JP7113971B2 - ヒートポンプ装置、空気調和機および冷凍機 - Google Patents

Description

本発明は、圧縮機を有するヒートポンプ装置、空気調和機および冷凍機に関する。

従来、空気調和機などでは圧縮機の運転停止時に冷媒の温度が低くなると熱容量の大きい圧縮機の内部に冷媒が貯まる、いわゆる冷媒寝込みが発生する。冷媒寝込みを解消し冷媒の潤滑作用を円滑にする方法として様々な方法が検討されている。例えば、特許文献１は、暖房時の運転停止中に高周波の低電圧を圧縮機に供給する方法を開示する。また、特許文献１では、高周波のキャリアのなかでも低周波数となる１０ｋＨｚ以下の複数の周波数のキャリアの合成により、キャリアの合成周波数を非可聴域まで下げることで、高周波キャリアによるインバータの損失低減による低電力化と圧縮機電磁音の低騒音化の両立を図っている。

国際公開第２０１２／１７２６８４号

しかしながら、特許文献１では、キャリアの合成周波数を低周波化しても高周波のキャリアではあるため、電気的なノイズとしては高周波成分のピークが課題となる。また、特許文献１では、瞬時的な出力電力の変化が発生するという問題があった。瞬時的な出力電力の変化は、瞬時的なノイズのピークが発生させやすい。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、瞬時的な出力電力の変化および電気的なノイズを抑制することができるヒートポンプ装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るヒートポンプ装置は、冷媒を圧縮する圧縮機構と、圧縮機構を駆動させるモータと、モータに電圧を印加するインバータと、キャリア信号に基づいてインバータを駆動させる駆動信号を生成するインバータ制御部と、を備え、インバータ制御部は、冷媒を加熱する加熱運転モードにおいて、キャリア信号のキャリア周波数を周期的に変化させ、かつ、モータに実ベクトルの電圧が印加される時間が、変化したキャリア周波数によらず一定となるように駆動信号を生成する。

本発明に係るヒートポンプ装置は、瞬時的な出力電力の変化および電気的なノイズを抑制することができるという効果を奏する。

実施の形態１にかかるヒートポンプ装置の構成例を示す図 実施の形態１にかかる制御回路を示す図 実施の形態１にかかるインバータ制御部を示す図 実施の形態１にかかる周波数をｆｃとしたキャリアと電圧指令値と駆動信号の関係を示した図 図４に示す電圧ベクトルの変化を説明する図 実施の形態１にかかる電圧ベクトルを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を示す図 実施の形態１にかかるキャリアを可変としたとき、Ｖ４ベクトルおよびＶ３ベクトルを交互に出力したときの動作を示す図 実施の形態１にかかるキャリアを可変としたとき、Ｖ４ベクトルおよびＶ３ベクトルを交互に出力したときの動作を示す別の図 実施の形態１にかかる変調周波数を示す図 実施の形態３にかかる基準位相θｆが０°、１２０°、および２４０°の時のモータのＵＶＷの各相に流れる電流を示す図 実施の形態３にかかるヒートポンプ装置の一部を示す図 実施の形態３にかかる電圧算出部の動作を示すフローチャート

以下に、本発明の実施の形態に係るヒートポンプ装置、空気調和機および冷凍機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置１００の構成例を示す図である。ヒートポンプ装置１００は、圧縮機１と、四方弁２と、熱交換器３と、膨張機構４と、熱交換器５と、インバータ９と、インバータ制御部１０と、を備える。圧縮機１、四方弁２、熱交換器３、膨張機構４、熱交換器５が、冷媒配管６を介して順次接続された冷凍サイクルを構成する。圧縮機１は、冷媒を圧縮する圧縮機構７と、圧縮機構７を動作させるモータ８とを備える。モータ８は、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の三相の巻き線を有する三相モータである。ヒートポンプ装置１００は、空気調和機、冷凍機などに備えられる。

インバータ９は、モータ８に電圧を与えることで駆動させる。また、インバータ９は、モータ８と電気的に接続されている。インバータ９は、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線に電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをそれぞれ印加する。

インバータ制御部１０は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成しインバータ９を駆動させる。ＰＷＭ信号は駆動信号とも呼ばれる。インバータ９とインバータ制御部１０とは電気的に接続されている。

インバータ９は、スイッチング素子９１ａ～９１ｆと、環流ダイオード９２ａ～９２ｆとを備える。インバータ９は、供給される母線電圧Ｖｄｃを３相交流電圧である電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換して、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線へそれぞれ印加する。また、インバータ９では、直列に接続された２つのスイッチング素子９１ａと９１ｄ，９１ｂと９１ｅ，９１ｃと９１ｆが３個並列に接続されている。環流ダイオード９２ａ～９２ｆは、スイッチング素子９１ａ～９１ｆとそれぞれ並列に接続される。インバータ制御部１０から送られるＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ、およびＷＮによって、インバータ９は各対応したスイッチング素子を駆動することで、三相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生させ、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線それぞれに印加する。ＰＷＭ信号ＵＰはスイッチング素子９１ａを駆動させる。ＰＷＭ信号ＶＰはスイッチング素子９１ｂを駆動させる。ＰＷＭ信号ＷＰはスイッチング素子９１ｃを駆動させる。ＰＷＭ信号ＵＮはスイッチング素子９１ｄを駆動させる。ＰＷＭ信号ＶＮはスイッチング素子９１ｅを駆動させる。ＰＷＭ信号ＷＮはスイッチング素子９１ｆを駆動させる。

インバータ制御部１０は、通常の運転モード時はモータ８を回転駆動するようにＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成して出力する。また、インバータ制御部１０は、圧縮機１を加熱させる加熱運転モードのときはモータ８が追従できない高周波電流を流すことにより、モータ８を回転駆動させずに圧縮機１の加熱を行う。加熱運転モードのときに、圧縮機１に滞留した液冷媒を温め気化させることで、圧縮機１は冷媒の排出を行う。インバータ制御部１０は、外気温度および圧縮機１の温度に基づいて圧縮機１内に滞留した液冷媒量の推定を行い、冷媒が寝込んでいた場合に加熱運転モードへ移行する。インバータ制御部１０はヒートポンプ装置１００の運転モードの状態を示す情報を保持する。運転モードの状態を示す情報は、通常の運転モードまたは加熱運転モードの状態のいずれかの情報を示す。

インバータ制御部１０は、例えばマイクロコンピュータであり、各処理を行う電子回路である処理回路により実現される。本処理回路は、専用のハードウェアであっても、メモリ及びメモリに格納されるプログラムを実行するＣＰＵ（Central Processing Unit、中央演算装置）を備える制御回路であってもよい。ここでメモリとは、例えば、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリなどの、不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、光ディスクなどが該当する。図２は、実施の形態１にかかる制御回路を示す図である。本処理回路がＣＰＵを備える制御回路である場合、この制御回路は例えば、図２に示す構成の制御回路４００となる。

図２に示すように、制御回路４００は、ＣＰＵであるプロセッサ４００ａと、メモリ４００ｂとを備える。図２に示す制御回路４００により実現される場合、プロセッサ４００ａがメモリ４００ｂに記憶された、各処理に対応するプログラムを読みだして実行することにより実現される。また、メモリ４００ｂは、プロセッサ４００ａが実施する各処理における一時メモリとしても使用される。

以下、本発明における圧縮機の加熱方法である、高周波電流を効率的にモータに流す制御方法について説明する。図３は、実施の形態１にかかるインバータ制御部１０を示す図である。インバータ制御部１０は、加熱指令部１１と、高周波通電部１２と、駆動信号生成部１３と、を備える。高周波通電部１２は、加熱指令部１１より必要な加熱量の信号を受け、高周波交流電圧を生成するための高周波電圧指令値Ｖ＊と高周波位相指令θを生成し、駆動信号生成部１３へ信号を出力する。駆動信号生成部１３は、電圧指令生成部１４と、ＰＷＭ信号生成部１５と、を備える。電圧指令生成部１４には、高周波電圧指令値Ｖ＊と高周波位相指令θとが入力される。また、電圧指令生成部１４は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成し、ＰＷＭ信号生成部１５に出力する。ＰＷＭ信号生成部１５は電圧指令値を受けて、ＰＷＭ信号を生成し、インバータ９を駆動させる駆動信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ、およびＷＮを出力することで、インバータ９を駆動させる。

図４は、実施の形態１にかかる周波数をｆｃとしたキャリアと電圧指令値と駆動信号の関係を示した図である。また、図４は、Ｖ＊を任意の値とし、高周波通電部１２の出力を０°とした場合の動作を表す図である。高周波位相指令θがキャリア信号の山または谷のタイミングで、０°と１８０°とが切り替わることで、ＰＷＭ信号生成部１５は、キャリア信号に同期したＰＷＭ信号を出力することが可能となる。この動作は、基準位相に対して０°の位相差を持った電圧と、基準位相に対して１８０°の位相差を持った電圧と、に交互に切り替える動作である。このとき、電圧ベクトルはＶ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０），Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０），Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１），Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１），Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０），・・・の順で変化する。ＰＷＭ信号生成部１５は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、あらかじめ定められた周波数のキャリア信号とを比較し、相互の大小関係に基づきＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ、およびＷＮを生成する。あらかじめ定められた周波数のキャリア信号は、基準信号とも呼ばれる。また、図４では省略しているが、ＰＷＭ信号ＵＮは、ＰＷＭ信号ＵＰと、ＰＷＭ信号ＶＮは、ＰＷＭ信号ＶＰと、ＰＷＭ信号ＷＮは、ＰＷＭ信号ＷＰとそれぞれ正逆反対の値をとる。

図５は、図４に示す電圧ベクトルの変化を説明する図である。図５に示す図では、破線で囲まれたスイッチング素子がオン、それ以外がオフであることを示している。また、電圧ベクトルの変化順序を示す太矢印の回転方向（電圧ベクトルＶ０→Ｖ４→Ｖ７→Ｖ３→Ｖ０…の回転方向）は、図４の例に対応し、電圧ベクトルの変化順を逆方向の順序としてもよい。

図５に示すように、Ｖ０ベクトル、Ｖ７ベクトルの印加時は、モータ８の線間が短絡状態となり、電圧が出力されない。この場合、モータ８のインダクタンスに蓄えられたエネルギーが電流となって短絡回路中を流れる。また、Ｖ４ベクトル印加時には、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流（＋Ｉｕの電流）が流れ、Ｖ３ベクトル印加時には、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する－Ｕ相方向の電流（－Ｉｕの電流）がモータ８の巻線に流れる。つまり、Ｖ４ベクトル印加時と、Ｖ３ベクトル印加時とでは逆方向の電流がモータ８の巻線に流れる。また、電圧ベクトルがＶ０，Ｖ４，Ｖ７，Ｖ３，Ｖ０，・・・の順で変化するため、＋Ｉｕの電流と－Ｉｕの電流とが交互にモータ８の巻線に流れることになる。特に、図４に示すように、Ｖ４ベクトルとＶ３ベクトルとが１キャリア周期（１／ｆｃ）の間に現れるため、インバータ９は、キャリア周波数ｆｃに同期した交流電圧をモータ８の巻線に印加することが可能となる。

圧縮機１の圧縮動作時の運転周波数より高い周波数でＶ４ベクトルとＶ３ベクトルが交互に出力することで、トルクは正逆に切り替わるため、トルクが相殺される。このため、モータの振動を抑えることが可能である。また、インバータ９が印加する高周波電圧の周波数は１４ｋＨｚ以上であればモータ８の鉄心の振動音がほぼ可聴範囲外となるため、騒音の低減にも効果がある。例えば、インバータ９に用いる素子の特性上、使用可能なスイッチングの周波数が２０ｋＨｚのものが多い。このため、スイッチング周波数を１４ｋＨｚ～２０ｋＨｚ、つまり１４ｋＨｚ～２０ｋＨｚのキャリア周波数を使用することで、モータ８の鉄心の振動音は可聴域外となり、低騒音な加熱が可能となる。また、高周波電圧印加による高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなるため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、この分、高周波の電圧を印加することによる鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに巻線に流れる電流が小さいため、インバータ９の損失も小さくなる。したがって、より損失を低減した加熱が可能となる。また、圧縮機１が磁石埋め込み型モータである場合、高周波磁束が鎖交する回転子表面も発熱部となるため、冷媒接触面が増加すること、および圧縮機構７への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。

さらに、Ｖ４ベクトルとＶ３ベクトルを交互に出力する動作から、任意の時間経過と共に任意の角度ずつ電圧ベクトルの向きをずらすことで、加熱のムラをなくすことが可能である。図６は、実施の形態１にかかる電圧ベクトルを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を示す図である。例えば、図６のようにＶ４ベクトル、Ｖ３ベクトルの次はＶ２ベクトル、Ｖ５ベクトルとし、次にＶ１ベクトル、Ｖ６ベクトルと１２０°ずつ、正逆交互に出力される電圧ベクトルをずらすとする。電圧ベクトルをずらす理由は、モータ８が埋込磁石型モータである場合、ロータ位置によって巻線のインピーダンスが変化すること、ロータ位置により電流が変化すること、モータへの入力電力がロータ位置により変化することで、加熱ムラが生じることを防ぐためである。また、図６では、電圧ベクトルを任意の時間ごとに１２０°ずつ、ずらす例を示したが、もちろん６０°ずつ、ずらすとしても同等の効果を得ることができるし、任意の時間によって１２０°、６０°以外の角度にしてもよい。

以上説明したインバータ制御部１０の制御によって、高周波の電圧を印加することによる低騒音かつ、低消費電力で効率の良い圧縮機１の加熱が可能となる。しかしながら、本制御を用いると電気的なノイズが課題となることがある。空調機または冷凍機におけるノイズの規格として、例えば、電気用品安全法、または欧州のＥＮ５５０１４－１といった規格を遵守することが必要である。これに対し、ＥＭＣ（Electro-Magnetic Compatibility）のエミッションにおいて、本加熱制御では、高周波キャリアを使用し、これと同期した高周波電圧が印加されるため、キャリアの整数倍の周波数でノイズの大きなピークが出てしまう場合がある。ＥＭＣのエミッションにおいて、規格ごとに各周波数成分のノイズ量の大きさに対し、準尖頭値検波（ＱＰ：Quasi-peak detection）と平均値検波（ＡＶ：Average detection）が限度値として決められており、特定の周波数成分にノイズのピークを持つとＥＭＣ規格を満たせなくなってしまうといった課題がある。また準尖頭値検波は、ノイズのピークが出現する頻度が多くなると高くなる傾向にある。

これに対してキャリア周波数を、一定の周波数から周期的に可変とすることで、大きなピークが複数出現してしまうようなノイズ特性から、ピークを複数の周波数に分散させ平滑化することができる。以下、キャリア周波数を周期的に変更する方法について説明する。

図７は、実施の形態１にかかるキャリアを可変としたとき、Ｖ４ベクトルおよびＶ３ベクトルを交互に出力したときの動作を示す図である。図７は、キャリア周波数をｆ_ｃ１からｆ_ｃ２、ｆ_ｃ３、ｆ_ｃ４と変化させ、キャリア周期を短くしていったときを示す。キャリア周波数をｆ_ｃ１としたキャリア、キャリア周波数をｆ_ｃ２としたキャリア、キャリア周波数をｆ_ｃ３としたキャリア、キャリア周波数をｆ_ｃ４としたキャリア、はそれぞれ傾きが同じであり、ｆ_ｃ１、ｆ_ｃ２、ｆ_ｃ３、ｆ_ｃ４の順に振幅が小さくなる。なお、図７では、キャリアの谷で次の周波数に切り替えるといった形式であるが、キャリアの山で周波数を切り替えてもよい。ｆ_ｃ１からｆ_ｃ２、ｆ_ｃ３、ｆ_ｃ４、…の切り替えは、例えば、一般的なマイクロコンピュータによるインバータ制御であれば、内部のＰＷＭタイマーの出力によって傾きを一定にできる。このため、キャリアの振幅に比べ遅い周波数の周期関数でキャリアに変調をかければよい。周期関数は正弦波、三角波、その他の合成波でよい。

または、あらかじめ可変の範囲内の複数の周波数、または設定可能な複数の周波数のテーブルを用意し、テーブルに記載された複数の周波数に順次設定するということを繰り返すことで周波数を切り替えてもよい。例えば、テーブルは、複数の周波数が設定する順に記載されたものである。または、キャリアの山で次の周波数を決定し、キャリアの谷から次の周波数に切り替えるような周波数を可変とする制御を行ってもよい。このとき、周波数の値を、乱数などを用いてランダムにする方法も可能である。しかし、電気的ノイズの観点では周波数をランダムにする方法よりも、周期関数での変調による可変制御の方がノイズのピーク値を平滑化にしやすい。なお、キャリア振幅を変えずにキャリアの傾きを変えるといった方法でも周波数を可変とすることができる。

しかし、図７の方法では、キャリアの振幅が変化するために、電圧指令値とキャリアの交点との位相が変化し、意図した可変したいキャリア周波数からズレが生じてしまうという課題がある。上記、課題により、ノイズのピークの分散を図るにも関わらず別のピーク値が出てしまうことは、ＥＭＣエミッションの改善を図るという観点からすると好ましくない。

また、キャリアの振幅が小さくなると、キャリア周波数を高くする方に変化させる方向の尤度が小さくなってしまう。また、図７のキャリア周波数がｆ_Ｃ４に設定されたときのＶ０ベクトルのように遷移時間が短くなるため、可変可能な周波数範囲が狭くなってしまう。

キャリア振幅を変えずにキャリアの傾きを変えるといった方法での周波数を可変とする制御を実施した場合も、キャリアを構成するクロック周波数とカウンター出力のビット数とに限りがあるため、キャリア周波数を高くすると可変できる周波数値が減り、可変可能な周波数範囲が狭くなる。

図８は、実施の形態１にかかるキャリアを可変としたとき、Ｖ４ベクトルおよびＶ３ベクトルを交互に出力したときの動作を示す別の図である。本実施の形態においては、図８に記載したように、キャリアの周期を変化させるごとに、キャリア振幅の中心値をキャリア振幅の変化に追従して変化させ、キャリア周波数ごとに、キャリア振幅の中心値を正逆反対の電圧指令値の基準とすることで精度良く、なおかつキャリア周波数を広い範囲で細かく可変とすることを特徴とする。図８には、キャリア振幅の中心値を５０％として記載している。なお、図７の方法では、キャリアの振幅の中心値が周期に依らず一定であるため、キャリア周波数が高くなるとキャリアの振幅が小さくなり、図８の方法に比べてキャリア周波数を高くできる範囲が狭くなる。

また、図８のようにキャリア振幅の中心値を正逆反対の電圧指令値の基準とし、電圧指令値｜Ｖ＊｜を中心値から離れる値を各キャリア間で一定にすることで、実ベクトルの電圧の印加時間を一定とすることができる。なお、図８において、実ベクトルは、Ｖ４ベクトルとＶ３ベクトルである。電流値は電圧印加時間に依存するため、モータ８に印加される電圧の高周波の周波数、およびキャリア周波数は可変となり、異なる周波数の電圧を印加した場合でも、周波数によらずモータ８の巻線に流れる電流値を一定とすることができる。このため、キャリア周波数を変更する時に生じる瞬時的に圧縮機に印加される電力が安定する。これにより、例えば、電気用品安全法などに規定される加熱時の最大電力である５０Ｗに対して、５０Ｗ近い電力で設計したときも尤度を持ちやすい設計が可能となり、加熱時間を短縮する効果を奏する。また、電気的なノイズ量の大きさは、電力が増えると、増加する電力に伴い大きくなる傾向にある。このため、本発明により、ノイズのピークが出現する周波数を分散しつつ、瞬時的な圧縮機に印加される電力のピークが減少することにより、準尖頭値検波を低減することができる。

また、前述のキャリア周波数の可変させる周波数をキャリア周波数よりも遅い周波数の周期関数で変調することにより、キャリア周波数の変化を所望の周波数幅にバランスよく割り振ることができ、瞬時的な電力をより安定化させることができる。図９は、実施の形態１にかかる変調周波数を示す図である。図９は、１６ｋＨｚを中心に１４ｋＨｚ～１８ｋＨｚの範囲でキャリア周波数を可変とし、５００Ｈｚ（周期２ｍｓ）の正弦波となるようにキャリア周波数を変化させたときの例である。図９において、縦軸は、キャリア周波数を示し、横軸は時間を示す。なお、可変とする周波数幅は、１４ｋＨｚ～１８ｋＨｚに限らない。また、使用するモータ８、またはインバータ９の組合せによるノイズ特性の違いに合わせて、変調させる周波数を調整し、制御パラメータの調整により、フェライトコアなどのハード部品によるノイズ対策に頼らずとも、ノイズ対策をすることができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、高周波の電圧の印加およびキャリア周波数の可変制御による圧縮機１の加熱制御において、キャリア可変とするときの電圧ベクトルがＶ４，Ｖ３である場合について説明した。本実施の形態のヒートポンプ装置１００は、図６に示したように、実施形態１におけるＶ４ベクトルとＶ３ベクトルを交互に出力する動作から、任意の時間経過と共に任意の角度ずつ電圧ベクトルの向きをずらし、Ｖ４，Ｖ３の次はＶ２，Ｖ５、次にＶ１，Ｖ６と１２０°ずつ、正逆交互に出力される電圧ベクトルをずらすことで加熱ムラをなくす制御にしてもよい。また、６０°ずつ、ずらす制御としても同等の効果が得られることは言うまでもない。

実施の形態３．
図１０は、実施の形態３にかかる基準位相θｆが０°、１２０°、および２４０°の時のモータ８のＵＶＷの各相に流れる電流を示す図である。実施の形態２では、モータ８へＶ４ベクトルとＶ３ベクトルを交互に印加するときの電圧ベクトルの向きを基準位相である０°とした場合に、電圧ベクトルの向きを１２０°、２４０°とずらす制御を行った。電圧ベクトルの向きをずらす場合、図１０に示されるようにＵＶＷ相に流れる電流が変わる場合がある。この場合、前述のとおり電圧ベクトル印加の向きを１２０°、２４０°と任意の時間経過後に切り替えることによって電気的ノイズも変化してしまう。

図１１は、実施の形態３にかかるヒートポンプ装置１００ａの一部を示す図である。図１１では、インバータ９とモータ８周辺のみ図示している。ヒートポンプ装置１００ａは、ヒートポンプ装置１００の構成に加えて、電流検出回路２０と、電圧モニタ回路２１と、主回路コンデンサ２２と、電圧算出部２３を備える。電流検出回路２０は、インバータ９とモータ８との間に備えられる。主回路コンデンサ２２は、インバータの電圧の供給源である。電圧モニタ回路２１は、主回路コンデンサ２２の母線電圧Ｖｄｃをモニタする。電圧算出部２３は、電流検出回路２０が検出する電流値を保存し、各電圧ベクトルのときで流れる電流が同等になるように電圧ベクトルの印加時間または電圧指令値を算出する。

加熱運転モード開始時に、基準位相０°とすると、インバータ９は、Ｖ４ベクトル、Ｖ３ベクトルのいずれかまたは両方をモータ８に印加する。電流検出回路２０は、モータ８の巻線Ｕ相に流れる電流を検出する。次に、インバータ９は、基準位相から１２０°ずらした電圧ベクトルをモータ８に印加する。電流検出回路２０は、Ｖ相に流れる電流を検出する。次に、インバータ９は、基準位相から２４０°ずらした電圧ベクトルをモータ８に印加する。電流検出回路２０は、Ｗ相に流れる電流を検出する。電流検出回路２０が検出した電流値は、電圧算出部２３で保存する。また電圧算出部２３は、基準位相０°、基準位相１２０°、基準位相２４０°のときで流れる電流が同等になるように各状態での実電圧ベクトル印加時間または電圧指令値｜Ｖ＊｜を演算する。

母線電圧をＶｄｃ、電圧ベクトル印加時間をΔｔ、基準位相から０°のときの電流をΔＩｕ、インダクンスをＬｕとし、基準位相から１２０°のときの電流をΔＩｖ、インダクンスをＬｖ、基準位相から２４０°のときの電流をＩｗ、インダクンスをＬｗとすると、Ｌｕは式（１）で表すことができる。
Ｌｕ＝Ｖｄｃ・Δｔ／ΔＩｕ・・・（１）

また、各位相時の電流経路のインダクタンス値の関係は式（２）の関係となる。
Ｌｕ・ΔＩｕ＝Ｌｖ・ΔＩｖ＝Ｌｗ・ΔＩｗ・・・（２）
電圧算出部２３は式（２）を用いることで、電圧ベクトルの各位相時で、電流値が等しくなるような実電圧ベクトルの印加時間、各位相間での印加時間の関係を演算することができる。

例えば、基準位相０°とするとＶ４ベクトルとＶ３ベクトルを交互に印加するときの電圧ベクトル印加時間を基準とする場合、１２０°、２４０°のときの印加時間は、０°のときの印加時間をΔｔｕ、１２０°のときの印加時間をΔｔｖ、２４０°のときの印加時間をΔｔｗ、とすると式（３）および式（４）となる。
Δｔｖ＝（Ｌｕ／Ｌｖ）・Δｔｕ・・・（３）
Δｔｗ＝（Ｌｕ／Ｌｖ）・Δｔｕ・・・（４）

式（２）、（３）、（４）より、電圧算出部２３は、任意時間経過後電圧ベクトルの位相によらずインバータの出力電流を一定とする、各位相における実電圧ベクトルの印加時間を求めることができる。基準位相から０°のときの実電圧ベクトル印加時間をΔｔｕの一定としてキャリア周波数の可変制御を実施し、任意時間経過後に１２０°のときには式（３）のΔｔｖを一定としてキャリア周波数可変制御を実施、また、任意時間経過後に２４０°のときには式（４）のΔｔｗを一定としてキャリア周波数可変制御を実施する。

図１２は、実施の形態３にかかる電圧算出部２３の動作を示すフローチャートである。電圧算出部２３は、ヒートポンプ装置１００ａが加熱運転モードであるかインバータ制御部１０が保持する運転モードの情報を確認する（ステップＳ１）。加熱運転モードである場合（ステップＳ１，Ｙｅｓ）、電圧算出部２３は、電圧ベクトルを１２０°ずつずらし各相の電流値を検出し、各相で電流が等しくなる電圧ベクトル印加時間を相ごとに算出する（ステップＳ２）。加熱運転モードでない場合（ステップＳ１，Ｎｏ）、処理はステップＳ１に戻る。電圧算出部２３は、基準位相０°にてステップＳ２で求めた印加時間一定かつ、キャリア周波数可変とした高周波電圧による加熱運転を任意時間実施する（ステップＳ３）。電圧算出部２３は、加熱運転モードであるかインバータ制御部１０が保持する運転モードの情報を確認する（ステップＳ４）。加熱運転モードである場合（ステップＳ４，Ｙｅｓ）、電圧算出部２３は、基準位相１２０°にてステップＳ２で求めた印加時間一定かつ、キャリア周波数可変とした高周波電圧による加熱運転を任意時間実施する（ステップＳ５）。加熱運転モードでない場合（ステップＳ４，Ｎｏ）、処理はステップＳ１に戻る。

電圧算出部２３は、加熱運転モードであるかインバータ制御部１０が保持する運転モードの情報を確認する（ステップＳ６）。加熱運転モードである場合（ステップＳ６，Ｙｅｓ）、電圧算出部２３は、基準位相２４０°にてステップＳ２で求めた印加時間一定かつ、キャリア周波数可変とした高周波電圧による加熱運転を任意時間実施する（ステップＳ７）。加熱運転モードでない場合（ステップＳ６，Ｎｏ）、処理はステップＳ１に戻る。電圧算出部２３は、加熱運転モードであるかインバータ制御部１０が保持する運転モードの情報を確認する（ステップＳ８）。加熱運転モードである場合（ステップＳ８，Ｙｅｓ）、処理はステップＳ３に戻る。加熱運転モードでない場合（ステップＳ８，Ｎｏ）、処理はステップＳ１に戻る。

インバータ出力電流の電流検出回路２０はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相分あっても２相分の場合でも電流を検出することが可能である。２相分の場合、例えばＶ相に電流検出回路がない場合には、１２０°のときＶ相に流れる電流はＵ相とＷ相の電流の合算として求めることが出来る。また、Ｕ相に電流検出回路がない場合と、Ｗ相にない場合も同様である。

実施の形態３は、実施形態２と同様に圧縮機をムラなく加熱するという観点で効果的であるが、電気的ノイズ特性の観点においても効果的である。電圧ベクトルの位相によって、圧縮機に入力される電流が変わってしまうと位相の切り替えの度に加熱時のノイズ特性が変化してしまうが、本実施の形態３の発明においては、圧縮機をムラなく加熱することが出来る。また、実施の形態１で説明したキャリア周波数の可変制御によるノイズ低減効果も合わせて、高周波電圧による圧縮機加熱運転の電気的ノイズ特性を改善することが出来る。騒音についても改善されることは言うまでもない。

また、インバータ９を構成するスイッチング素子９１ａ～９１ｆと、これに並列に接続された環流ダイオード９２ａ～９２ｆには、現在一般的には珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いるのが主流である。しかし、これに代えて、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、またはダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。また、実施の形態１，２においてもインバータ９を構成するスイッチング素子９１ａ～９１ｆと、これに並列に接続された環流ダイオード９２ａ～９２ｆは、ワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。

このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子およびダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。このため、スイッチング素子およびダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子およびダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュール、つまりインバータ９の小型化が可能となる。

また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子およびダイオード素子は、耐熱性も高い。このため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化および、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能となる。

さらに、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子およびダイオード素子は、電力損失が低い。このため、スイッチング素子またはダイオード素子の高効率化が可能であり、ひいては半導体モジュールの高効率化が可能となる。

また、高周波数でのスイッチングが可能となるため、モータ８に更に高周波数の電流を流すことが可能となり、モータ８の巻線インピーダンス増加による巻線電流低減によりインバータ９へ流れる電流を低減できるため、より効率の高いヒートポンプ装置を得ることができる。さらに高周波数化がしやすくなるため、可聴周波数を超える周波数を設定しやすく、騒音対策がしやすくなるといった利点がある。また、直流通電においても電力損失が小さくなるため発熱が小さくなるだけでなく、仮に大電流が流れた場合においても高耐熱性能が高く、発熱による破壊が起こりにくいなどのメリットがある。

なお、実施の形態１から３において、スイッチング素子およびダイオード素子の両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよく、この実施例に記載の効果を得ることができる。また、実施の形態１から３において、その他、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を用いることでも同様の効果を得ることが可能である。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 圧縮機、２ 四方弁、３，５ 熱交換器、４ 膨張機構、６ 冷媒配管、７ 圧縮機構、８ モータ、９ インバータ、１０ インバータ制御部、１１ 加熱指令部、１２ 高周波通電部、１３ 駆動信号生成部、１４ 電圧指令生成部、１５ ＰＷＭ信号生成部、２０ 電流検出回路、２１ 電圧モニタ回路、２２ 主回路コンデンサ、２３ 電圧算出部、９１ａ～９１ｆ スイッチング素子、９２ａ～９２ｆ 環流ダイオード、１００，１００ａ ヒートポンプ装置、４００ 制御回路、４００ａ プロセッサ、４００ｂ メモリ。

Claims (14)

1. 冷媒を圧縮する圧縮機構と、
   前記圧縮機構を駆動させるモータと、
   前記モータに電圧を印加するインバータと、
   キャリア信号に基づいて前記インバータを駆動させる駆動信号を生成するインバータ制御部と、
   を備え、
   前記インバータ制御部は、
   前記冷媒を加熱する加熱運転モードにおいて、前記キャリア信号のキャリア周波数を周期的に変化させ、かつ、前記モータに実ベクトルの電圧が印加される時間が、変化した前記キャリア周波数によらず一定となるように前記駆動信号を生成するヒートポンプ装置。
2. 前記インバータ制御部は、
   前記キャリア信号の傾きを変えずに、前記キャリア信号の振幅値を変えることで前記キャリア周波数を変化させる請求項１に記載のヒートポンプ装置。
3. 前記インバータ制御部は、
   前記キャリア信号の傾きを変えることで前記キャリア周波数を変化させる請求項１に記載のヒートポンプ装置。
4. 前記インバータ制御部は、
   前記モータに印加する電圧を変化させる電圧指令値を前記キャリア信号の山および谷のときに、前記モータに印加する電圧を、基準位相に対して０°の位相差を持った第１の電圧指令値と、基準位相に対して１８０°の位相差を持った第２の電圧指令値と、に交互に切り替える請求項２に記載のヒートポンプ装置。
5. 前記インバータ制御部は、
   前記キャリア周波数が変化されるごとに、前記キャリア信号の振幅の中心値を前記キャリア信号の振幅値の変化に追従して変化させ、前記変化された前記キャリア信号の振幅の中心値を前記第１の電圧指令値および前記第２の電圧指令値の基準とし、前記第１の電圧指令値が前記基準から離れる値および前記第２の電圧指令値が前記基準から離れる値を周波数が異なる各キャリア信号間で一定とする請求項４に記載のヒートポンプ装置。
6. 前記インバータ制御部は、
   任意の時間サイクルごとに、前記基準位相を１２０°ずつ、切り替えることで前記モータの巻線の内、電流が集中する相を切り替える請求項４または５に記載のヒートポンプ装置。
7. 前記インバータの各相の電流を検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路にて検出した電流値を保存し、前記電流値を用いて前記電圧指令値を算出する電圧算出部と、
   を備え、
   前記電圧指令値は、
   前記電圧を印加したときの前記インバータの各相の電流の値が任意の一定値となるように算出される請求項４から６のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
8. 前記モータに印加する電圧の印加時間は、
   前記インバータの各相の電流の値が一定となるように決定され、前記基準位相に対して０°または１８０°の位相差を持った電圧を交互に印加する請求項７に記載のヒートポンプ装置。
9. 前記インバータを構成するスイッチング素子は、
   ワイドバンドギャップ半導体である請求項１から８のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
10. 前記インバータを構成するダイオードは、
    ワイドバンドギャップ半導体である請求項１から９のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
11. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、
    炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドのいずれか１つである請求項９または１０に記載のヒートポンプ装置。
12. 前記インバータを構成するスイッチング素子は、
    スーパージャンクション構造のMetal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistorである請求項１から１１のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
13. 請求項１から１２のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置を備える空気調和機。
14. 請求項１から１２のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置を備える冷凍機。

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