JPWO2018131093A1 - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

複数のＰＷＭ搬送波を用意する必要が無く、ノイズを低減できるモータ制御装置を提供するため、インバータからの三相電圧指令値の各相に等しくオフセット電圧を加算することにより修正三相電圧指令値を出力してＰＷＭ搬送波と比較させ、三相端子電圧をモータに出力するとともに、オフセット電圧として、各々値が異なるｎ（ｎは３以上の自然数）個のオフセット候補電圧を、設定された時間毎に切換えて出力することにより、前記三相端子電圧のオンのタイミング及びオフのタイミングを全相等しく変動させる。

Description

本発明は、モータ制御装置に関し、特に電動パワーステアリングに用いられるモータの制御装置に関するものである。

従来から、電気ノイズが小さい電動モータ駆動装置を提供するために、異なる周波数の複数のＰＷＭ搬送波を作成し、作成した複数のＰＷＭ搬送波から所定の時間毎にランダムに１つを選択し、ランダムに選択したＰＷＭ搬送波に基づくＰＷＭ制御により電動モータを駆動する例が知られている（例えば、特許文献１参照）。

また、スイッチング周波数ディザリングによるＥＭＩの低減手法として、少なくとも１つのレジスタを含んでいる制御装置であって、その動作パラメータに基づいてモータを制御するためにモータと信号通信する制御装置を提供する工程と、第１のクロック周波数を選択する工程と、第１のスイッチング周波数を選択する工程と、少なくとも１つのレジスタを初期化し、それにより、定められた少なくとも１つの数を設定する工程と、第１のホッピング期間を選択する工程と、少なくとも１つのレジスタの定められた少なくとも１つの数、第１のクロック周波数、及び第１のホッピング周波数に基づいて、パルス変調のスイッチング周波数をランダムに変調する工程と、を備える例が知られている（例えば、特許文献２参照）。

特開２００１−３４６３９３号公報 特許４６２９９３８号公報

上記の特許文献１及び特許文献２に示されているような、インバータのＰＷＭ搬送波の周波数を複数用意して、その複数の周波数から１つを選択するような方式においては、ＰＷＭ搬送波を複数記憶する必要があるため、メモリー容量が膨大となり、廉価なマイコン（ＣＰＵ）への実装が困難になるという課題がある。また、インバータのＰＷＭ搬送波は、一旦マイコン等のＣＰＵに実装してしまうと、変更に膨大な時間を要する。

これにより、例えば、製品が完成した後にノイズを計測したところ、そのレベルが基準値を超えており、更なるノイズ低減が必要となる場合、更にもう１つ又は２つの異なる周波数のＰＷＭ搬送波を追加することでノイズレベルを調整するというようなことは、マイコンへの追加プログラムの設計や実装に膨大な時間を要することになり、またマイコンのメモリー容量の不足を招く可能性がある。
以上の理由から、ＰＷＭ搬送波の追加によるノイズ低減対策が困難である場合、フィルタを追加するというようなハードフェアでの対策が必要となり、コスト増大を招いてしまう。

本発明は、上記のような従来の課題を解決するために成されたもので、複数のＰＷＭ搬送波を用意する必要が無く、ノイズを低減できるモータ制御装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明に係るモータ制御装置は、直流電圧を交流に変換して三相端子電圧を出力するインバータと、前記インバータからの前記三相端子電圧の印加によって駆動され、運転者の操舵を補助するためのアシストトルクを発生するモータと、前記モータを、設定された状態に制御するための三相電圧指令値を演算する三相電圧指令値演算部と、オフセット電圧を演算するオフセット電圧演算部と、前記三相電圧指令値の各相に等しく前記オフセット電圧を加算することにより修正三相電圧指令値を出力する修正三相電圧指令値演算部とを備え、前記インバータは、前記修正三相電圧指令値とＰＷＭ搬送波との比較に基づいて前記三相端子電圧を出力するものであり、前記オフセット電圧演算部は、前記オフセット電圧として、各々値が異なるｎ（ｎは３以上の自然数）個のオフセット候補電圧を、設定された時間毎に切換えて出力することにより、前記三相端子電圧のオンのタイミング及びオフのタイミングを全相等しく変動させるものである。

本発明によれば、インバータからの三相電圧指令値の各相に等しくオフセット電圧を加算することにより修正三相電圧指令値を出力してＰＷＭ搬送波と比較させ、三相端子電圧をモータに出力するとともに、オフセット電圧として、各々値が異なるｎ（ｎは３以上の自然数）個のオフセット候補電圧を、設定された時間毎に切換えて出力することにより、前記三相端子電圧のオンのタイミング及びオフのタイミングを全相等しく変動させるように構成したので、マイコン等のＣＰＵのメモリーはｎ個のオフセット候補電圧を記憶するのみで良く、マイコン等のＣＰＵのメモリー容量が少ない廉価なマイコン（ＣＰＵ）への実装が可能となり、以てコスト削減に寄与できる。また、ノイズレベルの調整においても、オフセット候補電圧の数や大きさを変更するだけで、調整が非常に簡単に行える。従って、マイコンへの追加プログラムの設計や実装にかかる時間を削減できる効果もある。

本発明の実施の形態１によるモータ制御装置を示す全体構成図である。 図１のモータ制御装置における、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ、ＰＷＭ搬送波、修正三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、及び三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭのタイムチャートである。 図１において、ＰＷＭ搬送波を周期Ｔｃ＝５０μｓの三角波、オフセット電圧を常に０とした場合の、三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果（解析の周波数範囲：１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚ）を示すグラフ図である。 図１において、オフセット電圧として、３個のオフセット候補電圧を切換えた場合の三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果（解析の周波数範囲：１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚにおける高調波成分。以下同様。）を示すグラフ図である。 図１において、オフセット電圧として７個のオフセット候補電圧をＰＷＭ搬送波の周期毎に切換えて出力するときのタイムチャートである。 図５のタイムチャートにおける三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果を示すグラフ図である。 図１において、オフセット電圧として、２個のオフセット候補電圧を切換えた場合の三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果を示すグラフ図である。 図１において、オフセット電圧Ｖとして、４個のオフセット候補電圧を切換えた場合の三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果を示すグラフ図である。 図１において、オフセット電圧として、５個のオフセット候補電圧を切換えた場合の三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果を示すグラフ図である。 図１において、オフセット電圧として、１０個のオフセット候補電圧を切換えた場合の三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果を示すグラフ図である。 図１において、オフセット電圧として、２０個のオフセット候補電圧切換えた場合の三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果を示すグラフ図である。 図１において、オフセット電圧として、２０個のオフセット候補電圧を、オフセット候補最大電圧とオフセット候補最小電圧との差の電源電圧Ｖｄｃに対する割合ｋ＝０．１として切換えた場合の三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果を示すグラフ図である。 ｋを変動させた場合に、帯域１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚにおける最も大きい高調波成分がどのように推移するかを示すグラフ図である。 ２０個のオフセット候補電圧を、図１１の例とは異なる値のオフセット電圧として切替えた場合の三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果を示すグラフ図である。 ７個のオフセット候補電圧を、図６の例とは異なる値のオフセット電圧として切替えた場合の三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果を示すグラフ図である。 ５個のオフセット候補電圧を、図９の例とは異なる値のオフセット電圧として切替えた場合の三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果を示すグラフ図である。 本発明の実施の形態２によるモータ制御装置を示す全体構成図である。 図１７の実施の形態２において、ＰＷＭ搬送波３周期中における三相電圧指令値、オフセット電圧、修正三相電圧指令値、及びモータ電流の各タイムチャートである。 本発明の実施の形態３によるモータ制御装置を示す全体構成図である。 図１９の実施の形態３において、ＰＷＭ搬送波３周期中における三相電圧指令値、オフセット電圧、修正三相電圧指令値、及びモータ電流の各タイムチャートである。 本発明の実施の形態４によるモータ制御装置を示す全体構成図である。 本発明の実施の形態５によるモータ制御装置を示す全体構成図である。 本発明の実施の形態７によるモータ制御装置を示す全体構成図である。 本発明の実施の形態８によるモータ制御装置を示す全体構成図である。 図２４に示す実施の形態８に用いられるローパスフィルタの構成を示すブロック図である。 図２４の実施の形態８に用いられる電圧検出器の動作を示したフローチャートである。 本発明の実施の形態９における、三相電圧指令値、オフセット電圧、ＰＷＭ搬送波、修正三相電圧指令値、及び三相端子電圧の加算値のタイムチャートである。 図２４の実施の形態８における、三相電圧指令値に２相変調法を適用した場合の、モータの電気角１周期に対する三相電圧指令値、同相電圧、及び三相電圧指令値（変調後）をそれぞれ図２８Ａ〜図２８Ｃに示すグラフ図である。 図２４の実施の形態８における、三相電圧指令値に２相変調法を適用した場合の、モータの電気角１周期に対する三相電圧指令値、同相電圧、及び三相電圧指令値をそれぞれ図２９Ａ〜図２９Ｃに示すグラフ図である。 図２４の実施の形態８における、三相電圧指令値に３次高調波重畳法を適用した場合の、モータの電気角１周期に対する三相電圧指令値（変調前）、同相電圧、及び三相電圧指令値をそれぞれ図３０Ａ〜図３０Ｃに示すグラフ図である。

以下、本発明に係るモータ制御装置の種々の実施の形態を、上記の添付図面を参照して詳細に説明する。

実施の形態１．
図１に示す、本発明の実施の形態１によるモータ制御装置において、運転者は、ハンドル９０１を左右に回転させて前輪９０２の操舵を行う。トルク検出器９０３は、ステアリング系の操舵トルクＴｓを検出し、この操舵トルクＴｓを、後述する三相電圧指令値演算部６ａに出力する。モータ１は、ギア９０４を介して運転者の操舵を補助するアシストトルクを発生する。

モータ１は、固定子に三相巻線Ｕ、Ｖ、Ｗを有し、回転子に永久磁石を用いた永久磁石形同期モータであり、後述するインバータ５から、三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、及びＶｗ＿ＰＷＭの印加により、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗで表わす電流をモータ１に通電する。モータ１は、その通電電流によって、運転者の操舵を補助するアシストトルクを発生する。回転位置検出器２は、モータ１の回転子磁極位置θ（電気角）を検出する。以下、回転子の磁極方向をｄ軸と呼び、ｄ軸より電気角で９０度の位相差にある軸をｑ軸と呼ぶ。

直流電源３は、後述するインバータ５に直流電圧Ｖｄｃを出力する。この直流電源としては、バッテリー、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、又はＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する全ての機器を含む。なお、以下の実施の形態１〜９においては、一例として、Ｖｄｃ＝１２Ｖとして説明する。

平滑コンデンサ４は、直流電源３の直流電圧Ｖｄｃを安定化させるコンデンサである。
インバータ５は、後述する修正三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、周期Ｔｃの三角波であるＰＷＭ搬送波との比較によって、６個のスイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎをオン／オフ制御することで直流電圧から交流電圧への電力変換を行い（直流−交流変換）、モータ１の三相巻線Ｕ、Ｖ、ＷにそれぞれＶｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭで表わす三相端子電圧を出力する。スイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎとしては、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、又はＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチとダイオードとを逆並列に接続したものを用いる。

三相電圧指令値演算部６ａは、トルク検出器９０３から出力された運転者の操舵トルクＴｓと、回転位置検出器２から出力された回転子磁極位置θに基づいて、モータ１を所望の状態に制御するための三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂを演算して出力する。

以下、この演算方法について詳細に述べる。
モータ１のｄ軸に関する電流指令値ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔは“０”に設定し、ｑ軸に関する電流指令値ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔは操舵トルクＴｓを用いて、次式（１−１）のように設定する。
ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ＝ｋａ・Ｔｓ・・・式（１−１）
ここで、ｋａは定数であるが、操舵トルクＴｓや自動車の走行速度に応じて変動させるように設定してもよい。また、上記の式（１−１）でｉｑ＿ｔａｒｇｅｔを決定するが、操舵状況に応じた公知の補償制御に基づいて設定してもよい。

次に、ｄ軸に関する電流指令値ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ、ｑ軸に関する電流指令値ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ、及び回転子磁極位置θより演算したモータ１の各速度ωに基づいて、次式（１−２）及び（１−３）より、それぞれｄ軸に関する電圧指令値Ｖｄ、及びｑ軸に関する電圧指令値Ｖｑを演算する。
Ｖｄ＝Ｒ・ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ−ω・Ｌｑ・ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ
・・・式（１−２）
Ｖｑ＝Ｒ・ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ＋ω・（Ｌｄ・ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ＋φ）
・・・式（１−３）
ここで、Ｒ、Ｌｄ、Ｌｑ、φは、それぞれ、モータ１の巻線抵抗値、ｄ軸に関する自己インダクタンス、ｑ軸に関する自己インダクタンス、鎖交磁束数である。

次に、ｄ軸に関する電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸に関する電圧指令値Ｖｑ、及び回転子磁極位置θを用いて、次式（１−４）より、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂを演算する。

なお、インバータ５の電圧利用率の向上を目的として、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂに２相変調法、又は三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの３次高調波成分を重畳する変調法などの公知技術を用いて変調処理を施した三相電圧指令値Ｖｕｂ’、Ｖｖｂ’、Ｖｗｂ’を出力するようにしてもよい。

オフセット電圧演算部７は、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを出力する。
修正三相電圧指令値演算部８は、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ及びオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを用いて、次式（１−７）〜（１−９）の演算により、修正三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを出力する。
Ｖｕ＝Ｖｕｂ＋Ｖｏｆｆｓｅｔ・・・式（１−７）
Ｖｖ＝Ｖｖｂ＋Ｖｏｆｆｓｅｔ・・・式（１−８）
Ｖｗ＝Ｖｗｂ＋Ｖｏｆｆｓｅｔ・・・式（１−９）

続いて、オフセット電圧演算部７、修正三相電圧指令値演算部８、及びインバータ５の動作について詳細に述べる。
図２は、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ、ＰＷＭ搬送波、修正三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、及びＶｗ＿ＰＷＭのタイムチャートを示す。三相電圧指令値は簡略化のため、全相同じ電圧（Ｖｕｂ＝Ｖｖｂ＝Ｖｗｂ）としている。ただし、各相の電圧指令値が異なっている場合（Ｖｕｂ≠Ｖｖｂ≠Ｖｗｂ）においても、同じ説明が行えることは言うまでもない。

次に、オフセット電圧演算部７は、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして、３個のオフセット候補電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１、Ｖｏｆｆｓｅｔ２、Ｖｏｆｆｓｅｔ３がＰＷＭ搬送波の周期Ｔｃ毎に切換わるように所定の時間を設定している。図２においては、切換え周期（所定の時間）として、ＰＷＭ搬送波の１周期Ｔｃとしているが、ＰＷＭ搬送波の複数周期毎に行ってもよく、ＰＷＭ搬送波の半周期の自然数倍で行っても良い。例えば、ＰＷＭ搬送波の周期Ｔｃ＝５０μｓとして、切換え周期（所定の時間）を１００μｓとしてもよい。
ただし、上記の所定の時間として、２０ｍｓ以内にｎ個のオフセット候補電圧がオフセット電圧として出力されるように設定する。

次に、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂに等しくオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを加算することで得た修正三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＰＷＭ搬送波と比較する。

比較の結果、ＶｕがＰＷＭ搬送波より大きい場合、インバータ５のＳｕｐをオン、且つＳｕｎをオフすることによってＶｕ＿ＰＷＭとしてＶｄｃ［Ｖ］を出力し、ＶｕがＰＷＭ搬送波より小さい場合、インバータ５のＳｕｐをオフ、且つＳｕｎをオンすることによってＶｕ＿ＰＷＭとして０［Ｖ］を出力する。同様に、ＶｖがＰＷＭ搬送波より大きい場合、インバータ５のＳｖｐをオン、且つＳｖｎをオフすることによってＶｖ＿ＰＷＭとしてＶｄｃ［Ｖ］を出力し、ＶｖがＰＷＭ搬送波より小さい場合、インバータ５のＳｖｐをオフ、且つＳｖｎをオンすることによってＶｖ＿ＰＷＭとして０［Ｖ］を出力する。同様に、ＶｗがＰＷＭ搬送波より大きい場合、インバータ５のＳｗｐをオン、且つＳｗｎをオフすることによってＶｗ＿ＰＷＭとしてＶｄｃ［Ｖ］を出力し、ＶｗがＰＷＭ搬送波より小さい場合、インバータ５のＳｗｐをオフ、且つＳｗｎをオンすることによってＶｗ＿ＰＷＭとして０［Ｖ］を出力する。ただし、直流電源３の負極側電位を０［Ｖ］とする。

図２の例より、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂは一定値であるにも関わらず、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして３個のオフセット候補電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１、Ｖｏｆｆｓｅｔ２、Ｖｏｆｆｓｅｔ３をＰＷＭ搬送波の周期Ｔｃ毎に切換えて出力することにより、基準時刻（ここではＰＷＭ搬送波の最小値を基準時刻（ｔｂａｓｅ＿１、ｔｂａｓｅ＿２、ｔｂａｓｅ＿３）とする）に対する三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭのオフのタイミング、すなわちＶｄｃ［Ｖ］から０［Ｖ］に切換るタイミングが、ｔｏｎ＿１、ｔｏｎ＿２、ｔｏｎ＿３と三相で等しく変動し、オフのタイミング、すなわち０［Ｖ］からＶｄｃ［Ｖ］に切換るタイミングが、ｔｏｆｆ＿１、ｔｏｆｆ＿２、ｔｏｆｆ＿３と三相で等しく変動する。

次に、本実施の形態１による効果について述べる。
インバータ５より印加される三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭは、図２に示す様に周期Ｔｃの矩形波（ＰＷＭ）波形となるため、本来出力したい電圧の成分の他に多くの高調波成分を含む。その高調波成分に起因して、インバータ５より周辺機器へノイズが伝導又は放射し、周辺機器を誤動作させる要因となる。従って、三相端子電圧に含まれる高調波成分は、可能な限り低減することが望ましい。

図３は、ＰＷＭ搬送波を、周期Ｔｃ＝５０μｓの三角波とし、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを常に“０”とした場合の、三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果（解析の周波数範囲：１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚ）を示す。なお、このグラフは、三相端子電圧Ｖｖ＿ＰＷＭ又はＶｗ＿ＰＷＭも同様であるが、以下の説明では、三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭを例に取って説明する。

図３において、点線Ｈは各成分のレベルを繋いで作成した高調波成分のレベルを示している。インバータ５より生じるノイズを低減するには、この高周波成分のレベルを低減させることが必要である。

図４は、図２に示したように、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして、３個のオフセット候補電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１、Ｖｏｆｆｓｅｔ２、Ｖｏｆｆｓｅｔ３を切換えた場合のＶｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果（解析の周波数範囲：１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚ）を示している。ただし、Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝０．７５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝０Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ３＝−０．７５Ｖとした。図４には、図３に示したオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ重畳無し（常にＶｏｆｆｓｅｔ＝０とした場合）における高調波成分のレベルも点線Ｈで示されている。

図４より、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして、３個のオフセット候補電圧をＰＷＭ搬送波の周期毎に切換えて出力することにより、三相端子電圧のオンのタイミング及びオフのタイミングが全相等しく変動し、１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚの多くの帯域において、高調波成分が低減し、結果としてインバータ５から生じるノイズを低減できることが分かる。

三相端子電圧のオンのタイミング及びオフのタイミングを等しく変動させることは、特許文献１や特許文献２に示されているような、インバータのＰＷＭ搬送波の周波数を複数用意して、その複数の周波数から１つを選択するような方式においても可能である。

しかしながら、上述したように、ＰＷＭ搬送波を複数記憶する必要があるため、メモリー容量が膨大となり、廉価なマイコン（ＣＰＵ）への実装が困難になるという課題がある。

一方、本実施の形態１では、複数個のオフセット候補電圧を用意し、それを切換・選択し、オフセット電圧として出力する、というような簡素な構成で三相端子電圧に含まれる高調波成分を抑制でき、ノイズが低減出来ることから、安価で且つノイズ抑制効果のあるモータ制御装置を提供することができる。

次に、オフセット候補電圧の個数と高調波成分の抑制効果の関係について述べる。
オフセット候補電圧の個数は図２に示した３個以外に設定することもできる。図５は、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして７個のオフセット候補電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１〜Ｖｏｆｆｓｅｔ７をＰＷＭ搬送波の周期Ｔｃ毎に切換えて出力する。

図６は、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして、７個のオフセット候補電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１〜Ｖｏｆｆｓｅｔ７を切換えた場合のＶｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果（解析の周波数範囲：１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚ）を示す。ただし、Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝−０．７５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝−０．５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ３＝０Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ４＝０．７５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ５＝０．５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ６＝−０．２５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ７＝０．２５Ｖとした。図６には、図３に示したオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの重畳無しにおける高調波成分レベルも点線Ｈで示している。

図６より、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして７個のオフセット候補電圧を切換えて出力することによって、図４に示した３個のオフセット候補電圧を切換える場合と比べて、１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚのより多くの帯域において、高調波成分が低減し、結果としてインバータ５より生じるノイズを低減することができる。特に、図４における帯域［１］において、低減効果がかなり改善されている。
以上より、三相端子電圧の高調波成分の低減の観点からオフセット候補電圧の個数は３個より７個とした場合の方がノイズ抑制効果において優れていることが分かる。

続いて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして、オフセット候補電圧の個数を２個（Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝０．７５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝−０．７５Ｖ）として切換えた場合のＶｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果（解析の周波数範囲：１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚ）を図７に示す。図７には、図３に示したオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの重畳無しにおける高調波成分レベルも点線Ｈで示している。図７より、帯域［２］の近傍で高調波成分が低減できていない。従って、オフセット候補電圧の個数として２個では不十分であり、３個以上は必要である。

次に、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして、オフセット候補電圧の個数を４個（Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝０．７５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝０．２５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ３＝−０．２５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ４＝−０．７５Ｖ）として切換えた場合のＶｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果（解析の周波数範囲：１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚ）を図８に示す。この図８には、図３に示したオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの重畳無しにおける高調波成分レベルも点線Ｈで示している。図８より、オフセット候補電圧の個数が４個の場合は、図４に示したオフセット候補電圧の個数が３個の場合と比べると高周波成分が低下するが、図６に示したオフセット候補電圧の個数が７個の場合と比べて高周波成分の抑制効果が小さいことが分かる。

次に、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして、オフセット候補電圧の個数を５個（Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝０．７５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝０．３７５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ３＝０Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ４＝−０．３７５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ５＝−０．７５Ｖ）用いて切換えた場合のＶｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果（解析の周波数範囲：１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚ）を図９に示す。この図９には、図３に示したオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの重畳無しにおける高調波成分レベルも点線Ｈで示している。

図９より、オフセット候補電圧の個数が５個の場合は、図８に示したオフセット候補電圧の個数が４個の場合と比べて１ＭＨｚ以下の帯域における高周波成分が抑制されるが、図６に示したオフセット候補電圧の個数が７個の場合と比べて、１ＭＨｚ以上の特に帯域［５］では、高周波成分の抑制効果が小さいことが分かる。

次に、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして、オフセット候補電圧の個数を１０個（Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝０．７５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝０．５８４Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ３＝０．４１７Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ４＝０．２５１Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ５＝０．０８４Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ６＝−０．０８３Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ７＝−０．２４９Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ８＝−０．４１６Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ９＝−０．５８２Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１０＝−０．７５Ｖ）を用いて切換えた場合のＶｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果（解析の周波数範囲：１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚ）を図１０に示す。この図１０には、図３に示したオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの重畳無しにおける高調波成分レベルも点線Ｈで示されている。

図１０より、オフセット候補電圧の個数が１０個の場合は、図６に示したオフセット候補電圧の個数が７個の場合と比べて１ＭＨｚ以上の帯域における高周波成分が抑制されるため、効果が高いことが分かる。

次に、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして、オフセット候補電圧の個数を２０個（Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝０．７５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝０．６７１Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ３＝０．５９２Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ４＝０．５１３Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ５＝０．４３４Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ６＝０．３５５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ７＝０．２７６Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ８＝０．１９７Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ９＝０．１１８Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１０＝０．０３９Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１１＝−０．０３９Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１２＝−０．１１８Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１３＝−０．１９７Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１４＝−０．２７６Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１５＝−０．３５５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１６＝−０．４３４Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１７＝−０．５１３Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１８＝−０．５９２Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１９＝−０．６７１Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ２０＝−０．７５Ｖ）を用いて切換えた場合のＶｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果（解析の周波数範囲：１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚ）を図１１に示す。図１１には、図３に示したオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの重畳無しにおける高調波成分レベルも点線Ｈで示している。

図１１より、オフセット候補電圧の個数が２０個の場合は、図１０に示したオフセット候補電圧の個数が１０個の場合と比べて１ＭＨｚ以上の帯域における高周波成分が抑制されるため、効果が高いことが分かる。

以上より、各々値が異なるオフセット候補電圧の個数は、３個以上で高調波成分の抑制効果があり、３個より４個、４個より５個、５個より７個、７個より１０個、１０個より２０個の方が高調波成分の抑制効果が高いことが分かった。即ち、各々値が異なるオフセット候補電圧の個数は、多い程高調波成分の抑制効果が高い。

従って、例えば、製品が完成した後にノイズを計測したところ、そのレベルが基準値を超えており、更なるノイズ低減が必要となる場合がある。そのような場合、特許文献１や特許文献２による方式では、更にもう１つ又は２つの異なる周波数のＰＷＭ搬送波を追加することでノイズレベルを調整する必要がある。
この場合には、マイコンの追加の設計や実装に膨大な時間を要することになり、またマイコンのメモリー容量の不足を招く可能性もある。

一方で、本実施の形態１によれば、従来から実装されたオフセット候補電圧と異なる値のオフセット候補電圧を追加し、従来から実装されているオフセット候補電圧と追加されたオフセット候補電圧とを切換えながらオフセット電圧として出力することにより、更なるノイズ低減を簡単に実現できる。従って、マイコンの追加の設計や実装に要する時間を削減できる効果がある。

次に、上記のオフセット候補電圧の、直流電源２の直流電圧Ｖｄｃに対する割合ｋについて述べる。
オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして、オフセット候補電圧の個数を２０個（Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝０．８９５×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ３＝０．７８９×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ４＝０．６８４×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ５＝０．５７９×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ６＝０．４７４×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ７＝０．３６８×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ８＝０．２６３×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ９＝０．１５８×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ１０＝０．０５２×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ１１＝−０．０５２×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ１２＝−０．１５８×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ１３＝−０．２６３×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ１４＝０．３６８×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ１５＝０．４７４×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ１６＝−０．５７９×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ１７＝−０．６８４×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ１８＝−０．７８９×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ１９＝−０．８９５×ｋ×６［Ｖ］、Ｖｏｆｆｓｅｔ２０＝−ｋ×６［Ｖ］）に設定し、ｋ＝０．１として切換えた場合のＶｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果（解析の周波数範囲：１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚ）を図１２に示す。この図１２において、１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚで最も大きい成分は０．５７Ｖ（周波数１８０ｋＨｚ）である。

図１２より、ｋ＝０．１に対しては、周波数１８０ｋＨｚにおけるノイズ成分（高調波成分）が大きく、約０．５７［Ｖ］であることが分かる。ここで、２０個のオフセット候補電圧のうち最も値が大きい電圧はＶｏｆｆｓｅｔ１＝ｋ×６［Ｖ］であり、これを「オフセット候補最大電圧」と定義する。また、２０個のオフセット候補電圧のうち最も値が小さい電圧はＶｏｆｆｓｅｔ２０＝−ｋ×６Ｖ［Ｖ］であり、これを「オフセット候補最小電圧」と定義する。オフセット候補最大電圧からオフセット候補最小電圧の差を演算すると、ｋ×１２［Ｖ］である。

ここで、ｋ×１２［Ｖ］のうちの１２［Ｖ］は直流電圧Ｖｄｃに等しいので、ｋはオフセット候補最大電圧とオフセット候補最小電圧との差のＶｄｃに対する割合を示していることになる。

次に、このｋを変動させた場合に、帯域１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚにおける最も大きい高調波成分がどのように推移するかについて考える。
図１３は、ｋに対する高調波成分を示すグラフである。図１３より、ｋが１０％以上となると、高調波成分は０．６Ｖ以下の値となる。従って、高調波成分を低減するのに十分な効果を得るには、ｋ（オフセット候補最大電圧とオフセット候補最小電圧との差の直流電圧Ｖｄｃに対する比）を１０％以上とすればよい。

また、図１３より、ｋを０．４４超に設定しても、高調波成分に大きな改善効果は見込まれないことが分かる。従って、ｋは１０％〜４４％に設定することで、より小さいｋで大きな高調波成分低減効果が得られるため、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの振幅が大きい場合においても、電圧飽和を回避することが可能となる。

以上においては、オフセット候補電圧の個数が２０個の場合について述べた。
ここで、１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚの高調波成分のうち、成分が特に大きい１５０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚにおいては、３以上の自然数の範囲でオフセット候補電圧の個数を変更させても値の変動は小さい。従って、オフセット候補電圧の個数が３以上の自然数の場合、ｋは１０％に設定することで高調波成分が十分に抑制され、更に４４％以下とすることで、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの振幅が大きい場合においても、電圧飽和を回避することが可能となる。

次に、或るオフセット候補電圧とそのオフセット候補電圧に最も近いオフセット候補電圧との電圧差に関して述べる。
図１１に示した２０個のオフセット候補電圧においては、任意の１つのオフセット候補電圧とそれに値が最も近い１個のオフセット候補電圧との電圧値の差は、上述の如く、約０．０７９Ｖとしていた。

しかしながら、ここでは、２０個のオフセット候補電圧として、図１１について述べた例とは異なり、Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝０．７５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝０．７２３Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ３＝０．６９Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ４＝０．６３８Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ５＝０．５６３Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ６＝０．４５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ７＝０．２７６Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ８＝０．１９７Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ９＝０．１１８Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１０＝０．０３９Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１１＝−０．０３９Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１２＝−０．１１８Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１３＝−０．１９７Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１４＝−０．２７６Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１５＝−０．４５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１６＝−０．５６３Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１７＝−０．６３８Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１８＝−０．６９Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１９＝−０．７２３Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ２０＝−０．７５Ｖとし、Ｖｏｆｆｓｅｔ１〜Ｖｏｆｆｓｅｔ２０を切換えてオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして出力した場合のＶｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果（解析の周波数範囲：１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚ）を図１４に示す。

図１４を図１１と比較すると、約１ＭＨｚ超の帯域では、図１４の例の方が改善されている（高調波成分が小さい）。従って、２０個のオフセット候補電圧のうち、任意の１つのオフセット候補電圧とそれに最も電圧値が近い１つのオフセット候補電圧との差について、２０個のオフセット補正電圧のうちで存在する１９個の電圧差のうち、少なくとも１つが他の１８個の電圧差と異なるように、２０個のオフセット候補電圧の値を設定することで、高調波成分をより低減できる。

また、図１４の例においては、２０個のオフセット候補電圧が、オフセット候補最大電圧（Ｖｏｆｆｓｅｔ１）、オフセット候補最小電圧（Ｖｏｆｆｓｅｔ２０）と比較的近い値を取る場合に、そのオフセット候補電圧と最も値の近いオフセット候補電圧との電圧差を小さくする。一方、オフセット候補電圧が２０個のオフセット候補電圧の平均値（０Ｖ）と比較的近い値を取る場合はそのオフセット候補電圧と最も値の近いオフセット候補電圧との電圧差を大きく設定している。
このように電圧差が異なるように２０個のオフセット候補電圧を設定することで更なる高調波電圧の抑制が可能となる。

次に、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして、７個のオフセット候補電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１〜Ｖｏｆｆｓｅｔ７（Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝−０．７５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝−０．５６Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ３＝−０．３３７５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ４＝０Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ５＝０．３３７５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ６＝０．５６Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ７＝０．７５Ｖ）を用いて切換えた場合のＶｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果（解析の周波数範囲：１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚ）を図１５に示す。

この図１５の例においても、或るオフセット候補電圧がオフセット候補最大電圧（Ｖｏｆｆｓｅｔ７）又はオフセット候補最小電圧（Ｖｏｆｆｓｅｔ１）と比較的近い値を取る場合に電圧差を小さくし、或るオフセット候補電圧がオフセット候補平均電圧（０）と比較的近い値を取る場合に電圧差を大きく設定することによって、図６に示したオフセット候補電圧の個数が７であり且つ電圧差一定の場合と比較して、特に１ＭＨｚ超の帯域（特に帯域［４］）において高調波電圧が改善される。

次に、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして、５個のオフセット候補電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１〜Ｖｏｆｆｓｅｔ５（Ｖｏｆｆｓｅｔ１＝−０．７５Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ２＝−０．４７Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ３＝０Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ４＝０．４７Ｖ、Ｖｏｆｆｓｅｔ５＝０．７５Ｖ）を切換えた場合のＶｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果（解析の周波数範囲：１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚ）を図１６に示す。

図１６の例においても、オフセット候補電圧がオフセット候補最大電圧（Ｖｏｆｆｓｅｔ５）又はオフセット候補最小電圧（Ｖｏｆｆｓｅｔ１）と比較的近い値、すなわち近傍の値を取る場合に電圧差を小さくし、オフセット候補電圧がオフセット候補平均電圧（０Ｖ）と比較的近い値をとる場合に電圧差を大きく設定することによって、図９に示したオフセット候補電圧の個数が５であり且つ電圧差一定の場合と比較して、特に１ＭＨｚ超の帯域（特に帯域［５］）において、高調波電圧が改善される。

以上より、ｎ（ｎ：５以上の自然数）個のオフセット候補電圧のうち、任意の１つのオフセット候補電圧とそれに最も電圧値が近い１つのオフセット候補電圧との差について、ｎ個のオフセット補正電圧のうちで存在する（ｎ−１）個の電圧差のうち、少なくとも１つを異ならせるように、ｎ個のオフセット候補電圧の値を設定することで、高調波成分をより低減できる。

また、ある１つのオフセット候補電圧が、オフセット候補最大電圧又はオフセット候補最小電圧と比較的近い値をとる場合に、そのオフセット候補電圧と最も値の近いオフセット候補電圧との電圧差を小さくする一方、オフセット候補電圧がｎ個のオフセット候補電圧の平均値と比較的近い値をとる場合はそのオフセット候補電圧と最も値の近いオフセット候補電圧との電圧差を大きく設定することで更なる高調波電圧の抑制が可能となる。

実施の形態２．
実施の形態１と重複する箇所については説明を省略する。図１７は実施の形態２の全体構成を示す図であり、実施の形態１の全体構成を示す図１と異なるのは、電流検出器２０を設けた点と、三相電圧指令値演算部６の代わりに三相電圧指令値演算部６ｂを用いる点である。

電流検出器２０は、モータ１のＵ、Ｖ、Ｗ相巻線を流れるモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出し、検出値であるＩｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを後述する三相電圧指令値演算部６ｂに出力する。電流検出器２０はインバータ５の下アームスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎと直列に、それぞれ、電流検出用抵抗素子Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗを配置し、それらの両端電圧をアンプ２１、２２、２３を用いて、Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗをそれぞれＩｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃとして検出する。

三相電圧指令値演算部６ｂは、トルク検出器９０３から出力された運転者の操舵トルクＴｓと、回転位置検出器２から出力された回転子磁極位置θと、モータ電流の検出値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃとに基づいて、モータ１を所望の状態に制御するための三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂを演算して出力する。

以下、演算方法について詳細に述べる。
モータ１のｄ軸に関する電流指令値ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔは“０”に設定し、ｑ軸に関する電流指令値ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔは操舵トルクＴｓを用いて、上記の式（１−１）と同様に、次式（２−１）のように設定する。
ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ＝ｋａ・Ｔｓ・・・式（２−１）
ここで、ｋａは定数であるが、操舵トルクＴｓや自動車の走行速度に応じて変動させるように設定してもよい。ここでは上記の式（２−１）でｉｑ＿ｔａｒｇｅｔを決定するが、操舵状況に応じた公知の補償制御に基づいて設定してもよい。

次に、電流検出器２０で検出したモータ電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃ及び回転子磁極位置θに基づいて、回転二軸（ｄ−ｑ）軸上のモータ電流ｉｄ、ｉｑを次式（２−２）より求める。

次に、ｄ軸に関する電流指令値ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ及びモータ電流ｉｄに基づいて次式（２−３）より、ｄ軸に関する電圧指令値Ｖｄを演算する。

ここで、ｋｄ、Ｔｄはそれぞれ、比例ゲイン、積分時定数であり、ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔに対するｉｄの所望の応答に基づいて決定すればよい。

次に、ｑ軸に関する電流指令値ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ及びモータ電流ｉｑに基づいて次式（２−４）より、ｑ軸に関する電圧指令値Ｖｑを演算する。

ここで、ｋｑ、Ｔｑはそれぞれ、比例ゲイン、積分時定数であり、ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔに対するｉｑの所望の応答に基づいて決定すればよい。

次に、上記のｄ軸に関する電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸に関する電圧指令値Ｖｑ、及び回転子磁極位置θを用いて、次式（２−５）より、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂを演算する。

なお、実施の形態１と同様に、インバータ５の電圧利用率の向上を目的として、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂに２相変調法や三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの３次高調波成分を重畳する変調法などの公知技術を用いて変調処理を施した三相電圧指令値Ｖｕｂ’、Ｖｖｂ’、Ｖｗｂ’を出力してもよい。

以下、本実施の形態２での電流検出器２０におけるモータ電流の検出タイミングについて述べる。
電流検出器２０によるモータ電流検出において、Ｕ相においては、その下アームスイッチング素子Ｓｕｎがオンする場合にＲｕを流れる電流はＵ相モータ電流Ｉｕに等しい。よって、Ｕ相のモータ電流Ｉｕの検出は、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎがオンしている時ならば任意のタイミングで可能である。同様に、Ｖ相のモータ電流Ｉｖの検出は、Ｖ相下アームスイッチング素子Ｓｖｎがオンしている時ならば任意のタイミングで可能である。同様に、Ｗ相のモータ電流Ｉｗの検出は、Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓｗｎがオンしている時ならば任意のタイミングで可能である。

しかしながら、本実施の形態２において、電流検出器２０によるモータ電流の検出をインバータ５のＰＷＭ搬送波の最大値近傍で行う。以下、その効果について説明する。

図１８は、ＰＷＭ搬送波３周期中における三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ、修正三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの各タイムチャートである。ＰＷＭ搬送波の周期はＴｓ１＝Ｔｓ２＝Ｔｓ３、すなわち、ＰＷＭ搬送波は単一周期の三角波とする。図１８において、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに着目すると、それらの平均値Ｉｕ＿ａｖｅ、Ｉｖ＿ａｖｅ、Ｉｗ＿ａｖｅに対してリップル成分を含んでいる。

ここで、モータ電流の検出をＰＷＭ搬送波が最大となるタイミング（ｔ＿ｔｏｐ１、ｔ＿ｔｏｐ２、ｔ＿ｔｏｐ３）で行うと、検出されたモータ電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、ＩｗｃはそれぞれＩｕ＿ａｖｅ、Ｉｖ＿ａｖｅ、Ｉｗ＿ａｖｅと一致する。従って、モータ電流の検出をＰＷＭ搬送波が最大となるタイミングで行うことで、リップル成分を含むモータ電流の中からその基本波成分を検出することが可能となる。

電動パワーステアリングの制御においては、電流制御器の安定性が第一に重要である。電流制御の安定性を確保するには、モータ電流の検出間隔を一定とする必要がある。そこで、本実施の形態２では、ＰＷＭ搬送波の周期を単一周期の三角波とし、その最大値近傍でモータ電流を検出する。ＰＷＭ搬送波の周期を単一周期としたことによって、ＰＷＭ搬送波の最大値近傍と次の周期のＰＷＭ搬送波の最大値近傍の周期は常に一定となり、一定周期でのモータ電流の検出が可能となり、電流制御器の安定性が確保できる。

次に、電動パワーステアリングの制御においては、モータ電流を高精度に検出することが求められる。これは、検出したモータ電流にその真値に対する誤差が生じると、電流制御器が誤差を持つモータ電流を電流指令値に一致させるように制御し、その結果、モータ１よりトルクリップルが生じ、それがギア９０４を介して、ハンドル１へと伝わり、運転者の操舵感を悪化させてしまうからである。

そこで、本実施の形態２では、電流検出のタイミングをＰＷＭ搬送波の最大値近傍としたことによって、図１８に示したように、リップル成分を含むモータ電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）からその基本波（Ｉｕ＿ａｖｅ、Ｉｖ＿ａｖｅ、Ｉｗ＿ａｖｅ）を検出することが可能となる。従って、モータ電流を高精度に検出することが可能となり、モータ１よりトルクリップルを生じず、運転者の良好なハンドルの操舵感が得られる。

一方、特許文献１や特許文献２のように、ＰＷＭ搬送波の周期を変動させる方式においては、電流制御器の安定性を確保するためにモータ電流の検出間隔を一定にすると、常にＰＷＭ搬送波の最大値近傍でモータ電流を検出することができず、検出したモータ電流にリップル成分に起因した誤差が生じ、結果としてハンドル操舵感を悪化させる。また、高精度なモータ電流の検出を行うため、ＰＷＭ搬送波の最大値近傍のタイミングでモータ電流を検出すると、ＰＷＭ搬送波周期が変動することにより、モータ電流の検出間隔が一定間隔ではなくなり、安定した電流制御を実現することができない。特にＰＷＭ搬送波周期が長くなる場合に、モータ電流の検出間隔が長くなり電流制御が不安定となる。

以上より、本実施の形態２においては、ＰＷＭ搬送波の周期を単一周期の三角波とし、電流検出器によるモータ電流の検出のタイミングをＰＷＭ搬送波の最大値近傍に設定し、そのタイミングにて検出されたモータ電流に基づいて三相電圧指令値演算部にて、三相電圧指令値を演算する構成としたことによって、電流制御の安定性とハンドル操舵感を維持したまま、実施の形態１で述べたノイズ低減効果を得るという従来に無い顕著な効果を奏する。

実施の形態３．
実施の形態２と重複する箇所については説明を省略する。図１９は実施の形態３の全体構成を示す図であり、実施の形態２の全体構成を示す図１７と異なるのは、電流検出器３０を設けた点である。

電流検出器３０は、インバータ５とモータ１間のＵ、Ｖ、Ｗ相端子を流れるモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出し、検出値であるＩｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを三相電圧指令値演算部６ｂに出力する。

以下、本実施の形態３での電流検出器３０におけるモータ電流の取得タイミングについて述べる。

電流検出器３０によるモータ電流検出は、任意のタイミングで可能である。しかしながら、本実施の形態３において、電流検出器３０によるモータ電流検出をインバータ５のＰＷＭ搬送波の最大値近傍又は最小値近傍で行う。

以下、その効果について説明する。
図２０は、ＰＷＭ搬送波３周期中における三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ、修正三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの各時間波形である。ＰＷＭ搬送波の周期はＴｓ１＝Ｔｓ２＝Ｔｓ３、すなわち、ＰＷＭ搬送波は単一周期の三角波とする。図２０において、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに着目すると、それらの平均値Ｉｕ＿ａｖｅ、Ｉｖ＿ａｖｅ、Ｉｗ＿ａｖｅに対してリップル成分を含んでいる。

ここで、モータ電流の検出をＰＷＭ搬送波が最大となるタイミング（ｔ＿ｔｏｐ１、ｔ＿ｔｏｐ２、ｔ＿ｔｏｐ３）又は最小となるタイミング（ｔ＿ｂｏｔｔｏｍ１、ｔ＿ｂｏｔｔｏｍ２、ｔ＿ｂｏｔｔｏｍ３、ｔ＿ｂｏｔｔｏｍ４）で行うと、検出されたモータ電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、ＩｗｃはそれぞれＩｕ＿ａｖｅ、Ｉｖ＿ａｖｅ、Ｉｗ＿ａｖｅと一致する。従って、モータ電流の検出をＰＷＭ搬送波が最大値近傍又は最小値近傍となるタイミングで行うことで、リップル成分を含むモータ電流の中からその基本波成分を検出することが可能となる。

以上より、本実施の形態３においては、ＰＷＭ搬送波の周期を単一周期の三角波とし、電流検出器によるモータ電流の検出のタイミングをＰＷＭ搬送波の最大値近傍又は最小値近傍に設定し、そのタイミングにて検出されたモータ電流に基づいて三相電圧指令値演算部にて、三相電圧指令値を演算する構成とすることによって、電流制御の安定性と高精度なモータ電流の検出によるハンドル操舵感を維持したまま、実施の形態１で述べたノイズ低減効果を得るという従来に無い顕著な効果を奏する。

実施の形態４．
実施の形態１〜３と重複する箇所については説明を省略する。図２１は、本実施の形態４の全体構成を示す図であり、上記の実施の形態２の全体構成を示す図１７と異なるのは、オフセット電圧演算部７の代わりにオフセット電圧演算部７ｂを用いる点である。

オフセット電圧演算部７ｂが実施の形態２のオフセット電圧演算部７と異なるのは、三相電圧指令値（Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ）を入力し、それに基づいて変調率を演算し、その変調率が事前に定められた変調率閾値を超えた場合に、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを零とする点である。以下、その演算について述べる。

オフセット電圧演算部７ｂに入力された三相電圧指令値（Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ）を用いて、次式（４−１）の演算によって電圧変調率ｍを演算する。

次に、上記の式（４−１）で演算したｍを変調率閾値ｍ＿ｂａｓｅと比較し、ｍがｍ＿ｂａｓｅより大きければオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを零とし、一方、ｍがｍ＿ｂａｓｅ以下であれば、オフセット電圧演算部７と同様にオフセット候補電圧を切換えて選択し、オフセット電圧として出力する。

ここで、変調率閾値ｍ＿ｂａｓｅは、オフセット電圧としてオフセット候補電圧を重畳した場合において、修正三相電圧指令値がＰＷＭ搬送波の最大値以下且つＰＷＭ搬送波の最小値以上となる範囲となるように設定すればよい。また、上記の式（４−１）における平方根演算がマイコン（ＣＰＵ）の演算負荷を重たくしてしまう場合、上記の式（４−１）の２乗値を演算し、それと変調率閾値の２乗を比較する構成としても良いことは言うまでもない。また、直流電圧Ｖｄｃは、直流電源３からの検出値を用いるか、又は固定値（例えば、１２Ｖ）としても良い。

以上により、本実施の形態４においては、変調率が変調率閾値を超える場合にオフセット電圧を零に設定することによって、上記の実施の形態１〜３のノイズ低減効果を維持した上で、インバータ５から出力される電圧振幅を高く設定できるという従来に無い顕著な効果を奏する。

実施の形態５．
実施の形態１〜４と重複する箇所については説明を省略する。図２２は実施の形態５の全体構成を示す図であり、実施の形態２の全体構成を示す図１７と異なるのは、オフセット電圧演算部７の代わりにオフセット電圧演算部７ｃを用いる点である。

オフセット電圧演算部７ｃが実施の形態２のオフセット電圧演算部７と異なるのは、回転子磁極位置θを検出し、それに基づいてモータ回転数を演算し、そのモータ回転数が事前に定められた回転数閾値を超えた場合に、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを零とする点である。以下、その演算について述べる。

オフセット電圧演算部７ｃに入力された回転子磁極位置θ（ｘ及びｘ−１サンプル目のθを、それぞれ、θ（ｘ）及びθ（ｘ−１）とする。）を用いて、次式（５−１）の演算によって回転数Ｎを演算する。

ここで、Ｔｃは回転子磁極位置の検出周期である。

次に、上記の式（５−１）で演算したＮを回転数閾値Ｎ＿ｂａｓｅと比較し、ＮがＮ＿ｂａｓｅより大きければオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを零とし、一方、ＮがＮ＿ｂａｓｅ以下であれば、オフセット電圧演算部アームスイッチング素子７と同様にオフセット候補電圧を切換えて選択し、オフセット電圧として出力する。

ここで、回転数閾値Ｎ＿ｂａｓｅは、Ｎ＿ｂａｓｅにおける三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの所定時間（例えば２０ｍｓ）における電圧変動値がオフセット候補最大電圧とオフセット候補最小電圧との差以上となるとなる値に設定すればよい。

以上により、本実施の形態４においては、回転数が回転数閾値を超える場合にオフセット電圧を零に設定することによって、実施の形態１〜３のノイズ低減効果を維持した上で、インバータ５から出力される電圧振幅を高く設定できるという従来にない顕著な効果を奏する。

実施の形態６．
実施の形態１〜５と重複する箇所については説明を省略する。本実施の形態６では、実施の形態２の全体構成を示す図１７において、電流検出器２０の中に存在する電流検出用抵抗素子Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗにてモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することが可能なインバータ５の下アームスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｍの導通時間を確保するように、三相電圧指令値演算部６ｂにて三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂを演算する。そして、三相電圧指令値演算部６ｂでは、三相電圧指令値（Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ）を用いて、次式（６−１）の演算によって電圧変調率ｍを演算する。

次に、変調率閾値ｍ＿ｂａｓｅ２について述べる。電流検出用抵抗素子にてモータ電流の検出が可能なインバータ５の下アームスイッチング素子のオン時間の下限値ＴｏｎのＰＷＭ搬送波周期Ｔｃに対する割合をｍ＿ｌｏｗ＿ｏｎとし、オフセット候補最大電圧とオフセット候補最小電圧との差の直流電圧Ｖｄｃに対する割合をｍ＿ｏｆｆｓｅｔとすると、変調率閾値ｍ＿ｂａｓｅ２は次式（６−２）で表わせる。
ｍ＿ｂａｓｅ２＝１−ｍ＿ｌｏｗ＿ｏｎ−ｍ＿ｏｆｆｓｅｔ
・・・式（６−２）

次に、上記の式（６−１）により演算した電圧変調率ｍと上記の式（６−２）により演算したｍ＿ｂａｓｅ２を比較し、ｍ≦ｍ＿ｂａｓｅ２であれば、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂをそのまま修正三相電圧指令値演算部８へ出力する。一方、ｍ＞ｍ＿ｂａｓｅ２であれば、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂに対し、それぞれ次式（６−３）〜（６−５）の演算を行い、それぞれ、三相電圧指令値Ｖｕｂ’、Ｖｖｂ’、Ｖｗｂ’を修正三相電圧指令値演算部８に出力する。
Ｖｕｂ’＝Ｖｕｂ×ｍ＿ｂａｓｅ２÷ｍ・・・式（６−３）
Ｖｖｂ’＝Ｖｖｂ×ｍ＿ｂａｓｅ２÷ｍ・・・式（６−４）
Ｖｗｂ’＝Ｖｗｂ×ｍ＿ｂａｓｅ２÷ｍ・・・式（６−５）

上記の式（６−３）〜（６−５）により演算された三相電圧指令値Ｖｕｂ’、Ｖｖｂ’、Ｖｗｂ’は電圧変調率がｍ＿ｂａｓｅ２に制限されているため、それにオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを加算した場合においても、電流検出用抵抗素子にてモータ電流の検出が可能なインバータ５の下アームスイッチング素子のオン時間の下限値Ｔｏｎを確保できる修正三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが出力される。

以上のように、本実施の形態６においては、インバータの下アームスイッチング素子と直列に設けた電流検出用抵抗素子によるモータ電流検出が可能となる通電時間を確保するように三相電圧指令値の変調率（振幅）を設定することによって、オフセット電圧の加算によるノイズ抑制効果を維持したまま、電流検出器により検出されたモータ電流に基づいた電流制御が行えるという従来に無い顕著な効果が得られる。

実施の形態７．
実施の形態１〜６と重複する箇所については説明を省略する。図２３は実施の形態７の全体構成を示す図であり、実施の形態２の全体構成を示す図１７と異なるのは、オフセット電圧演算部７の代わりにオフセット電圧演算部７ｄを用いる点である。

オフセット電圧演算部７ｄが実施の形態２のオフセット電圧演算部７と異なるのは、三相電圧指令値（Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ）を入力し、それに基づいて変調率を演算し、その変調率と電流検出用抵抗素子Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗにてモータ電流の検出が可能なインバータ５の下アームの導通時間を確保できる変調率ｍ＿ｃ（以下、電流検出上限変調率と呼ぶ）との差に基づいて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを演算する点である。以下、その演算について述べる。

まず、三相電圧指令値（Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ）を用いて、次式（７−１）の演算によって変調率ｍを演算する。

次に、電流検出上限変調率ｍ＿ｃは、電流検出用抵抗素子Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗにてモータ電流の検出が可能なインバータ５の下アームスイッチング素子のオン時間の下限値Ｔｏｎ及びＰＷＭ搬送波の周期Ｔｃを用いて次式（７−２）で演算する。
ｍ＿ｃ＝１−Ｔｏｎ／Ｔｓ・・・式（７−２）

次に、オフセット候補最大電圧とオフセット候補最小電圧との差の直流電圧Ｖｄｃに対する割合をｍ＿ｏｆｆｓｅｔとする。そして、次式（７−３）を満たすとき、修正三相電圧指令値演算部８に出力するオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ’を次式（７−４）で与える。ただし、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは実施の形態１における、オフセット補正演算部７に記載のオフセット候補電圧を切換え、選択することによって演算したものである。
ｍ＿ｃ＜ｍ＋ｍｏｆｆｓｅｔ・・・式（７−３）
Ｖｏｆｆｓｅｔ’＝Ｖｏｆｆｓｅｔ×（ｍ＿ｃ−ｍ）÷ｍｏｆｆｓｅｔ
・・・式（７−４）

一方、上記の式（７−３）を満たさない場合、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ’を式（７−５）で与える。
Ｖｏｆｆｓｅｔ’＝Ｖｏｆｆｓｅｔ・・・式（７−５）

以上のように、本実施の形態７においては、インバータの下アームスイッチング素子と直列に設けた電流検出用抵抗素子によるモータ電流検出が可能となる通電時間を確保するようにオフセット電圧を演算することによって、オフセット電圧の加算による三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの振幅（変調率）に影響を与えないように、電流検出器により検出されたモータ電流に基づいた電流制御が行えるという従来に無い顕著な効果が得られる。

実施の形態８．
実施の形態１〜７と重複する箇所については説明を省略する。図２４は実施の形態８の全体構成を示す図であり、実施の形態２の全体構成を示す図１７と異なるのは、ローパスフィルタ８０１及び電圧検出器８０２を加えた点である。

ローパスフィルタ８０１は、図２５に示す様に、インバータ５より出力された三相端子電圧（Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭ）を入力し、加算器８０３にて全相加算後、そのＰＷＭ搬送波の周波数成分（ＰＷＭ搬送波Ｔｓの逆数）成分を減衰させるのに十分な遮断周波数ｆｃをもつローパスフィルタ８０４を通した後の三相端子電圧の加算値Ｖａｄｄ＿ＬＰＦを出力する回路である。

次に、電圧検出器８０２の動作について図２６のフローチャートを参照して説明する。
ステップＳ９０１では、三相端子電圧の加算値Ｖａｄｄ＿ＬＰＦから１．５×Ｖｄｃを減算した値を電圧誤差Ｖａｄｄ＿ｅｒｒとする。ステップＳ９０２では、ステップＳ９０１で求めた加算値誤差Ｖａｄｄ＿ｅｒｒの絶対値｜Ｖａｄｄ＿ｅｒｒ｜が加算値誤差基準値Ｖａｄｄ＿ｅｒｒ＿ｔｈより大きいか否かを判別する。ステップＳ９０２にて、大きい（ＹＥＳ）が選択された場合、ＥＲＲ信号を出力し、インバータ５を停止させる（ステップＳ９０３）。一方、大きくない（ＮＯ）が選択された場合、ＥＲＲ信号を出力しない（ステップＳ９０４）。

次に、三相端子電圧の加算値Ｖａｄｄ＿ＬＰＦについて詳細に述べる。ＰＷＭ搬送波の周波数以上の帯域の成分を除いた三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭはそれぞれ次式（９−１）〜（９−３）によって表わされる。
Ｖｕ＿ＰＷＭ＝Ｖａｍｐ×ｃｏｓ（θｖ）＋Ｖｏｆｆｓｅｔ＋０．５×Ｖｄｃ ・・・式（９−１）
Ｖｖ＿ＰＷＭ＝Ｖａｍｐ×ｃｏｓ（θｖ−２π／３）＋Ｖｏｆｆｓｅｔ＋０．５×Ｖｄｃ ・・・式（９−２）
Ｖｗ＿ＰＷＭ＝Ｖａｍｐ×ｃｏｓ（θｖ＋２π／３）＋Ｖｏｆｆｓｅｔ＋０．５×Ｖｄｃ ・・・式（９−３）
ここで、Ｖａｍｐは電圧振幅、θｖは電圧位相である。

上記の式（９−１）〜（９−３）より、三相端子電圧の加算値Ｖａｄｄは次式（９−４）となる。
Ｖａｄｄ＝３×Ｖｏｆｆｓｅｔ＋１．５×Ｖｄｃ・・・式（９−４）
ここで、上記の式（９−４）に含まれるＶｏｆｆｓｅｔについて、Ｖｏｆｆｓｅｔを構成するｎ個のオフセット候補電圧の選択頻度に応じた周波数について述べる。或るオフセット候補電圧をオフセット電圧として選択し、再度そのオフセット候補電圧をオフセット電圧として選択するまでの周期に対する逆数を、ｎ個のオフセット候補電圧の選択頻度に応じた周波数と定義する。

例えば、図３において、ＰＷＭ搬送波の周期Ｔｃ＝５０μｓとすると、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは５０μｓ間隔でＶｏｆｆｓｅｔ１、Ｖｏｆｆｓｅｔ２、Ｖｏｆｆｓｅｔ３、Ｖｏｆｆｓｅｔ１と切換るので、周期１５０μｓにて同じオフセット候補電圧を出力する。その周期に対し逆数を取ると周波数は６．６ｋＨｚとなる。

従って、ｎ＝３、オフセット候補電圧の更新周期５０μｓに対するオフセット候補電圧の選択頻度に応じた周波数は６．６ｋＨｚとなる。図３の例では、Ｖｏｆｆｓｅｔはオフセット候補電圧の選択頻度に応じた周波数６．６ｋＨｚの成分を主成分とし、それより高い周波数成分も含む。

そこで、実施の形態８では、ｎ個のオフセット候補電圧の選択頻度に応じた周波数をローパスフィルタ８０４の遮断周波数よりも高く設定する。そのようにすることで、上記の式（９−４）右辺第１項は十分に減衰し、ローパスフィルタ８０４の出力値Ｖａｄｄ＿ＬＰＦは上記の式（９−４）における右辺第２項のみとなる。従って、図２６におけるＳ９０１での演算にてＶｏｆｆｓｅｔに起因するＶａｄｄ＿ｅｒｒを生じないためインバータ５の故障誤検知を生じる可能性を大幅に低減できる効果を奏する。

実施の形態９．
実施の形態１〜８と重複する箇所については説明を省略する。
本実施の形態９では、実施の形態８におけるローパスフィルタ８０１の遮断周波数ｆｃに対し、ｎ個のオフセット候補電圧の選択頻度に応じた周波数を低く設定する場合の三相端子電圧の検出のタイミングが異なっており、これについて述べる。

図２７は、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ、ＰＷＭ搬送波、修正三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、三相端子電圧の加算値Ｖａｄｄ＿ＬＰＦのタイムチャートである。三相電圧指令値は簡単のため全相同じ電圧（Ｖｕｂ＝Ｖｖｂ＝Ｖｗｂ）としている。オフセット候補電圧の個数ｎは１０であり、ＰＷＭ搬送波の周期毎に切換えてオフセット電圧として出力する。この場合、オフセット候補電圧としてＶｏｆｆｓｅｔ１を選択して再度Ｖｏｆｆｓｅｔ１を選択するまでの周期Ｔｏｆｆｓｅｔは１０×Ｔｓであり、オフセット候補電圧の選択頻度に応じた周波数は１／（１０×Ｔｓ）となる。

この周波数がローパスフィルタ８０１の遮断周波数より低ければ、Ｖａｄｄ＿ＬＰＦには図２７に示す様にオフセット候補電圧の選択頻度に応じた周波数の成分が残る。そこで、実施の形態９では、Ｖａｄｄ＿ＬＰＦの中心値近傍となるｔ＿ＡＤ１又はｔ＿ＡＤ２の時刻で検出する。

以上より、本実施の形態９では、オフセット候補電圧の選択頻度に応じた周波数で脈動する三相端子電圧の加算値をその脈動の中心値近傍で検出することによって、インバータ５の故障誤検知を防ぐ効果を奏する。

なお、上記の実施の形態１〜９において、モータ１は永久磁石形同期モータに限らず、誘導モータ、シンクロナスリラクタンスモータ等の三相巻線を有する他のモータを用いても良いことは言うまでもない。

また、実施の形態１〜９で述べたオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、インバータ５の電圧利用率の向上を目的として、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂに２相変調法や３次高調波重畳法を適用するために重畳する同相電圧Ｖｎとは異なる。

以下、その理由について図を用いて説明する。
図２８における図２８Ａは、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂに２相変調法を適用した場合の、モータ１の電気角１周期に対する三相電圧指令値（Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ）、図２８Ｂは同相電圧Ｖｎ、そして図２８Ｃは変調後三相電圧指令値（Ｖｕｂ’、Ｖｖｂ’、Ｖｗｂ’）を示す。この変調後の三相電圧指令値（Ｖｕｂ’、Ｖｖｂ’、Ｖｗｂ’）は三相電圧指令値（Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ）に同相電圧Ｖｎを加算することで得ている。図２８Ｃの三相電圧指令値（Ｖｕｂ’、Ｖｖｂ’、Ｖｗｂ’）は、三相電圧指令値の中で最も大きい電圧指令値がインバータ５の出力上限値（Ｖｄｃ）に一致するように変調処理が施されている。ここで、図２８Ｂの同相電圧Ｖｎに着目すると、三相電圧指令値が電気角１周期（３６０度）で変動しているのに対し、その３倍の周波数（１２０度周期）で変動していることがわかる。よって、２相変調用に重畳する同相電圧Ｖｎは、電気角周波数の３倍で変動する。

また、図２９における図２９Ａは、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂに２相変調法を適用した場合の、モータ１の電気角１周期に対する三相電圧指令値（Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ）、図２９Ｂは同相電圧Ｖｎ、図２９Ｃは三相電圧指令値（Ｖｕｂ’、Ｖｖｂ’、Ｖｗｂ’）を示す。三相電圧指令値（Ｖｕｂ’、Ｖｖｂ’、Ｖｗｂ’）は三相電圧指令値（Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ）に同相電圧Ｖｎを加算することで得ている。図２９Ｃの三相電圧指令値（変調後）は、三相の中で最も小さい電圧指令値がインバータ５の出力下限値（“０”）に一致するように変調処理が施されている。ここで、図２９Ｂの同相電圧Ｖｎに着目すると、三相電圧指令値が電気角１周期（３６０度）で変動しているのに対して、その３倍の周波数（１２０度周期）で変動していることが分かる。従って、２相変調用に重畳する同相電圧Ｖｎは、電気角周波数の３倍で変動する。

また、図３０における図３０Ａは、三相電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂに３次高調波重畳法を適用した場合の、モータ１の電気角１周期に対する三相電圧指令値（変調前）、図３０Ｂは同相電圧Ｖｎ、そして図３０Ｃは三相電圧指令値（Ｖｕｂ’、Ｖｖｂ’、Ｖｗｂ’）を示す。三相電圧指令値（Ｖｕｂ’、Ｖｖｂ’、Ｖｗｂ’）は三相電圧指令値（Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ）に同相電圧Ｖｎを加算することで得ている。ここで、図３０Ｂの同相電圧Ｖｎに着目すると、三相電圧指令値が電気角１周期（３６０度）で変動しているのに対して、その３倍の周波数（１２０度周期）で変動していることが分かる。従って、３次高調波重畳法に重畳する同相電圧Ｖｎは、電気角周波数の３倍で変動する。

以上、図２８〜図３０から分かる様に、２相変調法や３次高調波重畳法等の電圧利用率の向上を目的として重畳する同相電圧Ｖｎは、三相電圧指令値（Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ）の周波数に対して、３倍の周波数成分を有する。三相電圧指令値（Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ）の周波数は、モータ１の回転速度に比例するので、同相電圧Ｖｎの周波数もモータ１の回転速度に比例することになる。従って、モータ１の回転速度が零であり、三相電圧指令値（Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ）の周波数も零となる場合、同相電圧Ｖｎの周波数は０（直流値）となる。

しかしながら、本実施の形態１〜９で述べたオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、オフセット候補電圧の選択頻度に応じた周波数で三相電圧指令値（Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ）又は三相電圧指令値（Ｖｕｂ’、Ｖｖｂ’、Ｖｗｂ’）に加算するものであり、三相電圧指令値の周波数が零（モータ１の回転速度が零）においても、同様に、オフセット候補電圧の選択頻度に応じた周波数で重畳するものである。従って、電圧利用率向上を目的とした同相電圧Ｖｎと本実施の形態１〜９で述べたオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔでは周波数が異なる。

ただし、三相電圧指令値の周波数が零から上昇した場合において、或る周波数にて同相電圧Ｖｎの周波数がオフセット候補電圧の選択頻度に応じた周波数に一致する場合を除く。また、実施の形態１にて、所定の時間として、２０ｍｓ以内にｎ個のオフセット候補電圧がオフセット電圧として出力されるように設定すると述べた。

更に、本発明ではｎを３以上の自然数であるとしているので、２０ｍｓ以内に３個以上のオフセット候補電圧をオフセット電圧として出力する。従って、オフセット電圧としての、オフセット候補電圧の切換え周期（所定の時間）は２０／３＝６．６６ｍｓ以下となる。

従って、モータ１の速度が零速度近傍における同相電圧Ｖｎが周波数が零近傍のほぼ直流となるのに比べると、モータ１の零速度から重畳されるオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの電圧値の変動頻度は高い。従って、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔと電圧利用率向上のために重畳する同相電圧Ｖｎは異なる。

なお、本発明は前述の実施の形態１〜９に記載のモータ制御装置に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、実施の形態１〜９に記載の構成を適宜組み合わせたり、その構成に一部変形を加えたり、構成を一部省略することが可能である。

１ モータ、２ 回転位置検出器、３ 直流電源、４ 平滑コンデンサ、５ インバータ、６ａ，６ｂ 三相電圧指令値演算部、７，７ｂ，７ｃ オフセット電圧演算部、８ 修正三相電圧指令値演算部、２０，３０ 電流検出器、８０１ ローパスフィルタ、８０２ 電圧検出器、９０３ トルク検出器、Ｓｕｐ〜Ｓｗｐ，Ｓｕｎ〜Ｓｗｎ スイッチング素子。

Claims (12)

1. 直流電圧を交流に変換して三相端子電圧を出力するインバータと、
   前記インバータからの前記三相端子電圧の印加によって駆動され、運転者の操舵を補助するためのアシストトルクを発生するモータと、
   前記モータを、設定された状態に制御するための三相電圧指令値を演算する三相電圧指令値演算部と、
   オフセット電圧を演算するオフセット電圧演算部と、
   前記三相電圧指令値の各相に等しく前記オフセット電圧を加算することにより修正三相電圧指令値を出力する修正三相電圧指令値演算部とを備え、
   前記インバータは、前記修正三相電圧指令値とＰＷＭ搬送波との比較に基づいて前記三相端子電圧を出力するものであり、
   前記オフセット電圧演算部は、前記オフセット電圧として、各々値が異なるｎ（ｎは３以上の自然数）個のオフセット候補電圧を、設定された時間毎に切換えて出力することにより、前記三相端子電圧のオンのタイミング及びオフのタイミングを全相等しく変動させる
   モータ制御装置。
2. 前記オフセット電圧演算部は、前記ｎ個のオフセット候補電圧のうちの最大電圧及び最小電圧を、それぞれ、オフセット候補最大電圧及びオフセット候補最小電圧としたときに、前記オフセット候補最大電圧と前記オフセット候補最小電圧との差が前記直流電圧に対し１０％以上になるように設定する
   請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記オフセット電圧演算部は、前記ｎ個の前記オフセット候補電圧のうちの最大電圧及び最小電圧を、それぞれ、オフセット候補最大電圧及びオフセット候補最小電圧としたときに、前記オフセット候補最大電圧と前記オフセット候補最小電圧との差が前記直流電圧に対し４４％以下になるように設定する
   請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記ｎは５以上であり、
   前記オフセット電圧演算部は、ｉ（ｉ：１、２、…、ｎ）番目のオフセット候補電圧と最も電圧値が近いｊ（ｊ：１、２、…、ｎ、ｉ≠ｊ）番目のオフセット候補電圧との（ｎ−１）個の電圧差のうち、少なくとも１つの前記電圧差が他の前記電圧差と異なるように、前記ｎ個のオフセット候補電圧を設定する
   請求項１に記載のモータ制御装置。
5. 前記オフセット電圧演算部は、前記ｎ個のオフセット候補電圧のうち最大電圧及び最小電圧を、それぞれ、オフセット候補最大電圧及びオフセット候補最小電圧とし、前記ｎ個のオフセット候補電圧の平均値をオフセット候補平均電圧としたときに、
   前記ｉ（ｉ：１、２、…、ｎ）番目のオフセット候補電圧の値が前記オフセット候補最大電圧又は前記オフセット候補最小電圧と近傍の値を取る場合に、前記ｉ番目のオフセット候補電圧と最も電圧値が近いｊ（ｊ：１、２、…、ｎ、ｉ≠ｊ）番目のオフセット候補電圧との（ｎ−１）個の電圧差を小さくし、前記ｉ番目のオフセット候補電圧が前記オフセット候補平均電圧と近傍の値を取る場合に前記電圧差を大きくするように、前記ｎ個の前記オフセット候補電圧を設定する
   請求項１に記載のモータ制御装置。
6. 前記モータを流れる電流であるモータ電流を検出する電流検出器をさらに備え、
   前記ＰＷＭ搬送波は単一周期の三角波であり、
   前記三相電圧指令値演算部は、前記ＰＷＭ搬送波の最大値近傍又は最小値近傍の時点で検出された前記モータ電流に基づいて前記三相電圧指令値を演算する
   請求項１から５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
7. 前記オフセット電圧演算部は、前記三相電圧指令値の変調率が変調率閾値を超えた場合に、前記オフセット電圧を零とする
   請求項１に記載のモータ制御装置。
8. 前記オフセット電圧演算部は、前記モータの回転数が回転数閾値を超えた場合に、前記オフセット電圧を零とする
   請求項１に記載のモータ制御装置。
9. 前記電流検出器は前記インバータの下アームスイッチング素子と直列に配置される電流検出用抵抗素子であり、
   前記三相電圧指令値演算部は、前記電流検出用抵抗素子にて前記モータ電流を検出可能にする前記下アームスイッチング素子の導通時間を確保するように、前記三相電圧指令値を演算する
   請求項６に記載のモータ制御装置。
10. 前記電流検出器は前記インバータの下アームスイッチング素子と直列に配置される電流検出用抵抗素子であり、
    前記オフセット電圧演算部は、前記電流検出用抵抗素子にて前記モータ電流を検出可能にする前記下アームスイッチング素子の導通時間を確保するように、前記オフセット電圧を演算する
    請求項６に記載のモータ制御装置。
11. 前記インバータの出力端子に設置され、前記三相端子電圧が含む前記ＰＷＭ搬送波の周波数成分を除去した前記三相端子電圧を出力するローパスフィルタと、
    前記ローパスフィルタが出力する前記三相端子電圧の加算値を検出する電圧検出器とをさらに備え、
    前記オフセット電圧演算部は、前記オフセット電圧としての、前記ｎ個のオフセット候補電圧の各々の選択頻度に応じた周波数が前記ローパスフィルタの遮断周波数よりも高くなるように設定する
    請求項１に記載のモータ制御装置。
12. 前記インバータの出力端子に設置され、前記三相端子電圧が含む前記ＰＷＭ搬送波
    の周波数成分を除去した前記三相端子電圧を出力するローパスフィルタと、
    前記ローパスフィルタが出力する前記三相端子電圧を検出する電圧検出器とをさらに備え、
    前記電圧検出器は、前記オフセット電圧演算部における前記オフセット電圧としての前記ｎ個の各前記オフセット候補電圧の選択頻度に応じた周波数で脈動する前記ローパスフィルタから出力された前記三相端子電圧の中心値近傍で電圧検出する
    請求項１に記載のモータ制御装置。

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