JP7203253B2 - 交流回転機の制御装置、及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本願は、交流回転機の制御装置、及び電動パワーステアリング装置に関するものである。

従来の交流回転機の制御装置及び電動パワーステアリング装置として、特許文献１の技術が知られている。特許文献１では、インバータの負極側のスイッチング素子に直列接続された電流検出用抵抗素子の出力信号に基づいて電流を検出するように構成されている。特許文献１の技術では、キャリア周期において、２以上の固定タイミングで電流を検出することにより、スイッチングノイズにより生じる誤差を含まないように電流を取得すると共に、特許文献１の図１２、図１３、図１４、図１５、図１６、図２３、図２４、図２５、図２６に示されているように、３相の電圧指令値の最大値が、電源電圧の半分値Ｖｄｃ／２に一致するように、３相の電圧指令値をオフセットさせている。

特許第６２６６１６１号（請求項１、請求項２、図１２）

しかしながら、特許文献１の技術では、電流検出の誤差を低減できるが、負極側のスイッチング素子に電流検出用抵抗素子が直列接続されたインバータにおいて、３相の電圧指令値の最大値が、電源電圧の半分値Ｖｄｃ／２に一致するように、３相の電圧指令値をオフセットさせると、交流回転機の出力トルクに重畳する３次のリップル成分が大きくなる問題が生じる。そのため、３次のトルクリップル成分の増加を抑制しつつ、電流検出の誤差を低減するためには、特許文献１とは別の方法を検討する必要がある。

ところで、電流検出値の誤差成分に含まれる様々な周波数のうち、交流回転機の機械的な共振周波数に近い周波数の誤差成分は、交流回転機の騒音になりやすい。よって、特に、電流検出値に含まれる共振周期の誤差成分を低減することが望まれる。

そこで、交流回転機の機械的な共振周期に近い電流検出値の誤差成分を低減することができる交流回転機の制御装置、及び電動パワーステアリング装置が望まれる。

本願に係る交流回転機の制御装置は、３相の巻線を有する交流回転機を制御する交流回転機の制御装置であって、
直流電源の正極側に接続される正極側のスイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続される負極側のスイッチング素子とが直列接続され、直列接続の接続点が対応する相の前記巻線に接続される直列回路を、３相各相に対応して３セット設けたインバータと、
少なくとも２相の前記負極側のスイッチング素子に直列接続された抵抗を有する電流検出回路と、
３相の電圧指令値を算出し、前記３相の電圧指令値のそれぞれとキャリア周期で振動するキャリア波とを比較することにより、前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御器と、を備え、
前記制御器は、前記負極側のスイッチング素子がオンになる、前記キャリア周期の第１の自然数倍の周期である電流検出周期で、前記電流検出回路の出力信号に基づいて、前記３相の巻線に流れる電流を検出し、今回検出した電流検出値と、前記電流検出周期の第２の自然数倍の周期である加算周期前に検出した電流検出値と、を加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後の電流検出値を算出し、前記電流加算処理後の電流検出値に基づいて、前記３相の電圧指令値を算出し、
前記第２の自然数は、前記加算周期が、前記交流回転機の機械的な共振周期の半周期に最も近づく自然数に設定されているものである。

また、本願に係る電動パワーステアリング装置は、
上記の交流回転機の制御装置と、
前記交流回転機と、
前記交流回転機の駆動力を車両の操舵装置に伝達する駆動力伝達機構と、を備え、
前記キャリア周期は、６０μｓ以下に設定され、
前記交流回転機の機械的な前記共振周期は、２００μｓから５００μｓの範囲内である。

電流検出値の共振周期の成分は、共振周期の半周期で位相が反転する。よって、今回検出した電流検出値と、共振周期の半周期前に検出した電流検出値とを加算することで、電流検出値の共振周期の成分を相殺することができる。本願に係る交流回転機の制御装置及び電動パワーステアリング装置によれば、第２の自然数は、加算周期が、交流回転機の機械的な共振周期の半周期に最も近づく自然数に設定されている。よって、今回検出した電流検出値と、加算周期前に検出した電流検出値とを加算することで、電流検出値の共振周期の成分を低減することができる。その結果、交流回転機の騒音の発生を抑制することができる。

実施の形態１に係る交流回転機及び交流回転機の制御装置の概略構成図である。 実施の形態１に係る制御器のハードウェア構成図である。 実施の形態１に係る振幅低減変調による３相の電圧指令値の挙動を示すタイムチャートである。 比較例に係る振幅低減変調による出力トルクの挙動を示すタイムチャートである。 実施の形態１に係る振幅低減変調による出力トルクの挙動を示すタイムチャートである。 実施の形態１に係るＰＷＭ制御挙動及び電流検出タイミングを説明するタイムチャートである。 実施の形態１に係るＰＷＭ制御挙動及び電流検出タイミングを説明するタイムチャートである。 実施の形態１に係るリンギングの影響を説明するためのタイムチャートである。 実施の形態１に係るリンギングの影響が生じる場合のＰＷＭ制御挙動及び電流検出タイミングを説明するタイムチャートである。 比較例に係る電流加算処理を行わない場合の制御挙動を示すタイムチャートである。 実施の形態１に係る交流回転機の騒音の周波数特性を示す図である。 実施の形態１に係る電流検出値に含まれる共振周期の成分と加算周期とを説明するタイムチャートである。 実施の形態１に係る電流加算処理部のブロック図である。 実施の形態２に係る電流加算処理部の処理を説明するためのフローチャートである。 実施の形態２に係る電流加算処理部のブロック図である。 実施の形態３に係る電流検出値に含まれる共振周期の成分と加算周期とを説明するタイムチャートである。 実施の形態３に係る電流加算処理部のブロック図である。 比較例に係る電流検出値のノイズ成分に対する伝達特性を示す図である。 実施の形態３に係る電流検出値のノイズ成分に対する伝達特性を示す図である。 実施の形態４に係る電動パワーステアリング装置の概略構成図である。 その他の実施の形態に係る振幅低減変調による３相の電圧指令値の挙動を示すタイムチャートである。

１．実施の形態１
実施の形態１に係る交流回転機の制御装置１０（以下、単に制御装置１０と称す）について図面を参照して説明する。図１は、本実施の形態に係る交流回転機１及び制御装置１０の概略構成図である。

１－１．交流回転機１
交流回転機１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを有している。交流回転機１は、ステータと、ステータの径方向内側に配置されたロータと、を備えている。ステータには、３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗが巻装されている。本実施の形態では、ロータには永久磁石が設けられており、永久磁石式の同期回転機とされている。なお、交流回転機１は、ロータに電磁石が設けられている界磁巻線型の同期回転機、又はロータに永久磁石が設けられていない誘導機であってもよい。３相の巻線は、スター結線されてもよいし、デルタ結線されてもよい。

ロータには、ロータの回転角度を検出するための回転検出回路２が備えられている。回転検出回路２には、レゾルバ、エンコーダ、ＭＲセンサ等が用いられる。回転検出回路２の出力信号は、制御器６に入力される。

１－２．インバータ４
インバータ４は、直流電源３の正極側に接続される正極側のスイッチング素子ＳＰと直流電源３の負極側に接続される負極側のスイッチング素子ＳＮとが直列接続された直列回路（レッグ）を、３相各相に対応して３セット設けている。そして、各相の直列回路における２つのスイッチング素子の接続点が、対応する相の巻線に接続されている。

具体的には、Ｕ相の直列回路では、Ｕ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｕとＵ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｕとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＵ相の巻線Ｃｕに接続されている。Ｖ相の直列回路では、Ｖ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｖとＶ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｖとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＶ相の巻線Ｃｖに接続されている。Ｗ相の直列回路では、Ｗの正極側のスイッチング素子ＳＰｗとＷ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｗとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＷ相の巻線Ｃｗに接続されている。

スイッチング素子には、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ダイオードが逆並列接続されたバイポーラトランジスタ等が用いられる。各スイッチング素子のゲート端子は、ゲート駆動回路等を介して、制御器６に接続されている。各スイッチング素子は、制御器６から出力されたスイッチング信号ＧＰｕ～ＧＮｗによりオン又はオフされる。

直流電源３は、インバータ４に電源電圧Ｖｄｃを出力する。直流電源３として、バッテリー、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、電源電圧Ｖｄｃを出力する機器であれば、どのような機器であってもよい。直流電源３には、電源電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサが設けられ、電圧センサの出力信号が制御装置１０に入力されてもよい。制御装置１０は、検出した電源電圧Ｖｄｃを用いて、制御を行ってもよい。

１－３．電流検出回路５
少なくとも２相の負極側のスイッチング素子に直列接続された抵抗を有する電流検出回路５が備えられている。本実施の形態では、電流検出回路５は、３相の負極側のスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗを流れる電流を検出するように構成されている。電流検出回路５は、各相の負極側のスイッチング素子に直列接続されたシャント抵抗５ｕ、５ｖ、５ｗを有している。Ｕ相のシャント抵抗５ｕは、Ｕ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｕの負極側に直列接続されており、Ｖ相のシャント抵抗５ｖは、Ｖ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｖの負極側に直列接続されており、Ｗ相のシャント抵抗５ｗは、Ｗ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｗの負極側に直列接続されている。各相のシャント抵抗５ｕ、５ｖ、５ｗの両端電位差ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗが、制御器６に入力される。

なお、各シャント抵抗は、負極側のスイッチング素子の正極側に直列接続されてもよい。また、電流検出回路５は、いずれか２相の負極側のスイッチング素子を流れる電流を検出するように構成されてもよい。この場合は、３相の巻線電流の合計値がゼロになることを利用し、制御器６は、２相の電流検出値に基づいて、残りの１相の電流を算出してもよい。例えば、電流検出回路５が、Ｕ相及びＶ相の電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒを検出し、制御器６は、Ｗ相の電流Ｉｗｒを、Ｉｗｒ＝－Ｉｕｒ－Ｉｖｒにより算出してもよい。

１－４．制御器６
制御器６は、インバータ４を介して交流回転機１を制御する。図１に示すように、制御器６は、回転検出部３１、電流検出部３２、電流座標変換部３３、電流加算処理部３４、電流指令値算出部３５、電圧指令値算出部３６、及びＰＷＭ制御部３７等を備えている。制御器６の各機能は、制御器６が備えた処理回路により実現される。具体的には、制御器６は、図２に示すように、処理回路として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置９０（コンピュータ）、演算処理装置９０とデータのやり取りする記憶装置９１、演算処理装置９０に外部の信号を入力する入力回路９２、及び演算処理装置９０から外部に信号を出力する出力回路９３等を備えている。

演算処理装置９０として、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等が備えられてもよい。また、演算処理装置９０として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置９１として、演算処理装置９０からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置９０からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入力回路９２は、回転検出回路２、電流検出回路５等の各種のセンサ、スイッチが接続され、これらセンサ、スイッチの出力信号を演算処理装置９０に入力するＡ／Ｄ変換器等を備えている。出力回路９３は、スイッチング素子をオンオフ駆動するゲート駆動回路等の電気負荷が接続され、これら電気負荷に演算処理装置９０から制御信号を出力する駆動回路等を備えている。

そして、制御器６が備える図１の各制御部３１～３７等の各機能は、演算処理装置９０が、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されたソフトウェア（プログラム）を実行し、記憶装置９１、入力回路９２、及び出力回路９３等の制御器６の他のハードウェアと協働することにより実現される。なお、各制御部３１～３７等が用いるゲイン、閾値等の設定データは、ソフトウェア（プログラム）の一部として、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されている。以下、制御器６の各機能について詳細に説明する。

＜回転検出部３１＞
回転検出部３１は、電気角でのロータの磁極位置θ（ロータの回転角度θ）及び回転角速度ωを検出する。本実施の形態では、回転検出部３１は、回転検出回路２の出力信号に基づいて、ロータの磁極位置θ（回転角度θ）及び回転角速度ωを検出する。磁極位置は、ロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに設定される。なお、回転検出部３１は、電流指令値に高調波成分を重畳することによって得られる電流情報等に基づいて、回転センサを用いずに、回転角度（磁極位置）を推定するように構成されてもよい（いわゆる、センサレス方式）。

＜電流検出部３２＞
電流検出部３２は、電流検出回路５の出力信号に基づいて、３相の巻線に流れる電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。電流検出部３２は、各相のシャント抵抗の両端電位差を、シャント抵抗の抵抗値で除算して、各相の巻線の電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。

電流検出回路５は、負極側のスイッチング素子を流れる電流を検出するので、電流検出部３２は、負極側のスイッチング素子がオンになるタイミングで、電流を検出する。また、後述するＰＷＭ制御部３７において、キャリア周期Ｔｃ毎に負極側のスイッチング素子がオンにされる。よって、電流検出部３２は、負極側のスイッチング素子がオンになる、キャリア周期Ｔｃの第１の自然数Ａ倍の周期である電流検出周期ＴＩｄｔ（＝Ａ×Ｔｃ）で、電流検出回路５の出力信号に基づいて、３相の巻線の電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。本実施の形態では、電流検出回路５は、キャリア波ＣＡが山の頂点になる電流検出周期ＴＩｄｔ毎のタイミングで、電流を検出する。

＜電流座標変換部３３＞
電流座標変換部３３は、電流検出毎に、３相の巻線の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、ｄ軸及びｑ軸の座標系上のｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに変換する。ｄ軸及びｑ軸の座標系は、ロータの磁極位置に同期して回転する２軸の回転座標系である。ｄ軸は、磁極位置θ（Ｎ極）の方向に定められ、ｑ軸は、ｄ軸より電気角で９０°進んだ方向に定められる。具体的には、電流座標変換部３３は、３相の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、磁極位置θに基づいて３相２相変換及び回転座標変換を行って、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに変換する。

＜電流加算処理部３４＞
詳細は後述するが、電流加算処理部３４は、電流検出毎に、電流検出値に対して、電流加算処理を行って、電流加算処理後の電流検出値を算出する。本実施の形態では、電流加算処理部３４は、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに対して、電流加算処理を行って、電流加算処理後のｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ＊、Ｉｑｒ＊を算出する。

＜電流指令値算出部３５＞
電流指令値算出部３５は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏ及びｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを算出する。本実施の形態では、電流指令値算出部３５は、トルク指令値Ｔｒｅｆ、電源電圧Ｖｄｃ、及び回転角速度ω等に基づいて、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを算出する。最大トルク電流制御、最大トルク電圧制御、弱め磁束制御、及びＩｄ＝０制御などの公知の電流ベクトル制御方法に従って、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏが算出される。例えば、Ｉｄ＝０制御が行われる場合は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏがゼロに設定され（Ｉｄｏ＝０）、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏが、トルク指令値Ｔｒｅｆに変換係数を乗算した値にされる。トルク指令値Ｔｒｅｆは、制御器６内で演算されてもよいし、外部の制御装置から伝達されてもよい。

＜電圧指令値算出部３６＞
電圧指令値算出部３６は、電流検出毎に、電流の検出値が、電流指令値に近づくように、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを変化させる。本実施の形態では、電圧指令値算出部３６は、ｄｑ軸電圧指令値算出部３６１、電圧座標変換部３６２、及び変調部３６３を備えている。

ｄｑ軸電圧指令値算出部３６１は、電流加算処理後のｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ＊がｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに近づき、電流加算処理後のｑ軸の電流検出値Ｉｑｒ＊がｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに近づくように、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを、ＰＩ制御等により変化させる電流フィードバック制御を行う。なお、ｄ軸電流とｑ軸電流の非干渉化のため等のフィードフォワード制御が行われてもよい。

電圧座標変換部３６２は、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを、磁極位置θに基づいて、固定座標変換及び２相３相変換を行って、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃに変換する。この座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃは、正弦波になる。

変調部３６３は、正弦波の座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃに対して変調を加えて、最終的な３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出する。変調部３６３は、座標変換後の３相の電圧指令値に対して、３相の電圧指令値の線間電圧を維持しつつ、３相の電圧指令値の振幅を低減する振幅低減変調を加える。

本実施の形態では、変調部３６３は、３相の電圧指令値の平均値が、キャリア波ＣＡの振動中心値よりも小さくなるように、３相の電圧指令値を等しくオフセットする振幅低減変調を加える。変調部３６３は、次式に示すように、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃの最小値Ｖｍｉｎを判定し、最小値Ｖｍｉｎに電源電圧Ｖｄｃの半分値を加算してオフセット電圧Ｖｏｆｆを算出し、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃからオフセット電圧Ｖｏｆｆを減算して、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出する。
Ｖｍｉｎ＝ＭＩＮ（Ｖｕｏｃ，Ｖｖｏｃ，Ｖｗｏｃ）
Ｖｏｆｆ＝０．５×Ｖｄｃ＋Ｖｍｉｎ
Ｖｕｏ＝Ｖｕｏｃ－Ｖｏｆｆ ・・・（１）
Ｖｖｏ＝Ｖｖｏｃ－Ｖｏｆｆ
Ｖｗｏ＝Ｖｗｏｃ－Ｖｏｆｆ

式（１）の振幅低減変調の挙動を図３に示す。上段のグラフに座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃを示す。座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃは、－Ｖｄｃ／２から＋Ｖｄｃ／２の範囲を超過しており、電圧飽和が生じている。一方、振幅低減変調後の３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏでは、電圧が最も小さい相の電圧指令値が、－Ｖｄｃ／２に一致するように、オフセットされており、電圧飽和の発生が防止できている。

＜変調方式によるトルク変動の差異＞
図４に、特許文献１のように、電圧が最も大きい相の電圧指令値が、＋Ｖｄｃ／２に一致するように、オフセットさせた場合の比較例に係る出力トルクの挙動を示す。一方、図５に、本実施の形態において、電圧が最も小さい相の電圧指令値が、－Ｖｄｃ／２に一致するように、オフセットさせた場合の出力トルクの挙動を示す。図４及び図５において、上段のグラフに、変調後の３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを示している。中段のグラフに、３相巻線に流れる３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを示している。下段のグラフに、交流回転機１の出力トルクを示している。

図４の比較例及び図５の本実施の形態においても、出力トルクに３次のリップル成分が重畳している。しかし、図４の比較例の場合の方が、本実施の形態の場合よりも、３次のリップル成分の振幅が約３倍大きくなっている。これは、本実施の形態ように、シャント抵抗が負極側のスイッチング素子に直列接続されたインバータでは、正極側のスイッチング素子のオン時のインバータ内の電圧降下よりも、負極側のスイッチング素子のオン時のインバータ内の電圧降下が大きくなり、両者がアンバランスになるためである。詳しい説明を省略するが、このアンバランスにより、結果として、特許文献１のような比較例の場合では、３次のリップル成分の振幅が大きくなるので、本実施の形態の変調方式が望ましい。しかし、後述するように、本実施の形態の変調方式では、負極側のスイッチング素子のオン期間が短くなる場合があり、リンギングによる電流検出誤差が生じるので、電流加算処理によりその対策が取られている。

＜ＰＷＭ制御部３７＞
ＰＷＭ制御部３７は、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏのそれぞれとキャリア周期Ｔｃで振動するキャリア波ＣＡとを比較することにより、スイッチング素子をオンオフ制御する。キャリア波ＣＡは、キャリア周期Ｔｃで０を中心に電源電圧の半分値Ｖｄｃ／２の振幅で振動する三角波とされている。

図６に示すように、ＰＷＭ制御部３７は、各相について、キャリア波ＣＡが電圧指令値を下回った場合は、正極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＧＰをオン（本例では、１）して、正極側のスイッチング素子をオンし、キャリア波ＣＡが電圧指令値を上回った場合は、正極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＧＰをオフ（本例では、０）して、正極側のスイッチング素子をオフする。一方、ＰＷＭ制御部３７は、各相について、キャリア波ＣＡが電圧指令値を下回った場合は、負極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＧＮをオフ（本例では、０）して、負極側のスイッチング素子をオフして、負極側のスイッチング素子をオフし、キャリア波ＣＡが電圧指令値を上回った場合は、負極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＧＮをオン（本例では、１）して、負極側のスイッチング素子をオンする。なお、各相について、正極側のスイッチング素子のオン期間と負極側のスイッチング素子のオン期間との間には、正極側及び負極側のスイッチング素子の双方をオフにする短絡防止期間（デッドタイム）が設けられてもよい。

図６に示すように、キャリア波ＣＡの山の頂点を中心にした区間Ｄにおいて、３相全ての負極側のスイッチング信号ＧＮｕ、ＧＮｖ、ＧＮｗがオンになっており、この区間Ｄにおいて、電流検出回路５により３相の巻線に流れる電流を検出できる。本実施の形態では、上述したように、電流検出部３２は、キャリア波ＣＡの山の頂点のタイミングで、電流を検出するように構成されている。図６の例では、第１の自然数Ａは１に設定され、電流検出周期ＴＩｄｔは、キャリア周期Ｔｃの１倍の周期に設定され、全てのキャリア波ＣＡの山の頂点で、電流が検出される。

或いは、図７に示すように、第１の自然数Ａは２に設定され、電流検出周期ＴＩｄｔは、キャリア周期Ｔｃの２倍の周期に設定され、１つおきのキャリア波ＣＡの山の頂点で、電流が検出されてもよい。

＜リンギングによる電流の検出誤差＞
図８に示すように、スイッチング素子をオンした直後、電流が振動するリンギングと呼ばれる現象が生じる。いずれかの相に生じたリンギングは、他の相の電流にも影響する。例えば、リンギングは、スイッチング素子のオン後、数μｓの間生じる。電圧指令値が大きくなるに従って、負極側のスイッチング素子のオン期間が短くなる。オン期間が、リンギングの発生期間の２倍値よりも短くなると、電流の検出タイミングが、リンギングに重なり、各相の電流検出値に検出誤差が生じる。

例えば、図９の例では、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕｏが、電源電圧の半分値Ｖｄｃ／２に近い大きな値になっている。その結果、Ｕ相の負極側のスイッチング信号ＧＮｕのオン期間が短くなり、Ｕ相の電流検出値Ｉｕｒにリンギングによる検出誤差が生じる。また、他のＶ相及びＷ相の電流検出値Ｉｖｒ、Ｉｗｒにも、Ｕ相の電流のリンギングの影響により、検出誤差が生じる。

なお、電流検出部３２は、いずれかの相の負極側のスイッチング素子のオン期間が、予め設定された閾値（例えば、５μｓ）よりも短い場合は、他の２相の電流検出値に基づいて、オン期間が閾値より短くなった相の電流検出値を算出してもよい。例えば、Ｕ相の負極側のスイッチング信号ＧＮｕのオン期間が閾値よりも短い場合は、Ｉｕｒ＝－Ｉｖｒ－Ｉｗｒにより、Ｕ相の電流検出値Ｉｕｒを算出してもよい。この場合でも、他の２相の電流検出値にもリンギングによる検出誤差が生じるため、リンギングによる検出誤差をゼロにできない。

図１０に、電流加算処理部３４による電流加算処理を行わない比較例における制御挙動を示す。回転角速度が増加するに従って、３相の電圧指令値の振幅が増加していく。時刻ｔ０１までは、３相の電圧指令値の振幅最大値が、電源電圧の半分値Ｖｄｃ／２よりも低く、リンギングの影響による電流検出誤差が生じておらず、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｒにノイズ成分があまり生じていない。時刻ｔ０１から時刻ｔ０２まで、３相の電圧指令値の振幅最大値が、電源電圧の半分値Ｖｄｃ／２に近づくに従って、リンギングの影響による電流検出誤差が次第に増加し、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｒのノイズ成分が次第に増加している。

時刻ｔ０３以降は、ノイズの発生挙動を観察するため、回転角速度の増加を止め、一定の条件に設定している。時刻ｔ０３以降の所定の期間を拡大した図を下側に示している。この図に示すように、変調後の３相の電圧指令値の最大値が、電源電圧の半分値Ｖｄｃ／２に到達しており、負極側のスイッチング素子のオン期間が短くなる期間が生じ、リンギングによる電流検出誤差が生じる状態になっている。その結果、３相の電流検出値を座標変換したｑ軸の電流検出値Ｉｑｒのノイズ成分が大きくなっていることがわかる。なお、図示していないが、同様に、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒのノイズ成分も大きくなる。

そして、ノイズ成分の重畳したｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒを用いて電流フィードバック制御を行うと、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏにノイズ成分が重畳し、交流回転機１の出力トルクにリップル成分が重畳する。

このリンギングによる電流検出値のノイズ成分に対する対策として、次の（Ａ）、（Ｂ）が考えられる。
（Ａ）ｄｑ軸の電流フィードバック制御の応答速度を低下させ、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒのノイズ成分に対する感度を低下させ、３相の電圧指令値にノイズ成分が重畳しないようにする。
（Ｂ）図４に示したように、本実施の形態とは逆に、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃの最大相の電圧指令値を、電源電圧の半分値Ｖｄｃ／２に一致させる変調を加える。

対策（Ａ）では、電流フィードバック制御の応答速度を低下させると、電流フィードバック制御の追従性能が悪化するため、選択できない。対策（Ｂ）では、３相の電圧指令値が、Ｖｄｃ／２に一致している期間では、負極側のスイッチング素子が常時オフになるため、リンギングが生じないが、上述したように、負極側のスイッチング素子にシャント抵抗が直列接続されたインバータでは、３次のトルクリップル成分が大きくなるため、選択できない。

＜交流回転機の機械的な共振周期と、電流検出値のノイズ成分＞
そのため、本実施の形態では、対策（Ａ）、（Ｂ）ではなく、電流加算処理部３４の電流加算処理が行われる。図１１は、電流のノイズ成分に対する、交流回転機１の騒音の感度特性の測定結果である。縦軸のゲインが大きいほど、電流のノイズ成分の振幅に対して、交流回転機１の騒音が大きくなる。この交流回転機１では、２５００Ｈｚ近傍にピークが存在する。これは、交流回転機１のフレームの機械的な共振周波数が２５００Ｈｚ付近（共振周期Ｔｒは、４００μｓ）であることによる。

なお、交流回転機１の機械的な共振は、交流回転機１のフレーム、或いは交流回転機１、インバータ４、及び制御器６が一体となったパワーパック、或いはフレーム又はパワーパックとギヤ機構とを含む動力装置等において生じる。

電流検出値のノイズ成分に含まれる様々な周波数のうち、交流回転機１の機械的な共振周波数に近い周波数のノイズ成分は、交流回転機１の騒音になりやすい。よって、電流検出値に含まれる交流回転機１の機械的な共振周期Ｔｒの成分を低減することが望まれる。

＜電流加算処理＞
電流加算処理の原理について説明する。図１２に、電流検出値に含まれる共振周期Ｔｒの成分の模式的な波形を示す。電流検出値の共振周期Ｔｒの成分は、共振周期の半周期Ｔｒ／２で、位相が反転する。よって、今回検出した電流検出値と、共振周期の半周期Ｔｒ／２前に検出した電流検出値とを加算することで、電流検出値の共振周期Ｔｒの成分を相殺することができる。

そこで、電流加算処理部３４は、今回検出した電流検出値と、電流検出周期ＴＩｄｔの第２の自然数Ｂ倍の周期である加算周期Ｔａｄｄ（＝Ｂ×ＴＩｄｔ）前に検出した電流検出値とを加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後の電流検出値を算出する。第２の自然数Ｂは、加算周期Ｔａｄｄが、交流回転機１の機械的な共振周期の半周期Ｔｒ／２に最も近づく自然数に設定されている。

理想的には、第２の自然数Ｂは、加算周期Ｔａｄｄが、共振周期の半周期Ｔｒ／２に一致する自然数に設定されればよいが、一致しない場合は、キャリア周期Ｔｃを変化させる必要がある。上記のように、第２の自然数Ｂが、加算周期Ｔａｄｄが共振周期の半周期Ｔｒ／２に最も近づく自然数に設定されれば、加算周期Ｔａｄｄと共振周期の半周期Ｔｒ／２との近さに応じて、電流検出値の共振周期Ｔｒの成分の低減効果がある。

低減効果を生じるためには、次式に示すように、加算周期Ｔａｄｄは、共振周期の１／４周期Ｔｒ／４から共振周期の３／４周期Ｔｒ×３／４の間に設定されればよい。
Ｔｒ／４＜Ｔａｄｄ＜Ｔｒ×３／４ ・・・（２）

例えば、次式に示すように、共振周期Ｔｒが４００μｓであり、キャリア周期Ｔｃが５０μｓであり、第１の自然数Ａが２であり、電流検出周期ＴＩｄｔが１００μｓである場合は、第２の自然数Ｂが２に設定され、加算周期Ｔａｄｄは、共振周期の半周期２００ｕｓに一致する２００μｓに設定される。なお、加算周期Ｔａｄｄは、共振周期の半周期Ｔｒ／２に一致していなくてもよい。
Ｔｒ＝４００μｓ
Ｔｃ＝５０μｓ ・・・（３）
ＴＩｄｔ＝Ａ×Ｔｃ＝２×５０μｓ＝１００μｓ
Ｔａｄｄ＝Ｂ×ＴＩｄｔ＝２×１００μｓ＝２００μｓ

本実施の形態では、電流加算処理部３４は、今回の電流検出において算出したｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒと、加算周期Ｔａｄｄ前の電流検出において算出したｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒと、をそれぞれ加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後のｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ＊、Ｉｑｒ＊を算出する。

本実施の形態では、電流加算処理部３４は、次式に示すように、今回の電流検出において算出したｄ軸の電流検出値Ｉｄｒと、加算周期Ｔａｄｄ前の電流検出において算出したｄ軸の電流検出値Ｉｄｒとを加算して、ｄ軸電流の加算値ＳＩｄｒを算出し、ｄ軸電流の加算値ＳＩｄｒに０．５を乗算して、電流加算処理後のｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ＊を算出する。電流加算処理部３４は、次式に示すように、今回の電流検出において算出したｑ軸の電流検出値Ｉｑｒと、加算周期Ｔａｄｄ前の電流検出において算出したｑ軸の電流検出値Ｉｑｒとを加算して、ｑ軸電流の加算値ＳＩｑｒを算出し、ｑ軸電流の加算値ＳＩｑｒに０．５を乗算して、電流加算処理後のｑ軸の電流検出値Ｉｑｒ＊を算出する。
ＳＩｄｒ（ｔ）＝Ｉｄｒ（ｔ）＋Ｉｄｒ（ｔ－Ｔａｄｄ）
Ｉｄｒ＊（ｔ）＝０．５×ＳＩｄｒ（ｔ） ・・・（４）
ＳＩｑｒ（ｔ）＝Ｉｑｒ（ｔ）＋Ｉｑｒ（ｔ－Ｔａｄｄ）
Ｉｑｒ＊（ｔ）＝０．５×ＳＩｑｒ（ｔ）

電流加算処理により、加算周期Ｔａｄｄの２倍周期の成分が相殺されるが、加算周期Ｔａｄｄの２倍周期以外の成分が２倍になる。そのため、加算値を０．５倍することにより、共振周期Ｔｒに対応して設定された加算周期Ｔａｄｄの２倍周期の成分を低減した、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ＊、Ｉｑｒ＊を算出することができる。

本実施の形態では、図１３に示すように、電流加算処理部３４は、ｄ軸電流の遅延器３４ａ、ｄ軸電流の加算器３４ｂ、ｄ軸電流のゲイン乗算器３４ｃ、ｑ軸電流の遅延器３４ｄ、ｑ軸電流の加算器３４ｅ、及びｑ軸電流のゲイン乗算器３４ｆを備えている。電流加算処理部３４は、電流検出周期ＴＩｄｔ毎に動作する離散制御器であり、演算周期は、電流検出周期ＴＩｄｔである。

ｄ軸電流の遅延器３４ａ及びｄ軸電流の加算器３４ｂには、今回の演算周期（電流検出周期ＴＩｄｔ）で検出されたｄ軸の電流検出値Ｉｄｒが入力される。ｄ軸電流の遅延器３４ａは、入力されたｄ軸の電流検出値Ｉｄｒを、加算周期Ｔａｄｄだけ遅延して出力する。ｄ軸電流の遅延器３４ａは、第２の自然数Ｂ個の遅延器を有しており、今回の演算周期で、第２の自然数Ｂの演算周期（電流検出周期ＴＩｄｔ）前に入力されたｄ軸の電流検出値Ｉｄｒを出力する。ｄ軸電流の加算器３４ｂは、今回の演算周期で検出されたｄ軸の電流検出値Ｉｄｒと、ｄ軸電流の遅延器３４ａから出力された、加算周期Ｔａｄｄ前に検出されたｄ軸の電流検出値Ｉｄｒとを加算し、ｄ軸電流の加算値ＳＩｄｒを出力する。ｄ軸電流のゲイン乗算器３４ｃは、ｄ軸電流の加算値ＳＩｄｒにゲイン０．５を乗算して、電流加算処理後のｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ＊を出力する。

ｑ軸電流の遅延器３４ｄ及びｑ軸電流の加算器３４ｅには、今回の演算周期（電流検出周期ＴＩｄｔ）で検出されたｑ軸の電流検出値Ｉｑｒが入力される。ｑ軸電流の遅延器３４ｄは、入力されたｑ軸の電流検出値Ｉｑｒを、加算周期Ｔａｄｄだけ遅延して出力する。ｑ軸電流の遅延器３４ｄは、第２の自然数Ｂ個の遅延器を有しており、今回の演算周期で、第２の自然数Ｂの演算周期（電流検出周期ＴＩｄｔ）前に入力されたｑ軸の電流検出値Ｉｑｒを出力する。ｑ軸電流の加算器３４ｅは、今回の演算周期で検出されたｑ軸の電流検出値Ｉｑｒと、ｑ軸電流の遅延器３４ｄから出力された、加算周期Ｔａｄｄ前に検出されたｑ軸の電流検出値Ｉｑｒとを加算し、ｑ軸電流の加算値ＳＩｑｒを出力する。ｑ軸電流のゲイン乗算器３４ｆは、ｑ軸電流の加算値ＳＩｑｒにゲイン０．５を乗算して、電流加算処理後のｑ軸の電流検出値Ｉｑｒ＊を出力する。

２．実施の形態２
実施の形態２に係る制御装置１０について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転機１及び制御装置１０の基本的な構成は実施の形態１と同様であるが、電流加算処理の処理が実施の形態１と異なる。

実施の形態１では、常時、電流加算処理が行われるように構成されていた。しかし、本実施の形態では、必要な場合のみ、電流加算処理が行われるように構成される。

電流加算処理部３４は、いずれかの相の負極側のスイッチング素子のキャリア周期Ｔｃ内のオン期間が、予め設定された閾値Ｔ＿ｔｈを下回る場合は、電流加算処理後の電流検出値に基づいて、３相の電圧指令値を算出し、いずれの相の負極側のスイッチング素子のキャリア周期Ｔｃ内のオン期間も、閾値Ｔ＿ｔｈを下回らない場合は、今回検出した電流検出値に基づいて、３相の電圧指令値を算出する。

＜フローチャート＞
例えば、電流加算処理部３４は、図１４に示すフローチャートのように構成される。ステップＳ２１で、電流加算処理部３４は、次式に示すように、３相各相の負極側のスイッチング素子のキャリア周期Ｔｃ内のオン期間Ｔ＿Ｇｎｕ、Ｔ＿Ｇｎｖ、Ｔ＿Ｇｎｗの中の最小値Ｔｏｎ＿ｍｉｎを判定する。
Ｔｏｎ＿ｍｉｎ＝ＭＩＮ（Ｔ＿Ｇｎｕ，Ｔ＿Ｇｎｖ，Ｔ＿Ｇｎｗ）
・・・（５）

例えば、電流加算処理部３４は、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏと電源電圧Ｖｄｃとに基づいて、各相の負極側のスイッチング素子のオン期間Ｔ＿Ｇｎｕ、Ｔ＿Ｇｎｖ、Ｔ＿Ｇｎｗを算出する。

そして、ステップＳ２２で、電流加算処理部３４は、最小値Ｔｏｎ＿ｍｉｎが、閾値Ｔ＿ｔｈを下回っているか否かを判定し、下回っている場合は、ステップＳ２３に進み、下回っていない場合は、ステップＳ２４に進む。ステップＳ２３で、電流加算処理部３４は、実施の形態１と同様に算出した、電流加算処理後のｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ＊、Ｉｑｒ＊を電圧指令値算出部３６に出力する。一方、ステップＳ２４で、電流加算処理部３４は、電流加算処理を行っていないｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒを電圧指令値算出部３６に出力する。

例えば、閾値Ｔ＿ｔｈは、キャリア周期Ｔｃ＝５０μｓである場合、１．５μｓから９．５μｓの範囲内に設定される。

このように、いずれか１相の負極側のスイッチング素子のオン期間が閾値Ｔ＿ｔｈよりも短くなり、電流検出タイミングでリンギングが生じる可能性が高い場合に、電流加算処理を行って、共振周期Ｔｒの成分を低減し、騒音を低減する。一方、全ての相の負極側のスイッチング素子のオン期間が閾値Ｔ＿ｔｈよりも長くなると、電流検出タイミングでリンギングが生じる可能性が低く、電流検出値の乱れは小さい。よって、過去の電流検出値を加算する電流加算処理を行わず、電流検出値の位相が遅れないようにできる。

＜ブロック図＞
電流加算処理部３４をブロック図で示すと、図１５のようになる。電流加算処理部３４は、図１３に示したｄ軸電流の遅延器３４ａからｑ軸電流のゲイン乗算器３４ｆに加えて、切り替え判定器３４ｇ、ｄ軸電流の切換え器３４ｈ、及びｑ軸電流の切換え器３４ｉを備えている。ｄ軸電流の遅延器３４ａからｑ軸電流のゲイン乗算器３４ｆは、実施の形態１と同様であるので、説明を省略する。

切り替え判定器３４ｇは、図１４のステップＳ２１及びステップＳ２２と同様の処理を行って、いずれかの相の負極側のスイッチング素子のキャリア周期Ｔｃ内のオン期間が、閾値Ｔ＿ｔｈを下回るか否かを判定する。

ｄ軸電流の切換え器３４ｈは、切り替え判定器３４ｇにおいて閾値Ｔ＿ｔｈを下回ると判定された場合は、ｄ軸電流のゲイン乗算器３４ｃから出力された電流加算処理後のｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ＊を出力し、切り替え判定器３４ｇにおいて閾値Ｔ＿ｔｈを下回らないと判定された場合は、今回の演算周期で検出されたｄ軸の電流検出値Ｉｄｒを出力する。ｄ軸電流の切換え器３４ｈの出力値は、電圧指令値算出部３６に入力される。

ｑ軸電流の切換え器３４ｉは、切り替え判定器３４ｇにおいて閾値Ｔ＿ｔｈを下回ると判定された場合は、ｑ軸電流のゲイン乗算器３４ｆから出力された電流加算処理後のｑ軸の電流検出値Ｉｑｒ＊を出力し、切り替え判定器３４ｇにおいて閾値Ｔ＿ｔｈを下回らないと判定された場合は、今回の演算周期で検出されたｑ軸の電流検出値Ｉｑｒを出力する。ｑ軸電流の切換え器３４ｉの出力値は、電圧指令値算出部３６に入力される。

３．実施の形態３
実施の形態３に係る制御装置１０について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転機１及び制御装置１０の基本的な構成は実施の形態１と同様であるが、電流加算処理の処理が実施の形態１と異なる。

加算周期Ｔａｄｄが、共振周期の半周期Ｔｒ／２に一致していない場合は、実施の形態１の方法では、電流検出値から共振周期Ｔｒの成分を十分に低減できない場合がある。例えば、図１６に、電流検出値に含まれる共振周期Ｔｒの成分の模式的な波形を示す。本例では、交流回転機１の機械的な共振周期Ｔｒは、３３０μｓであり、電流検出周期ＴＩｄｔは、１００μｓである。加算周期Ｔａｄｄが共振周期の半周期１６５μｓに最も近くなるように、第２の自然数Ｂは２に設定され、加算周期Ｔａｄｄは、電流検出周期ＴＩｄｔの２倍の２００μｓに設定されている。加算周期Ｔａｄｄは、共振周期の半周期Ｔｒ／２に一致しておらず、その差は、３５μｓと大きくなっている。

そこで、本実施の形態では、電流加算処理部３４は、今回検出した電流検出値と、加算周期Ｔａｄｄ前に検出した電流検出値と、電流検出周期ＴＩｄｔの第３の自然数Ｃ倍の周期である追加加算周期Ｔａｄｄａｄ前に検出した電流検出値と、を加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後の電流検出値を算出する。第３の自然数Ｃは、追加加算周期Ｔａｄｄａｄが、交流回転機の機械的な共振周期の半周期Ｔｒ／２に２番目に近づく自然数に設定されている。

図１６の例では、追加加算周期Ｔａｄｄａｄが共振周期の半周期１６５μｓに２番目に近くなるように、第３の自然数Ｃは１に設定され、追加加算周期Ｔａｄｄａｄは、電流検出周期ＴＩｄｔの１倍の１００μｓに設定される。

このように、加算周期Ｔａｄｄが共振周期の半周期Ｔｒ／２に一致していない場合でも、共振周期の半周期Ｔｒ／２を、加算周期Ｔａｄｄと追加加算周期Ｔａｄｄａｄとの間に挟むことができる。加算周期Ｔａｄｄ前に検出した電流検出値と追加加算周期Ｔａｄｄａｄ前に検出した電流検出値とを加算することにより、電流検出値の共振周期Ｔｒの成分をより効果的に打ち消すことができる。

本実施の形態では、電流加算処理部３４は、次式に示すように、今回の電流検出において算出したｄ軸の電流検出値Ｉｄｒと、加算周期Ｔａｄｄ前の電流検出において算出したｄ軸の電流検出値Ｉｄｒと、追加加算周期Ｔａｄｄａｄ前の電流検出において算出したｄ軸の電流検出値ＩｄｒにゲインＫａｄを乗算した値と、を加算して、ｄ軸電流の加算値ＳＩｄｒを算出し、ｄ軸電流の加算値ＳＩｄｒに、１／（２＋Ｋａｄ）を乗算して、電流加算処理後のｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ＊を算出する。電流加算処理部３４は、次式に示すように、今回の電流検出において算出したｑ軸の電流検出値Ｉｑｒと、加算周期Ｔａｄｄ前の電流検出において算出したｑ軸の電流検出値Ｉｑｒと、追加加算周期Ｔａｄｄａｄ前の電流検出において算出したｑ軸の電流検出値ＩｑｒにゲインＫａｄを乗算した値と、を加算して、ｑ軸電流の加算値ＳＩｑｒを算出し、ｑ軸電流の加算値ＳＩｑｒに、１／（２＋Ｋａｄ）を乗算して、電流加算処理後のｑ軸の電流検出値Ｉｑｒ＊を算出する。ゲインＫａｄは、打ち消し効果が良好になるように調整される。
ＳＩｄｒ（ｔ）＝Ｉｄｒ（ｔ）＋Ｉｄｒ（ｔ－Ｔａｄｄ）
＋Ｋａｄ×Ｉｄｒ（ｔ－Ｔａｄｄａｄ）
Ｉｄｒ＊（ｔ）＝１／（２＋Ｋａｄ）×ＳＩｄｒ（ｔ） ・・・（６）
ＳＩｑｒ（ｔ）＝Ｉｑｒ（ｔ）＋Ｉｑｒ（ｔ－Ｔａｄｄ）
＋Ｋａｄ×Ｉｑｒ（ｔ－Ｔａｄｄａｄ）
Ｉｑｒ＊（ｔ）＝１／（２＋Ｋａｄ）×ＳＩｑｒ（ｔ）

本実施の形態では、図１７に示すように、電流加算処理部３４は、ｄ軸電流の遅延器３４ｊ、ｄ軸電流の追加遅延器３４ｋ、ｄ軸追加遅延器のゲイン乗算器３４ｌ、ｄ軸電流の第１加算器３４ｍ、ｄ軸電流の第２加算器３４ｎ、ｄ軸電流のゲイン乗算器３４ｏ、ｑ軸電流の遅延器３４ｐ、ｑ軸電流の追加遅延器３４ｑ、ｑ軸追加遅延器のゲイン乗算器３４ｒ、ｑ軸電流の第１加算器３４ｓ、ｑ軸電流の第２加算器３４ｔ、及びｑ軸電流のゲイン乗算器３４ｕを備えている。電流加算処理部３４は、電流検出周期ＴＩｄｔ毎に動作する離散制御器であり、演算周期は、電流検出周期ＴＩｄｔである。

ｄ軸電流の遅延器３４ｊ、ｄ軸電流の追加遅延器３４ｋ、及びｄ軸電流の第１加算器３４ｍには、今回の演算周期（電流検出周期ＴＩｄｔ）で検出されたｄ軸の電流検出値Ｉｄｒが入力される。ｄ軸電流の遅延器３４ｊは、入力されたｄ軸の電流検出値Ｉｄｒを、加算周期Ｔａｄｄだけ遅延して出力する。ｄ軸電流の遅延器３４ｊは、第２の自然数Ｂ個の遅延器を有しており、今回の演算周期で、第２の自然数Ｂの演算周期（電流検出周期ＴＩｄｔ）前に入力されたｄ軸の電流検出値Ｉｄｒを出力する。ｄ軸電流の追加遅延器３４ｋは、入力されたｄ軸の電流検出値Ｉｄｒを、追加加算周期Ｔａｄｄａｄだけ遅延して出力する。ｄ軸電流の追加遅延器３４ｋは、第３の自然数Ｃ個の遅延器を有しており、今回の演算周期で、第３の自然数Ｃの演算周期（電流検出周期ＴＩｄｔ）前に入力されたｄ軸の電流検出値Ｉｄｒを出力する。ｄ軸追加遅延器のゲイン乗算器３４ｌは、ｄ軸電流の追加遅延器３４ｋの出力値をゲインＫａｄ倍する。ｄ軸電流の第２加算器３４ｎは、ｄ軸電流の遅延器３４ｊの出力値とｄ軸追加遅延器のゲイン乗算器３４ｌの出力値とを加算する。ｄ軸電流の第１加算器３４ｍは、今回の演算周期で検出されたｄ軸の電流検出値Ｉｄｒとｄ軸電流の第２加算器３４ｎの出力値とを加算して、ｄ軸電流の加算値ＳＩｄｒを出力する。ｄ軸電流のゲイン乗算器３４ｏは、ｄ軸電流の加算値ＳＩｄｒにゲイン１／（２＋Ｋａｄ）を乗算して、電流加算処理後のｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ＊を出力する。

ｑ軸電流の遅延器３４ｐ、ｑ軸電流の追加遅延器３４ｑ、及びｑ軸電流の第１加算器３４ｓには、今回の演算周期（電流検出周期ＴＩｄｔ）で検出されたｑ軸の電流検出値Ｉｑｒが入力される。ｑ軸電流の遅延器３４ｐは、入力されたｑ軸の電流検出値Ｉｑｒを、加算周期Ｔａｄｄだけ遅延して出力する。ｑ軸電流の遅延器３４ｐは、第２の自然数Ｂ個の遅延器を有しており、今回の演算周期で、第２の自然数Ｂの演算周期（電流検出周期ＴＩｄｔ）前に入力されたｑ軸の電流検出値Ｉｑｒを出力する。ｑ軸電流の追加遅延器３４ｑは、入力されたｑ軸の電流検出値Ｉｑｒを、追加加算周期Ｔａｄｄａｄだけ遅延して出力する。ｑ軸電流の追加遅延器３４ｑは、第３の自然数Ｃ個の遅延器を有しており、今回の演算周期で、第３の自然数Ｃの演算周期（電流検出周期ＴＩｄｔ）前に入力されたｑ軸の電流検出値Ｉｑｒを出力する。ｑ軸追加遅延器のゲイン乗算器３４ｒは、ｑ軸電流の追加遅延器３４ｑの出力値をゲインＫａｄ倍する。ｑ軸電流の第２加算器３４ｔは、ｑ軸電流の遅延器３４ｐの出力値とｑ軸追加遅延器のゲイン乗算器３４ｒの出力値とを加算する。ｑ軸電流の第１加算器３４ｓは、今回の演算周期で検出されたｑ軸の電流検出値Ｉｑｒとｑ軸電流の第２加算器３４ｔの出力値とを加算して、ｑ軸電流の加算値ＳＩｑｒを出力する。ｑ軸電流のゲイン乗算器３４ｕは、ｑ軸電流の加算値ＳＩｑｒにゲイン１／（２＋Ｋａｄ）を乗算して、電流加算処理後のｑ軸の電流検出値Ｉｑｒ＊を出力する。

＜ノイズの低減効果＞
加算周期Ｔａｄｄが、共振周期の半周期Ｔｒ／２に一致していない図１６の場合において、ゲインＫａｄを０に設定し、加算周期Ｔａｄｄ前に検出した電流検出値の加算を行うが、追加加算周期Ｔａｄｄａｄ前に検出した電流検出値の加算を行わない場合を説明する。図１８に、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに含まれるノイズ成分から、実際の３相の巻線電流をｄ軸及びｑ軸の座標系に変換したｑ軸電流に含まれるノイズ成分までの伝達特性を示す。横軸は、ノイズ成分の周波数であり、縦軸はゲインである。図１８には、Ｋａｄ＝０の場合の電流加算処理を行った場合の伝達特性と、電流加算処理を行わない場合の伝達特性と、電流加算処理を行わず、電流フィードバック制御の応答速度を低下した場合（カットオフ周波数を１／１０）の伝達特性とを示している。なお、応答速度を低下させない場合は、電流フィードバック制御のカットオフ周波数は６００Ｈｚであり、応答速度を低下させる場合は、電流フィードバック制御のカットオフ周波数は６０Ｈｚである。また、電流検出周期ＴＩｄｔが１００μｓであるため、ナイキスト周波数は、サンプリング周波数の１／２の５０００Ｈｚである。

周波数１２００Ｈｚ以上において、電流加算処理を行わない場合のゲインに比べて、Ｋａｄ＝０の電流加算処理を行う場合のゲインの方が低くなっており、ノイズ低減性能が向上している。周波数２５００Ｈｚ以上において、Ｋａｄ＝０の電流加算処理を行う場合のゲインが、０から増加しており、周波数３０００Ｈｚにおいて、Ｋａｄ＝０の電流加算処理を行う場合のゲインは、０．０３になっているが、電流フィードバック制御の応答速度を低下した場合のゲインは、ほぼ０になっている。よって、Ｋａｄ＝０の電流加算処理を行う場合のノイズ低減性能は、電流フィードバック制御の応答速度を低下した場合よりも劣っている。

ゲインＫａｄを０より大きく設定し、加算周期Ｔａｄｄ前に検出した電流検出値の加算に加えて、追加加算周期Ｔａｄｄａｄ前に検出した電流検出値の加算を行う場合を説明する。図１９に、Ｋａｄ＝０．２５の場合の電流加算処理を行った場合の伝達特性と、電流加算処理を行わない場合の伝達特性と、電流加算処理を行わず、電流フィードバック制御の応答速度を低下した場合（カットオフ周波数を１／１０）の伝達特性とを示している。

Ｋａｄ＝０．２５の電流加算処理を行う場合は、周波数２５００Ｈｚ以上において、ゲインの増加を抑制できており、周波数３０００Ｈｚにおいて、ゲインをほぼ０になっており、電流フィードバック制御の応答速度を低下した場合と同等のノイズ低減性能を実現できている。よって、加算周期Ｔａｄｄが、共振周期の半周期Ｔｒ／２に一致していない場合においても、共振周期の半周期Ｔｒ／２に２番目に近い追加加算周期Ｔａｄｄａｄ前に検出した電流検出値を加算することにより、電流検出値の共振周期Ｔｒの成分の低減効果を高めることができる。

ゲインＫａｄを、０．２５よりも大きくすると、図１９の伝達特性よりも高周波数域のノイズ低減性能が向上し、ゲインＫａｄを、０．２５よりも小さくすると、図１９の伝達特性よりも低周波数域のノイズ低減性能が向上する。よって、必要とされるノイズ低減性能に応じて、ゲインＫａｄを調整すればよい。ここでは、電流フィードバック制御のカットオフ周波数は６００Ｈｚに設定されているが、共振周波数の半分以下に設定されるとよい。例えば、共振周波数が３０００Ｈｚ（Ｔｒ＝３３０μｓ）である場合は、カットオフ周波数は１５００Ｈｚ以下に設定されればよく、共振周波数が２５００Ｈｚ（Ｔｒ＝４００μｓ）である場合は、カットオフ周波数は１２５０Ｈｚ以下に設定されればよい。

４．実施の形態４
実施の形態４に係る制御装置１０について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転機１及び制御装置１０の基本的な構成は実施の形態１と同様であるが、交流回転機１及び制御装置１０が、電動パワーステアリング装置１００を構成している点が、実施の形態１と異なる。

上記の実施の形態１から３では、交流回転機１及び制御装置１０の用途を特に特定していなかった。本実施の形態では、交流回転機１及び制御装置１０が、電動パワーステアリング装置１００を構成している。電動パワーステアリング装置１００は、交流回転機の制御装置１０と、交流回転機１と、交流回転機１の駆動力を車両の操舵装置１０２に伝達する駆動力伝達機構１０１と、を備えている。

図２０に、本実施の形態に係る電動パワーステアリング装置１００の概略構成図を示す。交流回転機１のロータの回転軸は、駆動力伝達機構１０１を介して車輪１０３の操舵装置１０２に連結される。例えば、電動パワーステアリング装置１００は、運転者が左右に回転するハンドル１０４と、ハンドル１０４に連結されて、ハンドル１０４による操舵トルクを車輪１０３の操舵装置１０２に伝達するシャフト１０５と、シャフト１０５に取り付けられ、ハンドル１０４による操舵トルクＴｓを検出するトルクセンサ１０６と、交流回転機１の回転軸をシャフト１０５に連結するウォームギヤ機構等の駆動力伝達機構１０１と、を備えている。トルクセンサ１０６の出力信号は、制御装置１０（入力回路９２）に入力される。

電流指令値算出部３５は、トルクセンサ１０６の出力信号に基づいて検出した操舵トルクＴｓに基づいて、トルク指令値Ｔｒｅｆを算出する。そして、実施の形態１と同様に、電流指令値算出部３５は、トルク指令値Ｔｒｅｆ、電源電圧Ｖｄｃ、及び回転角速度ω等に基づいて、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを算出する。

交流回転機１の機械的な共振は、交流回転機１のフレーム、或いは交流回転機１、インバータ４、及び制御器６が一体となったパワーパック、或いはフレーム又はパワーパックとギヤ機構を含む電動パワーステアリング装置１００において生じる。

例えば、電動パワーステアリング装置１００では、交流回転機１の機械的な共振周期Ｔｒは、２００μｓから５００μｓの範囲内（共振周波数は、２ｋＨｚから５ｋＨｚの範囲内）になる。好ましくは、共振周期Ｔｒは、３００μｓから４００μｓの範囲内（共振周波数は、２．５ｋＨｚから３．３ｋＨｚの範囲内）になればよい。この場合、電流フィードバック制御のカットオフ周波数は、１００Ｈｚから１２５０Ｈｚの範囲内に設定されるとよく、好ましくは、２００Ｈｚから８００Ｈｚの範囲内に設定されるとよい。この場合に、キャリア周期Ｔｃが、６０μｓ以下に設定されると、電流フィードバック制御の性能を維持しつつ、電流加算処理により電流検出値から共振周期Ｔｒの成分を良好に低減することができ、交流回転機１から発生する騒音を低減することができ、低騒音の電動パワーステアリング装置１００を得ることができる。

〔その他の実施の形態〕
最後に、本願のその他の実施の形態について説明する。なお、以下に説明する各実施の形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施の形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。

（１）上記の実施の形態４では、交流回転機１及び制御装置１０が、電動パワーステアリング装置１００に用いられる場合を例に説明した。しかし、交流回転機１及び制御装置１０は、車輪の動力装置に用いられる等、各種の用途に用いられてもよい。

（２）上記の実施の形態２では、電流加算処理部３４は、実施の形態１と同様の電流加算処理により算出された電流加算処理後の電流検出値と、今回検出した電流検出値とを切り替えて出力する場合を例に説明した。しかし、電流加算処理部３４は、実施の形態３と同様の電流加算処理により算出された電流加算処理後の電流検出値と、今回検出した電流検出値とを切り替えて出力するように構成されてもよい。

（３）上記の各実施の形態では、変調部３６３は、式（１）を用いて説明した変調を加える場合を例に説明した。しかし、変調部３６３は、リンギングにより電流検出誤差が生じるような、式（１）以外の各種の変調を行ってもよい。例えば、変調部３６３は、次式に示すように、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃの最小値Ｖｍｉｎ及び最大値Ｖｍａｘを判定し、最小値Ｖｍｉｎ及び最大値Ｖｍａｘの加算値に０．５を乗算して、オフセット電圧Ｖｏｆｆを算出し、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃからオフセット電圧Ｖｏｆｆを減算して、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出してもよい。
Ｖｍｉｎ＝ＭＩＮ（Ｖｕｏｃ，Ｖｖｏｃ，Ｖｗｏｃ）
Ｖｍａｘ＝ＭＡＸ（Ｖｕｏｃ，Ｖｖｏｃ，Ｖｗｏｃ）
Ｖｏｆｆ＝０．５×（Ｖｍｉｎ＋Ｖｍａｘ） ・・・（７）
Ｖｕｏ＝Ｖｕｏｃ－Ｖｏｆｆ
Ｖｖｏ＝Ｖｖｏｃ－Ｖｏｆｆ
Ｖｗｏ＝Ｖｗｏｃ－Ｖｏｆｆ

式（７）の振幅低減変調の挙動を図２１に示す。上段のグラフに座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃを示す。座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃは、－Ｖｄｃ／２から＋Ｖｄｃ／２の範囲を超過しており、電圧飽和が生じている。一方、振幅低減変調後の３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏでは、－Ｖｄｃ／２から＋Ｖｄｃ／２の範囲内に収まっており、電圧飽和の発生が防止できている。このような変調を行う場合でも、電圧指令値が＋Ｖｄｃ／２に近づき、負極側のスイッチング素子のオン期間が短くなると、リンギングにより電流検出誤差が生じるので、電流加算処理を行うことにより、電流検出値から共振周期Ｔｒの成分を低減でき、交流回転機１の騒音を低減できる。

（４）上記の各実施の形態では、電流加算処理部３４は、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに対して電流加算処理を行う場合を例に説明した。しかし、電流加算処理部３４は、３相の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒに対して電流加算処理を行うように構成されてもよい。例えば、実施の形態１に対応する構成では、電流加算処理部３４は、今回の電流検出において検出した３相の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒと、加算周期Ｔａｄｄ前の電流検出において検出した３相の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒと、をそれぞれ加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後の３相の電流検出値Ｉｕｒ＊、Ｉｖｒ＊、Ｉｗｒ＊を算出する。実施の形態３に対応する構成では、電流加算処理部３４は、今回の電流検出において検出した３相の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒと、加算周期Ｔａｄｄ前の電流検出において検出した３相の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒと、追加加算周期Ｔａｄｄａｄ前に検出した３相の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒと、をそれぞれ加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後の３相の電流検出値Ｉｕｒ＊、Ｉｖｒ＊、Ｉｗｒ＊を算出する。そして、電流座標変換部３３は、電流加算処理後の３相の電流検出値Ｉｕｒ＊、Ｉｖｒ＊、Ｉｗｒ＊を、磁極位置θに基づいて３相２相変換及び回転座標変換を行って、電流加算処理後のｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ＊、Ｉｑｒ＊に変換して、電圧指令値算出部３６に出力する。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１ 交流回転機、３ 直流電源、４ インバータ、５ 電流検出回路、６ 制御器、１０ 交流回転機の制御装置、１００ 電動パワーステアリング装置、１０１ 駆動力伝達機構、１０２ 操舵装置、Ａ 第１の自然数、Ｂ 第２の自然数、Ｃ 第３の自然数、ＣＡ キャリア波、ＴＩｄｔ 電流検出周期、Ｔ＿ｔｈ 閾値、Ｔａｄｄ 加算周期、Ｔａｄｄａｄ 追加加算周期、Ｔｃ キャリア周期、Ｔｒ 共振周期、Ｖｄｃ 電源電圧

Claims (7)

1. ３相の巻線を有する交流回転機を制御する交流回転機の制御装置であって、
   直流電源の正極側に接続される正極側のスイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続される負極側のスイッチング素子とが直列接続され、直列接続の接続点が対応する相の前記巻線に接続される直列回路を、３相各相に対応して３セット設けたインバータと、
   少なくとも２相の前記負極側のスイッチング素子に直列接続された抵抗を有する電流検出回路と、
   ３相の電圧指令値を算出し、前記３相の電圧指令値のそれぞれとキャリア周期で振動するキャリア波とを比較することにより、前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御器と、を備え、
   前記制御器は、前記負極側のスイッチング素子がオンになる、前記キャリア周期の第１の自然数倍の周期である電流検出周期で、前記電流検出回路の出力信号に基づいて、前記３相の巻線に流れる電流を検出し、今回検出した電流検出値と、前記電流検出周期の第２の自然数倍の周期である加算周期前に検出した電流検出値とを加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後の電流検出値を算出し、前記電流加算処理後の電流検出値に基づいて、前記３相の電圧指令値を算出し、
   前記第２の自然数は、前記加算周期が、前記交流回転機の機械的な共振周期の半周期に最も近づく自然数に設定されている交流回転機の制御装置。
2. 前記制御器は、各相について、前記キャリア波が前記電圧指令値を上回った場合は、前記負極側のスイッチング素子をオンし、前記キャリア波が前記電圧指令値を下回った場合は、前記負極側のスイッチング素子をオフし、
   前記キャリア波が山の頂点になる前記電流検出周期毎のタイミングで、電流を検出する請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
3. 前記制御器は、電流検出毎に、３相の巻線の電流検出値を、前記交流回転機のロータの磁極位置に同期して回転するｄ軸及びｑ軸の座標系上のｄ軸及びｑ軸の電流検出値に変換し、今回の電流検出において算出した前記ｄ軸及びｑ軸の電流検出値と、前記加算周期前の電流検出において算出した前記ｄ軸及びｑ軸の電流検出値と、をそれぞれ加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後のｄ軸及びｑ軸の電流検出値を算出し、前記電流加算処理後のｄ軸及びｑ軸の電流検出値に基づいて、前記３相の電圧指令値を算出する請求項１又は２に記載の交流回転機の制御装置。
4. 前記制御器は、今回検出した電流検出値と、前記加算周期前に検出した電流検出値と、前記電流検出周期の第３の自然数倍の周期である追加加算周期前に検出した電流検出値とを加算する電流加算処理を行って、電流加算処理後の電流検出値を算出し、
   前記第３の自然数は、前記追加加算周期が、前記交流回転機の機械的な共振周期の半周期に２番目に近づく自然数に設定されている請求項１から３のいずれか一項に記載の交流回転機の制御装置。
5. 前記制御器は、いずれかの相の前記負極側のスイッチング素子の前記キャリア周期内のオン期間が、予め設定された閾値を下回る場合は、前記電流加算処理後の電流検出値に基づいて、前記３相の電圧指令値を算出し、いずれの相の前記負極側のスイッチング素子の前記キャリア周期内のオン期間も、前記閾値を下回らない場合は、今回検出した電流検出値に基づいて、前記３相の電圧指令値を算出する請求項１から４のいずれか一項に記載の交流回転機の制御装置。
6. 前記制御器は、前記３相の電圧指令値の平均値が、前記キャリア波の振動中心値よりも小さくなるように、前記３相の電圧指令値を等しくオフセットし、オフセット後の３相の電圧指令値のそれぞれと前記キャリア波とを比較することにより、前記スイッチング素子をオンオフ制御する請求項１から５のいずれか一項に記載の交流回転機の制御装置。
7. 請求項１から６のいずれか一項に記載の交流回転機の制御装置と、
   前記交流回転機と、
   前記交流回転機の駆動力を車両の操舵装置に伝達する駆動力伝達機構と、を備え、
   前記キャリア周期は、６０μｓ以下に設定され、
   前記交流回転機の機械的な前記共振周期は、２００μｓから５００μｓの範囲内である電動パワーステアリング装置。

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