JP2019103166A - モータ制御装置及び空気調和装置 - Google Patents

Abstract

【課題】二相変調によりモータを安定して動作させる手段を提供する。【解決手段】モータ制御部１２は、変調部１３０と、歪み補正部１３１と、を備える。変調部１３０は、三相のうちいずれか一相の電圧指令値が順次に一定の下限値となり、下限値に対する他の二相の電圧指令値を示す下ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成し、過変調化する。歪み補正部１３１は、過変調化された変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊において、前記他の二相の電圧指令値のうち、上限値を超えるものを特定相電圧指令値とし、上限値と下限値との間の値をとるものを対象相電圧指令値とした場合、対象相電圧指令値を補正することで補正後電圧指令信号Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を生成する。歪み補正部１３１は、特定相電圧指令値と上限値の差分に、０より大きく１未満の係数を乗じた値を、対象相電圧指令値から減じる。【選択図】図３

Description

本発明は、モータ制御装置及び空気調和装置に関する。

従来から、モータに印加すべき電圧を示す電圧指令信号に応じてインバータのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行い、直流電圧から三相交流電圧に変換した電圧をモータに印加する技術が知られている。また、ＰＷＭ制御において、変調率を１００％より大きくする過変調を行うことで、電圧の利用効率を上昇させる技術も知られている。

また、三相交流電圧の出力方式として、電圧指令信号に対し、いわゆる、上ベタ二相変調又は下ベタ二相変調（以下、双方を総称して「片ベタ二相変調」と呼ぶ）を施した信号を用いる技術が、例えば、特許文献１に開示されている。片ベタ二相変調では、正弦波状の各相電圧指令信号のうちいずれか一相が、正弦波周期の１／３期間毎に上限値又は下限値となる。これにより、当該１／３期間毎に、インバータが有する３対のスイッチング素子のうち、所定相に対応する１対のスイッチング素子の一方のオン状態が継続されることとなり、スイッチングノイズの影響を低減することができる。

特開２０１６−９２９４４号公報

片ベタ二相変調を施した電圧指令信号を過変調化してＰＷＭ制御をした場合、図１１（ａ）に示すように、各相に流れる相電流及び各相の線間電圧の波形が歪んでしまうという問題がある（図１１（ａ）では、代表してＵ相電流とＵＶ線間電圧の測定波形を示した）。このように、相電流及び線間電圧の波形が歪むと、モータを安定して動作させることができなくなる虞がある。

本発明は、上記実状を鑑みてなされたものであり、モータを安定して動作させることができるモータ制御装置及び空気調和装置を提供することを目的とする。

（１）上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係るモータ制御装置は、
電圧指令信号に応じた電圧をインバータを介してモータに印加するモータ制御装置であって、
前記モータの各相に対応した三相の電圧指令値のうちいずれか一相の電圧指令値が順次に一定値となる信号であって、前記一定値に対する他の二相の電圧指令値を示す変調信号を生成し、過変調化する変調部と、
前記過変調化された前記変調信号において、前記他の二相の電圧指令値のうち、前記インバータに入力される直流電圧に応じて定まる規定値を超えるものを特定相電圧指令値とし、前記規定値と前記一定値との間の値をとるものを対象相電圧指令値とした場合、前記対象相電圧指令値を補正することで前記電圧指令信号を生成する補正部と、を備え、
前記一定値と前記規定値は、前記直流電圧に応じて定まり、一方が上限値で他方が下限値であり、
前記補正部は、前記特定相電圧指令値と前記規定値の差分に係数を乗じた値を、前記対象相電圧指令値から減じる補正をし、
前記係数は、０より大きく１未満の値である。

（２）上記（１）に記載のモータ制御装置において、
前記補正部は、前記対象相電圧指令値として周期的に現れる前記モータの各相に対応した値を順次に補正する、ようにしてもよい。

（３）上記（１）又は（２）に記載のモータ制御装置において、
前記係数は、１／２である、ようにしてもよい。

（４）上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る空気調和装置は、
上記（１）乃至（３）のいずれかに記載のモータ制御装置と、
前記インバータと、前記モータと、前記モータによって駆動されるコンプレッサと、前記コンプレッサにより圧縮された冷媒を利用して室温を調整する空調部と、を備える。

本発明によれば、モータを安定して動作させることができる。

本発明の一実施形態に係る空気調和装置の構成を示す模式図である。 本発明の一実施形態に係るインバータの要部回路図である。 本発明の一実施形態に係るモータ制御部の構成を示すブロック図である。 （ａ）及び（ｂ）は、下ベタ二相変調に係る変調処理を説明するための図である。 （ａ）は、下ベタ二相変調に係る変調処理を説明するための図であり、（ｂ）は、下ベタ二相変調に係る変調信号の線間電圧を示した図である。 （ａ）は、過変調化された変調信号の相電圧を示す図であり、（ｂ）は、過変調化された変調信号の線間電圧を示す図である。 （ａ）及び（ｂ）は、本発明の一実施形態に係る波形歪み補正処理を説明するための図である。 （ａ）及び（ｂ）は、本発明の一実施形態に係る波形歪み補正処理を説明するための図である。 本発明の一実施形態に係る波形歪み補正処理を示すフローチャートである。 （ａ）は、波形歪み補正処理後の変調信号と当該処理前の変調信号とを示す図であり、（ｂ）は、波形歪み補正処理後の変調信号の線間電圧を示す図である。 モータにおける相電流と線間電圧の測定波形を示し、（ａ）は、波形歪み補正処理が無い場合の図であり、（ｂ）は、波形歪み補正処理が有る場合の図である。

本発明に係るモータ制御装置及び空気調和装置の一実施形態について図面を参照して説明する。

図１に示すように、本実施形態に係る空気調和装置１は、制御部１０と、インバータ２０と、モータ３０と、コンプレッサ４０と、電源５０と、シャント抵抗１９と、電流センサ３５ｖ，３５ｗと、空調部６０と、を備える。

電源５０は、図示しない商用交流電源から直流電圧Ｅを生成する周知の構成であり、生成された直流電圧Ｅをインバータ２０に印加する。直流電圧センサ５１は、直流電圧Ｅを検出し、その検出結果を制御部１０に出力する。

シャント抵抗１９は、過電流検出のために、電源５０とインバータ２０との間の接続線に介挿されている。シャント抵抗１９は、この接続線に流れる電流を検出する電流検出信号Ｓｐ１をインバータ２０に出力する。

インバータ２０は、制御部１０からのＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに基づき、電源５０から供給された直流電流を、３相、すなわちＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに変換し、その変換した交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ３０に供給する。インバータ２０は、例えば、ＩＰＭ（Intelligent Power Module：高機能パワーモジュール）から構成されている。インバータ２０は、シャント抵抗１９からの電流検出信号Ｓｐ１を受けて過電流の有無を表す過電流検知信号Ｓｐ２を制御部１０に出力する。

インバータ２０は、図２に示すように、スイッチング回路２１と、制御部１０からのＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ（切り替え制御信号）に応じてスイッチング回路２１を駆動する駆動部２２と、を備える。スイッチング回路２１は、直列接続された一対のスイッチング素子を、Ｕ，Ｖ，Ｗの三相分有するもので、具体的には、Ｕ相に対応する一対のスイッチング素子としての上側素子７１ｕ及び下側素子７２ｕと、Ｖ相に対応する一対のスイッチング素子としての上側素子７１ｖ及び下側素子７２ｖと、Ｗ相に対応する一対のスイッチング素子としての上側素子７１ｗ及び下側素子７２ｗと、を備える。そして、上側素子７１ｕ，７１ｖ，７１ｗに対し還流ダイオードＤ１ｕ，Ｄ１ｖ，Ｄ１ｗがそれぞれ逆並列接続されている。また、下側素子７２ｕ，７２ｖ，７２ｗに対し還流ダイオードＤ２ｕ，Ｄ２ｖ，Ｄ２ｗがそれぞれ逆並列接続されている。なお、スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の公知のものを適宜採用でき、その種類は任意である。

モータ３０は、コンプレッサ４０を駆動する。モータ３０は、ロータ内部に磁石が埋め込まれた構造をもつ回転界磁形式の同期モータあり、３相ブラシレスモータから構成されている。モータ３０は、Ｙ結線された界磁巻線を有する。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各界磁巻線は、一端が中性点で相互に接続され、他端がインバータ２０と電気的に接続されている。モータ３０は、インバータ２０から交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを受けることで回転する。

電流センサ３５ｖは、モータ３０に流れるＶ相の電流Ｉｖの値を検出し、検出値を示す信号を制御部１０に出力する。電流センサ３５ｗは、モータ３０に流れるＷ相の電流Ｉｗの値を検出し、検出値を示す信号を制御部１０に出力する。電流センサ３５ｖ、３５ｗの各々は、例えば、例えば、変流器（ＣＴ：Current Transformer）センサ又はホール素子から構成されている。

コンプレッサ４０は、モータ３０により駆動されることで、吸入した冷媒を圧縮し、その圧縮した冷媒を排出する。

空調部６０は、コンプレッサ４０により圧縮された冷媒を利用して室内温度を調整する。詳しくは、空調部６０は、室内空気と熱交換する室内用熱交換器６３と、室外空気と熱交換する室外用熱交換器６４と、冷媒の減圧を行う膨張弁６５と、コンプレッサ４０により圧縮された冷媒の流路を室外用熱交換器６４及び室内用熱交換器６３の何れかに切り替える四方弁６６と、を備える。

冷房運転時について説明すると、四方弁６６は、コンプレッサ４０により圧縮された冷媒を室外用熱交換器６４に送り込む。室外用熱交換器６４は、冷房運転時には冷媒を冷却するガスクーラとして機能し、室外空気と冷媒との間で熱交換させることで冷媒の熱を室外に排出する。その後、この冷媒は、膨張弁６５で減圧膨張されたうえで室内用熱交換器６３に送られる。室内用熱交換器６３は、冷房運転時には蒸発器として機能し、冷媒を蒸発させることで室内空気と冷媒との間で熱交換させ、室内空気の温度を低下させる。これにより、室内温度の調整を図る。そして、室内用熱交換器６３を経た冷媒は、四方弁６６を介してコンプレッサ４０に戻る。

暖房運転時について説明すると、四方弁６６は、コンプレッサ４０により圧縮された冷媒を室内用熱交換器６３に送り込む。室内用熱交換器６３は冷媒を冷却するガスクーラとして機能し、室内空気と冷媒との間で熱交換させることで、室内空気の温度を上昇させる。これにより、室内温度の調整を図る。そして、膨張弁６５は、室内用熱交換器６３を経た冷媒を減圧膨張させたうえで室外用熱交換器６４に送り込む。室外用熱交換器６４は、蒸発器として機能し、冷媒を蒸発させることで室外空気と冷媒との間で熱交換させる。その後、四方弁６６は、熱交換された冷媒をコンプレッサ４０に戻す。

制御部１０は、インバータ２０を介してモータ３０の動作を制御するものであり、マイクロコンピュータから構成され、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）などを有する。ＲＯＭは、ＣＰＵの処理手順を規定する動作プログラム（後述の波形歪み補正処理を実行するためのプログラムを含む）、各種数式を示すデータ、テーブルデータなどの固定データを予め記憶する。ＲＡＭは、各種の演算結果などを一時的に記憶する。

制御部１０は、機能部として、運転指令部１１と、モータ制御部１２とを備える。
運転指令部１１は、例えばユーザによるリモコンの操作に応じて空気調和装置１の運転を指令する。運転指令部１１は、例えば、図示しないセンサにより取得される室内温度及び室外温度、ユーザにより設定される目標温度に基づきモータ３０の目標回転速度ω０（回転数指令）を演算し、演算した目標回転速度ω０をモータ制御部１２に出力する。

モータ制御部１２は、ベクトル制御により、インバータ２０を介してモータ３０を駆動制御する。詳しくは、モータ制御部１２は、図３に示すように、機能部として、３相電流演算部１２１と、電流変換部１２２と、位置推定部１２３と、速度制御部１２４と、ｄ軸電流制御部１２５と、電流制御部１２６と、電圧変換部１２７と、ＰＷＭ信号生成部１２８と、変調部１３０と、歪み補正部１３１と、を備える。

３相電流演算部１２１は、電流センサ３５ｖ、３５ｗを通じてＶ相、Ｗ相の電流Ｉｖ，Ｉｗの値を取得する。そして、３相電流演算部１２１は、その取得した電流Ｉｖ，Ｉｗの値に基づき、３相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの和がゼロとなることを利用してＵ相の電流Ｉｕの値を演算する。この際、３相電流演算部１２１は、例えば、複数回にわたって電流Ｉｖ，Ｉｗの値を取得し、その平均値をとる。また、３相電流演算部１２１は、例えば、インバータ２０からの過電流検知信号Ｓｐ２に基づき過電流が発生しているときにはそのときの電流Ｉｖ，Ｉｗの値を含めずに平均値をとる。

電流変換部１２２は、３相電流演算部１２１によって演算された３相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを２相のｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄに座標変換する。なお、ｑ軸電流Ｉｑはモータ３０のトルク成分であり、ｄ軸電流Ｉｄはモータ３０の磁束成分である。

位置推定部１２３は、電流変換部１２２により変換されたｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄと、後述する電流制御部１２６により演算されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ及びｄ軸電圧指令値Ｖｄとに基づき、モータ３０の角度θ（回転位置）を推定する。また、位置推定部１２３は、推定されたモータ３０の角度θを微分することで回転速度情報であるモータ３０の回転速度ω（単位時間当たりの回転数）を推定する。

速度制御部１２４は、モータ３０の回転速度ωを運転指令部１１からの目標回転速度ω０に一致させるべく目標ｑ軸電流Ｉｑ＊を演算するフィードバック制御を行う。例えば、速度制御部１２４は、目標回転速度ω０と回転速度ωとの偏差ωｅ（ωｅ＝ω０−ω）を求める。そして、速度制御部１２４は、偏差ωｅに基づくＰＩ制御により、目標ｑ軸電流Ｉｑ＊を、Ｉｑ＊＝ｋ１・ωｅ＋ｋ２∫ωｅｄｔにより求める。なお、ｋ１は比例要素のフィードバックゲインであり、ｋ２は積分要素のフィードバックゲインである。また、速度制御部１２４が行うフィードバック制御は、ＰＩ制御に限られず、Ｐ（比例）、Ｉ（積分）、Ｄ（微分）のうち少なくともいずれかを用いた制御であってもよい。

ｄ軸電流制御部１２５は、速度制御部１２４から出力された目標ｑ軸電流Ｉｑ＊に対応した目標ｄ軸電流Ｉｄ＊を演算する。また、ｄ軸電流制御部１２５は、位置推定部１２３が推定した回転速度ωを取得するとともに、図示せぬ電圧センサから最大電圧Ｖａｍ（モータ３０の端子電圧の上限値）を取得する。これらの回転速度ωと最大電圧Ｖａｍも目標ｄ軸電流Ｉｄ＊の決定に用いられる。目標ｑ軸電流Ｉｑ＊’’に対する目標ｄ軸電流Ｉｄ＊の設定により、電流ベクトルを最小の電流で最大のトルクが得られるように制御する最大トルク制御、モータ３０の磁束を減少させることでモータ３０の誘起電圧を抑えてモータ３０の回転速度ωを上げる弱め磁束制御等の各種制御が可能となる。ｄ軸電流制御部１２５は、取得した回転速度ω及び最大電圧Ｖａｍと、予めＲＯＭに記憶されるデータ（テーブルデータや、最大トルク制御、弱め磁束制御の各理論に従う式を示すデータ）とに基づき目標ｄ軸電流Ｉｄ＊を算出する。

なお、ｄ軸電流制御部１２５に入力される目標ｑ軸電流Ｉｑ＊は、速度制御部１２４が演算した目標電流にトルク補正が施されたものであってもよい。当該トルク補正を実行する場合、例えば、モータ制御部１２は、トルク脈動による負荷変動に関わらずモータ３０の回転速度ωを安定させるためのトルク補正電流を算出するトルク制御部を備えていればよい。このトルク制御部が算出したトルク補正電流と、速度制御部１２４によって演算された目標ｑ軸電流とを加算したものが目標ｑ軸電流Ｉｑ＊としてｄ軸電流制御部１２５に入力されてもよい。

電流制御部１２６は、現在のｑ軸電流Ｉｑを目標ｑ軸電流Ｉｑ＊に一致させるためのｑ軸電圧指令値Ｖｑを演算する。また、電流制御部１２６は、現在のｄ軸電流Ｉｄを目標ｄ軸電流Ｉｄ＊に一致させるためのｄ軸電圧指令値Ｖｄを演算する。この際、電流制御部１２６は、上記速度制御部１２４と同様の計算手法によりＰＩ制御によるフィードバック制御を行ってもよいし、その他ＰＤ、ＰＩＤ等のフィードバック制御を行ってもよい。

電圧変換部１２７は、電流制御部１２６により演算されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ及びｄ軸電圧指令値ＶｄをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに座標変換する。

変調部１３０は、電圧変換部１２７により演算された電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを示す信号（三相変調に係る電圧指令信号）を変調し、三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのうちいずれか一相の電圧指令値が順次に下限値となる信号であって、下限値となっている相の電圧指令値に対する他の二相の電圧指令値を示す、下ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。また、変調部１３０は、生成した変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の変調率、すなわち、インバータ２０に印加される直流電圧Ｅの大きさに対する電圧指令値の大きさの割合を示す変調率の調整を行い、必要に応じて変調率を１００％より大きくして過変調化する。これらの変調処理については、後に詳述する。

歪み補正部１３１は、過変調化された変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に生じる波形歪みを補正し、補正後電圧指令信号Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を生成する。なお、歪み補正部１３１は、過変調化されていない変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊については波形歪みが生じないため、波形歪みの補正は行わない。当該補正処理については、後に詳述する。

ＰＷＭ信号生成部１２８は、歪み補正部１３１により補正された補正後電圧指令信号Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’に応じた電圧がモータ３０に印加されるように、インバータ２０のスイッチング回路２１を切り替えるためのＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成する。具体的には、ＰＷＭ信号生成部１２８は、補正後電圧指令信号Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’と、図示しない三角波信号とを比較することにより、ＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成する。ＰＷＭ信号生成部１２８は、ＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗをインバータ２０に出力する。以上がモータ制御部１２の全体構成についての説明である。

続いて、図４〜図６を参照して、変調部１３０による変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の生成処理の一例を説明する。

図４（ａ）に示すように、まず、変調部１３０は、電圧変換部１２７により演算された三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの各相の電圧が最小となる箇所Ｖｍｉｎを求める。続いて、変調部１３０は、図４（ｂ）に示すように、前記Ｖｍｉｎを直流電圧Ｅの下限値である−Ｅ／２（直流中点を基準とした下限値）とするための差分Ｖｐｎを、Ｖｐｎ＝−Ｖｍｉｎ−Ｅ／２の式により求める。続いて、変調部１３０は、図５（ａ）に示すように、電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの各々に差分Ｖｐｎを加算する（Ｖｕ＊＝Ｖｕ＋Ｖｐｎ、Ｖｖ＊＝Ｖｖ＋Ｖｐｎ、Ｖｗ＊＝Ｖｗ＋Ｖｐｎ）ことで、下ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。

下ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊では、図示するように、三相電圧指令信号としての電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの周期（３６０°）の１／３期間（１２０°）毎に、いずれか一相が下限値である−Ｅ／２（下ベタ）となる。これにより、変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に応じたＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗがインバータ２０に出力された場合、駆動部２２を介して、Ｕ相に対応する一対のスイッチング素子の下側素子７２ｕと、Ｖ相に対応する一対のスイッチング素子の下側素子７２ｖと、Ｗ相に対応する一対のスイッチング素子の下側素子７２ｗとを、１／３期間毎にオン状態とすることができ、スイッチング素子のスイッチング回数を減らし、スイッチングノイズを低減することができる。なお、下ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊における各相間の線間電圧（Ｖｕ＊−Ｖｖ＊、Ｖｖ＊−Ｖｗ＊、Ｖｗ＊−Ｖｕ＊）のグラフを図５（ｂ）に示す。当該線間電圧は、三相変調の場合（電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）の線間電圧と同じに保たれる。

また、変調部１３０は下ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を過変調する。過変調化された変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、図６（ａ）に示すように、その最大値が、インバータ２０に入力される直流電圧Ｅに応じて定まる規定値（直流中点を基準とした上限値であるＥ／２）を超え、変調率が１００％を超えた状態となる。これにより、電源５０からの直流電圧Ｅの利用効率を上昇させることができる。例えば、変調部１３０は、直流電圧センサ５１が検出した直流電圧Ｅと、予めＲＯＭ内に定めた変調率とに基づいて、変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を過変調化する。

しかしながら、この過変調化された変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊では、図６（ｂ）に示すように、各相間の線間電圧（Ｖｕ＊−Ｖｖ＊、Ｖｖ＊−Ｖｗ＊、Ｖｗ＊−Ｖｕ＊）に歪みが生じる。過変調化された変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をこのまま電圧指令信号とし、当該電圧指令信号に応じたＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗでインバータ２０を介し、モータ３０を駆動した場合、先の課題で述べた通り、図１１（ａ）に示すように、各相に流れる相電流及び各相の線間電圧の波形が歪んでしまい、モータを安定して動作させることができなくなる可能性がある。

そこで、本実施形態では、歪み補正部１３１が、過変調化された変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に生じる波形歪みを補正する処理を行う。続いて、歪み補正部１３１による補正処理を説明する。

図７（ａ）に、過変調化された三相変調信号（電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）と、過変調化された二相変調信号（下ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）とを示す。三相変調信号と二相変調信号とを比較すると、直流電圧Ｅの直流中点を基準とした上限値であるＥ／２と下限値である−Ｅ／２との間において、Ｕ相に対応した箇所で差Ｄｕが生じ、Ｖ相に対応した箇所で差Ｄｖが生じ、Ｗ相に対応した箇所で差Ｄｗが生じていることが分かる。また、これらの差Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗは、二相変調信号が示す電圧値が上限値であるＥ／２を超えた箇所に生じ、且つ、二相変調信号のほうが三相変調信号を上回ることによって生じていることが分かる。

ここで、差Ｄｗに着目すると、Ｄｗは、変調信号Ｖｕ＊が上限値であるＥ／２を超えた箇所Ｍｕ（Ｍｕ＝Ｖｕ＊−Ｅ／２）に生じており、その値は、図７（ｂ）に示すように、Ｍｕの１／２（Ｄｗ＝Ｍｕ／２）となる。また、Ｄｗは、変調信号Ｖｖ＊が上限値であるＥ／２を超えた箇所Ｍｖ（Ｍｖ＝Ｖｖ＊−Ｅ／２）にも生じており、その値は、図７（ｂ）に示すように、Ｍｖの１／２（Ｄｗ＝Ｍｖ／２）となる。

同様に、差Ｄｖ，Ｄｕにも着目すると、差Ｄｖは、生じている箇所に応じて、Ｄｖ＝Ｍｕ／２、又は、Ｄｖ＝Ｍｗ／２となる。また、差Ｄｕは、生じている箇所に応じて、Ｄｕ＝Ｍｖ／２、又は、Ｄｕ＝Ｍｗ／２となる。なお、Ｍｕは、Ｍｕ＝Ｖｕ＊−Ｅ／２で、Ｍｗは、Ｍｗ＝Ｖｗ＊−Ｅ／２で表すことができる。

次に、補正条件に関して、図８（ａ）、（ｂ）を参照して説明する。図８（ａ）は、過変調状態の二相変調信号（下ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）の相電圧を示したものである。

Ｖｕ＊とＶｖ＊に着目すると、図８（ａ）に示すように、区間Ｐ１では、Ｖｕ＊が上限値であるＥ／２を超えているため、実際に出力される電圧はＥ／２の一定値になる。また、区間Ｐ１では、Ｖｖ＊が下ベタの下限値である−Ｅ／２の一定値となっている。このように、区間Ｐ１では、Ｖｕ＊とＶｖ＊とがどちらも一定値となるため、ＵＶ線間電圧（Ｖｕ＊−Ｖｖ＊）も一定値となり、歪みを補正する必要はない。区間Ｐ２では、Ｖｕ＊が上限値であるＥ／２を超えているため、実際に出力される電圧はＥ／２の一定値になるものの、Ｖｖ＊が一定でない。このため、区間Ｐ２では、Ｖｖ＊が波形歪みの要因となる。

したがって、区間Ｐ２では、Ｖｖ＊から、図７（ｂ）に示す差Ｄｖに相当する補正量として、Ｍｕから求められる補正量Ａｕを減じれば、三相変調信号に係る電圧指令値Ｖｖと同様の状態に補正できることが分かる。
補正量Ａｕは、「Ａｕ＝Ｍｕ×α＝（Ｖｕ＊−Ｅ／２）×α」で表すことができ、係数αは、「０＜α＜１」とする。なお、理論上は、図７（ａ）及び（ｂ）を参照して説明したように、α＝１／２のときの補正量Ａｕが差Ｄｖと一致することになるが、所定区間において二相変調信号を三相変調信号に近づけることができればよいため、係数αは「０＜α＜１」の範囲内であれば任意である。但し、係数αは１／２に近いほうが好ましい。

同様に考えることで、他の区間Ｐ１、Ｐ３〜Ｐ６においても歪み要因と補正量とを特定することができ、周期（３６０°）を６分割して得られる全ての区間Ｐ１〜Ｐ６における歪み要因と補正量の関係をまとめたものを、図８（ｂ）に示す。なお、補正量Ａｖは、「Ａｖ＝Ｍｖ×α＝（Ｖｖ＊−Ｅ／２）×α」で、補正量Ａｗは、「Ａｗ＝Ｍｗ×α＝（Ｖｗ＊−Ｅ／２）×α」で表すことができる。同図においては、各歪み要因を補正する処理を、次に説明する波形歪み補正処理におけるステップと対応させて示した。

以上を考慮し、歪み補正部１３１は、区間Ｐ１〜Ｐ６のいずれかを判別し、下記のように下ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正した補正後電圧指令信号Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を生成する。
区間Ｐ１：Ｖｗ＊’＝Ｖｗ＊−Ａｕ（ステップＳ４）
区間Ｐ２：Ｖｖ＊’＝Ｖｖ＊−Ａｕ（ステップＳ５）
区間Ｐ３：Ｖｕ＊’＝Ｖｕ＊−Ａｖ（ステップＳ８）
区間Ｐ４：Ｖｗ＊’＝Ｖｗ＊−Ａｖ（ステップＳ９）
区間Ｐ５：Ｖｖ＊’＝Ｖｖ＊−Ａｗ（ステップＳ１２）
区間Ｐ６：Ｖｕ＊’＝Ｖｕ＊−Ａｗ（ステップＳ１３）

続いて、歪み補正部１３１により実行される波形歪み補正処理を、図９のフローチャートを参照して説明する。波形歪み補正処理は、モータ３０の駆動中において所定の制御周期で繰り返し実行される。

（波形歪み補正処理）
波形歪み補正処理を開始すると、まず、歪み補正部１３１は、補正量Ａｕ，Ａｖ，Ａｗを演算する（ステップＳ１）。具体的には、歪み補正部１３１は、変調部１３０によって過変調化された変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、直流電圧センサ５１が検出した直流電圧Ｅと、予めＲＯＭ内に格納された各種数式や係数α（０＜α＜１）を示すデータとに基づき、下記の式を用いて補正量Ａｕ，Ａｖ，Ａｗを演算する。
Ａｕ＝Ｍｕ×α＝（Ｖｕ＊−Ｅ／２）×α
Ａｖ＝Ｍｖ×α＝（Ｖｖ＊−Ｅ／２）×α
Ａｗ＝Ｍｗ×α＝（Ｖｗ＊−Ｅ／２）×α

続いて、歪み補正部１３１は、Ｖｕ＊＞Ｅ／２であるか否か、つまり、図８（ａ）に示す区間Ｐ１〜Ｐ２か、それ以外の区間かを判別する（ステップＳ２）。

Ｖｕ＊＞Ｅ／２である場合（ステップＳ２；Ｙｅｓ）、つまり、区間Ｐ１〜Ｐ２である場合、歪み補正部１３１は、Ｖｖ＊＞Ｖｗ＊であるか否か、つまり、区間Ｐ２か区間Ｐ１かを判別する（ステップＳ３）。

Ｖｖ＊＞Ｖｗ＊でない場合（ステップＳ３；Ｎｏ）は、区間Ｐ１であるため、Ｖｗ＊からステップＳ１で求めたＡｕを減じる補正を行い（Ｖｗ＊’＝Ｖｗ＊−Ａｕ）、補正後電圧指令信号Ｖｗ＊’を求める（ステップＳ４）。

一方、Ｖｖ＊＞Ｖｗ＊である場合（ステップＳ３；Ｙｅｓ）は、区間Ｐ２であるため、Ｖｖ＊からステップＳ１で求めたＡｕを減じる補正を行い（Ｖｖ＊’＝Ｖｖ＊−Ａｕ）、補正後電圧指令信号Ｖｖ＊’を求める（ステップＳ５）。

ステップＳ２でＶｕ＊＞Ｅ／２でない場合（ステップＳ２；Ｎｏ）や、ステップＳ４又はＳ５の実行後、歪み補正部１３１は、Ｖｖ＊＞Ｅ／２であるか否か、つまり、図８（ａ）に示す区間Ｐ３〜Ｐ４か、それ以外の区間かを判別する（ステップＳ６）。

Ｖｖ＊＞Ｅ／２である場合（ステップＳ６；Ｙｅｓ）、つまり、区間Ｐ３〜Ｐ４である場合、歪み補正部１３１は、Ｖｗ＊＞Ｖｕ＊であるか否か、つまり、区間Ｐ４か区間Ｐ３かを判別する（ステップＳ７）。

Ｖｗ＊＞Ｖｕ＊でない場合（ステップＳ７；Ｎｏ）は、区間Ｐ３であるため、Ｖｕ＊からステップＳ１で求めたＡｖを減じる補正を行い（Ｖｕ＊’＝Ｖｕ＊−Ａｖ）、補正後電圧指令信号Ｖｕ＊’を求める（ステップＳ８）。

一方、Ｖｗ＊＞Ｖｕ＊である場合（ステップＳ７；Ｙｅｓ）は、区間Ｐ４であるため、Ｖｗ＊からステップＳ１で求めたＡｖを減じる補正を行い（Ｖｗ＊’＝Ｖｗ＊−Ａｖ）、補正後電圧指令信号Ｖｗ＊’を求める（ステップＳ９）。

ステップＳ６でＶｖ＊＞Ｅ／２でない場合（ステップＳ６；Ｎｏ）や、ステップＳ８又はＳ９の実行後、歪み補正部１３１は、Ｖｗ＊＞Ｅ／２であるか否か、つまり、図８（ａ）に示す区間Ｐ５〜Ｐ６か、それ以外の区間かを判別する（ステップＳ１０）。

Ｖｗ＊＞Ｅ／２である場合（ステップＳ１０；Ｙｅｓ）、つまり、区間Ｐ５〜Ｐ６である場合、歪み補正部１３１は、Ｖｕ＊＞Ｖｖ＊であるか否か、つまり、区間Ｐ６か区間Ｐ５かを判別する（ステップＳ１１）。

Ｖｕ＊＞Ｖｖ＊でない場合（ステップＳ１１；Ｎｏ）は、区間Ｐ５であるため、Ｖｖ＊からステップＳ１で求めたＡｗを減じる補正を行い（Ｖｖ＊’＝Ｖｖ＊−Ａｗ）、補正後電圧指令信号Ｖｖ＊’を求める（ステップＳ１２）。

一方、Ｖｕ＊＞Ｖｖ＊である場合（ステップＳ１１；Ｙｅｓ）は、区間Ｐ６であるため、Ｖｕ＊からステップＳ１で求めたＡｗを減じる補正を行い（Ｖｕ＊’＝Ｖｕ＊−Ａｗ）、補正後電圧指令信号Ｖｕ＊’を求める（ステップＳ１３）。

ステップＳ１０でＶｗ＊＞Ｅ／２でない場合（ステップＳ１０；Ｎｏ）や、ステップＳ１２又はＳ１３の実行後、歪み補正部１３１は、波形歪み補正処理を終了する。モータ制御部１２は、歪み補正部１３１としての機能により、以上の波形歪み補正処理を繰り返し実行することで、補正後電圧指令信号Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を生成する。そして、ＰＷＭ信号生成部１２８としての機能により、補正後電圧指令信号Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’に応じたＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗをインバータ２０に出力し、モータ３０を動作させる。

図１０（ａ）に、波形歪み補正処理後の過変調化された変調信号Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’と、波形歪み補正処理前の過変調化された変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とを示す。同図から、歪み要因となっていた箇所が補正されていることが分かる。

また、図１０（ｂ）に、波形歪み補正処理後の過変調化された変調信号Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’の各相間の線間電圧（Ｖｕ＊’−Ｖｖ＊’、Ｖｖ＊’−Ｖｗ＊’、Ｖｗ＊’−Ｖｕ＊’）を示す。図１０（ｂ）と前述の図６（ｂ）とを比較すると、波形歪み補正処理後の過変調化された変調信号Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’では、各相間の線間電圧の歪みが無い又は低減されていることが分かる。

また、図１１（ｂ）に、波形歪み補正処理後の過変調化された変調信号Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を用いてモータ３０を駆動した場合の各相に流れる相電流及び各相の線間電圧の測定波形を示す（図１１（ｂ）では、代表してＵ相電流とＵＶ線間電圧の測定波形を示した）。なお、当該測定波形では、α＝１／２として補正した場合の測定波形である。

図１１（ｂ）と前述の図１１（ａ）とを比較すると、波形歪み補正処理を行った場合は、実際に、相電流及び線間電圧の波形の歪みが効果的に低減されていることが分かる。したがって、波形歪み補正処理を実行する本実施形態によれば、モータを安定して動作させることができる。

なお、本発明は以上の実施形態及び図面によって限定されるものではない。本発明の要旨を変更しない範囲で、適宜、変更（構成要素の削除も含む）を加えることが可能である。以下に変形の一例を説明する。

以上では、変調部１３０が下ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する例を示したが、変調部１３０が上ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成してもよい。この場合、変調部１３０は、三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの各相の電圧が最大となる箇所Ｖｍａｘを求め、Ｖｍａｘを直流電圧Ｅの上限値であるＥ／２とするための差分Ｖｐｎを、Ｖｐｎ＝−Ｖｍａｘ＋Ｅ／２として求め、電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの各々に差分Ｖｐｎを加算することで、上ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成すればよい。上ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊では、三相電圧指令信号としての電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの周期（３６０°）の１／３期間（１２０°）毎に、いずれか一相が上限値であるＥ／２（上ベタ）となる。この場合、変調部１３０は、上ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を過変調し、その最大値が、インバータ２０に入力される直流電圧Ｅに応じて定まる規定値（直流中点を基準とした下限値である−Ｅ／２）を超えるようにすればよい。

上記のように、上ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を過変調化した場合、図７及び図８を参照して説明した下ベタ二相変調の場合と極性が反対になることを考慮して、歪み補正部１３１に波形歪み補正処理を実行させればよい。上ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を過変調化した場合、下ベタ二相変調の場合とは逆に、二相変調信号のほうが三相変調信号を下回る箇所において波形の歪みが生じることになる。つまり、補正量Ａｕ，Ａｖ，Ａｗは、Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の最大値（負の値）が下限値である−Ｅ／２を下回ることを考慮して、以下の各式のようにすればよい。
Ａｕ＝Ｍｕ×α＝｛Ｖｕ＊−（−Ｅ／２）｝×α
Ａｖ＝Ｍｖ×α＝｛Ｖｖ＊−（−Ｅ／２）｝×α
Ａｕ＝Ｍｗ×α＝｛Ｖｗ＊−（−Ｅ／２）｝×α
上ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を過変調化した場合の波形歪み補正処理では、このようにして各補正量を求めて、ステップＳ２、Ｓ３の例では、ステップＳ２では「Ｖｕ＊＜−Ｅ／２」を満たすか否かを判別し、ステップＳ３では「Ｖｖ＊＜Ｖｗ＊」を満たすか否かを判別するように読み替えればよい。他の判別処理の読み替えの考え方も同様である。なお、上ベタ二相変調に係る場合に、先のように補正量Ａｕ，Ａｖ，Ａｗを定義し、各判別処理を読み替えた場合、実際に補正する処理（ステップＳ４、Ｓ５、Ｓ８、Ｓ９、Ｓ１２、Ｓ１３）の読み替えは不要である。例えば、ステップＳ４ではＶｗ＊’＝Ｖｗ＊−Ａｕとするが、この場合のＶｗ＊は負の値で、Ａｕも負の値であるためである。

なお、下ベタ二相変調や上ベタ二相変調の場合の波形歪み補正処理は、上記の例に限られず、絶対値を用いる演算などを行い、双方の二相変調で共通の式や手順を使用可能に構成することもできる。また、以上の例では、下ベタ二相変調（又は上ベタ二相変調）を行った後に過変調化した例を説明したが、三相変調信号を過変調化した後に、下ベタ二相変調（又は上ベタ二相変調）を施す演算も可能である。以上に説明した波形歪み補正処理と同様の補正を行うことができれば、用いる式や処理手順は任意であり、波形歪み補正処理は、図９に示す処理手順に限定されるものではない。

上記実施形態においては、モータ制御部１２は、電流センサ３５ｖ、３５ｗの検出結果に基づきモータ３０を制御していたが、電流センサ３５ｖ、３５ｗを省略してもよい。この場合、モータ制御部１２は、シャント抵抗１９からの電流検出信号Ｓｐ１とＰＷＭスイッチングパターンとに基づき３相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを復元してもよい。

上記実施形態においては、モータ３０は回転角度センサレスであったが、回転角度センサが設けられていてもよい。

上記実施形態において、モータ制御部１２は、空気調和装置１に搭載されるモータ３０を駆動させていたが、空気調和装置１に限らず、その他の機器に搭載されるモータ３０を駆動させてもよい。

（１）以上に説明したモータ制御部１２（モータ制御装置の一例）は、補正後電圧指令信号Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’（電圧指令信号の一例）に応じた電圧をインバータ２０を介してモータ３０に印加する。モータ制御部１２は、変調部１３０と、歪み補正部１３１（補正部の一例）と、を備える。
（１−１）変調部１３０は、下ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成し、過変調化する。下ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、三相の電圧指令値のうちいずれか一相の電圧指令値が順次に一定の下限値である−Ｅ／２（一定値の一例）となる信号であって、下限値である−Ｅ／２に対する他の二相の電圧指令値を示す。
歪み補正部１３１は、過変調化された変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊において、前記他の二相の電圧指令値のうち、インバータ２０に入力される直流電圧Ｅに応じて定まる上限値であるＥ／２（規定値の一例）を超えるものを特定相電圧指令値（例えば、区間Ｐ１、Ｐ２ではＶｕ＊）とし、上限値であるＥ／２と下限値である−Ｅ／２との間の値をとるものを対象相電圧指令値（例えば、区間Ｐ１ではＶｗ＊、区間Ｐ２ではＶｖ＊）とした場合、対象相電圧指令値を補正することで補正後電圧指令信号Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を生成する。歪み補正部１３１は、特定相電圧指令値と上限値であるＥ／２の差分（Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗ）に係数α（０＜α＜１）を乗じた値を、対象相電圧指令値から減じる補正をする。
（１−２）なお、変調部１３０は、上ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成し、過変調化してもよい。上ベタ二相変調に係る変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、三相の電圧指令値のうちいずれか一相の電圧指令値が順次に一定の上限値であるＥ／２（一定値の一例）となる信号であって、上限値であるＥ／２に対する他の二相の電圧指令値を示す。
この場合、歪み補正部１３１は、過変調化された変調信号Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊において、前記他の二相の電圧指令値のうち、インバータ２０に入力される直流電圧Ｅに応じて定まる下限値である−Ｅ／２（規定値の一例）を超えるものを特定相電圧指令値とし、下限値である−Ｅ／２と上限値であるＥ／２との間の値をとるものを対象相電圧指令値とした場合、対象相電圧指令値を補正することで補正後電圧指令信号Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を生成する。歪み補正部１３１は、特定相電圧指令値と下限値である−Ｅ／２の差分（Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗ）に係数α（０＜α＜１）を乗じた値を、対象相電圧指令値から減じる補正をする。
このようにしたから、モータ３０における相電流及び線間電圧の波形の歪みを低減することができ、モータ３０を安定して動作させることができる。

（２）また、歪み補正部１３１は、対象相電圧指令値として周期的に現れるモータ３０の各相に対応した値を順次に補正する。具体的には、図８（ａ）、（ｂ）及び図９に示したように、電気角６０°毎に、区間Ｐ１ではＷ相に対応したＶｗ＊を、区間Ｐ２ではＶ相に対応したＶｖ＊を、区間Ｐ３ではＵ相に対応したＶｕ＊を、区間Ｐ４ではＷ相に対応したＶｗ＊を、区間Ｐ５ではＶ相に対応したＶｖ＊を、区間Ｐ６ではＵ相に対応したＶｕ＊を補正する。このように順次補正することで、モータ３０の動作中に迅速且つ適切に、相電流及び線間電圧の波形の歪みを低減することができる。

（３）また、係数αは、１／２である（α＝１／２）ことが好ましい。このように、係数αとして、理論上で最も相電流及び線間電圧の波形の歪みを低減することができる１／２という値を採用すれば、より良好にモータ３０を安定して動作させることができる。

（４）空気調和装置１は、モータ制御部１２と、インバータ２０と、モータ３０と、モータ３０によって駆動されるコンプレッサ４０と、コンプレッサ４０により圧縮された冷媒を利用して室温を調整する空調部６０と、を備える。この空気調和装置１によれば、以上のようにモータ３０を安定して動作させることができるモータ制御部１２を備えるため、安定した運転が可能である。

以上の説明では、本発明の理解を容易にするために、公知の技術的事項の説明を適宜省略した。

１…空気調和装置
１０…制御部
１１…運転指令部
１２…モータ制御部
１２７…電圧変換部、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ…電圧指令値
１３０…変調部、Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊…変調信号
１３１…歪み補正部、Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’…補正後電圧指令信号
１２８…ＰＷＭ信号生成部、Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ…ＰＷＭ信号
２０…インバータ
２１…スイッチング回路
７１ｕ，７１ｖ，７１ｗ…上側素子
７２ｕ，７２ｖ，７２ｗ…下側素子
３０…モータ
４０…コンプレッサ、５０…電源、６０…空調部

Claims (4)

1. 電圧指令信号に応じた電圧をインバータを介してモータに印加するモータ制御装置であって、
   前記モータの各相に対応した三相の電圧指令値のうちいずれか一相の電圧指令値が順次に一定値となる信号であって、前記一定値に対する他の二相の電圧指令値を示す変調信号を生成し、過変調化する変調部と、
   前記過変調化された前記変調信号において、前記他の二相の電圧指令値のうち、前記インバータに入力される直流電圧に応じて定まる規定値を超えるものを特定相電圧指令値とし、前記規定値と前記一定値との間の値をとるものを対象相電圧指令値とした場合、前記対象相電圧指令値を補正することで前記電圧指令信号を生成する補正部と、を備え、
   前記一定値と前記規定値は、前記直流電圧に応じて定まり、一方が上限値で他方が下限値であり、
   前記補正部は、前記特定相電圧指令値と前記規定値の差分に係数を乗じた値を、前記対象相電圧指令値から減じる補正をし、
   前記係数は、０より大きく１未満の値である、
   モータ制御装置。
2. 前記補正部は、前記対象相電圧指令値として周期的に現れる前記モータの各相に対応した値を順次に補正する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記係数は、１／２である、
   請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 請求項１乃至３のいずれか１項に記載のモータ制御装置と、
   前記インバータと、前記モータと、前記モータによって駆動されるコンプレッサと、前記コンプレッサにより圧縮された冷媒を利用して室温を調整する空調部と、を備える、
   空気調和装置。

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