車体８００のフロント部には、前輪車軸８０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸８０１の両端には、前輪８０２、８０３が設けられている。車体８００のリア部には、後輪車軸８０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸８０４の両端には後輪８０５、８０６が設けられている。

前輪車軸８０１の中央部には、動力分配機構であるディファレンシャルギア８１１が設けられており、エンジン８１０から変速機８１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸８０１に分配するようになっている。

エンジン８１０のクランクシャフトに設けられたプーリーとモータ２の回転軸に設けられたプーリーとがベルトを介して機械的に連結されている。これにより、モータ２の回転駆動力がエンジン８１０に、エンジン８１０の回転駆動力がモータ２にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ２は、モータ制御装置１の制御に応じてインバータ３から出力された三相交流電力がステータのコイルに供給されることによって、ロータが回転し、三相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。

すなわち、モータ２は、モータ制御装置１の制御に応じてインバータ３によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン８１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、ステータのステータコイルに起電力が誘起され、三相交流電力を発生する発電機として動作する。

インバータ３は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ５から供給された直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値とロータの磁極位置に従って、モータ２のステータコイルに流れる三相交流電流を制御する。

モータ２によって発電された三相交流電力は、インバータ３によって直流電力に変換されて高圧バッテリ５を充電する。高圧バッテリ５にはＤＣ－ＤＣコンバータ８２４を介して低圧バッテリ８２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ８２３は、自動車の低電圧（１４Ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン８１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ８２５、ラジオ、ライトなどの電源に用いられている。

車両が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン８１０を停止させ、再発車時にエンジン８１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ３でモータ２を駆動し、エンジン８１０を再始動させる。尚、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ５の充電量が不足している場合や、エンジン８１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン８１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン８１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ２を駆動させて補機類を駆動する。

加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ２を駆動させてエンジン８１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ５の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン８１０によってモータ２を発電させて高圧バッテリ５を充電する。すなわち、車両の制動時や減速時などに回生を行う。

本実施形態によれば、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００を用いて、図２２のハイブリッド車両システムが実現される。このハイブリッド車両システムにおいて、モータ制御装置１は、第１の実施形態で説明したような方法でモータ２の駆動を制御するためのゲート信号をそれぞれ生成し、インバータ３に出力する。すなわち、モータ２の電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替える。

本実施形態によれば、インバータ３のスイッチング動作時の電力損失を増大させることなく、スイッチングパルス数の減少によって顕在化する時間高調波に起因したモータ２の振動・騒音の低減という効果が得られる。そのため、従来のハイブリッド車両システムでは振動・騒音対策のために必要であった制振材や吸音材などを削減できる。

［第６の実施形態]
次に、本発明の第６の実施形態について図面を用いて説明する。

図２３は、本発明の第６の実施形態における電気鉄道車両の構成図である。図２３に示すように、電気鉄道車両４００は、両端に車輪４２０がそれぞれ取り付けられた２つの車軸４３０を有しており、これらの車軸４３０が台車４４０に軸支されている。各車軸４３０には、ギア４１０を介してモータ２およびインバータ３が接続されている。各モータ２は、モータ制御装置１の制御に応じてインバータ３から出力された三相交流電力がステータのコイルに供給されることによって、ロータが回転し、三相交流電力に応じた回転駆動力を発生して車軸４３０に伝達する。これにより、車輪４２０が駆動されて電気鉄道車両４００が走行する。なお本実施形態では、１つのモータ制御装置１に対してモータ２とインバータ３が２つずつ接続されている例を示しているが、モータ制御装置１、モータ２およびインバータ３の数の組み合わせはこれに限らない。例えば、台車４４０にモータ２やインバータ３を１つまたは３つ以上搭載してもよいし、複数のモータ２を別々のモータ制御装置１でそれぞれ制御してもよい。

電気鉄道車両４００に備えられるインバータ３は、省メンテナンスの観点から自然空冷もしくは強制風冷方式が多く採用されている。その場合、インバータ３のスイッチング周波数は、一般的に数百Ｈｚから２ｋＨｚ程度に制約される。そのため、モータ制御装置１が同期ＰＷＭ制御で生成したゲート信号を用いてインバータ３を動作させると、前述のように、モータ２の回転数の上昇に応じて時間高調波に起因した振動や騒音が発生する。そこで、第１の実施形態で説明したように、モータ制御装置１においてゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替えることで、インバータ３のスイッチング動作時の電力損失を増大させることなく、モータ２の振動や騒音を低減させることができる。

なお、以上説明した各実施形態において、モータ制御装置１内の各構成（図２～図４、図１０など）は、ハードウェアによる構成によらず、ＣＰＵとプログラムによって各構成の機能を実現するようにしてもよい。モータ制御装置１内の各構成をＣＰＵとプログラムによって実現する場合、ハードウェアの個数が減るため低コスト化できるという利点がある。また、このプログラムは、予めモータ制御装置の記憶媒体に格納して提供することができる。あるいは、独立した記憶媒体にプログラムを格納して提供したり、ネットワーク回線によりプログラムをモータ制御装置の記憶媒体に記録して格納することもできる。データ信号（搬送波）などの種々の形態のコンピュータ読み込み可能なコンピュータプログラム製品として供給してもよい。

本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。また、上述の複数の実施形態を組み合わせた構成としてもよい。

１…モータ制御装置、２…モータ、３…インバータ、４…回転位置センサ、５…高圧バッテリ、７…電流検出部、８…回転位置検出器、１１…電流指令生成部、１２…速度算出部、１３…三相／ｄｑ変換部、１４…電流制御部、１５…ｄｑ／三相電圧変換部、１６…搬送波周波数調整部、１７…三角波生成部、１８…ゲート信号生成部、３１…インバータ回路、３２…ＰＷＭ信号駆動回路、３３…平滑キャパシタ、７１…機電一体ユニット、７２…ハイブリッドシステム、７３…昇圧コンバータシステム、７４…昇圧コンバータ、１００，１０１…モータ駆動システム、１６１…同期ＰＷＭ搬送波数選択部、１６２…電圧位相演算部、１６３…電圧位相誤差演算部、１６４…同期搬送波周波数演算部、１６５…搬送波周波数設定部、１７１…乱数発生部、１７２…変移確率選択部、１７３…変移判定部、１７４…位相選択指示部、１７５…位相選択部、１７６…搬送波出力部、４００…電気鉄道車両、４１０…、４２０…車輪、４３０…車軸、４４０…台車、７１１…ギア、７１２…バスバー、７１３…結合部、７２１…エンジンシステム、７２２…エンジン制御部、７４１…コンデンサ、７４２…リアクトル、７４３、７４４…スイッチング素子、８００…車体、８０１…前輪車軸、８０２…前輪、８０３…前輪、８０４…後輪車軸、８０５…後輪、８０６…後輪、８１０…エンジン、８１１…ディファレンシャルギア、８１２…変速機、８２３…低圧バッテリ、８２４…ＤＣ－ＤＣコンバータ、８２５…スタータ、１６３１…基準電圧位相演算部、１６３２…減算部

Claims (18)

1. 直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御するモータ制御装置であって、
   搬送波を生成する搬送波生成部と、
   前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、
   前記搬送波を用いてトルク指令に応じた電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、
   前記ゲート信号生成部は、前記交流電力に含まれる高調波の位相が互いに異なる複数のパルスパターンのいずれかに従って前記ゲート信号を生成可能であり、
   前記交流モータの電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、前記ゲート信号生成部が生成する前記ゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替えるモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記電圧指令と前記搬送波の位相差を変更することで、前記ゲート信号生成部が生成する前記ゲート信号のパルスパターンを切り替えるモータ制御装置。
3. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記搬送波生成部が生成する前記搬送波の位相を変更することで、前記位相差を変更するモータ制御装置。
4. 請求項３に記載のモータ制御装置において、
   前記搬送波生成部は、
   前記乱数を発生する乱数発生部と、
   前記乱数発生部が発生した前記乱数に基づいて、前記搬送波の位相を変更するか否かを判定する変移判定部と、
   前記変移判定部の判定結果に基づいて、予め設定された複数の値のいずれかを前記搬送波の位相として選択する位相選択部と、
   前記電圧指令に対して前記位相選択部が選択した値だけ位相をずらして前記搬送波を出力する搬送波出力部と、を有し、
   前記位相選択部は、前記電気角で１２０度の整数倍のタイミングで前記搬送波の位相の選択を行うモータ制御装置。
5. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記位相差を０度または１８０度のいずれかに切り替えることで、前記位相差を変更するモータ制御装置。
6. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記位相差を０度、９０度、１８０度または２７０度のいずれかに切り替えることで、前記位相差を変更するモータ制御装置。
7. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記位相差を、互いの差分が１８０÷Ｎ（Ｎは任意の自然数）の条件を満たす複数の値のいずれかに切り替えることで、前記位相差を変更するモータ制御装置。
8. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記位相差を連続的に変化させるモータ制御装置。
9. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記ゲート信号のパルスパターンの切り替え前後で前記電圧指令と前記搬送波の周波数の比を一定とするモータ制御装置。
10. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    前記交流モータの回転数の変化率が予め定められた所定値以下のときに、前記ゲート信号のパルスパターンの切り替えを行うモータ制御装置。
11. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    前記電圧指令の１周期当たりの前記ゲート信号のパルス数が３の倍数となるように、前記ゲート信号のパルスパターンの切り替えを行うモータ制御装置。
12. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    前記搬送波周波数調整部は、前記搬送波の周波数が前記電圧指令の周波数の整数倍となるように、前記搬送波の周波数を調整するモータ制御装置。
13. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    前記搬送波周波数調整部は、位相変更前の前記搬送波と位相変更後の前記搬送波とで周波数が異なるように、前記搬送波の周波数を調整するモータ制御装置。
14. 請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
    前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、
    前記交流モータの回転駆動力を伝達するギアと、を備え、
    前記交流モータ、前記電力変換器および前記ギアが一体構造となった機電一体ユニット。
15. 請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
    前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、
    前記直流電力の電圧を昇圧する昇圧コンバータと、を備える昇圧コンバータシステム。
16. 請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
    前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、
    前記交流モータに接続されたエンジンシステムと、を備えるハイブリッドシステム。
17. 請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
    前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、を備え、
    前記交流モータの回転駆動力を用いて走行する電動車両システム。
18. 請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
    前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、を備え、
    前記交流モータの回転駆動力を用いて走行する電気鉄道車両。

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