WO2023145065A1 - ヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機 - Google Patents

ヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機 Download PDF

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WO2023145065A1
WO2023145065A1 PCT/JP2022/003581 JP2022003581W WO2023145065A1 WO 2023145065 A1 WO2023145065 A1 WO 2023145065A1 JP 2022003581 W JP2022003581 W JP 2022003581W WO 2023145065 A1 WO2023145065 A1 WO 2023145065A1
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WO
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frequency
voltage
phase
heat pump
inverter
Prior art date
Application number
PCT/JP2022/003581
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English (en)
French (fr)
Inventor
裕一 清水
和徳 畠山
Original Assignee
三菱電機株式会社
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Publication date
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    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
    • F25B1/00—Compression machines, plants or systems with non-reversible cycle

Definitions

  • the present disclosure relates to heat pump devices, air conditioners, and refrigerators having compressors.
  • Equipment with a compressor that compresses the refrigerant is designed to prevent damage to the compressor by starting operation when the refrigerant that has accumulated in the compressor is in a stagnation state. It has the function of heating the refrigerant by passing an electric current through the windings.
  • An example of a device having a compressor is a heat pump device. Heat pump devices are applied to refrigerators such as air conditioners, heat pump water heaters, refrigerators, and freezers.
  • the switching elements that make up the inverter are IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors).
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • the upper limit of the carrier frequency is about 20 kHz. It can be used up to 100 kHz. Therefore, when these SiC devices or GaN devices are used, by increasing the carrier frequency, the frequency spectrum can be spread over a wider range, and a further noise reduction effect can be expected.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a heat pump device capable of suppressing deterioration in efficiency and increase in noise even when the carrier frequency is increased.
  • the heat pump device includes a plurality of switching elements, and applies a high-frequency voltage having a frequency equal to or higher than the operating frequency of the compressor to a motor that drives the compressor. Equipped with an inverter that The heat pump device also includes an inverter controller that switches the positive and negative directions of the output voltage output by the inverter every half cycle of a carrier signal used to generate a switching signal that controls the on/off of each of the plurality of switching elements. The inverter controller prohibits switching of the output voltage between the positive and negative directions during the first period, when the first period is a period that is an integral multiple of two or more half cycles of the carrier signal.
  • the heat pump device even when the carrier frequency is increased, it is possible to suppress deterioration in efficiency and increase in noise.
  • FIG. 1 shows a configuration example of a heat pump device according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 2 is a diagram showing an example of a hardware configuration that realizes an inverter controller included in the heat pump device according to Embodiment 1; A diagram showing an example of a detailed configuration of a main part of the heat pump device according to Embodiment 1.
  • Operational waveform diagram for explaining the basic operation in the heating operation mode of the heat pump device according to the first embodiment. 4 is a flow chart for explaining the basic operation in the heating operation mode of the heat pump device according to Embodiment 1;
  • FIG. 6 is a diagram for explaining voltage vectors when the heat pump device according to Embodiment 1 operates according to the flowchart shown in FIG.
  • FIG. 5 4 is a flow chart for explaining the improved operation in the heating operation mode of the heat pump device according to Embodiment 1; Operational waveform diagram for explaining the improved operation in the heating operation mode of the heat pump device according to Embodiment 1 A diagram showing an example of a detailed configuration of a main part of a heat pump device according to Embodiment 2. Operational waveform diagram for explaining the operation in the heating operation mode of the heat pump device according to the second embodiment. A diagram showing an example of a detailed configuration of a main part of a heat pump device according to Embodiment 3.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a heat pump device 200 according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a hardware configuration that implements inverter controller 4 provided in heat pump device 200 according to the first embodiment.
  • a heat pump device 200 according to Embodiment 1 includes a refrigeration cycle 30 in which a compressor 31, a four-way valve 32, a heat exchanger 33, an expansion mechanism 34, and a heat exchanger 35 are sequentially connected via refrigerant pipes 36.
  • Compressor 31 includes compression mechanism 37 and motor 2 .
  • the compression mechanism 37 is a driving mechanism for compressing the refrigerant flowing inside the refrigerant pipe 36 .
  • the motor 2 is a drive motor that drives the compressor 31 .
  • An example of the motor 2 is a three-phase motor having three-phase windings of U-phase, V-phase and W-phase.
  • the inverter 1 is electrically connected to the motor 2 and the DC power supply 3.
  • the DC power supply 3 is a drive source of AC power supplied to the motor 2 .
  • Inverter 1 converts DC voltage Vdc output from DC power supply 3 into phase AC voltages Vu, Vv, and Vw for motor 2 , and applies the AC voltages Vu, Vv, and Vw to windings (not shown) of motor 2 .
  • Inverter controller 4 is electrically connected to inverter 1 .
  • Inverter controller 4 generates a drive signal for driving inverter 1 and outputs the drive signal to inverter 1 .
  • An example of the drive signal is a PWM (Pulse Width Modulation) signal, which is a pulse width modulation signal.
  • the inverter controller 4 controls the operation of the inverter 1 according to two operating modes, a normal operating mode and a heating operating mode.
  • a normal operating mode controls the inverter 1 so that the motor 2 is rotationally driven.
  • the inverter controller 4 controls the inverter 1 so that the compressor 31 is heated without the motor 2 being rotationally driven.
  • the inverter 1 applies to the motor 2 a high frequency voltage having a frequency equal to or higher than the operating frequency of the compressor 31 .
  • a high-frequency current that the motor 2 cannot follow flows through the motor 2 . At this time, iron loss and copper loss occur in the motor 2 .
  • the motor 2 can be heated without rotating the motor 2 . Further, when the motor 2 is heated, the liquid refrigerant remaining in the compressor 31 is warmed and vaporized. As a result, the liquid refrigerant remaining in the compressor 31 is discharged to the outside.
  • the functions of the inverter controller 4 can be realized by a processor 41 and a memory 42, as shown in FIG.
  • the processor 41 is called a CPU (Central Processing Unit), a central processing unit, a processing unit, an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a microcontroller, a DSP (Digital Signal Processor), or a system LSI (Large Scale Integration). processing means.
  • the memory 42 includes RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read - Non-volatile or volatile such as -Only Memory) can be exemplified. Note that the memory 42 is not limited to these, and may be a magnetic disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, or a DVD (Digital Versatile Disc).
  • a program for executing control by the inverter controller 4 is stored in the memory 42 .
  • the processor 41 reads and executes the programs stored in the memory 42 to perform the operations in the normal operation mode and the heating operation mode described above.
  • a calculation result by the processor 41 can be stored in the memory 42 .
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of the detailed configuration of the main part of the heat pump device 200 according to Embodiment 1. As shown in FIG. FIG. 3 shows a specific configuration example of the inverter 1 and the inverter controller 4. As shown in FIG. 3
  • the inverter 1 has a plurality of switching elements.
  • An example of the switching element is the illustrated IGBT, but is not limited to this.
  • the switching element may be a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor).
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • a free wheel diode (not shown) may be connected in parallel to the switching element.
  • the freewheeling diode may be configured to utilize the parasitic diode of the switching element.
  • a similar freewheeling operation may be realized by turning on the switching element at the timing when the current flows back through the switching element without using a parasitic diode.
  • wide bandgap semiconductors such as silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), gallium oxide (Ga 2 O 3 ), diamond, etc.
  • SiC silicon carbide
  • GaN gallium nitride
  • Ga 2 O 3 gallium oxide
  • diamond diamond
  • the switching element may be made of a wide bandgap semiconductor.
  • the inverter 1 has six switching elements 21a to 21f, as shown in FIG.
  • the switching elements 21a and 21d are connected in series to form a U-phase leg
  • the switching elements 21b and 21e are connected in series to form a V-phase leg
  • the switching elements 21c and 21f are connected in series to form a W-phase leg. configure.
  • These three legs that is, each leg of U-phase, V-phase and W-phase, are connected in parallel to form a three-phase inverter circuit.
  • each of the switching elements 21a to 21c will be referred to as the "upper switching element” and each of the switching elements 21d to 21f will be referred to as the “lower switching element.”
  • the group of switching elements 21a to 21c may be called “upper switching element group”
  • the group of switching elements 21d to 21f may be called “lower switching element group”.
  • the inverter 1 also includes a voltage detector 8 .
  • Voltage detector 8 detects a DC voltage Vdc output from DC power supply 3 and outputs the detected value to inverter controller 4 .
  • the inverter controller 4 includes a drive signal generator 5 and a phase controller 7 .
  • the drive signal generator 5 also includes a three-phase voltage command value generator 53 and a PWM signal generator 54 .
  • a DC voltage Vdc and a voltage amplitude command value V* are input to the drive signal generator 5 .
  • Drive signal generator 5 generates voltage modulation factor command value Vk* based on DC voltage Vdc and voltage amplitude command value V*, and outputs it to three-phase voltage command value generator 53 .
  • the voltage modulation factor command value Vk* is calculated according to the following equation (1).
  • Vk* V* ⁇ 2/Vdc...(1)
  • a first voltage phase ⁇ 1* and a second voltage phase ⁇ 2* are input to the phase control unit 7 .
  • the first voltage phase ⁇ 1* and the second voltage phase ⁇ 2* are set values or signals having a phase difference of 180° from each other. Note that this phase difference does not have to be strictly 180°.
  • the first voltage phase ⁇ 1* and the second voltage phase ⁇ 2* are shown as being set inside the inverter controller 4, but they are input from outside the inverter controller 4. It may be a configuration that
  • the phase control unit 7 generates a voltage phase command value ⁇ * based on the first voltage phase ⁇ 1* and the second voltage phase ⁇ 2*, and outputs the voltage phase command value ⁇ * to the three-phase voltage command value generation unit 53.
  • the detailed operation of the phase control section 7 and the details of the method of generating the voltage phase command value ⁇ * will be described later.
  • the three-phase voltage command value generator 53 generates three-phase voltage command values Vu*, Vv*, Vw* based on the voltage modulation rate command value Vk* and the voltage phase command value ⁇ *.
  • the PWM signal generator 54 generates PWM signals UP, UN, VP, VN, WP, WN based on the three-phase voltage command values Vu*, Vv*, Vw*.
  • the PWM signals UP and UN are switching signals for controlling ON/OFF of the switching elements 21a and 21d of the U-phase leg, respectively.
  • the PWM signals VP and VN are switching signals for controlling the on/off of the switching elements 21b and 21e of the V-phase leg, respectively
  • the PWM signals WP and WN are the switching signals of the switching elements 21c and 21f of the W-phase leg, respectively.
  • the PWM signals UP, UN, VP, VN, WP, and WN can also be generated by referring to table data held in the memory 42 without using the carrier signal.
  • Three-phase AC voltages Vu, Vv, and Vw are applied to the motor 2 by the above-described control.
  • a U-phase current iu, a V-phase current iv, and a W-phase current iw which are three-phase AC currents, flow between the inverter 1 and the motor 2 due to the three-phase AC voltages Vu, Vv, and Vw.
  • FIG. 4 is an operation waveform diagram for explaining the basic operation of the heat pump device 200 according to Embodiment 1 in the heating operation mode.
  • FIG. 5 is a flowchart for explaining the basic operation of the heat pump device 200 according to Embodiment 1 in the heating operation mode.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining voltage vectors when heat pump device 200 according to Embodiment 1 operates according to the flowchart shown in FIG.
  • the carrier signal is indicated by a solid line
  • the U-phase voltage command value Vu* is indicated by a thick solid line
  • the V-phase voltage command value Vv* and the W-phase voltage command value Vw* are indicated by broken lines. It is The V-phase voltage command value Vv* and the W-phase voltage command value Vw* change at the same timing.
  • the PWM signal UP is indicated by a solid line and the PWM signal UN is indicated by a broken line.
  • the PWM signal VP is indicated by a solid line and the PWM signal VN is indicated by a broken line.
  • the PWM signal WP is indicated by a solid line and the PWM signal WN is indicated by a broken line.
  • the U-phase current iu is indicated by a solid line
  • the V-phase current iv and W-phase current iw are indicated by broken lines.
  • the phases of the U-phase voltage command value Vu*, the V-phase voltage command value Vv*, and the W-phase voltage command value Vw* are switched at the peak and valley timings of the carrier signal.
  • the first voltage phase ⁇ 1* and the second voltage phase ⁇ 2* are switched as the voltage phase command value ⁇ * output from the phase control unit 7 to the three-phase voltage command value generation unit 53. means to output
  • FIG. 6 shows eight voltage vectors V0 to V7 determined by combinations of PWM signals UP, VP, and WP. Numerical values in parentheses represent the voltage levels of the PWM signals UP, VP, and WP in order from the left.
  • the PWM signal UP and the PWM signal UN, the PWM signal VP and the PWM signal VN, and the PWM signal WP and the PWM signal WN have opposite ON and OFF relationships of the corresponding switching elements in each leg. If you know, you will know the other. Therefore, the notation of the PWM signals UN, VN, WN is omitted.
  • Voltage vectors V0 and V7 are zero vectors in which no voltage is generated.
  • the flowchart of FIG. 5 shows the basic operation of the phase control section 7 during the heating operation mode.
  • the phase control unit 7 determines whether or not the timing of the carrier signal is a peak, ie, the top of the carrier signal (step S11).
  • the phase controller 7 outputs the first voltage phase ⁇ 1* as the voltage phase command value ⁇ * (step S12). Henceforth, it returns to step S11 and repeats the process by the process flow of FIG.
  • step S11 determines whether the timing of the carrier signal is at the bottom, that is, at the bottom of the carrier signal (step S13).
  • step S13 determines whether the timing of the carrier signal is at the valley, that is, at the bottom of the carrier signal (step S13).
  • step S13 Yes
  • step S14 the phase controller 7 outputs the second voltage phase ⁇ 2* as the voltage phase command value ⁇ * (step S14). Henceforth, it returns to step S11 and repeats the process by the process flow of FIG.
  • step S13 When the timing of the carrier signal is not at the trough (step S13, No), the phase control unit 7 outputs the previously output voltage phase as the voltage phase command value ⁇ * (step S15). Henceforth, it returns to step S11 and repeats the process by the process flow of FIG.
  • the next carrier period also changes in the same way.
  • a voltage vector V7 is a period during which all of the upper switching element group of the inverter 1 is controlled to be ON and all of the lower switching element group is to be OFF. Therefore, in the switching pattern of the voltage vector V7, no current flows through the motor 2, and the inverter current flowing through the inverter 1 circulates inside the inverter 1.
  • FIG. A voltage vector V0 is a period in which all of the upper switching element group of the inverter 1 are controlled to be off and all of the lower switching element group to be on. Therefore, the inverter current circulates inside the inverter 1 even when the switching pattern is the voltage vector V0.
  • the switching pattern when the switching pattern is other than the voltage vectors V0 and V7, the voltage applied to the motor 2 is generated and the inverter current flows through the motor 2.
  • FIG. 6 the voltage vector V4 and the voltage vector V3 are vectors whose phases differ by 180°.
  • the output voltage output from the inverter 1 is switched between the positive and negative directions by the voltage vectors V3 and V4.
  • the switching pattern when the switching pattern is the voltage vectors V0 and V7, it is sometimes called “non-energization period", and when the switching pattern is other than the voltage vectors V0, V7, it is sometimes called "energization period".
  • the time when the switching pattern is the voltage vector V7 is called the “first non-energization period”
  • the time when the switching pattern is the voltage vector V0 is called the “second non-energization period”.
  • FIG. 4 exemplifies voltage vectors V3 and V4 as switching patterns for switching the positive and negative directions of the output voltage output by the inverter 1, the present invention is not limited to this example.
  • a combination of voltage vectors V1 and V6 or voltage vectors V2 and V5 having a phase difference of 180° may also be used.
  • the direction of the output voltage does not necessarily have to be any one of the voltage vectors V1 to V6, and may be a combination of voltage vectors in arbitrary directions having a phase difference of 180°.
  • the inverter controller 4 provided in the heat pump device 200 switches the positive and negative directions of the output voltage output by the inverter 1 every half cycle of the carrier cycle, which is one cycle of the carrier signal. conduct.
  • the switching frequency which is the frequency of the PWM signal
  • the frequency of the output voltage will also change.
  • the frequency spectrum of the motor current flowing through the motor 2 can be spread. As a result, it is possible to reduce high-frequency noise when the compressor 31 is heated, and to reduce leakage current that may occur due to the retention of the coolant, which is a dielectric.
  • FIG. 7 is a flowchart for explaining the improved operation of the heat pump device 200 according to Embodiment 1 in the heating operation mode.
  • FIG. 8 is an operation waveform diagram for explaining the improved operation in the heating operation mode of heat pump device 200 according to the first embodiment.
  • the phase control unit 7 determines whether or not the phase switching prohibition period has elapsed (step S21). The concept of the phase switching prohibited period will be described later. If the phase switching prohibition period has not elapsed (step S21, No), the phase control unit 7 continues to output the previous voltage phase command value ⁇ * (step S25). Henceforth, it returns to step S21 and repeats the process by the process flow of FIG.
  • step S21 If the phase switching prohibition period has passed (step S21, Yes), it is determined whether or not the voltage phase command value ⁇ * output last time is the first voltage phase ⁇ 1* (step S22). When the previously output voltage phase command value ⁇ * is the first voltage phase ⁇ 1* (step S22, Yes), the phase controller 7 outputs the second voltage phase ⁇ 2* as the voltage phase command value ⁇ *. (Step S23). Henceforth, it returns to step S21 and repeats the process by the process flow of FIG.
  • step S22 If the previously output voltage phase command value ⁇ * is not the first voltage phase ⁇ 1* (step S22, No), the phase control unit 7 outputs the first voltage phase ⁇ 1* as the voltage phase command value ⁇ *. (Step S24). Henceforth, it returns to step S21 and repeats the process by the process flow of FIG.
  • the phase control unit 7 continues to output the previous voltage phase command value ⁇ * until the phase switching inhibition period elapses, and every time the phase switching inhibition period elapses, the first voltage The phase ⁇ 1* and the second voltage phase ⁇ 2* are switched and output.
  • the direction of the voltage vector changes for each phase-switching inhibition period, so the frequency of the high-frequency voltage depends on the phase-switching inhibition period.
  • phase switching inhibition period is represented by "Tdis”
  • frequency of the high frequency voltage is represented by "Fh”.
  • the frequency Fh of the high frequency voltage is represented by the following equation (2).
  • the carrier frequency is represented by "Fc” and the carrier period is represented by "Tc".
  • the carrier cycle Tc has the relationship of the following equation (3), and when the phase switching prohibited period Tdis is n times the carrier half cycle (n is an integer equal to or greater than 1), the phase switching prohibited period Tdis is as follows: (4) is represented by the following equation.
  • the frequency Fh of the high frequency voltage is expressed by the following equation (5).
  • phase switching prohibited periods include four cycles of the carrier signal. Therefore, the length of the phase switch inhibition period is eight times the carrier half cycle. Further, phase switching is prohibited within each phase switching prohibition period, and after shifting from the left phase switching prohibition period to the right phase switching prohibition period, the U-phase voltage command value Vu*, the V-phase and W-phase voltage commands The values Vv* and Vw* are inverted. As a result, the periods of the U-phase current iu and the V-phase and W-phase currents iv and iw are also lengthened, eight times as long as in FIG.
  • the motor 2 when a high-frequency voltage equal to or higher than the operating frequency of the compressor 31 is applied to the motor 2, the motor 2 does not rotate, but the motor torque applied to the motor 2 fluctuates.
  • the fluctuation frequency of the motor torque and the carrier frequency are the same, their noise spectra are likely to overlap, possibly increasing noise.
  • the processing flow of FIG. 7 if the processing flow of FIG. 7 is used, the frequency of the high frequency voltage and the carrier frequency can be made different. As a result, the spectrum of the noise caused by the carrier frequency can be separated from the spectrum of the noise caused by the fluctuation frequency of the motor torque, so the noise generated in the heat pump device 200 can be reduced.
  • the heat pump device includes an inverter and an inverter controller.
  • the inverter has a plurality of switching elements and applies a high-frequency voltage having a frequency equal to or higher than the operating frequency of the compressor to the motor that drives the compressor.
  • the inverter controller switches the positive and negative directions of the output voltage output by the inverter every half cycle of the carrier signal. This inverter controller prohibits switching of the output voltage between the positive and negative directions during the first period, when the first period is a period that is an integral multiple of two or more half cycles of the carrier signal.
  • the frequency of the high-frequency voltage and the carrier frequency can be made different, so that the noise generated in the heat pump device can be reduced more than before.
  • the heat pump device includes an inverter and an inverter controller.
  • the inverter has a plurality of switching elements and applies a high-frequency voltage having a frequency equal to or higher than the operating frequency of the compressor to the motor that drives the compressor.
  • the inverter controller switches between the positive and negative directions of the output voltage output by the inverter. In this control, a first no-energization period in which all of the upper switching element group of the inverter is turned on and all of the lower switching element group is turned off, and a first non-energization period in which all of the lower switching element group are turned on and all of the upper switching element group are turned on.
  • the frequency of the high frequency voltage and the carrier frequency can be made non-identical. As a result, the noise generated in the heat pump device can be reduced more than before.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of a detailed configuration of main parts in a heat pump device 200A according to Embodiment 2.
  • the inverter controller 4 in the configuration of the heat pump device 200 according to the first embodiment shown in FIG. 3 is replaced with an inverter controller 4A.
  • the drive signal generator 5 is replaced with a drive signal generator 5A
  • the phase controller 7 is replaced with a phase controller 7A.
  • the three-phase voltage command value generator 53 is replaced with a three-phase voltage command value generator 53A.
  • phase switching prohibition control execution signal Sk is input from the phase control section 7A to the three-phase voltage command value generation section 53A.
  • Other configurations are the same as or equivalent to those in FIG. 3, and the same or equivalent components are denoted by the same reference numerals, and duplicate descriptions are omitted.
  • the three-phase voltage command value generator 53A generates three-phase voltage command values Vu*, Vv*, Generate Vw*.
  • the phase switching prohibition control execution signal Sk is a signal that notifies the three-phase voltage command value generation unit 53A that the control with the phase switching prohibition period described in the first embodiment is being performed. It should be noted that the three-phase voltage command value generation unit 53A grasps the information about the length of the phase switching inhibition period, but the information is included in the phase switching inhibition control execution signal Sk, and the three-phase voltage command value You may transmit to 53 A of production
  • FIG. 10 is an operation waveform diagram for explaining the operation of the heat pump device 200A according to Embodiment 2 in the heating operation mode.
  • the three-phase voltage command value generation unit 53A that has received the phase switching prohibition control execution signal Sk controls the upper switching element in the one-phase or two-phase leg of the three phases of the inverter 1 to be fixed to ON during the phase switching prohibition period.
  • the lower switching element of the leg to which this upper switching element belongs is controlled to be fixed off.
  • the upper switching element in the one-phase or two-phase leg of the three phases of the inverter 1 is controlled to be fixed off, and the lower switching element of the leg to which this upper switching element belongs is controlled to be fixed on.
  • selection of the phase to be fixed on or off is performed by two-phase modulation control that superimposes a predetermined offset on each voltage command value while maintaining the line voltage value of the voltage command values of the U phase and VW phase. It is realized by using
  • phase switching prohibited period in the phase switching prohibited period on the left side of the two periods denoted as "phase switching prohibited period", the upper switching element of the VW phase leg is fixed off, and the lower switching element of the VW phase leg is turned off. is controlled to be fixed on. Further, in the right phase switching prohibited period, control is performed so that the upper switching element of the U-phase leg is fixed off and the lower switching element of the U-phase leg is fixed on.
  • the example in FIG. 10 is just an example, and the relationship between the off-fixing and the on-fixing may be the reverse of the above pattern.
  • the two-phase modulation control is an example, and methods other than the two-phase modulation control may be used.
  • the upper switching element in the one-phase or two-phase leg of the three phases of the inverter is controlled to be on-fixed or off-fixed, and the lower switching element of the leg to which the upper switching element belongs is controlled to be off-fixed or on-fixed.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of a detailed configuration of main parts in a heat pump device 200B according to Embodiment 3.
  • the inverter controller 4A in the configuration of the heat pump device 200A according to the second embodiment shown in FIG. 9 is replaced with an inverter controller 4B.
  • the drive signal generator 5A is replaced with the drive signal generator 5B.
  • the three-phase voltage command value generator 53A is replaced with a spread spectrum voltage command value generator 53B
  • the PWM signal generator 54 is replaced with a PWM signal generator 54B.
  • Other configurations are the same as or equivalent to those in FIG. 9, and the same or equivalent components are denoted by the same reference numerals, and overlapping descriptions are omitted.
  • the spread spectrum voltage command value generation unit 53B has the functions of the three-phase voltage command value generation unit 53 described in the first embodiment and the three-phase voltage command value generation unit 53A described in the second embodiment, Furthermore, it has a function of generating three-phase voltage command values Vu*, Vv*, Vw* for spreading the frequency spectrum of the high-frequency voltage output by the inverter 1 .
  • the three-phase voltage command values Vu*, Vv*, Vw* for spreading the frequency spectrum can be realized, for example, by changing the ratio between the voltage vector V0 and the voltage vector V7, which are zero vectors.
  • the PWM signal generator 54B generates a PWM signal UP for spreading the frequency spectrum of the high-frequency voltage based on the three-phase voltage command values Vu*, Vv*, Vw* generated by the spread spectrum voltage command value generator 53B.
  • UN, VP, VN, WP, and WN The PWM signals UP, UN, VP, VN, WP, and WN for spreading the frequency spectrum can be realized by varying the frequency of the carrier signal, for example. By varying the frequency of the carrier signal, the period of the current of each phase can be lengthened or shortened, so that the frequency of the current of each phase can be changed over time. With this technique, it is possible to spread the frequency spectrum without changing the ratio of the voltage vectors V0 and V7. Note that more specific implementation means for each function is disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2018-4246, and please refer to the contents of this publication.
  • the carrier signal is a periodic function such as a sine wave or a triangular wave
  • the carrier frequency Fc and the value of the integer n is varied periodically or randomly.
  • the carrier frequency Fc is fixed and the value of the integer n is set to By periodically or randomly varying the frequency Fh of the high-frequency voltage, the frequency Fh is varied periodically or randomly.
  • this method it is possible to generate a high frequency voltage for heating the compressor 31 while spreading the spectrum of mechanical noise caused by torque fluctuation of the motor 2 caused by the frequency Fh of the high frequency voltage.
  • the first and second examples are combined, and both the frequency Fh of the high-frequency voltage and the carrier frequency Fc are varied periodically or randomly.
  • the spectrum of the electromagnetic noise generated due to the carrier frequency Fc and the torque fluctuation of the motor 2 generated due to the frequency Fh of the high frequency voltage can spread both the spectrum of the mechanical noise caused by
  • the drive signal generation unit performs control to keep the frequency of the high-frequency voltage constant and change the carrier frequency periodically or randomly. Thereby, the spectrum of the electromagnetic noise generated due to the carrier frequency can be spread, and the total noise in the compressor 31 can be reduced.
  • the drive signal generation unit performs control to keep the carrier frequency constant and change the frequency of the high-frequency voltage periodically or randomly. As a result, it is possible to spread the spectrum of mechanical noise caused by motor torque fluctuations caused by the frequency of the high-frequency voltage, and to reduce the total noise in the compressor.
  • the drive signal generation unit controls the frequency of the high frequency voltage and the carrier frequency to change periodically or randomly, or changes the frequency of the high frequency voltage and the carrier frequency. Control is performed such that one of them is changed periodically and the other is changed randomly. As a result, both the spectrum of the electromagnetic noise generated due to the carrier frequency and the spectrum of the mechanical noise due to the torque fluctuation of the motor generated due to the frequency of the high-frequency voltage can be diffused. It is possible to further reduce the total noise in
  • 1 Inverter 2 Motor, 3 DC power supply, 4, 4A, 4B Inverter controller, 5, 5A, 5B Drive signal generator, 7, 7A Phase control unit, 8 Voltage detector, 21a to 21f Switching element, 30 Refrigeration cycle , 31 compressor, 32 four-way valve, 33, 35 heat exchanger, 34 expansion mechanism, 36 refrigerant pipe, 37 compression mechanism, 41 processor, 42 memory, 53, 53A three-phase voltage command value generator, 53B spread spectrum voltage command Value generator, 54, 54B PWM signal generator, 200, 200A, 200B heat pump device.

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Abstract

ヒートポンプ装置（２００）は、圧縮機（３１）の運転周波数以上の周波数を有する高周波電圧を、圧縮機（３１）を駆動するモータに印加するインバータ（１）と、複数のスイッチング素子（２１ａ～２１ｆ）のそれぞれのオンオフを制御するスイッチング信号の生成に用いるキャリア信号の半周期ごとにインバータ（１）が出力する出力電圧の正負方向の切り替えを行うインバータ制御器（４）とを備える。インバータ制御器（４）は、キャリア信号の半周期の２以上の整数倍の期間を第１の期間とするとき、第１の期間内では出力電圧の正負方向の切り替えを禁止する。

Description

ヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機
　本開示は、圧縮機を有するヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機に関する。
　冷媒を圧縮する圧縮機を有する機器は、圧縮機内に滞留した冷媒が寝込み状態のときに運転を開始して圧縮機が破損するのを防止するために、冷媒が寝込み状態になると圧縮機のモータの巻線に電流を流して冷媒を加熱する機能を有している。圧縮機を有する機器の一例は、ヒートポンプ装置である。ヒートポンプ装置は、空気調和機、ヒートポンプ給湯器、冷蔵庫、冷凍庫などの冷凍機に適用される。
　特許文献１に記載の空気調和機では、冷媒の寝込み状態を検出した場合、冷媒を圧縮する動作を行うときよりも高い周波数の高周波電圧をモータに印加することで、回転トルク及び振動の発生を防止すると共に、鉄損及び銅損を利用した効率の良い加熱を実現している。
特開２０１１－３８６８９号公報
　特許文献１に代表される従来技術では、インバータを構成するスイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることが想定されている。一般的なＩＧＢＴを用いた場合、キャリア周波数の上限は２０ｋＨｚ程度であるが、炭化ケイ素を用いたＳｉＣデバイス、窒化ガリウムを用いたＧａＮデバイスなどを用いた場合、キャリア周波数は、数十ｋＨｚ～数百ｋＨｚまで使用できるようになる。よって、これらのＳｉＣデバイス又はＧａＮデバイスを用いた場合、キャリア周波数を高くすることで、より広い範囲で周波数スペクトルを拡散でき、更なるノイズ低減効果が期待できる。
　ところが、特許文献１に記載の技術では、キャリア信号の１周期中に全てのスイッチング素子が１回以上スイッチング動作するため、キャリア周波数を高くした際にスイッチング損失が増大し、ヒートポンプ装置の効率が悪化し、インバータの放熱のためのコストが増加するといった課題がある。また、インバータのキャリア周波数とインバータから出力される高周波電圧により発生するモータのトルク変動周波数が同一であるため、それぞれの騒音スペクトルが重なりやすく騒音を増加させる可能性がある。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、キャリア周波数を高くした場合でも、効率の悪化と、騒音の増加とを抑制可能なヒートポンプ装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係るヒートポンプ装置は、複数のスイッチング素子を備え、圧縮機の運転周波数以上の周波数を有する高周波電圧を、圧縮機を駆動するモータに印加するインバータを備える。また、ヒートポンプ装置は、複数のスイッチング素子のそれぞれのオンオフを制御するスイッチング信号の生成に用いるキャリア信号の半周期ごとにインバータが出力する出力電圧の正負方向の切り替えを行うインバータ制御器を備える。インバータ制御器は、キャリア信号の半周期の２以上の整数倍の期間を第１の期間とするとき、第１の期間内では出力電圧の正負方向の切り替えを禁止する。
　本開示に係るヒートポンプ装置によれば、キャリア周波数を高くした場合でも、効率の悪化と、騒音の増加とを抑制できるという効果を奏する。
実施の形態１に係るヒートポンプ装置の構成例を示す図 実施の形態１に係るヒートポンプ装置が備えるインバータ制御器を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態１に係るヒートポンプ装置における要部の詳細構成の一例を示す図 実施の形態１に係るヒートポンプ装置の加熱運転モード時における基本動作の説明に供する動作波形図 実施の形態１に係るヒートポンプ装置の加熱運転モード時における基本動作の説明に供するフローチャート 実施の形態１に係るヒートポンプ装置が図５に示すフローチャートによって動作するときの電圧ベクトルの説明に供する図 実施の形態１に係るヒートポンプ装置の加熱運転モード時における改良動作の説明に供するフローチャート 実施の形態１に係るヒートポンプ装置の加熱運転モード時における改良動作の説明に供する動作波形図 実施の形態２に係るヒートポンプ装置における要部の詳細構成の一例を示す図 実施の形態２に係るヒートポンプ装置の加熱運転モード時における動作説明に供する動作波形図 実施の形態３に係るヒートポンプ装置における要部の詳細構成の一例を示す図
　以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係るヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機について詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は例示であって、以下の実施の形態によって本開示の範囲が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るヒートポンプ装置２００の構成例を示す図である。また、図２は、実施の形態１に係るヒートポンプ装置２００が備えるインバータ制御器４を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。
　実施の形態１に係るヒートポンプ装置２００は、圧縮機３１、四方弁３２、熱交換器３３、膨張機構３４、熱交換器３５が、冷媒配管３６を介して順次接続された冷凍サイクル３０を備える。圧縮機３１は、圧縮機構３７と、モータ２とを備える。圧縮機構３７は、冷媒配管３６の内部を通流する冷媒を圧縮するための駆動機構である。また、モータ２は、圧縮機３１を駆動する駆動モータである。モータ２の一例は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の三相の巻線を有する三相モータである。
　インバータ１は、モータ２及び直流電源３と電気的に接続される。直流電源３は、モータ２に供給する交流電力の駆動源である。インバータ１は、直流電源３から出力される直流電圧Ｖｄｃをモータ２への各相の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換して、モータ２の図示しない各相の巻線に印加する。インバータ制御器４は、インバータ１と電気的に接続される。インバータ制御器４は、インバータ１を駆動するための駆動信号を生成してインバータ１へ出力する。駆動信号の一例は、パルス幅変調信号であるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号である。
　インバータ制御器４は、通常運転モード及び加熱運転モードという２つの運転モードに従って、インバータ１の動作を制御する。通常運転モードで動作する場合、インバータ制御器４は、モータ２が回転駆動するようにインバータ１を制御する。また、加熱運転モードで動作する場合、インバータ制御器４は、モータ２が回転駆動することなく圧縮機３１が加熱されるようにインバータ１を制御する。加熱運転モードにおいて、インバータ１は、圧縮機３１の運転周波数以上の周波数を有する高周波電圧をモータ２に印加する。また、この加熱運転モードにおいて、モータ２には、モータ２が追従できない高周波電流が流れる。このとき、モータ２には、鉄損及び銅損が発生する。これにより、モータ２を回転駆動させずにモータ２を加熱することができる。また、モータ２を加熱すると、圧縮機３１に滞留した液冷媒は温められて気化する。これにより、圧縮機３１に滞留した液冷媒は、外部へ排出される。
　インバータ制御器４の機能は、図２に示すように、プロセッサ４１及びメモリ４２により実現され得る。プロセッサ４１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、マイクロコントローラ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、又はシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）などと称される処理手段である。メモリ４２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ－Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリを例示できる。なお、メモリ４２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、又はＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）でもよい。
　メモリ４２には、インバータ制御器４による制御を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ４１は、メモリ４２に格納されたプログラムを読み出して実行することにより、上述した通常運転モード時及び加熱運転モード時の動作を実施する。プロセッサ４１による演算結果は、メモリ４２に記憶することができる。
　図３は、実施の形態１に係るヒートポンプ装置２００における要部の詳細構成の一例を示す図である。図３には、インバータ１及びインバータ制御器４の具体的な構成例が示されている。
　インバータ１は、複数のスイッチング素子を備える。スイッチング素子の例は、図示のＩＧＢＴであるが、これに限定されない。スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であってもよい。なお、スイッチング素子のスイッチング動作によるサージ電圧を抑制する目的で、図示しない還流ダイオードをスイッチング素子に並列に接続する構成としてもよい。また、還流ダイオードについては、スイッチング素子の寄生ダイオードを利用する構成でもよい。なお、ＭＯＳＦＥＴの場合、寄生ダイオードを利用せずに、電流がスイッチング素子を還流するタイミングで、スイッチング素子をオン状態とすることにより、同様の還流動作を実現してもよい。
　また、スイッチング素子を構成する材料は、ケイ素（Ｓｉ）だけでなく、ワイドバンドギャップ半導体である炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ２Ｏ３）、ダイヤモンドなどを用いてもよい。即ち、スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体で形成されていてもよい。
　モータ２が三相モータである場合、図３に示すように、インバータ１は、６つのスイッチング素子２１ａ～２１ｆを備える。スイッチング素子２１ａ，２１ｄは直列に接続されてＵ相レグを構成し、スイッチング素子２１ｂ，２１ｅは直列に接続されてＶ相レグを構成し、スイッチング素子２１ｃ，２１ｆは直列に接続されてＷ相レグを構成する。これらの３つのレグ、即ちＵ相、Ｖ相及びＷ相の各レグは、互いに並列に接続されて三相インバータ回路を構成する。
　なお、これらの三相インバータ回路を構成する各スイッチング素子に関し、本稿では、スイッチング素子２１ａ～２１ｃの各々を「上側スイッチング素子」と呼び、スイッチング素子２１ｄ～２１ｆの各々を「下側スイッチング素子」と呼ぶことがある。また、スイッチング素子２１ａ～２１ｃの組を「上側スイッチング素子群」と呼び、スイッチング素子２１ｄ～２１ｆの組を「下側スイッチング素子群」と呼ぶことがある。
　また、インバータ１は、電圧検出器８を備える。電圧検出器８は、直流電源３が出力する直流電圧Ｖｄｃを検出し、その検出値をインバータ制御器４に出力する。
　インバータ制御器４は、駆動信号生成部５と、位相制御部７とを備える。また、駆動信号生成部５は、三相電圧指令値生成部５３と、ＰＷＭ信号生成部５４とを備える。
　駆動信号生成部５には、直流電圧Ｖｄｃと、電圧振幅指令値Ｖ*とが入力される。駆動信号生成部５は、直流電圧Ｖｄｃ及び電圧振幅指令値Ｖ*に基づいて、電圧変調率指令値Ｖｋ*を生成して三相電圧指令値生成部５３に出力する。具体的に、電圧変調率指令値Ｖｋ*は、以下の（１）式に従って演算される。
　Ｖｋ*＝Ｖ*×√２／Ｖｄｃ　…（１）
　位相制御部７には、第１の電圧位相θ１*と、第２の電圧位相θ２*とが入力される。第１の電圧位相θ１*及び第２の電圧位相θ２*は、互いに１８０°の位相差を有する設定値又は信号である。なお、この位相差は、厳密に１８０°でなくてもよい。また、図３において、第１の電圧位相θ１*及び第２の電圧位相θ２*は、インバータ制御器４の内部で設定されるように示されているが、インバータ制御器４の外部から入力される構成でもよい。
　位相制御部７は、第１の電圧位相θ１*及び第２の電圧位相θ２*に基づいて、電圧位相指令値θ*を生成して三相電圧指令値生成部５３に出力する。なお、位相制御部７の詳細な動作、及び電圧位相指令値θ*の生成手法の詳細については、後述する。
　三相電圧指令値生成部５３は、電圧変調率指令値Ｖｋ*と、電圧位相指令値θ*とに基づいて、三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する。ＰＷＭ信号生成部５４は、三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいて、ＰＷＭ信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮを生成する。ＰＷＭ信号ＵＰ，ＵＮは、それぞれＵ相レグのスイッチング素子２１ａ，２１ｄのオンオフを制御するスイッチング信号である。以下同様に、ＰＷＭ信号ＶＰ，ＶＮは、それぞれＶ相レグのスイッチング素子２１ｂ，２１ｅのオンオフを制御するスイッチング信号であり、ＰＷＭ信号ＷＰ，ＷＮは、それぞれＷ相レグのスイッチング素子２１ｃ，２１ｆのオンオフを制御するスイッチング信号である。これらのスイッチング信号の生成には、後述するキャリア信号が用いられる。なお、ＰＷＭ信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮは、メモリ４２に保持されているテーブルデータを参照するなどして、キャリア信号を用いずに生成することも可能である。
　上述の制御によって、モータ２には、三相の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが印加される。また、三相の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗによって、インバータ１とモータ２との間には、三相の交流電流であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗが流れる。
　次に、実施の形態１に係るヒートポンプ装置２００の加熱運転モード時における基本動作について、図４から図６の図面を参照して説明する。図４は、実施の形態１に係るヒートポンプ装置２００の加熱運転モード時における基本動作の説明に供する動作波形図である。図５は、実施の形態１に係るヒートポンプ装置２００の加熱運転モード時における基本動作の説明に供するフローチャートである。図６は、実施の形態１に係るヒートポンプ装置２００が図５に示すフローチャートによって動作するときの電圧ベクトルの説明に供する図である。
　まず、図４の波形について説明する。図４の１段目には、キャリア信号が実線で示され、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ*が太実線で示され、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ*及びＷ相電圧指令値Ｖｗ*が破線で示されている。Ｖ相電圧指令値Ｖｖ*及びＷ相電圧指令値Ｖｗ*は、同一のタイミングで変化している。図４の２段目には、ＰＷＭ信号ＵＰが実線で示され、ＰＷＭ信号ＵＮが破線で示されている。図４の３段目には、ＰＷＭ信号ＶＰが実線で示され、ＰＷＭ信号ＶＮが破線で示されている。図４の４段目には、ＰＷＭ信号ＷＰが実線で示され、ＰＷＭ信号ＷＮが破線で示されている。図４の５段目には、Ｕ相電流ｉｕが実線で示され、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗが破線で示されている。
　図４の１段目において、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ*及びＷ相電圧指令値Ｖｗ*は、キャリア信号の山及び谷のタイミングで位相が切り替えられている。これは、図３において、位相制御部７から三相電圧指令値生成部５３に出力する電圧位相指令値θ*として、第１の電圧位相θ１*と、第２の電圧位相θ２*とを切り替えて出力することを意味している。
　図６には、ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰの組み合わせによって決まる８つの電圧ベクトルＶ０～Ｖ７が示されている。括弧内の数値は、左から順に、ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰの電圧レベルを表している。なお、ＰＷＭ信号ＵＰとＰＷＭ信号ＵＮ、ＰＷＭ信号ＶＰとＰＷＭ信号ＶＮ、及びＰＷＭ信号ＷＰとＰＷＭ信号ＷＮは、それぞれのレグにおける対応するスイッチング素子のオンとオフとの関係が逆であり、一方が分かれば他方も分かる。このため、ＰＷＭ信号ＵＮ，ＶＮ，ＷＮの表記は省略している。電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、電圧が発生しないゼロベクトルである。
　図５のフローチャートは、加熱運転モード時における位相制御部７の基本動作を示している。まず、位相制御部７は、キャリア信号のタイミングが山、即ちキャリア信号の頂部であるか否かを判定する（ステップＳ１１）。キャリア信号のタイミングが山である場合（ステップＳ１１，Ｙｅｓ）、位相制御部７は、電圧位相指令値θ*として第１の電圧位相θ１*を出力する（ステップＳ１２）。以降、ステップＳ１１に戻り、図５の処理フローによる処理を繰り返す。
　キャリア信号のタイミングが山ではない場合（ステップＳ１１，Ｎｏ）、位相制御部７は、キャリア信号のタイミングが谷、即ちキャリア信号の底部であるか否かを判定する（ステップＳ１３）。キャリア信号のタイミングが谷である場合（ステップＳ１３，Ｙｅｓ）、位相制御部７は、電圧位相指令値θ*として第２の電圧位相θ２*を出力する（ステップＳ１４）。以降、ステップＳ１１に戻り、図５の処理フローによる処理を繰り返す。
　キャリア信号のタイミングが谷ではない場合（ステップＳ１３，Ｎｏ）、位相制御部７は、電圧位相指令値θ*として前回出力した電圧位相を出力する（ステップＳ１５）。以降、ステップＳ１１に戻り、図５の処理フローによる処理を繰り返す。
　このときの動作が図４に示されている。図４において、キャリア信号の山をスタート点とし、キャリア信号の１周期であるキャリア周期で見ると、電圧ベクトルは、Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）の順で変化する。次のキャリア周期でも、同様に変化する。
　電圧ベクトルＶ７は、インバータ１の上側スイッチング素子群の全てがオン、下側スイッチング素子群の全てがオフに制御される期間である。このため、電圧ベクトルＶ７のスイッチングパターンのときは、モータ２には電流が流れず、インバータ１に流れるインバータ電流は、インバータ１の内部を還流する。また、電圧ベクトルＶ０は、インバータ１の上側スイッチング素子群の全てがオフ、下側スイッチング素子群の全てがオンに制御される期間である。従って、スイッチングパターンが電圧ベクトルＶ０であるときも、インバータ電流は、インバータ１の内部を還流する。これに対し、スイッチングパターンが電圧ベクトルＶ０，Ｖ７以外のときは、モータ２への印加電圧が発生し、インバータ電流は、モータ２に通流する。その一方で、図６に示されるように、電圧ベクトルＶ４と電圧ベクトルＶ３とは、位相が１８０°異なるベクトルである。電圧ベクトルＶ３，Ｖ４により、インバータ１が出力する出力電圧の正負方向の切り替えが行われる。なお、本稿では、スイッチングパターンが電圧ベクトルＶ０，Ｖ７のときを「無通電期間」と呼び、スイッチングパターンが電圧ベクトルＶ０，Ｖ７以外のときを「通電期間」と呼ぶことがある。また、これら２つの無通電期間を区別するため、スイッチングパターンが電圧ベクトルＶ７のときを「第１の無通電期間」と呼び、スイッチングパターンが電圧ベクトルＶ０のときを「第２の無通電期間」と呼ぶことがある。
　なお、図４では、インバータ１が出力する出力電圧の正負方向の切り替えを行うスイッチングパターンとして電圧ベクトルＶ３，Ｖ４を例示したが、この例に限定されない。１８０°の位相差を有する電圧ベクトルＶ１，Ｖ６、又は電圧ベクトルＶ２，Ｖ５の組み合わせでもよい。また、出力電圧の方向が、必ずしも電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の何れかの方向である必要はなく、１８０°の位相差を有する任意の方向の電圧ベクトルの組み合わせでもよい。
　以上のように、実施の形態１に係るヒートポンプ装置２００に備えられるインバータ制御器４は、キャリア信号の１周期であるキャリア周期の半周期ごとにインバータ１が出力する出力電圧の正負方向の切り替えを行う。この制御を実施する際、ＰＷＭ信号の周波数であるスイッチング周波数を時間の経過と共に変化させれば、出力電圧の周波数も変化する。このように制御すれば、モータ２に流れるモータ電流の周波数スペクトルを拡散することができる。これにより、圧縮機３１の加熱時における高周波ノイズを低減することができると共に、誘電体である冷媒の滞留に起因して起こり得る漏洩電流の低減を図ることができる。
　ところで、図４にも記載しているが、図４のスイッチングパターンでは、キャリア周期の半周期ごとに、スイッチング素子のオンオフの状態の切り替わりが発生している。キャリア周波数の上限が２０ｋＨｚ程度の一般的なＩＧＢＴである場合、スイッチング損失の増大は、大きな問題とはならない。一方、スイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体で形成されている場合、ワイドバンドギャップ半導体の特徴を活かして、キャリア周波数を数十ｋＨｚ～数百ｋＨｚに増加させると、スイッチング損失の増大が大きな問題となることが想定される。そこで、実施の形態１では、図５に示す位相制御部７の処理フローを改良した図７の処理フローに従って電圧位相指令値θ*を生成する。図７は、実施の形態１に係るヒートポンプ装置２００の加熱運転モード時における改良動作の説明に供するフローチャートである。また、図８は、実施の形態１に係るヒートポンプ装置２００の加熱運転モード時における改良動作の説明に供する動作波形図である。
　まず、図７の処理フローについて説明する。位相制御部７は、位相切替禁止期間が経過しているか否かを判定する（ステップＳ２１）。位相切替禁止期間の概念については、後述する。位相切替禁止期間が経過していない場合（ステップＳ２１，Ｎｏ）、位相制御部７は、前回の電圧位相指令値θ*を継続して出力する（ステップＳ２５）。以降、ステップＳ２１に戻り、図７の処理フローによる処理を繰り返す。
　位相切替禁止期間が経過している場合（ステップＳ２１，Ｙｅｓ）、前回出力した電圧位相指令値θ*が第１の電圧位相θ１*であるか否かを判定する（ステップＳ２２）。前回出力した電圧位相指令値θ*が第１の電圧位相θ１*である場合（ステップＳ２２，Ｙｅｓ）、位相制御部７は、第２の電圧位相θ２*を電圧位相指令値θ*として出力する（ステップＳ２３）。以降、ステップＳ２１に戻り、図７の処理フローによる処理を繰り返す。
　前回出力した電圧位相指令値θ*が第１の電圧位相θ１*ではない場合（ステップＳ２２，Ｎｏ）、位相制御部７は、第１の電圧位相θ１*を電圧位相指令値θ*として出力する（ステップＳ２４）。以降、ステップＳ２１に戻り、図７の処理フローによる処理を繰り返す。
　以上のように、位相制御部７は、位相切替禁止期間が経過するまでは、前回の電圧位相指令値θ*を継続して出力し、位相切替禁止期間が経過するごとに、第１の電圧位相θ１*と第２の電圧位相θ２*とを切り替えて出力する。この制御により、位相切替禁止期間ごとに電圧ベクトルの方向が変わるため、高周波電圧の周波数は位相切替禁止期間に依存する。
　ここで、位相切替禁止期間を“Ｔｄｉｓ”で表し、高周波電圧の周波数を“Ｆｈ”で表す。このとき、高周波電圧の周波数Ｆｈは、以下の（２）式で表される。
　Ｆｈ＝１／（２×Ｔｄｉｓ）　…（２）
　また、キャリア周波数を“Ｆｃ”で表し、キャリア周期を“Ｔｃ”で表す。このとき、キャリア周期Ｔｃは以下の（３）式の関係であり、位相切替禁止期間Ｔｄｉｓをキャリア半周期のｎ倍（ｎは１以上の整数）とした場合、位相切替禁止期間Ｔｄｉｓは、以下の（４）式で表される。
　Ｆｃ＝１／Ｔｃ　…（３）
　Ｔｄｉｓ＝（Ｔｃ／２）×ｎ　…（４）
　上記の（２）～（４）式により、高周波電圧の周波数Ｆｈは、以下の（５）式で表される。
　Ｆｈ＝１／（２×Ｔｄｉｓ）
　　　＝１／（２×（Ｔｃ／２）×ｎ）
　　　＝１／（Ｔｃ×ｎ）
　　　＝Ｆｃ／ｎ　　　　　　　　　　　…（５）
　上記（５）式において、ｎ＝１とした場合、高周波電圧の周波数Ｆｈとキャリア周波数Ｆｃとは等しくなる。この場合の動作は、従来技術と同様の動作となる。一方、上記（５）式において、例えばｎ＝８とした場合、高周波電圧の周波数Ｆｈは、キャリア周波数Ｆｃに対して１／８となる。このときの動作波形の例が図８に示されている。図８の各段に表示されている動作波形の内容は、図４と同一である。なお、本稿では、キャリア半周期の２以上の整数倍の期間を「第１の期間」と呼ぶことがある。
　図８において、“位相切替禁止期間”と表記されている２つの期間に着目すると、これらの位相切替禁止期間では、キャリア信号の４周期分が含まれている。従って、位相切替禁止期間の長さは、キャリア半周期の８倍になっている。また、各々の位相切替禁止期間内では位相の切り替えが禁止され、左の位相切替禁止期間から右の位相切替禁止期間に移った後にＵ相電圧指令値Ｖｕ*と、Ｖ相及びＷ相電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*とが反転している。これにより、Ｕ相電流ｉｕ、並びにＶ相及びＷ相電流ｉｖ，ｉｗの周期も長くなり、図４の場合の８倍になっている。
　前述したように、圧縮機３１の運転周波数以上の高周波電圧をモータ２に印加した場合、モータ２は回転しないが、モータ２に印加されるモータトルクは変動する。モータトルクの変動周波数とキャリア周波数とが同一である場合、それぞれの騒音スペクトルが重なり易く、騒音を増加させる可能性がある。これに対し、図７の処理フローを用いれば、高周波電圧の周波数とキャリア周波数とを非同一にすることができる。これにより、キャリア周波数に起因する騒音のスペクトルと、モータトルクの変動周波数に起因する騒音のスペクトルとを離すことができるので、ヒートポンプ装置２００に発生する騒音を低減することができる。
　以上説明したように、実施の形態１に係るヒートポンプ装置は、インバータと、インバータ制御器とを備える。インバータは、複数のスイッチング素子を備え、圧縮機の運転周波数以上の周波数を有する高周波電圧を、圧縮機を駆動するモータに印加する。インバータ制御器は、キャリア信号の半周期ごとにインバータが出力する出力電圧の正負方向の切り替えを行う。このインバータ制御器は、キャリア信号の半周期の２以上の整数倍の期間を第１の期間とするとき、第１の期間内では出力電圧の正負方向の切り替えを禁止する。これにより、高周波電圧の周波数とキャリア周波数とを非同一にすることができるので、ヒートポンプ装置に発生する騒音を従来よりも低減することができる。
　また、実施の形態１に係るヒートポンプ装置は、インバータと、インバータ制御器とを備える。インバータは、複数のスイッチング素子を備え、圧縮機の運転周波数以上の周波数を有する高周波電圧を、圧縮機を駆動するモータに印加する。インバータ制御器は、インバータが出力する出力電圧の正負方向の切り替えを行う。この制御において、インバータの上側スイッチング素子群の全てがオン、下側スイッチング素子群の全てがオフに制御される第１の無通電期間と、下側スイッチング素子群全てがオン、上側スイッチング素子群全てがオフに制御される第２の無通電期間との間には、出力電圧の正負方向の切り替えが行われる期間と、出力電圧の正負方向の切り替えが行われない期間とが存在する。この制御を用いれば、高周波電圧の周波数とキャリア周波数とを非同一にすることができる。これにより、ヒートポンプ装置に発生する騒音を従来よりも低減することができる。
実施の形態２．
　図９は、実施の形態２に係るヒートポンプ装置２００Ａにおける要部の詳細構成の一例を示す図である。図９において、実施の形態２に係るヒートポンプ装置２００Ａでは、図３に示す実施の形態１に係るヒートポンプ装置２００の構成において、インバータ制御器４がインバータ制御器４Ａに置き替えられている。インバータ制御器４Ａでは、駆動信号生成部５が駆動信号生成部５Ａに置き替えられ、位相制御部７が位相制御部７Ａに置き替えられている。駆動信号生成部５Ａでは、三相電圧指令値生成部５３が三相電圧指令値生成部５３Ａに置き替えられている。また、位相制御部７Ａから三相電圧指令値生成部５３Ａに対して位相切替禁止制御実施信号Ｓｋが入力されるように構成されている。その他の構成については、図３と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。
　三相電圧指令値生成部５３Ａは、電圧変調率指令値Ｖｋ*と、電圧位相指令値θ*と、位相切替禁止制御実施信号Ｓｋとに基づいて、三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する。位相切替禁止制御実施信号Ｓｋは、実施の形態１で説明した位相切替禁止期間を設けた制御を実施していることを三相電圧指令値生成部５３Ａに伝える信号である。なお、位相切替禁止期間の長さに関する情報は、三相電圧指令値生成部５３Ａが把握しているものとして説明するが、その情報を位相切替禁止制御実施信号Ｓｋに含めて三相電圧指令値生成部５３Ａに伝えてもよい。
　次に、実施の形態２に係るヒートポンプ装置２００Ａの動作について、図１０を参照して説明する。図１０は、実施の形態２に係るヒートポンプ装置２００Ａの加熱運転モード時における動作説明に供する動作波形図である。
　位相切替禁止制御実施信号Ｓｋを受信した三相電圧指令値生成部５３Ａは、位相切替禁止期間において、インバータ１の三相の内の一相又は二相のレグにおける上側スイッチング素子をオン固定に制御し、この上側スイッチング素子が属するレグの下側スイッチング素子はオフ固定に制御する。同様に、インバータ１の三相の内の一相又は二相のレグにおける上側スイッチング素子をオフ固定に制御し、この上側スイッチング素子が属するレグの下側スイッチング素子はオン固定に制御する。図１０では、オン又はオフ固定とする相の選択は、Ｕ相及びＶＷ相の電圧指令値の線間電圧値を維持した状態で各電圧指令値に既定のオフセットを重畳させる二相変調制御を用いることで実現している。
　図１０において、“位相切替禁止期間”と表記されている２つの期間の内の左側の位相切替禁止期間では、ＶＷ相のレグの上側スイッチング素子がオフ固定、ＶＷ相のレグの下側スイッチング素子がオン固定となるように制御されている。また、右側の位相切替禁止期間では、Ｕ相のレグの上側スイッチング素子がオフ固定、Ｕ相のレグの下側スイッチング素子がオン固定となるように制御されている。なお、図１０の例は一例であり、オフ固定及びオン固定の関係は、上記の逆のパターンでもよい。また、二相変調制御は一例であり、二相変調制御以外の他の手法を用いてもよい。
　実施の形態２の制御によれば、各相のレグにおいて、オン固定又はオフ固定されているスイッチング素子にはスイッチング損失が発生しない。また、図８と図１０とを比較すると、図８では全素子がスイッチングをしているが、図１０ではスイッチングしている素子数が１／２に削減されている。従って、実施の形態２の制御手法を用いれば、従来技術及び実施の形態１に比べて、スイッチング損失を約１／２に低減することができる。これにより、インバータ１の放熱コストの低減が可能となる。また、ヒートポンプ装置２００Ａの動作を高効率化することができる。
　以上説明したように、実施の形態２に係るヒートポンプ装置によれば、出力電圧の正負方向の切り替えを禁止する禁止期間において、インバータの三相の内の一相又は二相のレグにおける上側スイッチング素子はオン固定もしくはオフ固定に制御され、上側スイッチング素子が属するレグの下側スイッチング素子はオフ固定もしくはオン固定に制御される。これにより、実施の形態１の効果に加え、インバータの放熱コストの低減を図りつつ、ヒートポンプ装置の動作を高効率化することができる。
　実施の形態２の制御によれば、各相のレグにおいて、オン固定又はオフ固定されているスイッチング素子にはスイッチング損失が発生しない。従って、実施の形態２の制御手法を用いれば、従来技術及び実施の形態１に比べて、スイッチング損失を約１／２に低減することができる。これにより、実施の形態１の効果に加え、インバータ１の放熱コストの低減を図りつつ、ヒートポンプ装置２００Ａの動作を高効率化することができる。また、実施の形態２の制御手法を用いれば、ワイドバンドギャップ半導体で形成されたスイッチング素子を用いた場合でも、スイッチング損失の増大を抑制することが可能となる。
実施の形態３．
　図１１は、実施の形態３に係るヒートポンプ装置２００Ｂにおける要部の詳細構成の一例を示す図である。図１１において、実施の形態３に係るヒートポンプ装置２００Ｂでは、図９に示す実施の形態２に係るヒートポンプ装置２００Ａの構成において、インバータ制御器４Ａがインバータ制御器４Ｂに置き替えられている。インバータ制御器４Ｂでは、駆動信号生成部５Ａが駆動信号生成部５Ｂに置き替えられている。駆動信号生成部５Ｂでは、三相電圧指令値生成部５３Ａがスペクトル拡散電圧指令値生成部５３Ｂに置き替えられ、ＰＷＭ信号生成部５４がＰＷＭ信号生成部５４Ｂに置き替えられている。その他の構成については、図９と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。
　スペクトル拡散電圧指令値生成部５３Ｂは、実施の形態１で説明した三相電圧指令値生成部５３、及び実施の形態２で説明した三相電圧指令値生成部５３Ａの機能を有した上で、更に、インバータ１が出力する高周波電圧の周波数スペクトルを拡散するための三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する機能を有する。周波数スペクトルを拡散するための三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*としては、例えばゼロベクトルである電圧ベクトルＶ０と電圧ベクトルＶ７との比率を変化させることで実現できる。また、ＰＷＭ信号生成部５４Ｂは、スペクトル拡散電圧指令値生成部５３Ｂが生成した三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいて、高周波電圧の周波数スペクトルを拡散するためのＰＷＭ信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮを生成する機能を有する。周波数スペクトルを拡散するためのＰＷＭ信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮとしては、例えばキャリア信号の周波数を可変することで実現できる。キャリア信号の周波数を可変すれば、各相の電流の周期を長く、又は短くすることができるので、時間の経過と共に各相の電流の周波数を変化させることができる。この手法の場合、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の比率を変えることなく、周波数スペクトルを拡散することが可能である。なお、各機能のより具体的な実現手段については、例えば特開２０１８－４２４６号公報に開示されており、当該公報の内容を参照されたい。
　実施の形態３における第１の実施例としては、キャリア信号を正弦波、三角波などの周期性関数としつつ、上記（５）式において、高周波電圧の周波数Ｆｈが一定となるように、キャリア周波数Ｆｃ及び整数ｎの値を周期的、又はランダムに可変する。この手法を用いれば、圧縮機３１を加熱する高周波電圧を発生しつつ、キャリア周波数Ｆｃに起因して発生する電磁騒音のスペクトルを拡散させることができる。これにより、圧縮機３１におけるトータルの騒音の低減が可能となる。
　また、実施の形態３における第２の実施例としては、高周波電圧を正弦波、三角波などの周期性関数としつつ、上記（５）式において、キャリア周波数Ｆｃを一定とし、且つ整数ｎの値を周期的、又はランダムに可変することで、高周波電圧の周波数Ｆｈを周期的、又はランダムに可変する。この手法を用いれば、圧縮機３１を加熱する高周波電圧を発生しつつ、高周波電圧の周波数Ｆｈに起因して発生するモータ２のトルク変動に起因した機械的騒音のスペクトルを拡散させることができる。
　また、実施の形態３における第３の実施例としては、第１及び第２の実施例を組み合わせ、高周波電圧の周波数Ｆｈ及びキャリア周波数Ｆｃの両方を周期的、又はランダムに可変する。この手法を用いれば、圧縮機３１を加熱する高周波電圧を発生しつつ、キャリア周波数Ｆｃに起因して発生する電磁騒音のスペクトル、及び高周波電圧の周波数Ｆｈに起因して発生するモータ２のトルク変動に起因した機械的騒音のスペクトルの両方を拡散させることができる。
　以上説明したように、実施の形態３に係るヒートポンプ装置によれば、駆動信号生成部は、高周波電圧の周波数を一定とし、且つキャリア周波数を周期的又はランダムに変化させる制御を行う。これにより、キャリア周波数に起因して発生する電磁騒音のスペクトルを拡散させることができ、圧縮機３１におけるトータルの騒音の低減が可能となる。
　また、実施の形態３に係るヒートポンプ装置によれば、駆動信号生成部は、キャリア周波数を一定とし、且つ高周波電圧の周波数を周期的又はランダムに変化させる制御を行う。これにより、高周波電圧の周波数に起因して発生するモータのトルク変動に起因した機械的騒音のスペクトルを拡散させることができ、圧縮機におけるトータルの騒音の低減が可能となる。
　また、実施の形態３に係るヒートポンプ装置によれば、駆動信号生成部は、高周波電圧の周波数及びキャリア周波数をそれぞれ周期的又はランダムに変化させる制御、或いは高周波電圧の周波数及びキャリア周波数の内の何れか一方を周期的に変化させ、残るもう一方をランダムに変化させる制御を行う。これにより、キャリア周波数に起因して発生する電磁騒音のスペクトル、及び高周波電圧の周波数に起因して発生するモータのトルク変動に起因した機械的騒音のスペクトルの両方を拡散させることができ、圧縮機におけるトータルの騒音の更なる低減が可能となる。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　インバータ、２　モータ、３　直流電源、４，４Ａ，４Ｂ　インバータ制御器、５，５Ａ，５Ｂ　駆動信号生成部、７，７Ａ　位相制御部、８　電圧検出器、２１ａ～２１ｆ　スイッチング素子、３０　冷凍サイクル、３１　圧縮機、３２　四方弁、３３，３５　熱交換器、３４　膨張機構、３６　冷媒配管、３７　圧縮機構、４１　プロセッサ、４２　メモリ、５３，５３Ａ　三相電圧指令値生成部、５３Ｂ　スペクトル拡散電圧指令値生成部、５４，５４Ｂ　ＰＷＭ信号生成部、２００，２００Ａ，２００Ｂ　ヒートポンプ装置。

Claims (12)

  1. 　複数のスイッチング素子を備え、圧縮機の運転周波数以上の周波数を有する高周波電圧を、前記圧縮機を駆動するモータに印加するインバータと、
    　複数の前記スイッチング素子のそれぞれのオンオフを制御するスイッチング信号の生成に用いるキャリア信号の半周期ごとに前記インバータが出力する出力電圧の正負方向の切り替えを行うインバータ制御器と、
    　を備え、
    　前記インバータ制御器は、前記キャリア信号の半周期の２以上の整数倍の期間を第１の期間とするとき、前記第１の期間内では前記出力電圧の正負方向の切り替えを禁止する
    　ヒートポンプ装置。
  2. 　前記出力電圧の正負方向の切り替えを禁止する禁止期間において、前記インバータの三相の内の一相又は二相のレグにおける上側スイッチング素子はオン固定もしくはオフ固定に制御され、前記上側スイッチング素子が属するレグの下側スイッチング素子はオフ固定もしくはオン固定に制御される
    　請求項１に記載のヒートポンプ装置。
  3. 　前記高周波電圧の周波数と前記キャリア信号の周波数であるキャリア周波数とが非同一である
    　請求項１又は２に記載のヒートポンプ装置。
  4. 　前記高周波電圧の周波数を一定とし、且つ前記キャリア周波数を周期的又はランダムに変化させる
    　請求項３に記載のヒートポンプ装置。
  5. 　前記キャリア周波数を一定とし、且つ前記高周波電圧の周波数を周期的又はランダムに変化させる
    　請求項３に記載のヒートポンプ装置。
  6. 　前記高周波電圧の周波数及び前記キャリア周波数をそれぞれ周期的又はランダムに変化させる
    　請求項３に記載のヒートポンプ装置。
  7. 　前記高周波電圧の周波数及び前記キャリア周波数の内の何れか一方を周期的に変化させ、残るもう一方をランダムに変化させる
    　請求項３に記載のヒートポンプ装置。
  8. 　複数のスイッチング素子を備え、圧縮機の運転周波数以上の周波数を有する高周波電圧を、前記圧縮機を駆動するモータに印加するインバータと、
    　前記インバータが出力する出力電圧の正負方向の切り替えを行うインバータ制御器と、
    　を備え、
    　前記インバータの上側スイッチング素子群の全てがオン、下側スイッチング素子群の全てがオフに制御される第１の無通電期間と、前記下側スイッチング素子群の全てがオン、前記上側スイッチング素子群の全てがオフに制御される第２の無通電期間との間には、前記出力電圧の正負方向の切り替えが行われる期間と、前記出力電圧の正負方向の切り替えが行われない期間とが存在する
    　ヒートポンプ装置。
  9. 　複数の前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体で形成されている
    　請求項１から８の何れか１項に記載のヒートポンプ装置。
  10. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
    　請求項９に記載のヒートポンプ装置。
  11. 　請求項１から１０の何れか１項に記載のヒートポンプ装置を備える空気調和機。
  12. 　請求項１から１０の何れか１項に記載のヒートポンプ装置を備える冷凍機。
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