JP4874374B2 - インバータ駆動装置及び冷凍空気調和装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ駆動装置およびインバータ駆動装置を有する冷凍空気調和装置に関するものである。特にスイッチング素子を切り替えるための信号作成に係るものである。

従来から可変電圧・可変周波数インバータが実用化されるに従って、各種の電力変換装置の応用分野が開拓されてきた。

例えば、電動機駆動装置等に用いられる駆動回路には、三相電圧形インバータ駆動装置等が用いられる。三相電圧形インバータ駆動装置は、サイリスタ、トランジスタ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等の電力用半導体スイッチング素子を用いた三相のブリッジ回路等で構成される。本回路において、各相のスイッチング素子は、正極端子および負極端子を直流電圧源の正極端子および負極端子にそれぞれ直接接続することで実現できる。

そして、近年、スイッチング周波数の高速化や、素子の高耐圧化、また装置の高効率化が進むにつれ、上記回路を改良することで、スイッチング損失を低減する手法が提案されてきている。

例えば、パワー・スイッチング素子駆動回路の制御用電源に接続された昇圧コンバータ回路と、昇圧コンバータ回路の出力に接続された電圧比較回路とを有し、電圧比較回路の出力を他の相のインバータ回路のフリーホイール・ダイオードに接続し、パワー・スイッチング素子をオフする時に、昇圧コンバータ回路のスイッチング手段をオフし、スナバ回路のエネルギーにより昇圧コンバータ回路を昇圧動作させ、電圧比較回路の出力をインバータ回路のフリーホイール・ダイオードに印加することを特徴とするモータ駆動用インバータ制御装置を開示している（例えば、特許文献１参照）。

また、パワー・スイッチング素子駆動回路の制御用電源に接続された昇圧コンバータ回路と、昇圧コンバータ回路の出力に接続された電圧比較回路とを有し、電圧比較回路の出力をインバータ回路のフリーホイール・ダイオードに接続し、パワー・スイッチング素子をオフする時に、昇圧コンバータ回路のスイッチング手段をオフし、昇圧コンバータ回路を昇圧動作させ、電圧比較回路の出力をインバータ回路のフリーホイール・ダイオードに印加することを特徴とするモータ駆動用インバータ制御装置を開示している（例えば、特許文献２参照）。これら装置では、フリーホイール・ダイオードが逆阻止能力を回復（以下、逆回復という）するまでの間に発生するスパイク電圧を低減させて損失の低減をはかることで効率の高いモータ駆動用インバータ制御装置を提供している。

そして、スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用い、直流電圧源に直列接続された負荷に電力を供給する一対の主回路スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードと、これら各還流ダイオードが遮断するにあたって前記直流電圧源より小さな逆電圧を各還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路とを備えたインバータ駆動装置を開示している（例えば、特許文献３参照）。本装置では、還流ダイオードが遮断するにあたって逆電圧印加回路から還流ダイオードに直流電圧源より小さな逆電圧を印加する。逆電圧印加回路の低電圧源からの電力供給により逆回復を支援するので、還流ダイオードによって生じる損失が少なくなる。

特開２００８−１０９７９２号公報（要約、図１） 特開２００８−１０４３１４号公報（要約、図１） 特開平１０−３２７５８５号公報（図１）

上記のように、従来のインバータ駆動装置では、効率の改善を図るため、スイッチング素子の選定、逆回復における損失低減をはかるための対策回路の付加等が行われている。しかしながら、高価な素子及び逆回復における損失低減をはかるための対策回路を設けると、システムが高コスト化してしまう。また、対策回路の構成が複雑になってしまうことがあった。このため、安全な駆動ができず、信頼性が低下することとなっていた。

本発明は、上記課題に基づき、逆回復における損失低減をはかりつつ、システムの高効率化に寄与し、コスト低減、信頼向上を図ることができるインバータ駆動装置及びそのインバータ駆動装置を有する冷凍空気調和装置を提供することを目的とする。

この発明に係るインバータ駆動装置は、変換用スイッチング素子と、変換用スイッチング素子に並列接続された還流手段とを備えるアームを一対以上有するインバータ駆動装置であって、変換用スイッチング素子及び還流手段に、二次側巻線を並列接続する変圧器と、変圧器の一次側巻線への電流供給を制御する変圧器駆動回路とを、一対のアームのうちの少なくとも一方のアームに備え、変換用スイッチング素子のスイッチング動作に係る信号に基づいて、変圧器駆動回路の駆動に係る変圧器駆動信号を作成して変圧器駆動回路に出力する変圧器駆動信号作成回路をさらに備えるものである。

本発明によれば、変圧器と変圧器駆動回路とにより、変圧器駆動回路から制御しながら変圧器の一次側巻線に電流供給を行うようにし、二次側巻線から変換用スイッチング素子、還流手段側に電流を流すようにしたので、逆回復の際に発生する電流を抑制することができる。このため、例えば、逆回復に係る時間を短縮することができ、スイッチ切り替えに係る損失を低減し、高効率で、省エネルギーのインバータ駆動装置を得ることができる。また、変圧器の一次側巻線と二次側巻線との間は絶縁されているため、変圧器駆動回路とインバータ主回路とが相互に影響を及ぼすことが少なく、信頼性を高めることができる。そして、変換用スイッチング素子のスイッチング動作に係る信号に基づいて変圧器駆動信号を作成し、変圧器駆動回路を駆動させる変圧器駆動信号作成回路を備えるので、スイッチング動作に合わせて変圧器への電流供給を容易に行うことができる。このとき、スイッチング動作に係る信号を作成する制御手段とはハードウェア的に別の構成で変圧器駆動信号作成回路を備えるようにすれば、ソフトウェアによる制御によらず、自立的に変圧器駆動回路を駆動させて変圧器に電流供給を行うことができる。このため、制御手段の負荷を軽減することができる。

スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴの構成例を示した図である。 リカバリー電流の経路を表す図である。 実施の形態１に係るインバータ駆動装置を中心としたシステムの図である。 実施の形態１に係る変圧器駆動回路１１ａを中心とする図である。 実施の形態１に係るＰＷＭ信号等の波形の一例を示す図である。 実施の形態１に係る変圧器駆動信号作成回路１５の構成を表す図である。 実施の形態１に係る変圧器駆動信号に係る信号の関係を表す図である。 上側張付に係る二相変調方式におけるＰＷＭ信号の波形例を表す図である。 実施の形態２に係るインバータ駆動装置を中心としたシステムの図である。 実施の形態２に係る変圧器駆動回路１１ｇを中心とする図である。 実施の形態２に係るＰＷＭ信号等の波形の一例を示す図である。 実施の形態２に係る変圧器駆動信号作成回路１５Ａの構成を表す図である。 実施の形態２に係る変圧器駆動信号に係る信号の関係を表す図である。 上下側張付に係る二相変調方式のＰＷＭ信号の波形例を表す図である。 実施の形態５に係る冷凍サイクル装置の構成図である。

以下、本発明のインバータ駆動装置等について図面等を参照しながら説明する。

ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor ：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor ）等のパワーデバイスは、民生機器から産業機器まで様々な分野に使用されており、素子の高耐圧化、スイッチングの高速化、高効率化、低ノイズ化といった観点から様々なデバイス改良・開発が行われてきている。ＳｉＣ（炭化ケイ素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、スーパージャンクション（Super Junction）構造のＭＯＳＦＥＴ等はその代表例である。

図１はスーパージャンクション（以下、ＳＪという）構造のＭＯＳＦＥＴの概略を示す図である。例えば、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴは、ｐ層６１とｎ層６２とのチャージをバランスさせることで、オン抵抗を低く抑えつつ、高耐圧化できるといったメリットを有する。

しかしながら、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴをインバータ駆動装置の変換用スイッチング素子として適用する際、素子に内蔵する寄生ダイオードにより、逆回復時間が遅いといった問題が存在する。以下、主回路において交流電圧を直流電圧に変換する変換用スイッチング素子を、単にスイッチング素子という。

図２は短絡電流の経路を表す図である。例えば、一対のアームのうち、任意の一方のアーム（以下、片側アームという）のスイッチング素子がターンオフし、他方のアームのスイッチング素子がターンオンする際、主回路側とのループ経路にて等価的な短絡電流（リカバリー電流）が流れる。このため、寄生ダイオードの電荷が放出し終わるまでの間の分だけ損失悪化を招くといった問題があった（以下、このような逆回復時における損失をリカバリー損失と称する）。

そこで、以下の実施の形態では、デッドタイム区間中、またはその前後をまたぐ所定の区間において、所定のタイミングで変圧器の一次側巻線にパルス電流を注入し、二次側巻線に電力伝達することでアームのスイッチング素子のリカバリー損失を低減するインバータ駆動装置について説明する。特に例えば変圧器にパルス電流を供給する（変圧器を動作させる）ための信号の作成に関する説明を行う。

ここで、以下の実施の形態では、本発明の効果が最も発揮されるＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを一部のスイッチング素子に適用する場合について説明するが、スイッチング素子については特に限定するものではない。例えば、比較的高電圧な領域（約４００Ｖ以上）においては、ＩＧＢＴ等を用いた場合でも、還流ダイオードの特性等により、リカバリー損失増加が顕著になるため、本発明に係るインバータ駆動装置を適用することができる。

実施の形態１．
図３は、本発明の実施の形態１に係るインバータ駆動装置を中心とするシステムの構成を示す図である。

図３に示すように、本実施の形態のシステムは、直流電圧源１３、インバータ装置（回路）２、電動機１、電動機１に流れる電動機巻線電流を検出する電流検出素子８（８ａ〜８ｂ）、増幅器９（９ａ〜９ｂ）、電圧検出手段１０、インバータ制御装置１２及び変圧器駆動信号作成回路１５で構成する。ここで、直流電圧源１３は、本実施の形態では、例えば１００Ｖ〜２００Ｖの範囲における直流電圧を印加するものとする。また、本実施の形態の電動機１は三相交流電動機である。

本実施の形態におけるインバータ装置２は、三対の片側アーム３ａ〜３ｆを有している。本実施の形態では、片側アーム３ａと３ｄ、片側アーム３ｂと３ｅ、片側アーム３ｃと３ｆを対とし、それぞれ電動機１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対して電力供給を行う。また、片側アーム３ａ〜３ｃが直流電圧源１３と正側で接続された上側アーム、片側アーム３ｄ〜３ｆが直流電圧源１３と負（接地）側で接続された下側アームとなる。

上側アームである各相の片側アーム３ａ〜３ｃは、それぞれスイッチング素子４ａ〜４ｃ、還流ダイオード５ａ〜５ｃ、変圧器６ａ〜６ｃ、ダイオード７ａ〜７ｃ及び変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃで構成する。

ここでスイッチング素子４ａ〜４ｃは上述したＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴである。対となるスイッチング素子４ｄ〜４ｆとの間で連携したスイッチング動作を行うことで、電動機１の各相に交流電力を供給する。

還流手段となる還流ダイオード５ａ〜５ｃは、それぞれスイッチング素子４ａ〜４ｃに逆並列接続され、スイッチング素子４ａ〜４ｃのオン、オフの切り替え（スイッチング）により発生する還流電流を流すようにする。ここではダイオードを用いているが、他の同様の機能を有する素子を代用することもできる。

また、変圧器６ａ〜６ｃは、所定のタイミングでスイッチング素子４ａ〜４ｃ、還流ダイオード５ａ〜５ｃ側に電力供給する。これにより、スイッチング素子４ａ〜４ｃの寄生ダイオード、還流ダイオード５ａ〜５ｃによって逆回復時に発生するリカバリー電流を抑制して逆回復を素早く行わせる。そのため、変圧器６ａ〜６ｃの二次側巻線とダイオード７ａ〜７ｃとを、スイッチング素子４ａ〜４ｃ、還流ダイオード５ａ〜５ｃと並列接続する。そして、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃから変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線への電流（電力）供給に基づいて、二次側巻線に起電力による電流を生じさせる。変圧器６ａ〜６ｃを用いることで、リカバリー電流を抑制する制御を行う変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃとスイッチング素子４ａ〜４ｃ、還流ダイオード５ａ〜５ｃ（主回路）とを絶縁することになる。このため、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃの故障等が直接主回路側に影響を与えることがなく、安全性、信頼性を高めることができる。ここで、本実施の形態では、変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線と二次側巻線との極性を同じにする。そして、一次側巻線に蓄積されるエネルギーを回生させる（電力回収する）ため、一次側巻線を２つの巻線で構成する。

ダイオード７ａ〜７ｃは、それぞれ変圧器６ａ〜６ｃの二次側巻線と直列接続しており、例えば逆回復をすばやく行えるようにするため回復時間がはやい高速ダイオードで構成する。スイッチング素子４ａ〜４ｃとの関係においては、ドレイン側、ソース側のどちら側と接続されるようにしてもよい。ここで、ダイオード７ａ〜７ｃに、炭化けい素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）等を材料とするダイオード、高耐圧のショットキーバリアダイオード等を用いることで、さらに低損失化することができる。ここで、変圧器６ａ〜６ｃの二次側巻線と並列接続するようにしてもよい。また、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃについては後述する。ここで、以下、特に区別したり、特定したりする必要がない場合には、添字を省略して記載する場合もある。

一方、下側アームとなる各相の片側アーム３ｄ〜３ｆは、スイッチング素子４ｄ〜４ｆ、スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオード５ｄ〜５ｆで構成する。ここで、本実施の形態では、スイッチング素子４ｄ〜４ｆはＩＧＢＴであるものとする。インバータ駆動装置を高電圧の領域で適用しないため、ＩＧＢＴにおけるリカバリー損失を無視できるものとし、片側アーム３ｄ〜３ｆでは変圧器６、ダイオード７及び変圧器駆動回路１１を有していない。このため、これらの素子等に係るコストを削減することができる。

また、電流検出素子８ａ、８ｂは、それぞれ電動機１のＵ相、Ｗ相に供給される電流を検出するための素子である。電流検出素子８ａ、８ｂの検出に係る信号（Ｉｕ、Ｉｗ）が、増幅器９（９ａ〜９ｂ）を介してインバータ制御装置１２に入力される。インバータ制御装置１２は信号に基づいて電流値に換算し、データとして用いる。本実施の形態では、電流検出素子８ａ、８ｂとしてカレントトランス等を用いているが、この検出方法に限定するものではない。例えば直流母線経路に挿入した抵抗に流れる直流電流を用いて電動機１に供給される電流を再現する方法（１シャント電流検出方式）、スイッチング素子４ｄ〜４ｆとＮ側の間に挿入した抵抗により電動機電流を再現する方法（３シャント電流検出方式）等を用いるようにしてもよい。

また本実施形態の電圧検出手段１０は、抵抗、コンデンサ等から成る分圧回路、増幅器等で構成される。電圧検出手段１０の検出に係る電圧の信号（Ｖｄｃ）がインバータ制御装置１２に入力される。インバータ制御装置１２は信号に基づいて直流母線電圧値に換算し、データとして用いる。

インバータ制御装置１２は、ＣＰＵ（Central Processing Unit ）、Ａ／Ｄ変換器等を有し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御し、電動機１を駆動させる。例えば、入力される信号に基づいて、電動機１に供給する電流値、直流母線電圧値に変換し、これらのデータに基づいて各種ベクトル制御演算を行ってＰＷＭデューティ信号（以下、ＰＷＭ信号という）を作成する。そして、インバータ装置２内のスイッチング素子４ａ〜４ｆにＰＷＭ信号を出力してスイッチング動作させ、電動機１に電圧を印加させて電動機１を駆動させる。

また、変圧器駆動信号作成回路１５は、インバータ制御装置１２からの信号に基づいて、所望の区間（所望のタイミング）で変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線に電力（電力）供給するための変圧器駆動信号を作成する。本実施の形態では、例えば、各相に対応する論理回路（ロジック回路）を構成し、変圧器駆動信号を出力するようにする。変圧器駆動信号作成回路１５の回路構成等については後述する。

図４は実施の形態１に係る変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃを中心とする片側アーム３ａ〜３ｃの構成を表す図である。ここでは、代表として電動機１のＵ相に電力供給を行うための片側アーム３ａについて説明するが、他の片側アーム３ｂ、３ｃについても同様である。

変圧器駆動回路１１ａは、変圧器用スイッチング素子２１ａ、ダイオード２２ａ及び直流電源３１ａを基本構成として有している。変圧器駆動回路１１ａは、変圧器６ａの一次側巻線に電力（電流）供給を制御する回路である。

変圧器用スイッチング素子２１ａはインバータ制御装置１２が出力する変圧器駆動信号に基づいてオン・オフ動作する。本実施の形態では、変圧器用スイッチング素子２１ａがオンすると、変圧器６の一次側巻線に電力（電流）が供給される。ダイオード２２ａは、変圧器６ａの一次側巻線が蓄えたエネルギーを直流電源３１ａに回生させ、磁束をリセットさせるためのバイパス回路（リセット回路）を設ける。ただし、変圧器６ａに流す注入電流が少なく、エネルギーロスが小さい場合はバイパス回路（リセット回路）を省略しても良い（設けなくても良い）。直流電源３１ａは、変圧器６ａの一次側巻線に電力供給するための電源である。ここでは直流電源３１ａとしているが、変圧器駆動回路１１ｂ、１１ｃと共通した電源としてもよい。

図４の変圧器駆動回路１１ａにおいて、変圧器６に蓄積されたエネルギーを電力回収する例を示したが、実施段階では変圧器駆動回路１１ａの機能を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化することができる。

例えば、図４に示す変圧器駆動回路１１ａでは、変圧器６ａの一次側巻線と接続した直流電源３１ａに電力回収をさせることができる（回生させることができる）ため、高効率な駆動を行うことができる。

また、実際に変圧器駆動回路１１ａを構成する際には、図４の素子構成だけでなく、適宜変更することができる。例えば、リーク電流、サージ電流、スパイクノイズ等への対策として、コンデンサを変圧器用スイッチング素子２１ａと並列に接続するようにしてもよい。さらに、電流立ち上がりを抑制したい場合は、例えば抵抗とコンデンサとの直列回路であるスナバ回路をスイッチング素子２１ａと並列に接続するようにしてもよい。

図５は実施の形態１に係るＰＷＭ信号、変圧器駆動信号及び電流の波形の一例を示す図である。図５は、前述した図４の変圧器駆動回路１１の構成について示している。次に変圧器６を利用してリカバリー損失を低減する方法について説明する。

通常、インバータ制御装置１２からは、図５に示すようなＰＷＭ信号（Ｕｐ、Ｕｎ、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｗｐ、Ｗｎ）が出力される。図５ではアクティブ方向をＨｉ側としており、信号がＨｉだとスイッチング素子４、変圧器用スイッチング素子２２がオンし、Ｌｏｗだとオフする。以下の図においても、Ｈｉ、Ｌｏｗの関係は同じであるものとする。

まず、図５（ａ）に示すような変圧器駆動回路１１を駆動させない（又は有していない）場合について説明する。ここでは図５（ａ）の信号Ｕｐ、Ｕｎに着目する。例えば、キャリア信号におけるキャリア周期（スイッチング素子４のスイッチング動作に係る周期となる）を前半と後半に分けた場合、キャリア周期後半では、スイッチング素子４ａがオフするタイミング（ａ点）より、スイッチング素子４ａと逆並列接続しているダイオード５ａに還流電流が流れ始める。

所定のデッドタイム区間を経て、スイッチング素子４ｄがオンするタイミング（ｂ点）においては、還流電流等によって蓄積された電荷により、リカバリー電流が流れるため、リカバリー損失が発生する。

そこで、図５（ｂ）に示すように、変圧器駆動回路１１に電力供給させて変圧器６を動作させるようにする。例えば、図５（ｂ）の変圧器駆動信号Ｓｔｒａのように、ａ点からｂ点までインバータ制御装置１２からスイッチング素子２１ａをオンさせる変圧器駆動信号を出力する。スイッチング素子２１ａがオンすると、変圧器６の一次側巻線に電流Ｉａｐ１が流れ、２次側巻線にも電流Ｉａｐ２が流れる。このとき、変圧器６ａの一次側巻線と二次側巻線との極性が同じであるため、電流Ｉａｐ２は電流Ｉａｐ１と同じタイミングで流れる。

また、スイッチング素子２１ａがオフすると、一次側巻線の励磁電流はこのバイパス経路を通り、ダイオード２２ａを介して変圧器６ａの一次側巻線が蓄えたエネルギーが直流電源３１ａに回生される。このため、変圧器コアの磁束密度をキャリア周期ごとにリセットでき、変圧器６の飽和を防ぐことが可能である。

このようにして変圧器６を介して電流（Ｉａｐ２）を流すことで、逆回復を行うことができ、リカバリー損失を低減させることができる。

上記の図５ではＵ相の電力供給に係る上側アームである片側アーム３ａの動作例について説明したが、Ｖ相、Ｗ相に係る片側アーム３ｂ、３ｃについても同様に電流を流すことで同様の効果を得ることができる（特に図５では、Ｖ相に係る変圧器駆動信号をＳｔｒｂ、Ｗ相に係る変圧器駆動信号をＳｔｒｃとしている）。

図６は実施の形態１に係る変圧器駆動信号作成回路１５の回路構成の一例を表す図である。図６（ａ）ではＵ相に係る片側アーム３ａに出力するためのロジック回路を示している。変圧器駆動信号作成回路１５は、片側アーム３ｂ、３ｃに出力するためのロジック回路も有しているものとする。図６（ａ）に示すように、本実施の形態においては、バッファ４１、ＮＯＴ回路４２、ＮＯＲ回路４３及びＡＮＤ回路４４を用いてロジック回路を構成する。このため、汎用的な回路で容易に回路構成を行うことができる。ただし、回路構成を限定するものではなく、変圧器６が上下のどちら側のアームにあるか、極性の違い等によって異なる変圧器駆動信号を出力するタイミングに合わせて構成する素子、回路構成を変更することができる。

バッファ４１は、制御ＯＮ／ＯＦＦ信号が入力され、ＳＩＧ＿Ｃの信号を出力する。ここでは、制御がオンの間（インバータ制御装置１２がＰＷＭ制御を行っている間）、論理状態がＨｉとなるＳＩＧ＿Ｃの信号を出力する。

ここで、上述したキャリア信号は、通常インバータ制御装置１２内においてアップカウンタ、ダウンカウンタを用いて作成される。そこで、本実施の形態では、インバータ制御装置１２は、キャリア信号のアップカウント時に出力がオン（Ｈｉ）となる（キャリア周期前半であることを表す）キャリア前半信号を作成する。このキャリア前半信号がＮＯＴ回路４２に入力される。このため、キャリア周期前半の区間では、ＮＯＴ回路４２はＬｏｗとなるＳＩＧ＿Ｂの信号（キャリア前半信号の反転信号）を出力し、キャリア周期後半においてはＨｉとなるＳＩＧ＿Ｂの信号を出力する。

ＮＯＲ回路４３には、ＰＷＭ信号Ｕｐ及びＵｎが入力される。このため、ＰＷＭ信号Ｕｐ、Ｕｎが共にＬｏｗ（デッドタイム中）の場合に、ＨｉとなるＳＩＧ＿Ａの信号を出力する。ここで、図６においては、ＮＯＲ回路４３をＯＲ回路を用いた素子で記載しているが、ＡＮＤ回路を用いて素子を構成してもよい。ＡＮＤ回路４６には、バッファ４１、ＮＯＴ回路４２、ＮＯＲ回路４３がそれぞれ出力した信号（ＳＩＧ＿Ａ、ＳＩＧ＿Ｂ、ＳＩＧ＿Ｃ）が入力され、すべての信号がＨｉの場合にＨｉとなる変圧器駆動信号Ｓｔｒａを出力する。このため、下アームとなる片側アーム３がオンする直前に変圧器駆動信号Ｓｔｒａにより変圧器６に電流供給が成される。

図７は実施の形態１に係る変圧器駆動信号Ｓｔｒａに係る信号の関係を表す図である。以上のように変圧器駆動信号作成回路１５を構成する各回路に入出力される信号の関係を表すと図７（ａ）のようになる。

ここで、一般にスイッチング素子４ａ、４ｂ、４ｃがオフからオンへ移行する際には所定の時間を要する。この時間はスイッチング素子４の電気的特性や、ゲート抵抗、あるいは直流電圧源１３に係る電圧等の条件により異なる。そのため、実用上はスイッチング素子４のスイッチングの移行時間を考慮した変圧器駆動信号を発生させることが望ましい。

そこで、図６（ｂ）のように、ＮＯＲ回路４３にＰＷＭ信号Ｕｎの入力を遅らせるため、遅延回路４５を設ける。このため、図６（ｂ）のロジック回路では、遅延回路４５の設定に基づき、ＮＯＲ回路４３が出力するＳＩＧ＿ＡがＨｉとなる時間を時間調整することが可能である。遅延した分、キャリア周期後半においては、ＮＯＲ回路４３において、ＰＷＭ信号Ｕｐ、Ｕｎが共にＬｏｗとなる時間が長くなり、変圧器駆動信号においてＨｉとなる時間（変圧器駆動回路１１を駆動させる時間）を延長することができる。

このようにして、スイッチング素子４ａ〜４ｃの電気特性や運転諸条件に応じて変圧器駆動信号の出力時間を調整することで、例えば特定条件におけるリカバリー電流の補償不足を比較的簡易な方法で解消することができる。

遅延回路４５としては、例えば抵抗、コンデンサ等によるＲＣ回路等で構成することができる。ＲＣ回路で構成することで低コストで遅延回路４５を実現することができる。また、遅延時間を高精度に管理する必要がある場合には、図６（ｃ）のような回路を用いればよい。

図６（ｃ）は、遅延回路４５の内部回路例を示している。図６（ｃ）では、クロックジェネレータ４５Ａ等が発生した微少区間の繰り返しパルス信号に基づいて、例えばＤフリップフロップ（Ｄラッチ）４５Ｂのような回路を介してＰＷＭ信号Ｕｎを任意の時間遅延させ、ＰＷＭ信号Ｕｎ’として出力する。このようにして、高精度の時間管理が行われた変圧器駆動信号Ｓｔｒａを作成することができる。

このように、遅延回路４５を含め、変圧器駆動信号作成回路１５を構成する各回路に入出力される信号の関係を表すと図７（ｂ）のようになる。遅延回路４５により時間調整することで、Ｈｉの変圧器駆動信号Ｓｔｒａが出力される時間を任意に延長することができる。このようにして、比較的簡易な回路を用いて変圧器駆動信号を作成することができる。ここではＵ相に係る変圧器駆動信号の作成について説明したが、Ｖ相、Ｗ相に係る変圧器駆動信号の作成についても同様である。

ここで、上述した例では、インバータ制御装置１２はキャリア前半信号を作成してＮＯＴ回路４２に入力することで、変圧器駆動信号を作成するようにした。例えば、インバータ制御装置１２がキャリア後半信号を作成するようにし、変圧器駆動信号作成回路１５において対応したロジック回路を構成するようにしても、キャリア前半信号と同様に所望するタイミングの変圧器駆動信号を作成することができる。このとき、ＮＯＴ回路４２の代わりにバッファを用いることができる。

また、上述した例では、Ｈｉ側をアクティブ方向としてロジック回路を構成した例について説明したが、Ｌｏｗ側をアクティブ方向とし、これに応じたロジック回路を構成するようにしてもよい。

また、本実施の形態では、変圧器駆動信号作成回路１５をインバータ制御装置１２と独立した回路として設けているが、必要に応じて変圧器駆動信号作成回路１５の一部又は回路全体をインバータ制御装置１２として構成するようにしてもよい。

ここで、図３のシステムにおけるインバータ装置２は、各相の上側アーム側がリカバリー損失の大きい素子となることを想定し、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃを有する回路構成となっている。このため、ＰＷＭにおける変調方式を工夫することで、さらにシステム全体のエネルギ損失低減をすることができる。

図８はＵ相・Ｖ相・Ｗ相のうちいずれかの一相で、上側アームのスイッチング動作を行わないよう制御する方式（以下、上張付に係る二相変調方式と称す）におけるスイッチング素子４ａ〜４ｃをスイッチングさせるＰＷＭ信号における波形例を表す図である。図８の上張付に係る二相変調方式のＰＷＭ信号によりスイッチング素子４の切り替えを行うことで、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴである上側アーム（スイッチング素子４ａ〜４ｃ）におけるスイッチング回数を少なくすることができる。このため、システムの高効率化を図ることが可能である。

図８において、ＰＷＭ信号がＨｉ（ここではＨと表記する）の状態（論理状態）のときにスイッチング素子４がオンした状態となり、Ｌｏｗ（ここではＬと表記する）の状態のときにスイッチング素子４がオフした状態となる。そして、（Ｗ相上側アーム論理状態、Ｖ相上側アーム論理状態、Ｕ相上側アーム論理状態）＝（Ｌ，Ｌ，Ｈ）の場合をＶ１とする。同様に、（Ｌ，Ｈ，Ｌ）の場合をＶ２、（Ｌ，Ｈ，Ｈ）の場合をＶ３、（Ｈ，Ｌ，Ｌ）の場合をＶ４、（Ｈ，Ｌ，Ｈ）の場合をＶ５、（Ｈ，Ｈ，Ｌ）の場合をＶ６と称する。また、ベクトル長を持たない電圧ベクトル（以下、ゼロベクトルと称す）については、直流母線の（Ｗ相上アーム論理状態、Ｖ相上アーム論理状態、Ｕ相上アーム論理状態）＝（Ｌ，Ｌ，Ｌ）の場合をＶ０、（Ｈ，Ｈ，Ｈ）の場合をＶ７とする。

ここで、図８では、上記の状態のうち、代表的な６パターンの（ゼロベクトル以外の）ＰＷＭ信号による波形例を示している。Ｖ１方向（Ｕ相方向を）を０度と設定し、Ｖ１を基準にしたインバータ回転角に応じて、８種類の電圧ベクトルを適当に組み合わせ、下側アームのスイッチング素子４ｄ〜４ｆとの間でオン、オフの切り替えを行う。これにより、電圧機１において所望の電圧・周波数に対応した磁束を得ることができ、電動機１の回転を円滑にすることができる。

図３のようなシステムにおいて、インバータ制御装置１２が図８に示すようなＰＷＭ信号を作成することで、複数の相のうち、少なくともいずれか一相のスイッチング素子４が、Ｈｉ状態に張り付いた状態となる。このため、キャリア周期中においてスイッチング動作を行わないため、スイッチングの回数が減ることとなり、スイッチング損失が低減することとなる。また、これに伴い、変圧器６に電力供給するためのパルス発生回数（変圧器駆動信号作成回路１５においてＨｉの変圧器駆動信号Ｓｔｒａが出力される回数）も減ることとなるため、システムの更なる高効率化を図ることが可能である。

以上のように、実施の形態１のシステムによれば、インバータ駆動装置において、変圧器６ａ〜６ｃと変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃとを有し、インバータ制御装置１２が、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃに変圧器駆動信号を出力して、変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線に電流を流し、変圧器６ａ〜６ｃの二次側巻線からスイッチング素子４ａ〜４ｃ、還流ダイオード５ａ〜５ｃ側に電流を流すようにしたので、リカバリー電流を抑制することができ、逆回復に係る時間を短縮することができる。そのため、リカバリー損失を低減することができ、高効率のインバータ駆動装置を得ることができる。このとき、変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線と二次側巻線との間は絶縁されており、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃとインバータ主回路とが基本的には切り離されているため、相互に影響を及ぼすことが少なく、信頼性を高めることができる。このとき、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴはオン抵抗が小さいという効果を発揮し、システム全体のエネルギ損失を低減することができる。

そして、スイッチング素子４ａ〜４ｃのスイッチング動作に係る信号に基づいて、一対のスイッチング素子４が共にオフの間に、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃを駆動させる変圧器駆動信号を作成する変圧器駆動信号作成回路１５を備えることで、スイッチング動作に合わせて変圧器６ａ〜６ｃへの電流供給を容易に行うことができる。ここで、キャリア前半信号（またはキャリア後半信号）に基づいて、変圧器駆動信号を作成するようにしたので、例えば、上側アーム、下側アームのどちらかの片側アーム３に変圧器駆動信号を出力する場合にも対応することができる。さらに、制御ＯＮ／ＯＦＦ信号に基づいて変圧器駆動信号を作成するようにしたことで、例えばインバータ駆動装置（インバータ装置２）が停止した等の場合において、不正なパルス信号の発生を防止することができるため、信頼性が高いシステム構築を行うことができる。

このとき、インバータ制御装置１２とはハードウェア的に独立した変圧器駆動信号作成回路１５を備えるようにすれば、インバータ制御装置１２がソフトウェアによる制御を行うことなく変圧器６ａ〜６ｃに電流供給を行うことができる。このため、インバータ制御装置１２の負荷を軽減することができる。さらに、変圧器駆動信号作成回路１５をロジック回路で構成するようにしたので、汎用的なＩＣ等で構成することができ、大幅なコストアップを抑制することができる。また、簡易な回路で変圧器駆動信号を作成することができる。

また、変圧器駆動信号作成回路１５が遅延回路４５を有し、ＮＯＲ回路４３にＰＷＭ信号Ｕｎの入力を遅らせることで、変圧器駆動信号においてＨｉとなる時間（変圧器駆動回路１１を駆動させる時間）を任意に延長することができるので、諸条件に応じリカバリー電流の補償不足を比較的簡易な方法で解消できる。このとき、遅延回路４５をＲＣ回路で構成すれば、簡易な構成で上記の効果を得ることができる。また、クロックジェネレータ４５ＡとＤフリップフロップ４５Ｂで構成すれば、変圧器駆動回路１１を駆動させる時間を高精度に管理することができる。

さらに、本実施の形態においては、インバータ制御装置１２において、上張付に係る二相変調方式におけるＰＷＭ信号を作成するようにしたので、上側アームとなる片側アーム３ａ〜３ｃにおけるスイッチング素子４ａ〜４ｃのスイッチング回数を少なくすることができる。このため、スイッチングによるリカバリー損失を低減させることができる。そして、変圧器６への電流供給回数も減ることになるので、システムをさらに高効率化することができる。また、切り替え回数等が減ることにより、回路、素子等の長寿命化をはかることができる。

実施の形態２．
図９は、本発明の実施の形態２に係るインバータ駆動装置を中心とするシステムの構成を示す図である。上述した実施の形態１では、上側アームに変圧器６ａ〜６ｃ、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃを設けていた。本実施の形態では、下側アームであるスイッチング素子４ｄ〜４ｆについても、上述したＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴとするものとし、変圧器６ｇ〜６ｉにより、所定のタイミングでスイッチング素子４ａ〜４ｆ、還流ダイオード５ａ〜５ｆ側に電流（電力）供給する。

ここで、図９等において、上述した実施の形態１で説明した図面において同じ符号を付している手段、素子等については、実質的に実施の形態１と同様の動作を行うものである。また、本実施の形態では、一対の片側アームに一つの変圧器６が電流供給することから、片側アーム３ａと３ｄ、片側アーム３ｂと３ｅ、片側アーム３ｃと３ｆを、それぞれ両側アーム３ｇ〜３ｉとして説明する。

本実施の形態の変圧器６ｇ〜６ｉは、一次側巻線及び二次側巻線に中間タップを有している。二次側巻線の中間タップは上側アームと下側アームとの接続点と接続し、これにより、負荷（電動機１）とも接続している。また、一次側巻線の中間タップは、後述する変圧器駆動回路１１ｇ〜１１ｉの直流電源３１と接続している。そして、変圧器６ｇ〜６ｉの一次側巻線と二次側巻線との極性に関し、本実施の形態では、中間タップとＰ側との間で上側アームと並列接続された二次巻線との関係では極性が異なるようにする。一方、中間タップとＮ側との間で下側アームと並列接続された二次巻線との関係では極性が同じになるようにする。このため、それぞれリカバリー電流を低減させる方向に電流を流すことができる。

ダイオード７ｄ〜７ｆは、ダイオード７ａ〜７ｃと同様に、それぞれ変圧器６ｇ〜６ｉの二次側巻線と直列接続しており、整流を行う。ここで、ダイオード７ｄ〜７ｆについても、例えば逆回復をすばやく行えるようにするため回復時間がはやい高速ダイオードで構成する。ダイオード７ａ〜７ｆに、炭化けい素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）等を材料とするダイオード、高耐圧のショットキーバリアダイオード等を用いることで、さらに低損失化することができる。ここで、変圧器６ｇ〜６ｉの二次側巻線と並列接続するようにしてもよい。

図１０は実施の形態２に係る変圧器駆動回路１１ｇ〜１１ｉを中心とする両側アーム３ｇ〜３ｉの構成を表す図である。ここでは、代表として電動機１のＵ相に電力供給を行うための両側アーム３ｇについて説明するが、他の両側アーム３ｈ、３ｉについても同様である。

本実施の形態の変圧器駆動回路１１ｇは、変圧器用スイッチング素子５１ｇ、５２ｇ及び直流電源３１ｇを基本構成として有している。変圧器用スイッチング素子５１ｇ、５２ｇはインバータ制御装置１２が出力する変圧器駆動信号に基づいてオン・オフ動作する。直流電源３１ｇは、変圧器６ｇの一次側巻線に電力供給するための電源である。変圧器駆動回路１１ｈ、１１ｉと共通した電源とすることもできる。そして、変圧器駆動信号作成回路１５Ａは、スイッチング素子５１ｇ、５２ｇのそれぞれを制御するために、変圧器駆動回路１１ｇに対して２系統の変圧器駆動信号Ｓｔｒａ及びＳｔｒｄを出力する。

本実施の形態では、変圧器用スイッチング素子５１ｇ、５２ｇがオンすると、変圧器６の一次側巻線に電力（電流）が供給される。ここで、変圧器用スイッチング素子５１ｇがオンして（変圧器用スイッチング素子５２ｇはオフのまま）パルス電流を流すことで、上側アームであるスイッチング素子４ａ、還流ダイオード５ａ側に対して、変圧器６ｇの二次側巻線から電流が流れる。一方、変圧器用スイッチング素子５２ｇがオンして（変圧器用スイッチング素子５１ｇはオフのまま）パルス電流を流すことで、下側アームであるスイッチング素子４ｄ、還流ダイオード５ｄ側に対して、変圧器６ｇの二次側巻線から電流が供給される。

ここで、実施の形態１で説明したように、実際に変圧器駆動回路１１ｇを構成する際にも、逆耐圧保護をはかるためのダイオード、スナバ回路等を設けるようにしてもよい。

図１１は実施の形態１に係るＰＷＭ信号、変圧器駆動信号及び電流の波形の一例を示す図である。次に変圧器６を利用してリカバリー損失を低減する方法について説明する。まず、図１１（ａ）に示すような変圧器駆動回路１１を駆動させない（又は有していない）場合について説明する。ここでは図１１（ａ）の信号Ｕｐ、Ｕｎに着目する。例えば、キャリア周期を前半と後半に分けた場合、キャリア周期後半では、スイッチング素子４ａがオフするタイミング（ａ点）より、スイッチング素子４ａと逆並列接続しているダイオード５ａに還流電流が流れ始める。所定のデッドタイム区間を経て、スイッチング素子４ｄがオンするタイミング（ｂ点）においては、還流電流等によって蓄積された電荷により、リカバリー電流が流れるため、リカバリー損失が発生する。

同様に、キャリア周期前半では、スイッチング素子４ｄがオフするタイミング（ｃ点）より還流電流が流れ始める。そして、スイッチング素子４ａがオンするタイミング（ｄ点）においてはリカバリー電流が流れる。

そこで、図１１（ｂ）に示すように、変圧器駆動回路１１に電力供給させて変圧器６を動作させるようにする。まず、図１１（ｂ）の変圧器駆動信号Ｓｔｒａのように、ａ点からｂ点までインバータ制御装置１２からスイッチング素子５１ｇをオンさせる変圧器駆動信号を出力する。スイッチング素子５１ｇがオンすると、変圧器６の一次側巻線に電流Ｉａｐ１が流れ、２次側巻線にも電流Ｉａｐ２が流れる。電流Ｉａｐ２は電流Ｉａｐ１と同じタイミングで流れる。このようにして変圧器６を介して電流（Ｉａｐ２）を流すことで、上側アームに係る逆回復を行うことができる。

一方、図１１（ｂ）の変圧器駆動信号Ｓｔｒｄのように、ｃ点からｄ点までインバータ制御装置１２からスイッチング素子５２ｇをオンさせる変圧器駆動信号を出力する。スイッチング素子５２ｇがオンすると、変圧器６の一次側巻線に電流Ｉｄｐ１が流れ、２次側巻線にも電流Ｉｄｐ２が流れる。このようにして変圧器６を介して電流（Ｉｄｐ２）を流すことで、下側アームに係る逆回復を行うことができる。以上のようにして、リカバリー損失を低減させることができる。

上記の図１１ではＵ相の電力供給に係る両側アーム３ｇの動作例について説明したが、Ｖ相、Ｗ相に係る両側アーム３ｈ、３ｉについても同様に電流を流すことで同様の効果が得ることができる（図１１では、Ｖ相に係る変圧器駆動信号をＳｔｒｂ、Ｓｔｒｅとし、Ｗ相に係る変圧器駆動信号をＳｔｒｃ、Ｓｔｒｆとしている）。

図１２は実施の形態２に係る変圧器駆動信号作成回路１５Ａの回路構成の一例を表す図である。図１２（ａ）ではＵ相に係る両側アーム３ｇに出力するためのロジック回路を示している。変圧器駆動信号作成回路１５Ａは、両側アーム３ｈ、３ｉに出力するためのロジック回路も有しているものとする。図１２（ａ）に示すように、本実施の形態ではバッファ４１及び４６、ＮＯＴ回路４２、ＮＯＲ回路４３並びにＡＮＤ回路４４及び４７を用いてロジック回路を構成する。
このため、実施の形態１におけるロジック回路と同様に、汎用的な回路で容易に回路構成を行うことができる。本実施の形態においても、変圧器駆動信号を出力するタイミングに合わせて構成する素子、回路構成を変更することができる。

バッファ４１は、実施の形態１と同様に、制御ＯＮ／ＯＦＦ信号が入力され、ＳＩＧ＿Ｃの信号を出力する。ここでは、制御がオンの間（インバータ駆動装置が駆動している間）、ＨｉとなるＳＩＧ＿Ｃの信号を出力する。ＮＯＴ回路４２も、実施の形態１と同様に、キャリア前半信号が入力され、ＳＩＧ＿Ｂの信号を出力する。一方、バッファ４６は、キャリア前半信号と同じように（ＮＯＴ回路４２とは逆となる）、キャリア周期前半の区間では、バッファ４６がＨｉとなるＳＩＧ＿Ｄの信号を出力し、キャリア周期後半においてはＬｏｗとなるＳＩＧ＿Ｄの信号を出力する。ＮＯＲ回路４３には、ＰＷＭ信号Ｕｐ及びＵｎが入力され、ＳＩＧ＿Ａの信号を出力する。

ＡＮＤ回路４４には、バッファ４１、ＮＯＴ回路４２、ＮＯＲ回路４３がそれぞれ出力した信号（ＳＩＧ＿Ａ、ＳＩＧ＿Ｂ、ＳＩＧ＿Ｃ）が入力され、すべての信号がＨｉの場合にＨｉとなる変圧器駆動信号Ｓｔｒａを出力する。このため、ＰＷＭ制御が行われている間、キャリア周期前半においてＰＷＭ信号Ｕｐ、Ｕｎが共にＬｏｗの場合に変圧器駆動信号ＳｔｒｄがＨｉとなる。

一方、ＡＮＤ回路４７には、バッファ４１、バッファ４６、ＮＯＲ回路４３がそれぞれ出力した信号（ＳＩＧ＿Ａ、ＳＩＧ＿Ｂ、ＳＩＧ＿Ｄ）が入力され、すべての信号がＨｉの場合にＨｉとなる変圧器駆動信号Ｓｔｒｄを出力する。このため、ＰＷＭ制御が行われている間、キャリア周期前半においてＰＷＭ信号Ｕｐ、Ｕｎが共にＬｏｗの場合に変圧器駆動信号ＳｔｒｄがＨｉとなり、キャリア周期後半においてＰＷＭ信号Ｕｐ、Ｕｎが共にＬｏｗの場合に変圧器駆動信号ＳｔｒａがＨｉとなる。

図１３は実施の形態２に係る変圧器駆動信号Ｓｔｒａ、Ｓｔｒｄに係る信号の関係を表す図である。以上のように変圧器駆動信号作成回路１５Ａを構成する各回路に入出力される信号の関係を表すと図１３（ａ）のようになる。

また、実施の形態１で説明したように、スイッチング素子４の移行時間を考慮した変圧器駆動信号を発生させるため、図１２（ｂ）のように、ＮＯＲ回路４８、遅延回路４９を設け、ＮＯＲ回路４８にＰＷＭ信号Ｕｐの入力を遅らせるようにすることができる。遅延回路４９としては、遅延回路４５と同様に、実施の形態１で説明したようなＲＣ回路、Ｄフリップフロップ等で構成することができる。

このため、図１２（ｂ）のロジック回路では、遅延回路４９の設定に基づき、ＮＯＲ回路４８が出力するＳＩＧ＿Ａ’の立ち上がり時間を遅らせて時間調整することが可能である。遅延した分、ＮＯＲ回路４８において、ＰＷＭ信号Ｕｐ、Ｕｎが共にＬｏｗとなる時間が長くなり、変圧器駆動信号ＳｔｒｄがＨｉとなる時間も長くなる。

このように、遅延回路４５、４９を含めた、変圧器駆動信号作成回路１５Ａを構成する各回路に入出力される信号の関係を表すと図１３（ｂ）のようになる。遅延回路４５、５０により時間調整することで、Ｈｉの変圧器駆動信号Ｓｔｒａ、Ｓｔｒｄが出力される時間を任意に延ばすことができる。ここではＵ相に係る変圧器駆動信号の作成について説明したが、Ｖ相、Ｗ相に係る変圧器駆動信号の作成についても同様である。

ここで、上述した例では、インバータ制御装置１２はキャリア前半信号を作成してＮＯＴ回路４２、バッファ４６に入力することで、変圧器駆動信号を作成するようにした。例えば、インバータ制御装置１２がキャリア後半信号を作成するようにし、変圧器駆動信号作成回路１５において対応したロジック回路を構成するようにしても、キャリア前半信号と同様に所望するタイミングの変圧器駆動信号を作成することができる。この場合、ＮＯＴ回路４２とバッファ４６とを入れ換えればよい。

また、上述した例では、Ｈｉ側をアクティブとしてロジック回路を構成した例について説明したが、Ｌｏｗ側をアクティブ方向とし、これに応じたロジック回路を構成するようにしてもよい。

また、本実施の形態では、変圧器駆動信号作成回路１５Ａをインバータ制御装置１２と独立した回路として設けているが、必要に応じて変圧器駆動信号作成回路１５Ａの一部又は回路全体をインバータ制御装置１２として構成するようにしてもよい。

図１４はＵ相・Ｖ相・Ｗ相のうちいずれかの一相で、上側アームまたは下側アームのスイッチング動作を行わないよう制御する方式（以下、上下張付に係る二相変調方式と称す）におけるスイッチング素子４ａ〜４ｆをスイッチングさせるＰＷＭ信号における波形例を表す図である。図１４の上下張付に係る二相変調方式のＰＷＭ信号によりスイッチング素子４の切り替えを行うことで、両側アーム３ｇ〜３ｉにおけるスイッチング動作の回数を少なくすることができる。このため、実施の形態１で説明した上又は下張付に係る二相変調方式と同様に、システムの高効率化を図ることが可能である。

図１４において、実施の形態１と同様に、（Ｗ相上側アーム論理状態、Ｖ相上側アーム論理状態、Ｕ相上側アーム論理状態）＝（Ｌ，Ｌ，Ｈ）の場合をＶ１とする。また、（Ｌ，Ｈ，Ｌ）の場合をＶ２、（Ｌ，Ｈ，Ｈ）の場合をＶ３、（Ｈ，Ｌ，Ｌ）の場合をＶ４、（Ｈ，Ｌ，Ｈ）の場合をＶ５、（Ｈ，Ｈ，Ｌ）の場合をＶ６と称する。また、ベクトル長を持たない電圧ベクトル（以下、ゼロベクトルと称す）については、直流母線の（Ｗ相上アーム論理状態、Ｖ相上アーム論理状態、Ｕ相上アーム論理状態）＝（Ｌ，Ｌ，Ｌ）の場合をＶ０、（Ｈ，Ｈ，Ｈ）の場合をＶ７とする。

そして、Ｖ１方向（Ｕ相方向を）を０度と設定し、Ｖ１を基準にしたインバータ回転角に応じて、８種類の電圧ベクトルを適当に組み合わせ、スイッチング素子４ａ〜４ｆにおいて、オン、オフの切り替えを行う。これにより、電圧機１において所望の電圧・周波数に対応した磁束を得ることができ、電動機１の回転を円滑にすることができる。

図１４においては、インバータ回転角における電圧ベクトルの組み合わせ方が、図８における上側張付の二相変調方式とは異なる。図１４では、上側アームに係るＰＷＭ信号の波形として示している。

以上のように、実施の形態１のような片側アーム３ａ〜３ｃだけでなく、一対のアームである両側アーム３ｇ〜３ｉを有する実施の形態２のシステムにおいても、実施の形態１と同様の効果を奏する。

そして、このとき、インバータ制御装置１２において、上下張付に係る二相変調方式におけるＰＷＭ信号を作成するようにしたので、両側アーム３ｇ〜３ｉにおけるスイッチング素子４ａ〜４ｆのスイッチング回数を少なくすることができる。このため、スイッチング損失を低減させることができる。また、変圧器駆動信号作成回路１５から出力する変圧器駆動信号により、変圧器６への電流供給回数も減ることになるので、システムをさらに高効率化することができる。

実施の形態３．
上述の実施の形態１においては、上側アームとなる各相の片側アーム３ａ〜３ｃについて、変圧器６ａ〜６ｃ、ダイオード７ａ〜７ｃ及び変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃを設けたが、これに限定するものではない。例えば上側アームの代わりに、下側アームとなる各相の片側アーム３ｄ〜３ｆに変圧器６等を設ける等の構成にしてもよい。この場合には、上述した上側張付二相変調方式のＰＷＭ信号の代わりに、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相のうちいずれかの一相で、下側アームのスイッチング動作を行わないよう制御する方式（下張付に係る二相変調方式）のＰＷＭ信号を出力するようにしてもよい。

実施の形態４．
図１５は本発明の実施の形態４に係る冷凍空気調和装置の構成図である。図１５の冷凍空気調和装置は、熱源側ユニット（室外機）１００と負荷側ユニット（室内機）２００とを備え、これらが冷媒配管で連結され、主となる冷媒回路（以下、主冷媒回路という）を構成して冷媒を循環させている。冷媒配管のうち、気体の冷媒（ガス冷媒）が流れる配管をガス配管３００とし、液体の冷媒（液冷媒。気液二相冷媒の場合もある）が流れる配管を液配管４００とする。

熱源側ユニット１００は、本実施の形態においては、圧縮機１０１、油分離器１０２、四方弁１０３、熱源側熱交換機１０４、熱源側ファン１０５、アキュムレータ（気液分離器）１０６、熱源側絞り装置（膨張弁）１０７、冷媒間熱交換器１０８、バイパス絞り装置１０９及び熱源側制御装置１１１の各装置（手段）で構成する。

圧縮機１０１は、構造については、上述した電動機１を圧縮機用として用いている。一方、運転制御については、実施の形態１〜３に記載したインバータ装置２等を備え、運転周波数を任意に変化させることにより、圧縮機１０１の容量（単位時間あたりの冷媒を送り出す量）を細かく変化させることができるものとする。

また、油分離器１０２は、冷媒に混じって圧縮機１０１から吐出された潤滑油を分離させるものである。分離された潤滑油は圧縮機１０１に戻される。四方弁１０３は、熱源側制御装置１１１からの指示に基づいて冷房運転時と暖房運転時とによって冷媒の流れを切り換える。また、熱源側熱交換器１０４は、冷媒と空気（室外の空気）との熱交換を行う。例えば、暖房運転時においては蒸発器として機能し、熱源側絞り装置１０７を介して流入した低圧の冷媒と空気との熱交換を行い、冷媒を蒸発させ、気化させる。また、冷房運転時においては凝縮器として機能し、四方弁１０３側から流入した圧縮機１０１において圧縮された冷媒と空気との熱交換を行い、冷媒を凝縮して液化させる。熱源側熱交換器１０４には、冷媒と空気との熱交換を効率よく行うため、熱源側ファン１０５が設けられている。熱源側ファン１０５も、実施の形態１〜４に記載したインバータ駆動回路２を有してファンモータの運転周波数を任意に変化させてファンの回転速度を細かく変化させるようにする。

冷媒間熱交換器１０８は、冷媒回路の主となる流路を流れる冷媒と、その流路から分岐してバイパス絞り装置１０９（膨張弁）により流量調整された冷媒との間で熱交換を行う。特に冷房運転時において冷媒を過冷却する必要がある場合に、冷媒を過冷却して負荷側ユニット２００に供給するものである。バイパス絞り装置１０９を介して流れる液体は、バイパス配管１０７を介してアキュムレータ１０６に戻される。アキュムレータ１０６は例えば液体の余剰冷媒を溜めておく手段である。熱源側制御装置１１１は、例えばマイクロコンピュータ等からなる。負荷側制御装置２０４と有線又は無線通信することができ、例えば、冷凍空気調和装置内の各種検知手段（センサ）の検知に係るデータに基づいて、インバータ回路制御による圧縮機１０１の運転周波数制御等、冷凍空気調和装置に係る各手段を制御して冷凍空気調和装置全体の動作制御を行う。

一方、負荷側ユニット２００は、負荷側熱交換器２０１、負荷側絞り装置（膨張弁）２０２、負荷側ファン２０３及び負荷側制御装置２０４で構成される。負荷側熱交換器２０１は冷媒と空気との熱交換を行う。例えば、暖房運転時においては凝縮器として機能し、ガス配管３００から流入した冷媒と空気との熱交換を行い、冷媒を凝縮させて液化（又は気液二相化）させ、液配管４００側に流出させる。一方、冷房運転時においては蒸発器として機能し、負荷側絞り装置２０２により低圧状態にされた冷媒と空気との熱交換を行い、冷媒に空気の熱を奪わせて蒸発させて気化させ、ガス配管３００側に流出させる。また、負荷側ユニット２００には、熱交換を行う空気の流れを調整するための負荷側ファン２０３が設けられている。この負荷側ファン２０３の運転速度は、例えば利用者の設定により決定される。負荷側絞り装置２０２は、開度を変化させることで、負荷側熱交換器２０１内における冷媒の圧力を調整するために設ける。

また、負荷側制御装置２０４もマイクロコンピュータ等からなり、例えば熱源側制御装置１１１と有線又は無線通信することができる。熱源側制御装置１１１からの指示、居住者等からの指示に基づいて、例えば室内が所定の温度となるように、負荷側ユニット２００の各装置（手段）を制御する。また、負荷側ユニット２００に設けられた検知手段の検知に係るデータを含む信号を送信する。

以上のように実施の形態４の冷凍空気調和装置によれば、インバータ駆動装置におけるリカバリー損失を低減することができるため、高効率で、電力消費を抑えることができる冷凍空気調和装置を得ることができる。また、例えば、冷凍空気調和装置の中で特に重要な圧縮機１０１において、信頼性が高く、コストの低減を図ることができるため、冷凍空気調和装置全体としても信頼性が高く、コスト低減を図ることができる。

実施の形態５．
前述の実施の形態４では冷凍空気調和装置にインバータ駆動装置を適用する場合について説明したが、例えば、冷凍、冷蔵倉庫等に利用する冷却装置、ヒートポンプ装置等にも利用することができる。また、電動機を使用する他の機器にも利用することができるし、照明機器等にも利用することができる。

１ 電動機、２ インバータ装置、３ａ〜３ｆ 片側アーム、３ｇ〜３ｉ 両側アーム、４ａ〜４ｆ スイッチング素子、５ａ〜５ｆ 還流ダイオード、６ａ〜６ｃ，６ｇ〜６ｉ 変圧器、７ａ〜７ｆ ダイオード、８ａ，８ｂ 電流検出手段、９ａ，９ｂ 増幅器、１０ 電圧検出手段、１１ａ〜１１ｃ，１１ｇ〜１１ｉ 変圧器駆動回路、１２ インバータ制御装置、１３ 直流電圧源、１５，１５Ａ 変圧器駆動信号作成回路、２１ａ，５１ｇ，５２ｇ 変圧器用スイッチング素子、２２ａ ダイオード、３１，３１ａ，３１ｇ 直流電源、４１，４６ バッファ、４２ ＮＯＴ回路、４３，４８ ＮＯＲ回路、４４，４７ ＡＮＤ回路、４５，４９ 遅延回路、４５Ａ クロックジェネレータ、４５Ｂ Ｄフリップフロップ、６１ ｐ層、６２ ｎ層、１００ 熱源側ユニット、１０１ 圧縮機、１０２ 油分離器、１０３ 四方弁、１０４ 熱源側熱交換機、１０５ 熱源側ファン、１０６ アキュムレータ、１０７ 熱源側絞り装置、１０８ 冷媒間熱交換器、１０９ バイパス絞り装置、１１０ 熱源側制御装置、２００ 負荷側ユニット、２０１ 負荷側熱交換器、２０２ 負荷側絞り装置、２０３ 負荷側ファン、２０４ 負荷側制御装置、３００ ガス配管、４００ 液配管。

Claims (11)

1. 変換用スイッチング素子と、該変換用スイッチング素子に並列接続された還流手段とを備えるアームを一対以上有するインバータ駆動装置であって、
   前記変換用スイッチング素子及び前記還流手段に、二次側巻線を並列接続する変圧器と、該変圧器の一次側巻線への電流供給を制御する変圧器駆動回路とを、前記一対のアームのうちの少なくとも一方のアームに備え、
   前記変換用スイッチング素子のスイッチング動作に係る信号に基づいて、前記変圧器駆動回路の駆動に係る変圧器駆動信号を作成して前記変圧器駆動回路に出力する変圧器駆動信号作成回路をさらに備えることを特徴とするインバータ駆動装置。
2. 前記変圧器駆動信号作成回路は、さらに前記スイッチング動作に係る周期を二分割した前半又は後半のいずれかを表す信号に基づいて、前記変圧器駆動信号を作成し、出力することを特徴とする請求項１記載のインバータ駆動装置。
3. 前記変圧器駆動信号作成回路は、さらに装置の駆動有無を表す信号に基づいて、前記変圧器駆動信号を作成し、出力することを特徴とする請求項１又は２記載のインバータ駆動装置。
4. 前記変圧器駆動信号作成回路を論理回路で構成することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
5. 前記変圧器駆動信号作成回路は、前記一対のアームの前記変換用スイッチング素子が共にオフ状態の間、前記変圧器駆動回路を駆動させる変圧器駆動信号を作成し、出力することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
6. 前記変圧器駆動信号作成回路は、前記変圧器駆動回路を駆動させる時間を任意に延長すための遅延回路を有することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
7. 前記遅延回路は、クロック発生器とフリップフロップとを有することを特徴とする請求項６記載のインバータ駆動装置。
8. 前記遅延回路は、ＲＣ回路を有することを特徴とする請求項６記載のインバータ駆動装置。
9. 各スイッチング動作に係る周期において、複数対のアームのうちの少なくとも一対のアームにスイッチング動作を行わせないようにすることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
10. 前記変圧器及び前記変圧器駆動回路を備えるアームの前記変換用スイッチング素子は、スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
11. 請求項１〜１０のいずれかに記載のインバータ駆動装置を、圧縮機又は送風機の少なくとも一方を駆動するために備えることを特徴とする冷凍空気調和装置。

Images