WO2020170302A1 - 電動機駆動装置および空気調和装置 - Google Patents

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WO2020170302A1
WO2020170302A1 PCT/JP2019/005840 JP2019005840W WO2020170302A1 WO 2020170302 A1 WO2020170302 A1 WO 2020170302A1 JP 2019005840 W JP2019005840 W JP 2019005840W WO 2020170302 A1 WO2020170302 A1 WO 2020170302A1
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voltage
phase
inverter unit
inverter
drive device
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PCT/JP2019/005840
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English (en)
French (fr)
Inventor
貴彦 小林
和徳 畠山
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present invention relates to an electric motor drive device and an air conditioner that drive an electric motor in which a stator winding is independently wound.
  • an electric motor in which the stator winding is made independent and has the advantages of both Y connection and ⁇ connection.
  • an electric motor drive control device controls the electric motor to an operation in an intermediate state between a Y connection state and a ⁇ connection state or an overmodulation operation by using two inverter units, so that the electric motor has the highest efficiency.
  • a technique of always driving under conditions is disclosed.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain an electric motor drive device capable of improving the voltage utilization rate while suppressing the harmonic current.
  • the present invention is an electric motor drive device connected to a DC power source and an independent winding electric motor.
  • the motor drive device includes a plurality of switching elements, each of which uses a switching element to convert a DC voltage supplied from a DC power source into a three-phase AC voltage, and outputs the AC voltage to the independent winding motor.
  • a second inverter unit and a control unit that controls ON and OFF operations of the switching elements included in the first inverter unit and the second inverter unit are provided.
  • the control section outputs the first inverter section while performing on and off operations of the switching elements included in the first inverter section and the second inverter section within a period determined by the carrier frequency, for a predetermined number of times or more.
  • the voltage phase difference between the phase of the first output voltage that is a three-phase AC voltage and the phase of the second output voltage that is a three-phase AC voltage output from the second inverter unit is 120° or 240° in electrical angle.
  • the first inverter unit and the second inverter unit are controlled so that the third harmonic component of the fundamental wave component is superimposed on the first output voltage and the second output voltage and output.
  • the electric motor drive device has an effect that the voltage utilization factor can be improved while suppressing the harmonic current.
  • FIG. 1 Figure showing an example of voltage waveform
  • the voltage phase difference of the phase voltage output from each inverter section of the motor drive device according to the first embodiment is 60° in electrical angle
  • each third harmonic component is applied to the winding of the independent winding motor.
  • Figure showing an example of voltage waveform The figure which shows the waveform of the phase voltage output from each inverter part and the voltage applied to u phase winding when there is a period when a switching operation is not performed in the inverter part of the electric motor drive device which concerns on Embodiment 1.
  • the flowchart which shows the operation
  • the flowchart which shows the example of an operation
  • the figure which shows an example of the relationship between the modulation rate and the drive state of an inverter part obtained based on the difference voltage of the output voltage of an inverter part, ie, a synthetic voltage, in the electric motor drive device which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of an electric motor drive device 100 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the motor drive device 100 is connected to the DC power source 1 and the independent winding motor 2.
  • the motor drive device 100 converts the DC voltage supplied from the DC power source 1 into a three-phase AC voltage, and outputs the three-phase AC voltage to the independent winding motor 2.
  • the DC power source 1 is the same DC power source connected to the inverter units 3a and 3b included in the motor drive device 100.
  • the DC power source 1 is, for example, a battery, but is not limited to this.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of another DC power source 1a connected to the electric motor drive device 100 according to the first embodiment.
  • the DC power source 1a is a single AC/DC power converter that is connected to the inverter units 3a and 3b included in the motor drive device 100 and that converts the AC power supplied from the AC power supply 11 into DC power.
  • the DC power source 1a connected to the motor drive device 100 may be an AC/DC power converter that converts AC power supplied from the single-phase or three-phase AC power supply 11 into DC power. As shown in FIG.
  • the DC power source 1a that is, the AC/DC power converter, has a known circuit configuration including six rectifying elements, a reactor, and a capacitor.
  • the DC power source 1 connected to the input side of the inverter units 3a and 3b may be individually provided instead of being common to the inverter units 3a and 3b.
  • the DC power source 1 is provided individually by the inverter units 3a and 3b. In the present embodiment, a great effect can be obtained.
  • the independent winding type motor 2 is an electric motor in which the stator winding is not connected and the stator winding is an independent winding.
  • the independent winding type electric motor 2 has, in addition to the terminals of a general three-phase electric motor, a lead wire terminal that is drawn out by separating the neutral point of the electric motor winding. That is, the independent winding type electric motor 2 has both ends of the stator winding as input ends.
  • one terminal is connected to the inverter unit 3a and the other terminal is connected to the inverter unit 3b.
  • a terminal of a general three-phase electric motor is connected to the inverter section 3a, and a terminal of a lead wire that is drawn out by separating the neutral point of the electric motor winding is connected to the inverter section 3b.
  • Each phase of the independent winding type electric motor 2 is defined as u phase, v phase, and w phase.
  • windings of each phase are indicated by “u”, “v”, and “w”.
  • the current flowing through the u-phase winding is shown as “iu”
  • the current flowing through the v-phase winding is shown as “iv”
  • the current flowing through the w-phase winding is shown as “iw”.
  • the electric motor drive device 100 includes inverter units 3a and 3b, a control unit 4, and a current detection unit 5.
  • the inverter unit 3a is a first inverter unit that includes the switching elements 71a to 76a and the diodes 81a to 86a and drives the independent winding electric motor 2. Specifically, the inverter unit 3a converts the DC voltage supplied from the DC power source 1 into a three-phase AC voltage using the switching elements 71a to 76a, and outputs the three-phase AC voltage to the independent winding electric motor 2. The three-phase AC voltage output from the inverter unit 3a to the independent winding motor 2 may be referred to as a first output voltage.
  • the inverter unit 3b is a second inverter unit that includes the switching elements 71b to 76b and the diodes 81b to 86b and drives the independent winding electric motor 2.
  • the inverter unit 3b converts the DC voltage supplied from the DC power source 1 into a three-phase AC voltage by using the switching elements 71b to 76b, and outputs the three-phase AC voltage to the independent winding electric motor 2.
  • the three-phase AC voltage output from the inverter unit 3b to the independent winding electric motor 2 may be referred to as a second output voltage.
  • the inverter units 3a and 3b may be referred to as the inverter unit 3 when they are not distinguished, and the switching devices 71a to 76a and 71b to 76b may be referred to as the switching devices 71 to 76 when they are not distinguished.
  • the current detection unit 5 detects the current flowing through the winding of the independent winding electric motor 2.
  • the current detection unit 5 may be a known current sensor such as ACCT (Alternating Current Current Transformer) or DCCT (Direct Current Current Transformer) provided on the wiring connected to the winding of the independent winding electric motor 2, and the DC power source 1
  • ACCT Alternating Current Current Transformer
  • DCCT Direct Current Current Transformer
  • a well-known shunt resistor for detecting a phase current inserted in a switching element on the negative side of the bus bar or the inverter unit 3 connected to the above may be used.
  • the control unit 4 controls the operation of the inverter units 3a and 3b based on the value of the current detected by the current detection unit 5, specifically, the on/off operation of the switching elements 71 to 76 included in the inverter unit 3. Control.
  • the control unit 4 controls the output voltage of each of the inverter units 3a and 3b, and drives the independent winding motor 2 with the combined voltage of the inverter units 3a and 3b.
  • the inverter unit 3 is a three-phase inverter that outputs a voltage by the switching operation of well-known switching elements 71 to 76 that drive a general three-phase electric motor.
  • the operation of the inverter unit 3 is mainly controlled based on a command from the control unit 4, that is, a drive signal, regarding switching of the switching elements 71 to 76.
  • the control unit 4 controls the timing of the switching operation of the switching elements 71 to 76 of the inverter unit 3 by, for example, the well-known PWM (Pulse Width Modulation) method.
  • the frequency of the carrier wave used in the PWM method is the carrier frequency.
  • the control unit 4 determines the on/off operation timing of the switching elements 71 to 76 by performing a magnitude comparison between the carrier wave and the signal wave corresponding to the voltage command signal for each phase of each inverter unit 3.
  • the switching frequency under the condition that it is not overmodulated corresponds to the carrier frequency.
  • the electric motor drive device 100 can perform an equivalent operation in a Y connection state of a general three-phase electric motor when the output of one of the inverter units 3a and 3b is set to zero voltage.
  • the electric motor drive device 100 raises the output voltage of the inverter unit 3 that has been outputting a zero voltage from the Y connection equivalent state, with the same modulation rate of the inverter unit 3 used for driving, for example, 2
  • the voltage of ⁇ 3 times the Y connection equivalent state is obtained. Can be in the same state as when applying.
  • providing a voltage phase difference of 120° in the phase of the in-phase voltage of the two inverter units 3 means, for example, the phase of the u-phase voltage of the inverter unit 3a and the phase of the u-phase voltage of the inverter unit 3b. Is 120°, and the same applies to the other phases.
  • the motor drive device 100 controls the output voltages of the inverter units 3a and 3b, that is, the modulation rate and the voltage phase difference of each of the inverter units 3a and 3b, so that the independent winding type motor is in the range of 1 to ⁇ 3 times with respect to the Y connection equivalent state.
  • a voltage can be applied to 2.
  • the electric motor drive device 100 applies a voltage to the winding of the independent winding electric motor 2 by the combined voltage of the output voltages of the inverter units 3a and 3b to drive it.
  • the principle of controlling the voltage output of the inverter units 3a and 3b is the same as that of Patent Document 1 cited as a conventional technique.
  • the upper limit of the voltage that can be output from the inverter units 3a and 3b is determined by the voltage supplied from the DC power source 1. Therefore, the motor drive device 100 can realize an output voltage that is ⁇ 3 times as large as that in the case where one inverter unit is driven from the same power source voltage by using the inverter units 3a and 3b.
  • the increase in the output voltage contributes to the high-speed rotation and high-output of the independent winding electric motor 2, and also contributes to the reduction of the weakening magnetic flux current at the time of high-speed rotation, thereby improving the efficiency.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of the motor drive device 100 in which each phase of the output voltages of the inverter units 3a and 3b in the motor drive device 100 according to the first embodiment is represented by the equivalent fundamental wave component voltage source 33.
  • the equivalent circuit 31 of the inverter unit 3a and the equivalent circuit 32 of the inverter unit 3b each include an equivalent fundamental wave component voltage source 33 having a voltage phase difference of 120° between the phases, and 3a and 3b can be regarded as independent three-phase voltage sources.
  • the fundamental wave component of the voltage of each phase of the inverter unit 3a is defined as the phase voltages Vu0a, Vv0a, Vw0a
  • the fundamental wave component of the voltage of each phase of the inverter unit 3b is defined as the phase voltages Vu0b, Vv0b, Vw0b.
  • a voltage (Vu0a-Vu0b) that is the difference between the phase voltage Vu0a generated by the inverter unit 3a and the phase voltage Vu0b generated by the inverter unit 3b is applied to the u-phase winding of the independent winding electric motor 2.
  • a voltage (Vv0a-Vv0b) which is the difference between the phase voltage Vv0a generated by the inverter unit 3a and the phase voltage Vv0b generated by the inverter unit 3b, is applied to the v-phase winding of the independent winding type motor 2 to cause the independent winding type motor 2 to operate.
  • a voltage (Vw0a-Vw0b) which is the difference between the phase voltage Vw0a generated by the inverter unit 3a and the phase voltage Vw0b generated by the inverter unit 3b is applied to the w-phase winding.
  • a third-order component of the third-order component is added to the fundamental component of the phase voltage so as to lower the instantaneous peak of the phase voltage.
  • the well-known space vector modulation method that is, the instantaneous voltage vector selection method is applied to the control of the PWM method of the inverter unit, the same operation as that of the method of superimposing the harmonic component is equivalently performed.
  • the motor drive device 100 drives the independent winding type motor 2 using the inverter sections 3a and 3b
  • the voltage applied to the winding of each phase of the independent winding type motor 2 is the same as the phase voltage of the inverter section 3a. It becomes a voltage that is a difference from the phase voltage generated by the inverter unit 3b.
  • the motor drive device 100 superimposes the harmonic component of the third component on the output voltage as described above, the harmonic component remains and a harmonic current flows in the winding of the independent winding motor 2.
  • the harmonic component of the third-order component not only the harmonic component of the third-order component, but also the switching elements 71 to 71 of each inverter unit 3 within a cycle of a predetermined carrier frequency such as a so-called overmodulation state due to the increase of the output voltage of the inverter unit 3.
  • a predetermined carrier frequency such as a so-called overmodulation state due to the increase of the output voltage of the inverter unit 3.
  • the harmonic components included in the output voltage increase.
  • This increased harmonic component also greatly affects the harmonic current flowing in the winding of the independent winding electric motor 2.
  • the harmonic current increases torque ripple, electromagnetic noise, etc. generated in the independent winding type motor 2, and also increases loss due to conduction of current flowing through the winding due to superposition of harmonic components. There is a possibility that the peak value may become large and exceed the allowable current of the switching elements 71 to 76 of the inverter unit 3.
  • the loss due to energization is, for example, copper loss generated in the winding of the independent winding type motor 2, conduction loss of the switching elements 71 to 76 of the inverter unit 3, and the like. Therefore, it is desirable to reduce the harmonic current flowing in the independent winding type motor 2 as much as possible.
  • the inverter units 3a and 3b are connected via the input side busbars of the inverter units 3a and 3b. Connected.
  • FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of the motor drive device 100 according to the first embodiment in which the harmonic components of the output voltage are represented by the equivalent harmonic component voltage source 34.
  • the harmonic components of the output voltage are represented by the equivalent harmonic component voltage source 34.
  • superimposed harmonic components are represented by an equivalent harmonic component voltage source 34.
  • the actual equivalent circuit 31 of the inverter unit 3a and the equivalent circuit 32 of the inverter unit 3b include an equivalent fundamental wave component voltage source 33 and an equivalent harmonic component voltage source 34 in each phase, and the two inverter units 3 are independent of each other. It can be regarded as a three-phase voltage source.
  • harmonic components of the voltage of each phase of the inverter unit 3a are defined as harmonic components Vuha, Vvha, Vwha
  • harmonic components of the voltage of each phase of the inverter unit 3b are defined as harmonic components Vuhb, Vvhb, Vwhb.
  • the harmonic component is reduced for each phase in the voltage applied to the winding of each phase, that is, u
  • it is necessary to make the harmonic component (Vuha-Vuhb) of Vu (Vua-Vub) as small as possible.
  • the harmonic voltage itself generated in each phase of the inverter units 3a and 3b is brought close to zero, or the harmonic component is canceled for each phase in the voltage applied to the winding of each phase.
  • the control unit 4 may control the inverter units 3a and 3b so as to do so.
  • To bring the harmonic voltage itself generated in each phase of the inverter units 3a and 3b close to zero is to set Vuha ⁇ 0 and Vuhb ⁇ 0 in the example of the u phase.
  • the control unit 4 sets the same harmonic voltage of the inverter units 3a and 3b as described above, for example, in the case of u phase. Then, the inverter units 3a and 3b may be controlled so that Vuha ⁇ Vuhb.
  • the third-order harmonic component becomes a periodic function for each 120° electrical angle of the fundamental wave component, and the fundamental wave Even if it is shifted by 120° or 240°, the third-order harmonic component becomes the same as the third-order harmonic component of the fundamental wave component before the shift.
  • the fundamental wave of the phase voltage is The third harmonic component of the component has the same phase in the inverter unit 3a and the inverter unit 3b, and the third harmonic voltage output from the inverter unit 3a and the third harmonic voltage output from the inverter unit 3b are phase by phase. Acts to cancel. Particularly, when the amplitudes of the harmonic components are the same in the inverter units 3a and 3b, the harmonic components are completely canceled.
  • phase difference between the phase of the voltage of each phase output from the inverter unit 3a and the phase of the voltage of each phase output from the inverter unit 3b is 120° or 240° in electrical angle, 120°+360 It is equivalent to being ° ⁇ n or 240°+360° ⁇ n.
  • n is an integer.
  • the control unit 4 By superimposing each output voltage, that is, the third harmonic component of the fundamental wave component of the output frequency, on the voltage output from the inverter unit 3a and the inverter unit 3b, both improvement of the voltage utilization factor and suppression of the harmonic current are achieved. be able to.
  • the control unit 4 calculates the voltage phase difference between the phase of the output voltage that is the three-phase AC voltage output from the inverter unit 3a and the phase of the output voltage that is the three-phase AC voltage output from the inverter unit 3b.
  • the amplitude and phase of the output voltage of each of the inverter units 3a and 3b are adjusted so that the angle becomes 120° or 240°.
  • FIG. 5 shows each third harmonic component and the independent winding type motor 2 when the voltage phase difference of the phase voltages output from each inverter unit 3 of the motor drive device 100 according to the first embodiment is 120° in electrical angle. It is a figure which shows the example of the waveform of the voltage applied to the winding.
  • FIG. 6 shows each third-order harmonic component and the independent winding type when the voltage phase difference of the phase voltages output from each inverter unit 3 of the electric motor drive device 100 according to the first embodiment is 60° in electrical angle. 6 is a diagram showing an example of a waveform of a voltage applied to a winding of the electric motor 2.
  • FIG. 5 and 6 the horizontal axis represents time and the vertical axis represents voltage.
  • the voltage phase difference shown in FIG. 5 When the voltage phase difference shown in FIG. 5 is 120° in electrical angle, the voltage Vu applied to the u-phase winding cancels the third-order harmonic components Vuha and Vuhb, ignoring the frequency components related to the switching operation. Only the fundamental wave component is available.
  • the voltage phase difference shown in FIG. 6 is an electrical angle of 60°, that is, when the voltage phase difference is not an electrical angle of 120°, the voltage Vu applied to the u-phase winding is the third harmonic component Vuha, The Vuhb component is superimposed to include a harmonic component.
  • a harmonic current flows in the u-phase winding of the independent winding electric motor 2.
  • the harmonic current is related to the switching operation of the switching elements 71 to 76 of each of the inverter units 3a and 3b, and flows under the condition that the switching operation of the switching element of the relevant phase is not performed. For example, an overmodulation state in which the phase voltage is limited to the output voltage range determined by the DC power source 1 is applicable.
  • FIG. 7 shows application of phase voltages Vua, Vub, and u-phase windings output from each inverter unit 3 when there is a period in which switching operation is not performed in inverter unit 3 of electric motor drive device 100 according to the first embodiment. It is a figure which shows the waveform of the applied voltage Vu.
  • the horizontal axis represents time and the vertical axis represents voltage.
  • the range A in the voltage direction shown in FIG. 7 indicates the amplitude of the carrier frequency.
  • the area indicated by the arrow in FIG. 7 indicates the operation area of the switching elements 71 and 72 related to the u-phase of both inverter units 3.
  • the operating conditions of the switching elements 71 to 76 that are determined by the DC power source 1 exist in each inverter unit 3. Under the condition that the switching operations of the switching elements 71 and 72 relating to the u phase are performed in both the inverter units 3a and 3b as shown by the arrowed areas in FIG. 7, the waveform of the voltage Vu applied to the u phase winding is sinusoidal. Becomes On the other hand, under a condition such as an overmodulation state in which the switching operation of the switching elements 71 and 72 is not performed in at least one of the inverter units 3, the switching operation is thinned out to cause the u-phase winding. Distortion occurs in the waveform of the applied voltage Vu. As a result, a harmonic current flows through the u-phase winding of the independent winding electric motor 2.
  • the control unit 4 sets each inverter unit within a cycle determined from the carrier frequency in order to suppress the voltage applied to the winding of each phase due to the thinning of the switching operation.
  • the switching elements 71 to 76 included in 3 are controlled to be turned on and off so as to be performed a prescribed number of times or more.
  • the control unit 4 controls the amplitude of the output voltage of the inverter units 3a and 3b so that the switching elements 71 to 76 of the inverter units 3a and 3b are turned on and off in a predetermined number of times or more. ..
  • the cycle determined from the carrier frequency is, for example, one cycle of the carrier frequency. Further, the prescribed number of times is, for example, once.
  • the switching operation is thinned.
  • the generation of harmonic components due to this is suppressed.
  • the control unit 4 causes the signal wave corresponding to the voltage command signal to be compared with the triangular wave of the carrier wave to be smaller than the amplitude of the carrier wave and to be higher than the harmonic wave.
  • the original voltage command signal is controlled to have a predetermined amplitude or less so that the sine wave does not include a wave.
  • the control unit 4 can ensure that the switching elements 71 to 76 of each inverter unit 3 are turned on and off within one cycle of the carrier frequency.
  • the control unit 4 controls the switching elements 71 to 76 of each inverter unit 3 with respect to the X cycle of the carrier frequency in order to suppress the influence of thinning of the switching operation.
  • the ON and OFF operations may be controlled to be performed Y times or more.
  • X and Y are natural numbers, and Y ⁇ X.
  • the control unit 4 has a lower limit on the number of times the switching elements 71 to 76 of the inverter unit 3 are turned on and off, so that the influence of the thinning of the switching operation in the overmodulation region can be suppressed to the minimum.
  • the control unit 4 appropriately selects the combination of the phase voltages so as to suppress the harmonic current.
  • the control unit 4 maintains the magnitude of the voltage difference between the phase voltage generated by the inverter unit 3a and the phase voltage generated by the inverter unit 3b while reducing the amplitude of the phase voltage generated by the inverter unit 3a. Control is performed so that the amplitude of the phase voltage due to 3b is increased. That is, the control unit 4 causes both of the inverter units 3a and 3b to perform the ON/OFF operation of the switching elements 71 to 76 of each inverter unit 3 within a cycle determined from the carrier frequency, a predetermined number of times or more.
  • the harmonic current flowing in the winding of the independent winding electric motor 2 is reduced, and particularly when power is supplied to both the inverter units 3a and 3b from the same DC power source, The reduction of the harmonic current becomes remarkable. As a result, the motor drive device 100 can suppress the overcurrent and the loss due to the harmonic current.
  • FIG. 8 is a flowchart showing an operation in which control unit 4 of electric motor drive device 100 according to the first embodiment controls inverter units 3a and 3b.
  • the control unit 4 adjusts the amplitude and phase of the output voltage of each of the two inverter units 3 (step S1). Specifically, the control unit 4 determines that the voltage phase difference between the phase of the voltage of each phase output from the inverter unit 3a and the phase of the voltage of each phase output from the inverter unit 3b is 120° or 240° in electrical angle.
  • step S2 determines that the voltage phase difference between the phase of the voltage of each phase output from the inverter unit 3a and the phase of the voltage of each phase output from the inverter unit 3b is not 120 electrical degrees or 240 electrical angles (step S2: No), the adjustment of step S1 is repeatedly performed.
  • the voltage phase difference between the phase of the voltage of each phase output from the inverter 3a and the phase of the voltage of each phase output from the inverter 3b becomes 120° or 240° in electrical angle ( (Step S2: Yes)
  • each output voltage that is, the third harmonic component of the fundamental wave component of the output frequency is superimposed on the voltage output from each inverter unit 3 and output (Step S3).
  • the control unit 4 can improve the voltage utilization factor in the high-speed rotation region, and can also improve the efficiency by reducing the weakening magnetic flux current.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a hardware configuration that realizes the control unit 4 included in the electric motor drive device 100 according to the first embodiment.
  • the control unit 4 is realized by the processor 91 and the memory 92.
  • the processor 91 is a CPU (Central Processing Unit, central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, DSP (Digital Signal Processor)), or system LSI (Large Scale Integration).
  • the memory 92 is non-volatile or volatile such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), and EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory).
  • the semiconductor memory can be exemplified.
  • the memory 92 is not limited to these, and may be a magnetic disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, or a DVD (Digital Versatile Disc).
  • the electric motor drive device 100 compares the case where the independent winding type electric motor 2 is driven by the two inverter sections 3 with the case where it is driven by the single inverter section 3.
  • High output voltage can be realized, and by increasing the output voltage, high-speed rotation and high-output of the independent winding type motor 2 and high efficiency by reducing the weakening magnetic flux current at the time of high speed rotation are achieved.
  • the harmonic current flowing in the second winding can be reduced.
  • the control unit 4 performs on/off operations of the switching elements 71 to 76 of each inverter unit 3 in the inverter units 3a and 3b within a cycle determined from the carrier frequency, a prescribed number of times or more.
  • the control unit 4 sets the voltage phase difference, which is the difference between the phase of the voltage of each phase output from the inverter unit 3a and the phase of the voltage of each phase output from the inverter unit 3b, as an electrical angle of 120° or 240°,
  • the third harmonic of the output frequency is controlled so as to be superimposed on each of the voltages output from the inverter units 3a and 3b and output. Thereby, it is possible to improve the voltage utilization rate while suppressing the harmonic current.
  • the reduction of the harmonic current becomes remarkable.
  • the DC power source 1a is obtained by an AC/DC power converter that converts AC power supplied from the AC power supply 11 into DC power
  • the harmonic current flowing in the winding of the independent winding type motor 2 is suppressed.
  • the same DC power source 1a can supply power to both the inverter units 3a and 3b, the cost and size of the DC power source 1a can be reduced.
  • the inverter units 3a and 3b by appropriately superimposing the third harmonic voltage on the output voltage, it is possible to improve the voltage utilization rate while suppressing the harmonic current.
  • Embodiment 2 In the first embodiment, the method of driving the independent winding type electric motor 2 using the two inverter units 3 has been described. In the second embodiment, a series of operations from the start to the operating state in the high speed rotation range when driving the independent winding electric motor 2 using the two inverter units 3 will be described.
  • FIG. 10 is a flowchart showing an example of an operation when the control unit 4 in the electric motor drive device 100 according to the second embodiment starts the independent winding electric motor 2 and then operates from the high speed rotation range drive.
  • FIG. 11 is an example of the relationship between the modulation rate K obtained based on the difference voltage between the output voltages of the inverter units 3a and 3b, that is, the combined voltage, and the drive state of the inverter unit 3 in the motor drive device 100 according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a flowchart showing an example of an operation when the control unit 4 in the electric motor drive device 100 according to the second embodiment starts the independent winding electric motor 2 and then operates from the high speed rotation range drive.
  • FIG. 11 is an example of the relationship between the modulation rate K obtained based on the difference voltage between the output voltages of the inverter units 3a and 3b, that is, the combined voltage, and the drive state of the inverter unit 3 in the motor drive device 100 according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a
  • the control unit 4 drives the inverter unit 3a with the modulation rate K mainly in the low speed rotation range from the time when the independent winding electric motor 2 is started until the modulation rate K reaches the predetermined modulation rate K1.
  • the unit 3b is set to a zero voltage output state (step S11).
  • the modulation rate K corresponds to the modulation rate obtained based on the difference voltage between the output voltages of the inverter units 3a and 3b, that is, the combined voltage.
  • the control unit 4 individually sets the modulation rate of each of the inverter units 3a and 3b based on the modulation rate K, operates each inverter unit 3 based on the individually set modulation rate, and changes the voltage. Output.
  • the predetermined modulation factor K1 is preferably within the range of the modulation factor such that the switching elements 71 to 76 of each inverter unit 3 are turned on and off once within the period of the predetermined carrier frequency.
  • the inverter unit 3a and the inverter unit 3b may be replaced with each other. If the voltage required to drive the independent winding type electric motor 2 can be obtained by one inverter unit 3a, the control unit 4 may control the other inverter unit 3b to a zero voltage output state. .. Further, when the modulation factor K is lower than the predetermined modulation factor K1, high responsiveness is not required, so the control unit 4 controls the inverter frequency of the inverter unit 3b in the zero voltage output state so as to reduce the loss.
  • the carrier frequency different from the carrier frequency of the unit 3a specifically, the carrier frequency of the inverter unit 3b is set and controlled to be lower than the carrier frequency of the inverter unit 3a. That is, when controlling either the output voltage of the inverter unit 3a or the output voltage of the inverter unit 3b to zero voltage, the control unit 4 sets the carrier frequencies of the inverter unit 3a and the inverter unit 3b to different frequencies. By controlling the carrier frequency of each inverter unit 3a in this way, the control unit 4 can reduce the loss sum of the inverter unit 3a and the inverter unit 3b, and drive the independent winding motor 2 with higher efficiency. it can.
  • step S12 No
  • the control unit 4 continues the control state of step S11.
  • step S12 When the modulation rate K reaches a predetermined modulation rate K1 (step S12: Yes) due to the increase in the rotation speed of the independent winding electric motor 2 or the increase in the load, the control section 4 controls the inverter section 3b. In order to stop the zero voltage output state and expand the voltage that can be applied to the independent winding electric motor 2, the independent winding electric motor 2 is started to be driven by using the inverter units 3a and 3b. That is, the control unit 4 adjusts the amplitude and phase of the output voltage of each of the two inverter units 3 in order to drive the inverter units 3a and 3b (step S13).
  • the carrier frequency cycle of the inverter unit 3b may be set to the same carrier frequency cycle for the purpose of ensuring the same control performance as the inverter unit 3a.
  • the control unit 4 switches the operation of each inverter unit 3 based on the modulation rate K, the rotation speed ⁇ of the independent winding electric motor 2 or the magnitude of the load that correlates with the modulation rate K. For example, it may be performed based on the magnitude of the winding current obtained by the current detection unit 5.
  • the control unit 4 estimates the rotation speed ⁇ by calculation using the winding current information obtained by the current detection unit 5 and the like. Good. That is, in FIG.
  • the horizontal axis represents the modulation rate K, but instead of the modulation rate K, the horizontal axis may represent the rotational speed ⁇ of the independent winding electric motor 2, the magnitude of the winding current, or the like.
  • the rotation speed ⁇ 1 is shown as the rotation speed corresponding to the predetermined modulation factor K1.
  • the control unit 4 controls the inverter unit 3a when either the rotation speed of the independent winding motor 2 or the magnitude of the combined voltage of the output voltages of the inverter units 3a and 3b is equal to or less than a predetermined value. Or the output voltage of the inverter unit 3b is controlled to zero voltage.
  • step S14: No When the voltage phase difference between the voltage of each phase output from the inverter unit 3a and the voltage of each phase output from the inverter unit 3b is not the electrical angle of 120° or 240°, the control unit 4 determines (step S14: No). , The adjustment of step S13 is repeatedly performed.
  • step S14: Yes When the voltage phase difference between the voltage of each phase output from the inverter unit 3a and the voltage of each phase output from the inverter unit 3b reaches an electrical angle of 120° or 240° (step S14: Yes). ), each output voltage, that is, the third harmonic component of the fundamental wave component of the output frequency is superimposed on the voltage output from each inverter unit 3 and output (step S15).
  • the control unit 4 can improve the voltage utilization factor in the high-speed rotation region, and can also improve the efficiency by reducing the weakening magnetic flux current.
  • the control unit 4 may perform a procedure reverse to the procedure of the flowchart shown in FIG. 10 for the operation from the high speed rotation range until the independent winding electric motor 2 is stopped.
  • FIG. 12 is a flowchart showing another example of the operation when the control unit 4 in the electric motor drive device 100 according to the second embodiment operates from the independent winding electric motor 2 to the high speed rotation range driving.
  • the difference from the flowchart of FIG. 10 is that the control unit 4 drives the inverter unit 3a at the modulation factor K and controls the inverter unit 3b in the state of zero voltage output (step S21).
  • the control unit 4 drives the inverter unit 3a at the modulation factor K and controls the inverter unit 3b in the state of zero voltage output (step S21).
  • the frequency becomes large and becomes close to an overmodulation state of a level at which the switching elements 71 to 76 of each inverter unit 3 are not turned on and off a prescribed number of times or more within a period determined by the carrier frequency, that is, the modulation rate.
  • step S23 When K becomes equal to or higher than the modulation rate K0 indicating the overmodulation state (step S22: Yes), the control of step S23 is performed. Specifically, the control unit 4 controls to reduce the amplitude of the output voltage of the inverter unit 3a and increase the amplitude of the output voltage of the inverter unit 3b (step S23).
  • step S23 In the flowchart of FIG. 12, a step in which, in both the inverter units 3a and 3b, the switching elements 71 to 76 of each inverter unit 3 are turned on and off within a cycle determined from the carrier frequency a predetermined number of times or more. The step of S23 is added.
  • step S23 When it is ensured in step S23 that the switching elements 71 to 76 of each inverter section 3 are turned on and off in the cycle determined from the carrier frequency by a predetermined number of times or more in step S23, the control section 4 proceeds from step S24 to step S24.
  • the operation of S26 is performed.
  • the operations of steps S24 to S26 are the same as the operations of steps S13 to S15 shown in the flowchart of FIG.
  • the control unit 4 continues the control state of step S21.
  • motor drive device 100 achieves high efficiency in a wide rotation speed range from the low speed rotation range to the high speed rotation range, and improves the voltage utilization rate in the high speed rotation range. It is possible to reduce the harmonic current flowing in the winding of the motor while realizing the above.
  • Embodiment 3 In the third embodiment, an example in which the electric motor drive device 100 described in the first and second embodiments is applied to an air conditioner will be described.
  • an air conditioner that uses a compressor that uses the rotational force of the independent winding electric motor 2 with high output and high efficiency as a drive source.
  • the device can be configured, and the efficiency and capacity of the air conditioner, that is, the horsepower can be increased.
  • FIG. 13 is a diagram showing a configuration example of the air conditioning apparatus 200 according to the third embodiment.
  • the air conditioner 200 includes an outdoor unit 67, an indoor unit 68, and an air conditioning control unit 69.
  • the outdoor unit 67 is connected to the DC power source 1.
  • the outdoor unit 67 includes an electric motor drive device 100, a compressor 60 having an independent winding type electric motor 2 (indicated as an electric motor in FIG. 13) as a drive source, a four-way valve 62, a heat source side heat exchanger 63, and a heat source side.
  • an expansion valve 64 is included in FIG. 13.
  • the indoor unit 68 includes a load side expansion valve 65 and a load side heat exchanger 66.
  • the compressor 60 In the air conditioner 200, the compressor 60, the four-way valve 62, the heat source side heat exchanger 63, the heat source side expansion valve 64, the load side expansion valve 65, the load side heat exchanger 66, the four way valve 62, and the compressor 60 A refrigerant circuit connected in order by the refrigerant pipe 70 is configured.
  • the refrigeration cycle In the air conditioner 200, the refrigeration cycle is established by the refrigerant flowing through the refrigerant circuit.
  • the compressor 60 compresses the refrigerant in the refrigeration cycle.
  • an accumulator that stores excess refrigerant may be provided on the suction side of the compressor 60.
  • the air conditioning control unit 69 controls the four-way valve 62, the heat source side expansion valve 64, and the load side expansion valve 65.
  • the configuration of the refrigeration cycle shown in FIG. 13 is an example, and the refrigeration cycle does not necessarily have the same configuration.
  • the heating operation can also be realized by switching the flow path in the four-way valve 62.
  • the four-way valve 62 allows the refrigerant discharged in advance from the compressor 60 to flow toward the heat source side heat exchanger 63 and the refrigerant flowing out from the load side heat exchanger 66 toward the compressor 60. It is assumed that the road has been switched. ..
  • the electric motor drive device 100 drives the independent winding type electric motor 2 (indicated as an electric motor in FIG. 13), so that the compression element 61 connected to the independent winding type electric motor 2 compresses the refrigerant into a high temperature and high pressure refrigerant.
  • the compressor 60 discharges a high temperature and high pressure refrigerant.
  • the high-temperature and high-pressure refrigerant discharged from the compressor 60 flows into the heat source side heat exchanger 63 via the four-way valve 62, and exchanges heat with the outside air in the heat source side heat exchanger 63 to be radiated.
  • the refrigerant flowing out from the heat source side heat exchanger 63 is expanded and decompressed in the heat source side expansion valve 64 to become a low temperature low pressure gas-liquid two-phase refrigerant.
  • the low-temperature low-pressure refrigerant that has become a gas-liquid two-phase refrigerant is expanded and decompressed in the load-side expansion valve 65, flows into the load-side heat exchanger 66, exchanges heat with the air in the air-conditioned space, evaporates, and cools at a low temperature. It becomes a low-pressure refrigerant and flows out from the load side heat exchanger 66.
  • the refrigerant flowing out from the load side heat exchanger 66 is sucked into the compressor 60 via the four-way valve 62 and is compressed again. In the air conditioner 200, the above operation is repeated. ..
  • the cooling plate in order to mainly cool the inverter units 3a and 3b of the electric motor drive device 100, the cooling plate is brought into contact with the power module which is a constituent element of the inverter units 3a and 3b, and the cooling plate is cooled by the refrigerant.
  • the pipe 70 may be brought into contact with each other so that the refrigerant flowing through the refrigerant pipe 70 absorbs the heat generated in the inverter units 3a and 3b. As a result, the temperature rise of the inverter units 3a and 3b can be efficiently suppressed.
  • the heat source side expansion valve 64 is provided in the outdoor unit 67 and the load side expansion valve 65 is provided in the indoor unit 68.
  • this is the cooling capacity of the electric motor drive device 100.
  • the two expansion valves can be independently controlled.
  • Such a configuration is suitable for finely controlling the refrigerant so as to adjust it to a desired temperature while detecting the temperatures of the inverter units 3a and 3b. Further, such a configuration can suppress the occurrence of dew condensation and prevent the temperature from rising without lowering the temperature of the power module, which is a constituent element of the inverter units 3a and 3b of the motor drive device 100, more than necessary. Can be controlled.
  • the configuration of FIG. 13 is an example of finely controlling the temperature of the electric motor drive device 100, and it is not always necessary to provide two expansion valves, and the expansion valve may be either the indoor unit 68 or the outdoor unit 67. The configuration may be provided for either one.
  • the electric motor drive device 100 according to the first and second embodiments is applied to the air conditioner 200
  • the present invention is not limited to this.
  • the electric motor drive device 100 according to the first and second embodiments can be applied to a device having a refrigeration cycle such as a heat pump device and a refrigeration device in addition to the air conditioner 200.
  • the electric motor drive device 100 by applying the electric motor drive device 100 according to the first and second embodiments to the air conditioner 200, a high output and high efficiency independent winding electric motor 2 can be obtained. It is possible to configure the air conditioner 200 using the compressor 60 that uses the rotational force of the above as a drive source, and it is possible to increase the efficiency and capacity of the air conditioner 200, that is, increase horsepower. In addition, since the electric motor drive device 100 is configured to include two inverter units 3, it is considered that the cost is simply doubled as compared with the case where the number of inverter units 3 is one.
  • the current capacity of each inverter unit 3 can be reduced. Therefore, in a product with a large capacity and horsepower, for example, an air conditioner for business use, the current capacity of the inverter unit per unit decreases, so that the inverter unit may be configured using inexpensive consumer product parts. .. In this case, the cost difference between two inexpensive inverter units and one expensive inverter unit becomes the cost difference of the present embodiment, and there is a possibility of cost reduction.
  • Examples of applications of the electric motor drive device 100 include a refrigerator, a dehumidifier, a heat pump water heater, a heat pump type drying and washing machine, and a refrigerating device, in addition to an air conditioner equipped with a compressor that uses the rotational force of the electric motor as a driving force. Can be mentioned. Further, the electric motor drive device 100 can be applied to a product such as a dryer, a washing machine, or a vacuum cleaner that does not have a compressor, which obtains a driving force by the rotational force of the electric motor, and can also be applied to a fan motor or the like. Is.

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Abstract

複数のスイッチング素子を用いて直流電力源（１）から供給される直流電圧を三相交流電圧に変換し、独立巻線型電動機（２）に出力するインバータ部（３ａ）およびインバータ部（３ｂ）と、インバータ部（３ａ）およびインバータ部（３ｂ）が備えるスイッチング素子のオンおよびオフの動作を制御する制御部（４）と、を備え、制御部（４）は、キャリア周波数から定められる周期内にスイッチング素子のオンおよびオフの動作を規定の回数以上行いつつ、インバータ部（３ａ）から出力される三相交流電圧である第１の出力電圧の位相とインバータ部（３ｂ）から出力される三相交流電圧である第２の出力電圧の位相との電圧位相差を電気角１２０°または２４０°とし、第１の出力電圧および第２の出力電圧に基本波成分の三次高調波成分を重畳して出力するように、インバータ部（３ａ）およびインバータ部（３ｂ）を制御する。

Description

電動機駆動装置および空気調和装置
　本発明は、固定子巻線を独立巻線した電動機を駆動する電動機駆動装置および空気調和装置に関する。
　従来、固定子巻線が独立巻線化され、Ｙ結線およびΔ結線の両方の利点を有する電動機がある。特許文献１には、電動機駆動制御装置が、２台のインバータ部を用いて電動機をＹ結線状態とΔ結線状態との中間の状態の運転または過変調運転に制御することで、電動機を最高効率条件で常時駆動する技術が開示されている。
特許第４８０４３８１号公報
　しかしながら、特許文献１に記載の電動機駆動制御装置に、電圧利用率改善を図るためインバータ部の出力電圧に三次高調波を重畳する周知の方法を適用すると、インバータ部の出力電圧条件によっては電動機に流れる電流に三次高調波が発生し、損失が発生してしまう、という問題があった。特に、同一直流電力源から２つのインバータ部に電源が供給される場合に顕著となる。また、特許文献１に記載の電動機駆動制御装置では、電動機を過変調状態で駆動することによる電圧歪みも三次高調波電流の原因となり、１台のインバータ部を備える構成と比較して電圧歪みによる三次高調波電流が大きくなる、という問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高調波電流を抑制しつつ電圧利用率を向上可能な電動機駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流電力源および独立巻線型電動機と接続する電動機駆動装置である。電動機駆動装置は、各々が複数のスイッチング素子を備え、スイッチング素子を用いて直流電力源から供給される直流電圧を三相交流電圧に変換し、独立巻線型電動機に出力する第１のインバータ部および第２のインバータ部と、第１のインバータ部および第２のインバータ部が備えるスイッチング素子のオンおよびオフの動作を制御する制御部と、を備える。制御部は、キャリア周波数から定められる周期内に第１のインバータ部および第２のインバータ部が備えるスイッチング素子のオンおよびオフの動作を規定の回数以上行いつつ、第１のインバータ部から出力される三相交流電圧である第１の出力電圧の位相と第２のインバータ部から出力される三相交流電圧である第２の出力電圧の位相との電圧位相差を電気角１２０°または２４０°とし、第１の出力電圧および第２の出力電圧に基本波成分の三次高調波成分を重畳して出力するように、第１のインバータ部および第２のインバータ部を制御する。
　本発明に係る電動機駆動装置は、高調波電流を抑制しつつ電圧利用率を向上できる、という効果を奏する。
実施の形態１に係る電動機駆動装置の構成例を示す図 実施の形態１に係る電動機駆動装置に接続される他の直流電力源の例を示す図 実施の形態１に係る電動機駆動装置においてインバータ部の出力電圧の各相を等価基本波成分電圧源で表した電動機駆動装置の等価回路図 実施の形態１に係る電動機駆動装置において出力電圧の高調波成分を等価高調波成分電圧源で表した電動機駆動装置の等価回路図 実施の形態１に係る電動機駆動装置の各インバータ部から出力される相電圧の電圧位相差が電気角１２０°の場合の各々の三次の高調波成分および独立巻線型電動機の巻線に印加される電圧の波形の例を示す図 実施の形態１に係る電動機駆動装置の各インバータ部から出力される相電圧の電圧位相差が電気角６０°の場合の各々の三次の高調波成分および独立巻線型電動機の巻線に印加される電圧の波形の例を示す図 実施の形態１に係る電動機駆動装置のインバータ部においてスイッチング動作が行われない期間を有する場合における各インバータ部から出力される相電圧およびｕ相巻線に印加される電圧の波形を示す図 実施の形態１に係る電動機駆動装置の制御部がインバータ部を制御する動作を示すフローチャート 実施の形態１に係る電動機駆動装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２に係る電動機駆動装置において制御部が独立巻線型電動機を起動してから高速回転域駆動まで動作させるときの動作の例を示すフローチャート 実施の形態２に係る電動機駆動装置においてインバータ部の出力電圧の差電圧すなわち合成電圧に基づいて得られる変調率とインバータ部の駆動状態との関係の一例を示す図 実施の形態２に係る電動機駆動装置において制御部が独立巻線型電動機を起動してから高速回転域駆動まで動作させるときの動作の他の例を示すフローチャート 実施の形態３に係る空気調和装置の構成例を示す図
　以下に、本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置および空気調和装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１に係る電動機駆動装置１００の構成例を示す図である。電動機駆動装置１００は、直流電力源１と、独立巻線型電動機２とに接続されている。電動機駆動装置１００は、直流電力源１から供給される直流電圧を三相交流電圧に変換し、独立巻線型電動機２に出力する。
　直流電力源１は、電動機駆動装置１００が備えるインバータ部３ａ，３ｂに接続された同一の直流電源である。直流電力源１は、例えば、バッテリなどであるがこれに限定されない。図２は、実施の形態１に係る電動機駆動装置１００に接続される他の直流電力源１ａの例を示す図である。直流電力源１ａは、電動機駆動装置１００が備えるインバータ部３ａ，３ｂに接続された、交流電源１１から供給される交流電力を直流電力に変換する単一の交直電力変換器である。電動機駆動装置１００に接続される直流電力源１ａは、単相または三相の交流電源１１から供給される交流電力を直流電力に変換する交直電力変換器であってもよい。直流電力源１ａすなわち交直電力変換器は、図２に示すように、６個の整流素子、リアクトル、およびコンデンサからなる周知の回路構成である。なお、電動機駆動装置１００では、インバータ部３ａ，３ｂの入力側に接続される直流電力源１を、インバータ部３ａ，３ｂで共通ではなく、個別で有する構成でもよい。ただし、電動機駆動装置１００では、図１に示すように直流電力源１をインバータ部３ａ，３ｂで共通にする場合の方が、直流電力源１をインバータ部３ａ，３ｂで個別に有する場合よりも、本実施の形態において大きい効果が得られる。
　独立巻線型電動機２は、固定子巻線が結線されていない、固定子巻線が独立巻線化された電動機である。独立巻線型電動機２は、一般的な三相電動機の端子に加え、電動機巻線の中性点を切り離して引き出された引出線の端子を有する。すなわち、独立巻線型電動機２は、固定子巻線の両端を入力端としている。独立巻線型電動機２では、一方の端子がインバータ部３ａに接続され、他方の端子がインバータ部３ｂに接続される。図１の例では、一般的な三相電動機の端子がインバータ部３ａに接続され、電動機巻線の中性点を切り離して引き出された引出線の端子がインバータ部３ｂに接続されている。独立巻線型電動機２の各相をｕ相、ｖ相、ｗ相とする。図１では、各相の巻線を「ｕ」、「ｖ」、「ｗ」で示している。また、図１では、ｕ相の巻線に流れる電流を「ｉｕ」、ｖ相の巻線に流れる電流を「ｉｖ」、ｗ相の巻線に流れる電流を「ｉｗ」で示している。
　電動機駆動装置１００の構成について説明する。電動機駆動装置１００は、インバータ部３ａ，３ｂと、制御部４と、電流検出部５と、を備える。
　インバータ部３ａは、スイッチング素子７１ａ～７６ａおよびダイオード８１ａ～８６ａを備え、独立巻線型電動機２を駆動する第１のインバータ部である。具体的には、インバータ部３ａは、スイッチング素子７１ａ～７６ａを用いて直流電力源１から供給される直流電圧を三相交流電圧に変換し、独立巻線型電動機２に出力する。インバータ部３ａが独立巻線型電動機２に出力する三相交流電圧を第１の出力電圧と称することがある。インバータ部３ｂは、スイッチング素子７１ｂ～７６ｂおよびダイオード８１ｂ～８６ｂを備え、独立巻線型電動機２を駆動する第２のインバータ部である。具体的には、インバータ部３ｂは、スイッチング素子７１ｂ～７６ｂを用いて直流電力源１から供給される直流電圧を三相交流電圧に変換し、独立巻線型電動機２に出力する。インバータ部３ｂが独立巻線型電動機２に出力する三相交流電圧を第２の出力電圧と称することがある。以降の説明において、インバータ部３ａ，３ｂを区別しない場合はインバータ部３と称し、スイッチング素子７１ａ～７６ａ，７１ｂ～７６ｂを区別しない場合はスイッチング素子７１～７６と称することがある。
　電流検出部５は、独立巻線型電動機２の巻線に流れる電流を検出する。電流検出部５は、独立巻線型電動機２の巻線に接続される配線上に備えられる周知のＡＣＣＴ（Alternating　Current　Current　Transformer）、ＤＣＣＴ（Direct　Current　Current　Transformer）といった電流センサでもよく、直流電力源１と接続される母線またはインバータ部３の負側のスイッチング素子に挿入された周知の相電流検出用のシャント抵抗でもよい。
　制御部４は、電流検出部５で検出された電流の値に基づいて、インバータ部３ａ，３ｂの動作、具体的には、インバータ部３が備えるスイッチング素子７１～７６のオンおよびオフの動作を制御する。
　つづいて、電動機駆動装置１００の動作について説明する。電動機駆動装置１００において、制御部４は、インバータ部３ａ，３ｂの各々の出力電圧を制御し、インバータ部３ａ，３ｂの合成電圧により独立巻線型電動機２を駆動する。インバータ部３は、一般的な三相電動機を駆動する周知のスイッチング素子７１～７６のスイッチング動作によって電圧を出力する三相インバータである。インバータ部３は、制御部４からの指令すなわち駆動信号に基づいて、主にスイッチング素子７１～７６のスイッチングに係る動作が制御される。
　制御部４は、インバータ部３のスイッチング素子７１～７６のスイッチング動作のタイミングを、例えば、周知のＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）方式によって制御する。ＰＷＭ方式で用いられる搬送波の周波数をキャリア周波数とする。制御部４は、搬送波と電圧指令信号に相当する信号波との大小比較を各インバータ部３の相毎に行うことで、スイッチング素子７１～７６のオンおよびオフの動作タイミングを決定する。周知の空間ベクトル変調方式すなわち瞬時電圧ベクトル選択方式においては、過変調状態ではない条件下でのスイッチング周波数がキャリア周波数に相当する。
　電動機駆動装置１００は、インバータ部３ａ，３ｂのうち一方のインバータ部３の出力をゼロ電圧とすると、一般的な三相電動機のＹ結線状態の等価動作を行うことができる。ゼロ電圧とは、電圧指令信号に相当する信号波の変調率＝０の場合である。また、電動機駆動装置１００は、Ｙ結線等価状態から、駆動に用いていたインバータ部３を同じ変調率のまま、ゼロ電圧を出力していたインバータ部３の出力電圧を上昇させて、例えば、２台のインバータ部３の同相の電圧の位相において１２０°の電圧位相差を設け、２台のインバータ部３を同一の変調率で駆動することで、Ｙ結線等価状態に対して√３倍の電圧を印加しているのと同じ状態にできる。ここで、２台のインバータ部３の同相の電圧の位相において１２０°の電圧位相差を設けるとは、例えば、インバータ部３ａのｕ相の電圧の位相とインバータ部３ｂのｕ相の電圧の位相との差を１２０°にすることであり、他相についても同様である。電動機駆動装置１００は、インバータ部３ａ，３ｂの出力電圧すなわち各々の変調率と電圧位相差とを制御することにより、Ｙ結線等価状態を基準として、１～√３倍の範囲で独立巻線型電動機２に電圧を印加することができる。すなわち、電動機駆動装置１００は、インバータ部３ａ，３ｂの出力電圧の合成電圧によって独立巻線型電動機２の巻線に電圧を印加し、駆動していることとなる。なお、インバータ部３ａ，３ｂの電圧出力制御に係る原理は、従来技術として引用している特許文献１と同じである。
　電動機駆動装置１００において、インバータ部３ａ，３ｂから出力可能な電圧の上限は、直流電力源１から供給される電圧で決まる。そのため、電動機駆動装置１００は、インバータ部３ａ，３ｂを用いることで、同じ電力源電圧から１台のインバータ部で駆動する場合と比較して、√３倍の出力電圧を実現できる。出力電圧の増加分は、独立巻線型電動機２における高速回転高出力化、また、高速回転時の弱め磁束電流低減に寄与し、高効率化が図れる。
　図３は、実施の形態１に係る電動機駆動装置１００においてインバータ部３ａ，３ｂの出力電圧の各相を等価基本波成分電圧源３３で表した電動機駆動装置１００の等価回路図である。図３において、理想的には、インバータ部３ａの等価回路３１およびインバータ部３ｂの等価回路３２は、相間１２０°の電圧位相差を有する等価基本波成分電圧源３３を各相に備え、インバータ部３ａ，３ｂが互いに独立な三相電圧源とみなせる。ここで、インバータ部３ａの各相の電圧の基本波成分を相電圧Ｖｕ０ａ，Ｖｖ０ａ，Ｖｗ０ａとし、インバータ部３ｂの各相の電圧の基本波成分を相電圧Ｖｕ０ｂ，Ｖｖ０ｂ，Ｖｗ０ｂとする。
　図３に示すように、独立巻線型電動機２のｕ相巻線にはインバータ部３ａによる相電圧Ｖｕ０ａとインバータ部３ｂによる相電圧Ｖｕ０ｂとの差の電圧（Ｖｕ０ａ－Ｖｕ０ｂ）が印加される。同様に、独立巻線型電動機２のｖ相巻線にはインバータ部３ａによる相電圧Ｖｖ０ａとインバータ部３ｂによる相電圧Ｖｖ０ｂとの差の電圧（Ｖｖ０ａ－Ｖｖ０ｂ）が印加され、独立巻線型電動機２のｗ相巻線にはインバータ部３ａによる相電圧Ｖｗ０ａとインバータ部３ｂによる相電圧Ｖｗ０ｂとの差の電圧（Ｖｗ０ａ－Ｖｗ０ｂ）が印加される。
　ここで、インバータ部を用いて三相電動機を駆動する際の周知の技術として、電圧利用率改善目的で、相電圧の瞬時ピークを下げるように、相電圧の基本波成分に対して三次成分の高調波成分を重畳する方式がある。これは、各相１２０°の電圧位相差を有する三相電圧の三次成分の高調波は各相同一となり、一般的な三相電動機の巻線に印加される線間電圧レベルではキャンセルされ、基本波成分に対しては、高調波の影響があらわれないことを利用したものである。また、インバータ部のＰＷＭ方式の制御において、周知の空間ベクトル変調方式すなわち瞬時電圧ベクトル選択方式を適用した場合も、等価的に前述の高調波成分を重畳する方式と同様に作用する。
　ただし、電動機駆動装置１００がインバータ部３ａ，３ｂを用いて独立巻線型電動機２を駆動する場合、独立巻線型電動機２の各相の巻線に印加される電圧は、インバータ部３ａによる相電圧とインバータ部３ｂによる相電圧との差の電圧となる。この場合、電動機駆動装置１００が前述のように出力電圧に三次成分の高調波成分を重畳すると、高調波成分は残留して独立巻線型電動機２の巻線に高調波電流が流れる。また、三次成分の高調波成分に限らず、インバータ部３の出力電圧が大きくなることによるいわゆる過変調状態のような、予め定められたキャリア周波数の周期内に各インバータ部３のスイッチング素子７１～７６のオンおよびオフの動作が間引かれる相が生じる場合も、出力電圧に含まれる高調波成分が増加する要因となる。この増加した高調波成分も、独立巻線型電動機２の巻線に流れる高調波電流に大きく影響する。特に、１台のインバータ部で三相電動機を駆動する構成と比較して、２台のインバータ部３すなわちインバータ部３ａ，３ｂで独立巻線型電動機２を駆動する構成では、電圧歪みによる高調波電流が大きくなる傾向がある。
　高調波電流は、独立巻線型電動機２で発生するトルクリップル、電磁音などの増大、また、巻線に流れる電流に高調波成分が重畳して通電することによる損失の増大、さらに、電流の瞬時ピーク値が大きくなってインバータ部３のスイッチング素子７１～７６の許容電流に対する超過を引き起こすおそれがある。通電による損失とは、独立巻線型電動機２の巻線で発生する銅損、インバータ部３のスイッチング素子７１～７６の導通損などである。従って、独立巻線型電動機２に流れる高調波電流は、できる限り低減する方が望ましい。
　特に、インバータ部３ａ，３ｂの入力側に接続される直流電力源１をインバータ部３ａ，３ｂで共通にする場合、インバータ部３ａ，３ｂの入力側の母線を経由してインバータ部３ａ，３ｂが接続される。電動機駆動装置１００では、母線、インバータ部３ａ、独立巻線型電動機２、インバータ部３ｂ、母線といった高調波電流が流れる循環路が構成される。そのため、電動機駆動装置１００では、インバータ部３ａ，３ｂで個別に直流電力源を有して前述の循環路が構築されない場合と比較して、高調波電流が及ぼす影響が大きくなる。
　図４は、実施の形態１に係る電動機駆動装置１００において出力電圧の高調波成分を等価高調波成分電圧源３４で表した電動機駆動装置１００の等価回路図である。図４は、図３で示した等価基本波成分電圧源３３に加えて、重畳される高調波成分を等価高調波成分電圧源３４で表している。実際のインバータ部３ａの等価回路３１およびインバータ部３ｂの等価回路３２は、等価基本波成分電圧源３３および等価高調波成分電圧源３４を各相に備え、２台のインバータ部３が互いに独立な三相電圧源とみなせる。ここで、インバータ部３ａの各相の電圧の高調波成分を高調波成分Ｖｕｈａ，Ｖｖｈａ，Ｖｗｈａとし、インバータ部３ｂの各相の電圧の高調波成分を高調波成分Ｖｕｈｂ，Ｖｖｈｂ，Ｖｗｈｂとする。
　図４に示すように、独立巻線型電動機２のｕ相巻線にはインバータ部３ａによる相電圧Ｖｕａ（＝Ｖｕ０ａ＋Ｖｕｈａ）とインバータ部３ｂによる相電圧Ｖｕｂ（＝Ｖｕ０ｂ＋Ｖｕｈｂ）との差の電圧（Ｖｕａ－Ｖｕｂ）が印加される。同様に、独立巻線型電動機２のｖ相巻線にはインバータ部３ａによる相電圧Ｖｖａ（＝Ｖｖ０ａ＋Ｖｖｈａ）とインバータ部３ｂによる相電圧Ｖｖｂ（＝Ｖｖ０ｂ＋Ｖｖｈｂ）との差の電圧（Ｖｖａ－Ｖｖｂ）が印加される。また、独立巻線型電動機２のｗ相巻線にはインバータ部３ａによる相電圧Ｖｗａ（＝Ｖｗ０ａ＋Ｖｗｈａ）とインバータ部３ｂによる相電圧Ｖｗｂ（＝Ｖｗ０ｂ＋Ｖｗｈｂ）との差の電圧（Ｖｗａ－Ｖｗｂ）が印加される。独立巻線型電動機２において、ｕ相巻線に印加される電圧をＶｕ、ｖ相巻線に印加される電圧をＶｖ、ｗ相巻線に印加される電圧をＶｗとすると、Ｖｕ＝Ｖｕａ－Ｖｕｂとなり、Ｖｖ＝Ｖｖａ－Ｖｖｂとなり、Ｖｗ＝Ｖｗａ－Ｖｗｂとなる。
　このことから、独立巻線型電動機２の各相の巻線に流れる高調波成分を抑制するには、各相の巻線に印加される電圧において相毎に高調波成分を小さくする、すなわち、ｕ相巻線の例ではＶｕ＝（Ｖｕａ－Ｖｕｂ）の高調波成分（Ｖｕｈａ－Ｖｕｈｂ）を出来る限り小さくする必要がある。同様に、ｖ相巻線に流れるＶｖ＝（Ｖｖａ－Ｖｖｂ）の高調波成分（Ｖｖｈａ－Ｖｖｈｂ）を出来る限り小さくする必要があり、ｗ相巻線に流れるＶｗ＝（Ｖｗａ－Ｖｗｂ）の高調波成分（Ｖｗｈａ－Ｖｗｈｂ）を出来る限り小さくする必要がある。
　高調波成分を小さくするためには、インバータ部３ａ，３ｂの各相で発生する高調波電圧そのものを零に近づける、または各相の巻線に印加される電圧において相毎に高調波成分をキャンセルするように制御部４がインバータ部３ａ，３ｂを制御すればよい。インバータ部３ａ，３ｂの各相で発生する高調波電圧そのものを零に近づけるとは、ｕ相の例では、Ｖｕｈａ≒０、Ｖｕｈｂ≒０にすることである。また、各相の巻線に印加される電圧において相毎に高調波成分をキャンセルするとは、ｕ相の例では、Ｖｕ＝（Ｖｕａ－Ｖｕｂ）の高調波成分（Ｖｕｈａ－Ｖｕｈｂ）が零、すなわちＶｕｈａ≒Ｖｕｈｂにすることである。
　ただし、前述のように相電圧の基本波成分に対して高調波成分を重畳すると、電圧利用率は改善するものの、高調波電流が流れるため、電圧利用率の向上と高調波電流の発生とは相反する関係となる。よって、電圧の基本波成分に高調波成分を重畳した状態で高調波電流を抑制できることが望ましい。
　そこで、独立巻線型電動機２の各相の巻線に印加される電圧において、相毎に高調波成分をキャンセルする方法について説明する。各相の巻線に印加される電圧において相毎に高調波成分をキャンセルするためには、制御部４が、前述の通りインバータ部３ａ，３ｂの高調波電圧を同一、例えば、ｕ相の例ではＶｕｈａ≒Ｖｕｈｂとなるように、インバータ部３ａ，３ｂを制御すればよい。
　ここでは、相電圧の基本波成分に対して三次の高調波成分を重畳することを考えると、三次の高調波成分は基本波成分の電気角１２０°毎の周期関数となり、基本波が電気角１２０°または２４０°ずれた場合も、三次の高調波成分は、ずれる前の基本波成分の三次の高調波成分と同じとなる。すなわち、インバータ部３ａから出力される各相の電圧の位相とインバータ部３ｂから出力される各相の電圧の位相との電圧位相差が電気角１２０°または２４０°の場合、相電圧の基本波成分の三次の高調波成分はインバータ部３ａとインバータ部３ｂとで同位相となり、インバータ部３ａから出力される三次の高調波電圧とインバータ部３ｂから出力される三次の高調波電圧は相毎に打ち消すように作用する。特に、高調波成分の振幅がインバータ部３ａ，３ｂで同一の場合、高調波成分が完全に打ち消される。
　ここで、インバータ部３ａから出力される各相の電圧の位相とインバータ部３ｂから出力される各相の電圧の位相との位相差が電気角１２０°または２４０°であることは、１２０°＋３６０°×ｎまたは２４０°＋３６０°×ｎであることと等価である。なお、ｎは整数とする。
　したがって、インバータ部３ａから出力される各相の電圧の位相とインバータ部３ｂから出力される各相の電圧の位相との電圧位相差が電気角１２０°または２４０°の場合、制御部４は、インバータ部３ａおよびインバータ部３ｂから出力される電圧に各々の出力電圧、すなわち出力周波数の基本波成分の三次の高調波成分を重畳すれば、電圧利用率の向上および高調波電流の抑制を両立することができる。
　インバータ部３ａから出力される各相の電圧の位相とインバータ部３ｂから出力される各相の電圧の位相との電圧位相差が電気角１２０°または２４０°の場合、前述の通り、インバータ部３ａから出力される三次の高調波電圧とインバータ部３ｂから出力される三次の高調波電圧は相毎に打ち消すように作用する。そのため、制御部４は、インバータ部３ａから出力される三相交流電圧である出力電圧の位相と、インバータ部３ｂから出力される三相交流電圧である出力電圧の位相との電圧位相差を電気角１２０°または２４０°になるように、インバータ部３ａ，３ｂの各々の出力電圧の振幅および位相を調整する。
　図５は、実施の形態１に係る電動機駆動装置１００の各インバータ部３から出力される相電圧の電圧位相差が電気角１２０°の場合の各々の三次の高調波成分および独立巻線型電動機２の巻線に印加される電圧の波形の例を示す図である。また、図６は、実施の形態１に係る電動機駆動装置１００の各インバータ部３から出力される相電圧の電圧位相差が電気角６０°の場合の各々の三次の高調波成分および独立巻線型電動機２の巻線に印加される電圧の波形の例を示す図である。図５および図６において、横軸は時刻を示し、縦軸は電圧を示す。図５および図６は、いずれも独立巻線型電動機２のｕ相巻線を例にして、ｕ相巻線に印加される電圧Ｖｕ、インバータ部３ａから出力される相電圧Ｖｕａ（＝Ｖｕ０ａ＋Ｖｕｈａ）、およびインバータ部３ｂから出力される相電圧Ｖｕｂ（＝Ｖｕ０ｂ＋Ｖｕｈｂ）の各波形を示すものである。実際の相電圧およびｕ相巻線に印加される電圧Ｖｕは、各インバータ部３のスイッチング素子７１～７６のスイッチング動作により生成される電圧であるため、キャリア周波数に起因するスイッチング動作に係る高調波成分が重畳されるが、ここではスイッチング動作に係る周波数成分は無視することとする。図５および図６において、インバータ部３ａから出力される相電圧Ｖｕａの振幅およびインバータ部３ｂから出力される相電圧Ｖｕｂの振幅が同じであるが、一例であり、必ずしも同じである必要は無い。
　図５に示す電圧位相差が電気角１２０°の場合、ｕ相巻線に印加される電圧Ｖｕは、スイッチング動作に係る周波数成分を無視すると、各々の三次の高調波成分Ｖｕｈａ，Ｖｕｈｂがキャンセルされ基本波成分のみとなる。一方、図６に示す電圧位相差が電気角６０°の場合すなわち電圧位相差が電気角１２０°ではない場合、ｕ相巻線に印加される電圧Ｖｕは、各々の三次の高調波成分Ｖｕｈａ，Ｖｕｈｂの成分が重畳され、高調波成分が含まれる。このように、電圧位相差が電気角６０°の場合、独立巻線型電動機２のｕ相巻線に高調波電流が流れることになる。
　また、高調波電流は、インバータ部３ａ，３ｂの各々のスイッチング素子７１～７６のスイッチング動作とも関係し、当該相のスイッチング素子のスイッチング動作が行われない条件で流れる。例えば、相電圧が直流電力源１によって定まる出力電圧範囲に制限される過変調状態が該当する。
　図７は、実施の形態１に係る電動機駆動装置１００のインバータ部３においてスイッチング動作が行われない期間を有する場合における各インバータ部３から出力される相電圧Ｖｕａ，Ｖｕｂおよびｕ相巻線に印加される電圧Ｖｕの波形を示す図である。図７において、横軸は時刻を示し、縦軸は電圧を示す。図７に示す電圧方向のＡの範囲は、キャリア周波数の振幅を示す。図７に示す矢印の領域は、両方のインバータ部３のｕ相に係るスイッチング素子７１，７２の動作領域を示す。
　各インバータ部３には、直流電力源１によって定まるスイッチング素子７１～７６の動作条件が存在する。図７に示す矢印の領域のようにインバータ部３ａ，３ｂともにｕ相に係るスイッチング素子７１，７２のスイッチング動作が行われる条件下では、ｕ相巻線に印加される電圧Ｖｕの波形は正弦波状となる。これに対して、少なくともいずれか一方のインバータ部３でスイッチング素子７１，７２のスイッチング動作が行われない過変調状態をはじめとする条件下では、スイッチング動作が間引かれることによってｕ相巻線に印加される電圧Ｖｕの波形に歪みが生じる。この結果、独立巻線型電動機２のｕ相巻線に高調波電流が流れる。
　そのため、本実施の形態では、制御部４は、スイッチング動作の間引きに起因する各相の巻線に印加される電圧を抑制することを目的として、キャリア周波数から定められる周期内に、各インバータ部３が備えるスイッチング素子７１～７６のオンおよびオフの動作を規定の回数以上行われるように制御する。例えば、制御部４は、周期内にインバータ部３ａ，３ｂのスイッチング素子７１～７６のオンおよびオフの動作が規定の回数以上行われるように、インバータ部３ａ，３ｂの出力電圧の振幅を制御する。キャリア周波数から定められる周期は、例えば、キャリア周波数の１周期である。また、規定の回数は、例えば、１回である。
　望ましくは、インバータ部３ａ，３ｂの各々において、キャリア周波数の１周期内に各インバータ部３のスイッチング素子７１～７６のオンとオフの動作を１度は行うようにすると、スイッチング動作が間引かれることによる高調波成分の発生が抑制される。例えば、スイッチング動作のタイミングを決めるＰＷＭ方式において周知の三角波比較方式を用いる場合、制御部４は、搬送波の三角波と比較する電圧指令信号に相当する信号波が、搬送波の振幅より小さく、かつ、高調波を含まない正弦波となるように、元の電圧指令信号を予め定められた振幅以下となるように制御する。これにより、制御部４は、キャリア周波数の１周期内に各インバータ部３のスイッチング素子７１～７６のオンおよびオフの動作を必ず行うようにすることができる。
　ただし、電圧利用率を優先して過変調領域を用いる場合、スイッチング動作の間引きの影響を抑制するため、制御部４は、キャリア周波数のＸ周期に対して各インバータ部３のスイッチング素子７１～７６のオンおよびオフの動作をＹ回以上行うように制御してもよい。なお、Ｘ，Ｙは自然数であり、Ｙ≦Ｘとする。制御部４は、インバータ部３のスイッチング素子７１～７６のオンおよびオフの動作の回数に下限を持たせるようにすることで、過変調領域におけるスイッチング動作の間引きの影響を最低限に抑制できる。
　また、独立巻線型電動機２の相巻線にインバータ部３ａによる相電圧とインバータ部３ｂによる相電圧との差の電圧が印加されることから、相巻線に同じ電圧を印加できるインバータ部３ａによる相電圧とインバータ部３ｂによる相電圧との組み合せは１通りではない。そのため、制御部４は、高調波電流を抑制するように相電圧の組み合せを適切に選択する。
　例えば、インバータ部３ａのみ電圧を出力し、インバータ部３ｂをゼロ電圧出力にする状態から、インバータ部３ａの出力電圧が大きくなり、キャリア周波数から定められる周期内に、各インバータ部３のスイッチング素子７１～７６のオンおよびオフの動作を規定の回数以上行われないレベルの過変調状態になる場合を想定する。この場合、制御部４は、インバータ部３ａによる相電圧とインバータ部３ｂによる相電圧との差の電圧の大きさを維持した状態で、インバータ部３ａによる相電圧の振幅を小さくしながら、インバータ部３ｂによる相電圧の振幅を大きくするように制御する。すなわち、制御部４は、インバータ部３ａ，３ｂの両方において、キャリア周波数から定められる周期内における各インバータ部３のスイッチング素子７１～７６のオンおよびオフの動作を規定の回数以上行うようにする。
　このように制御部４が制御することで、独立巻線型電動機２の巻線に流れる高調波電流が低減され、特に、同一直流電力源からインバータ部３ａ，３ｂの両方に電源供給を行う場合、高調波電流の低減が顕著となる。この結果、電動機駆動装置１００は、過電流の抑制、高調波電流による損失の抑制が可能となる。
　制御部４がインバータ部３ａ，３ｂを制御する動作を、フローチャートを用いて説明する。図８は、実施の形態１に係る電動機駆動装置１００の制御部４がインバータ部３ａ，３ｂを制御する動作を示すフローチャートである。制御部４は、２台のインバータ部３の各々の出力電圧の振幅および位相を調整する（ステップＳ１）。具体的には、制御部４は、インバータ部３ａから出力される各相の電圧の位相とインバータ部３ｂから出力される各相の電圧の位相との電圧位相差が電気角１２０°または２４０°になるように調整する。制御部４は、インバータ部３ａから出力される各相の電圧の位相とインバータ部３ｂから出力される各相の電圧の位相との電圧位相差が電気角１２０°または２４０°ではない場合（ステップＳ２：Ｎｏ）、ステップＳ１の調整を繰り返し実施する。制御部４は、インバータ部３ａから出力される各相の電圧の位相とインバータ部３ｂから出力される各相の電圧の位相との電圧位相差が電気角１２０°または２４０°になった場合（ステップＳ２：Ｙｅｓ）、インバータ部３の各々から出力される電圧に各々の出力電圧、すなわち出力周波数の基本波成分の三次の高調波成分を重畳して出力する（ステップＳ３）。これにより、制御部４は、高速回転域の電圧利用率の向上を図ることで、弱め磁束電流低減による高効率化も図ることができる。
　つづいて、電動機駆動装置１００が備える制御部４のハードウェア構成について説明する。図９は、実施の形態１に係る電動機駆動装置１００が備える制御部４を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部４は、プロセッサ９１およびメモリ９２により実現される。
　プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Large　Scale　Integration）である。メモリ９２は、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　Erasable　Programmable　Read-Only　Memory）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ９２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）でもよい。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電動機駆動装置１００は、２台のインバータ部３によって独立巻線型電動機２を駆動する場合、１台のインバータ部３で駆動する場合と比較して高い出力電圧を実現でき、この出力電圧の増加分により、独立巻線型電動機２における高速回転高出力化、また、高速回転時の弱め磁束電流低減による高効率化を図るとともに、独立巻線型電動機２の巻線に流れる高調波電流を低減することができる。具体的には、制御部４は、インバータ部３ａ，３ｂにおいて、キャリア周波数から定められる周期内に、各インバータ部３のスイッチング素子７１～７６のオンおよびオフの動作を規定の回数以上行う。制御部４は、インバータ部３ａから出力される各相の電圧の位相とインバータ部３ｂから出力される各相の電圧の位相との差である電圧位相差を電気角１２０°または２４０°として、出力周波数の三次高調波を、インバータ部３ａ，３ｂから出力される電圧の各々に重畳して出力するように制御する。これにより、高調波電流を抑制しながら電圧利用率の向上も図ることができる。
　特に、同一の直流電力源１から２台のインバータ部３に電源供給を行う場合、高調波電流の低減が顕著となる。その結果、過電流の抑制、高調波電流による損失を抑制できる。このことは、直流電力源１ａを、交流電源１１から供給される交流電力を直流電力に変換する交直電力変換器によって得る場合、独立巻線型電動機２の巻線に流れる高調波電流の抑制を実現しながら、同一の直流電力源１ａからインバータ部３ａ，３ｂの両方に電源供給可能となるため、直流電力源１ａのコストおよびサイズが低減できる。さらに、インバータ部３ａ，３ｂにおいて、出力電圧に適切に三次高調波電圧を重畳することで、高調波電流を抑制しながら電圧利用率の向上も図ることができる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、２台のインバータ部３を用いて独立巻線型電動機２を駆動する方法について示した。実施の形態２では、２台のインバータ部３を用いて独立巻線型電動機２を駆動する際の、起動から高速回転域での運転状態になるまでの一連の動作について説明する。
　実施の形態２において、電動機駆動装置１００の構成は、図１に示す実施の形態１のときの構成と同様である。図１０は、実施の形態２に係る電動機駆動装置１００において制御部４が独立巻線型電動機２を起動してから高速回転域駆動まで動作させるときの動作の例を示すフローチャートである。図１１は、実施の形態２に係る電動機駆動装置１００においてインバータ部３ａ，３ｂの出力電圧の差電圧すなわち合成電圧に基づいて得られる変調率Ｋとインバータ部３の駆動状態との関係の一例を示す図である。
　制御部４は、独立巻線型電動機２を起動してから変調率Ｋが予め定められた変調率Ｋ１に達するまでの主に低速回転域においては、インバータ部３ａを変調率Ｋで駆動し、インバータ部３ｂをゼロ電圧出力の状態にする（ステップＳ１１）。ここで、変調率Ｋは、インバータ部３ａ，３ｂの出力電圧の差電圧すなわち合成電圧に基づいて得られる変調率に相当する。制御部４は、変調率Ｋに基づいて、インバータ部３ａ，３ｂの各々の変調率を個別に設定し、個別に設定された変調率に基づいて各々のインバータ部３を動作させて、電圧を出力させる。
　予め定められた変調率Ｋ１について、望ましくは、予め定められるキャリア周波数の周期内に各インバータ部３のスイッチング素子７１～７６のオンおよびオフの動作が１度は行われるような変調率の範囲内に設ける。なお、インバータ部３ａとインバータ部３ｂとを入れ替えてもよい。制御部４は、独立巻線型電動機２を駆動するのに必要な電圧を１台のインバータ部３ａで得られれば、もう１台のインバータ部３ｂについてはゼロ電圧出力の状態に制御してもよい。また、変調率Ｋが予め定められた変調率Ｋ１より低い状態では高い応答性は必要無いため、制御部４は、ゼロ電圧出力の状態のインバータ部３ｂのキャリア周波数を損失が少なくなるようにインバータ部３ａのキャリア周波数と異なる、具体的にはインバータ部３ｂのキャリア周波数をインバータ部３ａのキャリア周波数よりも低くするように設定し制御する。すなわち、制御部４は、インバータ部３ａの出力電圧またはインバータ部３ｂの出力電圧のいずれかをゼロ電圧に制御する際、インバータ部３ａとインバータ部３ｂとでキャリア周波数を異なる周波数とする。制御部４は、各インバータ部３ａのキャリア周波数をこのように制御することで、インバータ部３ａとインバータ部３ｂとの損失和を低減することができ、より高効率に独立巻線型電動機２を駆動できる。
　制御部４は、変調率Ｋが予め定められた変調率Ｋ１未満の場合（ステップＳ１２：Ｎｏ）、ステップＳ１１の制御状態を継続する。
　制御部４は、独立巻線型電動機２の回転速度上昇、また、負荷増大などに伴って、変調率Ｋが予め定められた変調率Ｋ１に達した場合（ステップＳ１２：Ｙｅｓ）、インバータ部３ｂのゼロ電圧出力の状態を停止し、独立巻線型電動機２に印加できる電圧を拡大するため、インバータ部３ａ，３ｂを用いて独立巻線型電動機２を駆動し始める。すなわち、制御部４は、インバータ部３ａ，３ｂで駆動するために、２台のインバータ部３の各々の出力電圧の振幅および位相を調整する（ステップＳ１３）。
　インバータ部３ｂのキャリア周波数の周期は、インバータ部３ａと同じ制御性能を確保する目的で同じキャリア周波数の周期の設定にしてもよい。なお、制御部４は、各インバータ部３の動作の切り替えについて、変調率Ｋに基づいて実施しているが、変調率Ｋと相関のある独立巻線型電動機２の回転速度ω、または負荷の大きさなど、電流検出部５によって得られる巻線電流の大きさに基づいて実施してもよい。なお、電動機駆動装置１００では、回転速度ωを直に検出していない場合、制御部４が、電流検出部５によって得られる巻線電流の情報などを用いて演算により回転速度ωを推定してもよい。すなわち、図１１では、横軸を変調率Ｋとしているが、変調率Ｋの代わりに独立巻線型電動機２の回転速度ω、巻線電流の大きさなどを横軸にしてもよい。図１１では、予め定められた変調率Ｋ１に相当する回転速度として、回転速度ω１を記載している。このように、制御部４は、独立巻線型電動機２の回転速度、または、インバータ部３ａ，３ｂの出力電圧の合成電圧の大きさのいずれかが予め定められた値以下の場合、インバータ部３ａの出力電圧またはインバータ部３ｂの出力電圧のいずれかをゼロ電圧に制御する。
　制御部４は、インバータ部３ａから出力される各相の電圧とインバータ部３ｂから出力される各相の電圧との電圧位相差が電気角１２０°または２４０°ではない場合（ステップＳ１４：Ｎｏ）、ステップＳ１３の調整を繰り返し実施する。制御部４は、インバータ部３ａから出力される各相の電圧とインバータ部３ｂから出力される各相の電圧との電圧位相差が電気角１２０°または２４０°になった場合（ステップＳ１４：Ｙｅｓ）、インバータ部３の各々から出力される電圧に各々の出力電圧、すなわち出力周波数の基本波成分の三次の高調波成分を重畳して出力する（ステップＳ１５）。これにより、制御部４は、高速回転域の電圧利用率の向上を図ることで、弱め磁束電流低減による高効率化も図ることができる。
　制御部４は、高速回転域から独立巻線型電動機２を停止させるまでの動作については、図１０に示すフローチャートの手順と逆の手順を実施すればよい。
　図１２は、実施の形態２に係る電動機駆動装置１００において制御部４が独立巻線型電動機２を起動してから高速回転域駆動まで動作させるときの動作の他の例を示すフローチャートである。図１０のフローチャートと異なる点は、制御部４は、インバータ部３ａを変調率Ｋで駆動し、インバータ部３ｂをゼロ電圧出力の状態で制御中において（ステップＳ２１）、インバータ部３ａの出力電圧が大きくなり、キャリア周波数から定められる周期内に、各インバータ部３のスイッチング素子７１～７６のオンおよびオフの動作を規定の回数以上行われないレベルの過変調状態近傍になった場合、すなわち変調率Ｋが過変調状態を示す変調率Ｋ０以上になった場合（ステップＳ２２：Ｙｅｓ）、ステップＳ２３の制御を行う。具体的には、制御部４は、インバータ部３ａの出力電圧の振幅を小さくし、インバータ部３ｂの出力電圧の振幅を大きくするように制御する（ステップＳ２３）。図１２のフローチャートでは、インバータ部３ａ，３ｂの両方において、キャリア周波数から定められる周期内における各インバータ部３のスイッチング素子７１～７６のオンおよびオフの動作を規定の回数以上行われるようにするステップＳ２３の工程が追加されている。
　制御部４は、ステップＳ２３によって、キャリア周波数から定められる周期内における各インバータ部３のスイッチング素子７１～７６のオンおよびオフの動作を規定の回数以上行うことが担保されると、ステップＳ２４からステップＳ２６の動作を行う。ステップＳ２４からステップＳ２６の動作は、図１０のフローチャートに示すステップＳ１３からステップＳ１５の動作と同様である。なお、制御部４は、変調率Ｋが変調率Ｋ０未満の場合（ステップＳ２２：Ｎｏ）、ステップＳ２１の制御状態を継続する。
　これにより、電動機駆動装置１００では、キャリア周波数から定められる周期内における各インバータ部３のスイッチング素子７１～７６のオンおよびオフの動作を規定の回数以上行うことが担保され、高調波電流抑制がより確実に行われるようになる。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電動機駆動装置１００は、低速回転域から高速回転域までの広い回転速度範囲における高効率化を図るとともに、高速回転域の電圧利用率の向上を実現しながら電動機の巻線に流れる高調波電流を低減できる。
実施の形態３．
　実施の形態３では、実施の形態１，２で説明した電動機駆動装置１００を、空気調和装置に適用した例について説明する。実施の形態１，２に係る電動機駆動装置１００を空気調和装置に適用することで、高出力、かつ、高効率な独立巻線型電動機２の回転力を駆動源とする圧縮機を用いた空気調和装置を構成でき、空気調和装置の高効率、大容量化すなわち大馬力化が可能となる。
　図１３は、実施の形態３に係る空気調和装置２００の構成例を示す図である。空気調和装置２００は、室外機６７と、室内機６８と、空調制御部６９と、を備える。室外機６７は、直流電力源１に接続されている。室外機６７は、電動機駆動装置１００と、独立巻線型電動機２（図１３中では電動機と表記）を駆動源とする圧縮機６０と、四方弁６２と、熱源側熱交換器６３と、熱源側膨張弁６４と、を備える。室内機６８は、負荷側膨張弁６５と、負荷側熱交換器６６と、を備える。
　空気調和装置２００では、圧縮機６０、四方弁６２、熱源側熱交換器６３、熱源側膨張弁６４、負荷側膨張弁６５、負荷側熱交換器６６、四方弁６２、そして、圧縮機６０の順に冷媒配管７０によって接続された冷媒回路が構成されている。空気調和装置２００では、冷媒回路に冷媒が流れることによって冷凍サイクルが成立する。空気調和装置２００は、圧縮機６０によって冷凍サイクルの冷媒を圧縮する。図１３では図示していないが、圧縮機６０の吸入側に過剰な冷媒を貯留するアキュームレータを設けてもよい。冷媒回路を制御するにあたり、空調制御部６９は、四方弁６２、熱源側膨張弁６４、および負荷側膨張弁６５を制御する。なお、図１３に示す冷凍サイクルの構成は一例であり、必ずしも同じ冷凍サイクルの構成でなくてもよい。
　つぎに、図１３で示される空気調和装置２００の動作について、冷房運転を例にして説明する。暖房運転については詳細を省略するが、四方弁６２における流路の切り替えによって暖房運転も実現できる。冷房運転に際し、四方弁６２は予め圧縮機６０から吐出された冷媒が熱源側熱交換器６３へ向かうように、かつ、負荷側熱交換器６６から流出した冷媒が圧縮機６０へ向かうように流路を切り替えているものとする。　
　電動機駆動装置１００が独立巻線型電動機２（図１３中では電動機と表記）を駆動することで、独立巻線型電動機２に連結された圧縮要素６１が冷媒を高温高圧の冷媒に圧縮する。圧縮機６０は、高温高圧の冷媒を吐出する。圧縮機６０から吐出された高温高圧の冷媒は、四方弁６２を経由して、熱源側熱交換器６３へ流入し、熱源側熱交換器６３において外部の空気と熱交換して放熱される。熱源側熱交換器６３から流出した冷媒は、熱源側膨張弁６４において膨張および減圧され、低温低圧の気液二相冷媒となる。低温低圧の気液二相冷媒となった冷媒は、負荷側膨張弁６５において膨張および減圧されて、負荷側熱交換器６６へ流入し、空調対象空間の空気と熱交換して蒸発し、低温低圧の冷媒となって、負荷側熱交換器６６から流出する。負荷側熱交換器６６から流出した冷媒は、四方弁６２を経由して、圧縮機６０に吸入され、再び圧縮される。空気調和装置２００では、以上の動作が繰り返される。　
　なお、空気調和装置２００では、電動機駆動装置１００の主にインバータ部３ａ，３ｂを冷却する目的で、インバータ部３ａ，３ｂの構成要素であるパワーモジュールに冷却プレートを接触させ、さらに冷却プレートに冷媒配管７０を接触させて、冷媒配管７０に流れる冷媒によってインバータ部３ａ，３ｂでの発熱を吸熱させるようにしてもよい。これにより、インバータ部３ａ，３ｂの温度上昇を効率的に抑制できる。
　なお、図１３に示す空気調和装置２００では、熱源側膨張弁６４を室外機６７に備え、負荷側膨張弁６５を室内機６８に備える構成としているが、これは、電動機駆動装置１００の冷却能力を２つの膨張弁でそれぞれ独立に制御可能なようにするためである。このような構成は、インバータ部３ａ，３ｂの温度を検出しながら、所望の温度に調整するように細やかに冷媒を制御するのに適している。また、このような構成は、電動機駆動装置１００の特にインバータ部３ａ，３ｂの構成要素であるパワーモジュールの温度を必要以上に低くすることなく、結露の発生を抑制できるとともに、温度が上昇しないように制御できる。なお、図１３の構成は、電動機駆動装置１００の温度を細やかに制御する一例であり、必ずしも膨張弁を２つ備える構成にしなくてもよく、膨張弁を室内機６８、または室外機６７のいずれか一方に備える構成としてもよい。
　実施の形態３では、実施の形態１，２に係る電動機駆動装置１００を空気調和装置２００へ適用した例を示したが、これに限定されるものではない。実施の形態１，２に係る電動機駆動装置１００を、空気調和装置２００の他、ヒートポンプ装置、冷凍装置など冷凍サイクルを有する機器に適用することができる。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、実施の形態１，２に係る電動機駆動装置１００を空気調和装置２００へ適用することで、高出力、かつ、高効率な独立巻線型電動機２の回転力を駆動源とする圧縮機６０を用いた空気調和装置２００を構成でき、空気調和装置２００の高効率、大容量化すなわち大馬力化が可能となる。また、電動機駆動装置１００がインバータ部３を２台備える構成のため、インバータ部３が１台の時と比較して、単純に２倍のコストになると考えられるが、実際には、独立巻線型電動機２の巻線に流れる電流が電動機に印加可能な電圧の大きさに反比例して小さくなるため、１台当たりのインバータ部３の電流容量が低減できる。したがって、容量および馬力の大きな製品、例えば、業務用空気調和機などは、１台当たりのインバータ部の電流容量が下がることで、安価な民生製品用の部品を用いてインバータ部を構成できることもある。この場合、安価なインバータ部２台と高価なインバータ部１台とのコスト差が本実施の形態のコスト差となり、コストダウンの可能性もある。
　電動機駆動装置１００の活用例として、電動機の回転力を駆動力とする圧縮機を搭載している空気調和機のほか、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ヒートポンプ式乾燥洗濯機、冷凍装置が挙げられる。さらには、電動機駆動装置１００を、電動機の回転力によって駆動力を得る乾燥機、洗濯機、掃除機など圧縮機を搭載していない製品にも適用可能であり、ファンモータなどへの適用も可能である。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１，１ａ　直流電力源、２　独立巻線型電動機、３ａ，３ｂ　インバータ部、４　制御部、５　電流検出部、１１　交流電源、３１，３２　等価回路、３３　等価基本波成分電圧源、３４　等価高調波成分電圧源、６０　圧縮機、６１　圧縮要素、６２　四方弁、６３　熱源側熱交換器、６４　熱源側膨張弁、６５　負荷側膨張弁、６６　負荷側熱交換器、６７　室外機、６８　室内機、６９　空調制御部、７１ａ～７６ａ，７１ｂ～７６ｂ　スイッチング素子、８１ａ～８６ａ，８１ｂ～８６ｂ　ダイオード、１００　電動機駆動装置、２００　空気調和装置。

Claims (8)

  1. 　直流電力源および独立巻線型電動機と接続する電動機駆動装置であって、
    　各々が複数のスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子を用いて前記直流電力源から供給される直流電圧を三相交流電圧に変換し、前記独立巻線型電動機に出力する第１のインバータ部および第２のインバータ部と、
    　前記第１のインバータ部および前記第２のインバータ部が備える前記スイッチング素子のオンおよびオフの動作を制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記制御部は、キャリア周波数から定められる周期内に前記第１のインバータ部および前記第２のインバータ部が備える前記スイッチング素子のオンおよびオフの動作を規定の回数以上行いつつ、前記第１のインバータ部から出力される三相交流電圧である第１の出力電圧の位相と前記第２のインバータ部から出力される三相交流電圧である第２の出力電圧の位相との電圧位相差を電気角１２０°または２４０°とし、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧に基本波成分の三次高調波成分を重畳して出力するように、前記第１のインバータ部および前記第２のインバータ部を制御する電動機駆動装置。
  2. 　前記キャリア周波数から定められる周期はキャリア周波数の１周期であり、前記規定の回数は１回である請求項１に記載の電動機駆動装置。
  3. 　前記直流電力源は、前記第１のインバータ部および前記第２のインバータ部に接続された同一の直流電源である請求項１または２に記載の電動機駆動装置。
  4. 　前記直流電力源は、前記第１のインバータ部および前記第２のインバータ部に接続された、交流電力源から供給される交流電力を直流電力に変換する単一の交直電力変換器である請求項１または２に記載の電動機駆動装置。
  5. 　前記制御部は、前記周期内に前記第１のインバータ部および前記第２のインバータ部のスイッチング素子のオンおよびオフの動作が規定の回数以上行われるように、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧の振幅を制御する請求項１から４のいずれか１つに記載の電動機駆動装置。
  6. 　前記制御部は、前記独立巻線型電動機の回転速度、または、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧の合成電圧の大きさのいずれかが予め定められた値以下の場合、前記第１の出力電圧または前記第２の出力電圧のいずれかをゼロ電圧に制御する請求項１から４のいずれか１つに記載の電動機駆動装置。
  7. 　前記制御部は、前記第１の出力電圧または前記第２の出力電圧のいずれかをゼロ電圧に制御する際、前記第１のインバータ部と前記第２のインバータ部とで前記キャリア周波数を異なる周波数とする請求項６に記載の電動機駆動装置。
  8. 　請求項１から７のいずれか１つに記載の電動機駆動装置と、
    　独立巻線型電動機を駆動源とする圧縮機と、
    　を備え、
    　前記圧縮機によって冷凍サイクルの冷媒を圧縮する空気調和装置。
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