WO2015162704A1 - ヒートポンプ装置およびヒートポンプシステム - Google Patents

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WO2015162704A1
WO2015162704A1 PCT/JP2014/061337 JP2014061337W WO2015162704A1 WO 2015162704 A1 WO2015162704 A1 WO 2015162704A1 JP 2014061337 W JP2014061337 W JP 2014061337W WO 2015162704 A1 WO2015162704 A1 WO 2015162704A1
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voltage
inverter
frequency
heat pump
compressor
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Application number
PCT/JP2014/061337
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和徳 畠山
卓也 下麥
晃弘 津村
真也 松下
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三菱電機株式会社
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    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
    • F25B1/00—Compression machines, plants or systems with non-reversible cycle
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a heat pump device and a heat pump system.
  • the inverter heats the compressor by applying a high-frequency AC voltage higher than the operating frequency range during the compression operation to the three phases of the compressor motor winding.
  • the high-frequency AC voltage generating means outputs a frequency component outside the operating frequency range during the compression operation of the motor, and therefore suppresses mechanical vibrations from the compressor during heating, Suppresses noise.
  • the PWM generator generates iron loss in the motor by generating a high-frequency current and efficiently heats the motor.
  • Patent Document 2 discloses a technique for reducing magnetic noise by heating a DC current through a compressor motor and changing a zero vector section of an inverter at random.
  • Patent Document 1 since a high-frequency current having a fixed frequency is generated, a peak of n times the frequency (n is a natural number) is generated in the motor current. For this reason, it is necessary to strengthen the noise filter and the like, and there is a problem that the high frequency noise standard cannot be met at low cost.
  • Patent Document 2 the zero vector is randomly changed. Therefore, for example, when a compressor is heated by applying a high-frequency voltage, there is a problem that a direct current is superimposed due to a change in a zero vector, and an excessive current flows, which may cause a failure of a switching element. .
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a heat pump device and a heat pump system capable of reducing high frequency noise while generating a high frequency voltage for heating a compressor.
  • the present invention controls a compressor that compresses a refrigerant, a motor that drives the compressor, an inverter that applies a voltage to the motor, and the inverter.
  • An inverter control means wherein the inverter control means generates a drive signal for applying a high-frequency voltage obtained by diffusing a frequency spectrum equal to or higher than an operating frequency of the compressor from the inverter to the motor, and Spread spectrum voltage command generation means for outputting to the inverter is provided.
  • the heat pump device and the heat pump system according to the present invention have the effect of reducing high frequency noise while generating a high frequency voltage for heating the compressor.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a heat pump device 100 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of the inverter 9 in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of the inverter control unit 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing input / output waveforms of the PWM signal generation unit 26 according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing eight switching patterns in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of another inverter control unit 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a timing chart when the selection unit 23 alternately switches the phase ⁇ p and the phase ⁇ n at the timing of the top and bottom of the carrier signal.
  • FIG. 7 is a timing chart when the selection unit 23 alternately switches the phase ⁇ p and the phase ⁇ n at the timing of the top and bottom of the carrier signal.
  • FIG. 8 is a diagram showing changes in the voltage vector shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram showing the rotor position of the IPM motor.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a change in current depending on the rotor position.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an applied voltage when the reference phase ⁇ f is changed over time.
  • FIG. 12 is a diagram showing currents flowing through the UVW phases of the motor 8 when the reference phase ⁇ f is 0 degrees (the U phase (V4) direction is 0 degrees), 30 degrees, and 60 degrees.
  • FIG. 13 is a diagram showing a configuration of the heating determination unit 12 in the first embodiment.
  • FIG. 14 is a timing chart when the ratio of the zero vector V0 is 50%.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a method of changing the ratio of the zero vector V0 to a sine wave shape.
  • FIG. 16 is a timing chart when the ratio of the zero vector V0 is other than 50%.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating the relationship between the ratio of the zero vector V0 and the power.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating the relationship between the amplitude Am and the average power.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating the relationship between the ratio of the zero vector V0 and the amount of direct current.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a method of randomly changing the ratio of the zero vector V0.
  • FIG. 21 is a flowchart showing the operation of the inverter control unit 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating a configuration of the heat pump device 100 according to the second embodiment.
  • FIG. 23 is a Mollier diagram showing the state of the refrigerant of the heat pump device 100 according to the second embodiment.
  • Embodiment 1 FIG. In the first embodiment, a basic configuration and operation of the heat pump apparatus 100 will be described.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a heat pump device 100 according to the first embodiment.
  • the heat pump device 100 according to the first embodiment includes a refrigeration cycle in which a compressor 1, a four-way valve 2, a heat exchanger 3, an expansion mechanism 4, and a heat exchanger 5 are sequentially connected via a refrigerant pipe 6. Inside the compressor 1, there are provided a compression mechanism 7 that compresses the refrigerant and a motor 8 that operates the compression mechanism 7.
  • the motor 8 is a three-phase motor having three-phase windings of U phase, V phase, and W phase.
  • the inverter 9 that drives the motor 8 by applying a voltage is electrically connected to the motor 8.
  • the inverter 9 applies voltages Vu, Vv, and Vw to the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 8, respectively.
  • the inverter 9 is electrically connected to an inverter control unit 10 including a high-frequency voltage generation unit 11 and a heating determination unit 12.
  • the high frequency voltage generation unit 11 is based on the value of the bus voltage Vdc that is the power supply voltage of the inverter 9 sent from the inverter 9 and the determination by the heating determination unit 12 that the motor 8 needs to be heated.
  • the spread spectrum voltage command generator 13 generates a PWM (Pulse Width Modulation) signal (drive signal) to which a high frequency voltage obtained by spreading the frequency spectrum is applied, and outputs the generated signal to the inverter 9.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of the inverter 9 according to the first embodiment.
  • the inverter 9 includes an AC power supply 14, a rectifier 15 that rectifies the voltage supplied from the AC power supply 14, a smoothing capacitor 16 that smoothes the voltage rectified by the rectifier 15 and generates a DC voltage (bus voltage Vdc), A bus voltage detection unit 17 that detects the bus voltage Vdc generated by the smoothing capacitor 16 and outputs the same to the inverter control unit 10.
  • the inverter 9 includes a voltage application unit 20 that uses the bus voltage Vdc as a power source.
  • the voltage applying unit 20 includes three switching elements (18a and 18d, 18b and 18e, 18c and 18f) connected in parallel, and a freewheeling diode connected in parallel with each of the switching elements 18a to 18f. 19a to 19f. In the following description, when there is no need to distinguish, it may be expressed as a switching element 18.
  • the voltage application unit 20 corresponds to the PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, and WN sent from the inverter control unit 10 and switching elements corresponding to the PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, and WN (UP is 18a, VP is 18b, WP is 18c, UN 18d, VN 18e, and WN 18f).
  • the voltage application unit 20 applies voltages Vu, Vv, and Vw corresponding to the driven switching element 18 to the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 8, respectively.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of the inverter control unit 10 according to the first embodiment.
  • the inverter control unit 10 includes the high-frequency voltage generation unit 11 and the heating determination unit 12.
  • the heating determination unit 12 will be described later, and here, the high-frequency voltage generation unit 11 will be described.
  • the high-frequency voltage generation unit 11 includes table data 21, an external input unit 22, a selection unit 23, an integrator 24, a voltage command generation unit 25, and a PWM signal generation unit 26.
  • the voltage command generation unit 25 and the PWM signal generation unit 26 constitute a spread spectrum voltage command generation unit 13.
  • the selection unit 23 selects and outputs one of the voltage command value Vt recorded in the table data 21 and the voltage command value Va input from the external input unit 22 as the voltage command value V *.
  • the selection unit 23 selects any one of the rotation speed command value ⁇ t recorded in the table data 21 and the rotation speed command value ⁇ a input from the external input unit 22 as the rotation speed command value ⁇ *. And output.
  • the integrator 24 obtains the voltage command value phase ⁇ from the rotation speed command value ⁇ * output from the selection unit 23.
  • the voltage command generator 25 receives the voltage command value V * and the voltage command value phase ⁇ obtained by the integrator 24 as inputs, and generates and outputs voltage command values Vu *, Vv *, and Vw *.
  • the PWM signal generator 26 generates PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, and WN based on the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * output from the voltage command generator 25 and the bus voltage Vdc. Generated and output to the inverter 9.
  • FIG. 4 is a diagram showing input / output waveforms of the PWM signal generation unit 26 according to the first embodiment.
  • the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * are defined as cosine waves (sine waves) whose phases are different from each other by 2 ⁇ / 3 as shown in Expressions (1) to (3).
  • V * is the amplitude of the voltage command value
  • ⁇ is the voltage command value phase.
  • Vu * V * cos ⁇
  • Vv * V * cos ( ⁇ (2/3) ⁇ )
  • Vw * V * cos ( ⁇ + (2/3) ⁇ )
  • the voltage command generation unit 25 calculates the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw according to equations (1) to (3). * Is calculated, and the calculated voltage command values Vu *, Vv *, Vw * are output to the PWM signal generator 26.
  • the PWM signal generation unit 26 compares the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * with a carrier signal (reference signal) having a predetermined frequency and an amplitude Vdc / 2, and determines the PWM signal based on the mutual magnitude relationship.
  • UP, VP, WP, UN, VN, WN are generated. For example, when the voltage command value Vu * is larger than the carrier signal, the PWM signal generation unit 26 sets the PWM signal UP as a voltage for turning on the switching element 18a, and the PWM signal UN as a voltage for turning off the switching element 18d.
  • the PWM signal generator 26 sets the PWM signal UP to a voltage for turning off the switching element 18a, and the PWM signal UN turns on the switching element 18d. Voltage.
  • the PWM signal generator 26 determines the PWM signals VP and VN by comparing the voltage command value Vv * and the carrier signal, and PWM by comparing the voltage command value Vw * and the carrier signal.
  • the signals WP and WN are determined. In the case of a general inverter, since the complementary PWM method is adopted, the PWM signals UP and UN, VP and VN, and WP and WN are in opposite relations. Therefore, there are eight switching patterns in total.
  • FIG. 5 is a diagram showing eight switching patterns in the first embodiment.
  • reference symbols V0 to V7 are attached to voltage vectors generated in each switching pattern.
  • the voltage direction of each voltage vector is represented by ⁇ U, ⁇ V, ⁇ W (0 when no voltage is generated).
  • + U is a voltage that generates a current in the U-phase direction that flows into the motor 8 via the U-phase and flows out of the motor 8 via the V-phase and the W-phase.
  • ⁇ U is a voltage that generates a current in the ⁇ U phase direction that flows into the motor 8 through the V phase and the W phase and flows out of the motor 8 through the U phase.
  • ⁇ V and ⁇ W is a voltage that generates a current in the ⁇ U phase direction that flows into the motor 8 through the V phase and the W phase and flows out of the motor 8 through the U phase.
  • the PWM signal generator 26 can cause the inverter 9 to output a desired voltage by outputting a voltage vector by combining the switching patterns shown in FIG.
  • the refrigerant of a general compressor 1 is generally operated at 1 kHz or less.
  • the PWM signal generator 26 changes the phase at a high speed, thereby outputting a high-frequency voltage exceeding 1 kHz and energizing the compressor 1 (heating operation mode).
  • the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * may be obtained by two-phase modulation, third harmonic superposition modulation, space vector modulation, or the like.
  • the upper limit of the carrier frequency which is the frequency of the carrier signal, is determined by the switching speed of the switching element of the inverter. For this reason, it is difficult to output a high-frequency voltage equal to or higher than the frequency of the carrier signal that is a carrier wave (carrier frequency).
  • the upper limit of the switching speed is about 20 kHz.
  • the frequency of the high-frequency voltage is about 1/10 of the carrier frequency
  • the waveform output accuracy of the high-frequency voltage is deteriorated and there is a risk of adverse effects such as superposition of DC components.
  • the carrier frequency is set to 20 kHz
  • the frequency of the high frequency voltage is set to 2 kHz, which is 1/10 of the carrier frequency
  • the frequency of the high frequency voltage becomes an audible frequency region, and there is a concern about noise deterioration.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of another inverter control unit 10 in the first embodiment.
  • the rotational speed command value ⁇ * is integrated by the integrator 24 to obtain the voltage command value phase ⁇ .
  • the selection unit 23 (phase switching unit) alternately switches between two types of voltage command value phases of the phase ⁇ p and the phase ⁇ n that is approximately 180 degrees different from the phase ⁇ p.
  • the selection unit 23 selects and outputs any one of the phase ⁇ t recorded in the table data 21 and the phase ⁇ a input from the external input unit 22 as the reference phase ⁇ f.
  • the adder 27 adds the phase ⁇ p or the phase ⁇ n selected by the selector 23 to the reference phase ⁇ f to obtain the voltage command value phase ⁇ .
  • ⁇ p 0 [degree]
  • ⁇ n 180 [degree].
  • the selector 23 switches the phase ⁇ p and the phase ⁇ n alternately at the top (peak) or bottom (valley) timing of the carrier signal, or at the top and bottom timing.
  • the adding unit 27 adds the phase ⁇ p or the phase ⁇ n selected by the selecting unit 23 to the reference phase ⁇ f, and outputs the result to the voltage command generating unit 25 as the voltage command value phase ⁇ .
  • the voltage command generation unit 25 uses the voltage command value phase ⁇ and the voltage command value V * to express the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * is obtained and output to the PWM signal generator 26.
  • the selection unit 23 switches the phase ⁇ p and the phase ⁇ n at the timing of the top or bottom of the carrier signal, the top and the bottom, so that a PWM signal synchronized with the carrier signal can be output.
  • FIG. 7 is a timing chart when the selection unit 23 alternately switches between the phase ⁇ p and the phase ⁇ n at the timing of the top and bottom of the carrier signal.
  • the PWM signals UP and UN, VP and VN, and WP and WN are opposite in on / off states, and if one is known, the other is also known, so only the PWM signals UP, VP, and WP are shown here.
  • the reference phase ⁇ f 0 [degrees]. In this case, the PWM signal changes as shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing changes in the voltage vector shown in FIG. In FIG. 8, the switching element 18 surrounded by a broken line is on, and the switching element 18 not surrounded by a broken line is off.
  • the lines of the motor 8 are short-circuited and no voltage is output. In this case, the energy stored in the inductance of the motor 8 becomes a current and flows in the short circuit.
  • a current in the U-phase direction current of + Iu
  • a current in the ⁇ U phase direction ( ⁇ Iu current) flowing into the motor 8 through the V phase and the W phase and out of the motor 8 through the U phase is the winding of the motor 8.
  • ⁇ U phase direction ⁇ Iu current
  • a reverse current flows through the winding of the motor 8 when the voltage vector V4 is applied and when the voltage vector V3 is applied. Since the voltage vector changes in the order of V0, V4, V7, V3, V0,..., + Iu current and ⁇ Iu current flow alternately in the winding of the motor 8. In particular, as shown in FIG. 5, since the voltage vectors V4 and V3 appear during one carrier period (1 / fc), an AC voltage synchronized with the carrier frequency fc can be applied to the winding of the motor 8. It becomes.
  • the selector 23 switches between the phase ⁇ p and the phase ⁇ n alternately at the bottom timing of the carrier signal.
  • the voltage vector changes in the order of V0, V4, V7, V7, V3, V0, V0, V3, V7, V7, V4, V0,. Since the voltage vector V4 and the voltage vector V3 appear during the two carrier period, an AC voltage having a 1 ⁇ 2 carrier frequency can be applied to the winding of the motor 8.
  • FIG. 9 is a diagram showing a rotor position (rotor stop position) of an IPM (Interior Permanent Magnet) motor.
  • the rotor position ⁇ of the IPM motor is represented by the magnitude of the angle at which the direction of the N pole of the rotor deviates from the U-phase direction.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a change in current depending on the rotor position.
  • the winding inductance depends on the rotor position. Therefore, the winding impedance represented by the product of the electrical angular frequency ⁇ and the inductance value varies according to the rotor position.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an applied voltage when the reference phase ⁇ f is changed over time.
  • the reference phase ⁇ f is changed by 45 degrees, for example, 0 degrees, 45 degrees, 90 degrees, 135 degrees,... Over time.
  • the reference phase ⁇ f is 0 degrees
  • the voltage command value phase ⁇ is 0 degrees and 180 degrees
  • the reference phase ⁇ f is 45 degrees
  • the voltage command value phase ⁇ is 45 degrees and 225 degrees
  • the reference phase ⁇ f is If it is 90 degrees, the voltage command value phase ⁇ will be 90 degrees and 270 degrees, and if the reference phase ⁇ f is 135 degrees, the voltage command value phase ⁇ will be 135 degrees and 315 degrees.
  • the reference phase ⁇ f is set to 0 degrees, and the voltage command value phase ⁇ is switched between 0 degrees and 180 degrees in synchronization with the carrier signal for a predetermined time. Thereafter, the reference phase ⁇ f is switched to 45 degrees, and the voltage command value phase ⁇ is switched between 45 degrees and 225 degrees in synchronization with the carrier signal for a predetermined time. Thereafter, the reference phase ⁇ f is switched to 90 degrees, and so on at predetermined time intervals, such as 0 degrees and 180 degrees, 45 degrees and 225 degrees, 90 degrees and 270 degrees, 135 degrees and 315 degrees, and so on. The command value phase ⁇ is switched.
  • FIG. 12 is a diagram showing the current flowing in each phase of the UVW of the motor 8 when the reference phase ⁇ f is 0 degrees (the direction of the U phase (voltage vector V4) is 0 degrees), 30 degrees, and 60 degrees.
  • the reference phase ⁇ f is 0 degree
  • another voltage vector one on the positive voltage side and two on the negative voltage side of the switching elements 18a to 18f, or two between the voltage vectors V0 and V7, or Only one voltage vector is generated in which two positive voltage sides and one negative voltage side are turned on.
  • the current waveform has a trapezoidal shape and has a low harmonic component.
  • the reference phase ⁇ f when the reference phase ⁇ f is 30 degrees, two different voltage vectors are generated between the voltage vectors V0 and V7. In this case, the current waveform is distorted, resulting in a current with many harmonic components. This distortion of the current waveform may adversely affect motor noise and motor shaft vibration. Also, when the reference phase ⁇ f is 60 degrees, only one other voltage vector is generated between the voltage vectors V0 and V7, as in the case where the reference phase ⁇ f is 0 degrees. In this case, the current waveform is trapezoidal, and the current has less harmonic components.
  • the reference phase ⁇ f is other than n times 60 degrees, the voltage command value phase ⁇ does not become a multiple of 60 degrees, so two other voltage vectors are generated between the voltage vectors V0 and V7. End up. If two other voltage vectors are generated between the voltage vectors V0 and V7, the current waveform is distorted and becomes a current with many harmonic components, which may adversely affect motor noise and motor shaft vibration. Therefore, it is desirable for the selection unit 23 to change the reference phase ⁇ f in increments of 60 degrees such as 0 degrees, 60 degrees,.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration of the heating determination unit 12 in the first embodiment.
  • the heating determination unit 12 controls the operation state (ON / OFF) of the high-frequency voltage generation unit 11 based on the bus voltage Vdc detected by the bus voltage detection unit 17 of the inverter 9.
  • the heating determination unit 12 includes a voltage comparison unit 28, a temperature detection unit 29, a temperature comparison unit 30, a first logical product calculation unit 31, a stagnation determination unit 32, an elapsed time measurement unit 33, a time comparison unit 34, a reset unit 35, a logic A sum calculation unit 36 and a second logical product calculation unit 37 are provided.
  • the voltage comparison unit 28 determines that the bus voltage Vdc detected by the bus voltage detection unit 17 is in a normal state when Vdc_min ⁇ Vdc ⁇ Vdc_max, and outputs 1 in other cases.
  • Vdc_max is a bus voltage upper limit value
  • Vdc_min is a bus voltage lower limit value.
  • the voltage comparison unit 28 operates to stop heating by determining 0 as an abnormal state and outputting 0.
  • the temperature detection unit 29 detects the inverter temperature Tinv, which is the temperature of the voltage application unit 20, the temperature Tc of the compressor 1, and the outside air temperature To.
  • the temperature comparison unit 30 compares the preset protection temperature Tp_inv of the inverter with the inverter temperature Tinv, and compares the preset protection temperature Tp_c of the compressor 1 with the compressor temperature Tc. Then, the temperature comparison unit 30 determines that the operation is normal in the state of Tp_inv> Tinv and the state of Tp_c> Tc, and outputs 1 in other cases.
  • Tp_inv ⁇ Tinv the inverter temperature Tinv is high
  • Tp_c ⁇ Tc the winding temperature of the motor 8 in the compressor 1 is high. There is a risk of poor insulation. Therefore, the temperature comparison unit 30 determines that heating is not necessary, and outputs 0 to stop heating.
  • the first logical product calculation unit 31 outputs the logical product of the output values of the voltage comparison unit 28 and the temperature comparison unit 30 described above. When any one of the output values of the voltage comparison unit 28 and the temperature comparison unit 30 becomes 0 in the abnormal state, the first logical product calculation unit 31 outputs 0 and operates to stop heating.
  • the method of stopping the heating using the bus voltage Vdc, the inverter temperature Tinv, and the temperature Tc of the compressor 1 has been described, but not all of them may be used. It goes without saying that the heating may be stopped using parameters other than those described here.
  • the stagnation determination unit 32 is in a state where the liquid refrigerant stays in the compressor 1 (a state where the refrigerant stagnates). Judge whether or not.
  • the compressor 1 has the largest heat capacity in the refrigeration cycle, and the temperature Tc of the compressor 1 rises with a delay as the outside air temperature To rises. Since the refrigerant stays in the place where the temperature is lowest in the refrigeration cycle and accumulates as a liquid refrigerant, the refrigerant accumulates in the compressor 1 when the temperature rises.
  • the stagnation determination unit 32 determines that the refrigerant is staying in the compressor 1 when To> Tc, outputs 1 and starts heating, and when To ⁇ Tc Stop heating.
  • the control may be performed by starting the heating when the outside air temperature To tends to rise or when the temperature Tc of the compressor 1 tends to rise, and it is difficult to detect the outside air temperature To or the temperature Tc of the compressor 1. In this case, since control can be performed using any one of them, highly reliable control can be realized.
  • the elapsed time measuring unit 33 measures the time (Elapse_Time) when the compressor 1 is not heated, and outputs 1 when the time limit unit Limit_Time preset by the time comparing unit 34 is exceeded. Start heating.
  • Limit_Time may be set to about 12 hours. Note that the Elapse_Time is set to 0 in the reset unit 35 when the compressor 1 is heated.
  • the logical sum calculation unit 36 outputs the logical sum of the output values of the stagnation determination unit 32 and the time comparison unit 34 described above. When either one of the output values of the stagnation determination unit 32 and the time comparison unit 34 becomes 1 indicating the start of heating, the OR calculation unit 36 outputs 1 to start heating the compressor 1. .
  • the second logical product calculation unit 37 outputs the logical product of the output values of the first logical product calculation unit 31 and the logical sum calculation unit 36 as the output value of the heating determination unit 12.
  • the output value is 1
  • the high-frequency voltage generator 11 is operated and the compressor 1 is heated.
  • the high-frequency voltage generator 11 is not operated and the compressor 1 is not heated, or the high-frequency voltage generator 11 is stopped and the compressor 1 is heated. stop.
  • the second logical product calculation unit 37 outputs a logical product
  • the first logical product calculation unit 31 outputs a heating stop signal 0 to the compressor 1
  • the logical sum calculation unit 36 performs heating. Even if the start signal 1 is output, the heating can be stopped. Therefore, it is possible to obtain a heat pump device capable of minimizing standby power consumption while ensuring reliability.
  • the stagnation determination unit 32 can detect how much liquid refrigerant has accumulated in the compressor 1 based on the temperature Tc of the compressor 1 and the outside air temperature To, and therefore the amount of liquid refrigerant detected can be determined. Accordingly, the amount of heat (electric power) required to expel the refrigerant to the outside of the compressor 1 is calculated, and the high-frequency voltage generator 11 is operated to perform the necessary minimum heating, thereby reducing global warming by reducing power consumption. It becomes possible to reduce the influence on the.
  • Vu * V * cos ⁇ + OFFSET (5)
  • Vv * V * cos ( ⁇ (2/3) ⁇ ) + OFFSET (6)
  • Vw * V * cos ( ⁇ + (2/3) ⁇ ) + OFFSET
  • FIG. 14 is a timing chart when the ratio of the zero vector V0 is 50%.
  • the frequency spectrum of the U-phase current has a peak at a specific frequency n times (n is a natural number), and a large peak current is generated even on the high frequency side. ) Occurs and there are issues that do not conform to international standards.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a method of changing the ratio of the zero vector V0 to a sine wave shape.
  • the ratio of the zero vector V0 to the non-energized section (the sum of the zero vectors V0 and V7 is assumed to be 100%) is shown.
  • FIG. 16 is a timing chart when the ratio of the zero vector V0 is other than 50%. As shown in FIG.
  • the voltage command generation unit 25 changes the ratio of the zero vectors V0 and V7 in a sine wave shape as shown in FIG. 15, so that the peak of the high frequency component of the frequency spectrum of the U-phase current can be diffused. Needless to say, the frequency spectrum spreads not only for the UV voltage Vuv but also for the currents and voltages of other phases.
  • the level of high-frequency noise can be reduced by a simple method in which the voltage command generation unit 25 changes the OFFSET of the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw *. Since the heat pump device 100 does not need to strengthen a noise filter or the like, not only can the heat pump device 100 be adapted to international standards and the like without increasing the cost, but also the size and weight can be reduced.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating the relationship between the ratio of the zero vector V0 and the power. As shown in FIG. 17, when the ratio of the zero vector V0 is small (the zero vector V0 section is short) or the ratio of the zero vector V0 is large (the section of the zero vector V7 is short), the power that can be input is small.
  • the two switching elements (18a and 18d, 18b and 18e, 18c and 18f) are provided with a short-circuit prevention time (dead). Due to the influence of time, a section in which all the switching elements (18a and 18d, 18b and 18e, 18c and 18f) are all off is generated. When all are turned off, the energy stored in the motor 8 of the compressor 1 is regenerated to the smoothing capacitor 16 via the freewheeling diodes 19a to 19f. Thereby, since the energy stored in the motor 8 moves to the smoothing capacitor 16, the heating of the motor 8 is completed, so that the input power is reduced.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating the relationship between the amplitude Am and the average power.
  • FIG. 15 shows the magnitude of the amplitude Am (maximum is 50%) starting from the ratio 50% of the zero vector V0. Therefore, in the voltage command generation unit 25, it is desirable to limit the amplitude Am with Am_limit as the upper limit.
  • Am_limit takes into account the carrier generation method by various microcomputers and the short-circuit prevention time (dead time) provided so that the two switching elements (18a and 18d, 18b and 18e, 18c and 18f) are not turned on simultaneously. It is desirable to decide.
  • the time for turning on the switching elements 18a to 18f is shortened when the voltage output from the inverter 9 is reduced.
  • the time during which the switching elements are turned on at the same time is shortened.
  • the protection is not activated due to a delay time of a circuit (not shown). Therefore, in the inverter control unit 10, it is desirable to control the output voltage of the inverter 9 to be a certain level or more.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating the relationship between the ratio of the zero vector V0 and the amount of direct current.
  • the modulation frequency fm the shorter the period of spreading the frequency spectrum, and thus the higher the effect of noise reduction.
  • the modulation frequency fm is controlled at about several tens of Hz which is the lower limit value of the human audible frequency, so that it is possible to suppress noise generation while maximizing the noise reduction effect.
  • the current waveform has periodicity, so that the current and power of the motor 8 in the compressor 1 can be controlled stably.
  • the control can be stably performed by averaging the power with the period of the modulation frequency fm.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a method of randomly changing the ratio of the zero vector V0.
  • the ratio of the zero vectors V0 and V7 in the 1 second section is changed randomly, and the periodicity is given so that the ratio of the zero vectors V0 and V7 is similarly changed in the next 1 second section.
  • the voltage command generation unit 25 randomizes the ratio of the zero vector V0, for example, in a pattern that becomes 50% when added in one second interval. As a result, it is possible to suppress the generation of a direct current, and it is possible to obtain the same effect as when it is changed to a sine wave shape.
  • the voltage command generator 25 can spread the frequency spectrum of the current flowing through the motor 8 by changing the ratio of the zero vectors V0 and V7.
  • the refrigerant in the compressor 1 is a dielectric, the impedance at a high frequency is low, it becomes easy to flow a high-frequency current, and there is a risk of electric shock when the compressor 1 is touched.
  • the spectrum of the high-frequency current can be diffused, the level of the high-frequency current amount can be reduced, the risk of electric shock can be reduced, and a highly safe heat pump device 100 is obtained. It becomes possible.
  • the method of changing the ratio of zero vector V0 and V7 was demonstrated as a spectrum spreading
  • the PWM signal generator 26 can change the frequency of the carrier signal shown in FIG. 14 to increase or decrease the period of the U-phase current Iu. It is possible to change the frequency as time passes. Therefore, it is possible to spread the frequency spectrum without changing the ratio of the zero vectors V0 and V7.
  • the PWM signal generator 26 can change the switching frequency of the upper switching element groups 18a to 18c and the lower switching element groups 18d to 18f among the switching elements 18a to 18f of the inverter 9 with the passage of time. , Can spread the spectrum of high frequency current.
  • the same effect as that obtained by changing the ratio of the zero vectors V0 and V7 can be obtained by making the frequency of the carrier signal periodic, such as a sine wave or a triangular wave, or by varying it randomly. Needless to say.
  • the fundamental frequency of the applied voltage changes, the winding impedance of the motor 8 changes and the flowing current changes. Therefore, since electric power also changes, it is possible to solve the problem by the voltage command generation unit 25 giving a voltage command corresponding to the frequency.
  • the PWM signal generation unit 26 since the processing becomes complicated, the PWM signal generation unit 26 always operates with a constant voltage command using the voltage command at the average frequency. As a result, when the frequency is higher than the average frequency, the power decreases. However, when the frequency is lower than the average frequency, the power increases.
  • FIG. 21 is a flowchart showing the operation of the inverter control unit 10 according to the first embodiment.
  • Step S1 heating judgment step
  • the heating determination unit 12 determines whether to operate the high-frequency voltage generation unit 11 by the above-described operation while the compressor 1 is stopped.
  • the heating determination unit 12 determines that the high-frequency voltage generation unit 11 is to be operated, that is, when the output value of the heating determination unit 12 is 1 (on) (step S1: Yes)
  • the process proceeds to step S2 for preheating.
  • PWM signal is generated.
  • the heating determination unit 12 determines not to operate the high-frequency voltage generation unit 11, that is, when the output value of the heating determination unit 12 is 0 (off) (step S1: No)
  • the heating determination unit 12 After the elapse of time, it is determined whether to operate the high-frequency voltage generator 11 again.
  • Step S2 Voltage command value generation step
  • the selection unit 23 selects the voltage command value V * and the reference phase ⁇ f, and selects the phase ⁇ p or the phase ⁇ n.
  • the adder 27 calculates the voltage command value phase ⁇ by adding the reference phase ⁇ f and the phase ⁇ p or the phase ⁇ n selected by the selector 23.
  • the voltage command generation unit 25 then calculates the voltage command value Vu with an arbitrary offset OFFSET based on the voltage command value V *, the voltage command value phase ⁇ , and the offset OFFSET, using the equations (4) to (6). *, Vv *, Vw * are calculated, and the calculated voltage command values Vu *, Vv *, Vw * are output to the PWM signal generator 26.
  • Step S3 PWM signal generation step
  • the PWM signal generator 26 compares the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * output from the voltage command generator 25 with the carrier signal, and obtains PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, WN. Output to the inverter 9. As a result, the switching elements 18 a to 18 f of the inverter 9 are driven to apply a high frequency voltage to the motor 8.
  • the heating determination unit 12 returns to step S1 again after a predetermined time and determines whether further heating is necessary.
  • the inverter 9 controls the operation frequency of the compressor 1 under the control of the inverter control unit 10.
  • a high frequency voltage obtained by diffusing the above frequency spectrum is applied to the motor 8.
  • the selection unit 23 may output the reference phase ⁇ f that is equal to or higher than the operation frequency during the compression operation.
  • the operating frequency during the compression operation is 1 kHz. Therefore, a high frequency voltage of 1 kHz or higher may be applied to the motor 8.
  • the vibration sound of the iron core of the motor 8 approaches the upper limit of the audible frequency, which is effective in reducing noise. Therefore, for example, the selection unit 23 outputs a reference phase ⁇ f that provides a high frequency voltage of about 20 kHz.
  • the frequency of the high-frequency voltage exceeds the maximum rated frequency of the switching elements 18a to 18f, a load or a power supply short circuit due to the destruction of the switching elements 18a to 18f may occur, leading to a failure. Therefore, in order to ensure reliability, it is desirable that the frequency of the high frequency voltage be equal to or lower than the maximum rated frequency of the switching elements 18a to 18f.
  • a motor with an IPM structure and a concentrated winding motor with a small coil end and a low winding resistance are widely used for high efficiency. Since the concentrated winding motor has a small winding resistance and a small amount of heat generated by copper loss, a large amount of current needs to flow through the winding. When a large amount of current is passed through the windings, the current flowing through the inverter 9 also increases and the inverter loss increases. Therefore, when heating is performed by applying the above-described high frequency voltage, an inductance component due to a high frequency is increased, and the winding impedance is increased.
  • the current flowing through the winding is reduced and the copper loss is reduced, the iron loss due to the application of the high frequency voltage is generated and heating can be performed effectively. Furthermore, since the current flowing through the winding is reduced, the current flowing through the inverter is also reduced, the loss of the inverter 9 can be reduced, and more efficient heating is possible.
  • the compressor 1 when heating is performed by applying the high-frequency voltage described above, when the compressor 1 is an IPM structure motor, the rotor surface where the high-frequency magnetic flux is linked also becomes a heat generating portion. For this reason, an increase in the refrigerant contact surface and rapid heating of the compression mechanism are realized, so that the refrigerant can be efficiently heated.
  • the switching elements 18a to 18f constituting the inverter 9 and the freewheeling diodes 19a to 19f connected in parallel to the switching elements 18a to 18f are currently generally made of a semiconductor made of silicon (Si). .
  • a wide gap semiconductor made of silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), or diamond may be used.
  • the switching elements 18a to 18f and the freewheeling diodes 19a to 19f formed of such a wide band gap semiconductor have a high withstand voltage and a high allowable current density. Therefore, the switching elements 18a to 18f and the freewheeling diodes 19a to 19f can be reduced in size, and by using the downsized switching elements 18a to 18f and the freewheeling diodes 19a to 19f, a semiconductor module incorporating these elements is provided. Can be reduced in size.
  • the switching elements 18a to 18f and the freewheeling diodes 19a to 19f formed of such a wide band gap semiconductor have high heat resistance. Therefore, since the heat sink fins of the heat sink (not shown) can be downsized and the water cooling section can be down cooled, the semiconductor module can be further downsized.
  • the switching elements 18a to 18f and the freewheeling diodes 19a to 19f formed of such a wide band gap semiconductor have low power loss. Therefore, it is possible to increase the efficiency of the switching elements 18a to 18f and the freewheeling diodes 19a to 19f, and further increase the efficiency of the semiconductor module.
  • both the switching elements 18a to 18f and the freewheeling diodes 19a to 19f are formed of wide band gap semiconductors, but either one of the elements may be formed of wide band gap semiconductors.
  • the effect described in the form can be obtained.
  • the switching elements 18a to 18f at least one of the switching elements 18a to 18c of the upper switching element group or the switching elements 18d to 18f of the lower switching element group may be formed of a wide band gap semiconductor.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • the compressor 1 can be efficiently heated, and the liquid refrigerant in the compressor 1 can be prevented from staying. Therefore, since liquid compression can be prevented, it is effective even when a scroll compressor is used as the compressor 1.
  • the amplitude and frequency of the voltage command value may be adjusted in advance so as not to exceed 50 W.
  • the inverter control unit 10 can be constituted by a discrete system of CPU (Central Processing Unit), DSP (Digital Signal Processor), and microcomputer (microcomputer), as well as analog circuits, digital circuits, etc.
  • CPU Central Processing Unit
  • DSP Digital Signal Processor
  • microcomputer microcomputer
  • the electric circuit element may be used.
  • FIG. 1 shows the heat pump device 100 in which the compressor 1, the four-way valve 2, the heat exchanger 3, the expansion mechanism 4, and the heat exchanger 5 are sequentially connected by the refrigerant pipe 6. .
  • a heat pump device 100 having a more specific configuration will be described.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating a configuration of the heat pump apparatus 100 according to the second embodiment.
  • FIG. 23 is a Mollier diagram showing the state of the refrigerant in the heat pump device 100 according to the second embodiment.
  • the horizontal axis represents specific enthalpy and the vertical axis represents refrigerant pressure.
  • a compressor 51, a heat exchanger 52, an expansion mechanism 53, a receiver 54, an internal heat exchanger 55, an expansion mechanism 56, and a heat exchanger 57 are sequentially connected by piping, Is provided with a main refrigerant circuit 58 that circulates.
  • a main refrigerant circuit 58 In the main refrigerant circuit 58, a four-way valve 59 is provided on the discharge side of the compressor 51 so that the refrigerant circulation direction can be switched.
  • a fan 60 is provided in the vicinity of the heat exchanger 57.
  • the compressor 51 is the compressor 1 described in the first embodiment, and includes the motor 8 driven by the inverter 9 and the compression mechanism 7.
  • the heat pump device 100 includes an injection circuit 62 that connects between the receiver 54 and the internal heat exchanger 55 to the injection pipe of the compressor 51 by piping.
  • An expansion mechanism 61 and an internal heat exchanger 55 are sequentially connected to the injection circuit 62.
  • a water circuit 63 through which water circulates is connected to the heat exchanger 52.
  • the water circuit 63 is connected to a device that uses water such as a water heater, a radiator, a radiator such as floor heating, and the like.
  • the heating operation includes not only heating used for air conditioning, but also hot water supply that heats water to make hot water.
  • the gas-phase refrigerant (point 1 in FIG. 23) that has become high-temperature and high-pressure in the compressor 51 is discharged from the compressor 51, and is heat-exchanged and liquefied in a heat exchanger 52 that is a condenser and a radiator (FIG. 23).
  • Point 2 the water circulated through the water circuit 63, which is a fluid utilization device, is warmed by the heat radiated from the refrigerant and used for heating and hot water supply.
  • the liquid-phase refrigerant liquefied by the heat exchanger 52 is decompressed by the expansion mechanism 53 and becomes a gas-liquid two-phase state (point 3 in FIG. 23).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 53 is heat-exchanged with the refrigerant sucked into the compressor 51 by the receiver 54, cooled, and liquefied (point 4 in FIG. 23).
  • the liquid phase refrigerant liquefied by the receiver 54 branches and flows into the main refrigerant circuit 58 and the injection circuit 62.
  • the liquid phase refrigerant flowing through the main refrigerant circuit 58 is heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 with the refrigerant flowing through the injection circuit 62 that has been depressurized by the expansion mechanism 61 and has become a gas-liquid two-phase state, and further cooled (FIG. 23). Point 5).
  • the liquid-phase refrigerant cooled by the internal heat exchanger 55 is decompressed by the expansion mechanism 56 and becomes a gas-liquid two-phase state (point 6 in FIG. 23).
  • the refrigerant that has been in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 56 is heated and exchanged with the outside air by the heat exchanger 57 that serves as an evaporator (point 7 in FIG. 23). Then, the refrigerant heated by the heat exchanger 57 is further heated by the receiver 54 (point 8 in FIG. 23) and sucked into the compressor 51.
  • the refrigerant flowing through the injection circuit 62 is decompressed by the expansion mechanism 61 (point 9 in FIG. 23), and is heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 (point 10 in FIG. 23).
  • the gas-liquid two-phase refrigerant (injection refrigerant) heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 flows into the compressor 51 from the injection pipe of the compressor 51 in the gas-liquid two-phase state.
  • the refrigerant sucked from the main refrigerant circuit 58 (point 8 in FIG. 23) is compressed and heated to an intermediate pressure (point 11 in FIG. 23).
  • the refrigerant that has been compressed and heated to the intermediate pressure (point 11 in FIG. 23) joins the injection refrigerant (point 10 in FIG. 23), and the temperature drops (point 12 in FIG. 23).
  • coolant (point 12 of FIG. 23) in which temperature fell is further compressed and heated, becomes high temperature high pressure, and is discharged (point 1 of FIG. 23).
  • the opening of the expansion mechanism 61 is fully closed. That is, when the injection operation is performed, the opening degree of the expansion mechanism 61 is larger than the predetermined opening degree. However, when the injection operation is not performed, the opening degree of the expansion mechanism 61 is more than the predetermined opening degree. Make it smaller. Thereby, the refrigerant does not flow into the injection pipe of the compressor 51.
  • the opening degree of the expansion mechanism 61 is controlled electronically by a control unit such as a microcomputer.
  • the cooling operation includes not only cooling used for air conditioning but also making cold water by taking heat from water, freezing and the like.
  • the gas-phase refrigerant (point 1 in FIG. 23) that has become high-temperature and high-pressure in the compressor 51 is discharged from the compressor 51, and is heat-exchanged and liquefied in a heat exchanger 57 that is a condenser and a radiator (FIG. 23).
  • Point 2 The liquid-phase refrigerant liquefied by the heat exchanger 57 is decompressed by the expansion mechanism 56 and becomes a gas-liquid two-phase state (point 3 in FIG. 23).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 56 is heat-exchanged by the internal heat exchanger 55, cooled and liquefied (point 4 in FIG. 23).
  • the refrigerant that has become a gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 56 and the liquid-phase refrigerant that has been liquefied by the internal heat exchanger 55 have been decompressed by the expansion mechanism 61, and have become a gas-liquid two-phase state.
  • Heat is exchanged with the refrigerant (point 9 in FIG. 23).
  • the liquid refrigerant (point 4 in FIG. 23) exchanged by the internal heat exchanger 55 flows into the main refrigerant circuit 58 and the injection circuit 62 in a branched manner.
  • the liquid refrigerant flowing through the main refrigerant circuit 58 is heat-exchanged with the refrigerant sucked into the compressor 51 by the receiver 54 and further cooled (point 5 in FIG. 23).
  • the liquid-phase refrigerant cooled by the receiver 54 is decompressed by the expansion mechanism 53 and becomes a gas-liquid two-phase state (point 6 in FIG. 23).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 53 is heat-exchanged and heated by the heat exchanger 52 serving as an evaporator (point 7 in FIG. 23).
  • the heat exchanger 52 serving as an evaporator
  • the refrigerant heated by the heat exchanger 52 is further heated by the receiver 54 (point 8 in FIG. 23) and sucked into the compressor 51.
  • the refrigerant flowing through the injection circuit 62 is decompressed by the expansion mechanism 61 (point 9 in FIG. 23), and is heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 (point 10 in FIG. 23).
  • the gas-liquid two-phase refrigerant (injection refrigerant) heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 flows from the injection pipe of the compressor 51 in the gas-liquid two-phase state.
  • the compression operation in the compressor 51 is the same as in the heating operation.
  • the opening of the expansion mechanism 61 is fully closed so that the refrigerant does not flow into the injection pipe of the compressor 51, as in the heating operation.
  • the heat exchanger 52 has been described as a heat exchanger such as a plate heat exchanger that exchanges heat between the refrigerant and the water circulating in the water circuit 63, but the present invention is not limited to this. Instead, the refrigerant and air may exchange heat. Further, the water circuit 63 may be a circuit in which other fluid circulates instead of a circuit in which water circulates.
  • the heat pump device 100 can be used for a heat pump device using an inverter compressor such as an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, or a refrigerator, and particularly heats the compressor. Suitable for cases.
  • an inverter compressor such as an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, or a refrigerator, and particularly heats the compressor. Suitable for cases.

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Abstract

　圧縮機１を加熱する高周波電圧を発生しつつ、高周波ノイズを低減可能なヒートポンプ装置１００を得ることを目的とする。冷媒を圧縮する圧縮機１と、圧縮機１を駆動するモータ８と、モータ８に電圧を印加するインバータ９と、インバータ９を制御するインバータ制御部１０と、を備え、インバータ制御部１０は、圧縮機１の運転周波数以上の周波数スペクトルを拡散した高周波電圧をインバータ９からモータ８に印加するための駆動信号を生成し、駆動信号をインバータ９へ出力するスペクトル拡散電圧指令生成部１３、を備える。

Description

ヒートポンプ装置およびヒートポンプシステム
　本発明は、ヒートポンプ装置およびヒートポンプシステムに関する。
　従来、インバータが、圧縮機モータの巻線の三相に圧縮動作時の運転周波数範囲より高い高周波交流電圧を印加して、圧縮機を加熱する技術がある。例えば、下記特許文献１では、高周波交流電圧発生手段は、モータの圧縮動作時の運転周波数範囲外の周波数成分を出力するため、加熱時における圧縮機からの機械振動を抑制し、軸受けの磨耗および騒音を抑止する。また、ＰＷＭ生成手段は、高周波電流を発生させることによりモータに鉄損が発生し、効率よくモータを加熱する技術が開示されている。
　また、圧縮機の予熱時において、スイッチング素子のスイッチングによるストレスを軽減し、かつ、スイッチングによる磁気音を低減する技術がある。例えば、下記特許文献２では、直流電流を圧縮機モータに流すことで加熱するとともに、インバータのゼロベクトル区間をランダムに変化させることで磁気音を低減する技術が開示されている。
特開２０１１－３８６８９号公報 特開２００２－２７７０７４号公報
　しかしながら、上記従来の技術（特許文献１）によれば、固定周波数の高周波電流を発生させるため、モータの電流には周波数のｎ倍（ｎは自然数）のピークが発生する。そのため、ノイズフィルタなどを強化する必要があり、低コストで高周波ノイズ規格に適合できない、という問題があった。
　また、上記従来の技術（特許文献２）によれば、ランダムにゼロベクトルを変化させている。そのため、例えば、高周波電圧を印加して圧縮機を加熱する場合、ゼロベクトルの変化により直流電流が重畳し、過大な電流が流れることでスイッチング素子の故障等のおそれがある、という問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、圧縮機を加熱する高周波電圧を発生しつつ、高周波ノイズを低減可能なヒートポンプ装置およびヒートポンプシステムを得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、冷媒を圧縮する圧縮機と、前記圧縮機を駆動するモータと、前記モータに電圧を印加するインバータと、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、を備え、前記インバータ制御手段は、前記圧縮機の運転周波数以上の周波数スペクトルを拡散した高周波電圧を前記インバータから前記モータに印加するための駆動信号を生成し、前記駆動信号を前記インバータへ出力するスペクトル拡散電圧指令生成手段、を備えることを特徴とする。
　本発明にかかるヒートポンプ装置およびヒートポンプシステムは、圧縮機を加熱する高周波電圧を発生しつつ、高周波ノイズを低減できる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００の構成を示す図である。 図２は、実施の形態１におけるインバータ９の構成を示す図である。 図３は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の構成を示す図である。 図４は、実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成部２６の入出力波形を示す図である。 図５は、実施の形態１における８通りのスイッチングパターンを示す図である。 図６は、実施の形態１におけるもう一つのインバータ制御部１０の構成を示す図である。 図７は、選択部２３がキャリア信号の頂および底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替えた場合のタイミングチャートである。 図８は、図７に示す電圧ベクトルの変化を示す図である。 図９は、ＩＰＭモータのロータ位置を示す図である。 図１０は、ロータ位置による電流変化を示す図である。 図１１は、基準位相θｆを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を示す図である。 図１２は、基準位相θｆが０度（Ｕ相（Ｖ４）方向が０度）、３０度、６０度の時のモータ８のＵＶＷの各相に流れる電流を示す図である。 図１３は、実施の形態１における加熱判定部１２の構成を示す図である。 図１４は、ゼロベクトルＶ０の比率が５０％の場合のタイミングチャートである。 図１５は、ゼロベクトルＶ０の比率を正弦波状に可変する方法を示す図である。 図１６は、ゼロベクトルＶ０の比率が５０％以外の場合のタイミングチャートである。 図１７は、ゼロベクトルＶ０の比率と電力の関係を示す図である。 図１８は、振幅Ａｍと平均電力との関係を示す図である。 図１９は、ゼロベクトルＶ０の比率と直流電流量の関係を示す図である。 図２０は、ゼロベクトルＶ０の比率をランダムに可変する方法を示す図である。 図２１は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の動作を示すフローチャートである。 図２２は、実施の形態２に係るヒートポンプ装置１００の構成を示す図である。 図２３は、実施の形態２に係るヒートポンプ装置１００の冷媒の状態を示すモリエル線図である。
　以下に、本発明にかかるヒートポンプ装置およびヒートポンプシステムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　実施の形態１では、ヒートポンプ装置１００の基本的な構成および動作について説明する。
　図１は、実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００の構成を示す図である。実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００は、圧縮機１、四方弁２、熱交換器３、膨張機構４、熱交換器５が、冷媒配管６を介して順次接続された冷凍サイクルを備える。圧縮機１の内部には冷媒を圧縮する圧縮機構７と、この圧縮機構７を動作させるモータ８とが設けられている。モータ８は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の巻き線を有する三相モータである。
　モータ８に電圧を与えて駆動させるインバータ９は、モータ８と電気的に接続されている。インバータ９は、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線に電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをそれぞれ印加する。
　インバータ９には、高周波電圧発生部１１と加熱判定部１２とを備えるインバータ制御部１０が電気的に接続されている。インバータ制御部１０では、インバータ９から送られるインバータ９の電源電圧である母線電圧Ｖｄｃの値と、加熱判定部１２によるモータ８を加熱する必要があるという判定とに基づいて、高周波電圧発生部１１のスペクトル拡散電圧指令生成部１３は、周波数スペクトルを拡散した高周波電圧を印加するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号（駆動信号）を生成してインバータ９へ出力する。
　図２は、実施の形態１におけるインバータ９の構成を示す図である。インバータ９は、交流電源１４と、交流電源１４から供給される電圧を整流する整流器１５と、整流器１５で整流された電圧を平滑して直流電圧（母線電圧Ｖｄｃ）を生成する平滑コンデンサ１６と、平滑コンデンサ１６で生成された母線電圧Ｖｄｃを検出してインバータ制御部１０へ出力する母線電圧検出部１７と、を備える。
　また、インバータ９は、母線電圧Ｖｄｃを電源とする電圧印加部２０を備える。電圧印加部２０は、２つのスイッチング素子（１８ａと１８ｄ、１８ｂと１８ｅ、１８ｃと１８ｆ）の直列接続部が３個並列に接続され、各スイッチング素子１８ａ～１８ｆそれぞれと並列に接続された環流ダイオード１９ａ～１９ｆを備える回路である。なお、以降の説明において、区別する必要のない場合は、スイッチング素子１８と表すことがある。電圧印加部２０は、インバータ制御部１０より送られるＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮに応じて、それぞれに対応したスイッチング素子（ＵＰは１８ａ、ＶＰは１８ｂ、ＷＰは１８ｃ、ＵＮは１８ｄ、ＶＮは１８ｅ、ＷＮは１８ｆ）を駆動する。そして、電圧印加部２０は、駆動したスイッチング素子１８に応じた電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線それぞれに印加する。
　図３は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の構成を示す図である。上述したように、インバータ制御部１０は、高周波電圧発生部１１と加熱判定部１２とを備える。加熱判定部１２については後述し、ここでは高周波電圧発生部１１について説明する。高周波電圧発生部１１は、テーブルデータ２１、外部入力部２２、選択部２３、積分器２４、電圧指令生成部２５、ＰＷＭ信号生成部２６を備える。電圧指令生成部２５およびＰＷＭ信号生成部２６で、スペクトル拡散電圧指令生成部１３を構成する。
　選択部２３は、テーブルデータ２１に記録された電圧指令値Ｖｔと、外部入力部２２から入力された電圧指令値Ｖａとのうちいずれか１つを電圧指令値Ｖ＊として選択して出力する。また、選択部２３は、テーブルデータ２１に記録された回転数指令値ωｔと、外部入力部２２から入力された回転数指令値ωａとのうちいずれか１つを回転数指令値ω＊として選択して出力する。
　積分器２４は、選択部２３が出力した回転数指令値ω＊から電圧指令値位相θを求める。
　電圧指令生成部２５は、電圧指令値Ｖ＊と、積分器２４が求めた電圧指令値位相θとを入力として、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成して出力する。
　ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令生成部２５が出力した電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、母線電圧Ｖｄｃとに基づいて、ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成し、インバータ９へ出力する。
　電圧指令生成部２５の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の生成方法およびＰＷＭ信号生成部２６のＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮの生成方法について説明する。図４は、実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成部２６の入出力波形を示す図である。例えば、スペクトル拡散を行わない場合、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を、式（１）～式（３）のように位相が２π／３ずつ異なる余弦波（正弦波）と定義する。ただし、Ｖ＊は電圧指令値の振幅、θは電圧指令値位相である。なお、スペクトル拡散の方法については、後述する。
　（１）Ｖｕ＊＝Ｖ＊ｃｏｓθ
　（２）Ｖｖ＊＝Ｖ＊ｃｏｓ（θ－（２／３）π）
　（３）Ｖｗ＊＝Ｖ＊ｃｏｓ（θ＋（２／３）π）
　電圧指令生成部２５は、電圧指令値Ｖ＊と、積分器２４が求めた電圧指令値位相θとに基づいて、式（１）～式（３）により電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を計算し、計算した電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２６へ出力する。
　ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、所定の周波数で振幅Ｖｄｃ／２のキャリア信号（基準信号）とを比較し、相互の大小関係に基づいて、ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成する。ＰＷＭ信号生成部２６は、例えば、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも大きい場合には、ＰＷＭ信号ＵＰはスイッチング素子１８ａをオンにする電圧とし、ＰＷＭ信号ＵＮはスイッチング素子１８ｄをオフにする電圧とする。また、ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも小さい場合には、逆に、ＰＷＭ信号ＵＰはスイッチング素子１８ａをオフにする電圧とし、ＰＷＭ信号ＵＮはスイッチング素子１８ｄをオンにする電圧とする。他の信号についても同様であり、ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令値Ｖｖ＊とキャリア信号との比較によりＰＷＭ信号ＶＰ，ＶＮを決定し、電圧指令値Ｖｗ＊とキャリア信号との比較によりＰＷＭ信号ＷＰ，ＷＮを決定する。一般的なインバータの場合、相補ＰＷＭ方式を採用しているため、ＰＷＭ信号ＵＰとＵＮ、ＶＰとＶＮ、ＷＰとＷＮは互いに逆の関係となる。そのため、スイッチングパターンは全部で８通りとなる。
　図５は、実施の形態１における８通りのスイッチングパターンを示す図である。なお、図５では、各スイッチングパターンで発生する電圧ベクトルにＶ０～Ｖ７の符号を付している。また、各電圧ベクトルの電圧の方向を±Ｕ，±Ｖ，±Ｗ（電圧が発生しない場合には０）で表している。ここで、＋Ｕとは、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相およびＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流を発生させる電圧である。また、－Ｕとは、Ｖ相およびＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する－Ｕ相方向の電流を発生させる電圧である。±Ｖ，±Ｗについても同様の解釈である。
　ＰＷＭ信号生成部２６は、図５に示すスイッチングパターンを組み合わせて電圧ベクトルを出力することでインバータ９に所望の電圧を出力させることができる。一般的な圧縮機１の冷媒を、モータ８を用いて圧縮動作（通常運転モード）の場合には１ｋＨｚ以下で動作することが一般的である。ＰＷＭ信号生成部２６は、このときに位相を高速で変化させることにより、１ｋＨｚを超える高周波の電圧を出力し、圧縮機１に通電（加熱運転モード）することが可能となる。
　なお、式（１）～式（３）以外にも二相変調、三次高調波重畳変調、空間ベクトル変調等により電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を求めても構わない。
　ただし、一般的なインバータの場合、キャリア信号の周波数であるキャリア周波数はインバータのスイッチング素子のスイッチングスピードにより上限が決まっている。そのため、搬送波であるキャリア信号の周波数（キャリア周波数）以上の高周波電圧を出力することは困難である。なお、一般的なＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の場合、スイッチングスピードの上限は２０ｋＨｚ程度である。
　また、高周波電圧の周波数がキャリア周波数の１／１０程度になると、高周波電圧の波形出力精度が悪化し直流成分が重畳するなど悪影響をおよぼすおそれがある。この点を考慮し、キャリア周波数を２０ｋＨｚとした場合に、高周波電圧の周波数をキャリア周波数の１／１０の２ｋＨｚ以下とすると、高周波電圧の周波数は可聴周波数領域となり、騒音悪化が懸念される。
　そこで、インバータ制御部１０では、図６に示すように積分器２４（図３参照）に代えて、基準位相θｆに、選択部２３にて切り換えられた位相θｐと位相θｎを加算して電圧指令値位相θとする加算部２７を設ける。図６は、実施の形態１におけるもう１つのインバータ制御部１０の構成を示す図である。
　ここで、図３では、回転数指令値ω＊を積分器２４にて積分して電圧指令値位相θを求めていた。これに対し、図６では、選択部２３（位相切替部）が、位相θｐと、位相θｐとほぼ１８０度異なる位相θｎとの２種類の電圧指令値位相を交互に切り換える。また、選択部２３は、テーブルデータ２１に記録された位相θｔと、外部入力部２２から入力された位相θａとのうちいずれか１つを基準位相θｆとして選択して出力する。そして、加算部２７が、基準位相θｆに、選択部２３が選択した位相θｐまたは位相θｎを加算して電圧指令値位相θとする。なお、以下の説明では、θｐ＝０［度］、θｎ＝１８０［度］として説明する。
　次に、インバータ制御部１０の動作について説明する。選択部２３が、キャリア信号の頂（山）または底（谷）のタイミングで、あるいは、頂および底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替える。そして、加算部２７が、基準位相θｆに、選択部２３が選択した位相θｐまたは位相θｎを加算して電圧指令値位相θとして電圧指令生成部２５へ出力する。電圧指令生成部２５は、スペクトル拡散を行わない場合、電圧指令値位相θと、電圧指令値Ｖ＊とを用いて式（１）～式（３）にて電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を得て、ＰＷＭ信号生成部２６へ出力する。選択部２３が位相θｐと位相θｎとを、キャリア信号の頂または底、頂および底のタイミングで切り替えることで、キャリア信号に同期したＰＷＭ信号を出力することが可能となる。
　図７は、選択部２３がキャリア信号の頂および底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替えた場合のタイミングチャートである。なお、ＰＷＭ信号ＵＰとＵＮ、ＶＰとＶＮ、ＷＰとＷＮはそれぞれオン／オフ状態が逆であり、一方が分かれば他方も分かるため、ここではＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰのみを示している。また、ここでは、基準位相θｆ＝０［度］としている。この場合、図７に示すようにＰＷＭ信号が変化する。そして、電圧ベクトルはＶ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０），Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０），Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１），Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１），Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０），…の順で変化する。
　図８は、図７に示す電圧ベクトルの変化を示す図である。なお、図８では、破線で囲まれたスイッチング素子１８がオン、破線で囲まれていないスイッチング素子１８がオフの状態であることを表している。図８に示すように、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７印加時はモータ８の線間が短絡状態となり、電圧が出力されない。この場合、モータ８のインダクタンスに蓄えられたエネルギーが電流となって短絡回路中を流れる。また、電圧ベクトルＶ４印加時には、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相およびＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流（＋Ｉｕの電流）がモータ８の巻線に流れる。また、電圧ベクトルＶ３印加時には、Ｖ相およびＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する－Ｕ相方向の電流（－Ｉｕの電流）がモータ８の巻線に流れる。
　すなわち、電圧ベクトルＶ４印加時と、電圧ベクトルＶ３印加時とでは逆方向の電流がモータ８の巻線に流れる。そして、電圧ベクトルがＶ０，Ｖ４，Ｖ７，Ｖ３，Ｖ０，…の順で変化するため、＋Ｉｕの電流と－Ｉｕの電流とが交互にモータ８の巻線に流れることになる。特に、図５に示すように、電圧ベクトルＶ４とＶ３とが１キャリア周期（１／ｆｃ）の間に現れるため、キャリア周波数ｆｃに同期した交流電圧をモータ８の巻線に印加することが可能となる。
　また、電圧ベクトルＶ４（＋Ｉｕの電流）と電圧ベクトルＶ３（－Ｉｕの電流）とが交互に出力されるため、正逆のトルクが瞬時切り替わる。そのため、トルクが相殺されることによりロータの振動を抑えた電圧の印加が可能となる。
　また、選択部２３がキャリア信号の底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り換える場合について考える。その場合、電圧ベクトルはＶ０，Ｖ４，Ｖ７，Ｖ７，Ｖ３，Ｖ０，Ｖ０，Ｖ３，Ｖ７，Ｖ７，Ｖ４，Ｖ０，…の順で変化する。電圧ベクトルＶ４と電圧ベクトルＶ３とが２キャリア周期の間に現れるため、１／２キャリア周波数の交流電圧をモータ８の巻線に印加することが可能となる。
　図９は、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ）モータのロータ位置（ロータの停止位置）を示す図である。ここでは、ＩＰＭモータのロータ位置φは、ロータのＮ極の向きがＵ相方向からずれた角度の大きさによって表される。図１０は、ロータ位置による電流変化を示す図である。ＩＰＭモータの場合、巻線インダクタンスはロータ位置に依存する。そのため、電気角周波数ωとインダクタンス値との積で表される巻線インピーダンスは、ロータ位置に応じて変動する。したがって、同一電圧を印加した場合においても、ロータ位置によって、モータ８の巻線に流れる電流が変動してしまい、加熱量が変化してしまう。その結果、ロータ位置によっては、必要な加熱量を得るために、多くの電力が消費されるおそれがある。
　そこで、選択部２３は、時間の経過と共に基準位相θｆを変化させ、ロータに満遍なく電圧を印加する。図１１は、基準位相θｆを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を示す図である。ここでは、基準位相θｆを時間の経過とともに、例えば、０度、４５度、９０度、１３５度、…と４５度ずつ変化させている。基準位相θｆが０度であれば、電圧指令値位相θは０度、１８０度となり、基準位相θｆが４５度であれば、電圧指令値位相θは４５度、２２５度となり、基準位相θｆが９０度であれば、電圧指令値位相θは９０度、２７０度となり、基準位相θｆが１３５度であれば、電圧指令値位相θは１３５度、３１５度となる。
　つまり、初めに、基準位相θｆが０度に設定され、所定の時間、電圧指令値位相θがキャリア信号に同期して０度と１８０度とで切り替えられる。その後、基準位相θｆが４５度に切り替えられ、所定の時間、電圧指令値位相θがキャリア信号に同期して４５度と２２５度とで切り替えられる。その後、基準位相θｆが９０度に切り替えられ、…というように、所定の時間毎に、０度と１８０度、４５度と２２５度、９０度と２７０度、１３５度と３１５度、…と電圧指令値位相θが切り替えられる。これにより、時間の経過とともに、高周波交流電圧の通電位相が変化するため、ロータ停止位置によるインダクタンス特性の影響を排除することができ、ロータ位置に依存せず均一な圧縮機１の加熱が可能となる。
　図１２は、基準位相θｆが０度（Ｕ相（電圧ベクトルＶ４）方向が０度）、３０度、６０度の時のモータ８のＵＶＷの各相に流れる電流を示す図である。基準位相θｆが０度の場合には、図７に示すように電圧ベクトルＶ０とＶ７との間に他の電圧ベクトル（スイッチング素子１８ａ～１８ｆの正電圧側１つと負電圧側２つ、または、正電圧側２つと負電圧側１つがオン状態となる電圧ベクトル）が１つのみ発生する。この場合、電流波形は台形状となり高調波成分の少ない電流となる。
　しかし、基準位相θｆが３０度の場合には、電圧ベクトルＶ０とＶ７との間に異なる２つの電圧ベクトルが発生する。この場合、電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となる。この電流波形の歪みはモータ騒音やモータ軸振動などの悪影響を与えるおそれがある。また、基準位相θｆが６０度の場合も、基準位相θｆが０度の場合と同様に、電圧ベクトルＶ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。この場合、電流波形は台形状となり、高調波成分が少ない電流となる。
　このように、基準位相θｆが６０度のｎ倍（ｎは０以上の整数）の場合には、電圧指令値位相θが６０度の倍数となるため（ここでは、θｐ＝０［度］、θｎ＝１８０［度］である）、電圧ベクトルＶ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。一方、基準位相θｆが６０度のｎ倍以外の場合には、電圧指令値位相θが６０度の倍数とならないため、電圧ベクトルＶ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが２つ発生してしまう。電圧ベクトルＶ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが２つ発生してしまうと、電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となり、モータ騒音やモータ軸振動などの悪影響を与えるおそれがある。したがって、選択部２３では、基準位相θｆを、０度、６０度、…のように６０度刻みで変化させることが望ましい。
　図１３は、実施の形態１における加熱判定部１２の構成を示す図である。加熱判定部１２は、インバータ９の母線電圧検出部１７が検出した母線電圧Ｖｄｃに基づき、高周波電圧発生部１１の動作状態（ＯＮ／ＯＦＦ）を制御する。加熱判定部１２は、電圧比較部２８、温度検出部２９、温度比較部３０、第１論理積計算部３１、寝込み判定部３２、経過時間計測部３３、時間比較部３４、リセット部３５、論理和計算部３６、第２論理積計算部３７を備える。
　電圧比較部２８は、母線電圧検出部１７により検出した母線電圧Ｖｄｃが、Ｖｄｃ＿ｍｉｎ＜Ｖｄｃ＜Ｖｄｃ＿ｍａｘの状態の時に正常状態と判断して１を、それ以外の場合には０を出力する。ここで、Ｖｄｃ＿ｍａｘは母線電圧上限値、Ｖｄｃ＿ｍｉｎは母線電圧下限値である。Ｖｄｃ＿ｍａｘ以上の過大な母線電圧の場合や、Ｖｄｃ＿ｍｉｎ以下の過小な母線電圧の場合には、電圧比較部２８は、異常状態と判断して０を出力することで、加熱を停止するよう動作する。
　温度検出部２９は、電圧印加部２０の温度であるインバータ温度Ｔｉｎｖ、圧縮機１の温度Ｔｃ、外気温度Ｔｏを検出する。
　温度比較部３０は、予め設定したインバータの保護温度Ｔｐ＿ｉｎｖとインバータ温度Ｔｉｎｖとを比較するとともに、予め設定した圧縮機１の保護温度Ｔｐ＿ｃと圧縮機温度Ｔｃとを比較する。そして、温度比較部３０は、Ｔｐ＿ｉｎｖ＞Ｔｉｎｖの状態、かつ、Ｔｐ＿ｃ＞Ｔｃの状態では正常に動作していると判断して１を、それ以外の場合には０を出力する。ここで、Ｔｐ＿ｉｎｖ＜Ｔｉｎｖとなった場合には、インバータ温度Ｔｉｎｖが高温になっており、また、Ｔｐ＿ｃ＜Ｔｃとなった場合には、圧縮機１内のモータ８の巻線温度が高温となり、絶縁不良等のおそれがある。そのため、温度比較部３０は、加熱不要と判断して０を出力して加熱を停止するよう動作する。ここで、圧縮機１はモータ８の巻線に比べて熱容量が大きく、温度の上昇速度が巻線に比べて遅い点を考慮してＴｐ＿ｃを設定する必要がある。
　第１論理積計算部３１は、以上の電圧比較部２８、温度比較部３０の出力値の論理積を出力する。電圧比較部２８、温度比較部３０の出力値のいずれか１つでも異常状態の０となった場合には、第１論理積計算部３１が０を出力して加熱を停止するよう動作させる。なお、ここでは、母線電圧Ｖｄｃ、インバータ温度Ｔｉｎｖ、圧縮機１の温度Ｔｃを用いて加熱を停止する方法について述べたが、全てを用いなくてもよい。また、ここで述べた以外のパラメータを用いて加熱を停止するよう構成してもよいことは言うまでもない。
　続いて、温度検出部２９により検出した圧縮機１の温度Ｔｃと外気温度Ｔｏとに基づいて、寝込み判定部３２は、圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態（冷媒が寝込んだ状態）か否かを判断する。圧縮機１は冷凍サイクル中で最も熱容量が大きく、外気温度Ｔｏの上昇に対して、圧縮機１の温度Ｔｃは遅れて上昇するため、最も温度が低くなる。冷媒は冷凍サイクル中で最も温度が低い場所で滞留し、液冷媒として溜まるため温度の上昇時に圧縮機１内に冷媒が溜まる。そこで、寝込み判定部３２は、Ｔｏ＞Ｔｃとなった場合には、冷媒が圧縮機１内に滞留していると判断して１を出力して加熱を開始し、Ｔｏ＜Ｔｃとなった場合に加熱を停止する。なお、外気温度Ｔｏが上昇傾向の時や、圧縮機１の温度Ｔｃが上昇傾向の時に加熱を開始するよう制御しても制御としてよく、外気温度Ｔｏもしくは圧縮機１の温度Ｔｃの検出が困難になった場合にいずれか１つを用いて制御ができるため信頼性の高い制御が実現できる。
　ここで、圧縮機１の温度Ｔｃおよび外気温度Ｔｏの両方が検出不可能になった場合、圧縮機１の加熱ができなくなるおそれがある。そこで、経過時間計測部３３は、圧縮機１を加熱していない時間（Ｅｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅ）を計測し、時間比較部３４にて予め設定した制限時間Ｌｉｍｉｔ＿Ｔｉｍｅを超過した場合に１を出力して圧縮機１の加熱を開始する。ここで、一日の温度変化は太陽が昇る朝から昼にかけて温度が上昇し、日没から夜にかけて温度が低下するため、おおよそ１２時間周期で温度の上昇低下が繰り返される。そのため、例えば、Ｌｉｍｉｔ＿Ｔｉｍｅを１２時間程度に設定しておけばよい。なお、Ｅｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅは、圧縮機１への加熱を行った場合にリセット部３５にてＥｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅを０に設定する。
　論理和計算部３６は、以上の寝込み判定部３２と時間比較部３４との出力値の論理和を出力する。寝込み判定部３２と時間比較部３４との出力値のいずれか一方でも加熱開始を表す１となった場合には、論理和計算部３６が１を出力して圧縮機１への加熱を開始させる。
　第２論理積計算部３７は、第１論理積計算部３１と論理和計算部３６との出力値の論理積を、加熱判定部１２の出力値として出力する。出力値が１の場合には、高周波電圧発生部１１を動作させ、圧縮機１の加熱動作を行う。一方、出力値が０の場合には、高周波電圧発生部１１を動作させず、圧縮機１の加熱動作をしない、あるいは、高周波電圧発生部１１の動作を停止させ、圧縮機１の加熱動作を止める。第２論理積計算部３７で論理積を出力するため、第１論理積計算部３１にて圧縮機１への加熱停止の信号０が出力されている場合には、論理和計算部３６が加熱開始の信号１が出力されていても、加熱を停止させることができる。そのため、信頼性を確保しつつ、待機中の消費電力を最小限に抑えることが可能なヒートポンプ装置を得ることができる。
　なお、寝込み判定部３２は、圧縮機１の温度Ｔｃと外気温度Ｔｏとに基づいて、圧縮機１内に液冷媒がどの程度滞留したかを検出可能であるため、検出した液冷媒の量に応じて、冷媒を圧縮機１の外部へ追い出すのに必要な熱量（電力）を算出し、必要最小限の加熱を行うよう高周波電圧発生部１１を動作させることで、消費電力削減による地球温暖化への影響を低減することが可能となる。
　続いて、圧縮機１の運転周波数以上の周波数スペクトルを拡散した高周波電圧をインバータ９からモータ８に印加する場合の、スペクトル拡散電圧指令生成部１３におけるスペクトル拡散の方法について以下説明する。スペクトル拡散電圧指令生成部１３での、電圧指令生成部２５の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の生成方法、およびＰＷＭ信号生成部２６のＰＷＭ信号の生成方法について説明する。スペクトル拡散を行う場合、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、オフセットＯＦＦＳＥＴを持たせた式（４）～式（６）の余弦波（正弦波）と定義する。各式へのオフセットＯＦＦＳＥＴの大きさは同一である。ただし、Ｖ＊は電圧指令値の振幅、θは電圧指令値位相である。
　（４）Ｖｕ＊＝Ｖ＊ｃｏｓθ＋ＯＦＦＳＥＴ
　（５）Ｖｖ＊＝Ｖ＊ｃｏｓ（θ－（２／３）π）＋ＯＦＦＳＥＴ
　（６）Ｖｗ＊＝Ｖ＊ｃｏｓ（θ＋（２／３）π）＋ＯＦＦＳＥＴ
　ここで、ＯＦＦＳＥＴ＝０、θをキャリアの頂と底で０ｄｅｇ、１８０ｄｅｇと切り替えた場合の動作波形を図１４に示す。図１４は、ゼロベクトルＶ０の比率が５０％の場合のタイミングチャートである。図５に示す電圧出力を行わない電圧ベクトルＶ０とＶ７（ゼロベクトルと称す）の関係はＶ０＝Ｖ７となる。この場合のＵ相電流の周波数スペクトルは、特定の周波数のｎ倍（ｎは自然数）にピークが発生し、高周波数側でも大きなピークの電流が発生するため、高周波数のノイズ（雑音端子電圧など）が発生し、国際的な規格などに適合しない課題がある。
　そこで、電圧指令生成部２５では、図１５に示すように、無通電区間であるゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を、振幅Ａｍ、変調周波数ｆｍで時間の経過とともに正弦波状に変化させる。図１５は、ゼロベクトルＶ０の比率を正弦波状に可変する方法を示す図である。無通電区間（ゼロベクトルＶ０とＶ７の和を１００％とする）に対するゼロベクトルＶ０の比率を示すものである。また、図１６は、ゼロベクトルＶ０の比率が５０％以外の場合のタイミングチャートである。図１６に示すようにＯＦＦＳＥＴを変化させることで、キャリア信号に対する電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の関係が変化し、電圧を出力する電圧ベクトルＶ３とＶ４（実ベクトルと称す）の関係は維持した状態で、高周波電圧の１周期の中でのゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を変化させることが可能となる。
　電圧指令生成部２５が、図１５に示すようにゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を正弦波状に変化させることで、Ｕ相電流の周波数スペクトルの高周波成分のピークを拡散させることが可能となる。なお、ＵＶ間電圧Ｖｕｖだけでなく、他の相の電流、電圧についても同様に周波数スペクトルが拡散することは言うまでもない。
　よって、ヒートポンプ装置１００では、電圧指令生成部２５において電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のＯＦＦＳＥＴを変化させるという簡易な方法で、高周波数のノイズのレベルを低減することができる。ヒートポンプ装置１００は、ノイズフィルタなどを強化する必要が無くなるため、コストを増加させること無く国際的な規格などに適合させることが可能だけでなく、小型軽量化が可能となる。
　しかし、ゼロベクトルＶ０またはＶ７の時間が短くなると、実ベクトルであるＶ３からＶ４、またはＶ４からＶ３に切り替わる際の、ゼロベクトル区間が短くなる。本来、電圧出力を行う実ベクトルにより発生した際のエネルギーを、ゼロベクトル区間でエネルギーを環流させることで電流を維持させることができなくなる。図１７は、ゼロベクトルＶ０の比率と電力の関係を示す図である。図１７に示すようにゼロベクトルＶ０の比率が小さい（ゼロベクトルＶ０区間が短い）、またはゼロベクトルＶ０の比率が大きい（ゼロベクトルＶ７の区間が短い）場合には、投入できる電力が小さくなる。
　また、使用するマイクロコンピュータ（マイコン）によっては、ゼロベクトル区間が短くなると、２つのスイッチング素子（１８ａと１８ｄ、１８ｂと１８ｅ、１８ｃと１８ｆ）が同時にＯＮ状態とならないよう設けられる短絡防止時間（デッドタイム）の影響により、全スイッチング素子（１８ａと１８ｄ、１８ｂと１８ｅ、１８ｃと１８ｆ）が全てオフとなる区間が発生する。全てオフ状態となると、圧縮機１のモータ８に蓄えられたエネルギーが環流ダイオード１９ａ～１９ｆを介して、平滑コンデンサ１６に回生される。これにより、モータ８に蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサ１６に移動するため、モータ８の加熱が終了するため、投入電力が小さくなる。
　ゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を正弦波状に変化させる場合には、図１８に示すように振幅Ａｍを大とすると、平均電力が減少してしまう。図１８は、振幅Ａｍと平均電力との関係を示す図である。図１５において、ゼロベクトルＶ０の比率５０％を起点とした振幅Ａｍ（最大は５０％）の大きさを示すものである。そのため、電圧指令生成部２５では、振幅ＡｍはＡｍ＿ｌｉｍｉｔを上限として制限することが望ましい。なお、Ａｍ＿ｌｉｍｉｔは各種マイコンによるキャリアの生成方法や、２つのスイッチング素子（１８ａと１８ｄ、１８ｂと１８ｅ、１８ｃと１８ｆ）が同時にＯＮ状態とならないよう設けられる短絡防止時間（デッドタイム）などを加味して決定することが望ましい。
　しかしながら、デッドタイムを設けると、インバータ９が出力する電圧が小さくなると、スイッチング素子１８ａ～１８ｆをオンする時間が短くなる。例えば、スイッチング素子１８ａ～１８ｆのうち何れかが故障し、２つのスイッチング素子（１８ａと１８ｄ、１８ｂと１８ｅ、１８ｃと１８ｆ）が同時にオン状態となると、同時にオンしている時間が短くなり、保護回路（図示せず）の遅延時間などにより保護が動作しない状況となる。そのため、インバータ制御部１０では、インバータ９の出力電圧を一定以上確保する制御が望ましい。
　また、Ｕ相電流の直流電流量は図１９に示す通り、ゼロベクトルＶ０の比率を変化に応じて変化する。図１９は、ゼロベクトルＶ０の比率と直流電流量の関係を示す図である。過大な直流電流が発生すると、インバータ９の破壊や、インバータ９を構成するスイッチング素子１８ａ～１８ｆや、環流ダイオード１９ａ～１９ｆに発生する損失が大きくなる。そのため、電圧指令生成部２５では、正弦波状に変化させる場合の振幅Ａｍは５０％を中心として変化させることにより、直流電流量は正および負に変化することになるため、直流電流量を相殺することが可能となる。これにより、インバータ９の破壊や、損失の悪化を抑制することが可能となる。
　さらに、変調周波数ｆｍは、高いほど周波数スペクトルを拡散する周期が短くなるため、ノイズ低減には効果が高い。ただし、変調周波数ｆｍについては、人間の可聴周波数の下限値である数十Ｈｚ程度で制御することで、ノイズ低減効果を最大限に発揮しつつ、騒音の発生も抑制することが可能となる。
　また、ゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を正弦波状に変化させる場合、電流波形は周期性を持つため、圧縮機１内のモータ８の電流や電力も安定して制御することが可能である。特に、電流や電力を検出してフィードバック制御を行う場合に、変調周波数ｆｍの周期で電力を平均化することにより、安定して制御を行うことが可能となるメリットがある。
　今回、電圧指令生成部２５において、ゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を正弦波状に変化させる場合について説明したが、三角波や矩形波、図２０に示すランダムに比率を変化させても同様の効果が得られることは言うまでもない。図２０は、ゼロベクトルＶ０の比率をランダムに可変する方法を示す図である。例えば、１秒区間のゼロベクトルＶ０とＶ７の比率をランダムに可変させ、次の１秒区間では同様にゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を可変させるように周期性を持たせる。電圧指令生成部２５は、ゼロベクトルＶ０の比率を、例えば、１秒区間で加算したときに５０％となるようなパターンでランダム化する。これにより、直流電流の発生も抑制することが可能となり、正弦波状に変化させた場合と同様の効果を得ることが可能となる。
　このように、ヒートポンプ装置１００では、電圧指令生成部２５がゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を変化させることにより、モータ８に流れる電流の周波数スペクトルを拡散できる。また、圧縮機１内の冷媒は誘電体であるため、高周波数でのインピーダンスが低く、高周波電流を流しやすくなり、圧縮機１に触れると感電のおそれがある。本実施の形態によれば、高周波電流のスペクトルを拡散できるため、高周波電流量のレベルを低減することが可能となり、感電のおそれを低減することが可能となり、安全性の高いヒートポンプ装置１００を得ることが可能となる。
　なお、圧縮機１の運転周波数以上の周波数スペクトルを拡散した高周波電圧をインバータ９からモータ８に印加する場合のスペクトル拡散方法として、ゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を変化させる方法について説明したが、これに限定するものではない。例えば、スペクトル拡散電圧指令生成部１３において、ＰＷＭ信号生成部２６が、図１４に示すキャリア信号の周波数を可変することにより、Ｕ相電流Ｉｕの周期を長く、また、短くすることができ、時間の経過とともに周波数を変化させることが可能である。そのため、ゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を変えることなく、周波数スペクトルを拡散することが可能である。この場合、ＰＷＭ信号生成部２６では、インバータ９のスイッチング素子１８ａ～１８ｆのうち、上側スイッチング素子群１８ａ～１８ｃと下側スイッチング素子群１８ｄ～１８ｆのスイッチング周波数を時間の経過とともに変化させることができ、高周波電流のスペクトルを拡散することができる。
　この場合においても、キャリア信号の周波数を正弦波や三角波などとして周期性を持たせ、または、ランダムに可変することで、ゼロベクトルＶ０とＶ７の比率を変化させた場合と同様の効果が得られることは言うまでもない。この方式の場合、印加する電圧の基本周波数が変化するため、モータ８の巻線インピーダンスが変化し、流れる電流が変化する。そのため、電力も変化するため、電圧指令生成部２５が周波数に応じた電圧指令を与えることにより、問題を解決することが可能である。ただし、処理が複雑となるため、ＰＷＭ信号生成部２６では、平均周波数における電圧指令を用いて常に一定の電圧指令で動作する。これにより、周波数が平均周波数より高い場合は電力が減少するが、平均周波数より低い場合は電力が増加するため、時間平均で見れば一定の電力で加熱を行うことが可能である。
　次に、インバータ制御部１０の動作について説明する。図２１は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の動作を示すフローチャートである。
　（ステップＳ１：加熱判断ステップ）
　加熱判定部１２は、圧縮機１の運転停止中に、上述した動作により高周波電圧発生部１１を動作させるかを判断する。高周波電圧発生部１１を動作させると加熱判定部１２が判断した場合、すなわち、加熱判定部１２の出力値が１（オン）の場合（ステップＳ１：Ｙｅｓ）、処理をステップＳ２へ進め、予熱用のＰＷＭ信号を発生させる。一方、高周波電圧発生部１１を動作させないと加熱判定部１２が判断した場合、すなわち、加熱判定部１２の出力値が０（オフ）の場合（ステップＳ１：Ｎｏ）、加熱判定部１２は、所定時間経過後に、再び高周波電圧発生部１１を動作させるかを判断する。
　（ステップＳ２：電圧指令値生成ステップ）
　選択部２３は、電圧指令値Ｖ＊と基準位相θｆとを選択し、また、位相θｐまたは位相θｎを選択する。加算部２７は、選択部２３が選択した基準位相θｆと位相θｐまたは位相θｎを加算することで電圧指令値位相θを求める。そして、電圧指令生成部２５は、電圧指令値Ｖ＊と、電圧指令値位相θと、オフセットＯＦＦＳＥＴと、に基づいて、式（４）～式（６）により任意のオフセットＯＦＦＳＥＴで電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を計算し、計算した電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２６へ出力する。
　（ステップＳ３：ＰＷＭ信号生成ステップ）
　ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令生成部２５が出力した電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とキャリア信号とを比較して、ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを得て、インバータ９へ出力する。これにより、インバータ９のスイッチング素子１８ａ～１８ｆを駆動してモータ８に高周波電圧を印加する。
　ヒートポンプ装置１００では、インバータ９からモータ８に高周波電圧を印加することにより、モータ８の鉄損と、巻線に流れる電流にて発生する銅損とで効率よくモータ８が加熱される。モータ８が加熱されることにより、圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１の外部へと漏出する。加熱判定部１２は、所定の時間経過後、再びステップＳ１へ戻り、さらに加熱が必要かを判定する。
　以上説明したように、実施の形態１に係るヒートポンプ装置１００では、圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態である場合に、インバータ制御部１０の制御により、インバータ９は圧縮機１の運転周波数以上の周波数スペクトルを拡散した高周波電圧をモータ８へ印加することとした。これにより、騒音の抑制、および雑音端子電圧などのノイズの発生を抑えつつ、効率的にモータ８を加熱して、圧縮機１内に滞留した冷媒を効率的に加熱・気化することができ、滞留した冷媒を圧縮機１の外部へ漏出させて圧縮機１の破損を防止することができる。
　なお、圧縮動作時の運転周波数以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８内のロータが周波数に追従できなくなり、回転や振動が発生することが無くなる。そこで、ステップＳ２において、選択部２３は、圧縮動作時の運転周波数以上となる基準位相θｆを出力するのがよい。一般に、圧縮動作時の運転周波数は１ｋＨｚである。そのため、１ｋＨｚ以上の高周波電圧をモータ８に印加すればよい。また、１４ｋＨｚ以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８の鉄心の振動音がほぼ可聴周波数上限に近づくため、騒音の低減にも効果がある。そこで、例えば、選択部２３は、２０ｋＨｚ程度の高周波電圧となるような基準位相θｆを出力する。
　ただし、高周波電圧の周波数はスイッチング素子１８ａ～１８ｆの最大定格周波数を超えるとスイッチング素子１８ａ～１８ｆの破壊による負荷もしくは電源短絡を起こし、故障に至る可能性がある。そのため、信頼性を確保するため、高周波電圧の周波数はスイッチング素子１８ａ～１８ｆの最大定格周波数以下にすることが望ましい。
　また、近年のヒートポンプ装置用の圧縮機のモータには高効率化のためＩＰＭ構造のモータや、コイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻きモータが広く用いられる。集中巻きモータは、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ないため、巻線に多量の電流を流す必要がある。巻線に多量の電流を流すと、インバータ９に流れる電流も多くなり、インバータ損失が大きくなる。そこで、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなる。そのため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに、巻線に流れる電流が小さくなるため、インバータに流れる電流も小さくなり、インバータ９の損失も低減でき、より効率の高い加熱が可能となる。
　また、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、圧縮機１がＩＰＭ構造のモータである場合、高周波磁束が鎖交するロータ表面も発熱部となる。そのため、冷媒接触面増加や圧縮機構への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。
　また、インバータ９を構成するスイッチング素子１８ａ～１８ｆと、これに並列に接続された環流ダイオード１９ａ～１９ｆには、現在一般的には珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いるのが主流である。しかし、これに代えて、炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドギャップ半導体を用いてもよい。
　このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子１８ａ～１８ｆや環流ダイオード１９ａ～１９ｆは、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子１８ａ～１８ｆや環流ダイオード１９ａ～１９ｆの小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子１８ａ～１８ｆや環流ダイオード１９ａ～１９ｆを用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
　また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子１８ａ～１８ｆや環流ダイオード１９ａ～１９ｆは、耐熱性も高い。そのため、図示しないヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。
　さらに、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子１８ａ～１８ｆや環流ダイオード１９ａ～１９ｆは、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子１８ａ～１８ｆや環流ダイオード１９ａ～１９ｆの高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。
　また、高周波数でのスイッチングが可能となるため、モータ８に更に高周波数の電流を流すことが可能となり、モータ８の巻線インピーダンス増加による巻線電流低減によりインバータ９へ流れる電流を低減できるため、より効率の高いヒートポンプ装置を得ることが可能となる。さらに高周波数化がしやすくなるため、可聴周波数を超える周波数を設定しやすく、騒音対策がしやすくなるといった利点がある。
　なお、スイッチング素子１８ａ～１８ｆおよび環流ダイオード１９ａ～１９ｆの両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよく、この実施の形態に記載の効果を得ることができる。また、スイッチング素子１８ａ～１８ｆのうち、上側スイッチング素子群のスイッチング素子１８ａ～１８ｃ、または下側スイッチング素子群のスイッチング素子１８ｄ～１８ｆの少なくとも一方をワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよい。
　その他、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることでも同様の効果を得ることが可能である。
　また、スクロール機構の圧縮機は、圧縮室の高圧リリーフが困難である。そのため、他の方式の圧縮機に比べ、液圧縮した場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する可能性が高い。しかし、実施の形態１のヒートポンプ装置１００では、圧縮機１の効率の良い加熱が可能であり、圧縮機１内の液冷媒の滞留を抑制することできる。そのため、液圧縮を防止することができるので、圧縮機１としてスクロール圧縮機を用いた場合にも効果的である。
　さらに、周波数１０ｋＨｚ、出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、法令による制約を受ける場合もある。そのため、事前に５０Ｗを超えないよう電圧指令値の振幅や周波数の調整を行うようにしてもよい。
　なお、インバータ制御部１０は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）の離散システムで構成可能であることは前述の通りで、他にアナログ回路やデジタル回路等の電気回路素子などで構成してもよい。
実施の形態２．
　実施の形態２では、ヒートポンプ装置１００の回路構成の一例について説明する。なお、例えば、図１等では、圧縮機１と、四方弁２と、熱交換器３と、膨張機構４と、熱交換器５とが冷媒配管６により順次接続されたヒートポンプ装置１００について示した。実施の形態２では、より具体的な構成のヒートポンプ装置１００について説明する。
　図２２は、実施の形態２に係るヒートポンプ装置１００の構成を示す図である。また、図２３は、実施の形態２に係るヒートポンプ装置１００の冷媒の状態を示すモリエル線図である。図２３において、横軸は比エンタルピ、縦軸は冷媒圧力を示す。
　ヒートポンプ装置１００は、圧縮機５１と、熱交換器５２と、膨張機構５３と、レシーバ５４と、内部熱交換器５５と、膨張機構５６と、熱交換器５７とが配管により順次接続され、冷媒が循環する主冷媒回路５８を備える。なお、主冷媒回路５８において、圧縮機５１の吐出側には、四方弁５９が設けられ、冷媒の循環方向が切り替え可能となっている。また、熱交換器５７の近傍には、ファン６０が設けられる。また、圧縮機５１は、実施の形態１で説明した圧縮機１であり、インバータ９によって駆動されるモータ８と圧縮機構７とを有する圧縮機である。さらに、ヒートポンプ装置１００は、レシーバ５４と内部熱交換器５５との間から、圧縮機５１のインジェクションパイプまでを配管により繋ぐインジェクション回路６２を備える。インジェクション回路６２には、膨張機構６１、内部熱交換器５５が順次接続される。熱交換器５２には、水が循環する水回路６３が接続される。なお、水回路６３には、給湯器、ラジエータや床暖房等の放熱器等の水を利用する装置が接続される。
　まず、ヒートポンプ装置１００の暖房運転時の動作について説明する。暖房運転時には、四方弁５９は実線方向に設定される。なお、この暖房運転とは、空調で使われる暖房だけでなく、水に熱を与えて温水を作る給湯も含む。
　圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２３の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５２で熱交換されて液化する（図２３の点２）。このとき、冷媒から放熱された熱により、流体利用装置である水回路６３を循環する水が温められ、暖房や給湯に利用される。
　熱交換器５２で液化された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧され、気液二相状態になる（図２３の点３）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１へ吸入される冷媒と熱交換され、冷却されて液化される（図２３の点４）。レシーバ５４で液化された液相冷媒は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。
　主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、膨張機構６１で減圧され気液二相状態となったインジェクション回路６２を流れる冷媒と内部熱交換器５５で熱交換されて、さらに冷却される（図２３の点５）。内部熱交換器５５で冷却された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧されて気液二相状態になる（図２３の点６）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５７で外気と熱交換され、加熱される（図２３の点７）。そして、熱交換器５７で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２３の点８）、圧縮機５１に吸入される。
　一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２３の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２３の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから圧縮機５１内へ流入する。
　圧縮機５１では、主冷媒回路５８から吸入された冷媒（図２３の点８）が、中間圧まで圧縮、加熱される（図２３の点１１）。中間圧まで圧縮、加熱された冷媒（図２３の点１１）に、インジェクション冷媒（図２３の点１０）が合流して、温度が低下する（図２３の点１２）。そして、温度が低下した冷媒（図２３の点１２）が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される（図２３の点１）。
　なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構６１の開度を全閉にする。つまり、インジェクション運転を行う場合には、膨張機構６１の開度が所定の開度よりも大きくなっているが、インジェクション運転を行わない際には、膨張機構６１の開度を所定の開度より小さくする。これにより、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しない。ここで、膨張機構６１の開度は、マイクロコンピュータ等の制御部により電子制御により制御される。
　次に、ヒートポンプ装置１００の冷房運転時の動作について説明する。冷房運転時には、四方弁５９は破線方向に設定される。なお、この冷房運転とは、空調で使われる冷房だけでなく、水から熱を奪って冷水を作ることや、冷凍等も含む。
　圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２３の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５７で熱交換されて液化する（図２３の点２）。熱交換器５７で液化された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧され、気液二相状態になる（図２３の点３）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、内部熱交換器５５で熱交換され、冷却され液化される（図２３の点４）。内部熱交換器５５では、膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒と、内部熱交換器５５で液化された液相冷媒を膨張機構６１で減圧させて気液二相状態になった冷媒（図２３の点９）とを熱交換させている。内部熱交換器５５で熱交換された液相冷媒（図２３の点４）は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。
　主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される（図２３の点５）。レシーバ５４で冷却された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧されて気液二相状態になる（図２３の点６）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５２で熱交換され、加熱される（図２３の点７）。このとき、冷媒が吸熱することにより、水回路６３を循環する水が冷やされ、冷房や冷凍に利用される。
　そして、熱交換器５２で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２３の点８）、圧縮機５１に吸入される。
　一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２３の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２３の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから流入する。圧縮機５１内での圧縮動作については、暖房運転時と同様である。
　なお、インジェクション運転を行わない際には、暖房運転時と同様に、膨張機構６１の開度を全閉にして、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しないようにする。
　また、上記説明では、熱交換器５２は、冷媒と、水回路６３を循環する水とを熱交換させるプレート式熱交換器のような熱交換器であるとして説明したが、これに限定するものではなく、冷媒と空気を熱交換させるものであってもよい。また、水回路６３は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。
　以上のように、本発明にかかるヒートポンプ装置１００は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等のインバータ圧縮機を用いたヒートポンプ装置に利用することができ、特に、圧縮機を加熱する場合に適している。
　１　圧縮機、２　四方弁、３　熱交換器、４　膨張機構、５　熱交換器、６　冷媒配管、７　圧縮機構、８　モータ、９　インバータ、１０　インバータ制御部、１１　高周波電圧発生部、１２　加熱判定部、１３　スペクトル拡散電圧指令生成部、１４　交流電源、１５　整流器、１６　平滑コンデンサ、１７　母線電圧検出部、１８ａ～１８ｆ　スイッチング素子、１９ａ～１９ｆ　環流ダイオード、２０　電圧印加部、２１　テーブルデータ、２２　外部入力部、２３　選択部、２４　積分器、２５　電圧指令生成部、２６　ＰＷＭ信号生成部、２７　加算部、２８　電圧比較部、２９　温度検出部、３０　温度比較部、３１　第１論理積計算部、３２　寝込み判定部、３３　経過時間計測部、３４　時間比較部、３５　リセット部、３６　論理和計算部、３７　第２論理積計算部、５１　圧縮機、５２，５７　熱交換器、５３，５６，６１　膨張機構、５４　レシーバ、５５　内部熱交換器、５８　主冷媒回路、５９　四方弁、６０　ファン、６２　インジェクション回路、６３　水回路、１００　ヒートポンプ装置。

Claims (12)

  1. 　冷媒を圧縮する圧縮機と、
    　前記圧縮機を駆動するモータと、
    　前記モータに電圧を印加するインバータと、
    　前記インバータを制御するインバータ制御手段と、
    　を備え、
    　前記インバータ制御手段は、
    　前記圧縮機の運転周波数以上の周波数スペクトルを拡散した高周波電圧を前記インバータから前記モータに印加するための駆動信号を生成し、前記駆動信号を前記インバータへ出力するスペクトル拡散電圧指令生成手段、
    　を備えることを特徴とするヒートポンプ装置。
  2. 　前記スペクトル拡散電圧指令生成手段は、
    　前記高周波電圧の１周期に含まれる無通電区間を時間の経過とともに変化させる電圧指令値を生成する電圧指令生成手段と、
    　前記電圧指令生成手段で生成された前記電圧指令値に基づいて、前記駆動信号を生成して前記インバータへ出力する信号生成手段と、
    　を備えることを特徴とする請求項１に記載のヒートポンプ装置。
  3. 　前記電圧指令生成手段は、前記インバータの上側スイッチング素子群全てがオン、下側スイッチング素子群全てがオフの環流状態を第１の無通電区間とし、前記下側スイッチング素子群全てがオン、前記上側スイッチング素子群全てがオフの環流状態を第２の無通電区間とした場合に、前記無通電区間において前記第１の無通電区間および前記第２の無通電区間の時間比率を可変とする前記電圧指令値を生成する、
    　ことを特徴とする請求項２に記載のヒートポンプ装置。
  4. 　前記電圧指令生成手段は、前記時間比率を周期的に変化させる、
    　ことを特徴とする請求項３に記載のヒートポンプ装置。
  5. 　前記電圧指令生成手段は、前記時間比率をランダムに変化させる、
    　ことを特徴とする請求項３に記載のヒートポンプ装置。
  6. 　前記スペクトル拡散電圧指令生成手段は、
    　前記インバータの上側スイッチング素子群および下側スイッチング素子群のスイッチング周波数を時間の経過とともに変化させる前記駆動信号を生成して前記インバータへ出力する信号生成手段、
    　を備えることを特徴とする請求項１に記載のヒートポンプ装置。
  7. 　前記信号生成手段は、前記スイッチング周波数を、前記高周波電圧の基本周波数を中心として周期的に変化させる、
    　ことを特徴とする請求項６に記載のヒートポンプ装置。
  8. 　前記信号生成手段は、前記スイッチング周波数を、前記高周波電圧の基本周波数を中心としてランダムに変化させる、
    　ことを特徴とする請求項６に記載のヒートポンプ装置。
  9. 　前記上側スイッチング素子群および前記下側スイッチング素子群の少なくとも一方をワイドバンドギャップ半導体によって形成されたインバータとする、
    　ことを特徴とする請求項３または６に記載のヒートポンプ装置。
  10. 　前記インバータを構成するダイオードを、ワイドバンドギャップ半導体によって形成する、
    　ことを特徴とする請求項３または６に記載のヒートポンプ装置。
  11. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドである、
    　ことを特徴とする請求項９または１０に記載のヒートポンプ装置。
  12. 　冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機、第１熱交換器、膨張機構、および第２熱交換器が配管により順次接続された冷媒回路を備えるヒートポンプ装置と、前記冷媒回路に接続された前記第１熱交換器で冷媒と熱交換された流体を利用する流体利用装置と、を備えるヒートポンプシステムであって、
    　前記ヒートポンプ装置は、さらに、
    　前記圧縮機を駆動するモータと、
    　前記モータに電圧を印加するインバータと、
    　前記インバータを制御するインバータ制御手段と、
    　を備え、
    　前記インバータ制御手段は、
    　前記圧縮機の運転周波数以上の周波数スペクトルを拡散した高周波電圧を前記インバータから前記モータに印加するための駆動信号を生成し、前記駆動信号を前記インバータへ出力するスペクトル拡散電圧指令生成手段、
    　を備えることを特徴とするヒートポンプシステム。
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