JP7203253B2 - 交流回転機の制御装置、及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

交流回転機の制御装置、及び電動パワーステアリング装置 Download PDF

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Description

本願は、交流回転機の制御装置、及び電動パワーステアリング装置に関するものである。
従来の交流回転機の制御装置及び電動パワーステアリング装置として、特許文献1の技術が知られている。特許文献1では、インバータの負極側のスイッチング素子に直列接続された電流検出用抵抗素子の出力信号に基づいて電流を検出するように構成されている。特許文献1の技術では、キャリア周期において、2以上の固定タイミングで電流を検出することにより、スイッチングノイズにより生じる誤差を含まないように電流を取得すると共に、特許文献1の図12、図13、図14、図15、図16、図23、図24、図25、図26に示されているように、3相の電圧指令値の最大値が、電源電圧の半分値Vdc/2に一致するように、3相の電圧指令値をオフセットさせている。
特許第6266161号(請求項1、請求項2、図12)
しかしながら、特許文献1の技術では、電流検出の誤差を低減できるが、負極側のスイッチング素子に電流検出用抵抗素子が直列接続されたインバータにおいて、3相の電圧指令値の最大値が、電源電圧の半分値Vdc/2に一致するように、3相の電圧指令値をオフセットさせると、交流回転機の出力トルクに重畳する3次のリップル成分が大きくなる問題が生じる。そのため、3次のトルクリップル成分の増加を抑制しつつ、電流検出の誤差を低減するためには、特許文献1とは別の方法を検討する必要がある。
ところで、電流検出値の誤差成分に含まれる様々な周波数のうち、交流回転機の機械的な共振周波数に近い周波数の誤差成分は、交流回転機の騒音になりやすい。よって、特に、電流検出値に含まれる共振周期の誤差成分を低減することが望まれる。
そこで、交流回転機の機械的な共振周期に近い電流検出値の誤差成分を低減することができる交流回転機の制御装置、及び電動パワーステアリング装置が望まれる。
本願に係る交流回転機の制御装置は、3相の巻線を有する交流回転機を制御する交流回転機の制御装置であって、
直流電源の正極側に接続される正極側のスイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続される負極側のスイッチング素子とが直列接続され、直列接続の接続点が対応する相の前記巻線に接続される直列回路を、3相各相に対応して3セット設けたインバータと、
少なくとも2相の前記負極側のスイッチング素子に直列接続された抵抗を有する電流検出回路と、
3相の電圧指令値を算出し、前記3相の電圧指令値のそれぞれとキャリア周期で振動するキャリア波とを比較することにより、前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御器と、を備え、
前記制御器は、前記負極側のスイッチング素子がオンになる、前記キャリア周期の第1の自然数倍の周期である電流検出周期で、前記電流検出回路の出力信号に基づいて、前記3相の巻線に流れる電流を検出し、今回検出した電流検出値と、前記電流検出周期の第2の自然数倍の周期である加算周期前に検出した電流検出値と、を加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後の電流検出値を算出し、前記電流加算処理後の電流検出値に基づいて、前記3相の電指令値を算出し、
前記第2の自然数は、前記加算周期が、前記交流回転機の機械的な共振周期の半周期に最も近づく自然数に設定されているものである。
また、本願に係る電動パワーステアリング装置は、
上記の交流回転機の制御装置と、
前記交流回転機と、
前記交流回転機の駆動力を車両の操舵装置に伝達する駆動力伝達機構と、を備え、
前記キャリア周期は、60μs以下に設定され、
前記交流回転機の機械的な前記共振周期は、200μsから500μsの範囲内である。
電流検出値の共振周期の成分は、共振周期の半周期で位相が反転する。よって、今回検出した電流検出値と、共振周期の半周期前に検出した電流検出値とを加算することで、電流検出値の共振周期の成分を相殺することができる。本願に係る交流回転機の制御装置及び電動パワーステアリング装置によれば、第2の自然数は、加算周期が、交流回転機の機械的な共振周期の半周期に最も近づく自然数に設定されている。よって、今回検出した電流検出値と、加算周期前に検出した電流検出値とを加算することで、電流検出値の共振周期の成分を低減することができる。その結果、交流回転機の騒音の発生を抑制することができる。
実施の形態1に係る交流回転機及び交流回転機の制御装置の概略構成図である。 実施の形態1に係る制御器のハードウェア構成図である。 実施の形態1に係る振幅低減変調による3相の電圧指令値の挙動を示すタイムチャートである。 比較例に係る振幅低減変調による出力トルクの挙動を示すタイムチャートである。 実施の形態1に係る振幅低減変調による出力トルクの挙動を示すタイムチャートである。 実施の形態1に係るPWM制御挙動及び電流検出タイミングを説明するタイムチャートである。 実施の形態1に係るPWM制御挙動及び電流検出タイミングを説明するタイムチャートである。 実施の形態1に係るリンギングの影響を説明するためのタイムチャートである。 実施の形態1に係るリンギングの影響が生じる場合のPWM制御挙動及び電流検出タイミングを説明するタイムチャートである。 比較例に係る電流加算処理を行わない場合の制御挙動を示すタイムチャートである。 実施の形態1に係る交流回転機の騒音の周波数特性を示す図である。 実施の形態1に係る電流検出値に含まれる共振周期の成分と加算周期とを説明するタイムチャートである。 実施の形態1に係る電流加算処理部のブロック図である。 実施の形態2に係る電流加算処理部の処理を説明するためのフローチャートである。 実施の形態2に係る電流加算処理部のブロック図である。 実施の形態3に係る電流検出値に含まれる共振周期の成分と加算周期とを説明するタイムチャートである。 実施の形態3に係る電流加算処理部のブロック図である。 比較例に係る電流検出値のノイズ成分に対する伝達特性を示す図である。 実施の形態3に係る電流検出値のノイズ成分に対する伝達特性を示す図である。 実施の形態4に係る電動パワーステアリング装置の概略構成図である。 その他の実施の形態に係る振幅低減変調による3相の電圧指令値の挙動を示すタイムチャートである。
1.実施の形態1
実施の形態1に係る交流回転機の制御装置10(以下、単に制御装置10と称す)について図面を参照して説明する。図1は、本実施の形態に係る交流回転機1及び制御装置10の概略構成図である。
1-1.交流回転機1
交流回転機1は、U相、V相、W相の3相の巻線Cu、Cv、Cwを有している。交流回転機1は、ステータと、ステータの径方向内側に配置されたロータと、を備えている。ステータには、3相の巻線Cu、Cv、Cwが巻装されている。本実施の形態では、ロータには永久磁石が設けられており、永久磁石式の同期回転機とされている。なお、交流回転機1は、ロータに電磁石が設けられている界磁巻線型の同期回転機、又はロータに永久磁石が設けられていない誘導機であってもよい。3相の巻線は、スター結線されてもよいし、デルタ結線されてもよい。
ロータには、ロータの回転角度を検出するための回転検出回路2が備えられている。回転検出回路2には、レゾルバ、エンコーダ、MRセンサ等が用いられる。回転検出回路2の出力信号は、制御器6に入力される。
1-2.インバータ4
インバータ4は、直流電源3の正極側に接続される正極側のスイッチング素子SPと直流電源3の負極側に接続される負極側のスイッチング素子SNとが直列接続された直列回路(レッグ)を、3相各相に対応して3セット設けている。そして、各相の直列回路における2つのスイッチング素子の接続点が、対応する相の巻線に接続されている。
具体的には、U相の直列回路では、U相の正極側のスイッチング素子SPuとU相の負極側のスイッチング素子SNuとが直列接続され、2つのスイッチング素子の接続点がU相の巻線Cuに接続されている。V相の直列回路では、V相の正極側のスイッチング素子SPvとV相の負極側のスイッチング素子SNvとが直列接続され、2つのスイッチング素子の接続点がV相の巻線Cvに接続されている。W相の直列回路では、Wの正極側のスイッチング素子SPwとW相の負極側のスイッチング素子SNwとが直列接続され、2つのスイッチング素子の接続点がW相の巻線Cwに接続されている。
スイッチング素子には、ダイオードが逆並列接続されたIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)、ダイオードが逆並列接続されたバイポーラトランジスタ等が用いられる。各スイッチング素子のゲート端子は、ゲート駆動回路等を介して、制御器6に接続されている。各スイッチング素子は、制御器6から出力されたスイッチング信号GPu~GNwによりオン又はオフされる。
直流電源3は、インバータ4に電源電圧Vdcを出力する。直流電源3として、バッテリー、DC-DCコンバータ、ダイオード整流器、PWM整流器等、電源電圧Vdcを出力する機器であれば、どのような機器であってもよい。直流電源3には、電源電圧Vdcを検出する電圧センサが設けられ、電圧センサの出力信号が制御装置10に入力されてもよい。制御装置10は、検出した電源電圧Vdcを用いて、制御を行ってもよい。
1-3.電流検出回路5
少なくとも2相の負極側のスイッチング素子に直列接続された抵抗を有する電流検出回路5が備えられている。本実施の形態では、電流検出回路5は、3相の負極側のスイッチング素子SNu、SNv、SNwを流れる電流を検出するように構成されている。電流検出回路5は、各相の負極側のスイッチング素子に直列接続されたシャント抵抗5u、5v、5wを有している。U相のシャント抵抗5uは、U相の負極側のスイッチング素子SNuの負極側に直列接続されており、V相のシャント抵抗5vは、V相の負極側のスイッチング素子SNvの負極側に直列接続されており、W相のシャント抵抗5wは、W相の負極側のスイッチング素子SNwの負極側に直列接続されている。各相のシャント抵抗5u、5v、5wの両端電位差VRu、VRv、VRwが、制御器6に入力される。
なお、各シャント抵抗は、負極側のスイッチング素子の正極側に直列接続されてもよい。また、電流検出回路5は、いずれか2相の負極側のスイッチング素子を流れる電流を検出するように構成されてもよい。この場合は、3相の巻線電流の合計値がゼロになることを利用し、制御器6は、2相の電流検出値に基づいて、残りの1相の電流を算出してもよい。例えば、電流検出回路5が、U相及びV相の電流Iur、Ivrを検出し、制御器6は、W相の電流Iwrを、Iwr=-Iur-Ivrにより算出してもよい。
1-4.制御器6
制御器6は、インバータ4を介して交流回転機1を制御する。図1に示すように、制御器6は、回転検出部31、電流検出部32、電流座標変換部33、電流加算処理部34、電流指令値算出部35、電圧指令値算出部36、及びPWM制御部37等を備えている。制御器6の各機能は、制御器6が備えた処理回路により実現される。具体的には、制御器6は、図2に示すように、処理回路として、CPU(Central Processing Unit)等の演算処理装置90(コンピュータ)、演算処理装置90とデータのやり取りする記憶装置91、演算処理装置90に外部の信号を入力する入力回路92、及び演算処理装置90から外部に信号を出力する出力回路93等を備えている。
演算処理装置90として、ASIC(Application Specific Integrated Circuit)、IC(Integrated Circuit)、DSP(Digital Signal Processor)、FPGA(Field Programmable Gate Array)、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等が備えられてもよい。また、演算処理装置90として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置91として、演算処理装置90からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたRAM(Random Access Memory)、演算処理装置90からデータを読み出し可能に構成されたROM(Read Only Memory)等が備えられている。入力回路92は、回転検出回路2、電流検出回路5等の各種のセンサ、スイッチが接続され、これらセンサ、スイッチの出力信号を演算処理装置90に入力するA/D変換器等を備えている。出力回路93は、スイッチング素子をオンオフ駆動するゲート駆動回路等の電気負荷が接続され、これら電気負荷に演算処理装置90から制御信号を出力する駆動回路等を備えている。
そして、制御器6が備える図1の各制御部31~37等の各機能は、演算処理装置90が、ROM等の記憶装置91に記憶されたソフトウェア(プログラム)を実行し、記憶装置91、入力回路92、及び出力回路93等の制御器6の他のハードウェアと協働することにより実現される。なお、各制御部31~37等が用いるゲイン、閾値等の設定データは、ソフトウェア(プログラム)の一部として、ROM等の記憶装置91に記憶されている。以下、制御器6の各機能について詳細に説明する。
<回転検出部31>
回転検出部31は、電気角でのロータの磁極位置θ(ロータの回転角度θ)及び回転角速度ωを検出する。本実施の形態では、回転検出部31は、回転検出回路2の出力信号に基づいて、ロータの磁極位置θ(回転角度θ)及び回転角速度ωを検出する。磁極位置は、ロータに設けられた永久磁石のN極の向きに設定される。なお、回転検出部31は、電流指令値に高調波成分を重畳することによって得られる電流情報等に基づいて、回転センサを用いずに、回転角度(磁極位置)を推定するように構成されてもよい(いわゆる、センサレス方式)。
<電流検出部32>
電流検出部32は、電流検出回路5の出力信号に基づいて、3相の巻線に流れる電流Iur、Ivr、Iwrを検出する。電流検出部32は、各相のシャント抵抗の両端電位差を、シャント抵抗の抵抗値で除算して、各相の巻線の電流Iur、Ivr、Iwrを検出する。
電流検出回路5は、負極側のスイッチング素子を流れる電流を検出するので、電流検出部32は、負極側のスイッチング素子がオンになるタイミングで、電流を検出する。また、後述するPWM制御部37において、キャリア周期Tc毎に負極側のスイッチング素子がオンにされる。よって、電流検出部32は、負極側のスイッチング素子がオンになる、キャリア周期Tcの第1の自然数A倍の周期である電流検出周期TIdt(=A×Tc)で、電流検出回路5の出力信号に基づいて、3相の巻線の電流Iur、Ivr、Iwrを検出する。本実施の形態では、電流検出回路5は、キャリア波CAが山の頂点になる電流検出周期TIdt毎のタイミングで、電流を検出する。
<電流座標変換部33>
電流座標変換部33は、電流検出毎に、3相の巻線の電流検出値Iur、Ivr、Iwrを、d軸及びq軸の座標系上のd軸の電流検出値Idr及びq軸の電流検出値Iqrに変換する。d軸及びq軸の座標系は、ロータの磁極位置に同期して回転する2軸の回転座標系である。d軸は、磁極位置θ(N極)の方向に定められ、q軸は、d軸より電気角で90°進んだ方向に定められる。具体的には、電流座標変換部33は、3相の電流検出値Iur、Ivr、Iwrを、磁極位置θに基づいて3相2相変換及び回転座標変換を行って、d軸の電流検出値Idr及びq軸の電流検出値Iqrに変換する。
<電流加算処理部34>
詳細は後述するが、電流加算処理部34は、電流検出毎に、電流検出値に対して、電流加算処理を行って、電流加算処理後の電流検出値を算出する。本実施の形態では、電流加算処理部34は、d軸及びq軸の電流検出値Idr、Iqrに対して、電流加算処理を行って、電流加算処理後のd軸及びq軸の電流検出値Idr*、Iqr*を算出する。
<電流指令値算出部35>
電流指令値算出部35は、d軸の電流指令値Ido及びq軸の電流指令値Iqoを算出する。本実施の形態では、電流指令値算出部35は、トルク指令値Tref、電源電圧Vdc、及び回転角速度ω等に基づいて、d軸及びq軸の電流指令値Ido、Iqoを算出する。最大トルク電流制御、最大トルク電圧制御、弱め磁束制御、及びId=0制御などの公知の電流ベクトル制御方法に従って、d軸及びq軸の電流指令値Ido、Iqoが算出される。例えば、Id=0制御が行われる場合は、d軸の電流指令値Idoがゼロに設定され(Ido=0)、q軸の電流指令値Iqoが、トルク指令値Trefに変換係数を乗算した値にされる。トルク指令値Trefは、制御器6内で演算されてもよいし、外部の制御装置から伝達されてもよい。
<電圧指令値算出部36>
電圧指令値算出部36は、電流検出毎に、電流の検出値が、電流指令値に近づくように、3相の電圧指令値Vuo、Vvo、Vwoを変化させる。本実施の形態では、電圧指令値算出部36は、dq軸電圧指令値算出部361、電圧座標変換部362、及び変調部363を備えている。
dq軸電圧指令値算出部361は、電流加算処理後のd軸の電流検出値Idr*がd軸の電流指令値Idoに近づき、電流加算処理後のq軸の電流検出値Iqr*がq軸の電流指令値Iqoに近づくように、d軸の電圧指令値Vdo及びq軸の電圧指令値Vqoを、PI制御等により変化させる電流フィードバック制御を行う。なお、d軸電流とq軸電流の非干渉化のため等のフィードフォワード制御が行われてもよい。
電圧座標変換部362は、d軸及びq軸の電圧指令値Vdo、Vqoを、磁極位置θに基づいて、固定座標変換及び2相3相変換を行って、座標変換後の3相の電圧指令値Vuoc、Vvoc、Vwocに変換する。この座標変換後の3相の電圧指令値Vuoc、Vvoc、Vwocは、正弦波になる。
変調部363は、正弦波の座標変換後の3相の電圧指令値Vuoc、Vvoc、Vwocに対して変調を加えて、最終的な3相の電圧指令値Vuo、Vvo、Vwoを算出する。変調部363は、座標変換後の3相の電圧指令値に対して、3相の電圧指令値の線間電圧を維持しつつ、3相の電圧指令値の振幅を低減する振幅低減変調を加える。
本実施の形態では、変調部363は、3相の電圧指令値の平均値が、キャリア波CAの振動中心値よりも小さくなるように、3相の電圧指令値を等しくオフセットする振幅低減変調を加える。変調部363は、次式に示すように、座標変換後の3相の電圧指令値Vuoc、Vvoc、Vwocの最小値Vminを判定し、最小値Vminに電源電圧Vdcの半分値を加算してオフセット電圧Voffを算出し、座標変換後の3相の電圧指令値Vuoc、Vvoc、Vwocからオフセット電圧Voffを減算して、3相の電圧指令値Vuo、Vvo、Vwoを算出する。
Vmin=MIN(Vuoc,Vvoc,Vwoc)
Voff=0.5×Vdc+Vmin
Vuo=Vuoc-Voff ・・・(1)
Vvo=Vvoc-Voff
Vwo=Vwoc-Voff
式(1)の振幅低減変調の挙動を図3に示す。上段のグラフに座標変換後の3相の電圧指令値Vuoc、Vvoc、Vwocを示す。座標変換後の3相の電圧指令値Vuoc、Vvoc、Vwocは、-Vdc/2から+Vdc/2の範囲を超過しており、電圧飽和が生じている。一方、振幅低減変調後の3相の電圧指令値Vuo、Vvo、Vwoでは、電圧が最も小さい相の電圧指令値が、-Vdc/2に一致するように、オフセットされており、電圧飽和の発生が防止できている。
<変調方式によるトルク変動の差異>
図4に、特許文献1のように、電圧が最も大きい相の電圧指令値が、+Vdc/2に一致するように、オフセットさせた場合の比較例に係る出力トルクの挙動を示す。一方、図5に、本実施の形態において、電圧が最も小さい相の電圧指令値が、-Vdc/2に一致するように、オフセットさせた場合の出力トルクの挙動を示す。図4及び図5において、上段のグラフに、変調後の3相の電圧指令値Vuo、Vvo、Vwoを示している。中段のグラフに、3相巻線に流れる3相電流Iu、Iv、Iwを示している。下段のグラフに、交流回転機1の出力トルクを示している。
図4の比較例及び図5の本実施の形態においても、出力トルクに3次のリップル成分が重畳している。しかし、図4の比較例の場合の方が、本実施の形態の場合よりも、3次のリップル成分の振幅が約3倍大きくなっている。これは、本実施の形態ように、シャント抵抗が負極側のスイッチング素子に直列接続されたインバータでは、正極側のスイッチング素子のオン時のインバータ内の電圧降下よりも、負極側のスイッチング素子のオン時のインバータ内の電圧降下が大きくなり、両者がアンバランスになるためである。詳しい説明を省略するが、このアンバランスにより、結果として、特許文献1のような比較例の場合では、3次のリップル成分の振幅が大きくなるので、本実施の形態の変調方式が望ましい。しかし、後述するように、本実施の形態の変調方式では、負極側のスイッチング素子のオン期間が短くなる場合があり、リンギングによる電流検出誤差が生じるので、電流加算処理によりその対策が取られている。
<PWM制御部37>
PWM制御部37は、3相の電圧指令値Vuo、Vvo、Vwoのそれぞれとキャリア周期Tcで振動するキャリア波CAとを比較することにより、スイッチング素子をオンオフ制御する。キャリア波CAは、キャリア周期Tcで0を中心に電源電圧の半分値Vdc/2の振幅で振動する三角波とされている。
図6に示すように、PWM制御部37は、各相について、キャリア波CAが電圧指令値を下回った場合は、正極側のスイッチング素子のスイッチング信号GPをオン(本例では、1)して、正極側のスイッチング素子をオンし、キャリア波CAが電圧指令値を上回った場合は、正極側のスイッチング素子のスイッチング信号GPをオフ(本例では、0)して、正極側のスイッチング素子をオフする。一方、PWM制御部37は、各相について、キャリア波CAが電圧指令値を下回った場合は、負極側のスイッチング素子のスイッチング信号GNをオフ(本例では、0)して、負極側のスイッチング素子をオフして、負極側のスイッチング素子をオフし、キャリア波CAが電圧指令値を上回った場合は、負極側のスイッチング素子のスイッチング信号GNをオン(本例では、1)して、負極側のスイッチング素子をオンする。なお、各相について、正極側のスイッチング素子のオン期間と負極側のスイッチング素子のオン期間との間には、正極側及び負極側のスイッチング素子の双方をオフにする短絡防止期間(デッドタイム)が設けられてもよい。
図6に示すように、キャリア波CAの山の頂点を中心にした区間Dにおいて、3相全ての負極側のスイッチング信号GNu、GNv、GNwがオンになっており、この区間Dにおいて、電流検出回路5により3相の巻線に流れる電流を検出できる。本実施の形態では、上述したように、電流検出部32は、キャリア波CAの山の頂点のタイミングで、電流を検出するように構成されている。図6の例では、第1の自然数Aは1に設定され、電流検出周期TIdtは、キャリア周期Tcの1倍の周期に設定され、全てのキャリア波CAの山の頂点で、電流が検出される。
或いは、図7に示すように、第1の自然数Aは2に設定され、電流検出周期TIdtは、キャリア周期Tcの2倍の周期に設定され、1つおきのキャリア波CAの山の頂点で、電流が検出されてもよい。
<リンギングによる電流の検出誤差>
図8に示すように、スイッチング素子をオンした直後、電流が振動するリンギングと呼ばれる現象が生じる。いずれかの相に生じたリンギングは、他の相の電流にも影響する。例えば、リンギングは、スイッチング素子のオン後、数μsの間生じる。電圧指令値が大きくなるに従って、負極側のスイッチング素子のオン期間が短くなる。オン期間が、リンギングの発生期間の2倍値よりも短くなると、電流の検出タイミングが、リンギングに重なり、各相の電流検出値に検出誤差が生じる。
例えば、図9の例では、U相の電圧指令値Vuoが、電源電圧の半分値Vdc/2に近い大きな値になっている。その結果、U相の負極側のスイッチング信号GNuのオン期間が短くなり、U相の電流検出値Iurにリンギングによる検出誤差が生じる。また、他のV相及びW相の電流検出値Ivr、Iwrにも、U相の電流のリンギングの影響により、検出誤差が生じる。
なお、電流検出部32は、いずれかの相の負極側のスイッチング素子のオン期間が、予め設定された閾値(例えば、5μs)よりも短い場合は、他の2相の電流検出値に基づいて、オン期間が閾値より短くなった相の電流検出値を算出してもよい。例えば、U相の負極側のスイッチング信号GNuのオン期間が閾値よりも短い場合は、Iur=-Ivr-Iwrにより、U相の電流検出値Iurを算出してもよい。この場合でも、他の2相の電流検出値にもリンギングによる検出誤差が生じるため、リンギングによる検出誤差をゼロにできない。
図10に、電流加算処理部34による電流加算処理を行わない比較例における制御挙動を示す。回転角速度が増加するに従って、3相の電圧指令値の振幅が増加していく。時刻t01までは、3相の電圧指令値の振幅最大値が、電源電圧の半分値Vdc/2よりも低く、リンギングの影響による電流検出誤差が生じておらず、q軸の電流検出値Iqrにノイズ成分があまり生じていない。時刻t01から時刻t02まで、3相の電圧指令値の振幅最大値が、電源電圧の半分値Vdc/2に近づくに従って、リンギングの影響による電流検出誤差が次第に増加し、q軸の電流検出値Iqrのノイズ成分が次第に増加している。
時刻t03以降は、ノイズの発生挙動を観察するため、回転角速度の増加を止め、一定の条件に設定している。時刻t03以降の所定の期間を拡大した図を下側に示している。この図に示すように、変調後の3相の電圧指令値の最大値が、電源電圧の半分値Vdc/2に到達しており、負極側のスイッチング素子のオン期間が短くなる期間が生じ、リンギングによる電流検出誤差が生じる状態になっている。その結果、3相の電流検出値を座標変換したq軸の電流検出値Iqrのノイズ成分が大きくなっていることがわかる。なお、図示していないが、同様に、d軸の電流検出値Idrのノイズ成分も大きくなる。
そして、ノイズ成分の重畳したd軸及びq軸の電流検出値Idr、Iqrを用いて電流フィードバック制御を行うと、3相の電圧指令値Vuo、Vvo、Vwoにノイズ成分が重畳し、交流回転機1の出力トルクにリップル成分が重畳する。
このリンギングによる電流検出値のノイズ成分に対する対策として、次の(A)、(B)が考えられる。
(A)dq軸の電流フィードバック制御の応答速度を低下させ、d軸及びq軸の電流検出値Idr、Iqrのノイズ成分に対する感度を低下させ、3相の電圧指令値にノイズ成分が重畳しないようにする。
(B)図4に示したように、本実施の形態とは逆に、座標変換後の3相の電圧指令値Vuoc、Vvoc、Vwocの最大相の電圧指令値を、電源電圧の半分値Vdc/2に一致させる変調を加える。
対策(A)では、電流フィードバック制御の応答速度を低下させると、電流フィードバック制御の追従性能が悪化するため、選択できない。対策(B)では、3相の電圧指令値が、Vdc/2に一致している期間では、負極側のスイッチング素子が常時オフになるため、リンギングが生じないが、上述したように、負極側のスイッチング素子にシャント抵抗が直列接続されたインバータでは、3次のトルクリップル成分が大きくなるため、選択できない。
<交流回転機の機械的な共振周期と、電流検出値のノイズ成分>
そのため、本実施の形態では、対策(A)、(B)ではなく、電流加算処理部34の電流加算処理が行われる。図11は、電流のノイズ成分に対する、交流回転機1の騒音の感度特性の測定結果である。縦軸のゲインが大きいほど、電流のノイズ成分の振幅に対して、交流回転機1の騒音が大きくなる。この交流回転機1では、2500Hz近傍にピークが存在する。これは、交流回転機1のフレームの機械的な共振周波数が2500Hz付近(共振周期Trは、400μs)であることによる。
なお、交流回転機1の機械的な共振は、交流回転機1のフレーム、或いは交流回転機1、インバータ4、及び制御器6が一体となったパワーパック、或いはフレーム又はパワーパックとギヤ機構とを含む動力装置等において生じる。
電流検出値のノイズ成分に含まれる様々な周波数のうち、交流回転機1の機械的な共振周波数に近い周波数のノイズ成分は、交流回転機1の騒音になりやすい。よって、電流検出値に含まれる交流回転機1の機械的な共振周期Trの成分を低減することが望まれる。
<電流加算処理>
電流加算処理の原理について説明する。図12に、電流検出値に含まれる共振周期Trの成分の模式的な波形を示す。電流検出値の共振周期Trの成分は、共振周期の半周期Tr/2で、位相が反転する。よって、今回検出した電流検出値と、共振周期の半周期Tr/2前に検出した電流検出値とを加算することで、電流検出値の共振周期Trの成分を相殺することができる。
そこで、電流加算処理部34は、今回検出した電流検出値と、電流検出周期TIdtの第2の自然数B倍の周期である加算周期Tadd(=B×TIdt)前に検出した電流検出値とを加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後の電流検出値を算出する。第2の自然数Bは、加算周期Taddが、交流回転機1の機械的な共振周期の半周期Tr/2に最も近づく自然数に設定されている。
理想的には、第2の自然数Bは、加算周期Taddが、共振周期の半周期Tr/2に一致する自然数に設定されればよいが、一致しない場合は、キャリア周期Tcを変化させる必要がある。上記のように、第2の自然数Bが、加算周期Taddが共振周期の半周期Tr/2に最も近づく自然数に設定されれば、加算周期Taddと共振周期の半周期Tr/2との近さに応じて、電流検出値の共振周期Trの成分の低減効果がある。
低減効果を生じるためには、次式に示すように、加算周期Taddは、共振周期の1/4周期Tr/4から共振周期の3/4周期Tr×3/4の間に設定されればよい。
Tr/4<Tadd<Tr×3/4 ・・・(2)
例えば、次式に示すように、共振周期Trが400μsであり、キャリア周期Tcが50μsであり、第1の自然数Aが2であり、電流検出周期TIdtが100μsである場合は、第2の自然数Bが2に設定され、加算周期Taddは、共振周期の半周期200usに一致する200μsに設定される。なお、加算周期Taddは、共振周期の半周期Tr/2に一致していなくてもよい。
Tr=400μs
Tc=50μs ・・・(3)
TIdt=A×Tc=2×50μs=100μs
Tadd=B×TIdt=2×100μs=200μs
本実施の形態では、電流加算処理部34は、今回の電流検出において算出したd軸及びq軸の電流検出値Idr、Iqrと、加算周期Tadd前の電流検出において算出したd軸及びq軸の電流検出値Idr、Iqrと、をそれぞれ加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後のd軸及びq軸の電流検出値Idr*、Iqr*を算出する。
本実施の形態では、電流加算処理部34は、次式に示すように、今回の電流検出において算出したd軸の電流検出値Idrと、加算周期Tadd前の電流検出において算出したd軸の電流検出値Idrとを加算して、d軸電流の加算値SIdrを算出し、d軸電流の加算値SIdrに0.5を乗算して、電流加算処理後のd軸の電流検出値Idr*を算出する。電流加算処理部34は、次式に示すように、今回の電流検出において算出したq軸の電流検出値Iqrと、加算周期Tadd前の電流検出において算出したq軸の電流検出値Iqrとを加算して、q軸電流の加算値SIqrを算出し、q軸電流の加算値SIqrに0.5を乗算して、電流加算処理後のq軸の電流検出値Iqr*を算出する。
SIdr(t)=Idr(t)+Idr(t-Tadd)
Idr*(t)=0.5×SIdr(t) ・・・(4)
SIqr(t)=Iqr(t)+Iqr(t-Tadd)
Iqr*(t)=0.5×SIqr(t)
電流加算処理により、加算周期Taddの2倍周期の成分が相殺されるが、加算周期Taddの2倍周期以外の成分が2倍になる。そのため、加算値を0.5倍することにより、共振周期Trに対応して設定された加算周期Taddの2倍周期の成分を低減した、d軸及びq軸の電流検出値Idr*、Iqr*を算出することができる。
本実施の形態では、図13に示すように、電流加算処理部34は、d軸電流の遅延器34a、d軸電流の加算器34b、d軸電流のゲイン乗算器34c、q軸電流の遅延器34d、q軸電流の加算器34e、及びq軸電流のゲイン乗算器34fを備えている。電流加算処理部34は、電流検出周期TIdt毎に動作する離散制御器であり、演算周期は、電流検出周期TIdtである。
d軸電流の遅延器34a及びd軸電流の加算器34bには、今回の演算周期(電流検出周期TIdt)で検出されたd軸の電流検出値Idrが入力される。d軸電流の遅延器34aは、入力されたd軸の電流検出値Idrを、加算周期Taddだけ遅延して出力する。d軸電流の遅延器34aは、第2の自然数B個の遅延器を有しており、今回の演算周期で、第2の自然数Bの演算周期(電流検出周期TIdt)前に入力されたd軸の電流検出値Idrを出力する。d軸電流の加算器34bは、今回の演算周期で検出されたd軸の電流検出値Idrと、d軸電流の遅延器34aから出力された、加算周期Tadd前に検出されたd軸の電流検出値Idrとを加算し、d軸電流の加算値SIdrを出力する。d軸電流のゲイン乗算器34cは、d軸電流の加算値SIdrにゲイン0.5を乗算して、電流加算処理後のd軸の電流検出値Idr*を出力する。
q軸電流の遅延器34d及びq軸電流の加算器34eには、今回の演算周期(電流検出周期TIdt)で検出されたq軸の電流検出値Iqrが入力される。q軸電流の遅延器34dは、入力されたq軸の電流検出値Iqrを、加算周期Taddだけ遅延して出力する。q軸電流の遅延器34dは、第2の自然数B個の遅延器を有しており、今回の演算周期で、第2の自然数Bの演算周期(電流検出周期TIdt)前に入力されたq軸の電流検出値Iqrを出力する。q軸電流の加算器34eは、今回の演算周期で検出されたq軸の電流検出値Iqrと、q軸電流の遅延器34dから出力された、加算周期Tadd前に検出されたq軸の電流検出値Iqrとを加算し、q軸電流の加算値SIqrを出力する。q軸電流のゲイン乗算器34fは、q軸電流の加算値SIqrにゲイン0.5を乗算して、電流加算処理後のq軸の電流検出値Iqr*を出力する。
2.実施の形態2
実施の形態2に係る制御装置10について説明する。上記の実施の形態1と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転機1及び制御装置10の基本的な構成は実施の形態1と同様であるが、電流加算処理の処理が実施の形態1と異なる。
実施の形態1では、常時、電流加算処理が行われるように構成されていた。しかし、本実施の形態では、必要な場合のみ、電流加算処理が行われるように構成される。
電流加算処理部34は、いずれかの相の負極側のスイッチング素子のキャリア周期Tc内のオン期間が、予め設定された閾値T_thを下回る場合は、電流加算処理後の電流検出値に基づいて、3相の電圧指令値を算出し、いずれの相の負極側のスイッチング素子のキャリア周期Tc内のオン期間も、閾値T_thを下回らない場合は、今回検出した電流検出値に基づいて、3相の電圧指令値を算出する。
<フローチャート>
例えば、電流加算処理部34は、図14に示すフローチャートのように構成される。ステップS21で、電流加算処理部34は、次式に示すように、3相各相の負極側のスイッチング素子のキャリア周期Tc内のオン期間T_Gnu、T_Gnv、T_Gnwの中の最小値Ton_minを判定する。
Ton_min=MIN(T_Gnu,T_Gnv,T_Gnw)
・・・(5)
例えば、電流加算処理部34は、3相の電圧指令値Vuo、Vvo、Vwoと電源電圧Vdcとに基づいて、各相の負極側のスイッチング素子のオン期間T_Gnu、T_Gnv、T_Gnwを算出する。
そして、ステップS22で、電流加算処理部34は、最小値Ton_minが、閾値T_thを下回っているか否かを判定し、下回っている場合は、ステップS23に進み、下回っていない場合は、ステップS24に進む。ステップS23で、電流加算処理部34は、実施の形態1と同様に算出した、電流加算処理後のd軸及びq軸の電流検出値Idr*、Iqr*を電圧指令値算出部36に出力する。一方、ステップS24で、電流加算処理部34は、電流加算処理を行っていないd軸及びq軸の電流検出値Idr、Iqrを電圧指令値算出部36に出力する。
例えば、閾値T_thは、キャリア周期Tc=50μsである場合、1.5μsから9.5μsの範囲内に設定される。
このように、いずれか1相の負極側のスイッチング素子のオン期間が閾値T_thよりも短くなり、電流検出タイミングでリンギングが生じる可能性が高い場合に、電流加算処理を行って、共振周期Trの成分を低減し、騒音を低減する。一方、全ての相の負極側のスイッチング素子のオン期間が閾値T_thよりも長くなると、電流検出タイミングでリンギングが生じる可能性が低く、電流検出値の乱れは小さい。よって、過去の電流検出値を加算する電流加算処理を行わず、電流検出値の位相が遅れないようにできる。
<ブロック図>
電流加算処理部34をブロック図で示すと、図15のようになる。電流加算処理部34は、図13に示したd軸電流の遅延器34aからq軸電流のゲイン乗算器34fに加えて、切り替え判定器34g、d軸電流の切換え器34h、及びq軸電流の切換え器34iを備えている。d軸電流の遅延器34aからq軸電流のゲイン乗算器34fは、実施の形態1と同様であるので、説明を省略する。
切り替え判定器34gは、図14のステップS21及びステップS22と同様の処理を行って、いずれかの相の負極側のスイッチング素子のキャリア周期Tc内のオン期間が、閾値T_thを下回るか否かを判定する。
d軸電流の切換え器34hは、切り替え判定器34gにおいて閾値T_thを下回ると判定された場合は、d軸電流のゲイン乗算器34cから出力された電流加算処理後のd軸の電流検出値Idr*を出力し、切り替え判定器34gにおいて閾値T_thを下回らないと判定された場合は、今回の演算周期で検出されたd軸の電流検出値Idrを出力する。d軸電流の切換え器34hの出力値は、電圧指令値算出部36に入力される。
q軸電流の切換え器34iは、切り替え判定器34gにおいて閾値T_thを下回ると判定された場合は、q軸電流のゲイン乗算器34fから出力された電流加算処理後のq軸の電流検出値Iqr*を出力し、切り替え判定器34gにおいて閾値T_thを下回らないと判定された場合は、今回の演算周期で検出されたq軸の電流検出値Iqrを出力する。q軸電流の切換え器34iの出力値は、電圧指令値算出部36に入力される。
3.実施の形態3
実施の形態3に係る制御装置10について説明する。上記の実施の形態1と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転機1及び制御装置10の基本的な構成は実施の形態1と同様であるが、電流加算処理の処理が実施の形態1と異なる。
加算周期Taddが、共振周期の半周期Tr/2に一致していない場合は、実施の形態1の方法では、電流検出値から共振周期Trの成分を十分に低減できない場合がある。例えば、図16に、電流検出値に含まれる共振周期Trの成分の模式的な波形を示す。本例では、交流回転機1の機械的な共振周期Trは、330μsであり、電流検出周期TIdtは、100μsである。加算周期Taddが共振周期の半周期165μsに最も近くなるように、第2の自然数Bは2に設定され、加算周期Taddは、電流検出周期TIdtの2倍の200μsに設定されている。加算周期Taddは、共振周期の半周期Tr/2に一致しておらず、その差は、35μsと大きくなっている。
そこで、本実施の形態では、電流加算処理部34は、今回検出した電流検出値と、加算周期Tadd前に検出した電流検出値と、電流検出周期TIdtの第3の自然数C倍の周期である追加加算周期Taddad前に検出した電流検出値と、を加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後の電流検出値を算出する。第3の自然数Cは、追加加算周期Taddadが、交流回転機の機械的な共振周期の半周期Tr/2に2番目に近づく自然数に設定されている。
図16の例では、追加加算周期Taddadが共振周期の半周期165μsに2番目に近くなるように、第3の自然数Cは1に設定され、追加加算周期Taddadは、電流検出周期TIdtの1倍の100μsに設定される。
このように、加算周期Taddが共振周期の半周期Tr/2に一致していない場合でも、共振周期の半周期Tr/2を、加算周期Taddと追加加算周期Taddadとの間に挟むことができる。加算周期Tadd前に検出した電流検出値と追加加算周期Taddad前に検出した電流検出値とを加算することにより、電流検出値の共振周期Trの成分をより効果的に打ち消すことができる。
本実施の形態では、電流加算処理部34は、次式に示すように、今回の電流検出において算出したd軸の電流検出値Idrと、加算周期Tadd前の電流検出において算出したd軸の電流検出値Idrと、追加加算周期Taddad前の電流検出において算出したd軸の電流検出値IdrにゲインKadを乗算した値と、を加算して、d軸電流の加算値SIdrを算出し、d軸電流の加算値SIdrに、1/(2+Kad)を乗算して、電流加算処理後のd軸の電流検出値Idr*を算出する。電流加算処理部34は、次式に示すように、今回の電流検出において算出したq軸の電流検出値Iqrと、加算周期Tadd前の電流検出において算出したq軸の電流検出値Iqrと、追加加算周期Taddad前の電流検出において算出したq軸の電流検出値IqrにゲインKadを乗算した値と、を加算して、q軸電流の加算値SIqrを算出し、q軸電流の加算値SIqrに、1/(2+Kad)を乗算して、電流加算処理後のq軸の電流検出値Iqr*を算出する。ゲインKadは、打ち消し効果が良好になるように調整される。
SIdr(t)=Idr(t)+Idr(t-Tadd)
+Kad×Idr(t-Taddad)
Idr*(t)=1/(2+Kad)×SIdr(t) ・・・(6)
SIqr(t)=Iqr(t)+Iqr(t-Tadd)
+Kad×Iqr(t-Taddad)
Iqr*(t)=1/(2+Kad)×SIqr(t)
本実施の形態では、図17に示すように、電流加算処理部34は、d軸電流の遅延器34j、d軸電流の追加遅延器34k、d軸追加遅延器のゲイン乗算器34l、d軸電流の第1加算器34m、d軸電流の第2加算器34n、d軸電流のゲイン乗算器34o、q軸電流の遅延器34p、q軸電流の追加遅延器34q、q軸追加遅延器のゲイン乗算器34r、q軸電流の第1加算器34s、q軸電流の第2加算器34t、及びq軸電流のゲイン乗算器34uを備えている。電流加算処理部34は、電流検出周期TIdt毎に動作する離散制御器であり、演算周期は、電流検出周期TIdtである。
d軸電流の遅延器34j、d軸電流の追加遅延器34k、及びd軸電流の第1加算器34mには、今回の演算周期(電流検出周期TIdt)で検出されたd軸の電流検出値Idrが入力される。d軸電流の遅延器34jは、入力されたd軸の電流検出値Idrを、加算周期Taddだけ遅延して出力する。d軸電流の遅延器34jは、第2の自然数B個の遅延器を有しており、今回の演算周期で、第2の自然数Bの演算周期(電流検出周期TIdt)前に入力されたd軸の電流検出値Idrを出力する。d軸電流の追加遅延器34kは、入力されたd軸の電流検出値Idrを、追加加算周期Taddadだけ遅延して出力する。d軸電流の追加遅延器34kは、第3の自然数C個の遅延器を有しており、今回の演算周期で、第3の自然数Cの演算周期(電流検出周期TIdt)前に入力されたd軸の電流検出値Idrを出力する。d軸追加遅延器のゲイン乗算器34lは、d軸電流の追加遅延器34kの出力値をゲインKad倍する。d軸電流の第2加算器34nは、d軸電流の遅延器34jの出力値とd軸追加遅延器のゲイン乗算器34lの出力値とを加算する。d軸電流の第1加算器34mは、今回の演算周期で検出されたd軸の電流検出値Idrとd軸電流の第2加算器34nの出力値とを加算して、d軸電流の加算値SIdrを出力する。d軸電流のゲイン乗算器34oは、d軸電流の加算値SIdrにゲイン1/(2+Kad)を乗算して、電流加算処理後のd軸の電流検出値Idr*を出力する。
q軸電流の遅延器34p、q軸電流の追加遅延器34q、及びq軸電流の第1加算器34sには、今回の演算周期(電流検出周期TIdt)で検出されたq軸の電流検出値Iqrが入力される。q軸電流の遅延器34pは、入力されたq軸の電流検出値Iqrを、加算周期Taddだけ遅延して出力する。q軸電流の遅延器34pは、第2の自然数B個の遅延器を有しており、今回の演算周期で、第2の自然数Bの演算周期(電流検出周期TIdt)前に入力されたq軸の電流検出値Iqrを出力する。q軸電流の追加遅延器34qは、入力されたq軸の電流検出値Iqrを、追加加算周期Taddadだけ遅延して出力する。q軸電流の追加遅延器34qは、第3の自然数C個の遅延器を有しており、今回の演算周期で、第3の自然数Cの演算周期(電流検出周期TIdt)前に入力されたq軸の電流検出値Iqrを出力する。q軸追加遅延器のゲイン乗算器34rは、q軸電流の追加遅延器34qの出力値をゲインKad倍する。q軸電流の第2加算器34tは、q軸電流の遅延器34pの出力値とq軸追加遅延器のゲイン乗算器34rの出力値とを加算する。q軸電流の第1加算器34sは、今回の演算周期で検出されたq軸の電流検出値Iqrとq軸電流の第2加算器34tの出力値とを加算して、q軸電流の加算値SIqrを出力する。q軸電流のゲイン乗算器34uは、q軸電流の加算値SIqrにゲイン1/(2+Kad)を乗算して、電流加算処理後のq軸の電流検出値Iqr*を出力する。
<ノイズの低減効果>
加算周期Taddが、共振周期の半周期Tr/2に一致していない図16の場合において、ゲインKadを0に設定し、加算周期Tadd前に検出した電流検出値の加算を行うが、追加加算周期Taddad前に検出した電流検出値の加算を行わない場合を説明する。図18に、q軸の電流検出値Iqrに含まれるノイズ成分から、実際の3相の巻線電流をd軸及びq軸の座標系に変換したq軸電流に含まれるノイズ成分までの伝達特性を示す。横軸は、ノイズ成分の周波数であり、縦軸はゲインである。図18には、Kad=0の場合の電流加算処理を行った場合の伝達特性と、電流加算処理を行わない場合の伝達特性と、電流加算処理を行わず、電流フィードバック制御の応答速度を低下した場合(カットオフ周波数を1/10)の伝達特性とを示している。なお、応答速度を低下させない場合は、電流フィードバック制御のカットオフ周波数は600Hzであり、応答速度を低下させる場合は、電流フィードバック制御のカットオフ周波数は60Hzである。また、電流検出周期TIdtが100μsであるため、ナイキスト周波数は、サンプリング周波数の1/2の5000Hzである。
周波数1200Hz以上において、電流加算処理を行わない場合のゲインに比べて、Kad=0の電流加算処理を行う場合のゲインの方が低くなっており、ノイズ低減性能が向上している。周波数2500Hz以上において、Kad=0の電流加算処理を行う場合のゲインが、0から増加しており、周波数3000Hzにおいて、Kad=0の電流加算処理を行う場合のゲインは、0.03になっているが、電流フィードバック制御の応答速度を低下した場合のゲインは、ほぼ0になっている。よって、Kad=0の電流加算処理を行う場合のノイズ低減性能は、電流フィードバック制御の応答速度を低下した場合よりも劣っている。
ゲインKadを0より大きく設定し、加算周期Tadd前に検出した電流検出値の加算に加えて、追加加算周期Taddad前に検出した電流検出値の加算を行う場合を説明する。図19に、Kad=0.25の場合の電流加算処理を行った場合の伝達特性と、電流加算処理を行わない場合の伝達特性と、電流加算処理を行わず、電流フィードバック制御の応答速度を低下した場合(カットオフ周波数を1/10)の伝達特性とを示している。
Kad=0.25の電流加算処理を行う場合は、周波数2500Hz以上において、ゲインの増加を抑制できており、周波数3000Hzにおいて、ゲインをほぼ0になっており、電流フィードバック制御の応答速度を低下した場合と同等のノイズ低減性能を実現できている。よって、加算周期Taddが、共振周期の半周期Tr/2に一致していない場合においても、共振周期の半周期Tr/2に2番目に近い追加加算周期Taddad前に検出した電流検出値を加算することにより、電流検出値の共振周期Trの成分の低減効果を高めることができる。
ゲインKadを、0.25よりも大きくすると、図19の伝達特性よりも高周波数域のノイズ低減性能が向上し、ゲインKadを、0.25よりも小さくすると、図19の伝達特性よりも低周波数域のノイズ低減性能が向上する。よって、必要とされるノイズ低減性能に応じて、ゲインKadを調整すればよい。ここでは、電流フィードバック制御のカットオフ周波数は600Hzに設定されているが、共振周波数の半分以下に設定されるとよい。例えば、共振周波数が3000Hz(Tr=330μs)である場合は、カットオフ周波数は1500Hz以下に設定されればよく、共振周波数が2500Hz(Tr=400μs)である場合は、カットオフ周波数は1250Hz以下に設定されればよい。
4.実施の形態4
実施の形態4に係る制御装置10について説明する。上記の実施の形態1と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転機1及び制御装置10の基本的な構成は実施の形態1と同様であるが、交流回転機1及び制御装置10が、電動パワーステアリング装置100を構成している点が、実施の形態1と異なる。
上記の実施の形態1から3では、交流回転機1及び制御装置10の用途を特に特定していなかった。本実施の形態では、交流回転機1及び制御装置10が、電動パワーステアリング装置100を構成している。電動パワーステアリング装置100は、交流回転機の制御装置10と、交流回転機1と、交流回転機1の駆動力を車両の操舵装置102に伝達する駆動力伝達機構101と、を備えている。
図20に、本実施の形態に係る電動パワーステアリング装置100の概略構成図を示す。交流回転機1のロータの回転軸は、駆動力伝達機構101を介して車輪103の操舵装置102に連結される。例えば、電動パワーステアリング装置100は、運転者が左右に回転するハンドル104と、ハンドル104に連結されて、ハンドル104による操舵トルクを車輪103の操舵装置102に伝達するシャフト105と、シャフト105に取り付けられ、ハンドル104による操舵トルクTsを検出するトルクセンサ106と、交流回転機1の回転軸をシャフト105に連結するウォームギヤ機構等の駆動力伝達機構101と、を備えている。トルクセンサ106の出力信号は、制御装置10(入力回路92)に入力される。
電流指令値算出部35は、トルクセンサ106の出力信号に基づいて検出した操舵トルクTsに基づいて、トルク指令値Trefを算出する。そして、実施の形態1と同様に、電流指令値算出部35は、トルク指令値Tref、電源電圧Vdc、及び回転角速度ω等に基づいて、d軸及びq軸の電流指令値Ido、Iqoを算出する。
交流回転機1の機械的な共振は、交流回転機1のフレーム、或いは交流回転機1、インバータ4、及び制御器6が一体となったパワーパック、或いはフレーム又はパワーパックとギヤ機構を含む電動パワーステアリング装置100において生じる。
例えば、電動パワーステアリング装置100では、交流回転機1の機械的な共振周期Trは、200μsから500μsの範囲内(共振周波数は、2kHzから5kHzの範囲内)になる。好ましくは、共振周期Trは、300μsから400μsの範囲内(共振周波数は、2.5kHzから3.3kHzの範囲内)になればよい。この場合、電流フィードバック制御のカットオフ周波数は、100Hzから1250Hzの範囲内に設定されるとよく、好ましくは、200Hzから800Hzの範囲内に設定されるとよい。この場合に、キャリア周期Tcが、60μs以下に設定されると、電流フィードバック制御の性能を維持しつつ、電流加算処理により電流検出値から共振周期Trの成分を良好に低減することができ、交流回転機1から発生する騒音を低減することができ、低騒音の電動パワーステアリング装置100を得ることができる。
〔その他の実施の形態〕
最後に、本願のその他の実施の形態について説明する。なお、以下に説明する各実施の形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施の形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
(1)上記の実施の形態4では、交流回転機1及び制御装置10が、電動パワーステアリング装置100に用いられる場合を例に説明した。しかし、交流回転機1及び制御装置10は、車輪の動力装置に用いられる等、各種の用途に用いられてもよい。
(2)上記の実施の形態2では、電流加算処理部34は、実施の形態1と同様の電流加算処理により算出された電流加算処理後の電流検出値と、今回検出した電流検出値とを切り替えて出力する場合を例に説明した。しかし、電流加算処理部34は、実施の形態3と同様の電流加算処理により算出された電流加算処理後の電流検出値と、今回検出した電流検出値とを切り替えて出力するように構成されてもよい。
(3)上記の各実施の形態では、変調部363は、式(1)を用いて説明した変調を加える場合を例に説明した。しかし、変調部363は、リンギングにより電流検出誤差が生じるような、式(1)以外の各種の変調を行ってもよい。例えば、変調部363は、次式に示すように、座標変換後の3相の電圧指令値Vuoc、Vvoc、Vwocの最小値Vmin及び最大値Vmaxを判定し、最小値Vmin及び最大値Vmaxの加算値に0.5を乗算して、オフセット電圧Voffを算出し、座標変換後の3相の電圧指令値Vuoc、Vvoc、Vwocからオフセット電圧Voffを減算して、3相の電圧指令値Vuo、Vvo、Vwoを算出してもよい。
Vmin=MIN(Vuoc,Vvoc,Vwoc)
Vmax=MAX(Vuoc,Vvoc,Vwoc)
Voff=0.5×(Vmin+Vmax) ・・・(7)
Vuo=Vuoc-Voff
Vvo=Vvoc-Voff
Vwo=Vwoc-Voff
式(7)の振幅低減変調の挙動を図21に示す。上段のグラフに座標変換後の3相の電圧指令値Vuoc、Vvoc、Vwocを示す。座標変換後の3相の電圧指令値Vuoc、Vvoc、Vwocは、-Vdc/2から+Vdc/2の範囲を超過しており、電圧飽和が生じている。一方、振幅低減変調後の3相の電圧指令値Vuo、Vvo、Vwoでは、-Vdc/2から+Vdc/2の範囲内に収まっており、電圧飽和の発生が防止できている。このような変調を行う場合でも、電圧指令値が+Vdc/2に近づき、負極側のスイッチング素子のオン期間が短くなると、リンギングにより電流検出誤差が生じるので、電流加算処理を行うことにより、電流検出値から共振周期Trの成分を低減でき、交流回転機1の騒音を低減できる。
(4)上記の各実施の形態では、電流加算処理部34は、d軸及びq軸の電流検出値Idr、Iqrに対して電流加算処理を行う場合を例に説明した。しかし、電流加算処理部34は、3相の電流検出値Iur、Ivr、Iwrに対して電流加算処理を行うように構成されてもよい。例えば、実施の形態1に対応する構成では、電流加算処理部34は、今回の電流検出において検出した3相の電流検出値Iur、Ivr、Iwrと、加算周期Tadd前の電流検出において検出した3相の電流検出値Iur、Ivr、Iwrと、をそれぞれ加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後の3相の電流検出値Iur*、Ivr*、Iwr*を算出する。実施の形態3に対応する構成では、電流加算処理部34は、今回の電流検出において検出した3相の電流検出値Iur、Ivr、Iwrと、加算周期Tadd前の電流検出において検出した3相の電流検出値Iur、Ivr、Iwrと、追加加算周期Taddad前に検出した3相の電流検出値Iur、Ivr、Iwrと、をそれぞれ加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後の3相の電流検出値Iur*、Ivr*、Iwr*を算出する。そして、電流座標変換部33は、電流加算処理後の3相の電流検出値Iur*、Ivr*、Iwr*を、磁極位置θに基づいて3相2相変換及び回転座標変換を行って、電流加算処理後のd軸及びq軸の電流検出値Idr*、Iqr*に変換して、電圧指令値算出部36に出力する。
本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、1つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも1つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも1つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
1 交流回転機、3 直流電源、4 インバータ、5 電流検出回路、6 制御器、10 交流回転機の制御装置、100 電動パワーステアリング装置、101 駆動力伝達機構、102 操舵装置、A 第1の自然数、B 第2の自然数、C 第3の自然数、CA キャリア波、TIdt 電流検出周期、T_th 閾値、Tadd 加算周期、Taddad 追加加算周期、Tc キャリア周期、Tr 共振周期、Vdc 電源電圧

Claims (7)

  1. 3相の巻線を有する交流回転機を制御する交流回転機の制御装置であって、
    直流電源の正極側に接続される正極側のスイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続される負極側のスイッチング素子とが直列接続され、直列接続の接続点が対応する相の前記巻線に接続される直列回路を、3相各相に対応して3セット設けたインバータと、
    少なくとも2相の前記負極側のスイッチング素子に直列接続された抵抗を有する電流検出回路と、
    3相の電圧指令値を算出し、前記3相の電圧指令値のそれぞれとキャリア周期で振動するキャリア波とを比較することにより、前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御器と、を備え、
    前記制御器は、前記負極側のスイッチング素子がオンになる、前記キャリア周期の第1の自然数倍の周期である電流検出周期で、前記電流検出回路の出力信号に基づいて、前記3相の巻線に流れる電流を検出し、今回検出した電流検出値と、前記電流検出周期の第2の自然数倍の周期である加算周期前に検出した電流検出値とを加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後の電流検出値を算出し、前記電流加算処理後の電流検出値に基づいて、前記3相の電圧指令値を算出し、
    前記第2の自然数は、前記加算周期が、前記交流回転機の機械的な共振周期の半周期に最も近づく自然数に設定されている交流回転機の制御装置。
  2. 前記制御器は、各相について、前記キャリア波が前記電圧指令値を上回った場合は、前記負極側のスイッチング素子をオンし、前記キャリア波が前記電圧指令値を下回った場合は、前記負極側のスイッチング素子をオフし、
    前記キャリア波が山の頂点になる前記電流検出周期毎のタイミングで、電流を検出する請求項1に記載の交流回転機の制御装置。
  3. 前記制御器は、電流検出毎に、3相の巻線の電流検出値を、前記交流回転機のロータの磁極位置に同期して回転するd軸及びq軸の座標系上のd軸及びq軸の電流検出値に変換し、今回の電流検出において算出した前記d軸及びq軸の電流検出値と、前記加算周期前の電流検出において算出した前記d軸及びq軸の電流検出値と、をそれぞれ加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後のd軸及びq軸の電流検出値を算出し、前記電流加算処理後のd軸及びq軸の電流検出値に基づいて、前記3相の電圧指令値を算出する請求項1又は2に記載の交流回転機の制御装置。
  4. 前記制御器は、今回検出した電流検出値と、前記加算周期前に検出した電流検出値と、前記電流検出周期の第3の自然数倍の周期である追加加算周期前に検出した電流検出値とを加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後の電流検出値を算出し、
    前記第3の自然数は、前記追加加算周期が、前記交流回転機の機械的な共振周期の半周期に2番目に近づく自然数に設定されている請求項1から3のいずれか一項に記載の交流回転機の制御装置。
  5. 前記制御器は、いずれかの相の前記負極側のスイッチング素子の前記キャリア周期内のオン期間が、予め設定された閾値を下回る場合は、前記電流加算処理後の電流検出値に基づいて、前記3相の電圧指令値を算出し、いずれの相の前記負極側のスイッチング素子の前記キャリア周期内のオン期間も、前記閾値を下回らない場合は、今回検出した電流検出値に基づいて、前記3相の電圧指令値を算出する請求項1から4のいずれか一項に記載の交流回転機の制御装置。
  6. 前記制御器は、前記3相の電圧指令値の平均値が、前記キャリア波の振動中心値よりも小さくなるように、前記3相の電圧指令値を等しくオフセットし、オフセット後の3相の電圧指令値のそれぞれと前記キャリア波とを比較することにより、前記スイッチング素子をオンオフ制御する請求項1から5のいずれか一項に記載の交流回転機の制御装置。
  7. 請求項1から6のいずれか一項に記載の交流回転機の制御装置と、
    前記交流回転機と、
    前記交流回転機の駆動力を車両の操舵装置に伝達する駆動力伝達機構と、を備え、
    前記キャリア周期は、60μs以下に設定され、
    前記交流回転機の機械的な前記共振周期は、200μsから500μsの範囲内である電動パワーステアリング装置。
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